Text
МАССОВАЯ
"""РАДИО
БИ~ЛИОТЕКА
..."
. ·~.
;_ ~::
;1
Издание второ~,"' Дополненное
6Ф2 1:.>4
Б/2
уд к 621.396 .62
РЕДАКЦИОННАЯ КОЛЛЕГИЯ
Берг А. И., Борисов В. Г., Белкин Б. Г., Ванеев В. И., Гени
шта Е. Н.. Гороховский А. В., Демьянов И. А., Ельяшке
вич С. А., Жеребцов И. П., Корольков В. Г., Смирнов А. Д.,
Тарасов Ф. И., Чистяков Н. И., Шамшур В. И.
Бобров Н. В.
Б72 Радиоприемные устройства. Изд. 2-е, доп. М.,
«Энергия», 1976.
368 с. с ил. (Массовая радиобиблиотека. Вып. 921).
В кинге приводятся сведения о способах радиоприема различны>е
сигналов. Излагаются принципы построения структурных и принци
пиальных схем приемников. Рассматриваются методики расчета все>е
каскадов транзисторных и ламповых приемников и выбора оптималь·
ных режимов их работы. Описываются методы налаживания и испы
таний отдельных каскадов и приемника в целом. Даются справочные
материалы по электронным приборам, конденсаторам н резисторам.
Кинга рассчитана на подготовленных радиолюбителей, занимаю
щихся самостоятельным проектированием и ИJГотовлением радиоприем
ных устройств, и слушателей народных университетов.
Б 30404-476
6Ф2.124
051(01)-76 177-76
© Издательство «Энергия:., 1976 г.
ПРЕДИСЛОВИЕ КО ВТОРОМУ ИЗДАНИЮ
Настоящая книга предназначена для широкого круга радиолюби·
телей, имеющих определенные знания по математике, физике, электри·
ческим и радиотехническим цепям, а также знакомых с работой электрон
ных приборов и усилителей низких (модулирующих) частот. Книга мо
жет быть использована в качестве учебного пособия при самостоятель
ном изучении курса радиоприемных устройств лицами со средним об
щим и техническим образованием, а также слушателями народных
университетов.
Основное внимание в книге уделяется объяснению физических
процессов, происходящих как в отдельных каскадах приемников ам
плитудно-модулированных и частотно-модулированных сигналов, так
и в приемниках в целом. При этом подробно рассматриваются взаимо
связи характеристик каскадов и всего приемника, а также методы
разрешения возникающих при этом технических противоречий. На
основе анализа процессов, происходящих в основных каскадах прием
ника, излагаются принципы, позволяющие определять оптимальные
параметры каскадов по заданным характеристикам приемника, а также
пути исследования других схем, сходных с рассматриваемыми, которые
могут понадобиться читателю в его практической деятельности по разра·
ботке и конструированию различных приборов и устройств.
Целью книги является оказание помощи читателю в приобретении
знаний, необходимых для самостоятельной разработки, изготовления
и налаживания радиолюбительских приемников различного назначения.
Для этого в книге приводятся методики расчета всех каскадов приемника.
При этом в отличие от первого издания главное внимание уделяется
транзисторным каскадам, поскольку подавляющее большинство совре
менных профессиональных и тем более любительских радиоприемников
являются транзисторными. Работа ламповых каскадов рассматривается
лишь применительно к радиочастотным цепям метрового и дециметро
вого диапазонов волн и к специальным каскадам современных телеви
зионных приемников. Однако во всех случаях расчета транзисторных
каскадов указываются способы применения полученных расчетных
соотношений д.пя ламповых каскадов. Кроме того, в книге не рассматри
ваются регенеративные методы радиоприема и детектирование на трио
дах и транзисторах, как не имеющие широкого применения в современ
ных радиоприемниках.
Для лучшего усвоения материала в книге приводится большое
1<0личество примеров расчета и задач для самостоятельного решения.
Во многих примерах показываются способы применения приведенных
ранее сведений для ре.пения постав.пенных задач. С этой точки зрения
примеры расчета являются составными материалами анализа работы
каскадов. Поэтому примеры должны изучаться, а задачи решаться
наравне с другими основными материалами каждой главы книги.
3
Большая часть примеров и задач взаимосвязаны по своим исходным
данным. Благодаря этому они позволяют дать количественную оценку
каскадов всего приемника для рассмотренных в примерах диапазонов
волн.
В книге применяется единая система единиц (СИ) и названий диапа
зонов волн. Справочные данные, приведенные в приложениях, состав
лены в объеме, необходимом для решения примеров и задач.
Для об.~егчения усвоения материала в гл. 2 и 3 приведены характе
ристики приемных антенн и оконечных приборов, определяющие пара·
метры входных и выходных каскадов приемника. С целью подготовки
читателя к самостоятельному творчеству в гл. 14 достаточно подробно
рассмотрены правила построения и чтения принципиальных схем. Зна·
чительное место в книге уделено изучению действия различных помех
на элементы радиоприемного устройства и мерам борьбы с ними.
Автор выражает искреннюю благодарность В. П. Васильеву за
ценные замечания, высказанные при редактировании рукописи.
Глубоко признателен автор товарищам по многолетней совместной
работе Г. В. Максимову, В. И. Мичурину, Д. П. Николаеву, оказав
шим большую помощь при обсуждении 11овых способов решения ряда
методических задач, использованных в книге.
Автор будет признателен читателям за критические замечания.
которые следует направлять по адресу: 113114, Москва, М-114, Шлюзо
вая наб., 10, издательство «Энергия». Массовая радиобиблиотека.
Автор
rn••• t
О&ЩИЕ СВЕДЕНИЯ О РАДИОПР.ИЕМНЫХ УСТРОЯСТВАХ
1-1 . НАЗНАЧЕНИЕ, СТРУКТУРНАЯ СХЕМА
И О&ЛАСТИ ПРИМЕНЕНИЯ РАДИОПРИЕМНЫХ УСТРОАСТВ
Радиоприемным устройствомназываютсовокуп-
1юсть взаимосвязанных элементов, с помощью которых происходит
улавливание радиосигналов, преобразование их формы с одновременным
увеличением мощности и извлечение заложенной в них информации.
По своему происхождению принимаемые сигналы могут быть искусствен
ными и естественными. В первом случае они создаются радиопередаю
щими устройствами, а во втором - за счет различных процессов,
происходящих в природе (грозовые разряды, радиоизлучение планет
и т. n.).
Структурная схема радиоприемного устройства показана на рис. 1-1.
Приемная антенна 1 выполняет первую основную фунюшю радиоприем
ного устройства - улавливает энер
гию электромагнитного поля соответ
ствующего принимаемому сигналу, и
превращает ее в электрический сигнал.
Радиоприемник 2 осуществляет вторую
основную функцию радиоприемного
устройства - преобразует электриче
ский сигнал, полученный из антенны,
и усиливает его. Это преобразование
выполняется так, чтобы обеспечить
2
Рис. 1-1 .
з
нормальную работу оконечного прибора 3, который, выполняя третью
основную функцию радиоприемного устройства, позволяет извлечь из
принятого сигнала полезную информацию. Следовательно, радиоприем
ник является составной частью радиоприемного устройства.
Первое в мире радиоприемное устройство, принимавшее сигналы
грозовых разрядов, было создано А. С. Поповым и продемонстрировано
им 7 мая 1895 г. Указом Советского правительства от 2 мая 1945 г. этот
день утвержден ежегодным праздником «днем радио».
Радиоприемные устройства, в свою очередь, могут входить в более
крупные радиотехнические системы, решающие различные технические
задачи. В соответствии с этим радиоприемные устройства могут служить
для организации радиосвязи (телефонной, телеграфной или передачи
неподвижных изображений), радиовещания, телевидения, радионавига
ции, радиолокации, радиотелеуправления, радиоастрономии и т. п.
В радиовещательном сигнале по.1езной информацией является тот
или иной звуковой сигнал, например речь или музыка. Полезной инфор
мацией телевизионного сигнала является передаваемое изображение
5
и его звуковое сопровождение. В радиолокационном сигнале полезную
информацию несут те ero элементы, по которым определяют координаты
объекта (расстояние до него и уг.1ы, определяющие направление на
объект).
В большинстве случаев полезная информация определяется зако
ном модуляции принимаемого сигнала, т. е. характером изменения мо
дулирующего напряжения в передатчике.
t-2 . ОСНОВНЫЕ ФУНКЦИИ, ХАРАКТЕРИСТИКИ
и кnАССИФИКАЦИSI РАДИОПРИЕМНИКОВ
Число источников электромагнитных волн искусственного и есте
ственного происхождения в настоящее время весьма велико.
В каждой стране одновременно работают многие тысячи радио
передатчиков. Кроме того, целый ряд промышленных объектов и быто
вых устройств (трамваи, троллейбусы, электромоторы, контактные
переключатели, электромедицинские приборы и т. п.) излучают электро
магнитные волны. Поэтому в приемной антенне одновременно создается
большое число электрических сигналов за счет воздействия различных
электромагнитных волн, приходящих в место ее расположения. Сигна.'I,
которыйнеобходимопринять,называютполезнымсигналом,
а все остальные электрические сигналы, создающиеся в приемной ан
тенне, считают п о м е х а м и, ибо они мешают приему полезного
сигнала. К помехам относятся и мешающие сигналы от других радио
передатчиков, поэтому первой основной функцией
радиоприемникаявляетсявыделение (избирательность)
полезного сигнала из суммы всех сигналов, создающихся в антенне.
Считается, что нужная избирательность обеспечена, если на выходе
приемника уровень полезного сигнала превышает суммарный уровень
помех во столько раз, во сколько это требуется для нормальной работы
оконечного прибора. Избирательность в радиоприемнике осуществляет
ся по различным характеристикам сигналов: несущей частоте (частот·
ная избирательность), амплитуде (амплитудная избирательность),
виду модуляции и т. п. Кроме того, в радиоприемном устройстве может
применяться пространственная избирательность, основанная на исполь
зовании направленных свойств приемной антенны.
Частотная избирательность используется во всех радиоприемниках,
так как несущие частоты сигналов радиопередающих устройств обычно
выбираются различными. Осуществляется она применением резонанс
ных систем (колебательных контуров), настраиваемых на несущую час
тоту полезного сигнала. Благодаря этому амплитуда полезного сигнала
на выходе такой системы увеличивается, а амплитуды мешающих сигна
лов уменьшаются.
Высокочастотные модулированные сигналы (даже усиленные)
не могут обеспечить нормальную работу оконечных приборов радио·
приемных устройств. Они хорошо работают лишь от сигналов, соответ
ствующих закону модуляции принимаемого сигнала. Следовательно,
второй основной функциейрадиоприемникаявляется
преобразование высокочастотного модулированного сигнала, посту
пающего с выхода приемной антенны, в сигнал, мгновенные значения
которого изменяются во времени по закону модуляции. Процесс такого
преобразования сигнала в радиотехнике называют д е т е к т и р о·
ванием, а каскады, его осуществляющие,- детекторами.
6
Сигналы на выходе приемной антенны обычно бывают СJiабыми.
Их амплитуда редко достигает единиц милливольт, а мощность - мик•
роватт. Для нормальной работы оконечных приборов выходной сигнал
радиоприемника должен иметь мощность не менее десятых долей ватта
(или амплитуду напряжения, равную единицам и десяткам вольт). Поэ·
томутретьейосновнойфункциейрадиоприемникадолж·
но быть усилие полезного сигнала. Коэффициенты усиления по напряже·
нию у современных приемников достигают сотен тысяч и даже миллионов
раз.
Кроме указанных трех основных функций радиоприемника на
него могут быть возложены и некоторые другие, связанные с особенное·
тями его эксплуатации (например, поддержание поtтоянства выходной
мощности, автоматическая подстройка приемника на частоту принимае
мого сигнала и т. п.).
Качество выполнения рассмотренных функций принято оценивать
основными характеристиками радиоприемников. Они подразделяются
на две группы: электрические и конструктивно-эксплуатационные.
Рассмотрим основные электрические характеристики, по которым
могут сравниваться как однотипные приемники, так и приемники
различных назначений.
1.Чувствительностьюрадиоприемникапринятоназы·
вать его способность обеспечивать нормальный прием слабых полезных
сигналов. Она оценивается минимальным уровнем полезного сигнала,
который должен быть создан в приемной антенне для обеспечения нор·
мальной мощности на выходе приемника при заданном отношении
мощности сигнала к суммарной мощности помех. В диапазонах метровых
и более длинных волн чувствительность принято оценивать э. д. с.
полезного сигнала ЕАо• создаваемого в стандартном эквиваленте прием·
ной антенны и обеспечивающего выполнение указанных выше условий.
В рассматриваемых диапазонах волн антенная цепь обычно бывает
ненастроенной по отношению к несущей частоте сигнала. Выходное со·
противление антенны на частоте сигнала является комплексным. Чтобы
учесть его, в процессе измерения чувствительности приемника между
выходом источника сигнала и входом приемника включается эквивалент
антенны (см. § 2-1). Современные приемники имеют чувствительность
от десятых долей до тысяч микровольт.
В диапазонах дециметровых и более коротких волн антенная цепь
обычно настраивается на несущую частоту принимаемого сигнала.
В этом случае выходное сопротивление антенны получается чисто ак·
тивным и при измерении чувствительности приемника эквивалент антен
ны не включается. Кроме того, между источником сигнала и входом
приемника обеспечивается режим согласования, характеризующийся
равенством выходного сопротивления источника сигнала и входного
сопротивления приемника. Режим согласования обеспечивает передачу
наибольшей мощности от источника сигнала на вход приемника. При
этом уровень входного сигнала приемника более удобно измерять в еди
ницах мощности, поэтому чувствительность приемников данных диапа
зонов BOJIH измеряется в ваттах. Для приемников различных назначений
она может быть от 10- 8 до 10-19 Вт. Оценку чувствительности современ
ных приемников можно пояснить таким примером. Мощность полезного
сигнала в приемной антенне обычно меньше мощности светового излу
чения от горящей спички, находящейся на расстоянии 500 км и более.
2. Избирательностьюприемниканазываютегоспособ
ность выделять полезный сигнал из суммы всех сигналов и помех, соз
дающихся в приемной антенне. Сравнительно часто уровень помех
1
в приемно/\ антенне превышает уровень полезного сигнала, что подчер·
кивает особую важность данной характеристики приемника.
Для обеспечения избирателыюсти используют различия в характе
ристиках полезного сигнала и помех. Мешающие сигналы от других
передатчиков отличаются от полезного сигнала по несущей частоте.
Поэтому, используя резонансные системы, настраиваемые на несущую
•1астоту полезного сигнала, можно значительно ослабить мешающие
сигналы на выходе этих резонансных систем. Таким образом реализуется
частотная избирательность приемника.
В случае приема импульсных сигналов можно осуществить времен
ную избирательность. В этом случае один из первых каскадов приемника
пропускает сигналы (является открытым) только в те интервалы вре
мени, в которые ожидается прием полезного сигнала. Уровень помех
на выходе приемника будет в данном случае меньше, а прием сигнала
окажется лучше. Так поступают, например, в радиолокационных
системах.
В дальнейшем будет рассматриваться тОJiько частотная избиратель
ность, которая применяется во всех типах приемников и для сокраще-
11ия изложения называется просто избирательностью приемника.
В первом приближении (приемник - нелинейная система и для
учета совместного действия сигнала и помехи к нему неприменим прин
цип суперпозиции *)избирательность приемника оценивается по кривой
избирательности. Она представляет собой зависимость э. д. с. сигнала
в антенне Е А• необходимой для создания на выходе приемника нормаль·
ной мощности, от расстройки Лf между несущей частотой сигнала fr. и
частотой настройки приемника fo (Лf = fс - fo>·
Для обеспечения сравнительной оценки избирате,1ьности по оси
абсцисс обычно откладывают отношение Е лl Ело = d, называемое
о с л а б л е н и е м. Эта величина показывает, во сколько раз ослаб
ляется полезный сигнал (или помеха по отношению к пОJiезному сигна
лу) при данной расстройке. Часто ослабление задается в логарифмиче·
ских единицах-децибелах (дБ) ( d, дБ= 20 lg : : 0 ). Поскольку в дан
ном случае избирательность оценивается лишь по одному сигналу, то
ее принято называть односигнальной. Примерный вид кривой односиг
нальной избирательности изображен на рис. 1-2 .
В различных радиотехнических системах минимальная разность
несущих частот, т. е. расстроАка по частоте возможных соседних кана
лов, заранее определяется. Так, в радиовещании и радиосвязи расстрой·
* Принцип суперпозиции описывает линеАную систему, для кото
рой характерно отсутствие влияния одного сигнала, проходящего
через :~ту систему, на одновременное прохождение других сигналов.
Благодаря этому выходной сигна.1 такой системы определяется суммой
входных сигналов, каждый из которых умножается на коэффициент
передачи системы при отдельном прохождении данного сигнала. Иначе
говоря, одновременное прохождение нескольких сигналов через линей
ную систему взаимонезависимо. В нелинейной системе каждый из сиг
на,1ов влияет на одновременное прохождение других сигналов, что
обычно учитывают соответствующим изменени~м коэффициента передачи
системы. При этом изменение параметров (например, амплитуды)
одного сигнала приведет к новым значениям коэффициентов передач11
системы для всех одновременно проходящих сигналов.
8
ку ~оседних каналов на километровых и rектометровых волнах берут
равной 10 кГц, на декаметровых волнах - 25 кГц, на метровых вол·
нах - 150 кГц. Поскольку кривая односиrнальной избирательности
определяет избирательность приемника по отношению к мешающим
сигналам, несущие частоты которых достаточно близки к несущей час·
тоте полезного сигнала, то принято говорить, что она в основном опре·
деляет избирательность по соседнему каналу (или нескольким соседним).
Современные приемники способны обеспечить ослабление соседнего
канала от 30-40 до 80-100 дБ.
Из сказанного следует, что сужение кривой избирательности озна
чает повышение избирательности приемника по соседнему каналу.
Однако чрезмерное сужение этой кривой может привести к тому, что
высшие и низшие (по частоте) составляющие принимаемого сигнала
будут сильно ослаблены. Это вызовет соответствующие частотные иска
жения принимаемого сигнала. Допускаемое ослабление по напряжению
высших и низших частот принимаемого сигнала составляет З дБ (1,41
раза). Поэтому ширину кривой избирательности на уровне d = 1,41
(3 дБ) условились называеть п о •
лосой пропускания прием·
d
инка (П).
Bli
Чтобы искажения сигнала были
1
незначительны, полоса пропуска
ния приемника должна быть не
уже спектра принимаемого сигнала.
Если приемники предназна
чаются для приема одинаковых по
ширине спектра сигналов, то их
полосы пропускания должны быть
равными. В этом случае кривые из
бирательности приемников должны
иметь как минимум три общие точ
ки:приd=Оиd=1,41.
Сопоставление кривых избира·
те.1ьности приемников 1 и 2, изобра
женных на рис. 1-2, свидетельствует
\
\1
\1
''l
1'
-.Дfl
нrч
26
+.dт
5о
кгц
Рис. 1-2.
о том, что, несмотря на одинаковые полосы пропуска, избирательность
второго приемника хуже, так как его ослабление за пределами полосы
пропускания меньше.
Из-за наличия нелинеilных элементов, основным из которых явля·
ется детектор, действие помехи зависит от уровня полезного сигнала.
для оценки избирательности приемника в реальных условиях вводится
понятие двухсигнальной избирательности. Она учитывает
одновременное действие полезного и мешающего сигналов, имеющих
различные частоты. При сильном мешающем сигнале за счет нелиней·
ности каскадов приемника его коэффициент передачи для полезного
сигнала изменяется (обычно уменьшается). Количественной оценкой
двухсигнадьноil избирательности сJ1ужит отношение э. д. с. помехи Еп
к чувствительности приемника Е Ао для заданной расстройки между
частотами полезного и мещающего сиrналов, при которой выходной
полезный сигнал приемника изменяется на З дБ.
Иногдапользуютсяпонятиемтрехсигнальнойизбиратель·
ности. В этом случае задаются расстройки между частотами полезного
и двух мешающих сигналоь, а также амплитуда одного мешающего
сигнала Еп1 • В процессе измерения находится амплитуда второй помехи
Е"8, при которой выходной полезный сигнал изменяется на З дБ.
3.Помехоустойчивостью приемника называют его
способность обеспечивать достоверный прием полезной информации при
действии помех. Различные виды помех действуют не одинаково, поэтому
конструкторы радиотехнических систем и радиоприемников стремятся
к тому, чтобы обеспечить необходимую помехоустойчивость по отноше·
нию ко многим возможным типам помех. Когда спектральная структура
помехи (например, сигнал мешающего передатчика) достаточно близка
к структуре полезного сигнала, а несущие частоты помехи и полезного
сигнала существенно отличаются, помехоустойчивость приемника может
быть обеспечена его высокой избирательностью.
Одним из возможных вариантов количественной оценки помехо
устойчивости приемника может служить вероятность правильного
приема полезного сигнала при заданном отношении мощностей помехи
и сигнала на входе приемника применительно к каждому типу помехи.
4.Диапазоном рабочих частот приемника назы·
вают интервалы частот, в пределах которых он должен обеспечивать
нормальный прием сигналов. В зависимости от назначения приемники
имеют широкие диапазоны рабочих частот с переменной настройкой
(радиовещание, радиосвязь, радионавигация) и относительно узкие
(менее 0,01 от средней рабочей частоты) с фиксированной настройкой
(телевидение, радиолокация, радиотелеметрия, радионавигация, радио
телемеханика). Общий диапазон рабочих частот современных радио
приемников простирается от мириаметрового до оптического диапазона
волн. Перекрытие требуемого диапазона частот считается выполненным,
если приемник может быть настроен на любую частоту рабочего диапазо
на и его основные характеристики при этом будут не хуже заданных.
5.Качество воспроизведения определяется сте·
пенью искажений принимаемого сигнала, вносимых приемником.
В каждом приемнике могут иметь место нелинейные, амплитудно-час·
тотные и фазо-частотные искажения. В зависимости от типа принимаемо·
го сигнала допустимый уровень каждого вида искажений может быть
различным. В радиовещании и радиосвязи нелинейные и амплитудно
частотные искажения ухудшают разборчивость речи, однако фазо-час·
тотные искажения практически не влияют на качество воспроизведения.
В телевидении же на качество приема существенно влияют все три вида
искажений. В системах радиотелемеханики искажения снижают точ·
ность работы.
Нелинейныеискажениявозникаютиз-занелинейности
амплитудных характеристик каскадов приемника и особенностей режи
ма их работы. Их характеризует появление на выходе приемника высших
гармонических составляющих модулирующей частоты сигнала при
гармоническом законе модуляции. Количественно нелинейные искаже
ния оценивают коэффициентом гармоник
k _ Уиiот +и:от +иiот + ...
r-
Uот
'
(1-1)
где Uот• и~ От• U3 от• U4 от - амплитуды основной составляющей
и гармоник модулирующего напряжения в выходном сигнале приемника.
Для высококачественного радиовещания коэффициент гармоник
должен быть менее 0,05, а для радиолюбительских (одноканальных)
систем связи он может достигать 0,1.
Амплитудно•частотные искажения являются
следствием неодинаковости коэффициента усиления приемника при раз
личных модулирующих частотах сигнала. Это вызывает отличие реаль·
10
ной амплитудно-частотной характеристики от идеальной, которая
представляется прямой линией, параллельной оси частот в интервале
от нижней F и до верхней F 8 модулирующих частот. Степень амплнтудно
частотных искажений определяется коэффициентами
Ми=Кмакс/КF8 И Мв=Кмакс/КF8•
(1-2)
где Кмакс - наибольший коэффициент усиления приемника, а КFн и
KF8 - коэффициенты усиления при нижней и верхней модулирующих
частотах.
Для высококачественного радиовещания диапазон модулирующих
частот простирается от 30 Гц до 15 кГц при Ми и М 8 не более 2 дБ.
В одноканальных и радиолюбительских системах радиосвязи гранич
ные частоты модуляции 300-3400 Гц, а значения коэффициентов
амплитудно-частотных искажений допускаются до 6 дБ.
Фазо•частотные искажения являются следствием
нелинейности фазовой характеристики приемника, которая определяет
зависимость фазового сдвига выходного напряжения приемника по
отношению к огибающей входного сигнала от модулирующей частоты
при гармоническом законе модуляции. Фазо-частотные искажения
особенно опасны при приеме радиофототелеграфных, телевизионных
н радиолокационных сигналов. Они практически не влияют на качество
приема радиотелефонных сигналов, так как ухо человека не реагирует
на изменение фазы воспринимаемых им колебаний.
Следует отметить, что уровни амплитудно-частотных и фаза-частот
ных искажений приемника взаимосвязаны и зависят от типа резонансных
систем, применяемых в приемнике.
6.Динамическим диапазоиомприемниканазывают
отношение максимального уровня входного сигнала Е Ат (Р Ат), прием
которого происходит при допустимом уровне искажений, к чувствитель·
ности приемника. Обычно он выражается в децибелах:
д, дБ:::201g ЕАмаксlЕАо= 10 \g РАмакс/РАо·
(1·3)
Чаще всего динамический диапазон ограничивается нелинейными
искажениями, возникающими за счет перегрузки в последних каскадах
приемника. Расширения динамического диапазона достигают за счет
улучшения чувствительности, применения систем автоматического
регулирования усиления и выбора усилительных приборов с большим
линейным участком амплитудной характеристики. Современные прием·
вики обладают динамическим диапазоном в 30-60 дБ. Но этого не всегда
бывает достаточно, так как изменение амплитуды входных сигналов
может достигать 80 дБ и более.
7.Выходная мощностьихарактервыходногосигнала
зависят от назначения приемника и типа оконечного прибора. В радио
вещательных и связных приемниках (оконечный прибор - громкогово
ритель или наушники) выходная мощность колеблется от 0,025 до 10 Вг.
8. Уровень излучения колебаний гетеро
д и н а в супергетеродинном приемнике определяется максимально
допустимой напряженностью поля на заданном расстоянии от приемной
антенны. Чрезмерно большой уровень этого излучения может создавать
помехи другим, близко расположенным радиоприемным устройствам.
9.Мощность и напряжение источников пи •
т а н и я определяются схемой приемника и типом применяемых в нем
электронных приборов. Особенно важна эта характеристика для пере-
11
поеных и портативных приемников, питающихся от химических источ
ников электрического тока с ограниченной мощностью.
I(онструктивно-эксплуатационные показатели, как правило, опре
деляются необходимой конструкцией и условиями эксплуатации прием
ника. Они в большой степени влияют на выбор типов электронных
приборов и элементов конструкции (резисторов, конденсаторов, катушек
индуктивности). Ниже приводятся основные конструктивно-эксплуата
ционные характеристики приемников.
1.Устойчивость и надежиость работыхаракте
ризуется допустимыми изменениями основных электрических парамет
ров и числом отказов в работе приемника в течение гарантийного срока
его эксплуатации.
2. Удобство управлеиияоцениваетсяпочислуорганов
управления приемника и сложности манипуляции ими в процессе
эксплуатации.
3.3апас прочиости, габариты, масса, стои
мость приемникавпоясненииненуждаются.
Необходимо отметить, что большинство рассмотренных характерис
тик взаимосвязаны, часто находятся в противоречии и не могут зада
ва rься произвольно. Так, повышение избирательности требует сужения
кривой избирательности, а это может вызвать увеличение амплитудно·
частотных искажений. Улучшенне чувствительности и избирательности,
как правило, повышает стоимость, массу и размеры приемника. Харак
теристики радиовещательных пf.иемников определяются ГОСТ 5651-64
и описаны в литературе [1, 19 .
По назначению радиоприемники принято разделять на две группы:
радиовещательные и профессиональные. Первые служат для приема
широковещательных радио· и телевизионных программ, а вторые -
для решения специальных технических задач (радиосвязь, радиолока
ция, радионавигация, радиотелеметрия, радиоастрономия, радиотеле
механика и т. д.).
В соответствии со структурной схемой приемники классифицируют-
сянаприемникипрямого усиления и супергете-
роди иные.
В зависимости от типа принимаемых сигналов приемники делятся
на следующие группы: для приема амплитудно-модулированных, час
тотно-модулированных, фазово-модулированных и импульсных сигналов.
По условиям эксплуатации и конструктивному выполнению прием·
инки подразделяются на стационарные, переносные, корабельные,
самолетные, автомобильные, космические и т. п.
Приемники классифицируют также по диапазону рабочих вол11
(мириаметровые, километровые, гектометровые и т. д.). Радиовещатель·
ные, связные и навигационные приемники обычно предназначаются
для работы в НЕ-скольких диапазонах.
В зависимости от типа применяемых электронных приборов прием
ники бывают транзисторными, ламповыми и комбинированными. Боль
шинство разрабатываемых приемников являются транзисторными.
t•3. ОСНОВНЫЕ СТРУКТУРНЫЕ СХЕМЫ ПРИЕМНИКОВ
На рис. 1-3 показана структурная схема приемника, предназна
ченного для приема амплитудно-модулированных сигналов. Детекторы
амплитудно-модулированных сигналов обеспечивают малый урове11ь
12
искажений при подведе11ии к ним радиосигнала амплитудой не менее
0,3-1 В. Поэтому, как правило, до детектора сигнал усиливается уси
лителем радиосигнала (УРС) *. Для лучшего согласования входа этого
усилителя с выходом приемной антенны применяется так называемая
входная цепь (ВЦ). Входная цепь и усилитель радиосигнала имеют
избирательные системы (одиночные или связанные колебательные кон
туры), которые обеспечивают необходимую частотную избирательность
приемника. Уровень выходного напряжения (мощности) детектора не
всегда бывает достаточным для обеспечения нормальной работы око
нечного прибора. Поэтому после детектора ставится усилитель напря
жения модулирующей частоты (УНМЧ) **,
Поскольку в приемнике, построенном по описанной выше структур
ной схеме, до детектора происходит только усиление принимаемого
сигнала без изменения его несущей частоты и спектра (прямое усиление),
такиеприемникипринятоназывать приемникамнпрямого
у с и л е н и я. Грозоотметчик А. С. Попова был приемником прямого
усиления.
Прием сильных сигналов можно обеспечить без УРС и УНМЧ.
В этом случае приемник должен иметь только входную цепь и детектор.
вц
УРС
УНМЧ
Рис. 1-3 .
Такой приемник называют детекторным. В нем ВЦ должна,
естественно, обеспечивать необходимую частотную избирательность.
Из теории радиотехнических цепей известно, что полоса пропуска
ния системы связанных колебательных контуров зависит от ее средней
частоты и определяется уравнением [З, 15)
П=б,f0/"У(n)=Пк/'У(п),
(1-4)
где а, - эквивалентное затухание контуров, образующих систему;
Пк = {)эfо - полоса пропускания каждого контура [15); 'l'J!(n) -функ
ция, зависящая от числа контуров и характера связи между ними. Для
избирательной системы, состоящей из одиночного колебательного
контура, 'У (1) = 1; для более сложных систем эта функция больше еди
ницы, но не превышает З - 5. Эквивалентное затухание колебательных
контуров редко удается сделать менее 0,001-0,01. Поэтому с ростом
несущей частоты принимаемого сигнала полоса пропускания, а следова
тельно, и ширина кривой избирательности радиочастотного тракта
приемника увеличиваются, а избирательность приемника ухудшается.
В диапазонах декаметровых и более коротких волн для некоторых видов
сигналов (радиотелеграфных, радиотелефонных, радионавигационных)
* В ряде пособий усилитель радиосигнала называют усилителем
высокой частоты. Но поскольку в современных приемниках промежу
точная частота и частота модуляции сигналов иногда относятся к высо
ким частотам, целесообразнее использовать указанный выше термин.
** В ряде пособий УНМЧ называют усилителями низкой частоты.
Но для некоторых сигналов частоты модуляции достигают единиц
мегагерц и не являются низкими частотами.
13
полоса пропускания радиочастотного тракта получается много шире
частотного спектра принимаемых сигналов. А в диапазонах дециметро
вых и более коротких волн сказанное имеет место и для многих других
видов сигналов.
По мере роста несущей частоты устойчивое (без самовозбуждения)
усиление транзисторных и ламповых каскадов УРС уменьшается (см.
§ 6-5). Это затрудняет получение большого коэффициента усиления,
так как с увеличением числа каскадов труднее обеспечивать их устой
чивую работу. Поэтому уже в диапазоне декаметровых и более коротких
волн транзисторные н ламповые приемники прямого усиления не могут
обеспечить высокую чувствительность и, самое главное, хорошую изби
рательность.
Отмеченные недостатки могут быть практически устранены в супер
гетеродинном приемнике, структурная схема которого показана на
Рис. 1-4.
рис. 1-4 . Впервые такой приемник был предложен в 1919 г. американским
ученым Армстронгом.
В супергетеродинном приемнике несущая частота принимаемого
сигнала с помощью преобразователя частоты (ПЧ) преобразуется (обыч
но понижается) без изменения закона модуляции. Полученный таким
образом сигнал усиливается усилителем напряжения промежуточной
частоты (УНПЧ) и подводится к детектору (Д). Сравнительно простыми
техническими средствами промежуточную частоту супергетеродинного
приемника можно сделать одинаковой (постоянной) для принимаемых
сигналов в достаточно широком диапазоне рабочих частот. Благодаря
этому в каскадах УНПЧ оказывается возможным применять сложные
избирательные системы, обеспечивающие гораздо лучшую избиратель
ность, чем одиночные контуры. Кроме того, подбирая (снижая) проме
жуточную частоту, можно достаточно хорошо согласовать полосу про
пускания тракта УНПЧ с шириной спектра принимаемого сигнала.
Но супергетеродинный приемник имеет свои недостатки по сравне
нию с приемником прямого усиления. При фиксированной настройке он
способен принимать не только полезный сигнал, на который он настроен,
1ю и сигналы, имеющие другие частоты. Чтобы пояснить сказанное,
рассмотрим в общих чертах работу ПЧ. Характерными осоСSенностями
ПЧ являются: выбор исходной рабочей точки его электронного прибора
в сугубо нелинейном участке вольт-амперной характеристики и подведе
ние к нему переменного напряжения с достаточно большой амплитудой
(десятые доли вольта) и частотой f r от гетеродина, т. е. генератора
гармонического напряжения.
На рис. 1-5 сплошной линией показана типовая зависимость кол
лекторного тока транзисторов / к от напряжения между базой и эмитте
ром И бэ· Проводимость прямой передачи транзистора для каждого
участка этой характеристики может быть определена графически [13)
как отношение У21 = Л/к/ЛU5 3 • Чем меньшие приращения берутся
для И 63 , тем точнее определяется проводимость прямой передачи
транзистора. Штриховая линия на рис. 1-5 соответствует типовой заВ}{-
14
симости этой проводимости от входного напряжения транзистора Uб9•
Средняя часть этой характеристики (участок между точками А и Б)
обычно бывает достаточно близкой к прямолинейной. Исходную рабо
чую точку П транзистора ПЧ определяют подбором начального постоян
ного напряжения U бзо так, чтобы ей
соответствовала точка П', находящаяся
.lк
в середине участка АБ. Коллекторный
ток транзистора определяется уравне
нием 113)
lк=У21Uбз·
(1-5)
При указанном выборе рабочей
точки под воздействием напряжения
гетеродина проводимость прямой пере
дачи транзистора практически будет
изменяться с частотой гетеродина, ко
леблясь вокруг исходного значения
У21 0 • Этому изменению соответствует
гармонический закон У21 = У 210 +
+ У21 т siп Wrt, где У21 т - наиболь
шее отклонение У21 при воздействии
напряжения гетеродина.
Рис. 1-S .
При гармоническом снгнме Uе = Uте siп Wet с малой амплитудой
(Ите <( Итг) выражение (1-5) можно переписать так:
lк=(У21 ; о+ У21т sin Wrt) Ите sin Wet= У21; 0Uте sin Wet+
+У21тИте sin Wrtsin roet.
Воспользовавшись известным тригонометрическим преобразова·
ннем, получим:
1к=Уu:оИте sin ro,t+
+0,5У21тИте cos (ror+roe) t-О,5У21т cos (roг-roc) t.
(1-6)
Таким образом, коллекторный ток ПЧ имеет составляющие с раз
ностной ror - Wc и суммарной ror + roc частотами, называемыми в ра
диотехнике комбинационными. Одна из этих частот (чаще разностная)
называется полезной и служит промежуточной частотой f пр супергете
родинного приемника. Нагрузочную избирательную систему ПЧ на
страивают на полезную комбинационную частоту, например f r - fс= f пр·
ЕСJ1н принимаемый сигнал имеет амплитудную модуляцию, то
согласно (1-6) такой же закон модуляции будут иметь комбинационные
составляЮЬUlе, а значит и выходное напряжение ПЧ. Это определяется
линейной 'Зависимостью амплитуды комбинационных составляющих
от амплитуды сигнала. При "астотной модуляции полезного сигнала
и постоянной частоте гетеродииа частота комбннацноЮ1ых составляющих
станет изменяться в соответствии с колебаниями часrоты сигнма. Сле
довательно, выходной сигнал ПЧ сохранит закон частотной модуляции
полезного сигнала. Таким образом, ПЧ изменяет лишь несущую fiастоту
полезного сигнала при любом законе модуляции.
Если частота гетеродина изменяется по закону f r = f с+ fпо• то
для сигналов с различными несущими частотами разностная комбина
ционная частота будет одинакова и равна промежуточной частоте
приемника. Это и позволяет иметь фиксированную настройку избнра
rельных систем в тракте промежуточной частоты супергетеродинного
приемника.
15
На рис. 1·6 изображена шкала частот с нанесенными на нее значе
ниями частот принимаемого сигнала f с и гетеродина f r· Интервал между
ними по шкале частот должен быть ранен f пр· Если кроме полезного
сигнала на вход ПЧ поступит второй сигнал с частотой
fэ=fг+/пр•
(1-7)
то он при деiiствии на ПЧ напряжения гетеродина согласно (1·6) обра·
зует составляющие коллекторного тока с разностной f 3 - f r и суммар·
ной f3 + fr частотами. На основании (1-7) частота разностной составля·
ющей fэ -fг = f r + fпр -fr = fпр• т. е. она равна промежуточной
частоте приемника, на коrорую настроена избирательная система ПЧ.
С.~едовательно, при фиксированноii частоте гетеродина на выход ПЧ
одинаково могут проходить два сигнала, частоты которых симметрично
(зеркально) отстоят от частоты гетеродина на промежуточную частоту.
Сигнал с частотой f с принято называть полезным (принимаемым), а сиг·
нал с частотой f3 - зеркальным.
Зависимость У21 ( U бз) обычно криволинейна, что создает условия
для прохождения через ПЧ сигналов с частотами, отличными от f с и f3
1
1
1
v
1•
fc
fг
Рис. 1-6 .
f
(см. § 9-5). Каналы приема с
этими частотами наряду с кана
лом на частоте f3 принято назы
ватьпобочнымииливред·
н ы м и каналами в супергете
родинном приемнике. Подавле·
ние этих каналов достигается за
счет частотной избирате.(lьности
радиочастотного тракта суперге
теродинного приемника, обра
зуемого ВЦ и УРС (кривая /).
Из рисунка следует, что чем
уже эта кривая, тем сильнее ослабляется прием по зеркальному ка
налу, являющемуся главным и наиболее сильным из всех вредных кана
лов приема. Кроме того, ослаблению приема по зеркальному каналу
способствует увеличение промежуточной частоты приемника. Исполь
зуя обе указанные зависимости, достигают необходимого подавления
приема по зеркальному и другим вредным каналам.
Каскады супергетеродинного приемника, настроенные на промежу
точную частоту, называют трактом п роме ж уточной час -
т о т ы. В супергетеродинном приемнике ВЦ и УРС должны обеспечивать
меньшие усиление и избирательность, чем в приемнике прямого усиле
ния, что значительно упрощает их конструкцию. Уже в диапазонах
rектометровых и более коротких волн транзисторные и ламповые супер
гетеродинные приемники требуют меньше электронных приборов, чем
приемники прямого усиления. Поэтомуболее90-95% современных тран·
зисторных и ламповых приемников строятся по супергетеродинной схеме.
Как в приемнике прямого усиления, так и в супергетеродинном
приемнике каскады, стоящие до детектора, принято называть в ы с о •
кочастотнымтрактом,акаскады,стоящиепоследетектора,
низкочастотным трактомприемника.
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ ДЛ.Я ПОВТОРЕНИЯ
1. Каковы основные функции радиоприемного устройства?
2. Из каких основных элементов состоит радиоприемное устрой·
ство? Нарисуйте его структурную схему.
16
3. Каковы основные функции радиоприемника? С помощью каких
элементов структурной схемы они выполняются?
4. Назовите и дайте определение основных электрических и эк
сплуатационных характеристик приемника?
5. I(акне характеристики радиоприемника находятся в противо
речивой взаимосвязи и почему?
6. Как связано построение структурной схемы приемника прямого
усиления с его основными функциями? I(акие элементы схемы обяза
тельны, а какие могут отсутствовать?
7. I(аковы основные недостатки приемников прямого усиления?
Каковы их причины? Возможно ли их устранение?
8. I(аковы особенности структурной схемы супергетеродинного
приемника? Назовите его недостатки и достоинства.
9. Одинаковы ли задачи одноименных элементов структурных
схем приемников прямого усиления и супергетеродинного?
10. I(аков принцип работы преобразователя частоты? I(ак следует
выбирать рабочую точку транзистора преобразователя частоты?
11. l{вкве каналы приема в супергетеродинном приемнике называют
полезными и вредными (побочными)?
12. l<ак можно повысить подавление по зеркальному каналу в су
пергетеродинном приемнике?
rn•••1
НЕКОТОРЫЕ СВЕДЕНИЯ О ПРИЕМНЫХ дНТЕННдХ
2-t . ОСНОВНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ ПРИЕМНОА АНТЕННЫ
В данной главе приводятся лишь те сведения о приемных антеннах,
которые необходимы для оценки основных характеристик радиовеща·
тельного или радиолюбительского приемного устройства или приемника.
При исследовании взаимодействия приемной антенны со входом
приемника используют эквивалентную схему антенны (рис. 2-1)
Рис. 2-1.
(3, 10, 26, 35). Электродвижущая сила генератора ЁА характеризует
ЭJJектрический сигнад, создающийся в антенне за счет энергии электро
магнитного поля полезного сигнала, имеющего в точке расположеюrя
антенны напряженность Е.
Если обозначить через hп. действующую высоту антенны, то
Ёд=hп.Е.
(2-1)
17
Индуктивность L А• емкость С А и активное сопротивление потерь R А
характеризуют электрические параметры приемной антенны. Они,
равно как и действующая высота, зависят от конструкции антенны.
Применительно к радиовещательным приемникам километровых и
гектометровых волн согласно ГОСТ 5651-64 за стандартные параметры
эквивалента внешней проволочной антенны приняты значения:
LА=20мкГ,СА=200пФиRА= 25Ом.
(2-2)
Пространственная избирательность антенны определяется по ее
характеристике направленности.Нарис.2-2при
ведены характеристики направленности в горизонтальной плоскости
для наиболее распространенных типов приемных антенн: а - вертикаль
ной, б - Г-образной, в - горизонтального полуволнового диполя,
г - рамочной, д
-
магнитной. Радиус-вектор Ел характеризуетэ. д. с.,
наведенную в приемной антенне полем, созданным передающей антен
ной, расположенной на продолжении этого радиуса вектора. Следова
тельно, для получения наибольшей э. д. с. полезного си1'11811а в прием
ной антенне необходимо ее ориентировать в простране'118е 1811:, чтобы
..... --- .....
,
'
1
\
..... ~-,
~\
,
\
1
1
/ Еу'\
.~~.
1
1
::-1
14-
,а
а
'
/
,
',
а
\
1
,
'
~
'
/
1
\
1
\
1
'
, __ .,,~
\
\
..... __ .........
1
1
1
1,
1
\
1
,
1
-/
\--/
'
\
ЕдиllКt:
\
1
'
',
[А"
'
,
,_
...
__ .,.
,...,.__ .,,....
а)
б)
tH
г)
д)
Рис. 2-2.
максимальный вектор ~макс был направлен на передающую антенну.
Чем более вытянута диаграмма направленности (чем она уже), тем луч
ше направленные свойства антенны. Однако для обеспечения приема
со всех направлений при неподвижной антенне следует применять
ненаправленные антенны, например вертикальную.
2-2 . ЗАВИСИМОСТЬ ПАРАМЕТРОВ ПРИЕМНОМ АНТЕННЫ
ОТ ЕЕ КОНСТРУКЦИИ
Действующую высоту приемных антенн различной конструкции
можно в первом приближении вычислять по формулам, приведенным
в табл. 2-1 [10, 30, 31]. Здесь h - разница уровней подвеса в метрах
между наивысшей точкой конструкции проволочной антенны и концом
провода антенны, подключающимся к приемнику*; w - число витков
рамки или катушки магнитной антенны; S - площадь рамки в квад
ратных метрах; f - частота принимаемого сигнала в мегагерцах; dc -
* Провод, идущий от горизонтальной части антенны ко входу при
емника, принято называть снижением.
18
Таблиц а 2-1
Тип антенны
hд, м
Номер
формулы
Вертикальная
(0,5-О,б)h
(2-3)
сМетелочная•
(0,6-0,7)h
(2-4)
r. и Т-образная
h
(2-5)
Наклонная
h
(2-6)
Рамочная
0,021Swf
(2-7)
Магнитная
O,Olб4d~μ 3wf
(2-8)
Дипольная
'J../n
(2-9)
диаметр сердечника в метрах; μ, -
эффективная магнитная проницае
мость сердечника (определяется по графикам рис. 2-3, на котором
lc - длина сердечника); ').. -
длина
волны в метрах.
Г/м и~
Индуктивность и емкость ан-
/
теины весьма существенно зависят
от диаметра проводов и их разме
щения относительно земли и близко 180 1----f --+- -t --
расположенных предметов (крыша,
стена дома и т. п.).
Для расчета параметров про-
волочных антенн можно пользо- 'Z
,._
ваться приближенными формулами f. О 1---,1---1--t-"6'.~...
~/Сл= (4 + 8)l (2-IO)
и
VLA =(0,5 + 1,0) l, (2·11)
где l - длина провода антенны в
метрах.
При данных численных коэф
фициентах емкость вычисляется в
пикофарадах, а индуктивность -
в микрогенри. Если провода ан
тенны находятся от местных пред
метов на расстоянии меньше 0,5-
1 м, то для определения емкости
о
8
Рис. 2-3.
антенны надо брать большее по формуле (2-IO) значение численного
коэффициента, а если это расстояние более 2-3 м, то меньшее.
-Rогда диаметр провода больше 2-3 мм, то для расчета индуктив
ности антенны по формуле (2-11) необходимо брать меньшее значение
численного коэффициента, а когда диаметр провода меньше 1 мм, то
большее значение.
Формулы (2-3) - (2-11) обеспечивают допустимую для ориентиро
вочных расчетов погрешность, если максимальный линейный размер
интенны (длина горизонтального или вертикального провода, стороны
рамки, сердечника магнитной антенны) составляет менее 20% длины
волны принимаемого сигнала.
1'1
Тмевизиоиные приемные антенны индивидуального пользования
должны рабетать в сравнительно широком диапазоне частот при воз
можно лучших направленных свойствах. В ряде крупных городов одно
временно передаются телепрограммы по трем-четырем каналам. Поэтому
в последнее время наибольшее распространение получили два типа
антенн: зигзагообразная и четырехвибраторная универсальная. Они
принимают сигналы по любому из основных 12 каналов, в то время как
простые дипольные антенны принимают не более четырех-пяти соседних
каналов. Все указанные антенны при правильной ориентации обеспе
чивают усиление мощности принимаемого сигнала в 5- 8 раз по сравне
нию с ненаправленной антенной.
Пример 2-1 . Антенна выполнена из провода длиною 15 м и диа
метром 2 мм, подвешенного наклонно на расстоянии более 3 м от стены.
Концы nrioвoдa находятся на высоте 10 и 5 мот земли. Каковы основные
параметры антенны в диапазоне 200-2000 м?
Максимальный размер антенны (длина провода) - менее 20%
минимальной длины волны, что позволяет применять приведенные
ранее формулы.
Согласно формуле (2-6) hд = 10-5 = 5 м. Полагая численный
коэффициент равным 4, из формулы (2-10) получаем С А= 4· 15 = 60 пФ.
Принимая численный коэффициент равным 0,6, по формуле (2-11)
находим L А= 0,6· 15 = 9 мкГ.
Пример 2-2. Комнатная Г-образная антенна выполнена из про
вода диаметром 1 мм, подвешенного на расстоянии 0,5 м от стены и по
толка. Длина вертикального провода 1,5 м, горизонтального - 2 м.
Определить параметры антенны в диапазоне волн 25-2000 м.
Поскольку l < О,2Лмин• расчет параметров антенны ведем по при
ближенным формулам (2-3)-(2-11).
Согласноусловиюзадачиh= 1,5 м и l= 1,5+2=3,5 м. Из
формулы (2-5) hд = 1,5 м. Полагаем численный коэффициент в формуле
(2-10) равным 8. Тогда Сл = 8·3,5 = 28 пФ. Примем численный коэф-
фициентвформуле(2-11) равным 1. В этом случае Lл = 1 ·3,5 = 3,5 мкГ.
Пример 2-З. Магнитная антенна имеет ферритовый сердечник
длиной lc = 160 мм и диаметром dc = 8 мм при магнитной постоянной
μ0 = 400. Катушка антенны содержит 120 витков. Какова действующая
высота антенны при частоте сигнала 0,515 МГц?
По графикам рис. 2-3 для исходных данных находим μ 3 = 130.
Используя формулу (2-8), получаем hд = 0,0164 (8 • 10-3 ) 2 • 130 • 120 Х
ХО,515=8,4·10-3 м.
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ ДЛЯ ПОВТОРЕНИЯ
1. Дайте определения действующей высоты, емкости и индуктив
ности приемной антенны.
2. От каких параметров и каким образом зависит действующая
высота приемных антенн различных конструкций?
3. Как зависит емкость проволочной антенны от ее конструкции?
4. Как зависит индуктивность проволочной антенны от ее конструк
ции?
5. Какова связь между э. д. с. сигнала, создающегося в приемно/\
антенне, и напряженностью поля принимаемого сигнала?
20
6. Какова эквивалентная схема приемной антенны?
7. По какой характеристике и каким образом оцениваются направ
ленные свойства антенны?
ЗАДАЧИ
2-1 . ВычиСJiить э. д. с. сигнала в антеннах, параметры которых
соответствуют примерам 2-1, 2-2 и 2 -3, если напряженность поля при
нимаемого сигнала равна 500 мкВ/м.
Ответ:2,5мВ;0,75мВ;3,46мкВ.
2-2 . Во сколько раз усиление высокочастотного тракта приемника
дмжно быть больше в случае применения антенн, параметры которых
приведены в примерах 2-2 и 2-3, по сравнению с параметрами по приме
ру 2-1, если к детектору необходимо подводить сигнал одинаковой
амплитуды?
Ответ:в3,3ив750раз.
rnAIAJ
НЕКОТОРЫЕ СВЕДЕНИЯ О& ОКОНЕЧНЫХ ПРИ&ОРдХ
3-t . ПАРАМЕТРЫ ОКОНЕЧНОrо ПРИ&ОРд,
ОПРЕДЕЛЯЮЩИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ ПРИЕМНИКА
Оконечный прибор любого радиоприемного устройства СJiужит
для превращения энергии выходного электрического сигнала приемника
в вид, обеспечивающий полезное (целевое) использование принятого
сигнала в соответствии с назначением радиминии, т. е. мя воспроизве
дения передаваемого по радиолинии сообщения. Так, на выходе радио
линии телефонной связи или радиовещания дмжен быть получен зву
ковой сигнал, соответствующий передаваемому сообщению (речь, му
зыка). Преобразователем электрического сигнала в звуковой могут слу
жить наушники или громкоговоритель. Они и ЯВJiяются оконечными
приборами в радиоприемных устройствах систем радиовещания и связи.
В радиотелеграфной линии связи оконечным прибором должен
быть приемный телеграфный аппарат, использующийся в проволочных
линиях телеграфной связи (при звуковом приеме - наушники или
громкоговоритель).
В телевидении и радиолокации оконечный прибор должен воспроиз
водить передаваемое изображение. Таким устройством является элек
тронно-лучевая трубка.
В некоторых СJiучаях принимаемый сигнал используется через
определенное время после приема, поэтому оконечный прибор должен
обеспечить его запись и хранение. Для этого могут применяться раз
личного вида магнитофоны (звуковые или видео).
В радиоуправлении оконечным прибором яВJiяются различного
типа «рулевые» машины, позволяющие нужным образом изменять дви
жение управляемого объекта (например, самолета).
Обобщая, можно сказать, что оконечный прибор служит для пре
образования энергии электрического выходного сигнала приемника
21
в другой вид энергии, определяющийся назначением радиолинии.
Поэтомуд.nярадиоприемникавход оконечного прибора
служит нагрузкой. Следовательно, параметрамиоконечного
прибора, определяющими выходные характеристики приемника, яв·
ляются: форма электрического сигнала; непрерывное (гармоническое
или более сложное) или импульсное напряжение; входная мощность
Рвх или напряжение Uвх (ток / вх); диапазон возможных частот (Fмин -
-
Fмакс) сигнала; входное сопротивление Zвх и его зависимость в задан·
ном диапазоне частот. Кроме того, каждый оконечный прибор способен
обеспечивать нормальную работу, если на его входе отношение сигна.JJа
к помехе
(3-1)
превышает определенное значение.
Для высококачественного радиовещания это отношение должно
быть больше 10-50, для систем связи - 3 -10, д.nя телевидения -
30-100, для радиолокации - 2 -5, для слуховой радиотелеграфии -
0,7-2, для радиотелеграфии с буквопечатанием -· 3 -10 .
3-2 . ОКОНЕЧНЫЕ ПРИ&ОРЫ РАДИОВЕЩАТЕЯЬНЫХ
И РАДИОТЕЯЕФОННЫХ ПРИЕМНЫХ YCТPOJilCTB
Амплитудно-частотные характеристики наушников и громкогово·
рителей обычно имеют существенные отклонения от идеальной формы.
На частоте механического резонанса подвижной системы звуковоспроиз
водящего устройства возникает резкое увеличение амплитуды колебаний.
Вследствие этого модулирующие сигналы, частоты которых близки к соб
ственной резонансной частоте громкоговорителя, будут воспроизводить
ся лучше, чем другие. С целью обеспечения более равномерного воспроиз
ведения во всем заданном диапазоне частот соответствующим образом
формируют амплитудно-частотную характеристику приемника. Так,
действие резонансных свойств подвижной системы можно, в известной
степени, скомпенсировать завалом амплитудно-частотной характери·
стики приемника в области нижних частот. Следует отметить, что
с уменьшением размеров громкоговорителя и корпуса приемника ухуд
шается воспроизведение низких частот. Поэтому в портативных при
емниках может оказаться целесообразным подъем низкочастотно!{
области амплитудно-частотной характеристики. Таким образом, требо
вания к амплитудно-частотной характеристике приемника определяются
с учетом свойств выбранного типа громкоговорителя.
Современные динамические громкоговорители с постоянным маг
нитом маркируются буквами ГД. Перед ними ставится цифра, соответ
ствующая номинальной мощности в вольт-амперах, а после цифра,
указывающая номер разработки данной модификации. Так, марка
О,5ГД-10 относится к lО·й разработке громкоговорителя мощностью
0,5 В·А.
Сопротивление звуковых катушек современных громкоговорите
лей 4-60 Ом, а потребляемая мощность 0,025-10 В·А. Остальные дан
ные громкоговорителей подробно приводятся в литературе [9). Сопро
тивление звуковой катушки громкоговорителя является нагрузочным
сопротивлением приемника.
Наушники обычно имеют активное входное сопротивление 600 Ом
и требуют для нормальной работы мощность сигнала 0,05-0, 1 мВт,
22
Для обеспечения высококачественного приема музыкальных пере
дач часто применяют несколько разнотипных громкоговорителей, опре
деленным образом размещенных в достаточно большом корпусе прием
ника. Это позволяет обеспечить равномерное воспроизведение в нужном
диапазоне частот от 30 Гц до 15 кГц.
3-3 . ОКОНЕЧНЫЕ ПРИ60РЫ ТЕЛЕВИЗИОННЫХ
ПРИЕМНЫХ УСТРОАСТВ
Электронно-лучевые трубки современных телевизоров имеют
магнитные системы управления. Они выполняются в виде двух пар
отклоняющих катушек: одна - для отклонения электронного луча
по горизонтали, другая - для отклонения по вертикали. От системы
разверткикнимподводятсяпервые два выхода телеви-
зионного приемника- токипилообразнойформы.Период
горизонтальной развертки определяется временем движения луча по
строке, а период вертикальной развертки - временем движения луча по
всему кадру. Выходным каскадом для выработки пилообразного напря
жения строчной развертки (по горизонтали) обычно служит блокинг
генератор, а для выработки пилообразного напряжения кадровой раз
вертки - мультивибратор.
Яркость свечения экрана определяется интенсивностью выходного
сигнала канала изображения, поступающего на т р е т и й в ы х о д
телевизионногоприемника.Напряжениесэтоговыхода
подводится к управляющему электроду трубки. Для управления ярко
стью луча на управляющий электрод требуется напряжение до 50-
120 В. Поэтому нагрузкой для сигнального выхода телевизионного
приемника обычно служат резисторы сопротивлением в несколько
десятков килоом, включаемые на выходе последнего каскада канала
изображения. Таким каскадом служит видеоусилитель с общим катодом
(эмиттером).
Дляканалазвуковогосопровождения- четвертого вы
-
хода т·елевизионного приемника- нагрузкойслу
жит громкоговоритель (один или несколько). Поэтому данный выход
согласуется со своей нагрузкой в соответствии с особенностями, опи
санными в § 3-2, а выходным каскадом служит соответствующий усили
тель мощности звуковых сигналов.
Параметры приемных ~лектронно-лучевых трубок приводятся
в справочниках [21].
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ ДЛЯ ПОВТОРЕНИЯ
1. Какую основную функцию выполняют оконечные приборы
в радиоприемных устройствах различного назначения?
2. Какие типы оконечных приборов используются в радиоприем
ных устройствах различного типа?
3. Какие характеристики оконечных приборов определяют парамет
ры радиоприемников?
4. Каковы пути компенсации нелинейности амплитудно-частот
ных характеристик громкоговорителей в радиовещательном приемном
устройстве?
5. Сколько и каких выходов имеют радиовещательный и телеви
зионный приемники?
rn.t .1 .t ..e
НЕКОТОРЫЕ СВЕДЕНИSI
ИЗ ТЕОРИИ УСИЯЕНИSI СИГНАЛОВ
4-t. О&ЩИЕ СВЕДЕНИЯ О Рд&ОТЕ
УСИЯИТЕЯЬНоrо КАСКАДА
Каждый усилительный каскад состоит из трех основных элементов:
усилительного электронного прибора (транзистор, лампа), нагрузки
(резистор, колебательный контур, система связанных контуров) и источ
нш<а постоянного тока [3, 13, 15]. Сказанное можно проиллюстрировать
на примере транзисторного резонансного усилителя (рис. 4·1). Здесь
Рис:. 4-1 .
транзистор Т служит усилительным электронным прибором, ко входу
которого (между базой и эмиттером) подводится усиливаемый сигнал
Ивх· Между выходными электродами (коллектор - эмиттер) подмючен
нагрузочный колебательный контур, состоящий из катушки индуктив
ности L и емкости С. На нем создается выходное напряжение усиленного
сигнала Ивых• Батарея с напряжением Ек является источником питания
транзистора.
Резисторы Rfs, Rб. Rз и Rф предназначены для обеспечения нужного
режима работы транзистора и температурной стабИJiизации коллектор
ного тока. В § 6-2 будет пояснен выбор их параметров. Конденсатор
С 9 шунтирует резистор Rз по переменному току. Благодаря этому для
тока с частотой сигнала эмиттер имеет потенциал заземленного шасси.
Резистор RФ и конденсатор СФ образуют развязывающий фильтр кол
лекторной цепи.
Работу усилительного каскада можно представить следующим обра
зом. Под воздействием входного гармонического сигнала в такт его
колебаниям изменяется коллекторный ток транзистора. Этот ток про
ходит по нагрузочному колебательному контуру, который настроен
в резонанс на частоту сигнала. В этом случае для тока с частотой сиг
нала контур представляет чисто резистивную нагрузку и на нем будет
создаваться падение переменного напряжения. Чем больше эквивале11т-
24
ное резонансное сопротивление контура и пере:11енная состамяющая
коллекторного тока, тем больше будет выходное напряжение, а следо
вательно, и ко3ФФициент усиления каскада. Переменная состамяющая
коллекторного тока транзистора создается за счет энергии источника
постоянного тока (батареи питания Ек). Поэтому транзистор является
элементом, преобразующим энергию источника постоянного тока в энер
гию переменного тока. ·
В усилительных каскадах один электрод усилительного прибора
обычно является общим для входа и выхода. Для схемы, показанной
на рис. 4-1, таким электродом является эмиттер. При этом нагрузка
подключается между коллектором и эмиттером. Такой усилитель при
ня'то называть усилителем с общим эмиттером. Его эквивалентная схема
для токов с частотой сигнала (без элементов цепей питания) приведена
на рис. 4-2,а.
г-бil,,l.z"
~LП·
а)
б)
Рис. 4-2 .
Rн
а)
бJ
Рис. 4-3 .
Если включить нагрузку между коллекwром и базой, то общей
точкой входа и выхода будет база. Высокопотенциальным (не соединен
ным с шасси, незаземленным) электродом транзистора в схеме с общей
базой является эмиттер (рис. 4-2,б).
При включении нагрузки в цепь эмиттера общим электродо~1
входа и выхода будет коллектор (рис. 4-2, в). Такой усилитель называет·
ся усилителем с общим коллектором. Для ламповых вариантов анало
гично можно построить усилители с общим катодом (рис. 4-3, а), с общей
сеткой (рис. 4-3, б) и общим анодом (рис. 4-3, в).
При исследовании усилителей, построенных по различным схемам,
целесообразно представить электронный прибор соответствующей ему
эквивалентной схемой.
25
4·2 . ЭКВИВАЯЕНТНАSI УСИЯИТЕЯЬНАSI СХЕМА
ТРАНЗИСТОРА И ЯАМПЫ
Полная эквивалентная схема транзистора, отражающая его уси·
лительные свойства, сравнительно сложна. Разные ее модификации
достаточно подробно описаны в литературе (3, 11, 13, 16, 33). Однако для
Рис. 4-4.
выполнения инженерных и ра
диолюбительских расчетов для
усилителя с общим эмиттером
можно пользоваться упрощен
ной схемой, показанноА на
рис. 4-4 [3, 11, 33). Здесь Ун,
У12. У11 иУ12 - параметры тран
зистора, зависящие от частоты
и режима его работы. Реактив
ность проводимостей Ун. У12 и
У22 носит емкостный характер,
а проводимости У21 - индук-
тивный (отрицательная емкость).
Поэтому каждую из них можно заменить параллельным соединением
соответствующей активной проводимости и емкости:
У11= gн+ ~wСн: У12= g12+ jwC12: }
У21 =g21-1wCl1; Y22=gl1+wC22·
(4-1)
Современные высокочастотные транзисторы, применяющиеся в ра
диоприемниках, обладают достаточно большим разбросом парамет
ров. Он достигает 30-40% среднего значения. Поэтому :'JIЯ инженерных
расчетов в первом приближении можно воспользоваться следующими
частотными зависимостями активных входной и выходной проводимос-
1ей:
gн (/) =gн: о (1 +ан (flfa. - 0,04));
g2~ (/) =g~2; о (1 +~2 (/!fa. -0,04)).
(4·2)
(4-3)
Аналогично для модулей проводимостей прямой и обратной пере
дачи можно записать:
1У21 (f) 1=1 У21; о 1[l -a21 (f/fa. -0,1)];
1У12 ({) 1= / У12; о 1(1 +а12 (flfa. -0,001)),
(4-4)
(4-5)
где f - рабочая частота усилителя; fа - предельная частота транзис
тора (ее значения приводятся в справочниках (27, 28)).
Справедливость данной аппроксимации хорошо подтверждается
опытными данными [11, 33). Значения численных коэффициентов в фор·
мулах (4-2)-(4-5) для некоторых высокочастотных транзисторов при
токе кОJiлектора 1 мА и напряжении коллектор - эмиттер 5 В приведе
ны в табл. 4-1. В пределах частот, до которых целесообразно использо
вать транзисторы (до 0, 15 fа) значения емкостей С11 , С22 и С12 можно
считать не зависящими от частоты.
Ряд параметров высокочастотных дрейфовых транзисторов (У21 :0 ,
g11 ;0 , g22 ;0 и С11) имеет линейную зависимость от коллекторного тока.
Проводимость g12 практически не зависит от тока коллектора. Мало
зависят параметры высокочастотных транзисторов и от напряжения
между коллектором и эмиттером. Лишь емкость С12 обратно пропорцио·
26
Таблица 4-1
Типтран- 1gl\;о1 а11 1g~.о1
а~ 1 У21: о 1 а21 1У12:о1
а12
зистора
(МСМ)
(мкСм)
(мСм)
(мкСм)
П402
0,8 46
10
60
30 0,85
4
850
П403
0,7 73
tO
61,5 31
2,26
4 1180
П411
1
26
100 23
40 4,35
4
300
П416
1,8 23,5 13
68
31
2,5
4 1100
ГТ310Б
0,6 70
8
60
26 2,3
4 1000
иальна кубическому корню из напряжения Ек. Но поскольку откло
нение этого напряжения от номинального обычно не превышает 50-60% ,
то изменение емкости С12 в этом случае не превышает 13-17% .
В случае применения усилителя с общей базой соответствующие
параметры эквивалентной схемы транзистора (см. 1;1ис. 4-4) вычисляются
по известным в литературе формулам перехода L3, 13, 33)
У110.б= У110.з+ У120.з+ У210.з+ У220.з; }
У120.б=- У120.з-У~о.з;
У220.б = У220.з; У210.б=-У210.з-У 220.з.
(4-6)
Одним из существенных недостатков дрейфовых транзисторов,
имеющих наибольшее применение в современной радиоприемной тех
нике, является большая активная составляющая входной проводимости
g11 • Она составляет обычно нескольхо МИJiлисименсов и сильно шунти
рует входные контуры каскадов. Этот недостаток отсутствует у создан
ного в последнее время полевого МОП (металл - окисел
-
полупро
водник) транзистора. Его активная входная проводимость примерно
на четыре-пять порядков меньше, чем у дрейфовых транзисторов (де
сятки и сотни наносименсов). Однако проводимость прямой передачи
У21 у него составляет обычно 0,5-1,0 мСм, т. е. в 10-100 раз меньше,
чем у дрейфовых транзисторов. Проводимость обратной передачи У12
у полевого транзистора практически чисто емкостная (С12 ""' 0,3 + l пФ).
Для полевого транзистора также справедлива эквивалентная уси
лительная схема, показанная на рис. 4-4 [7]. Затвор является управ
ляющим электродом полевого МОП транзистора (как сетка у лампы
н база у дрейфового транзистора). Исток этого транзистора адекватен
эмиттеру или катоду, а сток - коллектору или аноду. Применяя частот
ные зависимости параметров МОП транзисторов, описанные в литера
туре [7], для расчета усИJiительных каскадов можно использовать опи
с:анные в гл. 6 методики.
Из-за большой емкости С12 и малой проводимости У21 устойчивое
усиление каскада с современным полевым МОП транзистором оказы
аается меньше, чем с дрейфовым транзистором. Кроме того, ПОJiевые
транзисюрw требуют бОJiьшего напряжения питания (15-25 8), поэ
тому oq no•a пОJiучми малое самостоятельное применение в касJtадах
трактоt fа&иосиrиала и промежуточной частоты. Совершенствование
полевых )(()(1 транзисторов может расширить их применение в радио
приемной теХ.llМ.
ЭКВИJIJl'еит11ая усилительная схема в виде П-образного четырех
ПОJ1юсннха, показанного на рис 4-4, справедлива и для электронной
27
лампы. В этом случае для схемы с общим катодом
Ун+ У i2=ggк+ jro (Cgк+Cgn);
Уiz = - jroCga•
Yzi-Y 12 =S;
Yz~=gaк+ jro (Сак+Сgа),
(4-7)
(4-8)
(4-9)
(4-10)
rде Сgк• Cga• Сак - междуэлектродные емкости; S - крутизна характе
ристики лампы.
Отметим, что междуэлектродные емкости и крутизна характеристи
ки постоянны во всем диапазоне рабочих частот лампы, а активные
11ходная (ggк) и выходная (g8к) проводимости зависят от частоты согласно
уравнениям [2, 3, 13)
ggк = Ь/2;
(4-11)
gaк=l/R1+kвr.
(4-12)
где R1 - внутреннее сопротивление лампы постоянному току; Б
-
численный коэффициент, приводящийся в справочниках [2]; k - коэф
фициент, зависящий от конструкции лампы (для металлических ламп
он равен 0,06-0, 12, для пальчиковых О, 12-0,18 и для металлокерами
ческих 0,24-0,36).
Для схемы с общей сеткой применяют следующие nересчетные
формулы:
У11 + Ya=ggк+s+ /roCgк; У22+ У12= jroCg0 ;
Y12=-g8к-iroC1к; Y21-Y11=-S
(4-13)
4-J . ИСТОЧНИКИ СО&СТВЕННЫХ ШУМОВ
РАДИОПРИЕМноrо УСТРОЯСТВА
Во всех элементах радиоприемного устройства генерируются
электрические напряжения и токи, которые принято называть собствен
ными (или внутренними) шумами, так как они являются помехами при
приеме полезного сигнала. Особе.нно важную роль играют собственные
шумы первых элементов радиоприемного устройства (антенна, ВЦ и
УРС), так как их шумовое напряжение усиливается всеми последующи
ми каскадами. Основной причиной генерации шумового напряжения
является хаотическое (тепловое) движение заряженных частиц внутри
проводников (активных сопротивлений) и электронных приборов. В фи·
зике подобные напряжения и токи называются флю.ктуацион•
н ы м и (возникающими за счет флюктуационных движений заряженных
частиц). При подведении усиленного флюктуационного напряжения
1< громкоговорителю оно прослушивается как своеобразный шум (от
сыплющейся дроби или мелкого дождя). Поэтому оно называется также
шумовым.
Рассмотрим особенности генерации флюктуационного напряжения
(тока) в различных элементах радиоприемного устройства. В дальней·
шем используем полученные сведения для выбора оптимальных режимов
работы первых каскадов приемников с целью получения наименьших
собственных шумов и повышения чувствительности приемника.
Шумы резистора. В каждом проводнике, обладающем свойством
резистивности, имеются свободные электроны, которые движутся между
аrомами. Если к проводнику (медь, серебро, алюминий, железо) пряло·
28
жить ра.1ность потенциалов, то под воздействием создавшегося ЗJJектри
ческого поля движение электронов из полностью хаотического (флюк
!fуационного) станет в основном упорядоченным.
Свободные электроны, обладая отрицательным зарядом, будут
двигаться в сторону положительного источника постоянного тока.
Такое упорядоченное движение электронов в одном направлении и об
разует постоянный ток. Однако некоторая малая доля электронов
и в данном режиме будет иметь флюктуационное движение. За СЧЕ'Т этого
в проводнике возникнет шумовое напряжение. Чем больше свободных
электронов в единице объема проводника, тем больший ток будет проте
кать через него при постоянной э. д. с. источника, а следовательно,
тем меньшее сопротивление будет оказывать проводник электрическому
току. Сказанное определяет закон Ома.
В хороших диэлектриках (стекло, полистирол, слюда) свободных
электронов гораздо меньше, чем в проводниках. Поэтому электрическое
сопротивление диэлектриков во много раз боJ1ьше, чем у проводников.
Материалы, в которых свободных электронов меньше, чем в про
водниках (металлах). но больше, чем в диэлектриках, называют полу
проводниками. Именно такие материалы используют для создания
транзисторов и полупроводниковых диодов. К ним относятся германий
и кремний. Для придания им нужных характеристик в них вводят спе
циальные добавки. Свойства полупроводников описываются в учебниках
и учебных пособиях по электронным приборам [13].
В процессе указанного выше теплового движения часть электронов,
попадая в зону действия ядер атомов, может «захватываться» атомами
или выбивать с внешних орбит электроны, ранее связанные с ядром
атома. Электроны могут сталкиваться друг с другом. Интенсивность
такого движения зависит от температуры проводника, увеличиваясь
с ее повышением.
Тот конец проводника, в котором соберется больше электронов,
будет в данный момент времени иметь отрицательный потенциал по
отношению к другому концу. Поскольку тепловое движение свободных
электронов происходит хаотически, то и разность потенциалов между
концами проводника будет изменяться по тому же закону. Иначе
говоря, за счет подобного движения между концами проводника созда
ется случайная флюктуационная разность потенциалов. Математиче
ский анализ движения свободных электронов в проводнике показывает,
что средний квадрат (или квадрат действующего значения) такого
напряжения определяется формулой Найквиста [3]
f.
и~=4kT~ Re (Z)df,
(4-14)
где k = 1,38· 10- 23 Дж/0С - постоянная Больцмана; Т - абсолютная
температура проводника в градусах Кельвина; 11 и 12 - граничные
частоты, в пределах которых измеряется флюктуационное напряже
ние; Re (Z) - вещественная часть комплексного сопротивления Z.
Отметим, что у реальных резисторов имеется собственная емкость С0 ,
под1u~ючающаяся параллельно его выводам. В этом случае можно
показать (15], что Re (Z) = R/1 + w2 C~R2• Таким образом, собствен
ная емкость резистора уменьшает вещественную часть его сопротивления
по мере повышения частоты. Так, при R = 10 кОм и С0 = 1 пФ на
частоте 1 МГц Re (Z) = 9960 Ом, т. е. составляет 99,6% от R и действием
собственной емкости практически можно пренебречь. Но на частоте
29
10 МГц Re (Z) = 7050 Ом, т. е. 70,5% от R. и действием собственной
емкости уже пренебрегать нельзя.
ФорМУ,Ла Найквиста справедлива для частот, удовлетворяющих
неравенству f ~ kT/h, где h = 6,62· 10-34 Дж/с - постоянная Планка.
Подставляя значение коэффициента k Iipи комнатной температуре
Т = 293 К, получаем: f ~ 1,38· 10- 23 293/6,62·10-м = 6,1·1012 Гц.
Следовательно, формула Найквиста справедлива практически во всем
диапазоне используемых радиочастот.
t.
В формуле (4-14) выражение\ Re (Z)df есть определенный интеграл.
f,
Интегрирование как математический процесс отображает суммирование
бесконечно малых величин. Его физическую сущность можно опреде
лить на примере, иллюстрируемом рис. 4-5, а. Здесь толстая сплошная
линия соответствует зависимости Re (Z) от частоты. Заменим беско
нечно малую величину df (дифференциал) на малую, но конечную
величину Лf (приращение). Для этого разобьем весь отрезок оси частот
от f1 до f2 на п равных промежутков, каждый из которых равен Лf.
G
lf.e(Z)
Jд
Б
h
f
~
f
ft
......
-f2
. :Sf
а)
п,,.,
о)
f'нс. 4-5.
Через каждую точку деления оси частот проведем прямые линии,
перпендикулярные к ней. При этом плоская фигура f1 , А, В, f2 разо
бьется на п вертикальных полосок. Если число п достаточно велико,
а кривая Re (Z) идет плавно (без скачков), то с небольшой погреш·
ностью верхние стороны полосок можно представить отрезками прямых,
параллельных оси частот. В этом случае полоски будут прямоуголь·
никами и площадь каждой полоски ЛS будет равна произведению зна·
чения функции Re (Z) у ее левого края на ширину полоски. Иначе
говоря, для i-й полоски можно записать ЛS1 = Re1 (Z)Лf, где Re; (Z) -
значение функции Re (Z) в начале i-й полоски. С некоторым прибли
жением, заменяя интегрирование суммированием, можно записать
'·
п
~ Re (Z) df = ~ Re1 (Z) Лf. Сумма, стоящая в правой части, равна сумме
1,
i=I
площадей всех полосок. Следовательно, если бесконечно уменьшать
отрезки Лf и соответственно увеличивать число полосок, то указанная
сумма площадей полосок будет приближаться к площади фигуры
f1ABf2 • Таким образом, определенный интеграл физически отображает
ограниченную площадь. В данном случае ее границами являются:
с верхней стороны - подынтегральная функция Re (Z); с двух боковых -
прямые, перпендикулярные к оси, соответствующей переменной интегри
рования, и проходящие через пределы интегрирования, т. е. через
30
точки с частотами f1 и f2 ; с нижней стороны - ось, соответствующая
переменной интегрирования, т. е. ось частот.
Рассмотрим частный случай, когда измеряется флюктуационное
напряжение резистора R, сопротивление которого постоянно и не за·
висит от частоты. Практически это справедливо, когда шунтирующим
действием собственной емкости резистора можно еще пренебречь
(рис. 4-5, 6). Заштрихованная площадь в этом случае представляет
прямоугольник высотой R и длиной f2 - f1 = П Лf• Тогда
'·
'·
~ Re(Z)df=.\ Rdf=RПм.
ti
,,
(4-15)
Рассмотренный пример позволяет определить одно из правил
интегрирования. Предположим, что сопротивление резистора R равно
единице измерения (R = 1 Ом). Тогда высота заштрихованного прямо
угольника окажется равной единице, а его площадь S1 = 1· П Лf = П Лf•
Поэтому при постоянном сопротивлении площадь фигуры f1AБf2 можно
определять произведением S=RS1 , а это адекватно вынесению постоян
ной величины (сопротивления или другой, не зависящей от переменной
интегрирования) из-под знака интегрирования. С учетом сказанного
уравнение (4-15) можно переписать в виде
'·
'·
~ R df=R _\ df=RЛм.
f,
f,
Таким образом, согласно формулам (4-14) и (4-15) средний квадрат
флюктуационного напряжения резистора сопротивлением R опреде
лится следующим образом:
v~ = 4kтRnлт.
(4-16)
Это выражение характеризует тепловое действие флюктуационного
напряжения. Если к резистору R приложено напряжение U, то ток
через него согласно закону Ома будет / = UIR. Следовательно, мощ·
ность, потребляемая резистором и идущая на его нагрев, Р = U1 =
= U2/R пропорциональна квадрату приложенного напряжения.
Извлечем квадратный корень из правой и левой частей формулы
(4-16):
(4-17)
Эту величину принято называть среднеквадратичным (действую·
щим) значением флюктуационного напряжения.
Вычислим действующее значение флюктуационного напряжения,
создаваемого резистором R = 10 кОм, находящимся при комнатной
температуре Т = 293 К, в полосе частот П Лf = 10 кГц. Под
ставляя в формулу (4-17) указанные значения, получаем Иш=
= V4· 1,38· I0-23
·293·104·104 = 1,3·НУ-8В= 1,3 мкВ. Если такой
резистор поместить на входе приемника, то его шумовое напряжение
может быть соизмеримым с полезным сигналом и может существенно
влиять на качестно приема.
Согласно сказанному действующее значение шумового напряже
ния, создаваемого резистором R, будет одинаковым во всех равных
по ширине интервалах частот, т. е. спектр шумового напряжения
31
является равномерным во всем используемом u настоящее время дна·
пазоне радиоволн. Это очень -Хорошо подтверждается практикой. Иначе
говоря, плотность энергии шумового напряжения одинакова в равных
интервалах частот*. Поэтому шумовое напряжение иногда представ·
ляют суммой синусоидальных э. д. с. с одинаковыми амплитудами
(пропорциональными действующему значению напряжения шумов),
случайными начальными фазами и частотами, изменяющимися от
нуля до kT/h.
У приемников, обладающих высокой чувствительностью, собствен·
ные шумы можно прос.1ушать, отключив антенну и поставив ручной
регулятор громкости на максимум усиления.
Шумы параллельного колебательного контура. В радиоприемниках
чаще используются параллельные колебательные контуры. Оценим
их шумовое напряжение. В пособиях по радиотехническим цепям (15)
выводятся зависимости, определяющие активную составляющую сопро
тивления параллельного колебательного контура, образованного ин·
дуктивностью L и емкостью С:
R (6) = Rоэ/1 +~2;
1
6=6;" <f!fo-fo/f);
Rоэ=р/бэ;
p=ro0L= l/ro0C= УЦС,
(4-18)
(4-19)
(4-20)
(4-21)
где 6 - обобщенная расстройка, соответствующая абсолютной рас·
стройке
дf=f-fo;
(4-22)
~э - эквивалентное (с учетом всех внешних воздействий) затухание
контура; Rоэ - резонансное эквивалентное сопротивление параллель·
ного контура; р - характеристическое сопротивление контура; ro0 =
= 2nf0 , fo - резонансная частота контура.
Уравнение (4-18) с учетом формулы (4-19) описывает зависимость
активного сопротивления параллельного колебательного контура от
частоты, т. е. соответствует функции Re (Z) в формуле (4-14). Определим
шумы контура во всем существующем диапазоне частот от f1 = О до
/ 2 = оо. Следовательно, эти частоты и должны быть пределами интегри·
рования. На основании сказанного и формулы (4-14) средний квадрат
шумового напряжения контура
00
Uiu. к=4kТ ~ 1~~2 df.
о
-
В нашем случае R03 не зависит ни от 6. ни от f. Значит, его можно
вынести из-под знака интеграла:
32
00
Uin =4kTRoз ~ df/I +62 •
(\
(4-23)
Выясним, что представляет собой подынтегральная функция
1/1 +;2.
(4-24)
* Такой шум в радиотехн~~ке принято называть сбелым».
При изучении резонансных свойств параллельного колебательного
контура выводится уравнение его резонансной кривой, например за
висимости амплитуды напряжения И т на контуре от частоты подво-
димого сигнала. Это уравнение имеет вид Ит = И0т!Уl +sii (3, 15],
где Uom - амплитуда напряжения на контуре при резонансе. Данное
уравнение можно переписать так:
Иm/Иum=1N1+~2 =1/d.
(4-25)
Графически оно представлено зависимостью, показанной на
рис.4-6,а,котораяназываетсяобобщенной резонансной
Um
о
а)
Uот
Рис. 4-6 .
к р и в о й колебательного кuнтура, поскольку она справедлива для
л ю б о г о контура. Если в уравнение (4-25) подставить значение s из
формулы (4-19), то можно получить уравнение резонансной кривой
кон к р етного контура с собственной частотойf0, затуханием 63
и характеристическим сопротивлением р (рис. 4-6,б).
Сравнивая уравнения (4-24) и (4-25), можно сказать, что подынтег
ральная функция формулы (4-23) является уравнением резонансной
кривой контура, возведенным во вто-
рую степень. На рис. 4-7 эта кривая
(uu.: \2
изображена в относительном масштабе.
.,.,)
Согласно сказанному ранее опμеделен
ный интеграл в формуле (4-23) чис
ленно равен площади S, заключенной
между кривой (И mlИJmP и осью аб
сцисс. Построим прямоугольник, вы
сота которого равна единице, а пло-
щадь равна S. Ширину этого прямо-
f
угольника
00
~
\' df
ПэФ=S/1 = ~ 1+s2 (4-26)
Рис. 4-7 .
о
принято называтьэффективной или шумовой поло
сой пропускания резонанснойсистемы,посколькуонаопре
деляет ее шумовые свойства, а именно мощность шума, пропорциональ
ную среднему квадрату шумового напряжения. Подставив (4-26) в (4-23),
окончательно получим:
Uiл. к =4kТRозПэФ·
(4-27)
Для одиночного колебательного контура полоса пропускания П к.
т. е. ширина резонансной кривой при ослаблении сигнала в 1,41 раза,
2 Бобров Н. В
33
определяется уравнением [3, 11, 15)
Пк=бэfо·
(4-28)
Анализ показывает, что эффективная полоса пропускания для
одиночного колебательного контура П эф = О,БлП "' В общем случае
для любой резонансной системы можно записать
(4-29)
Чем сложнее резонансная система, тем ближе коэффициент В
к единице. В первом приближении при трех-четырехкоитурной системе
в:::::: 1,1.
Эквивалентные шумовые схемы резисторов. На основании ска
занного и формул (4-17) и (4-27) для активного (шумящего) сопротив
ления (резистора) можно составить эквивалентную шумовую схему
(рис. 4-8, а). Здесь генератор шумового напряжения U~1 отображает
шумы реального резистора R, который в данной схеме уже считается
иешумящим (идеальным). Внутреннее сопротивление генератора напря
жения полагается равным нулю. Пользуясь этой схемой, можно оце-
а)
а
а
нить шумовые свойства нескольких
r-----<LJ 0 соединенных в общую цепь резисторов.
Найдем шумовое напряжение двух по
следовательно включенных резисто
R
ров R1 и R2 , имеющих соответственно
температуры Т1 и Т2• Результирующее
сопротивление такой цепи будет R =
= R1 + R2 • Флюктуации электриче
-----о~ О ских зарядов в каждом из резисторов
б)
Рис. 4-8.
происходят независимо друг от друга.
Поэтому принято говорить, что шумо
вые напряжения каждого резистора
независимы, т. е. изменение, напри-
мер, амплитуды напряжения на одном
из резисторов в данный момент времени не влияет на амплитуду нг
пряжения на другом резисторе. Если представить шумовое напряже
ние в виде суммы гармонических э. д. с. с одинаковыми ам.qлитудами
и случайными начальными фазами, то закон сложения шумовых напря
жений от двух резисторов можно определить следующим образом. По
скольку частоты гармонических составляющих шумового напряжения
резистора изменяются равномерно от нуля до kT/h, то можно считать,
что в шумовых напряжениях каждого из резисторов имеются состав
ляющие с одинаковыми частотами. Но так как начальные фазы этих
составляющих в каждом из резисторов случайны, то амплитуда состав
ляющей шумового напряжения с данной частотой от обоих резисторов
будет зависеть от фазового сдвига между рассматриваемыми составляю
щими каждого из резисторов. Теория случайных процессов показы
вает, что наиболее вероятным, т. е. наиболее часто случающимся фа·
зовым сдвигом между рассматриваемыми составляющими, будет угол,
близкий к 0,5 п. Иначе говоря, векторы составляющих шумового на
пряжения с одинаковой частотой f для различных резисторов Ufl и
И12 чаще всего будут находиться под углом 90° друг к другу. Следо
вательно, их результирующая амплитуда по закону геометрического
сложения двух векторов определится формулой И1 = И1~+ И1:. Этот
частный закон сложения векторов в математике называют квадратич·
34
ным. Аналогичным образом могут быть найдены амплитуды реэул~"
тирующих составляющих с другими частотами.
На основании случайной зависимости отмеченных фазовых сдвигов
между гармоническими составляющими шумового напряжения можно
объяснить то, что значение напряжения шума резистора согласно
уравнению (4-17) пропорционально корню квадратному из ero сопро·
тивления. Этим же можно объяснить подобную зависимость действую·
щего значения шумового напряжения резистора от эффективной полосы,
в пределах которой учитывается действие шумов. При расширении ЭФ·
фективной полосы вдвое во столько же раз увеличивается число отдель
ных гармонических составляющих шумового напряжения . .l(азалось бы,
должно вдвое возрасти и действующее значение шумового напряжения.
Но поскольку фазы составляющих шумового напряжения случайны,
то случайным окажется и фазовый сдвиг между вектором, равнодейст
вующим всем гармоническим составляющим в добавленной полосе
(такой же по ширине). Наивероятнейший фазовый сдвиг также раве11
0,5 п:. Это и определяет отмеченную ранее зависимость действующего
значения шумового напряжения от эффективной полосы пропускания.
С учетом сказанного результирующий средний квадрат шумового
напряжения двух последовательно включенных резисторов будет
U~ = И:ii1 + U~2 = 4k (T1R 1 + Т2 R2)П вФ· Действующее значение шу
мового напряжения рассматриваемой схемы определится формулой
Uш = VViu1 +иiи2·
Обобщая, можно сказать, что при последовательном включении
п резисторов их эквивалентная шумовая схема соответствует изобра
женной на рис. 4-8, а, а ее параметры определятся формулами
п
R=R1 +Ra+Rз+ ." +Rп= ~ R1;
(4-30)
1=1
-------
--
п
2
~
и2
2
u2
~
Uш=Uш1+ ш2+Uшз+ ... + шп=4kП 8ф ~ T1R1. (4-31)
1=1
Для упрощения записей и оценок шумовых свойств схем с большим
числом источников шума введено понятиеэффективной тем
п е р а т у р ы схемы Т8 • Она равна такой температуре, до которой
нужно нагреть все резисторы, чтобы результирующее шумовое напря·
жеиие схемы было тем же. Поскольку результирующее сопротивление
п последовательно включенных резисторов определяется формулой:
(4·30), то с учетом сказанного выражение (4·31) можно записать так:
Uiu = 4kTэRПэФ·
(4-32)
Из сравнения уравнений (4-31) и (4·32) получаем:
Т8 = .± T1R1/ ±Ri-
1=1
1=1
(4-33)
Отсюда при двух резисторах
тR1Т+Ra
..,.
'= R1+Ra 1 R1+R1 1
•·
(4-34)
2*
35
Можно показать, что схеме, изображенноit на рис. 4-8, а, пол
ностью эквивалентна схема (рис. 4-8, б), состоящая из генератора
шумового тока со средним квадратом:
/~ = 4kТП ,фfR = 4kТОП эф·
(4-35)
Внутреннее сопротивление этого генератора шумового тока счита·
ется равным бесконечности, а сопротивление R или адекватная ему
проводимость О = 1/ R полагаются уже не шумящими. С учетом ска·
занного выходное сопротивление обеих схем, показанных на рис. 4-8,
равно R. Средний квадрат шумового напряжения на зажимах б-6
(рис. 4-8, б) согласно закону Ома будет Ui'u = li'uR• = 4kTRП эф·
Именно такое напряжение имеется на выходе схемы, показанной на
рис. 4-8, а. Следовательно, обе схемы совершенно идентичны.
Найдем шумовые свойства п параллельно включенных резисторов
(проводимостей). Согласно независимос1и шумовых токов каждого
резистора параметры схемы, показанной на рис. 4-8, б, определяю1ся
формулами
п
1/R=G=l/R1 + l/R2 + ". +11Rп=G1 +02 + ".+Оп=~ 01;
п
/~=/~1+!~2+ ." +li'пп=4kП,Ф ~ T1G1.
i=l
i=l
(4-36)
(4-37)
Введя аналогично сказанному ранее эффеК1ивную температуру
схемы, получим:
(4-38)
где
1', = ±T1G1/ ± 01.
1=1
i=l
(4-39)
Для двух параллельно включенных проводимостей
Т
01
02
э= 01+G2 Т1+ G1+Ga Т2.
(4-40)
Иногда бывает удобным вместо эффективной шумовой температуры
Т 3 оперировать с относительной шумовой температурой
t,= Т,/Tu,
(4-41)
где Т0 = 293 К - комнатная или, как говорят, стандартная шумоная
1емпература.
Шумы приемноit антенны. Приемная антенна обладает сопро
тивлением потерь Rn (см. рис. 2-1), которое создает в ней согласно
выражению (4-16) шумовое напряжение Ui'u.n = 4kТR 1,П 3Ф.
Кроме сигналов от радиопередающих устройств на антенну воз
действуют электромагнитные поля, которые генерируют в ней напря
жения сигналов типа флюктуационных. Такие поля, например, обра
зуются за счет теплового излучения Солнца, Луны, поверхности и атмос·
феры Земли. Количественно это напряжение оказалось удобным вы·
36
ражать через сопротивление излучения антенны R1: и его эффективную
шумовую температуру Т1:· Иначе говоря, U~u!. = 4kT1:R !.П эф· Полное
активное сопротивление антенны г А = Rп + R~· Складывая оба шу
мовых напряжения и полагая нх независимыми, на основании формул
(4-31) и (4-32) получаем полное напряжение шума в антенне:
U~A = 4kTАГ дП эф
(4-42)
Согласно уравнению (4-34) эффеl(тивная шумовая температура
антенны
ТА= Rn т+ R!. т1:.
'А
'А
(4-43)
Если значение Т определяется температурой окружающей среды,
то значение Т 1: существенно зависит от направленных свойств антенны
и ее ориентации· в пространстве. Для ненаправленной антенны внешние
шумы в основном определяются тепловым из.11учением поверхности
Земли и ее атмосферы. Поэтому для такой антенны Т1: :::::: Т. Если
антенна имеет острую диаграмму направленности и ориентирована
на мощный источник шумового излучения (например, на Солнце или
Jlyнy), то уровень внешних шумов антенны будет большим, а Т !. ока
жется выше Т. При ориентировании такой антенны в «спокойную•
зону космоса Т1: обычно оказывается много меньшей Т. Типовые значе
вия Т !. для различных условий приводятся в литературе (З, 4].
Шумы транзисторов. В диапазоне радиоволн (километровых и более
коротких) шумы транзисторов определяются тремя причинами: тепло
вым движением носителей зарядов в распределенных активных сопро
тивлениях базы, эмиттера и коллектора; флюктуацией эмиттерного
и коллекторного токов (дробовые шумы); перераспределением токов
между электродами (шумы перераспределения).
Активное сопротивление базы г5 генерирует шумовое напряжение
(4-44)
Аналогично определяются шумы распределенных активных сопро
тивлений эмиттера и коллектора. Но эти сопротивления значительно
меньше распределенного сопротивления базы. Поэтому для инженерных
расчетов можно учитывать только шумы сопротивления базы.
Поле в коллекторном переходе транзистора для основных носителей
является ускоряющим. Благодаря этому носители практически мгно
венно перебрасываются на коллектор и флюктуационные токи в кол
лекторном переходе оказываются почти такими же, как в эмиттерном.
Они определяются уравнениями
-2-
/w. з=2е/ 3 ;
-~-
lш. к= 2elк=2el зСХо,
(4-45)
(4-46)
где е = l,6· IO-t9 Кл - заряд электрона; / 3 и lк - токи эмиттера и
коллектора соответственно.
Обратные токи коллектора 1ко й эмиттера / 30 в рабочих режимах
транзисторов не превышают 0,001-0,01 от основных токов. Их флюк-
37
'J'УIЩИонные токи могут быть вычислены по формулам
-~~
-~~-
/ш. кО= 2е/ ко=2е/ эосхс; /ш. зО =2е/ эо·
(4-47)
Шумовой ток перераспределения зависит от параметра транзи
стора сх0 , определяющего связь между токами эмиттера, базы и коллек
тора: / б = / з (1 -сх0); / к= CXoi э· Он определяется уравнением
-. ,-
-2-
IШ. р = 2е/ зСХо (1-схо)= /щt.
(4-48)
В настоящее время по оценке шумовых свойств транзисторо11
имеется довольно много работ (3, 24, 33]. В каждой из них путем раз
личных приближений стремятся получить щ1иболее простую эквива
лентную шумовую схему. На рис. 4-9 приведена схема, достаточно
строго описывающая шумовые свойства транзистора. Справедливость
ее использования показана в литературе (33). Параметры генераторов
Рис. 4-9.
Iк
-к
з
Uш.б и / ш.к определяются уравнениями (4-44) и (4-46), а шумовые токи
остальных генераторов схемы формулами
где
1:111 = /ш1./1; 1':п1 = lw1y2;
}
/~J2=/ш.коу1; 1':п2=/ш.кО (1 +у2),
У1 =(l-r5Y11);
1·2=r5Y21·
(4-49)
(4-50)
(4-51)
Токи / шI и / w. ко определяются из выражений (4-48) и (4-47).
Токи пар геиераrоров /~ 1 и /~1' а также /~2 и /~2 полностью
взаимосвязаны (коррелированы, как об этом принято говорить в теории
случайных процессов). Согласно уравнениям (4-49), (4-50) и (4-51)
эти токи отличаются друг от друга лишь комплексными множителями.
Но флюктуациоиный характер каждого тока этих пар определяется
одним и тем же шумовым током / ш~ или / ш. ко· Поэтому при суммиро
вании они должны складываться алгебраически с учетом стрелок,
поставленных на схеме и определяющих направление их протекания.
Токи остальных генераторов независимы (полностью не коррели
рованы) и должны суммироваться по квадратичному закону. По квад
ратичному же закону определяется полный выходной шумовой ТО!(
схемы.
Внутри штрихового прямоуго.пьника на рис. 4-9 показаны элементы
эквивалентной схемы транзистора, отображающей его усилительные
свойства. Эта часть схемы полностью адекватна схеме, показанной
38
на pv.c. 4 -4, поскольку действие обратной связи через проводимость
обратной передачи У12 здесь учитывается rенератором тока Y12li 2 •
Особенности физических процессов, протекающих в полевых
транзисторах, в значительной степени ослабляют флюктуации носите
лей заряженных частиц. Блаrодаря этому их общий уровень шумов
в несколько раз меньше, чем у дрейфовых транзисторов [7, 13]. Данное
преимущество позволяет использовать полевые транзисторы в комби
нации с дрейфовыми в каскадных схемах для снижения общего шума
усилителя (см. § 6-12).
Шумы электронных ламп. Существуют три причины воsникновения
шумов электронных ламп: непостоянство эмиссии катода; нестабильность
распределения электронного потока между электродами с положитель
иым потенциалом по отношению к катоду, наведение шумовых токов
в цепи управляющей сетки за счет инерционности электронного по
тока. Первые две причины действуют одинаково во всем диапазоне
частот, а третья прояв.1Jяется практически лишь на метровых и более
коротких волнах.
Непостоянство эмиссии катода вызывает соответ
ствующие флюктуации анодного тока лампы. Эти флюктуации опреде
ляются дискретностью заряда электронов, эмиттируемых катодом, и
иепостоянством скорости их вылета из катода. На нагрузке лампы бла
rодаря этому создается флюктуационное шумовое напряжение. Эти
шумы называют также дробовыми шумами.
Нестабильность распределения электронного
потока имеет место только в тетродах, пентодах и более сложных·лампвх.
Заключается она в том, Чт.J даже при стабильной эмиссии катода на
sкранную сетку пентода за одинаковые интервалы времени будет
попадать неодинаковое число электронов из-за различия направления
их движения и скорости вылета из катода. При увеличении числа
электронов, попадающих на экранную сетку, уменьшается число элек
тронов, попадающих на анод. За счет этого флюктуации анодноrо
тока при прочих равных условиях в пентоде будут больше, чем в триоде.
Таким образом, дробовые шумы и шумы распределения первично
проявляют свое действие в анодной цепи и в ней же могут быть изме
рены. Однако для количественной их оценки оказалось более удобным
ввести параметр, относящийся ко входу лампы (цепи управляющей
сетки).Такимпервым шумовым параметром лампы
служит шумовое сопротивление Rш·
Шумовым сонротивлением лампы называется
активное сопротивление такого резистора, включенного в цепь управ
ляющей сетки, который при сrандартной температуре создает в анодной
цепи идеальной (нешумящей) лампы шумовой ток, равный току, воз
никающему в анодной цепи реальной (шумящей) лампы за счет непо
стоянства эмиссии катода и нестабильности распределения электронного
потока.
За стандартную температуру при этом принимают комнатную тем
перату11v Т0 = 293 К
Д.пя триодов, обладающих только дробовыми шумами,
Rш = 2,5/S.
(4-52)
Для пентодов
18
( 2,5
lgt)
Rш= la+lg1 s+20 $2 ,
(4-53)
rде 18 и / gs - токи анода и экранной сетки лампы.
39
Шумовое сопротивление ламп приводится в справочниках [2J.
Дл11 триодов оно равняется сотням ом, а для пентодов - единицам
килоом.
Следует помнить, что физически шумовые сопротивления отсут
ствуют (они определяются косвенно и не влияют на усилительные
свойства лампы).
В диапазоне метровых и более коротких волн время пролета элек
трона между катодом и сеткой, а также между сеткой и анодом ока-
1ывается соизмеримым с периодом усиливаемых сигналов. За счет
этого в цепи сетки возникает ток, который протекает по цепи, соеди
няющеll сегку с катодом [13). Протекание этого тока как бы характери·
зует появление на входе лампы добавочной активной проводимости
[ggк в уравнении (4-7)). Согласно уравнению (4-11) эта проводимость
растет с частотоll, ибо при этом увеличивается наведенный в цепи сетки
ток. Поскольку электронный поток лампы флюктуирует, то флюк
туирует и наведенный ток. Его флюктуации создают во входной цепи
лампы добавочное шумовое напряжение, которое определяют через
второй шумовой параметр лампы- коэффицн
ентвходноrошумаtgкиак·
тивную входную проводимость лампы,
т. е. на входе лампы как бы действует
9
генератор шумового тока:
Iш.н
ни--------_.
Рис. 4-10 .
Следовательно, коэффициент вход·
ного шума лампы показывает, во
сколько раз надо увеличить темпера
туру по сравнению со стандартной,
чтобы шумовоli ток входной проводи
мости ggк был равен реальному наведенному шумовому току лампы.
Данные опыта показывают, что коэффициент входного шума для ламп
металлическоll серии равен 3, а для ламп пальчиковоll серии 3,9.
Первопричина дробовых и наведенных шумов одна - флюктуация
эмиссии катода. Поэтому между ними должна быть вполне определенная
связь (корреляция). Однако эта связь достаточно слаба и практически
мало сказывается на оценке результирующих шумов, особенно в пен
тодах и более сложных лампах из-за наличия в них большого уровня
шумов перераспределения. Поэтому в первом приближении все источ
ники шумов лампы считаются независимыми.
С учетом сказаиного для лампы оказывается справедливоll шумовая
эквивалентная схема, изображенная на рис. 4-10. Здесь напряжение
генератора определяется выражением
(4-55)
4-4 . КОЭФФИЦИЕНТ WYMA
Оценивать шумовые свойства каскадов и особенно приемника
в целом по полным шумовым токам или напряжениям на их выходе
сравнительно трудоемко. Более удобно производить такую оценку с по
мощьюкоэффициенташума. Коэффициентом шума Шче-
40
'Гырехполюсника называют отношение полной шумовой мощности Ршz
на его входе (в нагрузке) к той ее части Рш.с• которая создается за
счет тепловых шумов активной составляющей выходного сопротивления
источника сигнала, включенного на входе четырехполюсника
(4-56)
Поскольку коэффициент шума - безразмерная величина, его
можно измерять более простыми приборами, чем шумовую мощность,
особенно при малых ее значениях. Чтобы измерить малую мощность
шума (менее микроватта) надо вк.1ючить между источником шума н
измерителем усилитель с большим коэффициентом усиления и широкоR
полосой пропускания. В процессе измерения параметры усилителя
(прежде всего коэффициент усиления) должны быть постоянны и нз·
вестны (калиброваны). Это значительно усложняет конструкцию и
повышает стоимость усилителя, а с,1едовательно, и всей измеритель
ной установки. Если же измерять отношение малых шумовых мощностей,
то при выполнении двух отсчетов через небольшие интервалы времени
!/с
ч
Рис. 4-11 .
Рис. 4-12 .
изменение параметров усиЛите.1я будет назначительным и не скажется
на измеряемом отношении мощностей. Поэтому при таком методе (отно
сительном, а не абсолютном) измерения требования к усилителю могут
быть значительно снижены. Кроме того, при каждом измерении не
требуется калибровать его параметры.
Все сказанное делает коэффициент шума более приемлемым ддя
оценки шумовых свойств каскадов или всего приемника.
А к т и в н ы м называют такой четырехполюсник (двухполюсник).
который содержит источники э. д. с. или тока. С этой точки зрения любой
четырехполюсник (двухполюсник), облада~сщий резистивностью, будет
активным, так как в нем генерируются шумовые токи нли напряжения.
Определим коэффициент шума для линейного четырехполюсника.
На рис. 4-11 источник сигнала (например, антенна) заменен его экви
валентной шумовой схемой согласно рис. 4-8, 6. Здесь gc - выходная
проводимость источника сигнала, подключаемая ко входу четырех
полюсника Ч (например, первого каскада приемника). Четырехполюс
ник имеег коэффициент усиления сигнала по мощности
(4-57)
На выходе четырехполюсника вк.1юче11а нагрузочная активная
проводимость g 11 • Наибольшую мощность источник сигнала отдает в на
грузку (на вход четырехполюсника) в том случае, когда входная про
водимость четырехполюсника равна выходной проводимости источника.
Такой подбор нагрузки для исто•1ника называют режимом согласования
41
и именно при этом условии и при Т = Т0 определяется стандартное
значение коэффициента шума Ш. Определим мощность шума, отдаваемую
источником сигнала нагрузке в режиме согласования. Для этого вос
пользуемся рис. 4-12, на котором левее штриховой линии 1-1 пока
заны 'Элементы источника сигнала, а правее - его нагрузка (входная
проводимость четырехполюсника применительно к рис. 4-11 ). Поскольку
в режиме согласования f!н = gc. результирующая проводимость схемы
между точками А-А g = gc + g 8 = 2gc. а напряжение шума согласно
закону Ома Иш.u = lш.clg = fш.cl2gc. Следовательно, мощность шума
в нагрузочной проводимости будет:
-2-
l'fn. с
/~11 . с 4kT~сП зф
Рш н=Иш н"н= --gн=-- =
4
=kТоП 3ф"
·
·
5
4g~
4gc
gc
(4-58)
Таким образом, в режиме согласования в нагрузку передается
мощность шума, не зависящая от выходной проводимости источника
сигнала.
Для .тшнейного четырехполюсника, у которого коэффициент пере
дачи по мощности постоянен для всех составляющих входного сигнала,
согласно (4-58) коэффициент шума
(4-59)
Обозначим через Рш.соб мощность собственных выходных шумов
четырехполюсника. Тогда Ршт.= Рш.с + Рш.соб· Следовательно,
Ш = (Рш.с+Рш.соб)/Рш.с= 1+Рш.собfРш.с = 1 +Рш.собfkТоПзфКР·
(4-6n)
Из полученного выражения очевидно, что у идеального (нешумя
щего) четырехполюсника Ш = 1, а для реального - Ш > 1, и чем
больше его шум, тем больше коэффициент шума. Для линейного четырех
полюсника получаем возможность определять коэффициент шума не
только по указанным ранее (4-56) шумовым мощностям на его выходе, но
и по отношению шумовых мощностей, пересчитанных ко входу четырех·
полюсника. Так, на основании выражения (4-60) Рш.соб/ Кр= Р:U.соб
есть собственная шумовая мощность четырехполюсника, пересчитанная
к его входу. В режиме согласования мощность шумов источника,
передаваемая на вход четырехполюсника, равна kТ0П зФ· Следовательно,
можно записать Ш = 1 + P:U.coбlkT0П зф· В активных проводимостях
{сопротивлениях) шумовая мощность согласно формуле (4-58) про
порциональна квадратам приложенных напряжений или протекающих
по ним токов. Поэтому формулу для коэффициента шума можно пере
писать в виде
-.,-;-2-
-2-;-·-
Ш=Иiuт. Иw. c=lwт. lw.c•
(4-61)
При этом напряжения и токи должны браться на выходе или на
входе (после соответствующего пересчета) четырехполюсника.
П а с с и в н ы м называется четырехполюсник, в котором отсут
ствуют усилительные активные элемен1ы. В этом случае Кр< 1, так
как часть входной мощности тратится на активном сопротивлении
потерь. Для такого четырехполюсника в режиме согласования согласно
уравнению (4-58) Рш'Е. = kТ6П аф· Тогда на основании выражения (4-59)
42
получим:
(4-62)
Пассивныйидеальный четырехполюсник неимеет
потерь.ДлянеrоКр=1иШ=1.
При известном значении коэффициента шума выражение (4-60)
позволяет определить собственные шумы четырехполюсника:
(4-63)
Воспользовавшись этим соотношением, леrко определить коэффи
циент шума нескольких последовательно включенных четырехполюс
ников (каскадов). Предположим, что имеются три каскада, обладающих
параметрами Кр1, Ш1 ; Кр2 • Ш2; Кра• Ш3• Все каскады находятся в режи
ме соrласования. Их полосы пропускания одинаковы, а характеристики
избирательности имеют форму прямоуrольника. Тогда мощность шу
мов на выходе схемы от источника сигнала Рш.с.вых = kТоПзфКPlКР2Кр8•
Согласно формуле (4-63) мощность шумов первоrо каскада на выходе
схемы Рш1вых = (Ш1 - l)kТ0П3 фКр1 Кр2 Крз· Аналогично для второго
и третьего каскадов будем иметь: Ршsвых = (Ш2 - 1)kТ0 ПзфКр2 Крз и
Ршзиых = (Шз - l)kТоПзфКрз·
Используя формулу (4-56), получаем:
Рш.с.вых + Рш1вых + Рш2вых +Ршавых
Рш.с.вых
Подставляя сюда значения соответствующих мощностей, находим:
Ш2-1 Ш3-1
Шы.а=Ш1+-К-+К-К •
Pl
Pl Р2
Если каскадов будет n, формуJ1а примет вид:
Ш2 -1
Ш11 -1
Ш1 11=Ш1+--+... +
.
••.
КР1
КР1 ••• KP(n-1)
(4-64)
(4-65)
Знаменатели последующих слаrаемых в формуле (4-65) увеличи
ваются. Поэтому наибольший удельный вес в общих шумах схемы
имеют обычно первые два-три каскада. Следовательно, для снижения
уровня шума многокаскадной схемы (приемника) в первую очередь
необходимо уменьшать коэффициент шума первых двух каскадов и
увеличивать их коэффициенты усиления по мощности.
Введем в формуле (4-63) обозначение Тз= (Ш - l)T0 • Тоrда
Рш.соб = kТ,П,ФКр·
Температуру Тз принято называтьэффективной шумо
вой температурой четырехполюсника (каскада).
Она равняется температуре, до которой следует нагреть резистор, вклю·
ченный в режиме согласования на входе нешумящего четырехполюс
ника, чтобы на его выходе получить шумовую мощность реального
четырехполюсника.
С учетом сказанного из формулы (4-64) легко получить выражение
мя эффективной шумовой температуры мноrокаскадной схемы:
43
4-S . ЧУВСТВИТЕЛЬНОСТЬ РдДИОПРИЕмноrо
УСТРОАСТВд
Детектор является нелинейным элементом и к нему не применим
принцип суперпозиции. Коэффициент передачи детектора для сигнала
и шума неодинаков, поэтому его шумовые свойства 11е.1ьзя характери·
зовать с помощью формул для коэффициента шума, выведенных в § 4-4 .
Преобразователь частоты в общем случае также является не.'lинейным
каскадом. Но при малом уровне сигнала и шума на входе преобразо·
вателя в первом приближении его можно считать линейным элементом.
На основании сказанного каскады, стоящие до детектора, принято
называть линейной частью приемника. К ней полностью применимы
выведенные в § 4-4 формулы для коэффициента шума. Поэтому для
Рис. 4-13.
определения чувствительности предста·
вим вход радиоприемного устройства
тремя элементами: антенной (А), фи·
дером (Ф), соединяющим антенну со
входом приемника, и линейной частью
(ЛЧ) приемника [каскадами до детек·
тора (рис. 4-13)). Коэффициент пере
дачи фидера по мощности обозначим
через КрФ• а соответствующие пара
метры линейной части - через Кр и Ш. Пусть на выходе линейной ча
сти приемника требуется иметь отношение мощности сигнала Рс к мощ
ности шумов рw
Ре1
-
-у
Pwвых-
.
(4-66)
При согласовании выхода антенны и фидера согласно выражениям
(4-58) и (4-41) к последнему будет подводиться шумовая мощность
(4-67)
С учетом выражений (4-62), (4-63) шумовая мощность, передаваемая
фидером (пассивным четырехполюсником) на вход приемника в режиме
согласования
Рw. Ф=kТ0П8Ф (ШФ-1) КрФ=kТ0П3Ф (1-КрФ).
Выходная мощность шума линейной части приемника определите~
из выражения (4-63):
Pw. л. ч=kТоПзФ (Ш-1) Кр·
Полная мощность шума на выходе линейной части приемника
Pw. сых=РwАКРфКр+Рш. фКр+Рш. п. ч•
ПодставJ1яя сюда записанные ранее значения мощностей, получаем:
Рш. вых =kТ0ПЭФ[ КрФ (l А -1) +Ш] Кр
(4-6S)
С учетом выражения (4-66) мощно:ть сигна:1а на выходе лин~йно:f
части приемника
(4-69)
44
где РАо - мощность сигнала, передаваемая из антенны на вход фидера,
соответствующая чувствительности радиоприемного устройства. Из вы
ражений (4-69) и (4-68) находим чувствительность радиоприемного
устройства по мощности:
Р Ао=УРш. вых/КрФКр=kТ0П3ФУ (fA -1 +Ш!Крф)· (4-70)
Д.'!Я заданных параметров антенны и фидера требуемый коэффи
циент шума линейной части приемника должен удовлетворять не
равенству
(4- 71)
Из полученных уравнений видно, что понысить чувствительность
радиоприемного устройства можно за счет увеличения коэффициента
передачи фидера. Это легче выполнить при малой его длине. Поэтому
иногда первые каскады приемника выделяют в специальный блок, ко
торый размещают непосредственно у антенны. Так поступают, например,
для обеспечения дальнего приема телевидения.
Способствует повышению чувствительности снижение коэффициента
шума приемника, сужение его эффективной полосы пропускания,
а также снижение относительной шумовой температуры антенны за счет
сужения ее диаграммы направленности.
Если активное сопротивление антенны равно r А• то в режиме
согласования чувствительность радиоприемного устройства по напря
жению можно определить на основании выражения (4-70):
(4-72)
Обозначив через Тш шумовую температуру радиоприемного устрой
ства Тш = ТА+ Т0 (Ш/КрФ - 1), формулы (4-70) и (4-72) можно
переписать в виде
Рм=kТ11РэФу; Ело=V 4kTшпэФ'АУ·
Из уравнения (4-70) следует, что при tA > ШIКрФ - 1 чувстви
те.1Jьность радиоприемного устройства мало зависит от значений Ш и К РФ'
В этом случае она определяется в основном шумами, воспринимаемыми
антенной, и мало зависит от шумов фидера и приемника. Если же
t А < Ш/КРФ - 1, то чувствитеJ1ьность устройства в значительной
степени зависит от шумов фидера и приемника (Ш и КрФ).
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОГ:РОСЫ ДЛ.Я ПОВТОРЕНИЯ
1. Каковы основные элементы усилительного каскада?
2. В чем заключается роль транзистора и лампы в усилительном
каскаде?
3. Каковы основные схемы включения электронных приборов
в усилительных каскадах и их характерные особенности?
4. Нарисуйте эквивалентную усилительную схему транзистора и
лампы. Как связаны параметры этой схемы с параметрами транзистора
и лампы?
45
5. Как зависят параметры эквивалентной схемы транзистора и
лампы от частоты?
6. Каковы причины генерации шумового напряжения в резисторе?
Чем определяется это напряжение?
7. Дайте определение эффективной полосы пропускания резонанс
ной системы.
8. Какими параметрами параллельного колебательного контура
определяется его шум':>вое напряжение?
9. Нарисуйте эквивалентные шумовые схемы резистора с генера
торами тока и напряжения. Докажите их равнозначность.
10. Дайте определение эффективной температуры? Чему она равна
для двух параллельно и последовательно включенных резисторов?
11. Какими параметрами и как оценивается шум приемной антенны?
12. Каковы причины шума транзистора? Чем он определяется?
13. Каковы причины шума лампы? Какими параметрами лампы
он определяется?
14. Нарисуйте эквивалентную шумовую схему электронной лимпы.
15. Дайте определение коэффициента шума четырехполюсника.
Какими математическими формулами он определяется?
16. Чему равна мощность шума резистора, передаваемая в нагрузку
при согласовании?
17. Какова связь между коэффициентами шума многокаскадной
схемы и составляющих ее каскадов?
18. Какова зависимость чувствительности радиоприемного устрой
ства от параметров его элементов?
19. Можно ли получить в двухкаскадном усилителе с идентичными
каскада;,ш ко<эффициент шума меньше, чем коэффициент шума одного
каскада? Если нельзя, то почему?
ЗАДАЧИ
4-1 . Чему равны эффективная температура и среднеквадратическое
(действующее) значение шумового напряжения трех последовательно
включенных резисторов R1 = 10 кОм, R2 = 20 кОм, Rз = 30 кОм
в эффективной полосе пропускания 10 кГц, если их температуры соот
ветственно равны 290, 400 и 500 К?
Ответ:432К;3,8мкВ.
4-2 . Чему равна эффективная полоса пропускания параллельного
колебательного контура, имеющего эквивалентное затухание 0,02,
емко~ть 250 пФ и индуктивность 10 мГ?
Ответ: 31,4кГц.
4-3. Чему равно действующее значение шумового напряжения
контура, параметры которого приведены в задаче 4-2?
Ответ: 4мкВ.
4-4. Каково дейстnующее значение шумового напряжения в эtj,>фек
тивной по.1осе пропускания 10 кГц на выходе приемной антенны, имею
щей следующие параметры: сопротивление потерь 30 Ом, сопротивление
излучения 90 Ом, эффективная температура сопротивления излучения
500 К, температура окружающей среды 300 К?
Ответ: О,17мкВ.
4-5. Каков должен быть коэффициент усиления каскада по мощно
сти, имеющего коэффициент шума 2, чтобы присоединение второго
такого же каскада увеличияало коэффициент шума на 10%?
Ответ: 10.
46
4-6 . Уси.1ительный каскад может иметь максимальное усиление
по мощности 20 дБ. При выполнении какого условия добавление вто
рого аналогичного каскада (для увеличения усиления) позволит иметь
коэффициент шума всего усилителя не более UП
10ш+1
О т в е т: если коэффициент шума каскада менее 11
rnABA 5
ВХОДНЫЕ ЦЕПИ
, 5 -1 . НАЗНАЧЕНИЕ, ХАРАКТЕРИСТИКИ
И КЛАССИФИКАЦИЯ
Приемники одного типа могут эксплуатироваться с различными
внешними антеннами. Параметры антенны существенно зависят от ча
стоты. Поэтому влияние различных антенн и даже одной антенны на
элементы приемника в диапазоне частот может изменяться. Для того
чтобы это влияние не приводило к недопустимому изменению характе
ристик приемника, применяется входная цепь (ВЦ). Она должна наилуч
шим образом пропускать полезный сигнал и наиболее сильно ослаблять
остальные - мешающие сигналы. Эта задача наиболее просто решается
применением резонансных систем, настраиваемых на частоту полезного
сигнала. Чем лучше частотная избирательность ВЦ, тем сильнее будут
ослабляться мешающие сигналы.
В соответствии со сказанным ВЦ оценивается следующими основ
ными электрическими характеристиками.
Резонансный коэффициент передачи* ВЦ
определяется отношением амплитуды напражения полезного сигнала
И1 т на входе первого электронного прибора приемника к э. д. с.
этого же сигнала Е А• созданного в антенне, при настройке резонансной
системы ВЦ на частоту полезного сигнала
(5-1)
Чем больше коэффициент передачи и чем меньше он изменяется
при работе в диапазоне частот, тем лучше ВЦ.
Избирательность ВЦполностьюзависитотформы и
ширины ее кривой избирательности. Чем ближе ширина кривой изби
рательности к ширине спектра (она, естественно, не должна быть уже
спектра) принимаемых сигналов, а ее форма к форме прямоугольника,
тем лучше избирательность ВЦ. Количественно избирательность ВЦ
оценивается ослаблением как соседнего, так и зеркального каналов
при заданной расстройке (см.§ 1-2), а также ослаблением по отношению
к промежуточной частоте.
Диапазон рабочих частот ВЦдолженсоответство
вать аналогичному параметру приемника.
Расстройка колебательных контуров ВЦ
а н т е н н о й не должна превышать допустимых пределов (обычно
* Для сокращения в дальнейшем резонансный коэффициент пере
дачи будем называть просто коэффициентом передачи.
половины полосы пропускания ВЦ). Если она будет больше, то это
ухудшит ка•1ество приема сигнала.
В дальнейшем будет показано, что указаю1ые характеристики
взаимозависимы, что не позволяет произвольно задавать количествен
ные критерии по каждой из них.
К конструктивно-эксплуатационным характеристикам ВЦ относят
простоту схемы (число колебательных контуров) и удобство управления
(число ручек управления), а также ее надежность в работе. В совре
менных приемниках колебательные контуры ВЦ обычно настраивают
одной, общей для всех других перестраиваемых контуров, ручкоii.
Классифицируют ВЦ по следующим признакам: по числу колеба
тельных контуров - одноконтурные, двухконтурные и многоконтур
ные; в зависимости от вида связи с антенной - с емкостноii (внутренней
или внешней), с автотрансформаторной и трансформаторной (индуктив·
нoii) связью. В зависимости от назначения приемника ВЦ выполняются
с постоянной или фиксированной (телевизионные приемники), а также
с переменной (рад1ювещательные приемники) настройкой.
В большинстве современных приемников применяются одноконтур
ные ВЦ. Двухконтурные и многоконтурные ВЦ используются в тех
СJJучаях, когда нужно иметь весьма хорошую избирательность прием
ника (например, в приемниках магистральной радиосвязи или радис·
любительскоii связи декаметрового диапазо•tа волн).
5·1. ИЭ&ИРАТЕПЬНЫЕ CBORCTBA одиночноrо
И ДВУХ СВSIЭАННЫХ КОНТУРОВ
О,1.ииочиыА колебательныii контур. Основные сведения об одиноч
ном колебательном контуре приведены в § 4-3. Для упрощения сравни
тельной оценки преобразуем уравнение обобщенной резонансной кри
воii (4-25) и представим его в следующей форме:
d=Jf1+~2 •
(5-2)
На рис. 5-1 криRой 1 представлена лишь правая ветвь этого урав
нения, поскольку обобщенная кривая избирательности симметрична
относительно оси ординат. Пользуясь уравнением (5-2), можно р"шать
все задачи об оценке избирательных свойств одиночного колебательного
контура.
Пример 5-1. Определить ослабление, которое дает одиночныii
колебательный контур, имеющий собственную частоту 9,7 МГц (31-мет
ровый диапазон) и эквивалентное затухание 0,02, при следующих рас
стройках: 10 кГц (стандартная расстройка соседнего канала при оценке
радиовещательных приемников) и 200 кГц.
Определяем обобщенную расстройку для 10 кГц по формуле (4-19):
1 (9700+ 10
9700 )
~10 = 0,02
9700 - 9700-j-10 =0•1
·
Аналогично для расстройки 200 кГц получим ~200 = 2. По формуле
(5-2) или кривой 1 (рис. 5-1) находим соответствующие ослабления:
d10 = 1,01 и d200 = 2,25.
Из полученных данных следует, что одиночный колебательный
контур в декаметровом диапазоне волн практически 11е дает ослабления
соседнего канала. Эrо подтверждает сказанное в§ 1-3 о невозможности
48
обеспечить хорошую избирательность приемника прямого усиления
в декаметровом и более коротковолновых диапазонах волн. Даже
при большой расстройке 200 кГц получается весьма малое ослабление.
Пример 5-2. Решить при-
мер 5-1, для расстройки
10 кГц при собственной ча- 100
стоте колебательного конту- 80
ра 465 кГц (стандартная про- 60
межуточная час1ота радио- l;O
вещательных приемников).
По формуле (4-19) вычи- 20
сляем:
~= _1_(465+10 -
0,02 \ 465
465 )
-
465+10 = 2 •2
·
Согласно уравнению (5-2)
или кривой 1 (рис. 5-1) это
10
8
6
4
z
соответствует ослаблению f,'tf
d10 = 2,42 (тоже сравнитель·
но небольшому).
Из уравнения (5-2) сле
дуют два весьма важных для
практикивывода.Первый
вывод: ослаблению d = 1,41,
d
,
3
'fY
г~
/~
"-1-ij N
11
/,
~i-
//;
~~
,,,; .,
L
)
-
~
z+G10
Рис. 5-1.
при котором определяется полоса пропускания резонансных систем,
для одиночного контура соответствует обобщенная расстройка ~ = 1.
При Лf < 0,25/0 (или ~ < 0,5/6 3 ) уравнение (4-19) с погрешностью
менее 10% можно заменить более простым
s=2Лflfoб,.
(5-3)
Отсюда следует, что при s= 1 полоса пропускания, определяемая
как удвоенная расстройка, П = б 3f0• Это совпадает с приведенной
ранее формулой (4-28).
В т о р о й вывод: если s> 3, то для одиночного колебательного
контура с погрешностью менее 10% можно с•1итать
d=;.
(5-4)
Иначе говоря, при этих условиях уравнение обобщенной кривой
избирательности соответствует прямой линии.
Пример 5-3. Вычислить эквивалентное затухание колебательного
контура, при котором он обеспечит ослабление 20 дБ для расстройки
30 кГц, если его собственная частота 200 кГц.
Логарифмическая оценка ослабления в децибелах (дБ) произво
дится по формуле
d, дБ=20 lgd.
(5-5)
В нашем случае lgd = d, дБ/20 = 20/20 = 1. Десятичному лога
рифму, равному единице, как известно, соответствует число d = 10.
Используя уравнение (5-4), можно приближенно считать, что
~ = d = 10. В нашем случае 0,25/0 = 0,25·200 = 50 кГц, что больше
заданной расстройки, поэтому вместо формулы (4-19) можно применить
49
2.зо
упрощенное уравнение (5·3). Из него следует, что t'l 3 = то:200= 0,03,
что конструктивно осуществимо.
Два связанных колебательных контура. Системы из двух и более
связанных колебательных контуров, настроенных в резонанс, назы·
вают полосовыми фильтрами, поскольку их резонансная кривая ближе
к прямоугольнику, чем у одиночного колебательного контура. На
рис. 5·2 показаны две схемы каскадов, нагрузкой которых служат
Рис. 5-2 .
два связанных колебательных контура. В одном случае (рис. 5·2, а) связь
между контурами трансформаторная, а в другом (рис. 5·2, 6) - внешне·
емкостная.
Если форма резонансной кривой одиночного колебательного контура
не зависит от его параметров (от затухания зависит только ширина
кривой), то форма резонансной кривой двухконтурных фильтров су
щественнозависитотпараметрасвязи
ТJ=k/1'1 3 ,
(5·6)
где k - коэффициент связи между контурами [З, 15]. В случае транс
форматорной связи при идентичных контурах
k=M/L,
(5-7)
а для внешнеемкостной
(5·8)
Для идентичных колебательных контуров при изменении ТJ от нуля
до единицы резонансная кривая сохраняется одногорбой, но меняет
свою форму. У нее увеличивается крутизна боковых ветвей и становится
более плоской вершина, т. е. она как бы приближается к прямоуголь·
11ику. При ТJ = l коэффициент связи k = kкр = 1'1 9 • Такое значение
коэффициента связи называют критическим, так как вершина резо·
нансноА кривой становится плоской в пределах очень маленьких рас
строек. Если же ТJ > 1, то резонансная кривая фильтра становится
двугорбой. На средней частоте появляется провал. С ростом значения ТJ
он углубляется, крутизна боковых скатов еще больше возрастает,
а расстояние между горбами (максимумами) увеличивается. Резонансная
кривая еще больше приближается по своей форме к прямоугольнику.
Провал достигает уровня 0,7 от максимумов (уровень отсчета полосы
пропускания) при значении параметра связи ТJ = 2,41 = ТJпред• назы
ваемым предельным.
Применительно к многоконтурным резонансным системам сравне
ние их избирательных свойств оказалось удобным производить по та111
so
называемому коэффициенту прямоугольности ре·
зонансной кривой
Кпd=2Лfd/П,
(5-9)
где Лfd - расстройка на уровне заданного отсчета d.
Чем ближе Knd к единице, тем «прямоугольнее» резонансная кри·
вая и, следовательно, лучше избирательные свойства системы. Чаще
всего для коэффициента прямоугольности уровни отсчета берут рав·
ными 10 (20 дБ) или 100 (40 дБ).
В табл. 5-1 приведены значения коэффициентов прямоугольиости
для различных избирательных систем. Согласно таблице для одиноч·
ного колебательного контура Кп10 = 10 и Кп100 = 100, а для двух
связанных колебательных контуров при критической связи эти 1<0эф
фициенты равны соответственно 3,2 и 10. Следовательно, при одина·
ковой полосе пропускания резонансная кривая двух связанных 1<0леба
тельных контуров уже резонансной кривой одиночного колебательного
контура для ослаблений d = 100 в 10 раз. Вот почему в тракте проме·
жуточной частоты, как правило, применяют связанные, а не одиночные
колебательные контуры.
Поскольку форма резонансной кривой двух связанных колебатель·
иых контуров зависит от параметра связи, то вместо одной кривой
(как у одиночного колебательного контура) для них существует се
мейство обобщенных резонансных кривых или кривых избирательности.
Для Т) =s:;; 1 уравнение обобщенной кривой избирательности имеет
вид:
априТ)~1
d
V< 1 +ч2_ 62>2+ 4;2
2Т)
(5-10)
(5-11)
Значениям Т) = 0,5; 1 и 2 соответствуют кривые 2, 3, 4 на рис. 5-1.
Полоса пропускания двухконтурного фильтра с идентичными коле·
бательными контурами при критической связи определяется уравнением
П = 1,41бзfо·
(5-12)
Такой полосе пропускания согласно уравнению (5-10) соответствует
расстройка sп = 1,41.
Если 6 > 4, то с погрешностью менее 10% уравнения (5-10) и (5-11)
можно заменить упрощенными формулами
d=62/}+112 для Т)=s:;;1
и
(5-13)
Иначе говоря, для 6 > 4, обобщенная кривая избирательности
двухконтурного фильтра является параболой.
Достаточно наглядно можно оценить избирательные свойства раз·
личных систем, если пользоваться приведенными обобщенными кри
выми, которые пересекаются в точке с ослаблением d = 1,41, соответ·
ствующим уровню отсчета полосы пропускания. На рис. 5-3 приведены
такие характеристики. Здесь масштаб по оси абсцисс взят в относитель-
51
Таблиц а 5-1
Число избирательных систем п
Тип избирательной системы
2
3
41516
Кто
1
1014,8
1
3,75 3,4
1
3,2
1
3,1
Ктоо
1
100 116
1
9
7
1
6,1
1
5,6
Одиночный ре-
Ктооо
1
IGOO 149 120
13 j10
1
8,6
зонансный контур
Ч'i (п)
1
1
1
1,561 1,96 2,3 1 2,581 2.89
б1 (п)
1
2,22
1
1,641 1,34 1,21 1 1, 181 1,13
Кп10
1
1
3,2
1
2,2
1
1
1,95
Kmoo
1
1
10
1
4
1
1
3
Расстроенные
пары при критиче-
Кп1000
1
jз2 1
7
1
, 4,4
с кой
начальной
расстройке
Ч'2 (п)
1
1
0,71 1
0,881
1 0,98
~ (п)
1
1
6,761
6,8 1
1
7,3
Кто
1
3,2
1
2,2
1
1,95 1,851 1,78, 1,76
Кп~оо \10 1
4
1
3
2,7
1
2,5
1
2,4
Два связанных
132
1
1
1
1
1
контура при кри-
Кп1000
7
4,4 3,6 3,2 3
тической связи
Ч'з (п)
1
0,71
1
О,881 0,98 1 1,091 1,161 1,22
'1з (п)
1
2,06
1
1,931 1,89 1 1,731 1,691 1,68
Knioo
1
2,2
1
1,3
4 Кп1000
1
3,7
1
1,7
Примечание.Филь-
тры сосредоточенной нзбира-
тельносп< обеспечивают при-
1
1
веденные в данной таблице
Фильrр со-
Ч'4 (п) 2,82 2,6 коэффициенты прямоугольно-
средоточенной
сти резонансной кривой лишь
Кп100
1
1
в тех случаях, когда эквива-
избирательности
1,8
,1,2
лентное затухание их конту-
при контурах
ров (резонаторов) удовлетво-
5 Кп1000
1
2,7
1
1,5
ряет неравенству 6~ ,;;:;;
,;;:;; П ф!ZУ Z f11p·
'1'4 (п)
1
2,82
1
2,6
52
ных долях полосы пропускания 2Лf/П. На рисунке сплошными линиями
показаны обобщенные кривые, соответствующие резонансному усили
телю с числом каскадов, равным номеру кривой. Штриховые линии
отображают аналогичные зависимости усилителя с двумя связанными
контурами в каждом каскаде при критической связи между контурами.
Штрихпунктирная линия характеризует один каскад с четырехкон
турным фильтром сосредоточенной избирательности. Его схема при
ведена на рис. 7-2, а принцип построения описан в § 7-2.
1000
600
'tOO
200
(00
60
+о
20
10
6
+
g
t)+f
d
'-:;,.
о
111/
/
.f I/
·"
5- //
.1
/
А 1"f4 , 1,.<г
il, /'З //
/
·'
/
.J
•:'11
//
.
1//
V/ ......~
1
1~' 1 ~~--
//. /
t-f J
"1
А.v ./
.....
1
.
,_,
11 .""
./
~
111 ~,·и.,
'--
ift~ ~ к.1
,. __
-- -- ---- --
2
4
6
Рис. 5-3.
-
дЕ
"
/
/"-5v
~
1/.<::+.
~
--
....
.-..:-1
-
~
L..., .. . -o-'
1---
20
--
--Ш
,п
8
10.
Пример 5-4. Определить, во сколько раз для расстройки, равной
полосе пропускания, ослабление, обеспечиваемое связанными конту
рами при критической связи, больше ослабления, создаваемого оди
ночным колебательным контуром.
Для одиночного колебательного контура уровню отсчета полосы
пропускания согласно уравнению (5-2) соответствует 6п = 1. Следова
тельно, расстройке, равной полосе пропускания, будет соответствовать
обобщенная расстройка 6 = 2. При такой расстройке из уравнения
(5-2) находим d1 = v· 1+22 = 2,2.
Для двух связанных колебательных контуров при YJ = 1 согласно
уравнению (5-10) уровню отсчета полосы пропускания (d = 1,41)
соответствует 6п = 1,41. Поэтому расстройке, равной полосе пропуска
ния, будет соответствовать обобщенная расстройка ~ = 2,82, для ко
торой из уравнения (5-10) получаем d2 = 0,5 V (1+12-2,822 ) +
+ 4·2,822 = 4,1.
Окончательно имеем d2/d1 = 4, 1/2,2 = 1,9, т. е. ослабление фильтра
при данной расстройке почти в два раза больше, чем у одиночного
колебательного контура.
Пример 5-5. Определить, во сколько раз при расстройке 10 кГц
ослабление двухконтурного фильтра с YJ = 1 больше, чем у одиночного
53
кмебательного контура, если их резонансные частоты fo = 465 кГц,
а эквивалентное затухание контуров б 3 = 0,015.
Поскмьку Лf/f0 = 10/465 < 0,25, то для расчета обобщенной
расстройки воспользуемся формулой (5-3):
2.10
6= 465. 0,015 2
•
9•
Согласно формуле (5-2) для одиночного колебательного контур:~
d1 = -V~ = 3, а для фильтра в соответствии с формулой (5-10)
d2 = 0,5У(1+1 2 -2,92)2 + 4·2,92 = 8,6. Следовательно, ослабление,
создаваемое фильтром, в три раза больше, чем создаваемое одиночным
колебательным контуром.
Пример 5-6. Определить ослабленuе, которое будет при расс1ройке
30 кГц для данных примера 5-5 .
Поскольку Л///0 = 2·30/465 < 0,25, то согласно формуле (5-3)
2·30
6= 465·0,015 = 8 •7
·
Так как 6 > 4, то воспользуемся упрощенными формулами. Для
одиночного колебательного контура согласно уравнению (5-4) d1 ""' 8,7,
а для фильтра на основании уравнения (5-13) d2 ""' О,5·8,72 = 37,6.
Таким образом, фильтр обеспечит ослабление в 4,3 раза больше, чем
одиночный колебательный контур.
Данные примеров 5-5 и 5-6 подтверждают существенные различия
в форме обобщенных кривых избирательности фильтра и одиночного
ко.1\ебательного контура при бмьших расстройках, которые следуют
из срав11ения формул (5-13) и (5-4).
5-3 . ПРИНЦИПИАЛЬНЫЕ И ЭКВИВАЛЕНТНЫЕ СХЕМЫ
ОДНОКОНТУРНЫХ ВХОДНЫХ ЦЕПЕМ
ПРИ НЕМАrнитных АНТЕННАХ
В подавляющем бмьшинстве приемников с переменной настройкой
(радиовещательных и связных) ВЦ выпмняются одноконтурными
с целью уменьшения числа колебательных контуров с переменной
11астройкой. Широко применяются такие ВЦ и в приемниках с постоян
ной настройкой, к избирательности которых не предъявляется особо
высоких требований, например в телевизионных. На рис. 5-4 приведены
основные схемы одноконтурных ВЦ. Они отличаются видом связи ко
лебательного контура с антенной, что и определяет их название:
а - с внешнеемкостной связью; б - с трансформаторной связью;
в - с автотрансформаторной связью, г
-
с трансформаторно-емкостной
связью. На всех схемах для общности показано автотрансформаторное
включение к колебательному контуру входа первого электронного
прибора, который представлен входной емкостью Свх и входной про
водимостью gвх• Такое включение позволяет выбрать связь между
контуром и входом электронного прибора, обеспечивающую необхо
димые характеристики ВЦ. Но для этой же цели может применяться
трансфор\!аторная связь или связь с емкостным делителем (см.
рис. 6-1, а, б). Конденсатором переменной емкости С настраивают кме
бательный контур на частоту сигнала в процессе эксплуатации, а под-
54
строечным конденсатором Сп по.льзуются при налаживании приемника
для обеспечения нужных границ рабочих частот ВЦ.
Представим, что между клеммой антенны и шасси каждой из схем
(рис. 5-4) подключена эквивалентная схема приемной антенны (см.
рис. 2-1, а). С учетом сказанного любая из ВЦ, показанных на рис. 5-4,
будет явJ1яться системой из двух связанных колебательных контуров.
Первый из них состоит из элементов антенной цепи и элементов связи ан
тенны с входным контуром, а второй является собственно контуром ВЦ
с учетом подключения к нему входа первого электронного прибора
приемника, т. е. Свх и gвх· Это особенно характерно для ВЦ с транс
форматорной связью. Для нее первый контур состоит из последовательно
включенных LА• СА• R А и Lсв· Кроме того, в первый контур включен
генератор э. д. с. ЕА• отображающий воздействие электромагнитного
поля полезного сигнала на антенну.
Рис. 5-4.
В § 4-3 было показано, что эквивалентная схема двухполюсной:
активной цепи с генератором напряжения (см. рис. 4-8, а) полностью
равноценна схеме с генератором тока (см. рис. 4-8, б). Эквивалентная
схема антенны (см. рис. 2-1, а) также является активным двухполюсни
ком, т. е. двухп0.11юсником, имеющим источник энергии - генератор
э. д. с. ЕА- Поэтому ей будет равноценна эквивалентная схема с гене
ратором тока (см. рис. 2-1, б). Если полное сопротивление антенны
в схеме, показанной на рис. 2-1, а, Zд = Rд + (jroLд -1/jroCд) =
= RA + jXA, то параметры схемы, показан.ной на рис. 2-1, б, будут:
УА=1/Zд= gA+iЬд и/А=Ёд/Zд= ЕАУА-
ДЛя составления эквивалентной схемы ВЦ отнесем реальный
элемент связи антенны с колебательным контуром к антенне. Справед
ливость этого очевидна из рис. 5-4, а и б, так как элементы Сев и Lсв
будут включены последовательно с элементами эквивалентной схемы
антенны, мысленно подключенной к зажимам антенна - шасси. Пара
метры антенны с учетом элемента связи в отличие от ее собственных
параметров будем отличать штрихом. Сопротивление элемента связи
обозначим символом Zсв· Для рис. 5-4, а Zсв = l/iroCcв• а для рис. 5-4, б
Zco = Гсв + jroLcв· В схеме с автотрансформаторной связью элементом
связи служит часть контурной катушки LA, поэтому Zсв = rLA + /roLд.
ss
На основании сказанного полное сопротивление антенной цепи
ZД. =ZA +zсв =RA +'св+ j (ХА +Хсв)=rД. + jХД.. (5-14)
Таким образом, с учетом элемента связи согласно выражению (5-14)
ток генератора эквивалентной схемы антенной цепи
/А_ =ЁА/l'д. =ЁАУА_,
(5-15)
а его выходная проводимость
(5-16)
При любом виде связи колебательного контура с антенной для
оценки коэффициента передачи и эквивалентного затухания колебатель
ного контура, определяющего избирательность ВЦ, важно знать степень
(си.1у) связи, которая существенно определяет основные характеристики
ВЦ. Поэтому в общем случае можно эквивалентной схемой представить
l
1
9~
g
1v, 91z
СнI
ЕА
1
z~
,
~
Рис. 5-5 .
любой вид связи колебательного контура с антенной. Воспользуемся
для последующего анализа эквивалентом антенны с генератором тока
(см. рис. 2-1, б) при автотрансформаторной связи колебательного
контура как со входом первого электронного прибора, так и с антенной.
Такая схема изображена на рис. 5-5. Здесь емкость колебательного
контура
(5-17)
где Скат - собственная емко:ть контурной катушки, а активная ре
зонансная проводимость колебательного контура
(5-18)
Левее штриховой линии 1-1 показаны элементы антенной цепи,
подсоединенной к части контурной катушки L1 • В этом случае согласно
теории радиотехнических цепей коэффициент включения в первом
приближении определяется уравнением [ 15)
Р1 = L1/L
(5-19)
и характеризует степень связи антенной цепи с контуром. Численно
он равен отношению напряжения на части контурной катушки L1
к напряжению на всей контурной катушке. Действительно, если ток
сигнала в контуре (и в катушке) 1, а его частота оо, то напряжение сиг
нала на части контурной катушки L1 будет ooL 1/. На всей катушке,
а следовательно, и на всем контуре напряжение сигнала И -= ooLI.
Оrношение этих напряжений и определяется- формулой (5- \"9),
56
Правее линии 2-2 показаны элементы входа электронного прибора.
Монтажные емкости, подключающиеся к контуру, относим ко входной
емкости каскада Свх· Все эти элементы подключены к части контурноlk
катушки L, с коэффициентом включения
р4 =о: L.JL .
(5-20)
Коэффициент включения р8 равен отношению напряжения на части
rюнтурной катушки L2 , т. е. на входе электронного прибора (на выходе
ВЦ), к полному напряжению контура [15J.
Согласно сказанному ранее схема, представленная на рис. 5-5,
является эквивалентной по отношению ко всем конкретным схема'!
одноконтурных ВЦ с различными видами связи контура с антенноit
и входом электронного прибора. Поэтому, анализируя эту схему,
выясним общие свойства одноконтурных ВЦ. Внешние для контура
реактивные проводимости и емкости Ьft. и С81 вносят в контур парал·
лельно подключенные к нему реактивные составляющие
ь;. =р;ьл:
с;х=р~Свх·
(5-21)
(5-22)
Справедливость приведенных формул можно подтвердить на при
мере действия на колебательный контур внешней резистивности, равно
ценной его собственным потерям. Пусть на колебательном контуре
(рис. 5-5) амплитуда сигнала Um• а на его части, соответствующей
индуктивности L1 , U1 m = p1 Um. Активная проводимость колебатель
ного контура g определяется формулой (5-18). Эта проводимость потреб·
ляет мощность Р = 0,5U~, которая и определяет собственные потери
контура. Полагая сам колебательный контур уже идеальным (без
потерь g =О), определим, какова должна быть проводимостьg1 резисгс
ра, который при подключении к части контурной катушки Li по
треблял бы ту же мощность. Мощность, выделяющаяся на этом рези
сторе, определится уравнением Р1 = 0,5Uimg1• Поскольку по условию
Р = Р1 , то 0,5 U7ng = 0,5p~U~1. Следовательно, pjg1 = g. Иначе
говоря, неполное подключение к контуру резистора проводимостью g 1
эквивалентно подключению ко всему колебательному контуру резистора,
проводимостью g~ = p8g1 • Поскольку емкостная проводимость Ь = roC,
то неполному подключению к контуру конденсатора будет соответство
вать подключение ко всему колебательному контуру эквивалентной
емкости, равной р2С, где С - емкость подключаемого конденсатора.
Полагая ЬД емкостной*, т. е. bft. = 1/roCft., можно считать, что
с учетом действия внешних реактивностей эквивалентная емкость коле
бательного контура
(5-23)
Следовательно, показанную на рис. 5-5 схему можно упростить
(рис. 5-6, а). Контур ВЦ настраивается на частоту сигнала конденса
тором С3 и при резонансе проводимость его будет чисто активной 11
равной g. Для упрощения последующих математических записей пере
считаем параметры элементов схемы ко входу электронного прибора.
* Если эта реактивность будет иметь индуктивный характер, то
перед ЬА. надо поставить знак минус.
57
Собственная проводимость колебательного контура при этом g' = g/p].
Активные проводимостиgД. и g8 x вносят в колебательный контур парал
лельно включенные проводимости
gft.=p~gft.;
е;х=р~gвх·
(5-24)
(5-25)
Следовательно, с учетом формулы (5-24) проводимость gft., пересчи•
р2
тапная на выход схемы, будет равна ---4- gft., а полная активная проводи
Р2
Рис. S-6.
мость, пересчитанная к выходу схемы, определится уравнением
G
+R+Pi,
=gвх р2 р-2 ед.
2
J
(5-26)
Ток генератора, пересчитанный на выход схемы,
/'
Р1 /'
Лвых=р2 А•
(5-27)
С учетом выражений (5-26) и (5-27) выходное напряжение схемы
согласно закону Ома запишется уравнением
U = IA вых = J'дР1!Рэ
1
G
Rвx+g!p~+gДpilP~·
Восполыювавшись выражениями (5·1) и (5-15), после очевидных
преобразований получим формулу резонансного коэффициента передачи:
(5-28)
Здесь
(5-29)
согласно формулам (5-24) и (5-25) есть эквивалентная проводимость
колебательного контура с учетом действия на него внешних активных
проводимостей gД. и евх·
По аналогии с выражением (5-18) эквивалентное затухание коле
бательного контура ВЦ
c\=g 3p=бg(I +p~gДJg+p~!l 8/g).
(5-30)
Согласно рис. 5-6, а избирательные свойства одно контурной ВЦ
определяются избирательностью одиночного контура с параметрами L,
58
С9 и l\ 9 (на рисунке ошибочно неr соединРния нижнего полюса кон
тура с самой нижней линией рисунка). Если полагать заданными па
раметры антенны и электронного прибора, то избирателыюсть о д н о
контурнойВЦбудеттемлучше, чемменьше ко
эффициенты включения р1ир2•Эквивалентноезатуха
ние колебательного контура ВЦ будет всегда больше его собственного
затухания и увеличиваетrя с ростом р1 и р2 •
При тех же условиях Кnв.о согласно выражению (5-28) является
функцией коэффициентов включения Pt и р2 , но эта зависимость сложная
и неочевидная. Физически осуществимые значения коэффициентов вклю
чения для автотрансформаторной связи определяются неравенствами
О~р1~1иО~р2~1.Однакоприр1=Оилир2=Оизуравне
ния (5-28) следует, что Кв.о= О. Следовательно, такие значения р1
и р2 неприемлемы, ибо сигнал не будет проходить через ВЦ и анализ
следует вести при выполнения неравенств
0<р1 ~1 и 0<р2 ~1.
(5-31)
В случае трансформаторной связи можно получить коэффициенты
включения больше единицы.
На рис. 5-6, б генератор тока является источником сигнала, а про-
водимость gc = Pi gA. есть его выходная проводимость. Энергия источ-
Рi
инка сигнала передается в нагрузку, которой служат две параллельно
включенные проводимости g/p§ + gвх = gн. Поскольку нагрузка чисто
активная, то наибольшее напряжение сигнала на нагрузке будет при
передаче в нее максимальной мощности. А это в соответствии со сказан
ным в§ 4-4 имеет место при согласовании, т. е. при равенстве проводи-
111ости нагрузки и выходной проводимости источника сигнала. Следо
вательно, максимальное значение Ков.о получится при наибольшем
выходном напряжении, когда gc = g8 или Р! gA. = ~ + gвх· Этому
Р~
Р2
равенству соответствует значение коэффициента включения при согла
совании
(5-32)
Подставив выражение (5-32) в (5-28), получим максимальное зна-
чение
1
1
zA. VgA. (g/pi+gвx).
Ков.ц. макс
(5-33)
Отсюда видно, что Ков.о.макс монотонно растет с увеличением р2•
Значит, наибольшее значение коэффициента передачи будет при р2 = 1
и выполнении равенства (5-32). Из формулы (5-16) можно записать
gД = rД/(Zft.)2.
Отсюда получаем zA. = у r'д_lg'д. и окончательно
Ков. ц, макс. макс= l/2 V r'д. (g+gвx) =Ков. ц. с• (5-34)
Строгий математический анализ зависимости Ков.ц от коэффициен
тов включения дает те же условия, при которых Ков.ц имеет наиболь
шее значение [3]:
Р2= 1, P1c=V(g+gвx)/gA.,
(5-35)
59
Их принято называть условиями согласования. Из (5-34) очевидно,
что в режиме согласования для увеличения Ков.n выгодно уменьшать
проводимость колебательного контура и применять электронный при
бор с малой активной входной проводимостью. Сопротивление же ан
тенной цепи целесообразно иметь малым. Однако последнее трудно
регулировать, так как согласно выражению (5-14) оно не может быть
М{'Ньше значения гД., определяемого выбранным (или заданным) типом
антенны.
Подставив выражение (5-32) в (5-30), получим для режима согла-
сования:
бэ. с=26 (1+ p~g8x/g).
(5-36)
Следовательно, при согласовании эквивалентное затухание коле
бательного контура получается больше двух собственных, а это сущt>
ственно ухудшает избирательные свойства ВЦ. При этом повышение
Ко6ч .....--..~.,.......,...,-~r---..~-.-....,,....т----.
Коsц.с
0,8t--+-~t---t-~~-+--+
~61--!F-+-~+--+~+-~l--3...,..~'l----I
o,+ ......,......i~--1~--4-~-l-~--i.~-+-~-+-~;;:;i
0,2tf--+~+-.......:J.~4-
о
1
2
J
а
Рис. 5-7,
коэффициента включения р2 увеличивает эквивал{'нтное затухание.
Такимобразом,между стремлением получить на11-
б о ль ш и й коэффициент передачи и наилучшую
избирательность ВЦ имеется противоречие.
Определим условие, при котором Ков.n будет достаточно большим,
а 6 3 - близким к 6 в случае небольшого оп<лонения от условий согла
сования. Обозначим отношение р1 /р10 = а. Разделив выражение (5-28)
на (5-34) и полагая р2 = 1, получим:
Ко8• 11//(uв. ц. с= 2а/(1 +а2).
Взяв отношение выражения (5-30) к (5-36), будем иметь:
б3;б3• с=0,5 (1+а2).
(5-37)
(5-38)
На рис. 5-7 кривыми 1 и 2 соответственно показаны зависимости
(5-37) и (5-38). Из них следует, ч10 при изменении коэффициента вклю
чения от О,5р 10 до 2р 10 коэффициент передачи уменьшается только на
20% своего наибольшего зна•1ения, а эквивалентное затухание колеба
тельного контура при этом возрастает в четыре раза. Поэтому о т н о
с и тел ь но большой коэффициент передачи и
малое эквивалентное затухание получаются
60
при
(5-39)
Если указанные условия не обеспечиваюr требуемой избиратель
ности, то при g 8 x > g применяют неполное включение входа электрон-
1юго прибора к колебательному контуру (р2 < 1). Так обычно поступают
в транзисторных приемниках. Из урав11ения (5-33) следует, что при
Р2?:: (1 + 3) JI g/gвx
(5-40)
коэффициент передачи мало зависит от значения р2 • В то же время
согласно (5-36) при g 8 x > g и больших значениях р2 эквивалентное зату
хание 6 3 существенно зависит от р2 • Поэтому нет смысла брать р2 более
его значения, получающегося при знаке равенства в формуле (5-40).
nример 5-7. Во сколько раз уменьшатся Ков.ц и 6" если при
g8 x = IOg снизить р2 с единицы до значения, определяемого равенством
в формуле (5-40).
Выбирая численный коэффициент 1,5, получаем р2 = 1,5 J(О,Т =
= 0,47. Согласно выражению (5-33) искомое отношение коэффициентов
перед;1чи будет:
-.
/ 1 +gвxlg
-. /- 1+10
JI 1/р~+g8xlg = JI lI0,472+10 °•87·
На основании формулы (5-36) отношение эквивалентных затуханий
l+p~g.x/g _1+0,472 .I0
_
029
l+gвxlg -
1+10
-
''
Таким образом, уменьшение р2 с единицы до 0,47 в данном случае
приводит к снижению коэффициента передачи лишь на 13% и к умень
шению эквивалентного затухания в 3,4 раза. Если же снизить значение
р2 до 0,3, то коэффициент передачи уменьшится всего на 28%, а экви
валентное затухание в 5,8 раза.
Если требования к избирательности ВЦ заданы значением 6 3 (на
пример, на основании расчета функциональной схемы), то можно вы
брать значения коэффициентов включения р1 и р2 , при которых полу
чится наибольший возможный коэффициент передачи. Совместный ана
J1из уравнений (5-28) и (5-30) показывает, что при этом вносимые в ко~1-
тур проводимости от антенной цепи и входа электронного прибора
должны быть одинаковыми [3], т. е.
(5-41)
Из выражения (5-30) получаются нужные значения коэффициентов
включения:
р1 = -./L(§з__1) )
v2g_A 6
'
Р2=-./
__fL(~-1).
JI 2gвх 6
(5-42)
Подсrавив эти значения в формулу (5-28), находим:
Ков.ц.11= Z' ~5, (1-б~)-
А gAgвx
(5-43)
61
Коэффициент передачи ВЦ при выпол11ении условия (5-42) полу·
чается больше, чем при выборе р1 и р2 из условия согласования и обес
печения заданного 6,.
Иногда бывает задан коэффициент передачи Ков. ц· В этом случае,
выбрав коэффициенты включения по условиям (5-42), можно обеспе•1ить
минимально возможное эквивалентное затухание
б
6,. мин= -1 -- -2 -K- -Z -,- -... ...,.,
1=,==-,
Ов,ц АУgAf!вx
(5-4 4)
что важно для достижения наилучшей возможной избирательности
ВХОДНОЙ цепи.
5·4. ВХОДНАЯ ЦЕПЬ С ТРАНСФОРМАТОРНОМ СВЯЗЬЮ
nРИ ПЕРЕМЕННОА HACTPORKE
В приемниках с переменной настройкой, как правило, все колеба
тельные контуры радиочастотного тракта настраиваются одной ручкой.
Для этого роторы конденсаторов переменной емкости закрепляются
на общей оси. Образованный при этом блок конденсаторов переменной
емкости имеет сравнительно большие размеры и высокую стоимость.
Для снижения стоимости и упрощения производства (уменьшения числа
штампов) все секции блока делаются одинаковыми. Кроме того, стре
мятся иметь в нем по возможности меньше секций. С этой целью антен
ная цепь выполняется не настраиваемой, а имеющей постоянную соб
ственную резонансную частоту. При таком режиме антенна вносит во
входной контур реактивную и активную проводимости, которые зави
сят от частоты и определяются уравнениями (5-21) и (5-24). Вносимая
реактивная проводимость расстраивает колебательный контур входной
цепи относительно других контуров приемника, настраиваемых на
частоту сигнала, а вносимая активная проводимость увеличивает его
эквивалентное затухание. Для повышения коэффициента передачи,
как указывалось в § 5-3, необходимо увеличивать связь входного кон
тура с антенной по крайней мере до половины оптимального значения.
А вносимые в контур реактивная и активная проводимости увеличи
ваются пропорционально квадрату коэффициента связи. Поэтому при
ненастроенной антенне ее связь со входным контуром не должна пре
вышать значения, при котором вносимая расстройка еще допустима.
Это условие, как правило, является определяющим при выборе коэф
фициента связи антенны с колебательным контуром. Рассмотрим этот
вопрос более подробно.
Из-за отсутствия резонанса в антенной цепи для нее на всех рабо •
чих частотах входной цепи выполняется неравенство 1 ХД 1 > rЛ.
Поэтому с небольшой погрешностью, учитывая, что обычно Lсв > L А,
можно считать
ZJ. =XJ. = 00 (Lc8+Lд)- ro~A =roLcв [l-(ro}.)2/ro2]; (5-45)
rоД = lilfLcвCА•
где rоД - резонансная частота антенной цепи.
62
(5-46)
В теории радиотехнических цепей доказывается, что коэффициент
связи между двумя контурами с трансформаторной связью
k=м;VL.c0L,
(5-4 7)
а коэффициент включения первого контура ко второму
Pt= M/L=kVLc0fl"
(5-48)
Справедливость последней формулы можно подтвердить следующими
рассуждениями. Согласно данному в § 5-3 определению коэффициента
включения он равен отношению напряжения, создающегося на эле
менте связи между контурами, к напряжению на вторичном контуре,
т. е. колебательном контуре входной цепи. Пусть ток сигнала, проте
кающий в этом контуре, а следовательно, и в катушке, равен /, а ча
стота сигнала (J). При трансформаторной связи между контурами сопро
тивление элемента связи равно (J)M. Следовательно, напряжение на
эrом сопротивлении UА= (J)M/, а на контуре U = (J)Lf. Их отношение
определяется формулой (5-48).
Подставив выражение (5-45) в общую формулу коэффициента пере
дачи (5-28) и учтя выражения (5-47), (5-48), (5-30) и (4-21), после оче
видных преобразований получим:
kp2
-./Т
(59
Ков.ц=с\[1-(fЛ)2/f2] JI Lсв •
·
4)
В радиовещательных и связных приемниках отдельные поддиапа
зоны с минимальной f мин и максимальной f макс рабочими частотами
имеют относительное изменение частоты, определяющее так называемый
коэффициент поддиапазона:
kд=fмакс/fмин~2,5+3.
(5-50)
При этом эквивалентное затухание колебательных контуров обычно
изменяется не более чем на 20-40%. Поэтому для предварительной
качественной оценки свойств рассматриваемой входной цепи будем
полагать эквивалентное затухание колебательного контура постоянным.
1. Пусть fЛ ~ f макс· Очевидно, что Ков. ц -r, т. е. коэффициент
передачи будет очень сильно зависеть от частоты, увеличиваясь с ее
ростом. Это объясняется в курсах основ радиотехники при анализе
свойств двух связанных контуров двумя причинами [15). Во-первых,
э. д. с., наводимая антенной цепью в контуре входной цепи, пропорцио
нальна реактивной составлшсщей сспротивления связи между контурами
((J)M). Оно растет с увеличением частоты, Во-вторых, эта э. д. с. про
порциональна току в антенной цепи, а по мере увеличения частоты и
приближения к резонансной частоте антенной цепи происходит умень·
шение сопротивления ZД (см. штриховую линию на рис. 5-8, а) и увели·
чение тока в антенне. На основании сказанного становится очевидной
указанная квадратичная зависимость.
2. При f мин< fЛ < fмакс согласно выражению (5-49) для f = fA.
Ков. ц-+ оо, а на крайних частотах диапазона он будет много меньше.
Объясняется это тем, что при f = f Д сопротивление Z J... -+rЛ и становит.:я
минимальным (см. штриховую линию на рис. 5-8, 6). Изменение коЭФ
фициента передачи по диапазону получается недопустимо большим.
Он изменяется как бы по резонансной кривой антенной цепи, но правая
ветвь более поднята из-за указанного ранее увели•1ения (J)M с частотой.
63
3. Когда fA. < f ми11 , в соответствии с выражением (5-49) можно
считать, что коэффициент передачи практически постоянен. Это объяс
няется увеличением сопротивления антенной цепи с ростом частоты
1рис. 5-8, в), что вызывает уменьшение тока в антенной цепи. С другой
стороны, сопротивление связи между контурами растет. Благодаря этому
наводимая антенной в колебательном контуре э. д, с. сохраняется в диа
пазоне рабочих частот почти постоянной. Практически изменение Z'д.
оказывается более сильным, особенно при приближении f'д к f мик·
Поэтому коэффициент передачи немного уменьшается с ростом частоты.
К1~
ZA
1
'
1
.....
1
........ 1
1
,... __ "
fнин fманс fд
а)
Рис. 5-8.
Г'i-,
1/
1
.........
1
Т1 1,
fJ fмШI fмакt:
б)
Благодаря постоянству коэффициента передачи данный вариант нахо
дит наибольшее применение во входных цепях с трансформа1ор11ой
связью. При этом обычно
f'д::::::. (0,5 + 0,7) /мин·
(5-51)
По мере приближения f Д к f мин коэффициент передачи растет,
а его постоянство в диапазоне частот ухудшается. Подставив в выраже
ние (5-35) значение g_A из формулы (5-16) и учтя выражения (5-45) и
(5-48), можно записать значение коэффИI{Иента включения р1 для режима
согласования Pic = Mc!L ::::::: ооLсв (1 - (f'д)2.'/2] V(g+p~gвx)/rД. Тогда
согласно выражению (5-47) коэффициент связи в режиме согласова
ния
(5-52)
где 1'1; = (g + p~g.x) р - затухание контура с учетом шунтирования
его входом электронного прибора; 6 'д ::::::: r'д/ооLсв - затухание антенной
цепи. Следовательно, даже при фиксированных затуханиях с.'\; и 6 Д.
значение коэффициента связи, обеспечивающего режим согласования,
непостоянно в диапазоне частот. Однако при fA. - <. f м~н оно изме11яе1ся
сравнительно мало. Для fA > f макс это изменение пропорционально
квадрату частоты, что не позволяет обеспечить постоянство режима
работы входной цепи в диапазоне (например, режима согласования).
Реактивная проводимость, вносимая в колебательный контур
антенной цепью, определяется уравнением (5-21). С учетом выражений
(5-16), (5-14), (5-45), (5-47), (5-30) и (4-21) применительно к третьему
64
Выражение, стоящее в квадратных скобках, можно рассматривать
как величину, обратную индуктивности L Авh' Эта индуктивпость под·
ключается параллельно колебательному контуру за счет действия а11-
1енной цепи и изменяет частоту контура. Возникающее при этом от
носительное изменение индуктивности кuлебатсльноrо контура опреде
J1ится уравнением
-k2
ЛL
L= l -(f'д)2/fl L.
(5-53)
Расстройку колебательного контура считают допустимой, если она
меньше половины его полосы пропускания. При таких расстройках
~южно считать, что Лflf0 ~ 0,5ЛL/L. На основании этого и выражения
(5-53) можно написать уравнение для коэффициента связи, при котором
расстройка будет меньше допустимой,
(5-54)
Значение коэффициента связи можно почти вдвое увеличить протип
указанного в формуле (5-54), если осуществлять компенсацию расстрой·
1ш на одной из частот диапазона так, чтобы на его концах она
нмела равные, но обратные по знаку значения. Это, t>стественно, можно
сделать, если известны параметры антенн, с 1<0торыми предполагается
работа приемника.
Пусть возможные собственные частоты антенной цепи находятся
п интер:зале от {Амин до fАмnкс' Тогда допустимый коэффициент связи
k'
-. /263 (1-А)(1 - В)
Лf.,;;;;,. JI
В-А •
(5-55)
где А = (fАмин> 2Jf~акс; в = (f'дмакс >2lf~ин·
Для такой компенсации расстройки индуктивность катушки вход
ного колебате.11ыюго контура следует увеличивать по сравнению с ин
дуктивностью остальных колебательных контуров радиочастотного
тракта на величину
ЛL=0,5k2L( 1 ~А+ I~В).
(5-56)
На основании сказанного можно сформулировать п р а в ил а
выбора коэффициента связи входногоконтурасан
тс11ноii цепью при ненастроенноil: антенне. Он не должен превышать
коэффициент: 1) обеспечивающий допустимую расстройку [см. (5-54)
или (5-55)); 2) составляющий более 0,5-0,6 значения, при котором
выполняется режим согласования (5-52) и 3) осуществимый конструк
тивно.
При однослойпых катушках, намотанных рядом на одном каркасе,
наибольший коэффициент связи достигает 0,2-0,25; для многослойных
катушек в том же случае - 0,35-0,5 и при намотке катушки связи
между витками контурной катушки - 0,8-0,9.
З Бобров Н. В.
65
В транзисторных приемниках эквивалентное затухание входного
колебательного контура существенно зависит от активной входной
проводимости первого транзистора. Поэтому рассмотрим более подробно
работу ВЦ в диапазоне частот при f'д ~ f мин· Подставив выражение
(5-30) в (5-49), получим:
Ков.ц
t5-57)
С увеличением р2 растут и числитель и знаменатель полученного
выражения. Анализ зависимости (5-57) показывает, что максимум Ков.u
получается при
(5-58)
Это выражение можно записать так: Р~сgвх = g + pfgft.. Отсюда
следует, что максимальное значение Ков t:t получается в том случае,
когда вносимая в колебательный контур· проводимость, возникающая
за счет входной проводимости первого транзистора, равна проводимости
входного контура с учетом воздействия на него антенной цепи. Если
рассматривать g 8 x как нагрузку, а антенную цепь совместно с колеба
тrльным контуром как эквивалентный источник сигнала, то равенство
(5-58) соответствуе'f' режиму согласования. С учетом выражений (5-48)
и (5-47) формулу (5-58) можно записать таким образом:
-
'lf~(l+k2Lcв gA)
P2c-JI
L
·
gвх
g
(5-59)
При настройке контура емкостью с ростом частоты, значения g и
gft. уменьшаются, а gвх увеличивается. Поэтому коэффициент включения
р2 с уменьшается с ростом частоты. Но зависимость Ков. u от р2 опреде
ляется уравнением (5-37), если полагать в нем а= р2 /р2 с. Поэтому
практически в перестраиваемой ВЦ для обеспечения наибольшего зна·
чения Ков. u следует брать р2 = р2 с на средней частоте диапазона.
При выполнении условия (5-58) согласно выражению (5-30) экви
валентное затухание входного колебательного контура
l\~.с=2б(!+k2 Li_" g;).
(5-60)
Это уравнение по своей структуре аналогично уравнению (5-36),
для которого условие согласования выполняется подбором коэффици
ента р1 (или k).
Таким образом, для обеспечения наибольшего коэффициента пере
дачи Ков. ц нужно выбрать наибольшее допустимое значение коэффици
ента связи k по указанным на стр. 65 условиям, а затем из выражения
(5-59) найти значение р2 с на средней частоте диапазона. Если при этом
6 3 согласно уравнению (5-60) будет удовлетворять требованиям изби
рательности, то указанные параметры р1 и р2 принимаются за оконча
тельные. Если же требуется меньшее значение 6 3 , то находят допусти
мое значение р1 из уравнения (5-30).
66
Полоса пропускания входной цепи на основании выражений (4-21)
11 (5-30) будет:
П =бзfо=бfо (1 +p~gJ,./g+pigвxfg).
(5-61)
В ламповых приемниках декаметровых и более длинных волн
практически можно считать g 8 x =О. При этом условии согласно фор
муле (5-57) Ков. ц ::::::: р2 и наибольшее его значение будет при р2 = 1.
Для данного случая на основании выражения (5-30) эквивалентное за
тухание 6 3 контура не зависит от значений р2 и, следовательно, Р2
можно брать любым, в том числе и равным единице. Поэтому в ВЦ
ламповых приемников указанных диапазонов волн берется полное
включение входа первой лампы к контуру.
Пример 5-8. Выбрать параметры ВЦ с трансформаторной связью
для транзисторного приемника при следующих исходных данных:
f мин= 9,5 МГц; f м•кс = 12 МГц (25 и 31-метровые диапазоны); L =
= 5 мкГ; бси = 0,04; б = 0,015; б~ ~ 0,03. Параметры антенны:
LАмин = 1 мкГ; LАмакс = 1,1 мкГ; САмакс = 8 пФ; САмин= 6 пФ;
rА :::::: 0,3 Ом. В первом каскаде приемника применяется транзистор
типа П403. Его параметры при lк = 1 мА согласно приложению 1 и
формуле (4-2): на частоте 9,5 МГц Свх = 116 пФ, 8вх = 0,7 [1 +
+ 73 (i~-0,04)J= 3,5 мСм; на частоте 12МГцС8х= 105 пФ и g8 x =
= 0,7 (1+73 (-bl0- 0,04)] = 4,8 мСм.
Согласно выражению (5-51) выбираем fЛмин = 0,7fАмин= 0,7 Х
Х 9,5 = 6,7 МГц. Д.~я ее обеспечения согласно выражению (5-46)
индуктивность катушки связи (при САмин и L Амин>
Lсв=( '
)2С
ro А макс
А мин
Lлмин =
1
= 6,282 ·6,72 - JOt2.6· IO tz
Вычисляем по формуле (5-46):
f'
1
Амин= Jf
2.n LсвС А макс 6,28У92· 10 G.8 .10 -12
5,9. 1ов Гц.
Поскольку бrв = Гс 81WLсв• ТО Гсв.мии = бсв. мииЫминLсв = 0,04 Х
Х 6,28·9,5· 106 ·92 · 10 - 0 = 220 Ом. Это сопротивление значительно
больше rА и можно считать
'"
Rл +rcq
'св i.
uA=
L
=-L-=ucв·
(1) св
(1) св
Находим проводимость контура на частоте 9,5 МГц по формуле
(5-18):
0,015
gg,s= 6,28.9,5 -100.5.10-0 5 ·10-0 См.
Аналогично для частоты 12 МГц получим g12 = 4· 10 -0 См.
З*
67
Будем полагать, •по расстройка контура антенно/! компенсируется
на одной частоте. Вычислим коэффициенты для формулы (5-55):
15,9)2
(6,7)2
А= \-12
-
=0,244; В= 9,5
=0,497.
Тогда согласно формуле (5-55)
k' =" /2. 0,03 (1-0,244) (1-0,497) =0 3
Дfv
0,497 - 0,244
'.
Так как задано максимально допустимое эквивалентное затухание,
то проверим возможность по.1учения наибольшего коэффициента пере
ДdЧИ и выберем коэффициенты включения по формуле (5-42). Согласно
lf.opмy.1e (5-16) проводимость антенной цеопи
,
rД Rл +гсв
gA = (ZД)2= (roLc8)2 ·
Но в нашем случае rА < Гсв· Поэтому gД ~ бсвlrоLсв· Подставив
это выражение в формулу (5-42), получим:
=-./бLcn (б,_ 1 )_-./О,015·92(0,03 _ 1)_ 214
Pl JI 2бс0L б - JI 2•0,03 ·5 0,015
-
'
·
Из выра.жений (5-48) и (5-47) выбранному коэффициенту включе·
ния соответствует коэффициент связи между катушками k = р1 VL/Lcв=
= 2, 14 У5/92 = 0,5. Полученное значение больше допустимого рас
стройкой. Поэтому окончательно выбираем k = 0,3. Это зиачение мож1ю
обеспечить при однослойной контурной катушке и многосJJойной ка
тушке связи. Для обеспеченин компенсации расстройки согласно выра
>kению (5-56) индуктивность контурной катущки для ВЦ по сравненшо
с другими кон 1·урами надо взять большей на величину
дL=0,5·0,32.5.10-в( 1 _~.244 + l-~.497 )=0,75.10-е Г,
т. е. взять L8 •11 = 5· 10- 6 +О,7'}·10- 6 = 5,75-1(/6 Г.
Согласно уравнению (5-49) при заданном эквивалентном затуханип
б 3 коэффициент передачи прямо пропорционален коэффициенту вклю
чения Р?· Поэ1ому выберем его наибольшим из условия обеспеченнн
заданного б 1 • Длн э1оrо воспользуемся формулой (5-30). С учетом ска
зашюго ранее (в данном примере). а также выражений (5-16) и (5-18)
формуJ1у (5-30) можно переписать в виде
63 = б (1+ k21'1с8/б + pjgвxroL/б).
(5-62)
Поскольку flвx увеличивается с частотой, то наибольшее з11а 11ение
б~ будет на максимальной •1астоте. Для этой частоты и определяем коэф·
ф1щиенr Dl{ЛIOЧCllИЯ:
Р2=-./_б_(~:_1-k2бсв) =
JI g0xroL \ 6
б
i/-
0,015
(0,03 1 о320,04)
=, 4,8.103 .6,2S·12· 10R .5,7fi. JO-o 0,015 -
-
'
0,015 =
=0,075.
68
Для частоты 9,5 МГц Иl формулы (5-62) определим
(\u.r . = 0,015 ( 1+0,32 0°0~45 +
\
.
+ 0 0752 4,2. 10-з. 6,28. 9,5. 106. 5,75. 10-е )-о 026
•
0,015
-
'
•
Вычислим по формуле (5-49) значение коэффициента передачи
л.1я крайних частот диапазона, по.1агая fA. = ff..мнн'
к
0,3. 0,075
... /5,75 о 3
он. цо.s -- 0,026 (1-5,92/9,52) JI 92= • 4
к _ о,з.0,075 1(5.75_ 025
и 00• 1112
-
0,03 (1- 5,921122) r 92 -
•
·
Сто.1ь малый коэффициент передачи, получающийся из-за пево~
~'ожности взять больший 1юэффициент вк.1ючения входа транзистора
I< контуру, существенно сказывается на повышении коэффицнента шума
ВЦ. При активных и фиксированных нроводимостях источника сигнала
(антенны) и нагрузки (входа тран тстора) между 1юэффициентами
передачи ВЦ по мощности КРв.ц и по напряжению существует оче-
видная зависимость КРв.ц = Р"ы,IР 8 х = U~ыxg11/U~,,,gc = K~n.цgнlg,"
Поскольку ВЦ является пассивным четырехполюсником, то ее коэф
фициент шума определяется уравнением (4-62). Таким образом, Ш11 •11 :::::::
<=::::: 11 К Pв, ii ~ 11 К~в. ц и при малых значениях Кон. ц коэффициент
шума ВЦ будет высоким, что существенно скажется на чувствителt.-
1юсти приемни1~а. если основными помехами являются собствею1ые
шумы приемника. Более подробно этот вопрос рассматривается
uгл.6и10.
Полоса пропускания ВЦ на основании формулы (4-28) в начале
диапазона П9, 5 = 0,026·9,5· 106 = 0,247·106 Гц и в ко1ще диапазона
1112 =O,Q3·12,0· 106 =0,359·106 Гц.
Пример 5-9. Рассчитать параметры ВЦ по исходным данным при
мера 5-8 для случая, когда в первом каскаде приемника используется
J1ампа типа 6К4П. Для этой лампы согласно табл. П2-1 коэффициент
Б = 25· 10 -9 См/МГц 2 . По ~ормуле (4-11) д.~я начала диапазона ggкя.r. =
= 25· 10-9. 9,52 = 225· 10- См и для конца диапазона ggк12 =
=25· 10-в · 122 =360-10-9 См.
Для конца диапазона
д_= 40· \О-6
ggк 0,36 ·106
110.
Следовательно, практически во всем диапазоне, даже при полном
включении (р2 = 1), входное сопротивление J1ампы увеличивает зату
хание контура менее чем на 1%. Поэтому в первом приближении можно
пренебречь таким влиянием и полагать ggк ~О.
Пос1<0дьку ЛL, L8 • U • Lсв• fЛмнн' fЛмакс и k'лt не зависят от вхол-
1101\ проводимос1и первого электронного прибора, то их зна·•ения будут
такими же, как в примере 5-8. Так как 63/б = 0,03/0,015 = •2, то rо
г.1асно выражению (5-36) для обеспе11ения макс11мальноrо коэффиш1е11 ra
переда•ш можно применять режим сог.~асовапия. Т01да из выражеrн1я
69
(5-,15)р2=1и
Pie=-. /=g==-. f бroLc11=-. f Ы.с8=-. / 0,015 ·92 = 245.
VgД Vбc8WL VбcnL V0,04·5,75
'
Этому согласно формуле (5-48) соответствует коэффициент связи
k = 2,45 Jf5,75192 = 0,61, что больше значения, допустимого рас
стройкой. Поэтому окончательно принимаем k = k'л1 = 0,3. При этом
сог,1асно выражению (5-62) для нача.1а и конца диапазона
б,=0,015 ( 1+о.з2 0~0~~ )=0,019.
Из формулы (5-49) для начала диапазона
О,З· 1
-. /5,75
Ков.цо.s= 0,019 (1-5,92/9,5 2) V 92=5
•
4
и для конца диапазона
0,3. 1
... / 5,75
Ков.ц~z 0,019 (1-5,92 /12 2) V 92= 5
•
3·
Таким образом, за счет значительно меньшей входной проводимости
лампы коэффициент передачи получается в 20 раз большим, а эквива·
лентное затухание почти в 1,5 раза меньшим по сравнению с транзи
сторным вариантом. Поэтому избирательные и шумовые свойства ВЦ
в л~1мповом приемнике будут значительно лучше, чем в транзисторном.
5-5 . ВХОДНАЯ ЦЕПЬ С ВНЕШНЕЕМКОСТНОА СВЯЗЬЮ
В § 5-4 было показано, что при ненастроенной антенной цепи
связь между нею и входным колебательным контуром устанавливается
сравните.1ьно слабой, обеспечивающей допустимую расстройку. Для
этого емкость конденсатора связи в рассматриваемой схеме обычно
выбирается небольшой. На километровых и гектометровых волнах она
не превышает 10-30 пФ, а на декаметровых - 2 -5 пФ. При таких
значениях емкости, как правило, выполняется неравенство Сд >Сев·
Результирующая емкость антенной цепи
,
Сев СА
СА=С +С <Сев
(5-63)
св
А
получается очень малой, что в рабочем диапазоне обеспечивает выпол
нение неравенства fA. )> f мnке· На основании этого в диапазоне рабочих
частот l/roCA. )> roLд и с погрешностью, допустимой при инженерных
расчетах, в эквива.'!ентиой схеме антенны согласно уравнению (5-14)
можно считать
(5-64)
Выходная активная проводимость антенной цепи определяется
формулой (5-16). Положим для данных примера 5-8 Сев= 5 пФ (что
с·огласно примеру 5-10 больше допустимого зна•1ения из условия рас•
70
стройки). Тогда из формулы (5-63) находим:
5·6
СЛ= 5+6=2,7 пФ.
По формуле (5-16) с учетом выражения (5-64) в конце диапазона
gЛ = 'А (ооСЛJ 2 =0,3 (6,28· 12· 10 6 ·2,7·10 -12) = 1,21.10-всм, что в три
ста раз меньше собственной проводимости колебательного контура.
Следовательно, увеличение эквивалентного затухания контура за счет
действия антенны в данной ВЦ даже при полном подключении антенны
к контуру практически ничтожно мало. Поэтому в первом приближе
нии можно счи1ать gA_ = О. Имея это в виду и используя выражения
(5-64), (5-30) и (4-21), уравнение (5-28) представим так:
САСсп Р2 2 САСсв P2L
ro СА+ Сев g" =ОО СА +сев~·
(5-GS)
Согласно выражению (5-30) для данного случая избирательность ВЦ
определится свойствами одиночного колебательного контура с эквива
лентным затуханием
бз =gэp=pg (1 +p~gвx/g) =6 (1 +pШgвxfg).
(5-G6)
Поскольку 6 3 мало изменяется в диапазоне частот, TI) с увеличе
нием частоты коэффициент передачи растет почти по квадратичному
закону.
Анализ зависимости Ков. ц от р2 показывает, что максимум Ков. ц
получается при выполнении условия
Р2с =Уg/gвx•
(5-67)
Из этого равенства следует, что Picgвx = g. Так как ранее предпо
.11агалось, что gЛ = О, то условие (5-67) определяет согласование про
водимости нагрузки g8 x с выходной проводимостью эквива.1ентной
антенной цепи, включающей в себя колебательный контур, т. е. с про
водимостью контура g. Подставив выражение (5-67) в (5-65) и (5-66),
получим:
СА Сев ro
Ков.ц.с= С +с 2 ~г,;;;-
А св Уggвx
(5-68)
и
(5-69)
Как уже отмечалось, с ростом частоты проводимость g уменьшается,
а евх растет. Поэтому с увеличением частоты коэффициент включения
Р2с согласно выражению (5-67) будет уменьшаться и при постоянном
значении р2 согласование можно выполнить только на одной частоте.
С целью повышения избирательности это обычно делают в конце диа
пазона, когда р2 имеет наименьшее значение.
С учетом сделанных ранее допущений можно считать, что от антен
ной цепи к колебательному контуру подк.'!ючается емкость ЛС = С.Д.
Она приводит к расстройке колебательного контура ВЦ относительно
других колебательных контуров. Как и ранее, расстройку будем сч11-
тать допустимой в пределах поло~ы пропускания, когда выполняется
7t
равенство Лflf0 ~ О,5ЛС/С. На основании этого с учетом выражениii
(5-63) и (4-28) можно записать условие выбора емкоснr с1н1э11 ври
допустимой расстройке
(5-70)
где С 3 - эквивалентная емкость колебательного контура, опрсде.~яю·
щаяся формулой (5-23). При этом следует полагать р1 = 1, та1< как ан
тенная цепь (включая конденсатор связи) подключена параллельно
комбателы~ому контуру.
1-'сли осуществить компенсацию расстройки на одной часто1е, то
емкость связи будет определяться неравенством
{6С С
С' ..:::С
э э.мrш/ Амин
свдf ---=
А мин
С
•
Амакс I
САмин
(5-71)
Для обеспечения компенсации расстройки начальную емкость
входного колебательного контура согласно выражению (5-71) следует
уменьшить (с помощью подстроечного конденсатора) против нача.1ы1ых
ем1<0стей других контуров ""
ЛС= О,5САмнн(С С +~ С
-
1+С1С)•
Амин/ св Амин/ Амакс
А мнн/ св
(5-72)
Пример 5·10. Рассчитать параметры ВЦ с внешнеемкостной связью
по исходным данным примера 5-8.
Подстамяя в формулу (5-46) параметры колебательного контура,
определяем минимальную эквивале111ную емкость контура:
1
Сз.мнн= (J)~1aкcL = 6,282 • 122. 1012. 5. 10 6 35,5. 10 -12=35,5 пФ.
Пользуясь выражением (5-71), вычисляем емкость конденсатора
-. (о,03·~
связи: C~nЛf = 6 V 8"6
_
1 = 4 пФ. Согласно уравнению (5-72)
нача.1ьную емкость входного колебате.1ьно1·0 конrура следует уме11ь-
.
/1
1\
шить на ЛС= 0,5·6 \614+618- 1+614)= 2,8 пФ
Tai< как {) 3 /{j = 2. го для обеспече11ия необходимого ЭI<виваленrноrо
затухания контура применим режим tоrJ~ас:ования. Определим коэфф11-
циент вкдючения транзистора 1< ко.1сбательному контуру по формуле
(5-Ы) в 1<0нце диапазона:
.
-.! 4.10 5
Р2с= JI 4,8 . IO 3 =0.091.
Тогда согласно выражению (5-66) <эквивалентное затухание коле
батl'J1ьноrо контура в нача.1е диапазона
72
35.10-3 \
b~g.:;=0,015 ~1+0,091 2 ТТОТ) =0,024
и в конце диапазона
ьн2=0.015 ( 1+0,0:11 2 44~ ·1 ьо:э)=о.оз.
По;:ко.1ьку Ков.ц уменьшается с уменьшением СА• то рассчитаС'М
его значение дю1 САмин· Согласно выражению (5-65) в начале диапазона
к
(628 95 106)2 6.4 10-12 0,091 .5.10-с О14
ов.ц9,5= '
.
'
.
6+4.
.
0,024
'
и в конце диапазона
к =(628·12 ·106)2~.10·12.0,09I•5
· io-6 О21
Qв.ц12 '
6+4
0,03
'
.
Пример 5-11 . Рассчитать параметры ВЦ с внешнеемкостной связью
по исходным данным примера 5-9.
Поскольку Сэ.м 1111, Сев и ЛС не зависят от g8 x, то эти параметrы
сохраняют значения примера 5-10.
Пренебрегая действием ggк на эквивалентное затухание ко.1еба
тельного контура, будем считать /)~ = б. Для получения наибот,шего
коэффициента передачи Ко•. н возьмем р2 = 1. Тогда согласно nыр:~
жению (5-65) для нача.1а дизпазона
6·4
5·10-в
Кпв.110.:;= (6,28. 9,5. 106)2 6-j -4. 10 -12 . 0,015 =2,9
11 для концз диапаqона
6·4
5· 10-е
Ков.ц12=(6,28· 12· 106)2 • 6 + 4 ·10-12
·
O,Ol 5 =4,5.
Сравнение данных прпмеров 5-8 с 5-10 и 5-9 с 5-11 показыв~С'Т,
что при прочих равных условиях ВП с трансформаторной связ;,ю
обеспечивает бо.'!ьший коэффициент передачи (особенно в транзистор11ь•х
приемниках) при лу•1шей его раnномерности в пределах рабочего под
д•~апазона 11 несколько худшую избпра1елыюсть. Но ВЦ требует бо.1се
r.10жного и дорогого ЭJ1емента сnязи (катушка индуктивно~ти вме;то
0•1снь малой емкости).
5-6 . ВХОДНАЯ ЦЕПЬ С TPAHCФOPMATOPHO-EMKOCTHOJil
связью
В ВЦ с внешнеемкостной связью антенная цепь вносит в колеба
тельный контур расстройку, понижающую его собственную часто1у,
а ~начение Ков. ц сильно возрастает с частотой. В ВЦ с трансформатор
ной связью при f'л < f мин расстройка кодебательного контура за сч.:r
антенной цепи повышает его собственную частоту и Кnв. ц в рабочt•м
диапазоне уменьшается с ростом частоты. Эти характерные свойства
данных ВЦ позволяют создать комбинированную схему с трансформа-
1орно-емкостной связью, которая позволяет получить гораздо больш11й
/\Оэффициент передачи при Jiучшей е1·0 равномерности в диdпазоне
частот (см рис. 5-4, г). Каждый из видов связи в этом сдучае выбира:от
так, как пояснено в § 5-4 и 5-5, т. е. по формулам (5-55) и (5-71). При
эrом на одной из средних 11астоr диапазона расстройки от каждого из ви-
73
nов связи будут взаимно компенсироваться и не потребуется ни увеличи
вать индуктивность контурной катушки, ни уменьшать начальную
емкость контура.
Для правильной настройки ВЦ необходимо чтобы э. д. с" наводи
мые антенной во входном колебательном контуре за счет каждого вида
связи, были синфазны. Определяется это по характеру изменения
11апряжения на колебательном контуре при переключении концов
катушки связи. Правильное включение соответствует возрастанию на
пряжения, а ошибочное - уменьшению. Эту проверку следует делать
на средней частоте поддиапазона.
Наибольшая равномерность Ков. u в диапазоне частот получается
при выборе f'лмакс ~ (0,8 + 0,85) f мин• так как в этом случае за счет
1·рансформаторной связи коэффициент передачи более резко умень
шается с частотой, что лучше компенсирует действие внешнеемкостной
связи.
Эквивалентное затухание колебательного контура в основном
определяется трансформаторной связью и может быть рассчитано так
же, как это выполнено в примерах 5-8 и 5-9. В первом приближении
результирующиА коэффициент передачи равен сумме значений Ков. 0 ,
вычисленных отдельно для каждого из видов связи.
5-7 . ВХОДНЫЕ ЦЕПИ ТЕЛЕВИЗИОННЫХ ПРИЕМНИКОВ
Телевизионные приемники являются приемниками с постоянной
настройкой колебательных контуров радиочастотного тракта. Рабочие
частоты каналов телевидения стандартизованы, поэтому переход
с одного канала на другой осуществляется с помощью переключателя
каналов. Он включает колебательные контуры нужного канала во
всем радиочастотном тракте. Характерной особенностью телевизионных
приемников является сравнительно широкая полоса пропускания
радиочастотноrо тракта. Она стандартна и должна быть не менее 8 МГц.
Обеспечение такой полосы пропускания возможно лишь в диапазонах
метровых и более коротких волн, что и является второй особенностью
телевизионных приемников. В настоящее время еще не налажен массо
вый выпуск дешевых транзисторов обладающих хорошими усили
те,1ьными и шумовыми характеристиками в диапазоне метровых волн,
поэтому тракт радиосигнала современных телевизионных приемников
выпол1н1еrся 1ta лампах. Однако уже разрабатываются и выпускаются
телевизоры, большинство касuдов которых выполняется на транзи
с1орах и полупроводниковых диодах. Совершенствование высокочас
тотных транзисторов позволит в будущем использовать их и в радио
частотном тракте телевизоров.
Телевизионные антенны обычно располагают высоко над поверх
ностью земли. Этого требуют особенности распространения метровых
и более коротких радиоволн. Поэтому антенны оказываются сравни
тельно далеко от приемников. Их соединяют со входом приемника
специальным кабелем с характеристическим сопротивлением 75 Ом.
Чтобы в кабеле соблюдался режим бегущей волны, вход приемника
согласуется с кабелем. Для этого сопротивление на входе приемника
должно равняться характеристическому сопротивлению кабеля.
При ра~положении телевизора близко от передающего центра сигнал
будет очень сильным, что может привести к приему изображения с боль
шими искажениями за счет перегрузки каскадов приемника. Поэтому
74
во всех телевизорах имеются два гнезда для подключения антенны:
одно - при полном подведении сигнала к ВЦ (де.1ение сигнала 1 : 1)
и второе - при существенном ослаблении сигнала (деление 1 : 20).
На рис. 5-9, а изображена схема ВЦ телевизора «Рекорд-333» при
полном подведении сигнала (с делением 1 : 1). Антенный кабель в этом
случае подключается к верхнему гнезду Г1 • Емкость входuоrо контура,
обозначенная на рис. 5-9 через Ск, образуется из монтажной. емкости,
собсТВf'нной емкости контурной катушки и входной емкости лампы
первого каскада телевизора.
Рис. S-9.
Выбор коэффициента связи между катушкой связи и контурной
катушкой во входных цепях телевизора осуществляется так, чтобы
сопротивление между входным гнездом Г1 и шасси было равно 75 Ом,
т. е. характt>ристическому сопротивлt>нию телевизионных кабелей. При
этом условии вход телевизора (без деления сигнала) оказывается согла
сованным с кабелем. Шунтирующее действие резисторов R1 и R2 на
вход телевизора оказывается малым благодаря большому сопротивле
нию резистора R1 (1,5 кОм).
Согласно формулам (1-4), (4-28) и данным табл. 5-1 при двух после
довательно включенных элементах приемника (ВЦ + УРС) с одиноч
ными колебательными контурами результирующая полоса пропускания
системы П = Пк/Ч'1 (2) = Пк/1,56. Поэтому даже на самом высокочас
тотном (двенадцатом) канале (f0 = 226 МГц) относительная полоса
пропускания колебательного контура (отношение полосы пропускания
к резонансной частоте контура) должна быть не менее П кlfo = 1,56П /f0 =
1,56·8 · 10 6/226· 10 6 = 0,056. Эта величина гораздо больше соб
ственного затухания колебательного контура, и для обеспечения необ
ходимого эквивалентного :?атухания кон1ура используется шунтиру1::~
щее действие антенны и входа лампы. Кроме того, для обеспечения нуж
ной полосы при наименьшем возможном эквивалентном затухании и,
следовательно, наибольшем коэффициенте передачи ко.~ебательные
контуры ВЦ и УРС расстранвают относительно средней частоты спектра
сигнала в разные стороны. Вследствие этого образуется расстроенная
пара колебательных контуров, свойства которой описаны в§ 7-3 . В этом
случае согласно табл. 5-1 значение функции Ч'2 (2) = 0,71. Следова·
тельно, полоса пропускания контуров ВЦ и УРС телевизоров на ос·
новании (1-4) должна быть Пк = ПЧ'2 (2) = 8· 10 60,71=5,7·106 Г1t.
Современное массовое изготовление катушек позволяет выпо.1нять
их с погрешностью индуктивности менее 1-2%. Разброс емкости коле
бательного контура при этом также не превышает 2-4%.
75
Относи1ельное изменение частоты колебательного контура за счет
НС'точности изготовления его эл!"ментов определяется соотношениями
Лf1fo -:::::: О,5ЛL/L или Лf/{0 -:::::: О,5ЛС/С. С учетом указанных выше от
J(.:юнений L и Ск от средних значений можно считать, что резонансная
частота входного колебательного контура может отклоняться от своего
срt·днего значения не больше чем на 2-3% и будет находиться в преде
л;~ х полосы пр11пускания Такая расстройка вполне допустима, что и
ПРJВОЛЯЕ'Т делать колебате.1ьные контуры радиотракта современных
тt>левизоров без элементов подстройки.
Контур, состоящий из подстраиваемой катушки L1 и конденса·rора
( 1, образует так называемый фильтр-пробку. Он настраивается на про
МРжуточную частоту и повышает избирательность приемника по отно
шению к сигналам, частоты которых близки к промежуточной частот!".
Сопротивление параллельного колебательного контура макrимально
на его резонансной частоте и уменьшается по мЕ'ре отклонения tJастоты
от резонансной. Поэтому для сигналов, tJacтorы коюрых близки к про
мсжуто11ной частоте, сопротивление фильтра-пробки будет большим.
3,, ctJeт этого ток от этих сигналов в катушке связи ВЦ 01<ажется малым.
ч~стота полЕ'зного сигнала существенно выше промежуточной частоты.
С:1,.,дователь110, для полезного сигна.'!а сопротивление фильтра небоJ1ь-
111t.е и ток в катушке связи будет большим. Таким образом, этот фильтр
с<ндает существенное ослабление для сигналов с частотами, близкими
к ri ромежуточной частоте
На рис. 5-9, б показана схема подключения антенны к входу теле
в111ора с делением 1 : 20. В этом случае антенна подключается к н11жнему
гнезду Г2 , а в верхнЕ'е гнездо Г1 включается согласующий штекер.
011 состоит из резистора R3 сопротивлением 75 Ом, включенного между
uснтральным проводом и корпусом, соединяющимся с шасси приемника.
Б.r1агодаря этому на входе фильтра получается расчетное выходное
сопротивление фидера 75 Ом. Кроме того, этот резистор вместе с рези
стором R1 (1,5 кОм) образует делитель для сигнала с коэффициентом
деления
R3
75
1
R1+Ra=1500+75 21·
В диапазоне рабочих частот сопротивление фильтра-пробки очень
ма.~о 11 11рактически можно считать что к катуш1<е связи подключается
генератор тока
Ед
!'д= 2Rк Л
(5-73)
с выходноl! проводимостью l!Rн. где Rк - характеристическое сопро
тввление кабеля; Л - коэффициент, отображающий потери сигнала
в кабе.~е В справочниках обычно приводится коэффициент потерь сх
в децибелах на метр длины кабеля. Он связан с коэффициентом Л зави
симостью
аlн=20 lg Л,
(5-74)
где lк - длина кабеля в метрах
Поскольку входная цепь телевизионных приемников работает на
фи1<сированной частоте, то антенная цепь может быть настроена на час
тотv с11г11а.'!а соответствующим подбо~ом индуктивн.:>сти Lсв с учетом
монтажных емкостей Если же она будет ненастроенной, то при большом
эквивалентном затухании расс;ройка входного контура легко может
76
быrь скомпенсирована выбором индуктивности контурной катушки.
Однако при этом в антенном кабеле не будет чистого режима бегущей
волны, что вызовет искажение изображения за счет многократных
отражений сигнала в кабеле. Поэтому в подобных ВЦ связь с антенной
цепью берут из условия согласования для обеспечения максимального
коэффициента передачи и настраивают антенную цепь. Для этого при
трансформаторной связи согласно уравнениям (5-35) и (5-48) коэффи·
циент связи между катушками
(5-75)
Эквивалентное затухание контура при этом в соответствии с вщ1а·
жением (5-36) запишется уравнением
бэ.с=2б(l+gвхlg).
(5-76)
Если оно окажется недостаточным (меньше требуемого бэ), то кон·
тур необходимо зашунтировать резистором Rш с сопротивлением,
удовлетворяющим равенству
gш =g (бэ/2б- 1-g8 x/g) = 1/Rш·
Поскольку в рассматриваемом случае ZJ. = R 1,, то согласно выра·
жению (5-34) коэффициенr передачи
Ков.ц.с= У О,') .
(5-77)
Rк (g+gвx)
Если для обеспечения требуемого б, включается шунтирующее
сопротивление, то в с1<обки знаменате,1я (5-77) следует добавить третье
1
слагаемое R;;.
Пример 5-12 . Расс•штать параметры ВЦ телевизора "Рекорд-333"
для первого кана,1а (/0 = 52,5 МГц), полагая монтажную емкость
контура См= 5,4 пФ, ем~юсть контурной катушки Скат= 0,5 пФ,
емкость катушки связи Сt.св = 5 пФ, емкость монтажа, подключаю·
щуюся параллельно катушке связи, См 1 = 6,4 пФ, б = 0,01.
Полоса пропускания П = 5,7 МГц и Rк = 75 Ом.
Из приложения 2 для первой лампы телевизора типа 6Н23П нахо·
дим Свх= 3,6пФ, Б= 40·10 uСм/МГц2.
Согласно выражению (5-17) емкость колебательного контура С" =
= С"+ Скат + Свх = 5,4+0,5+3,6 = 9,5пФ, а индуктивность
контурной катушки в соответствии с выражением (5-46)
1
-
L=(6,28.52,5.106)2 •9,5.10 12= 0•965.lO 6 Г.
Проводимость ко.1ебательного контура по аналогии с форму.1ой
(5-30) g= u/p= бrоСк~= О,01·6,28·52,5·10 6 ·9,5·10- 12 = 31-10-0 См.
Емкость, включающаяся парал.1е.1ьно катушке связи, С~в =
= СLсв + См1 = 5 + 6,4 = 11,4 пФ. Для настройки антенной цепи
индуктивность катушки связи в соответствии с формулой (5-46)
1
-
Lcu ~ -(6,28--:52,5 . JQ6)2. 11,4. 10 12 = 0,83 • 10 в Г.
77
Входную проводимость лампы вычисляем по формуле (4-11) !lgк ==
= 40·10-11
· (52,5)2 = 110· I0-0 См. Согласно выражению (5-76) эквива
.nентное затухание колебательного контура
б,=2. 0.01 ( 1+ 1~~: 11g-:)=o,001.
При этом на основании формулы (4-28) полоса пропускания входной
nепи П = 0,091·52,5·106 =4,8·106 Гц, что меньше требуемого значения.
Для расширения полосы пропускания параллельно входу лампы необ
iХОдимо включить добавочную шунтирующую проводимость
gw=(2~/o -1 )g-ggк·
Эrа формула получается из выражения (5-76), если к проводимости
Rgк добавить шунтирующую проводимость gw. Таким образом,
gw = ( 2. o.~i7. ~;~~. )()6 -1). 31 . 10-в-110. 106 = 26,5. 10 -0 См.
Этой проводимости соответствует шунтирующее сопротивление
38 кОм. По табл. П3-1 выбираем резистор сопротивлением 39 кОм.
Коэффициент передачи входной цепи вычисляем по формуле (5-77).
добавив к входной проводимости лампы проводимость добавочного
шунта. Следовательно,
Ковцс= V
1
4,4.
·
·
2 75·(31·10в+110·l0-&+26,5 ·10 6)
5·8. ВХОДНЫЕ ЦЕПИ ПРИЕМНИКОВ
с Мдrнитными АНТЕННАМИ
Из формулы (2-8) следует, что для увеличения действующей высоты
ферритовой антенны нужно брать больше диаметр сердечника, число
витков в обмотке и обес.rrечивать большую эффективную магнитную
проницаемость сердечника μ,. Число витков при выбранном сердечнике
определяется требуемой индуктивностью катушки, а μ, существенно
зависит от отношения lcldc, значительно увеличиваясь с его ростом.
Поэтому выгодно брать наибольшую возможную длину сердечника
lc (нескОJJь:ко короче длины корпуса приемника).
1
Как правило, обмотку ферритовой анТf'нны используют в качестве
контурной катушки ВЦ. Если использовать в качестве обмотки часть
контурной катуIВки, то в ней будет, естественно, меньше витков, а это
снизит действующую высоту антенны.
На рис. 5-10 изображен ферритовый сердечник с типовым располо
жением на нем контурной катушки и катушки связи со входом первого
каскада приемника для одного диапазона. Обе катушки, как правило,
ВЫПО.'IНЯЮТСЯ ОДНОСЛОЙНЫМИ.
Число витков катушки при заданной индуктивности обратно про
порционально ее диаметру. По::>тому для увеличения числа витков и
действующей высоты антенны диаметр катушки следует приближать
по возможности к диаметру сердечника. С этой целью обмотку наносят
на тонкий цилиндрический каркас, плотно надеваемый на сердечник.
78
В диапазонах километровых, гектометровых и де-каметровых во.11н для
уменьшения числа магнитных антенн обычно используют один сердечник
на два соседних поддиапазона Катушка неработающего под;Dиапааона
образует с собственно/% и монтажными емкостями резонансныА контур.
t:сли резонансная частота этого контура оказывается в диапазоне рабо
тающей катушки, то образованный контур будет отбирать бо.11ьшую
мощность из работающего контура и уменьшит коэффициент пераач"
ВЦ. Поэтому неработающую катушку обычно замыкают какоротко.
Образующийся при этом дополнительныlf контур, находящмйс11 иэ общем
магнитном сердечнике, обеспечивающем сильную связь между катуш
ками, вносит активное сопротивление в работающий контур и ухудшает
качество работы ан1енны и ВЦ. Поэтому расстояние между катушками
должно быть достаточно большим.
-вН-']· ~ -~
fu=1:~1-·:--t-3,--~----r
Рис. 5-10.
Теоретические и экспериментальные иа:лед~ованвя показывают,
что наилучшие хаrактеристики двухдиапазон.на.я ферритовая антенна
имеет при (16, 31
a/lc = 0,3 И lк/lc = 0,2.
(5-78)
В этом случае для размещеНJ1я катушки связи на краю сердечника
остается длина, равная О, llc. Следовательно, расстояние между центрами
катушек одного диапазона будет примерно равно 0, 15/с. Расчетные и
экспериментальные данные показывают, что коэффициент связи между
ними полу11ается равным 0,55-0,65.
--
Материал (марку) сердечНJ1ка выбирают так, чтобы в рабочем диа
пазоне частот были бы небольшие потери, т, е. малые эквива.леt1тные
затухания контуров.
С учетом сказанного для выбора параметров ВЦ поступают слеяую
щим образом. Из расчета структурной схемы приемника и его УРС
известны индуктивность контура L, а также размеры сердечника lc,
dc и магнитная постоянная его материала μ0 • Пользуясь этими пара
метрами по графикам, изображенным на рис. 2-3, находят максимально
возможное значение эффективной магнитной проницаемости сердечника
μ 3 • Затем, учитывая условия (5-78), задаются значением dкld.:. = 1,1 +
1, 15 и по этим данным вычисляют необходимое число витков катушки:
_
2280 -. f
L (d.ddc+ ~)
W-
r μааdк (0,09 - 0,95/к/lс) (1- 0, 765 (2а/4)2 - 0,255 (l.Jlc)2) •
(5-79)
Коэффициент а для этой формулы определяется по гра.фику, приведен
ному на рис. 5-11 . Затем выбирают тип и диаметр провода d в изоляции
так, чтобы выполнялось неравенство
1,Зd <lк/W <3,
(5-!Ю)
79
поскольку приведенные выше соотношения справедливы при шаге
намотки менее трех. Если правое неравенс1во в формуле (5-80) не вы
полняется, то, изменив соответствующим образом значение l~, снова
вычисляют число витков и проверяют полученный результат по формуле
(5-80).
После этого вычисляют действующую высоту антенны по уравнению
(2-8). Замкнутая катушка нерабочего диапазона при выполнении уело.:
вий (5-78) уменьшает действующую высоту антенны против расчетнои
по формуле (2-8) на 10-20%, увеличивает собственное затухание коле
бательного контура на 1-4% и умень
шает индуктивность катvшки на 5-
10%. Последнее учтено численным ко
эффициентом в формуле (5-79).
о
2J
Рис. 5-11.
Собственное затухание колебатель
ных контуров ВЦ с ферритовыми ан
теннами несколько меньше, чем у обыч
ных контуров без сердечника из-за зна
чительно меньшего числа витков ка
тушки. В диапазонах километровых и·
гектометровых волн оно обычно колеб
лется от 0,008 до 0,01, а в декаметро
вых и метровых - от 0,01 до 0,02.
Выбор связи колебательного кон
тура со входом электронного прибо·
ра может быть выполнен по двум условиям: \) по заданной полосе
пропускания (из условий требуемой избирательности); 2) по минималь
ному коэффициенту шума совместно с первым каскадом приемника.
Первый метод обычно используется в диапазонах километровых и гекто
метровых волн, когда полоса пропускания ВЦ соизмерима с общей
полосой пропускания приемника, а второй - в диапазонах декаметро
вых и более коротких волн, когда полоса пропускания ВЦ оказывается
z-
"
1
1
1
1
1
1
с !~"'с и, :t;fFcc,и,
.---~1
--1
--
с
1
а)
о)
8)
Рис. 5-12.
значительно шире полосы пропускания приемника и важно иметь мак
симальную чувствительность.
Схемы ВЦ с ферритовыми антеннами различаются видом связи
контура со входом первого каскада. Она может быть трансформаторной,
автотрансформаторной, внутриемкостной и трансформаторно-емкостной
(рис. 5-12, а-г соответственно). При настройке колебательного контура
с помощью конденсатора трансформаторная и автотрансформаторная
связь обеспечивает постоянный коэффициент включения входа каскада
к ко.1ебательному контуру, а при внутриемкостной связи он сильно
меняется по диапазону. Однако последнее оказывается выгодным для
обеспечения постоянной полосы пропускания по диапазону. В то же
во
время включение конденсатора связи уменьшает коэффициент диапазона
кuлебателыюго контура, что нужно учитывать.
Трансформаторная связь со входом первого каскада. Данная схема
I3Цизображенанарис.5-12,а.Рассмотримвыбор параметров
катушки связи при заданной полосе П?:Птр•
где Птр - требуемое минимально возможное значение полосы пропус
r<ания. Поскольку полоса пропускания в диапазоне частот обычно рас·
шнряетсн с частотой, то расчет ведется на минимальной частоте диапа·
<!ОН а.
В данном случае под собственным затуханием входного колеба
тельного контура 6 понимается его затухание с учетом влияния антенны.
Поэтому формула (5-30) с учетом (5-47) и (5-48) для ВЦ с ферритовой
антенной запишется так:
6, =6 ( 1 + р~ [J_~-) =б ( 1 +k2 ~C)}_gnx;L) = б ( 1+k2 !::_{,"-gвxW ). (5-81)
Отсюда
б~-б 2л(Птр-Пк)
Lсв lrомин = k2gвxW = k2gвxW2
(5-82)
Согласно сказанному ранее Пк и g0 x следует брать для минимаJ11,ной
частоты диапазона, а значение k """ 0,6.
Подставляя в формулу (5-79) параметры катушки связи, можно
вычислить число ее витков.
Рассмотрим выбор параметров катушки по
минимальному коэффициенту шума.В§6-6будет
показано, что минимальный коэффициент шума ВЦ и первого каскада
приемника обеспечивается в том случае, когда ко входу первого каскада
от ВЦ подключается вполне определенная проводимость gш. При коэф
фициенте включения р2 эта проводимость контура пересчитывается
к концам катушки связи по формуле g' = g/p~. Учитывая уравнение
(5-48) и приравнивая g' к gш, получаем формулу для расчета индуктив·
11ости катушки связи:
Lсв = б/k2wgш ·
Запишем уравнение (5-81) в виде
б3=б (1+ k2 ·: Lсвgвх).
Следовательно, полоса пропускания ВЦ
.'
(J)
)
П =бэfо=бfо \ 1 +k2 "F Lcngвx •
(5-83)
(5-84)
(5-85)
Для транзисторов проводимость flвx увеличивается с частотой.
Поэтому полоса пропускания ВЦ с трансформаторной связью в диапа
зоне рабочих 11астот расширяется быстрее, чем по линейному закону.
Коэффициент передачи ВЦ при ферритовой антенне можно опре
делить на основании анализа схемы, приведенной на рис. 5-12, а. При
резонансе ток во входном колебательном 1<0нтуре / = hдE/r9 , где r 3 -
полное активное сопротивление колебательного контура с учетом шун·
тирующего действия на него входной проводимости первого каскада.
В теории радиотехнических цепей показывается, что напряжение U1 ,
возникающее при этом в катушке связи, определяется соотношением
81
U1 = roMI = Хс8 1. СопротиВJiение rом ямяется сопротивле11ием
связи между двумя контурами, и в общем случае, при любом виде связи,
его обозначают через Хсв· Тогда можно записать
hдЕ
V1=--Хсв•
Гз
но так как r9 = б9р, то U1 = hдEXc8/fJзр.
Поскольку действующая высота ферритовой (как и любой магнит·
ной, например, рамочной) антенны зависит от частоты принимаемого
сигнала, то при ее испмьзоваиии удобнее определять коэффициент
передачи ВЦ по полю, т. е. на основании соотношения Ков.цЕ = И1/Е.
С учетом сказанного окончательно можно записать
(5-86)
Для случая трансформаторной связи антенны со входом первого
каскада
Коп.цЕ =hдroM/б9p=hдroM/б3roL=hд ~ VLLв. (5-87)
Согласно выражению (2·8) h11." " f, а б 9 на основании уравнеиия
(5-84) растет с частотой, поэтому Ко в. ц Е в диапазоне часrот увеличивает·
ся пчень мало. Для ВЦ с автотрансформаторной связью Хеп = юL1•
Подставив это значение в (5-86), леrко получить формулу коэффициента
передачи данной ВЦ.
Внутриемкостная свя:sь со входом первого каскада. Данная схема ВЦ
изображена на рис. 5-12, в. Здесь емкостная ветвь входного контура
состоит из двух последовательно включенных конденсаторов С и Сев.
а выходное напряжение снимается только с кон4енсатора связи. Поэтому
такую схему называют иногда схемой с емкостным делителем. Для нее
коэффициент включения входа каскада к кмебательному контуру при
Сев > С определяется соотношением
с
1
Р2=---=
=
2=
2 2• (5-88)
С-!-Ссв 1-1-Сев/С 1-!-Ссвrо L 1-1 -ro /rосв
Из данной формулы видно, что в диапазоне частот с ростом частоты
коэффициент включения р2 уменьшается очень сильно, так как емкость
контура обратно пропорционмьна квадрату часrоты.
Выбор емкости связи из условия обеспече
ния требуемой полосы пропускания такжепроиз·
водится на минимальной частоте, поскольку в диапазоне с ростом часто·
ты полоса пропускания расширяется. Подставляя выражение (5-88)
в (5-81 ), получаем:
_l [-. f gв.,;u2L
Ccв=ro2L V 2я.(Птр-Пк)
(5-89)
Емкостьсвязи,обеспечивающаяминималь•
11 ы й к о эф фи ц иен т шум а, определяется уравнением [4, 16]
с-V~-1
(5-90>
св-
002L
•
82
Подставляя выражt>ние (5-88) в (5-81), будем иметь:
бз=;'б [ 1+ (1 +~2f~в)2 б]'
(5-91)
На основании этого
П =бзfо=бfо [ 1+ (\ +~:~~8)2 б].
(5-92)
Следовательно, изменение полосы пропускания ВЦ при данном
виде связи в диапазоне частот существенно зависит от второго слагаемо
го в квадратных скобках (5-92). Если оно больше единицы, то полоса
пропускания может сужаться с ростом частоты, а если меньше единицы,
то, как правило, будет мед.1енно расти с частотой. Поэтому данная схема
ВЦ может обеспечивать хорошее постоянство полосы пропускания в диа
пазоне, а значит и хорошую избирательность.
Сопротивление связи в рассматриваемой схеме равно 1/rоСсв·
Подставляя это значение в формулу (5-86), получаем:
Ков.цЕ =hд/б3 Cc8Lro2•
(5-93)
Согласно выражению (2-8) hд,..., f. Поэтому изменение Ков. ц Ев дан
rюй схеме существенно зависит от закона изменения эквивалентного
затухания (5-91). В диапазоне километровых волн евх обычно постоянно,
поэтому К0 в. ц Е может расти вместе с частотой. В случаях, когда g вх
увеличивается с частотой (декаметровые и более короткие волны) коэф
фициент передачи с ростом частоты обычно уменьшается.
Из сравнения характеристик рассмотренных схем ВЦ можно сде
лать следующие выводы: схема с внутриемкостным включением в диапа
зоне частот обеспечивает лучшее постоянство полосы пропускания,
а схема с трансформаторным включением обеспечивает лучшую чувстви
тельность, особенно на максимальной частоте диапазона. Поэтому
емкостную схему целесообразно применять в диапазоне километровых
волн для улучшения избирательных свойств радиочастотного тракта,
а траж:форматорную - в диапазоне декаметровых и более коротких
волн для повышения чувствительности приемника.
Трансформаторно-емкостная связь со входом первого каскада. Раз
личие в законах изменения коэффициента передачи Ков. ц Е и полосы
пропускания П в диапазоне частот приводит к возможности создания
ВЦ с комбинированной, т. е. с трансформаторно-емкостной связью. Она
изображена на рис. 5-12, г. Поскольку здесь два элемента связи, то
соответствующим подбором их значений можно n р и р а с ч е т е н а
требуемую полосупропусканияобеспечитьхорошеепостоян
ство Ко в. ц Е и П поподдиапазону частот. Естественно, что действие обоих
видов связи должно быть синфазным. Это обеспечивается соответствую
щим включением концов катушки связи (см. § 5-6). Параметры элемен
тов связи определяются для данного режима на минимальной частоте
диапазона формулами (4, 16)
(5-94)
(5-95)
83
Эквивалентное затухание контура
63 =<'> [1 + (k2Lc 8 /L+ l/ro4L2C~8) g8xroL!б],
а коэффициент передачи по полю
hдklfLсв(
1)
Ков.цЕ =1; V Т 1+ rо2LсвСсв •
(5-96)
(5-97)
.Минимальный коэффициентшумаобеспечивается
при следующем выборе элементов связи:
(5-98)
k2k (J)
(k·'g
-g
)'
д мин д шrоми11
шrомакс
Vkg
-g
д шwмакс шrомин
Сев=
6ro2 L(k4-1) •
мин
д
(5-99)
Эквивалентное затухание и коэффициент .передачи в этом случае
вы11исляются по формулам (5-96) и (5-97).
Пример 5-13. Определить параметры ВЦ с ферритовой антенной
и трансформаторной связью со входом первого транзистора типа П403
при ! к = 1 мА по следующим исходным данным:
fми11 = 15() кГц, fмакс = 408 кГц, б = 0,01, L = 2,2 мГ, Птр_,:;:::
,:;::: 8 кГц. Параметры сердечника: lc = 16 см, dc = 0,8 см, !!о = 400 1 /м.
На сердечнике размещены катушки соседнего поддиапазона.
l
16
Приd~=0
,
8 = 20 по графикам (см. рис. 2-3) находим μ 3 = 130 Г/м.
Принимаем для размещения катушки на сердечнике условия (5-78).
По графи1<у (см. рис. 5-11) для lкldк = 3,2/0,92 = 3,5 находим коэффи
циент а= 2,4 и вычисляем по формуле (5-79) •1исло витков контурной
катушки:
W=2280 Х
-.!
2,2.10 э(1.15+'Jf1.15)
х v 130. 2,4. 0,0092 (0,09+0,95. 0,2) (l -0,765. 0,62 -0,255. 0,22) =
=214.
Для намотки катушки выбираем эмалированный провод ПЭЛ
диаметром 0,1 мм. В изоляции он имеет диаметр 0,115 мм. Проверлем
выполнение неравенств (5-80) l,3·0,115 = 0,15 < 36/214 = 0,168 < 3.
Они выполняются, и пересчета производить не нужно
Действующая высота антенны для начала диапазона в соответствии
с формулой (2-8) hд150 =l,64·0,0082 ·214· 130· 1,5· 106 • l0-s = 4· 10 - 3 м =
= 4 мм. Аналогично для среднеквадратичной частоты * диапазона
/1д2;;0 = 6, 7 мм и для конца диапазона hз.408 = 10,9 мм.
Согласно уравнению (4-28) полоса пропускания контура на мини
мальной частоте Пк = O,Ol · 150 = 1,5 кГц. По rабд. 4-1 и форму.1е
* В диапазонах километровых и гектометровых волн коэффициен-
1ы диапазонов обычно составляют 2,5-3 . Поэтому основные параметры
ВЦ и УРС вычисляют на крайних и среднеквадратичной JГ[м1шfмакс
частотах каждого поддиа11аэош1.
84
(4-2) определяем входную проводимость транзистора Она одина1шва
длл всего диапазона частот и равна 0,7 мСм.
Поскольку задана минимально допустимая полоса пропускания,
то индуктивносп, катушки связи выбираем по формуле (5-82):
L
(8· 101 -1,5· 103)6,28
0,18· 10-а Г
on=0,620 0,7° ]0З.6,282 ·1502 · ]06
Эквивалентное затухание контура согласно выражению (5-84)
в начале диапазона
.
,
о62
'
Оэню=О,01 \I+ o.'oi 0,18· 10-з. 0,7. 10-з.6,28· 1,5· 10 " )=0,053,
на среднеквадратичной частоте 15 9200 = 0,082 и в конце диапазона
llчoR = О, 13. Полосы пропускания в соответствии с уравнением (4-28)
П150 = 0,053· 150 = 8 кГц; П2м = 20,5 кГц и П4оR = 52,3 I<Гц.
Коэффициент передачи на основании формулы (5-87):
для начала диапазона
4. 10-з.0,6 1 (0,18
Коn.цЕ150 =.
0,053
JI 2,2 =0,013;
для среднеквадратичной частоты
6,7·10 з.о,6 ,{О,18
Ков цЕ2sо= 0 ,082
JI 2,2=0,014
и для конца диапазона
10.9. 10-3 . о,6, r 0.18
Ков. цЕ408= O,l 3
JI 2']' "'=0,015.
Пример 5-14 . Найти параметры ВЦ по исходным данным при
мера 5-13 для внутриемкостиой связи со входом первого транзистора.
Собственные параметры антенны и контура сохраняются теми же.
Вычисляем емкость связи по формуле (5-89) в начале поддиапазона:
1
Сев=6,282 ·1,52 ·1010 ·2,2·1ОЗХ
[ ,/ 0,7· 10З.6,282 ·_1,5 2 ·1010,2,2· 10 3
ХJI
6,28 (8 · Ю:•-1,5 · 103)
=2,45 · 10 в Ф=2450 пФ
Находим эквивалентное затухание 1<0нтура для трех точек подд11апа
эона по формуле (5-91):
[
0,7· 10-з.6,28· 1,5· 10" · 2,2· 10-з
J
15шо=О,Оl I+ О.01(1+6,282. 1,5 2 .101 0.2,2. 10 J.1,11 · IO 9) 2 =
=0,053;
llэ2:ю=0,О22 и 0 3 41 s=0,013;
пп формуле (4-28) находим соответствующие Иi\1 полосы п ропус1<ания
П1;,0= 0,053·150 = 8 кГц, П250= 5,5кГц и П408= 5,3 кГц.
Входная проводимость заданного транзистора постоянна в рабочем
диапазоне. Поэтому с ростом частоты знаменатель вrорого слагаемого
85
в формуле (5-91) очень сильно растет,- что и приводит в рассматриваемом
случае к сужению полосы по мере роста частоты. Так как полоса про
пускания в конце диапазона получилась уже требуемой, то выберем
емкость связи по формуле (5-89) в конце диапазона
1
Сев=6,282•4,082• 1010·2,2 ·10 3Х
[-./О,7· 10-з·6,282 ·4,082 • 101О·2,2· 1О-з _ ]-
.
_
10
ХV
6,28(8· 1ОЗ-4,08· 1Оз)
I-lЗ1ОФ.
При такой емкости согласно выражению (5-91) эквивалентные за
тухания 6 3150 = О, 122; ilэ1!21& = (),.046 и 6,408 = O,Ol-95, а rю.оосы: пропус
кания П150 = 18_кГ-ц; П21Ю = 14,4 кГц 111 П408 = 8 кГц, что удометворяет
заданию.
Коэффициент передачи для начала диапазона определяем по фор
муле (5-93):
4·10-з
Ков.цЕ150=О,122· 13. 10-10 · 2,2. 10-з ·6,28~ · 1,52. 1010 = 0
•
016 ·
Для других частот получим Ков.цЕ200 = 0,022 и Ков.цЕ408 = 0,03.
Пример 5-15. Рассчитать параметры ВЦ по исходным данным
примера 5-13 при трансформаторно-емкостной связи со входом первого
транзистора.
Параметры антенны и контура сохраняются и в этом случае преж
ними. Вычисляем для начала поддиапазона индуктивность катушки
связи по формуле (5-95):
L
3,14~8. 10~-1,5. 103)
0,9. 10-• F
СВ= Q,62 •6,282 •1,52•IQlO • 0,7 •10-з
и емкость связи по формуле (5-94):
2
Сев=6,282 ·1,52•1010•2,2 •10 3Х
[ .... / 0,7. 10-з. 6,282 • 1,52. 1010
.2.2.103-
]-
•
-9
хr
6,28(8· 1оэ-1,5· 10:1)
1-4
.9
10 Ф.
Определяем эквивалентное затухание для начала по,цдиапазона по
формуле (5-96):
86
[ ( .е.9. 10-•
63150 = 0,01 1+ 0,6- 2
,
2.10
_
3+
1
)О,7·1О-з
+ 6,284. 1,54 • 1020. 2,22 • 10-•. 4,92. 10 18
'(),01 х
Х 6,28. 1,5. 1~; · 2,2 · 10-3 J= О,Об4.
Для других частот получим с'1 3250 = 0,036 и с'1 34оА = 0,034. Полосы
пропускания согласно уравнению (4-28) Пш = 0,054· 150 = 8 кГц;
П25,=9кГциП411R= 14кГц.
Коэффициент переда•1и по полю определяем по формуле (5-97):
4.10-з.о,6 -. / 0,9.10-4
Ков.цЕ150 0,054 r 2,2.10 .iX
Х ( 1 + 6,2в2.1,52.1010.~,09.10 з.4,9.10 е )=о,о33
и
Ков.цЕ2sо=0,043 и Ков.цЕ408=0,052.
Сравнение данных примеров 5-IЗ, 5-14 и 5-15 подтверждает ска
занное ранее о частотных зависимоrтях основных характеристик вход•
ных цепей с ферритовыми анге.~шами в диапазоне километровых волн.
Наилучшее постоянсrво полосы проП)•Скания и наибо.%ший коэффи
циент передачи получается при трансформаторно-емкостной связи со
входом первого каскада. Выигрыш в коэффициенте передачи по срав
нению с трансформаторноl! свяаью получается в 3, а с емкостной -
в 2 раза. Поэтому для рассматриваемого поддиаnазона следует отдать
предпочтение схеме с трансформаторно-емкостной связью.
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ ДЛЯ ПОВТОРЕНИЯ
1. Каковы основные функции ВЦ?
2. Даl!те определения основных ХЗf!аК'l'еристик ВЦ и укажите
критерии их 1Wличестве11ной оценк~t.
3, Какую характерис1ику IЫ!ЭЫ1tаютабобщенной кривой избиратель·
ности одиночного контура? Как ею пользоваться д.т1я оценки избиратель
ных свойств одиночного контура?
4. Функцией какого параметра является семеl!ство обобщенных
характеристик и<Jбирательности двух связанных контуров?
5. Каким параметром оценивают форму кривой избирательности
для определения избирательнЫ'Х свойств резонансноl! системы?
6. Нарисуl!те схемы одноконтурных: ВЦ и опишите их: основные
характеристики.
7. Нарисуйте обобщенную эквивалентную схему одноконтурных:
ВЦ и объясните принцип ее построения.
8. При каких условиях достигается максимальны/! коэффициент
передачи одноконтурной ВЦ?
9. В чем физи 11еская сущность режима согласования?
10. Какова зависимость эквивалентного затухания контура ВЦ
от параметров контура и коэффициента связи с антенной и входом
злектронного прибора в режиме согласования?
11. При каких условиях можно достигнуть максимального коэффи
циента передачи ВЦ при заданной полосе пропускания? В чем их физи
ческое содержание?
87
12. Каковы зависимости Ков .11 и 6 3 от частоты ВЦ с трансформатор·
ной связью? От чего зависит характер этих зависимостей?
13. Какие условия оr1редсляют выбор коэффициента связи контура
с антенной?
14. Каковы пути улучшения избирательных свойсш од1юкоtпур11ой
ВЦ?
15. Каковы зависимости Ков.ц и l\3 от частоты для ВЦ с внешнее\JIШ·
стноii связью?
16. В чем состоят основные особенности ВЦ телевизионных прием
ников? Почему их контуры нс имеют элементов настройки?
17. Каковы количественные соотношения основных параметров
одноконтурных ВЦ транзисторных и ламповых приемников?
18. В чем заключаются особенности ВЦ с магнитными антеннами?
Как влияет выбор связи со входом первого каскада на характер частот·
ных зависимостей их параметров?
ЗАДАЧИ
5-1 . Чему равнь ослабление, обеспечиваемое одиночным колсбатель
ны.11 контуром с резонансной частотой 150 кГц и эквивалентным зату
ханием 0,06, при расстройках 10 и 30 кГц?
Ответ:2,45 и6,75.
5-2. Чему равны обобщенные расстройки по условиям задачи 5-1?
Ответ:2,23и6,69.
5-3. Вычислить ослабление, обеспечиваемое двумя связанными
кон1урами при критической связи, для исходных данных задачи 5-1,
Ответ:2,7и44,7.
5-4. Определить полосы пропускания резонансных сисrем по усло
вш1м зада11 5-1 и 5-3.
Ответ:9кГци12,7кГц.
5-5 . Опрел:елить коэффициенты прямоугольности при d = 10 для
резонансных систем, рассмотренных в задачах 5-1 и 5-3.
Ответ:10и3,2.
5-6. При каких расстроi1ках резонансные системы, рассмоrре11ные
в з11Jа 1111х 5-1 и 5-3, обесп~чивают ослабление в 10 раз?
О1вет:при45кГци20,3кГц.
5-7. Определить максимальный коэффициент передачи ВЦ при поло·
се пропускання 8 МГц для исходных данных примера 5-12.
Ответ:5,1.
5-8 . Опредедить эквивалентное затухание колебательного контура
111<оэ·рфициснт передачи ВЦ примера 5-8 в конце диапазона, сели р2 = \?
О т в е т: 2,03 и 0,048 (поскольку б 3 > 1, то расчетные формулы
дают большую погрешность).
5-9 . Вычислить коэффициент передачи ВЦ в начале и в конце
диа•111зона по исходным данным примера 5-8, если не применять компен·
сации расстроiiки входного контура антенноi1,
от[) ст: 0,15 и 0,0825.
88
rnАвА6
УСИЛИТЕЛИ РАДИОСИГНАЛОВ
6-f. НдЭНдЧЕНИЕ, ОСНОВНЫЕ ОПРЕДЕЛЕНИЯ,
ХАРАКТЕРИСТИКИ И КЛАССИФИКАЦИЯ
В соответствии со структурными схемами приемников, рассмотрен
ными в § 1-3, элементы, в которых принимаемый сигнал только усили
вается (но не преобразуется), принято называть радиочастотным тра~<
том или трактом радиосигнала. Усилитель радиосигнала (УРС) в совре
~1е111юм приемню<е служит для: 1) уменьшения коэффициента шума
щ1иемника с целью достижения требуемой чувствительности; 2) обеспе
чеш1я вместе с ВЦ зада111юй избиратмьности в радиотракте; 3) усиления
радиосигнала до уровни, обес11е•1ивающего хорошую работу дете1(тора
в приемнике прямого усиления. Если от приемника не требуются высо
кая чувствительность и хорошая избирательность в радиотракте, то
УРС можно не применять, так как он достаточно сложен в изготовлении,
имеет высокую стоимость и большие размеры.
В приемниках с переменной настройкой УРС, как правило, состоит
изкаскадоврезонансного усилителя,вкаждомизкото
рых имеется по одно:.~у колебательному контуру, настраиваrмому на
несущую частоrу принимаемого сигнала. Применение более сложных
избирател1>11ых систем (связанных колебательных контуров) в УРС
с r1ереме111юй 11астройко1"1 обычно бывает нецелесообразным, так как
ови значите.1ыю увели•rивают габариты и стоимость приемника Однако
в приемниках с фиксировяшюir настройкой сложные избирате.1Ьные
системы находят применение. Усилитс.1и радиосигналов можно к.~асси
фиr1ировать по следующим признакам. В зависимости от типа усилитель·
ного прибора они могут быть: транзисторными, ламповыми, с пара"fетри
чсскими или тунвельными диодами и т. п. По диапазонным свойствам
УРС разделяются на усилители с переменной и постоянной настройкой.
I< роме того, они могут быть однокаскадными и многокаскадными.
В современных радиовещательных и радиолюбительских приемниках
чаще всего в 1<ачестве УРС применяют однокаскадные резонансные
усилители.
Для оuеню1 УРС используются следующие характеристики.
1.Резонансный 1<оэффициент усиленияесть
отношение амплитуды выходного сигнала Иunыxm к амплитуде входного
сигнала Иon•m при настройке резонансной системы усилителя на несу
щую частоту сигнала
К"=Иовыхт/Иовхт
(6-1)
Если используются сложные мвого1<0нтурные резонансные системы,
то коэффициент усиления опредеJJяется на средней частоте подосы про
пускания. В диапазонах метровых и бо.~ее коротких волн уровень
сигнала измеряют в единицах мощности. Поэтому усилители этих
дшшазонов характеризуют резонансным коэффициентом усиления по
мощности
Ко Р = рвыхfРвх•
(6-2)
Обозна<1ив через gн и Rвх нагрузочную и входную проводимости
усилителя, можно определить связь между этими коэффициенп1ми
89
усиления:
(6-3)
Когда в усилителе применяется два и более каскадов, то его коэф
фициент усиления определяется уравнением
п
Коус=Ко1Ко2···Коп=П Ко/·
i=I
(6-4)
2.Избирательность усилителя характеризуется
его кривой избирательности. Количественно она оценивается требуемым
ослаблением dтр при заданной расстройке Лf (см. § 1-2). Поскольку для
повышения ослабления необходимо сужать кривую избирательности,
то задается минимальная требуемая полоса пропускания Птр· Но так
как для резонансных усилителей форма кривой избирательности строго
определяется обобщенной кривой одиночных контуров, соответствую
щей числу каскадов, то значения dтр и П тр не могут задаваться произ
вольно (см. § 5-2).
3. Коэффициент шумаопределяетчувствительностьпри
емника. По уравнению (4-71) можно вычислить требуемый коэффициент
шумаШтр· С другой стороны, если обозначить через КРу.рс и Шу.рс
коэффициент усиления по мощности и коэффициент шума УРС, а через
Кр в. ц и Шn. ц• Кр п. ч и Шп. ч• Шун. п. ч аналогичные параметры входной
цепи, преобразователя частоты и усилителя напряжения промежуточной
частоты, то коэффициент шума приемника
Ш-Ш +Шу.рс-1 + Шп.ч-1
Шу.11.п.ч-l
-
в.ц КРв.ц КРв.цКРу.рс + КРв.цКРу.рсКРп.ч.
Усилитель радиосигналов следует применять в том случае, если
без него Ш т.Р.-:( Ш, а при нем Штр ~ Ш. Если без УРС выполняется
11еравенство Штр > Ш, то заданная чувствительность достижима и без
усилителя радиосигналов.
4.Диапазон рабочих частот УРСполностьюопре
деляется этой же характеристикой приемника.
5.Уровень искаженийсигналазадастся отдельно
по каждому из возможных видов искажений: амплитудно-частотных,
фаза-частотных и нелинейных. Их количественная оценка ведется в соот
ветствии с критериями, приведенными в пункте § 1-2 .
6.ДинамическийдиапазонУРСможетбытьопределен
по формуле (1-3), если заменить Е А макс на И0 вх макс• при котором насту
пает допустимый уровень искажений, а Е АО на Иовхm= Едо Ков. ц.
7. Ст а б и л ь н о с т ь работы обеспечивается, если при заданных
условиях эксплуатации все характеристики УРС сохраняются, а в его
элементах отсутствует генерация э. д. с. или токов (кроме шумовых).
8.Удобство управленияУРСнеизбежновытекаетиз
аналогичного требования ко всему приемнику.
6-2. СХЕМЫ ТРАНЗИСТОРНЫХ И ЛАМПОВЫХ
РЕЗОНАНСНЫХ УСИЛИТЕЛЕЯ
В УРС современных приемников в основном применяются каскады,
выполненные по схеме с общим эмиттером и общим катодом. На рис. 6-1
приведеиы основные схемы транзисторных резонансных усилителей,
90
а на рис. 6-2
-
один из вариантов лампового резонансного усилителя
!З, 29, 32). Характерной особенностью транзисторных резонансных
усилителей является неполное (на рис. 6-1, а и б - автотрансформатор·
ное) подключение колебательного контура к выходным электродам
транзистора: коллектор - эмиттер. Это обычно делается из-за большой
выходной проводимости транзисторов gвых с целью обеспечения необхо·
димого затухания колебательного контура или для снижения усиления
до устойчивого. Коэффициент неполного вКJiючения определяется фор·
мулой (5-19). Подключение следующего (транзисторного) каскада к кон·
туру также неполное, так как входные проводимости транзисторов
gnx весьма велики и значительно превышают их выходные проводимости.
На рис. 6-1, а это достигается подбором связи между катушкой связи Lсв
и контурной катушкой L. Такая схема на1ывается схемой с трансфор·
маторным включением входа следующего каскада. Коэффициент непол-
1юго включения в этом случае аналогично выражению (5-48) опреде·
лястся формулой
(6-5)
а коэффициент связи между катушками - формулой (5-47).
Роторы блока конденсаторов переменной емкости обычно соеди·
няются с шасси приемника. Поэтому при последовательной схеме пита·
ния коллекторной цепи, когда питающее напряжение источника
подводится к коллектору через контурную катушку, в контур вклю
чается специальный разделительный конденсатор СФ. Он предотвращает
короткое замыкание источника через соединенный с шасси ротор кон
денсатора С и вместе с резис1ором RФ образует развязывающий фильтр
коллекторной цепи, необходимый при использовании общего источника
для питания всех каскадов приемника.
Резисторы· R3 , R(.,, R(,' и RФ обеспечивают необходимый режим
работы транзистора и температурную стабилизацию его коллекторного
тока. Их сопротивления определяются соотношениями
а.о(Еко-ИR -Ек)
(cr-1) (Eкo-UR)
R.
-
Ф
R"-
Ф.
,-
1.,-lко20,1лт
б- lк- crlкo20,lдT '
l,25R Rб (cr-1)
R'=
э
•
б a.ucrRб-(cr- l)(R 3 +Rб)'
URФ
RФ=
'
Еко-ИRФ
lк + R(,+Rб
(6-6)
где Ек - напряжение между коллектором и эмиттером в выбранной
рабочей точке; fко - обратный ток коллектора в рабочей точке; ЛТ
-
интервал рабочих температур усилителя; а,0 - коэффициент усиления
транзистора по току в схеме с общей базой; а - необходимый коэффи·
циент стабильности коллекторного тока (его выбирают в пределах от
1,5 доб; чем он меньше, тем стабильнее ток); Еко - напряжение источ·
инка питания; / - ток коллектора в рабочей точке; UR - падение
к
ф
напряжения на сопротивлении фильтра.
Резистор Rф выбирается таким, чтобы падение напряжения на
нем за счет протекания тока не превышало 1-2 В. В противном случае
по1·ребуеrся источник питания с большим напряжением. Чтобы емкость
91
разделительного конденсатора не влияла cyщecтRe1mn на диапа·юнные
свойства контура [не уменьшала kд - см. (5-50)] она должна удовлет·
ворять неравенству
(6 7)
где Смnкс - максимальная емкость конденсатора переменной емкости.
Для обеспечения нормальной работы фильтра сопротивление э1ого
конденсатора на минимальной рабочей частоте должно быть по меньшей
мере в 100 раз меньше, чем сопротивление резистора RФ• т. е.
СФ::;::: lОО'wминRФ·
(6-81
Конденсатор С 3 шунтирует резистор Rэ по переменному то1<у и тем
самым обеспечивает нулевой потенциал эмиттера по току с частотой
Рис. 6-1 .
сигнала, что обязател1,но в схеме с общим эмиттером. Для этого сопро
тивление конденсатора на минимальной рабочей частоте усилителя
до.'1ж110 быть примерно в сто раз меньше сопротивления резис1ора R 9 •
Это будет при выполнении неравенства (6-8), если заменить в нем СФ
наС9иRФнаR3•
Если на эмиттерном резисторе R9 будет даже малая переменная
составляющая напряжения за счет протекания переменного эмиттерного
тока, то она приведет к возникновению (см. подробнее§ 6-5) отрицатель
ной обратной связи, которая снижает коэффициент усиления каскада.
Действительно, пусть в данный момент времени полярность возрастаю
щего по амплитуде входного сигнала на базе - отрицател~,ная, а на
шасси и эмиттере - положительная (см. рис. 4-1). В этом случае то1<
эмиттера, проте1<ающий от шасси к эмиттеру, под воздействием сигнала
также станет увеличиваться. За счет этого повысится падение напряже-
1111я сигнала U 3 - на эмиттерном резисторе. Из рисунка видно, что вхо.'1-
ной сигнал и переменное напряжение на эмиттерном резисторе действуют
между базой и эмиттером транзистора в противофазе. Следователыю,
результирующее напряжение сигнала, управляющее работой транзис
тора, будет (Unx - U3 -). Чем бо,1ьше перемеhное напряжение на э~1ит
тер11ом сопротивлении, тем меньше результирующее напряжение между
базой и эмиттером. А это уменьшает переменную составляющую 1<0ллек
торноrо и эмиттерного токов транзисrора, а значит и усиление кас1<ада.
92
Поэтому можно говорить о том, что конденсатор С'э служит для предотвра
щения отрицательной обратной связи в усилительном каскаде за счет
наличия эмиттерного резистора.
·
На схеме, представленной на рис. 4-1, непо.11ное включение к кон
туру входа следующего каскада обеспечивается автотрансформаторной
связью через переходную цепочку С 6 Rб. что и определяет аналогичное
название схемы. Коэффициент неполного включения в этом случае
определяется равенством (5-20). Конденсатор С6 предотвращает подачу
напряжения источника питания Еко на базу транзистора следующего
каскада, а резистор Ro является эквивалентом входного сопротивления
следующего каскада Для того чтобы на конденсаторе Сб не происходило
бо:1ьшого падения напряжения сигнала, его емкость должна удовлет
ворять двум неравенствам:
С6 :?::(20 + 50) С8х2
(6-9)
(6-10)
где С8 х 2 и g8 x2 - входные емкость и проводимость следующего каскада.
При подстройке контура индуктивностью, что часто используется
в УРС приемников с постоянной настройкой или в резонансных каскадах
усилителя напряжения промежуточной частоты, обычно применяется
емкостное включение входа следующего каскада. Это определило наз
вание усилителя - с внутриемкостной связью со входом следующего
каскада. Схема такого усилителя показана на рис. 6-1, б. Здесь коэффи
циент включения
С'
Р2=с'+С
(6-11)
остается неизменным при настройке контура индуктивностью. Для
такого усилителя не нужно усложнять изготовление контурной ка
тушки добавочным отводом (как в схеме на рис. 4-1) или изготовлять
катушку связи. Применение добавочного конденсатора постоянной
емкости С' экономически и конструктивно оказывается выгоднее.
Кроме того, в экспериментальных работах такая схема обеспечивает
изменение р2 соответствующей сменой конденсаторов С и С'. Иногда
эта схема (например, в ав1омобильных приемниках) применяется не
сколько в ином варианте, показанном на рис. 6-1, в. Эту схему часто
называют схемой с последователы1ым включением контурной катушки,
которая непосредственно соединяет выход транзистора данного каскада
со входом следующего. Характерной особенностью этой схемы является
двойное непо.11ное включение колебательного контура как в коллектор
ную цепь транзистора, так и ко входу сдедующего каскада. Коэффициен
ты включения в данном случае
(6-12)
Из формул (G-12) видно, что значение коэффициентов неполного
включения в этой схеме нельзя брать произвольно, так как они связаны
зависимостью р1 + р2 = 1. Следовательно выбор одного коэффициента
определяет значение другого. Заметим, что в емкость С кроме соответ
ствующей монтажной емкости входит входная емкость следующего
каскада, а в емкость С' - выходная емкость транзистора.
В данной схеме применена параллельная схема питания коллектор
ной цепи транзистора. Постоянная составляющая тока коллектора
93
протекает через резистор Rк. минуя катушку контура. Таким образом,
выходная цепь транзистора (участок коллектор - эмиттер), резистор Rк
(цепь питания) и колебательный контур оказываются включенными
параллельно. При такой схеме проводимость резистора Rк включена
параллельно выходной проводимости транзистора g8 ых• что необходимо
учитывать при оценке усилительных и избирательных свойств каскада.
В диапазонах декаметровых и более длинных волн входная и вы·
ходная проводимости высокочастотных пентодов значительно меньше
собственных проводимостей колебательных контуров. Их шунтирующее
действие на контур оказывается незначительным. Поэтому в ламповых
усилителях этих диапазонов волн, как правило, применяется схема с пол·
ным или непосредственным включением колебательного контура как
в анодную цепь лампы, так и ко входу следующего каскада. Эта схема
изображена на рис. 6-2 и для нее р1 = р2 = 1. Здесь резистор R Фи
Рис. 6-2 .
конденсатор СФ образуют развязывающий фильтр питания анодной
цепи. В ламповых схемах сопротивление резистора Rw выбирают из
условия допустимого падения напряжения на нем ЕФ = Еао - Еа
-
Eg.
а емкость конденсатора СФ находят по неравенствам (6-7) и (6-8). Здесь
Еа - анодное напряжение, а Eg - исходное смещение сетки в рабочей
точке. Сопротивление резистора Rк, обеспечивающее исходное смещение
на сетке, определяется из условия
Eg
Rк=
(6-13)
1а+1g2
где / а и / g 2 - анодный и экранный токи лампы в рабочей точке.
Конденсатор Ск шунтирует резистор Rк, обеспечивая соединение
катода с шасси по переменному току, что обязательно для схемы с об·
щим катодом. Его емкость находится из уравнения (6-8), если заменить
внемRФнаRкиСФнаСк.
Резисторы Rg2 и Rg? служат для питания экранной сетки. Чтобы
напряжение на экранной сетке лампы мало менялось при изменении
смещения на управляющей сетке (последнее имеет место при автомати
ческой регулировке усиления каскада) и не ухудшало работы системы
автоматической регулировки усиления (см. § 11-2), ток через резисторы
Rg 2, Rg2 должен превышать в 2-3 раза экранный ток лампы в рабочей
точке. Это будет при
,
Eg2
Rg2= 2lg2
(6-14)
94
Конденсатор Cg 1 обеспечивает нулевой потенциал экранно!I сетки
относительно катода по переменным токам. Его сопротивление на
минимальной рабочей частоте должно быть в 100-1000 раз меньше
сопротивления резистора Rg2• Конденсатор Св служит для предотвра·
щения замыкания источника анодного напряжения при случайном
соединении пластин переменного конденсатора С. Последнее может
произойти от вибраций в переносных приемниках и приемниках, уста·
навливаемых на самолетах, автомашинах, кораблях. Если конденсатор
С имеет твердый диэлектрик, то I<онденсатор Св не применяют. Емкость
конденсатора Св должна удовлетворять неравенству (6-7), если заме
нитьвнемСФнаСв·
В переходноii цепочке RgCg резистор Rg служит сопротивлением
утечки сетки лампы следующего каскада. Чтобы шунтирование контура
было малым, сопротивление резистора Rg должно быть в 10-30 раз
больше максимального эквивалентного сопротивления колебательного
контура. Но в то же время оно не должно превышать максимально до
пустимого сопротивления утечки сетки лампы следующего каскада.
Для высокочастотных пентодов сопротивление утечки равно 0,8-
1,5 МОм. Емкость конденсатора Cg можно определить из неравенсm
(6-9) и (6-10), если заменить в них Сб на Cg и евх на l/Rg.
Постоянная времени цепочки RgCg не должна превышать 0,01 с
(при Rg = 1 МОм и Cg ,,;;;; 10 ООО пФ), чтобы избежать длительного
запирания лампы следующего каскада при сильной импульсной помехе
и тем самым предотвратить дополнительные искажения принимаемого
сигнала. В первом приближении сказанное можно объяснить следую·
щим образом. Если импульс помехи превысит исходное напряжение
смещения лампы следующего каскада, то в ее сеточной цепи потечет
сеточный ток. За счет этого тока участок лампы сетка - катод можно
считать замкнутым, и конденсатор Cg начнет заряжаться от импульса
помехи. При этом заряд левой (по схеме) обкладки Cg будет положитель·
ным, а правой, соединенной с сеткой лампы, - отрицательным. Когда
импульс помехи окончится, то конденсатор Cg начнет разряжаться
через емкость Св, контурную катушку L, резистор RФ, внутреннее
сопротивление источника анодного напряжения и резистор Rg. Лампа
следующего каскада откроется только после разряда конденсатора Cg.
В приемниках с ограниченной мощностью источников питания,
а также в каскадах с постоянным напряжением смещения напряжение
на экранную сетку подают че11ез один резистор Rgl• а второй резистор
,
"
Eao-Eg2
Rg2 не ставят. В этом случае Rg2 =
/.
gl
При необходимости анодную цепь лампы или вход следующего
каскада подключают к контуру не полностью. Для этого может исполь
зоваться любоii из способов, рассмотренных применительно к схемам,
изображенным на рис. 6-1 (трансформаторный, автотрансформаторный
или емкостный). Так, например, поступают в усилителях метровых
и более коротких волн, когда выходная проводимость лампы становится
равной или больше собственной проводимости колебательного контура.
Иногда применяют трансформаторное подключение анодной цепи к ко
лебательному контуру, чтобы исключить протекание анодного тока по
контурной катушке. Это позволяет не включать конденсаторы Св и СФ
в контур и снижает требование к изоляции контурной катушки (она
в этом случае не иаходитсн под напряжением Е0 относительно шасси).
95
6·3 . ЭКВИВАЛЕНТНАЯ СХЕМА КАСКАДА
РЕЗОНАНСНОГО УСИЛИТЕЛЯ
Воспользовавшись эквивалентной усидителыюй схемой тран
зистора и лампы (см. рис. 4-4) и схемами, изображенными на рис. 4-1,
6-1 и 6-2, можно составить обобщенную эквивалентную (для режима
) сипения) схему каскада резонансного усилителя. Вид связи контура
с электронным прибором и входом следующего каскада не имеет прин
нипиального значения, поскольку для оценки свойств каскада в пер·
вую очередь важны значения коэффициентов неполного включения
р1 и р2 • Поэтому воспол1,зуемся наиболее общей с этой точки зрения схе
мой каскада с двойным автотрансформаторным включением контура
(см. рис. 4-1).
l(ак будет показано в§ fJ-5, устойчивая работа усилительного каска
да обеспечивается в том случае, когда обратная связь между выходом
и входом каскада через проводимость обратной передачи У12 достаточно
слаба. Для обеспечения этого условия проводимость У12 должна быть
значительно меньше входной Ун и выходной У22 проводимостей, что и
имеет место как для транзисторов, так и для ламп особенно. Поэтому при
оцеш<е усилительных и избирательных свойств каскада в первом прибли
жении можно положить У12 = О. При таком допущении эквивалентная
.li
'f;jll4:z
1
1
g,.,,_,
llz ce.Jzt с,..,
IA
Рис. 6-3 .
усилительная схема транзистора (лампы) распадается на две части:
а) входную, пассивную (без источника сигнала), состоящую из входной
проводимости Ун= Уnx• и б) выходную, активную, состоящую из
параллельного соединения генератора тока У21 U вх и выходной провrщи
мости У22 = У ВЫХ•
На основании сказанного для схемы, изображенной на рис. 4-1,
с учетом входа следующего каскада можно составить эквивалентную
схему (рис. 6-3). Реактивность выходной и входной проводимостей тран
зистора (.1ампы) имеет емкостный характер (см. § 4-2), поэтому на схеме
эти проводимости заменены параллельным соединением активных
прово.:rимостей (двыхt и g 8x2) и соответствующих им ем1юстей (С 8 ы, 1 и
С8 х2). При этом индексом «1» обозначены элементы транзистора данного
каскада, а индексом «2» - следующего 1<аскада, вход которого подклю
чается к контуру. Монтажная емкость коллекторной цепи транзистора
показана конденсатором См 1 , а монтажная емкость входа следующего
каскада - См2 • Проводимость gм1 отображает проводимость элементов
схемы питания коллекторной цепи (например, в схеме, изображенной
на рис. 6-1, в, - прово;щмость резистора Rк). Аналогично проводимость
g" 2 учитывает проводимость цепи питания базы транзистора следующего
каскада В схемах, изображенных на рис. 4-1, 6-1, а и б, проводимость
определяется параллельным включением резисторов R(, и R(;, так как
96
сопротивление конденсатора СФ для тока с частотоА сигнала можно
практически считать равным нулю. Конденсатор Скnт учитывает соб
ственную емкость контурной катушки, а С0 является подстроечным кон
денсатором, с помощью которого выравниваются начальные емкости
всех колебательных контуров радиотракта.
Как уже отмечалось в§ 6-2, емкости конденсаторов СФ и С 5 выби-
раются достаточно большими и их сопротивление для тока с частото1"1
сигнала сравнительно мало. Поэтому при дальнейшем упрощении схемы
их можно заменить кqротким замыканием.
Введем обозначения
Свых1+См1=С1;
См2 +Свх2=С2;
gвых1+gм1=G1; }
gм2+ gвх2= G2.
&-4 . дНдПИЭ СВОАСТВ О&О&ЩЕННОА СХЕМЫ
РЕЭОНднсноrо УСИПИТЕПЯ
(6-15)
Учитывая уравнение (5-17), рассматриваемую схему (рис. 6-3)
можно упростить и представить схемой, изображенной на рис. 6-4 .
Она идентична обобщенной эквивалентной схеме одноконтурной ВЦ
12
1
Uz С1
1Cz
91
r;2 ilвы.:i:
1
2
Рис. 6-4 .
(см. рис. 5-5), что можно использrJвать при оценке усилительных свойств
каскада. Поэтому для количественной оценки свойств каскада резонанс
ного усилителя можно воспользоваться материалами § 5-3 при соответ
ствующей замене параметров: генератора тока Е А!Z'д. на У21 Uвх; провu
димостей gД на G1; bft. на l/roC2; g8x на G2; С8х на С2; напряжений ЕА
на U вх и U1 на U вых· При этом следует отметить одно характерное раз
личие: во входных цепях обычно выполняется неравенство g'д. > gnx•
а в каскадах УРС
(6-16)
что определяется аналогичным соотношением между выходными и вход·
ными проводимостями транзисторов и ламп.
Для схемы с двойным автотрансформаторным вк.1ючением к коле
бательному контуру коэффициенты включения определяются уравне
ниями (5-19) и (5-20). С учетом сказанного общую формулу для резонанс
ного коэффициента усиления каскада на основании выражения (5-28)
можно записать так:
Ko=l!_'!!!!.xm=
P1P2IY21I =P1P2IY21I
Uвхт pfG1 +g+ PiG2
g,
'
ГJ!•.'
g,=piG1+g+p~G2
4 Бобров 11. В.
(6-17)
(6-18)
97
-
резонансная эквивалентная проводимость колебательного контура
с учетом его шунтирования всеми проводимостямн данного каскада
и входной проводимостью следующего, являющейся нагрузкой.
Эквивалентное затухание колебательного контура, определяющее
избирательные свойства каскада, в соответствии с выражением (5-30)
будет:
б9 =gap=gp (1 +PiG1!g+p~G,/g) =б (1 +PiG1/g+p~Gz/g). (6-19)
Соотношение (6-16) приводит к тому, что наибольший коэффициент
усиления при согласовании достигается выбором коэффициентов вклю·
чения не по уСJiовию (5-35), а из равенств
- . /g+G1
Pi=1иР2с=Jf -а;-·
(6·20)
Здесь, как и в выражении (5-35), максимальному коэффициенту
передачи соответствует равный единице коэффициент включения со
стороны меньшей внешней проводимости. Второй же коэффициент вклю
чения для обеспечения режима согласования должен быть меньше или
равен единице. Значение максимального коэффициента усиления при
согласовании можно получить, подставив выражение (б-20) в (6-17):
Кос.макс= 0,51 Y21 I /V(Gi +g) G2,
(6·21)
что соответствует выражению (5-34), а эквивалентное затухание
бэ.с=2б(l+G1/g).
(6-22)
Полоса пропускания каскада при согласовании
Пс=бэ.сfо=2бfо (1 +G1/g) =2Лк (1 -f-G1/g).
(6-23)
Если требуется меньшая полоса пропускания (П <Пс). наиболь·
шее усиление достигается при одинаковом шунтировании колебатель·
ного контура внешними проводимостями, т. е. аналогично уравнению
(5-41) при
pfG1=P~Gz.
(6-24)
Подставляя это соотношение в выражение (6·19), получаем:
Р1к =-. /JL(~!-1)ир2к =- ./JL(бa_1)
•
JI2G1б
•
JI2G2\б
'
(6-25)
При таких значениях коэффициентсв включения из формулы (6-17)
получим:
к -0,51у211(
б)
Оп.макс -
,,
1-- ,
r G1G2
ба
(6-26)
В случае, когда требуется получить коэффициент усиления Ко<
<Коп.макс• выбором коэффициентов включения по условию (6·25)
можно обеспечить минимально возможную полосу пропускания, зна·
чение которой определяется из выражения (6-26)
п
Пк
6
мин=l-2KoYG1G2/IY21I'
( •27>
Подставив значение ба.мин= Лми11/f0 в формулу (6·25), находим
нужные коэффициенты включения.
98
6·5 . О6Р А ТНЫЕ СВЯЗИ В РЕЗОНАНСНОМ УСИЛИТЕЛЕ
В усилительном каскаде обратные связи возникают за счет цепей,
связывающих выход со входом данного каскада и.1и многокаскадного
усилителя. Такие цепи могут быть образованы за счет общего источника
питания, магнитных и емкостных связей между элементами выхода
и входа, а также за счет проводимости обратной передачи электронных
приборов.
Обратные связи бывают положительными и отрицательными.
Первые увеличивают усиление каскада, сужают его полосу пропускания,
ухудшают устойчивость работы. При них малое измерение условий рабо
ты, например изменение напряжения питания, может резко ухудшить
характеристики усилителя и привести к возрастанию искажений сигна
ла. При сильной положительной обратной связи в каскаде или усилите
ле могут создаться условия для самовозбуждения и превращения его
в автогенератор, что, естественно, недопустимо.
Иногда для повышения усиления и улучшения избирательности
в одном из каскадов высокочастотного тракта образуют цепи положитель
ной обратной связи. Такие каскады в радиотехнике называют регене
ративными. Но из-за большой нестаби.1ьности работы они применяются
крайне редко (в портативной аппаратуре, когда выгодно иметь минималь
ное число каскадов) и детально не рассматриваются в данной книге.
Отрицательные обратные связи уменьшают усиление, расширяют
полосу пропускания и повышают стабильность работы усилителя.
Поэтому цепи отрицательной обратной свячи в некоторых случаях спе
циально вводят в каскады и уrилитель в целом.
Обратные связи за счет общего источника питания ослабляются
уменьшением его внутреннего сопротивления переменным токам путем
шунтирования большой емкостью и включением в цепь питания коллек
тора и базы (анода и сетки) каждого каскада рачвязывающих фильтров,
о чем говорилось в § 6-2 . Ослабление вредных магнитных и емкостных
связей достигается за счет рациональной конструкции, применения маг
нитных экранов для контурных катушек, а также электростатических
экранов между входными и выходными элементами каскадов и усилителя.
Эти меры детально обсуждаю1ся в пособиях по расчету. В дальнейшем
рассмотрим лишь обратные связи, возникающие за счет проводимости
обратной передачи электронного прибора.
Воспользовавшись полной эквивалентной схемой транзистора
(лампы) (см. рис. 4-4), найдем входное сопротивление каскада. При этом
будем полагать, что к клеммам 2-2 подключается нагрузка электронно
го прибора, т. е. то, что находится справа от линии А-А на рис. 6-3 .
Рассмотрим токи в узле а схемы, изображенной на рис. 4-4. Согласно
указанным направлениям токов к этому узлу притекает ток / вх и выте
кают токи 1 12 и1 11 • Эти токи согласно закону Ома определяются прово
димостями, по которым они протек.ают, и напряжениями, приложенными
к проводимостям. т~к. 111 = Uвх (Ун+ У12). а 112 = Фвх -li2)
(-У12 ), ибо к проводимости - У12 приложена разность напряжений О вх
и О2 • Естественно, что сумма притекающих к узлу токов должна рав
няться сумме вытекающих (ибо в узле нет ни источников тока, ни его
потребителей). Тогда можно записать:
lвх =Uвх (Ун+ У12) + Фвх -U2\ (-У12) =UвхУ11+UвУ11·
Согласно изображенным на рис. 6-3 и рис. 6-4 схемам между напря·
жени я ми О1 и О вых существует зависимость lizP·iр1 = Uвых· Следова·
4*
99
тельно, 1вх = (J ихУ11 + (J вых У12р1 /р2 . Входная проводимость каскада
}'ох= ~ох= У11 + У12 Pt К. На основании уравнения (6-17) ком-
Un
h
.
п.1ексный коэффициент усиления каскада К= р1р2 У21 /У2 э = р1р2 У21 1
g, 2 (1 + js2), где У2 ~ = еэ2 (1 + js2) - комплексная эквивалентная
проводимость колебательного контура каскада; g 92 - е1·0 эквивалентная
1щтивная проводимость; s2 - его обобщенная расстройка. Тогда окон
чательно можно записать:
В пределах частот, на которых транзисторы (лампы) используются
в резонансных усилителях, в первом приближении комплексную 11ро-
1юдимость прямой передачи У21 можно считать равной ее модулю 1Y21 I,
а комплексную проводимость обратной передачи У12 - ее реа1п11вноii
составляющей jb12 [3]. С учетом этого
(6-28)
где Gвх - активная составляющая входной проводимости каскада;
Ввх - его реактивная составляющая. Последняя влияет на собственную
частоту входного колебательного контура каскада и ее действие учиты
вается при настройке колебатет.ного ко111ура на частоту сигнала.
Реактивная составляющая не зависит от знака обобщенной расстройки
колебательного каскада, а зависит только от ее значения. А1пивная же
составляющая входной проводимости каскада согласно (6-28) зависит от
знака обобщенной расстройки колебатмьного контура (s2 можег быть
и положительной и отрицательной).
Обозначим собственную резонансную проводимость контура, вклю
ченного на входе каскада (без учета шунтирующего действия на него
входной проводимости каскада), через g1 и будем полагать, что вход
каскада подключается к этому контуру с коэффю~иентом включения
р2 вх· Тогда полная активная проводимость на входе каскада согласно
уравнению (6-28) будет:
,
е1
• !Y21lb12
Gвх = Р:вх +g11+Pi gэ2 (1 + s~) S2·
Обозначим через g31 = g 1 + p;0 xg 11 эквивалентную проводимость
входного контура каскада с учетом действия на него только входной
проводимости транзистора g11 • При этом
G~x= ~э1 +р~ ~1 1Ь1; S2·
(6-2!J)
Р2вх gэ2 (1 +s~)
Положительная обратная связьчерс1проводи
мость У12 возникает в том с.11учае, если второе слагаемое в последнеы
выражении окажется отрицательным, уменьшая результирующую ак-
1ивную проводимость G~x· При G~x ~О положительная обратная свнзь
100
окажется столь сильной, что rкомпенсирует активную провод11моrт1,
входного 1ш11тура и транзистора 11 ~1 +g11). Благодаря этому эквивd-
Р,вх
J1ентная активная проводимость входного колебательного контура
станет равной нулю (иди даже будет отрицательной). При этом колеб11-
ния, возникнув в контуре, будут протекать без затухания амплитуды,
что и характерно для режима самовозбуждения, недопустимого в ус11-
лительных каскадах. Поэтому для устойчивой работы каскада при саыы'С
неблагоприя·rных расстройках колебательного контура каскада (;21
по меньшей мере необходимо выполнение неравенства G~x >О.
I<оличественную оценку устойчивости каскада принято проводить
no коэффициrнту устойчивости, равному отношению активной прово111-
мости входного колебательного контура с учетом действия обратной сн,1-
зи второго слагаемого уравнения (6-29) к ее значению без уче1а дей
ствия обратной связи. Для положительной обратной связи
ky=[~91 _ Р~ JУ21 1Ь12~2] Р:вх = l - р[р~вх 1У21 1Ь12 ___k.. (б-3О)
Р2нх g92 (1 +~2) g91
g&lg92
1+ S1
Чем меньше ky. тем меньше устой 11ивость работы касю~да. При
ky = О наступает режим самовозбуждения. Скорее всего саыuво1буж-
дение может наступить при максимальном множителе 1 ~!;~ = 0,5.
Это возможно при s2 = 1. Для других значений обобщенной расстройки
этот множитель будет меньше. Поэтому для оценки устойчивости при
нимают эти наихудшие условия. Тогда выражение (6-30) можно 11ерепи
сать так:
Параметры входного и выходного колебательных контуров каска.'13
обычно бывают близкими. Поэтому можно считать gн ~ g,2 = g"
а р28 х ~ р2 • Умножив с учетом сказанного обе части последнего уравне-
ния на 1У21 1, получим 2 (1 - ky) 1У21 1/Ь12 = Pi p~I У21 12/g;. Но
согласно уравнению (6-17) правая часть этого выражения есть квадрат
коэффициента усиления каскада, который может быть нолучен при
заданном значении коэффициента устойчивости. Его приняго называть
устойчивым коэффициентом усиления кас
када,т.е.
Коуст= У2 (1- ky) 1У21 i/b12·
(6-31)
Чем больше требуется коэффициент устойчивости, тем меньший
коэффю~иент усиления можно получить от каскада. Впервые формула
(6-31) была получена В. И. Сифоровым.
Если вклю 11ить последовательно два одинаковых каскада, то при
самых неблагоприятных условиях положительная обратная связь в
первом каскаде будет сильнее, так как за счет действия второго каскада
уменьшится проводимость колдекторного контура первого каскада.
Еще хуже будет при трех и более каскадах. Анализ, выполненный
13. И. Сифоровым, показал, что при бесконечно большом числе идентич
ных каскадов в усилителе устойчивый коэффициент усиления одного
101
каскада определяется формулоlt
Коуст= Y2ky (1-ky) 1 Y21 l/b12·
(6-32)
Как уже отмечалось, обратная связь влияет на реактивную про
водимость входного колебательного контура каскада. При изменении
расстройки выходного колебательного контура каскада будет изме
няться Ввх• а следовательно, и резонансная частота входного колебатель-
1юго контура.
Кроме того, изменяется и активная проводимость входного колеба
тельного контура согласно выражению (6-28). Это изменяет эквивалент
ное затухание колебательного контура, а значит и его полосу пропуска
ния.
Данные опыта показывают, что работа усилителя достаточно устой
чива как по усилению, так и по полосе пропускания (изменение мень
ше 20-10%), если ky ::::::: 0,8 + 0,9. При ky = 1 работа каскада абсолют
но устойчива, но его коэффициент усиJ1ения при этом должен быть равен
нулю, что, естественно, неприемлемо. При ky = 0,9 + 0,8 различие
в Коvст по формулам (6-31) и (6-32) составляет всего 5-11%. Поэтому
при Любом числе каскадов пользуются формулой (6-32).
Во многих случаях максимально достижимый коэффициент усилг
ния при согласовании (6-21) или при заданной полосе пропускания
(6-26) оказывается больше, чем устойчивый коэффициент усиления
(6-32). Выбор коэффициентов включения при этом, естественно, должен
обеспечить Ко .:;;; Ко уст· При режиме согласования этого выгоднее всего
добиваться за счет уменьшения коэффициента включения р1 , что сни
жает эквивалентное затухание колебательного контура и улучшаеr
избирательные свойства каскада. Подставив в выражение ( 6-21) Ко уст
B!Vlecтo Ко с. мякс• получим для данного случая Ко уст= 0,51 У21 \ /
Y(pfG1 +g) G2 • Отсюда находим необходимый коэффициент включения
, -V' 0,251 У21 i 2 -KбycтgGz
Р1с-
2
GQ
•
Коуст 1 1
(6-33)
Второй коэффициент включения согласно формуле (6-20)
,
Jig+P]cG1
Pzc=
•
G2
(6-34)
Эквиаалентное затухание контура в данном случае на основании
выражения (6-22)
б~.с=2б[l+(р\с)2 ~1].
(6-35)
При заданной полосе пропускания необходимые коэффициенты
вкл~очения дол·жны удовлетворять уравнениям (6-17) и (6-19). Решив
их совместно, получим требуемые значения коэффициентов включения:
Pl =-.
/!!_+
-. fN2- G2м2·
Р2 =-.
/N-+ "1/N2-Q~м2
VG1-JIGiG1 '
VG2J1GiG2 '
(6-36)
где
102
Первая пара коэффициентов включения соответствует знаку плюс в фор·
муле для р1 и знаку минус для р2 . Вторая пара образуется при обр~т
ных знаках. Можно брать любую из них, если полученные коэффициенты
меньше единицы (физически реализуемы в автотрансформаторной и
емкостной схемах деления). Однако следует учитывать, что при авто·
трансформаторной схеме трудно обеспечивать достаточно точное полу
чение очень малых коэффициентов включения (меньше 0,02-0,03),
так как отвод придется делать от части витка катушки. При таких
3на•1ениях коэффициентов включения лучше выбрать емкостную схему
деления.
Следует отметить, что расчет по формулам (6-36) должен выполнять
ся достаточно точно, иногда до четвертого и пятого знаков. Поэтому
после вычисления коэффициентов включения по формулам (6-17) и
(6-19) проверяют обеспечение требуемых значений коэффициента уси
ления и эквивалентного затухания.
В широкополосных усилителях и при колебательных контурах
с большой собственной проводимостью отношение N101 часто получается
больше 0,5 и даже 1. При этом для получения по формуле (6-36) значе
ния р1 ,,:;:; 1 перед внутренним радикалом необходимо брать знак минус,
а в формуле для р2 соответственно знак плюс. Но если при этом окажется
N > 202 , то р2 может получиться больше единицы. Это означает, что
при заданных исходных данных невозможно получить требуемые Ко
и Птр при р1 ,.,;;; 1 и р2 ,,:;:; 1 ({)ДИН из них должен быть большим единицы).
При указанном выше выборе знаков перед внутренним радикалом
получится р2 > 1.
Входные емкости транзисторов примерно на порядок больше вы
ходных, благодаря чему С2 > Ci. Поэтому с целью обеспечения возмож
но меньшей эквивалентной емкости колебательного контура целесооб
разнее выбирать р1 = 1 и р2 < 1. Для этого в формуле (6-36) для р1
следует взять знак плюс перед внутренним радикалом, положить р1 = 1
и найти соответствующее ему значение проводимости
о; =2N-02M 2•
(6-37)
Для получения такой проводимости параллельно выходу транзис
тора необходимо подключить добавочную шунтирующую проводимость
gш1=-RI =0;-01 =2N-02M 2 -01.
(6-38)
шl
После этого из второй формулы (6-36), приняв в ней перец внутрен
ним радикалом знак минус и подставив в нее О\ вместо 0 1 , находят
необходимое значение р2 •
Пример 6-1. Определить параметры каскада резонансного уси
лителя, при которых он обеспечит наибо,1ьшее усиление на частоте
465 кГц с транзистором П402 (ток коллектора 1 мА, напряжение на
коллекторе 5 В), полагая П = 9 кГц, Сэ = 500 пФ, ЛТ = 30°С, а= 3,
Еко = 9 В и б = 0,01. Нагрузкой каскада служит вход каскада, ана
логично рассчИ1ываемому.
Из формул (4-2), (4-3), (4-4) и приложения 1 находим параметры
транзистора для рабочей частоты: У21 = 30 мСм, g 11 = 0,8 мСм, g 2" =
=
10мкСм, С12= 6пФ,сх0= 0,94, lко = 15мкА.
Рассчитываем по формуле (6-32) устойчивый коэффициент усилен,111,
по.1агая ky =О 8:
--=--~~-~~~--о~
... /
2.0,8(1- 0,8)30.10 3
Kuyc-r = J1 6,28.4,65.10;.6.10 12 = 22
•
3•
103
Определяем по формуле (6-6) параметры элементов схемы питания
l'ОГJ1ac110 рис. 6-1,б. Выбираем U Rф = 1,35 В. Тогда
Rз=
0,94(9- 1,35 - 5)
= 2840 Ом.
10-3-15 · 10-6 .20,1·30
По приложению 3 выбираем R, = 2,7 кОм. Рассчитываем
R"-
9-i•35
12 ООО Ом;
6- 10-3
-- 3 ·15 ·10·0·2°· 1•30
выбираем Rб = 12 кОм.
Рассчитываем
27.103.123(3- 1)
Rб= 0,94 · 3 · 12 · 1(>3-(3-1) (2,7. 10з+ 12. 10'1) = 15 . I03 Ом;
выб11раем R(, = 15 кОм.
Поскольку в схеме проводимость Rмi = О, то согласно урюшеншо
(G-15) 01 = g 22 = 10 мкСм. Проводимо.-п,
1
1
gм2=12.1оз + 15.10з=l. 5 ·1О-- 4 см.
Следовательно, 02 = 1,5· 10 - 4 + О,8· 10- 3 =О,95·10- 3 См.
Вычисляем по формуле (4-28) эквивалентное затухание колебатель
ного контура:
9. 10'1
63= 465
. ГоЗ = 0,0194.
Поскольку полоса пропускания задана, то наибольший коэффициент
усиления согласно выражению (6-26)
К
=
0,5. 30 . 10-з (1- -°:_°--!_ _ \ = 107
о п..~акс У 10. 10-6. 9,5. 10 4
0,0194)
.
Так как Ku уст < Коп. макс• то дальнейший расчет ведется на по.1у
чение Ко= Ко уст· Вычисляем по формуле (5-18) проводимость контура
g = бwС3 = 0,01·6,28·4,65·105 ·500· 10 -12 = 14,6· 10 - 6 См.
Определяем необходимые коэффициенты включения по формулам
(6-Зf>). Первая пара значений коэффициентов: р1 = О, 17 и р 2 = О, 119
физически реализуема.
Проверяем правильность вычисленных значений р1 и р2 • Из ур1шне
ния (6-17)
О,17·0,119·30· 10-з
Ku=o.172 .10 °+14,6·10 в+о.1192.9,5.10 4 = 21 •5
и из уравнения (6-19)
f
10-ь
95.10-4)
бэ =0,01\1 +О.17 2 14 .6
.
10 6 +о.1192 1:1.6
.
10 6 = 0,0196,
что подтверждае·1 дос·1аточную rочнос 1ь расчс1а коэ,\1фициеюов вкJ1юче-
11ня.
104
<":огласно рассматриваемой схеме (рис. 6-1, 6) эквивалентная емко:· rь
IШiilypa
СС'
Сэ=с+с'.
Решая это уравнение совместно с уравнением (6-11), получаем:
С= С3/р2 = 500/0,119 = 4210 пФ и
С'=~ =~_О_ =0567 nФ.
1- Р2 1--О,119
6-6. КОЭФФИЦИЕНТ ШУМА УСИЛИТЕЛЬНОГО КдСКАДд
Исследов~ния показали, что при коэффициентах усиления, не пре·
11ышающих устойчивого (6-31) влияние обратных связей через проводи
мость У12 на шумовые свойства транзисторного усилителя незначительно
[33). Поэтому для определения коэффициента шума каскада влиянием
проводимости У12 можно пренебречь. Элементы, включаемые в коллек
торную цепь (колебательный контур и другие соединительные элементы),
являются пассивными. Их коэффициент шума сравнительно про~то
1
lc
А
Рис. 6-5 .
д
2
ч
1
У22 1
1
L"
1
1ш1
А
L---~
2
Рис. 6-6 .
определяется из уравнения (4-62) с учетом формулы (6-3). Следовательно,
можно решать поставленную задачу применительно к схеме, изобра
женной на рис. 6-5, определяя коэффициент шума на выходе транзистора,
т. е. на зажимах 2--2 . Воспользовавшись эквивалентной шумовой схе
мой транзистора (см. рис. 4-9) и материалами § 4-3, составим полну10
шумовую схему каскада с источником сигнала (рис. 6-6). При этом пере
считаем все гоки и проводимости на вход транзистора (к зажимам 1-1)
с учеrом коэ:jJфициентов включения р1 (5-19) и р2 (5-20):
(-,,
)2 Pi -/" Pi 4kТП
4kТП '
ш с = рТ Ш.с=-Р2·
э.фgс=
э.qдс
.:s
а
105
11
Для вычисления коэффициента шума воспользуемся общеli форму
лой (4-61). Пересчет составляющих шумовых токов генераторов, вклю·
ченных на входе транзистора, произведем с учетом усилительных своliств
1ранзистора на двух примерах. Шумовой ток источника сигнала /~1 • с
создает на трех парал.1ельно включенных на входе транзистора прово
димостях У~ + У' + У 11 шумовое напряжение / ~.~!(У~+ У' + У 11 ). *
Выходной ток транзистора, возникающиli под воздеliствием входного
напряжения U1 , определяется че(Jез проводимость прямоli передачи
J l = У21 U1 • Поэтому на зажимы 2-2 шумовой ток источника сигнала
пересчитается по формуле
- /.-
(7"'sy•j(Y'+Y'+Y )2
iu.с2-2= 'w.с} 21 с
11•
Генератор шумового напряжения Uш.б согласно рис. 6-6 включt'н
по~ледовательно с двумя проводимостями (У~ + У') и У 11 . Поэтому его
шумовое напряжение на входе транзистора. т. е. на проводимости У11 ,
согласно закону Ома будет равно u:n. 6 (У~+ У') 2/(У~ + У' + У 11 ) J.
Пересчитанный же для него ток на выходе транзистора определится
формулоli
--
-
(У'+У')2
i•
-и~
с
ув
w.62-2- ш.б(У~+У'+Ун)2 21•
Учитывая правила суммирования шумовых токов нескольких ис
точников сигнала, приведенные в § 4-3 (см. рис. 6-5), запишем оконча
тельную формулу для коэффициента шума каскада при настроliке
контура в резонанс на частоту сигнала с учетом воздеliствия на него
источника сигнала и транзистора (Ь~ + Ь' + Ь 11 = О) (33):
где g, Pig.
с=р~ С•
и
е
Пр11 комнатной: температуре Т = 293 К kT = 20. Если в рабочей
точке ток эмиттера больше 1 мА, что имеет место в резонансных уси.1и
*ЗдесьУ'=g'+j(roL' -
1/соС') - проводимость входного кон
тура, пересчитанная ко входу транзистора.
106
1
.,,_ fко+ fэо
С
тс.1ях, то - сх,, ,,,,.,.
/ э . учетом этих допущений можно считать
йш=20/3 (1-сх0)=20/к(сх~ -1) и} (6 _40)
Rш=20exgl,/I У21 1·
Поскольку g11 , Gш и Rш увеличиваются с ростом тока эмиттера
в рабочей точке, то и коэффициент шума также при этом повышается.
Поэтому для улучшения чувствительности приемника не следует брать
ток эмиттера в первых каскадах более 1-2 мА. С увеличением r 6 и сни·
жением exg коэффициент шума каскада возрастает, следовательно, для
первых каскадов высокочувствительных приемников желательно выби·
рать транзисторы с малыми rб и g11 и большим сх0• С ростом рабочей ча·
стоты увеличивается входная проводимость транзистора, что также
вызывает повышение коэффициента шума,
При использовании транзисторов на частотах 100 МГц и выше
суще~венное влияние на коэффициент шума оказывает индуктивность
эмиттерного вывода (увеличивая его на 25% от рассчитанного по фор·
муле (6-39)). Поэтому нужно стремиться делать возможно короче сое
динение эмиттера с элементами схемы.
l(оэффициент шума растет с увеличением g', поэтому выгодно брать
колебательный контур с меньшей собственной проводимостью.
Три слагаемых формулы (6-39) имеют g~ в числителе и знамена·
теле, а два - только в знаменателе. Это обстоятельство приводит к тому,
что подбором коэффициентов включения р1 и р2 можно при данных
значениях проводимостей источника сигнала gc и колебательного кон·
тура g обеспечить минимальный коэффициент шума. Анализ показы
вает, что для этого при gc> g11 нужно брать р2 = 1 (при этом g' =
= ~= g будет минимально), а на вход транзистора, т. е. к зажимам
Р2
1-1 (см. рис. 6-5 или 6-6), необходимо подключать проводимость
g'-g
_, f g (1 +rбg)+Gm (1 +гбg)2 +rбЬ~ 1 +Rw (g+g11)2
с- w.опт - Jr'
г6 +Rш
'
(6-41)
Поскольку gw.опт =/= g11 , то на входе транзистора не будет режима
согласования и коэффициент передачи входного колебательного кон
тура не будет максимальным, но при этом отношение РсlРш на выходе
приемника будет максимально, что и нужно для повышения его чув
ствительности.
Подставив формулу (6-41) в (6-39), получим минимально возмож
ный коэффициент шума:
Шмнн= 1 +2rб (g+Gш)+2Rш (g+g11)+2 (rб +Rw)gw. опт· (6-42)
Если обеспечить режим согласования с источником сигна.1а, т. е.
брать
(6-43)
то коэффициент шума будет больше Шмнн и определится формулой
Ш-1+ g'
+ 'б (2g' +g11)2 + Gш [1 +rб (2g' +g11)]2 +
с-
g' +gн
g' +g11
g' +g11
rбbi1 4R ,
+g'+g11 +
w (g +g11).
(6-44)
107
Характерно, что при
g'
=g ["1f'б-l/g11 +Gш(l/g11-rб)2 +rб(h11/g11)2 _J] (б-45)
опт 11 J1
4 (r6 +Rш)
ко:~ффнциент шума в режиме согласования получается минимальным:
Шс. мин=2 [1-2rбg11+2ош'б (l-rбg11>J+8 (rб+Rw) (gн+gоопт),
(6-46)
но g' не может быть меньше g. Следовательно, если при расчете по
сj:ормуле (6-45) получится g~пт < g, то расчет надо вести по формуле
(6-44), подставляя в нее g вместо g'. При этом надо помнить, что мини
мальный коэффициент шума обеспечивается при р2 = 1, т. е. при пол·
ном включении входа транзистора к контуру.
На частотах выше f~ = 1/2111', где " -
постоянная времени входа
транзистора (приводится в справочниках [27, 28]) коэффициенты шума
Шмин и Шс.мин различаются очень
1.0~Pz
мало. Поэтому на этих частотах
'
~
обычно обеспечивают режим согла-
0,8
',
сования, добиваясь наибольшей пе-
'......
редачи сигнала.
D,6
.......... _ _
--
Согласно сказанному ранее ми-
ОА
---- -
нимальные коэффициенты шума
'
Шмш1 и Ш с.мин получаются при пол-
0,2~
911
ном включении входа транзистора
L,,,--1
,
,
, 9 1 к контуру (р2 = /), а следователь-
О 4 8 f! tli lO 2+ 28 32 но, при наибольшем шунтирующем
действии его входной проводимости
Рис. 6-7.
на колебательный контур. За счет
этого, естественно, эквивалентное
затухание входного колебательного
контура будет большим, а его избирательные свойства могут оказаться
недостаточными. Если последующими избирательнымн системами не
возможно обеспечить требуемую избирательность радиотракта, то можно
поступить следующим образом [З]. Допускают увеличение 1юэффи
циента шума на 10% против Шмин· При этом коэффициент передачи
входного колебательного контура также уменьшится на 10%. По гра
фику, показанному на рис. 6-7 сплошной линией, для имеющегося отно·
шения g11 находят допустимое значение р2 и проводят для него расчет
g
эквивалентного затухания. Уменьшение эквивалентного затухания
входного колебательного контура при этом будет примерно в р~ раз
[З]. Если допустить уменьшение коэ~ициентов шума и передачи вход
ного колебательного контура на 20 И~, то определение допустимого р2
следует вести, пользуясь штриховой линией на рис. 6-7 .
Аналогично можно определить коэффициент шума лампового уси
лителя, если при составлении эквивалентной шумовой схемы каскада
использовать схему, изображенную на рис. 4-10. На рис. 6-8 показана
э1<вивалентная шумовая схема такого каскада.
* f s - частота, на которой модуль проводимости прямой передачи
уменьшается в Jl2раз по сравнению со своим ннзкочас 10тным значен11см.
108
Поскольку в этой схеме на выходе лампы источников шума нет, а
сама лампа считается нсшумящей, то коэффициент шума можно найти
для части схемы, ограниченной входными зажимами лампы /-/ .
Благодаря тому, что три проводимости g~, g' и ggк и три независимых
генератора шумового тока /~.с• I:Л.к и / ш.н включены параллельно,
то решение задачи упрощается. Пользуясь материалами § 4-3 , можно
заменить указанные генераторы тока одним эквивалентным генератором
Рис. 6-8 .
шумового нш1ряжсшш. Сложив квадрат среднеквадратичного зна
чения его шумового напряжения с U~R , получим U~l:.· что определит
ш
числитель формулы (4-61). Знаменатель же определится выражением
И~1 .с = liд.cl(g~ + g' + ggк)2• Выполнив указанные вычисления, из
формулы 4-61 получим [З]:
'
R
Ш-1+ _?___ + t ggк+ _El_
,
/
2
-
g~ gк g~ g~ (gc+g +ggк) •
(6-47)
Здесь Rш вычисляется по формуле (4-52) или (4-53). Для уменьше
ния коэффициента шума каскада следует брать лампы с малыми g" .,
Rш и fgк. а контур - с меньшими потерями. Минимальный коэффиiiй
ент шума достигается при р2 = 1 и при подключении ко входу ламr1ы
внешней проводимости
g~=gш. опт=ggк V1 +tgк/Rшggк.
(6-48)
Минимальный коэффициент шума определяется соотношением
Шмин=[l +2Rшggк (1 + VI +tgк/Rшggк)] (1 +gfprgc)· (6-49)
Если осуществлять сосгласование, то коэффициент шума
(fgк-l)ggк
Шс=2+ g+gц1< +4Rш (g+ggк)•
При fg1c- 1 >4Rшggк И
(б-50)
(6-51)
(6-12)
109
Когда Rwegк<(0,5+1) Шмц 11 мало отличается от Ше, поэтому на
достаточно высоких частотах расчет обычно ведут на режим согласования.
Для улучшения избирательных свойств входного контура можно,
так же как в транзисторном усилителе, брать Pt < 1 в соответствии
со сделанными ранее рекомендациями.
Пример 6-2 . Вычислить коэффициент шума каскада УРС вместе
с ВЦ по исходным данным примера 5-8.
Во входной цепи примера 5-8 отсутствует режим согласования и
режим, обеспечивающий минимальный коэффициент шума, поэтому
расчет следует выполнять по общей формуле (6-39). Из приложения 1
выписываем параметры транзистора П403: сх0 = 0,98; У21 :8 ,5 = 29,6
мСм; У21а2= 29,3 мСм; гб = 50 Ом, С11;9,,= 116 пФ, С11:12 = 107 пФ.
Вычисляем шумовые параметры транзистора по формуле (6-40)
Gw 20~.~~-з (1-0,98) =0,408 · 10-э См;
20·10-з ·0,98
Rw12= 29,3
_
10 _3 = 0,683 Ом;
20·10-з ·0,98
Rwo.s= 29
,
6.10 8 =0,677Ом,
С малой погрешностью для всего диапазона рабочих частот будем
считать постоянным Rш = 0,68 Ом. Проводимость Ь11 = roC11 • Тогда
Ь11 ;8 , 0 =6,28·9,5·106· 116· 10 -111 =6,9·10-3 См и b11 ;i 2 =6,28·12 Х
Х 106• 107·10-12 =8·10-3 См.
Вычислим значение g' = g/p~. Для начала диапазона
5. 10-ъ
g9,s = О,0752 = 0,892. 10-2 См
и для конца
Проводимость
.,
•
!
б
g' = .!!l. g = .!!J.... g' = .!!J.... _о_
pjt PiА Р~roLев'
С учетом (5-48) g~ = k2 бc8fp~roL. Для начала диапазона
g'
-0 32
О,О4
8 =2,15 · 10-з См
с9,5- ' 0,0752 ·6,28 ·9,5 ·10• •5 •10
и для конца
110
,
-
0,32. 0,04
-1
72. 10-~ с
'lc12- 0,0752 ·6,28 •12,0 •10 6•5 •108 -
'
м•
Таким образом, из формулы (6-39)
Ш = I+ 0,892 ·10-2 + GO(2,15+8,92)210-1 +
9,5
2,15 ·10 э
2,15 · 10-а
+ О,408· 10-з(\+5012,15+8,92) 10-з]2 +
2,15· 10 3
50. 6,92. IO --t (1+О,408.10-э. 50)2
+
2,15·10 3
+
+ О,68(2,15+8,92+4,2) 2 10- 8 9,71,
2,15. 10 3
Аналогично
Ш =J+ 7,13· 10-Э + 50 (J,72+7,13)210-8 +
12
1,72. 10-s
1,72 •10 3
+ 0,408· 10-з [1+50(\,72+7,13) 10-зjl +
1,72. 10 3
50. 82. 10-е (1 +о,408. 10-з. 50)2
+
1,72 ·10 3
+
+ О,68(1,72+7,13+5,4) 2 10- 0 = 99
1,72· 10 8
•.
Пример 6-3 . Вычислить минимально возможный коэффициент шума
каскада и определить ухудшение избирательных свойств ВЦ примени
тельно к исходным данным примеров 5-8 и 6-2 для конца диапазона.
Согласно формуле (6-41)
gw.onт=g~=
v-4.-1~0--ъ-<1_+_5"""'0-.4-.-10°)+0.408·10 з(1+50.4.10 °)+
+50. 82. 10-а+о,68 (4. 10-0 +5,4. 10-з)
=
50+о.вв
=
=0,012 См.
По формуле (6-42) Шмии = 1 + 2·50(4·10-0 + 0,408· 10-3) +
+ 2·0,68(4·10-0 + 5,4· 10 3) + 2 (50 + 0,68) 12 ·10-3 = 2,27. Для обес
печения Шмии нужно брать р2 = 1 и иметь эквивалентную проводи
мость контура без учета действия входа транзистора g; = gw. оnт·
При этом эквивалентное затухание контура ll; = llgw.oпт/g. В нашем
случае на максима.пьной частоте
12. 10-з
l\~=0,015 4 • 10_0
4,5.
При ТЭ'КОМ пвивалентном затухании контур полностью теряет
свои избирательные свойства, а коэффициент передачи ВЦ будет бли
зок к нулю. Поэтому режим обеспечения Шмин в декаметровом диапа·
зоне в транзисторных приемниках неприемлем.
Пример 6-4. Определить коэффициент шума каскада УРС и ВЦ
по исходным данным примера 5-9 для конца диапазона. Для ламп
пальчиковой серии tgк = 3,9. Из приложения 2 находим для лампы
6К4П Rw = 3,5 кОм. В данном случае g' = g = 4· 10-5 См. Согласно
уравнению (5-16) активная составляющая проводимости источника
сигнала (антенной цепи) при ненастроенной антенне (ZД. z ХД z
z (J)Lc 8 ) gc = Гс8/(ооLсв)2 = llcв/(J)Lcв• С учетом выражений (5-47) и
(5-48) ее можно пересчитать к контуру g~ = pfgc = F!-llc 8 /(J)L. В нашем
случаер2= 1и
g' =0,32
о.о4
83 10-еС
6,28•12 •108•5,75.10-е = ' ' м.
Коэффициент шума на основании формулы (6-47)
40 · 10-в
0,36 • 10-е
Ш=1+ 8,3.10-в +3•9 8,3· IO 8 +
+ 8,33~~ 8 (8,3 + 40 + 0,36)2 10-12 = 6,98.
При данных рассматриваемых условиях коэффициент шума лампо
вого УРС незначительно меньше, чем транзисторного.
Пример 6-5 . Вычислить минимгльно возможный коэффициент шума
каскада УРС по исходным данным примеров 5-9 и 6-4 и определить ре
альность его осуществления. Согласно выражению (6-49)
Шмин=ll +2. 3,5. 103 · 0,36 · 10-е (1+V1+0036 . IO~~~ 3 ,5 . 103 )]х
( 4·10-ъ '
х ,1+ 8,3· 10-& )=6,63,
т. е. минимально возможный коэффициент шума лишь на 5% меньше
реального. Для осуществления Шмин на вход лампы надо согласно фор·
муле (6-48) подключить проводимость
gc=gш.oпт=0,36- I0- 0 f 1+ 3,5 . 103 ~~36 . 108 =2·10-6 См.
Это меньше, чем собственная проводимость колебательного кон-
7ура, поэтому обеспечить Шмин можно лишь при р2 < 1, а это повысит
1<оэффициент шума. Поэтому в данном случае условия для минимально
возможного коэффициента шума неосуществимы.
Пример 6-6 . Определить коэффициент шума каскада на концах
диапазона со входной цепью и исходными данными примера 5-13 .
В рассматриваемом случае (входная цепь с магнитной антенной)
источником сигнала, т. е. элементом, в котором создается э. д. с. полез
ного сигнала, явдяется сам входной контур. Поэтому, заменим в фор
муле (6-39) g~ на g' и положив второе слагаемое g'/g~ =О (так как
контур считается источником сигнала), получим:
Ш=l+rGg'+ 01,0 (l+rбR")2 +'6b~1 (l+GwrG)+ р~1 (g'+gн)2 ,
g
g
g
гдеg' -
проводимость контура, пересчитанная ко входу транзистора.
С учетом выражения (5-48) в нашем случае g' = _g2 = -k~ LL . На
Р2
св
основании формул (5-18) и (4·21) g = 6/roL. Следовательно, g' =
= б/k2 roLcв· Для начала диапазона получаем:
g~50 = О,62. 6,28. 1~~~ 10ъ. 0,61 . 10 в= 0,0485 См;
для конца диапазона g~ 08 = 0,0178 См.
Согласно уравнению (6-40) Gш = 20·0,98· I0 -3 (1-0,98) = 392 Х
Х 10- 8 См и Rш = 20· 10-3 /31·10-3 = 0,645 Ом. Подставляя получен
ные значения и табличные данные транзистора (из приложения 1)
в приведенную ранее формулу, для начала диапазона получаем:
392. 10-е
Шн.о= 1+5охо.0485+ 0•0485 (1 +50. о,0485)2 +
+ 50(6,28· 1,5· 103· 150· 10-12)2 (1+392-10-е.50)+
0,0485
+ g,~::5 (О,0485+0,7 .10 -3)2=3,55;
для конца диапазона ш4•8 = 1,98.
112
6·7 . О&ЕСПЕЧЕНИЕ ДИдПдЭОННЫХ СВОЯСТВ
КОПЕ&д ТЕПЬНОrо КОНТУРА
Общий диапазон рабочих частот современных радиовещательных
и радиолIОбительских приемников достаточно широк и простирается
от километровых до метровых волн. Обеспечить перекрытие такого
диапазона одним колебательным контуром с переменной настройкой
11рактически невозможно. К тому же отдельные участки этого полного
диапазона являются нерабочими. Если бы и можно было создать коле
бательный контур с подобным диапазоном, то настройка его была бы
крайне трудной, так как для перестройки с частоты одной станции на
соседнюю понадобилось бы очень малое изменение емкости контура.
А это в свою очередь потребовало бы применения очень сложного н
дорогого верньерного устройства (замедляющего вращение оси ротора
конденсатора). Кроме того (и это, пожалуй, самое главное), в столь
широком диапазоне частот изменение усилительных и избирательных
свойств ВЦ и каскадов УРС получилось бы чрезмерно большим. А это
привело бы к ухудшению эксплуатационных характеристик приемника.
Поэтому полный рабочий диапазон частот принято разбивать на ряд
частных поддиапазонов (3, 8, 26]. Такая разбивка для радиовещатель
JIЫХ и радиолюбительских приемников упрощается благодаря тому,
что диапазоны рабочих частот радиовещательных и радиолюбительских
станций строго регламентированы. Их данные приводятся в пособиях
по расчету приемников [11, 12, 16]. При этом для каждого из рабочих
участков коэффициент диапазона [см. формулу (5-50)] в километровых
и гектометровых волнах не превышает 3, 1, в декаметровых волнах
1, 1 и в метровых 1,25
При настройке колебательного контура за счет изменения емкости
его коэффициент диапазона определяется формулой
kд =УСз. макс/Сз. мин•
(6-53)
где Сз.мnкс - его максимальная, а Сз.мин
-
минимальная эквива
лентные емкости. Согласно выражению (5-1'1) и схеме, изображенной
на рис. 6-4, полная (эквивалентная) емкость контура
Сз=С+С11 +Скат+Р!С1 +р~С2.
(6-54)
Емкости С1 и С2 в значительной степени определяIОтся параме
трами транзистора и зависят от частоты (для ламп они от частоты не
зависят). Но как было показано в § 5-3, хорошие избирате.'lьные свой
ства колебательного контура в транзисторном приемнике получаются
при малых значениях коэффициентов включения (особенно р2). Так,
приС2=100пФир2=0,1слагаемоер~С2=0,01·100=1пФ,апри
С1=20пФир1=0,3pfC1= 0,09·20=1,8пФ.
Собственные емкости катушек Скат для диапазона километровых
волн бывают около 20-40 пФ, гектометровых - 15
-
30 пФ, дека
метровых - 3
-
6 пФ. Средняя емкость подстроечного конденсатора
С11 выбирается обычно в пределах 10 - 40 пФ. Поэтому в диапазонах
декаметровых и более длинных волн роль четвертого и пятого слага
емых в формуле (6-54), как правило, мала и диапазонные свойства
контура определяются в основном изменением емкости контурного
конденсатора С (от Смин до Смаке>· Минимальные емкости секций бло
ков конденсаторов переменной емкости составляют обычно 2 - 12 пФ,
а максимальные - 120
-
500 пФ. Меньшие значения емкостей соответ
ствуют малогабаритныы блокам с твердым диэлектриком.
113
В поСJiедние годы созданы полупроводниковые диоды - варикапы.
Их междуэлектродная емкость может существенно изменяться, если
подводить к ним различное постоянное напряжение. Благодаря этому
варикапы можно использовать в колебательных контурах с переменной
настройкой (вместо конденсаторов с переменной емкостью). В табл. Пl-7
приведены характеристики некоторых типов варикапов. Использование
варикапов позволяет в значительной степени уменьшить габариты
и снизить стоимость колебательных контуров с переменной настрой
кой. Емкость варикапов практически не зависит от механических виб
раций, что удобно для применения их в приемниках, устанавливаемых
на подвижных объектах с большими механическими вибрациями (само
лет, ракета, автомобиль и т. п.).
Однако в транзисторных приемниках километровых и гектометро
вых волн варикапы позволяют получать коэффициент диапазона коле
бательного контура не более 1,5, что является их существенным недо
статком. Для обеспечения большего коэффициента диапазона можно
подключить в контур параллельно два или даже три варикапа. В диапа
зонах декаметровых и более коротких волн варикапы могут обеспечить
необходимое перекрытие по частоте и применяться для настройки кон
туров радиочастотного тракта приемникоR.
В первом приближении зависимость емкости варикапа С от прило
женного постоянного напряжения U определяется уравнением
с с -./Uк+Uн
=нJ'Uк+И'
где Uк - контактная разность потенциалов применяемого в варикапе
полупроводника (для кремниевых диодов она равна 0,8 - 0,9 В, а для
германиевых 0,35 - 0,45 В); U8 и Си - соответственно напряжение
на варикапе и его емкость в исходной рабочей точке. Таким образом,
с увеличением запирающего напряжения емкость варикапа умень
шается. Однако отклонения емкости варикапов от усредненных зна
чений пока еще существенны, что затрудняет одноручечную настройку
многих контуров радиотракта приемника. Важно также, чтобы управ
ляющее напряжение, изменяющее емкостъ варикапа, было достаточно
стабильно, ибо оно в первую очередь определяет емкость варикапа.
На рис. 6-9 в качестве примера приведена схема гетеродинного контура
переключателя телевизионных каналов (ПТК-11), применяемого в теле.
визоре «Старт-308».
Катушки индуктивности контуров радиочастотного тракта, как
правило, используются для подачи питающих напряжений на элек
троды транзисторов (ламп). В этом случае варикапы подключают па·
раллельно к контурным катушкам через разделительные емкости Ср.
Резисторы R1 и R1 СJiужат для того, чтобы контур гетеродина по
переменному току (с частотой гетеродина) не соединялся с шасси. Ре
зисторы Rф.у и конденсаторы Сф.у образуют фильтры развязки для
предотвращения вредных обратных связей в радиочастотных цепях
приемника через источник питания. Управляющее напряжение сни
мается с переменного сопротивления R. Задаваясь пределами регули
ровки напряжения, тем самым определяют минимальную и максималь
ную емкости варикапа. По их значениям и требуемому коэффициенту
диапазона колебательного контура вычисляют другие элементы кон
тура на основании методик, приводимых для контуров, перестраивае
мых конденсаторами переменной емкости.
Следует отметить, что при использовании варикапов в относи
тельно узкополосных колебательных контурах раАИотракта (в ВЦ и
114
УРС) при одноручечной их настройке требуется применять спе11иаль·
ные меры для обеспечения синхронности перестройки (сопряжение
настройки) этих контуров (16). Это может существенно усложнить схему
контуμов и повысить их стоимость. Кроме того, варикапы обладают
определенной активной проводимостью, что увеличивает затухание
колебательного контура. Дальнейшее совершенствование технологии
Рис. 6-9 .
производства варикапов позволит значительно улучшить их характе
ристики и расширить области их применения.
Обозначим емкость контура без емкости переменного конденсатора
через
Cl: =Сп+скат+рjС1 +р~Са.
Тогда уравнение (6-53) можно записать так:
kд=" / смакс+сl: •
v смин+сl:
(6-55)
(6-56)
В диапазонах километровых и гектометровых волн Сl: ~ 30 +
60 пФ, а в декамеrровых Cl: ~ 20 + 40 пФ. Поэтому при Смаке=
-./500+40
= 500пФиСмии= 1ОпФполучимkд= V 10+40 3,3.Этовпол-
не обеспечивает необходимое перекрытие поддиапазона по частоте.
При известном коэффициенте поддиапазона и выбранном блоке ){ОН
денса rоров на основании формул (6-56) и (6-55) можно опреде.JJиrь тре
буемую среднюю емкость 110дстроечного конденсатора
(6-57)
С учетом сказанного ранее для предварительного выбора пара
метров контура можно полагать pfC1 + piC2 ~ 3 + 10 пФ.
Несущие час1оты радиовещательных станций в декаметровых и
более длинных волнах отстоят друг от друга на 9 кГц. Поэтому в так
называемом длинноволновом поддиапазоне (150 - 408 кГц, kд = 2,73)
может «разместитася.t примерно 30 станций. Если на шкале настройки
115
в~ять 100 лелений, то настройки на соседние станции по такой шкале
будут отстоять друг от друга примерно на 3 деления. В средневолно
вом поддиапазоне (525-1605 кГц, kд = 3,06) может быть примерно
120 станций, а расстояние по шкале настройки между соседними по
частоте станциями будет уже меньше одного деления и настройка будет
более трудной Если сохранять kд z 3, то в декаметровом диапазоне
при fмин = 6 МГц получим fмш~с = kдfмин = 3·6 = 18 МГц. В таком
поддиапазоне интервалу частот 9 кГц соответствовало бы всего 0,075
дедения шкалы, т. е. в предмах одного деления шкалы осуществля
лась бы настройка на 14 станций. Естественно, такая настройка была
бы очень затруднительной. Для ее осуществления потребовалось бы
сложное верньерное устройство. Поэтому с целью уменьшения п л о т-
с
Рис. 6-10 .
ности настройки (числавозможных
станций на одно деление шкаJJы) в диапазо
не декаметровых и боще коротких волн ис-
1<усственно уменьшают коэффициенты под·
диапазонов (растягивают в них настройку
110 шкале) так, чтобы на всех поддиапазо
нах сохранялась примерно одинаковая плот·
ность настройки.
Из сказанного следует, что Смаке и См,111
следует выбирать для поддиапазона с наиболь-
шим kд. Для других же поддиапазонов сни
жение kд можно обеспечить выбором средней емкости подстроечного
конденсатора по формуле (6-57). Но по мере повышения частоты и умень
шения kд согласно формуле (6-57) увеличивается Cri. а вместе с этим
на основании выражения (6-55) увеличивается и эквивалентная ем
кость колебательного контура. Последнее уменьшает характеристиче
ское сопротивление колебательного контура (4-21) и увеличивает его
собственную 11роводимость (5-18), что приводит к ухудшению усили
тельных свойств каскада. Поэтому в декаметровом диапазоне волн для
уменьшения kд колебательного контура последовательно с основным
конденсатором С включают добавочный конденсатор С 11 осло как пока
зано на рис. 6-1 О. В случае последовательного вклю1 1ения конденса
торов их результирующая емкость будет меньше. При выборе Спое" z
z Смаке для малой емкости С влияние Спосл на результирующую
емкость буд<>т малым и она будет примерно равна С. При С z Смаке
результирующая емкость будет много меньше С. Благодаря этому
существенно уменьшается С э макс колебательного контура, а значит
и его kд. Емкость конденсатора cllOCJI определнется формулой
Спосл
"
При расчете емкости С! по формуле (6-55) емкость С0 берут рав
ной около 10 - 15 пФ, чтобы имеrь возможность скомпенсировать раз
брос емкостей колебательных контуров радиотракта приемника.
116
Эквивалентная емкость кол~бательного контура в схеме, изобра
женной на рис. 6-1 О,
С -С + ССпосл
8-
I
С+Спосл.
(6-59)
По эквивалентной емкости контура и частоте в начале
поддиапазона определяю~· необходимую индуктивность
катушки, пользуясь формулой
и;1и конце
контурной
L= l/ro2C3 •
(6-СО)
l(атушки с достаточно высокой добротностью можно выполнить,
если их индуктивность больше минимальных значений, приведенных
в табл. 6-1 . Если расчетная индуктивность окажется меньше мини
\\fально допустимой, то целесообразно взять L = Lмин и скорректиро
вать эквивалентную емкость колебательного 1юнтура.
Таблиц а 6-1
t. мru 10,1 - 0,5
0,5-1
1-Ь 15- 10/10-20/20-401 40
-
100
LMllll· мкг 1 500 - 50 300
-
30 IOO - 12 112 -616 -313 -0 ,31 О,'3-0,1
6·8 . УСИЛИТЕЛЬ С ДВОАНЫМ дВТОТРАНСФОРМАТОРНЫМ
ВКЛЮЧЕНИЕМ КОНТУРА ПРИ ПЕРЕМЕННОА НАСТРОЙКЕ
Насгройка колебательных контуров в УРС современных прием
ников осуществляется в основном за счет изменения емкос1и (за исклю
чением схемы, показанной на рис. 6-1 , в). Настройка контуров УРС
индуктивностью из-за консгруктивной сложности применяется редко.
Практически ее используют только в автомобильных приемниках
благодаря меньшей подверженности вибрации. Учитывая выраж<>ния
(6-19), (4-28) и (5-18), уравнения (6·17) и (6-19) можно записать для
рассматриваемого случая (полагая р = ro0 L) в следующем виде:
к_
Р1Р2У21Lroo
о-
6 ( 1+Pi ~ G1roo+P~ ~ G2roo)
(6-61)
и
П =бfr, ( 1+Pi -~ G1roo+P~ -~ G2rоо)
(6-62)
Из формулы (6-61) очевидна довольно сложная зависимость Ко
от частоты в диапз~оне рабочих частот. Рассмогрим ее для наиболее
часто встречающихся на практике случаев.
В транзисторных усилителях на максимальной рабочей частоте
сумма второго и третьего слагаемых в знаменателе виражения (6-61),
как правило, бывает сравнима с единицей или превышает ее. Поскольку
0 1 и 02 растут, а У21 нескоJ1ько падает с увеличением частоты, К1, в ди
апазоне частот увеличивается медленнее, чем по линейному за1юну.
117
При большеii сумме второго и третьего слагаемых Ко может быть почти
постоянным или даже несколько уменьшающимся с частотой.
Сог.'!асно выражению (6-32) устойчивый коэффициент усиления
каскада уменьшается с частотой по закону, близкому к 1/Jff. Для
устойчивой работы во всем диапазоне частот должно выполняться
неравенство Ко ~ Коуст· С учетом сказанного это неравенстю будет
выполняться во всем диапазоне, если на максимальной частоте
Ко=Коуст•
(6-63)
Полоса пропускания каскада, как это следует из выражения
(6-62), расширяется с увеличением частоты быстрее, чем по линеiiному
закону, и тем быстрее, чем ближе сумма второго и третьего ::лагаемых
к единице. Поэтому требуемое значение полосы пропускания П1р
нюбходимо обеспечить на минимальной частоте. Если известно зна
~е11<1е Кок= Коуст в конце поддиапазона и Пн = Птр в начале подди
апазона, из системы двух уравнений (6-61) и (6-62) нельзя найти необ
ходимые значения коэффициентов включения. Для решения этоii
задачи нужно знать оба эти параметра хотя бы на одной частоте.
Введем следующее обозначение на минимальной частоте:
( 9LQ+9LQ\
Р16 1 Pt.6 2)Wo=a.
(6-64)
На основании выр11жений (4-2) и (4-3) входная и выходная прово
димости высокочастотных транзисторов до частоты f ~ 0,04 fа. по
стоянны, а при больших частотах линейно увеличиваются с частотой.
Поэтому и отношения проводимостей 01 и 01 в поддиапазоне частот
будут практически постоянными:
G1/макс/G1/мин = Gцмакс!G2/мчн = Ь.
(6-65)
Тогда на основании уравнений (6-61) и (6-62) с учетом формул
(5-50), (6-64) и (6-65) с достаточной для инженерных расчетов точностью
можно установить связь между Кон и Кок. а также П0 и Пк в начале
и конце поддиапазона:
Кок kд (1 +а)
Кон = 1+аЬkд ;
(6-66)
Пк. kд (1 +аЬkд)
п;;= 1+а
(6-67)
Пользуясь этими уравнениями, коэффициенты включения можно
определить по следующей методике. Полагаем Пн = Птр и, используя
выражения (6-62) и (6-64), находим параметр
п
а = ----2!..... -
1
(6-68)
6fм11н
Считаем Кок = Knvcт и по формуле (6-66) определяем коэффициент
усиления Кон в нача.тiе поддиапазона. Подставляем полученное зна
чение Кон в формулу (6-17) вместо Ко и Птрlfмин= 11 3 .в в уравнение
(6-19). Так как параметры контура 11 и L определены условием обеспе
чения заданных полосы пропускания и диапазона рабочих частот (см.
§ 6-7), то в полученных двух уравнениях оказываются неизвестными
только р1 и р2• Их значения вычисляются по формулам (6-36).
118
Пример 8-7. Рассчитать каскад резонансного усилителя с двойным
автотрансформаторным включением колебательного контура по сле
дующим исходным данным: f м1111 = 150 кГц, f макс= 408 I<Гц, Птр_ =
= 9кГц,б=0,015,а=2,Еко=9В,lк=1мА,Ен=-5В,Л'/'=
= 30°С. В каскаде
используются транзистор П403 (f a. = 100 мГц)
и конденсаторы ПЕ'ременной емкости См1111 = 10 пФ и Смаке= 365 пФ.
В следующем каскаде используется транзистор П403 в том же
рt>жиме, что и в рассчитываемом каскаде.
Поскольку f макс< 0,04 fa. =
4 МГц, то согласно уравнениям
(4·2), (4-3), (4-4) и приложению 1 считаем постоянными проводимоrти
g11 = 0,7 мСм, g22 = 10 мкСм и У21 = 31 мСм. Остальные параметры
транзистора также берем из приложения 1: rб = 50 Ом, а0 = 0.98,
С11 = 160 пФ. С~= 10 пФ, С12 = 7,5 пФ, lко = 10 мкА. Полагаем
собственную емкость катушки 20 пФ, а сумму р~С1 + р2 С~ = 7 пФ
Определя2м параметры колебательного контура. Средняя емкость
подстроечного конденсатора согласно уравнениям (6-57) и (5-50) Сп=
365-2 732. 10
=
2,73~- I
20 - 7 = 18 пФ. По приложению 4 выбираем
конденсатор КПК-1, имеющий Смин = 6 пФ и Смnкс = 25 пФ. Согласно
формуле (6-54) максимальная эквивалентная емкость колебательного
контура Сз.макс = 365 + 18 + 20 + 7 = 410 пФ. Индуктивность кон
турной катушки определяем по формуле (6-60):
1
L= 6282·1,52·1010.410·10-12 0,0028 г.
Собственная проводимость колебательного контура на основании
уравнения (5-18) для начала диапазона
0,015
glъo= 6,28. 1,5. 105. 2,8. 10 3 5,7 • 10-е См
и для конца диапазона
0,015
2,1 •10-е См.
Вычисляем параметры элементов схемы питания согласно рис. 4-1
по формулам (6-6). Выбираем URф = 1 В.
Тогда
Rз= 30,98(9-1 -: - -5)0 1 30 3,17-103 Ом;
10- -10•10-D •2 ' •
выбираем по приложению 3 R3 = 3 кОм.
Rб=
(2- 1)(9- 1)
10-3-2. 10-5 . 20,1·30
9,5. J01;
выбираем по приложению 3 Rб = 9, 1 кОм.
R,
1,25 .3. 10з. 9,1 .1оз (2-1)
б= О,98·2·9,1·103-(2-1) (3· 103+9.1 ·103)
5,95 · 101 Ом;
выбираем по приложению 3 R(, = 6,2 кОм. По форму.~ам (6-15) нахо-
11.имG1= g12= 10-оСм иG2= G11+Rм2= 7•lo-4+1/Rб+1/Rб=
119
= 7·10 -4 + 1/9,1 · НР + 1/6,2· 103 = 1·10 -3 См. Вычисляем по формуле
(5-8)
Сэ;::::: 3 · 101·6.~~~ 1,5. 1оз = 3•6 · 10-в Ф;
по при.'!ожению З выбираем С3 = 0,036 мкФ.
Из уравнения (6-6)
1
RФ=
9_1
G50 Ом;
10-з+
103
6,2+9.1
по приложению 3 выбираем Rф = 620 Ом.
ПоформуJJе (6-7) СФ~(50+ rOO) 365= 18250+36500 пФ.
Из уравнения (6-8)
100
-
СФ~620·6,28· 1,5· 10 6 18 " 10 8 Ф;
по приложению 3 выбираем СФ = 0,22 мкФ.
Полагаем монтажную емкость входа следующего каскада См 2 =
= 5 пФ. Вычис.1яем по формуле (6-9) емкость
50. 1. rо-з
Сб~ 6,28· 1,5· 10" 5,4· 10 s Ф;
по приложению 3 выбираем Сб = 0,056 мкФ.
Коэффициент устойчивого усиления при kv = 0,9 на максима.1ь·
ной чacrore находим по формуле (6-32):
'1/ 2.0,9(1-0,9)31.10 3
Коуст=JI 6,28 ·4,08 ·10• · 7,5 ·10-12 = 17
•
Вычис.'!яем по формуле (6-68) параметр
9•103
а= О,015. 1,5. 10• 1
=
3
Поскольку в нашем случае согласно урявнению (6-65) Ь = 1,
то по формуле (6-67) находим полосу пропускания в конце диапа:юна:
п =9. 1оз. 2 73 (1+з· 2•73> 56,6. 1оз Гц.
к
'
l-j -3
Этой полосе согласно формуле (5-61) соответствует ЭI(ВИвадентное
затухание
56,5 • 103
бэ.1аs= 4,08
.
103=0,138.
При таком зятуха~1ии маI(С11мады1ый коэффициент уси.1ен11я опrс
дс,1яется из уравнения (6-25):
К
_
0,5.31. 10-з (i- 0,015 )-138
оп. макс- V10-0 • 1·10 3
0,l;\8 -
Так как это значение бо.'iьше Коуст. то расчет ведем на получение
в конце диапазона Ко = Коуст· Вычисляем по формуле (6-66) коэrрфи·
120
1+3· 1·2 73
ш1Рнт усиления в начале диапазона К011 = 17 - 2
--:73(l+~-Г = 14.~5.
Н11ходим на минимальной частоте поддиапазона коэффищ;енты ДJIЯ
!j:ормулы (6-36):
( 9·103
\
N =0,5 · 5,7 .10-е 2,25 · lОЗ 1;=8,54 · lo-u См
11
M=9· 10 3 ·5,7· J0-&.14,35
2,25. 103. 31. 10 3
°· 01053 ·
Следовател ыю,
8,542.10-12
-
101·0~~ ~ о,010532=0,082
10 10
u
11
... /
8,54. 10 6
-.
/ 8,5·12. 10 12
10°
Р2=V10-=з-=V 12.10
-
6-1
.
10 _ 3 0,010532=0,128.
Проверяем правильность расчетов. По формуле (6-19)
'
1о-;;
1•10-3 \
6ш0=0,015 ( 1+О,0822 5,7 . 10
_
8 +o.12s2 6;i:-1o-a-)=O,OЗ
и
(
1о- б
1.10-3
'
бэifJs=o,015 ,1+0.0822 2
•
1 . 10 8 +1,282 т.т-;-1о:в 1 =0.138,
что обеспечивает согласно уравнению (5-61) Птр = 6э 150 ; f... ш =
= 0,06 · 1,5· 105 = 9· 103 Гц. Из уравнения (6-17) для начала диапазона
0,082·О,128. 31 . 10-з
К015о= 0,0822 ·10 •+5,7·10 s+o,1282.1 .10 з 14 •4
11 ;~ля конца диапазона
0,082·О,128 · 31
· 10-з
Ко4•·9 = 0,0822 • 10 •+2.l · 10 s+о.128~2 .~1-.~1~0-з- 17 •2 •
•по достаточно близко к Коvст· Следовательно, коэффициенты включе
ния вычислены правильно. Ко3ффициент шума данного ус11.1ителя рас
счиrан в примере 6-5 .
Пример 6-8 . Расс•rитать каскад резонансного усилителя с двойным
автотра11сформатор11ым включением колебательного контура по сле
дующим исходным данным: f,11111 = 9,5 МГц, fм,1кс = 12 МГц, 6 = 0,015,
С, а·«·= 365 пФ, С". 111 = 10 пФ, cr = 2. Транзистор П403 <fa = 100 МГц).
Режимврабочеi'1точке/к= 1мА,/ко=10мкА,Ек= -5В,Еко=
= 9в, лr=зо0с.
Пользуясь данными приложения 1 по формулам (4-2) и (4-3) вы-
•1ис.111ем: g11 ;ы = О,7·10-3 [1+ 73(ito - O,o4)J = 3,5.10-з См;
g11 ,12 = 0,7 · 10-зr1+ 73 (l~ъ-0,04)1= 4,75·10-3 См; g22;9,, = 10 х
:х10-0 [ 1+ 61,5 и~~-0,04)]= 44·10-6 См; g2ы2= 10.10-0 [ 1+
121
+ 61,5 (il0 - 0,04 )] = 59.10-е См. Поскольку Тмин< 0,1 fa.. то со·
r.1асно уравнению (4-4) У21 ; 9 ,5 =31·10-8 См, а У21 ;12 = 31·10-8 [1 -
-
226 (Е--О1)]= 304·10-3 См
'
100
'
'
•
Из приложения 1 находим: С11 ;0 ,5 = 115 пФ; C11 ;i2 = 110 пФ;
С22= 10 пФ; С12= 7,5 пФ; й12=4·10-0 См.
Определим параметры контура. Полагая Скат= 3 пФ, piC1 +
+ р~С2 = 5 пФ и Сп= 20 пФ, согласно формуле (6-55) получим С.,.=
= 20 + 3 + 5 = 28 пФ. Для уменьшения коэффициента подди;па
зона с учетом заданных значений Смпкс и Смин по формуле (6-58) ВЫ·
числяем емкость последовательного конденсаrора:
с - (l,262-1)[28(365+I0)+365·10) +
посл -
2 [28+ 365 - 1,262(28+ 10)]
+
/
(1,262-1)2 [28(365+10)+365. 10)2 +
1 4 [28+365-1,262 (28+10)]2
=30,4 пФ.
28·365· 10(1,262-1)
+ 28+365-1,262 (28+10)
Поскольку эта емкость должна быть подобрана в процессе на·
стройки достаточно точно, то из приложения 5 выбираем полуперемен·
ный конденсатор типа КПК-2 (Смин = 6 пФ, Смаке = 60 пФ). Вы·
числяем по формуле (6-59)
С 28+ 20•4
.
365
56,1 пФ
э. макс=
30,4+365
н по формуле (6-60)
1
L= 6,282 ·9,52· 1012.56,l · lO 12= 5 ·10-е r.
Пользуясь выражением (5-18), находим:
5. 10-ъ См
11
0,015
е12= 6,28. 12.106. 5. 10 е
Режим транзистора полностью совпадает с данными примера
6-7, поэтому сопротивления резисторов R,, Rf,, R(, и Rф сохраняются
такими же.
Согласно формуле (6-15) G1;9 , 5 =44·10-0 См и G1;12 = 59· ю-сs См,
а
G2;9,s=3,5-э+ 9,1~10з + 6,/ 103 3,8· 10-Э См
и
G2: 12=4,75 .10 -s+ 9,1~10~ + 6,2 ~ 1оз =5 .10--з См,
121
Положим ky = 0,8, тогда для конца поддиапазона по формуле (6-32)
-. ! 2·0,8(1-0,8)30,4· 10 3
рассчитаем Коуст= V 6128 . 12
.
100.715.10 i2
4,2.
Так как минимальное значение полосы пропускания не задано,
то целесообразно выбирать коэффициенты включения из условия полу·
че11ия минимальной полосы. Положив в формуле (6-27) Ко= Коусн
получим для конца поддиапазона:
0,015. 12. 108
Пмин =-----',-; -:
1 =======--
2·4,2у59·10-8 ·5,0 ·10-11
0,21 . 108 Гц.
30,4. 10 3
Такой полосе пропускания из уравнения (5-61) соответствует эк
вивалентное затухание
0,21 . 108
6912= 12. 100 0,0175.
Коэффициенты включения вычисляем по формуле (6-25) для конца
поддиапазона:
-./ 4 -105(0,0175 )'
Р1к0= J1 2.59 ,108 \O,Ol5 -1 =0,242
и
"1 4·105 (0,0175 )
.
Рzко= JI 2·5,0 ·10 а 0,015 - I =О,О2бЗ.
Проверяем правильность расчетов. По формуле (6-19) для начала
поддиапазона
(
44. 10-8
3,8. 10-з)
бэы=О,015 l+0,2422 бО· IО d +О,02632 5 _1 0 ~ =0,0165
и для конца поддиапазона
(
59 • 10-8
5,0 · 10-з)
б,12 =0,015 1+О,2422 4 • 1О ~ +О,02632 4 . IO 5 =0,0175,
что и соответствует минимально возможной полосе пропускания. Со
гласно формуле (5-61) П9 ,5 = 0,0165·9,5· 108 = О, 158· 106 Гц и П12 =
= 0,0175· 12 · 108 = 0,209· 108 Гц. На основании уравнения (6-17)
0,242 · 0,0263 · 31
· 10-а
Ko;9,s= 5.10-~+0.2422.44.10 в+о,02532.3,s.10 а 3•6
и
0,242. 0,0263. 30,4. 10 -3
Ко; 12 = 4. 10 &+0,2422. 59. 10-е+о,2532. 5. ro-3
4•2
•
что подтверждает правильность расчета коэффициентов включения.
Положим монтажные емкости С"1 = С112 = 5 пФ. Тогда при выб
ранных коэффициентах включения вносимая в контур емкость дС89 =
= pfC1 + р~С2 в начале поддиапазона будет дС899 , 5 = 0,2422 (10 + 5)+
+ 0,0262 (115 + 5) = 0,96 пФ и в конце ПОДД'Иапазона дСвн12 =
= 0,2422 (10 + 5) + О,0'262 (110 + 5) = 0,957 пФ. Эrи значения меньше
тех, которыми задавались при расчете параметров контура. Поэтому
123
средняя емкость подстроечного конденсатора должна быть увеличена
на 4 пФ. Разница дС811м - дСвн12 = 0,96 - 0,957 = 0,003 пФ. За
счет этой разницы при точной настройке контура в конце подциапазона
расстройка контура в начале подциапазона будет !!fo- = 0,5 лg =
1 0,003
=-
2- "56,1 ""' 0,00003, что гораздо меньше <'1 3 • Следовательно, рас-
стройка контура окажется гораздо меньше половины полосы пропу·
скания.
Проверим для сравнения возможность использования параллельно
включенного конденсатора для снижения коэффициента подциапазона.
По формуле (6-57) вычнсляем
365- 1,262 •10
1,262-1
3-5=593 пФ.
На основании уравнения (6-54) определяем С3 .м1 кr. = 365 + 593 +
+ 3 + 5 = 966 пФ. Этой емкости из уравнения (6-60) соответсrвусr
индуктивность контура
1
L=6,282 ·9,5· 1012.955.10-12 о, 29 · 10-е Г.
Согласно табл. 6-1 эта индуктивность в десять раз меньше мини
мально допустимой, что не позволит получить хорошую добротность
катушки. Вычисляем проводимость контура по формуле (5-18):
O,Ol 5
-
866·10-еС
ge.~= 6,28 ·9,5 ·JO&•0,29.10 е -
ми
0,015
6,28. 12. J06. 0,29. 10 8 690 · 10-0 См.
Минимально осуществимая полоса пропускания (6-27) при задан
ном усилении зависит только от собственного затухания контура.
Поэтому она и эквивалентное затухаliие сохраняются в расчете прсж·
ними: П12 =0,21·108 Гц и <'lн 2 = 0,0175. Для их осуществления по
формуле (6-25) требуются коэффициенты включения, вычисленные
также на максимальной частоте:
-.! 690·10 о 10,0175 )
Р1 = J1 2."59-J()=6 \ 0,015- 1 = 1,02 и
-./
690.10 8(0,0175 )
Р2=JI 2·5 ·10-3 0,015 - l =O,ll.
Физически в рассматриваемой схеме можно осуществить р 1 ,,;;:;; 1.
Следовательно, в данном случае режим достижения П мин является
преде.11ьным. Если бы значение Смаке было больше 400 пФ, то такой
режим был бы неосуществим и нужное усиление Ко = Коуст на мак
симальной частоте было бы достигнуто при р1 = 1 и р2 = u, 11, а зна·
чит и при большей полосе пропускания, что ухудшило бы избиратель
ные свойства каскада.
В пентодных ламповых усилителях даже в декаметровом диапазоне
волн входная и выходная проводимости ламп значительно меньше соб
ственной проводимости колебательного контура. Поэтому формулы
124
(6-61) и (6-62) для данного случая можно записать так:
ко = P1P2SL
б roo
(6-69)
11
П=бfо·
(6-70)
Данные опыта показывают, что на декаметровых и более длинных
волнах при k, 1 < 3, затухание контура в пределах поддиапазона изме
няется не более чем на 20 - 30% . Поэтому значения Ко и П в поддиа
nазоне с увеличением частоты практически растут по линей110"1у за
кону. Для обеспечения максимального усиления следует выбирал,
р 1 = р2 = 1, т. е. выполнять полное включение колебательного ко11-
тура, что и характерно для ламповых усилителей.
Линейные зависимости Ко и П от частоты значительно облегчают
выбор параметров контура, если задана полоса пропус1<ашrя П 1 r·
В начале выбирают схему контура для обеспечения нужного пuддиапа
зона. Если k:i > 1,3 + 1,5, то используют схему с параллельным
ко1щенсаторо1\1 и находят нужное значение Сп по формуле (6-57), а если
kл ~ 1,3 + 1,5, то используют схему с последовательным конденсато
ром и находят его значение по формуле (6-58). После этого вычисляют
по формуле (5-18) экnивалентную проводимость контура. Если Птr >
> 8f м1111 , то определяют шунтирующее сопротивление, необходимое
для обеспечения заданной полосы пропускания:
gш=l/Rш=g(б7м~н -1).
(6-71)
В схеме с последовательным питанием анода (см. рис. 6-2) в каче
стве шунтирующего сопротивления обычно используют резистор утеч-
1ш сетки следующего каскада, т. е. берут Rg = R 111 • Если же Птр ~
~ бfмин• то заданную полосу пропускания получить не удастся, так
как колебательный контур имеет на минимальной частоте полосу шире
требуемой. В этом случае полагают Пми" = бfмин· Затем, приняв
р1 = р2 = 1, вычисляют по формуле (6-69) усиление в конце диапазона.
Если получится Ко ~ Коуст. то на этом расчет заканчивается. Если же
Ко > Коуст• то применяют неполное включение контура в анодную
цепь (р1 < 1) и, подставив в уравнение (6-69) значение Коуст вместо Кп.
находят необходимый коэффициент включения р1 • При наличии шун
тирующего резистора в формулу (6-69) подставляют вместо значения б
эквивалентное затухание колебательного контура
бэ =б (1 + l/gRш)·
(6-72)
В триод11ых ламповых усилителях выходная активная пров~цн
мость лампы согласно уравнению (4-12) в большой степени зависит
от внутреннего сопротивления лампы, которое для триодоп в десять
раз меньше, чем у пентодов. Эта составляющая выходной проводимо
сти лампы не зависит от частоты. Но триодные ламповые усилители
применяются, как правило, лишь в метровом и дециметровом диапазо
нах, в которых пходная и выходная проводимости лампы определяются
спецификой работы на СВЧ и существенно зависят от частоты. Поэтому
в указанных диапазонах частот этими проводимостями пренебрегать по
сравненшо с собственной проводимостью колебательного контура уже
нельзя.
125
Расчет подобных усилителе!! следует вести по методике расчета
транзисторных усилителей, рассмотренной в данном параграфе.
Пример 6-9 - Выбрать параметры каскада резонансного усилителя,
выполненного на лампе 6К4П, по исходным данным примера 6-7 . Из
приложения 2 находим параметры лампы: S = 4,4 мА/В, R; =
= 0,85МОм,Сgк=6пФ,Сак=3,5пФ,Cag= 0,0035пФ,Е8= 250В,
Eg2= 100В,Ego= -0,9В,1"= 10мА,/g2= 3мА,Б=25·Ht-t
мСм/МГц2• Положим Е80 = 280 В. Тогда согласно схеме, показанной
на рис. 6-2, по закону Ома
RФ= Е80 -Е8 280-250 3
.
103 Ом;
1а
102
по приложению 3 выбираем Rф = 3 кОм.
По формуле (6-13)
R
о.9
70 Ом·,
к (10+:п 10-3
по приложению 3 выбираем Rк = 68 Ом.
Находим по формуле (6-8)
ск--- _100
--
-
100
...
1,5 · 10-е Ф;
--!Rкrомин 68 · 6,28 · 1,5 • 10°
по приложению 4 выбираем Ск = 1,5 мкФ.
Пользуясь уравнением (6-14), находим
Rg2 = 2 . 31.0~0-~ 17. lоэ Ом;
по при:южению 3 выбираем R~2 = 18 кОм,
R• _ 280-100 20 1оз о
g'l- 3.3.10i
.
м.
По приложению 3 выбираем Rg2 = 20 кОм. Выходная проводимость
лампы f!; = llR1 = 1/0,86· Ю-6 = 1,18· 10 -6 См. В начале диапазона
она составляет всего 1, 18 · 1о-8/5,7 · lo-8 = 0,2 от собственной прово
димости контура. Поэтому ее шунтирующим действием на контур
можно пренебречь. В примере 6-7 согласно уравнению (6-55) С1: =
= 18+20+7=45пФ.Вламповомкаскадер1=р2= 1.Сохра
няя то же значение С1: для получения нужного kд из форму.~ы (6-55)
определим среднюю емкость подстроечного конденсатора Сп= С1: -
-
Скат - Сgк
-
Сак=45- 20
-
6 - 3,5 = 15,5 пФ. Подстроечный
конденсатор выбираем такой же, как в при~ере 6-7 .
Вычисляем по формуле (6-32) при ky = 0,9 1<0эффициент устой
чивого усиления
,/
2·0,9(1-0,9)4,4· 10-з
Коуст= V 6,28 •4,08 · 10° · 0,0035 · 10 12 297·
Поскольку Птр > бfмин = 0,015· 1,5· 105 = 2,25· 103 Гц,
числяем по формуле (6-71) сопротивление резистора
Rш=
126
1
( 9.103
5,7. 10-в \2,25. 10 ~
58,5 · 103 Ом,
ТО ВЫ·
так как Rк = Rw по приложению 3 принимаем Rg = 56 кОм. Сопро
тивление шунта оказалось в 15 раз меньше внутреннего сопротивле
ния лампы, что также подтверждает правильность принятого ранее
решения о пренебрежении действием внутрен11его сопротивления лампы
на контур. Согласно уравнению (6-9) Cg;:::::: (20 + 50) Свх = (20 +
50) (Сgк+ См)= (20+ 50)(6 + 5)-10-12 = (220+ 550)-12 Ф; из (6-10)
с>-
5о-
бО
950. 10 -12 Ф;
g ,_ ООм11нRg
-
6,28 ·1,5 •105·56 ·IОЗ
по приложению 3 выбираем Cg = \ООО пФ. Находим по формуле
(6-72) для начала диапазона
63150 =0,015 (1+ 5,7
.
10 61. 56
.
103 ) =0,06
и для конца диапазона
1
1
)
l\3108 =0,015\1+ 2, 1
•
106•56
.
103 =0,138.
Определяем из уравнения (6-69) для конца диапазона
1·1 ·4,4 ·10-з
Ко;4ов=
01138
2,8· 1О-а.5,28·4,08· \05=230.
Поскольку это значение меньше Коуст• то оставляем его за окон
чательное, ибо с полученными параметрами контура Коуст в ко11це
диапазона получить невозможно. В начале диапазона на основании
уравнения (6-69)
Ко: 1so
1. 1. 4,4. ~~;. 2,8. 10-з 6,28. 1,5. \05= 193.
Полоса пропускания в конце диапазона согласно формуле (5-61)
Л~сs = 0,138·4,08· 105 = 56· 103 Гц.
Пример 6-10. Рассчитать параметры каскада резонансного усн
л ителя, выполненного на лампе 6К4П, с режимом, принятым в примере
6-9, и по исходным данным примера 6-8 .
Поскольку режим работы лампы одинаков с режимом примера 6-9,
то элементы схемы питания Rф. Rк. Rgs и Rg2 сохраняются преж·
ними. Однако емкости конденсаторов С6 , Ск и Cg должны быть пере·
считаны по формулам, примененным в примере 6-8 .
Параметры колебательного контура сохраняем такими же, как
в примере 6-8 . Вычисляем при ky = 0,8 по формуле (6-32)
"1 2·0,8(1-0,8)4,4·!0 3
Коуст= V 6,28 · 12 · \08 ·0,0035 · 10-12 73·
В примерах 5-9 и 6-9 было показано, что даже при полном вклю
чении контура для заданного поддиапазона шунтирующим действием
выходной проводимости лампы и входного сопротивления лампы сле
дующего каскада на колебательный контур можно пренебречь. Поэ
тому во всем поддиапазоне будем считать б 3 = l\.
Согласно уравнению (6-69) в конце диапазона
1•1.4,4 •10-з .5 .1о-в
Ко;12=
O,OIS
6,28 • 12 • \06= 110.
127
Так как это значение больше Коуст. то принимаем неполное вклю·
ченяе анодной цепи JJампы к контуру: р1 = Коуст/К0 :12 = 73/110 =
= 0,66. Таким образом, К0 :12 = Коуст = 73, а согласно уравнению
(6-69) Ко:9 .5 = Ko;12/Kn = 73/1,26 = 58.
Полосу пропускания определяем по формуле (5-61): в начале диа
пазона П9 , 5 =0,015·9,5·106=0,142·106 Гц и в конце диапазона
П12 = 0,015· 12 = 0,18· IQll Гц.
Если для обеспечения требуемого kn применять параллельный
конденсатор, то согласно данным примера 6-8 индуктивность контура
равна 0,29· 10-6 Г. Полагаем р1 = р2 = 1 и по формуле (6-69) опреде·
1•1 ·4,4 ·10-з ·0,29. 10-е
ляем Ко; 12 =
O,Ol 5
6,28. 12 · 108=6,4.
Следовательно, в этом случае коэффициент усиления составит
лишь 9% Коvст· Поэтому при малых значениях kд в ламповых усили·
1елях паралJiельный конденсатор для снижения kn не используется.
Сравнение данных примеров 6-5 с 6-9 и 6-8 с 6-10 показывает,
что каскад лампового резонансного усилителя по сравнению с транзи·
сторным обеспечивает в 10-20 раз большее усиление при лучшей
избирательности. Но поскольку в транзисторных каскадах Ко >
> 4 + 5, то этого усиления обычно бывает достаточно для того, чтобы
коэффициент шума приемника определялся в основном усилителем
радиосигналов.
6-9 . УСИЛИТЕЛЬ С ТРАНСФОРМАТОРНЫМ ВКЛЮЧЕНИЕМ
ВХОДА СЛЕДУЮЩЕrо КАСКАДА
Согласно уравнению (6-15) в проводимость G2 схем с автотрансфор
маторным и емкостным включением входа следующего каскада входит
суммарная проводимость, определяемая параллельно включенными
резисторами Rб и Rб цепи питания базы. Эrи резисторы несколько
увеличивают входную проводимость каскада, что вынуждает умень·
шать коэффициент включения р2• Но в автотрансформаторной схеме
очень малые коэффициенты включения трудно обеспечивать с доста
точной точностью. В схеме с емкостным включением (см. рис. 6-1, б)
при настройке контура за счет изменения емкости коэффициент вклю
чения изменяется по диапазону, уменьшаясь с частотой. Эти недостатки
отсутствуют в схеме с трансформаторным включением входа следую
щего каскада (см. рис. 6-1, а). Здесь конденсатор Сб замыкает накоротко
резистор Rб для тока с частотой сигнала и тем самым соединяет ниж
ний конец катушки связи с шасси
В данной схеме катушка связи Lсв вместе с входной емкостью
следующего каскада С2 , значение которой определяется уравнением
(6-15), образует колебательный контур с резонансной частотой rосн =
=
l!V Lc 8 C2 • Эквивалентное затухание этого колебательного контура
получается достаточно большим благодаря сильному шунтированию
входной проводимостью транзистора следующего каскада. Для того
чтобы практически полностью устра1-111ть влияние этого контура на
характеристики каскада, частота rосн должна быть вне пределов диа
пазона перестройки и удовлетворять условиям rосп > 2СJ>макс иш1
rосн < 0,5 rомш~· Первое условие достигается соответствующим умень·
шением индуктивности катушки связи, а второе - уве,1ичением ин·
128
дуктивности Lсв или емкости С2 за счет подключения лобавnчного 1<011·
дснсатора параллельно к катушке связи.
Согласно уравнениям (5-48) и (5-47) коэффицие11т включения входа
следующего каскада к колебательному контуру р2 = MIL = k VLcnlL.
Его значение не зависит от частоты, поэтому расчет элементов схемы
каскада и выбор коэффициентов включения ведутся по методикам
§ 6-8 . Коэффициент связи между катушками и индуктивность катушки
связи выбирают так, чтобы обеспечить необходимые р2 и 00~ 0 •
6-10 . УСИnИтЕnь с ВНУТРИЕМКОСТНОЯ связью
СО ВХОДОМ СЛЕДУЮЩЕГО КАСКАДА
В усилителе рассматриваемого типа (см. рис. 6-1 , б) коэффициент
включения входа сJ1едующего каскада будет постоянен в диапазоне
•jастот лишь при настройке колебательного контура за счет изменения
индуктивности. При таком способе настройки выбор параметров схемы
11 коэффициентов включения выполняется по методикам, приведею1ым
в § 6-8, за исключением опр<.>деления эквивалентной емкости контура.
Она вычисляется по формуле
С'С
С,= С'+С.
(6-73)
Необходимый коэффициент включения р2 определяется выраже
нием (6-11). Вычисляя по этому выражению значение С' и подставляя
по.1ученное выражение в форму.~у (6-73), получаем:
С,=р2С.
(6-74)
Изменяя значение С и помня, что в него входит емкость С2 , опре
де.1яемая выражением (6-15), выбираем нужную эквива.1ентную ем
кuсrь контура, минимальное значение которой
(6-75)
Определив указанным способом С, и С, из формулы (6-11) нахо
дим емкость конденсатора С', а по соответствующим значениям ча
стоты и емкости С, вычисляем значения Lм11н и Lм3 кс• пользуясь фор
мулой (6-60).
При настройке колебательного контура за счет изменения емкости
конденсатора С коэффициент включения р2 увеличивается с ростом
частоты. Поэтому согласно выражению (6-62) полоса пропускания
более резко возрастает с частотой, чем в усилителях с автотрансформа
торным и трансформаторным включением входа следующего каскада.
Естественно, что избирательность каскада при этом в конце диапазона
может оказаться недостаточной (см. данные примеров 6-6
-
6-9).
Кроме того, из-за большой емкости С2 в транзисторных каскадах трудно
получить большой коэффициент поддиапазона. Поэтому такой вариант
усилителя практически не применяется.
Если переменной сделать емкость конденсатора С', то с ростом
частоты коэффициент включения р2 будет уменьшаться, что, как и в слу
чае ВЦ с внутриемкостной связью (см. § 5-8), позволяет получить ма
лое изменение полосы пропускания в диапазоне частот. Но коэффи
циент усиления может при этом уменьшаться с частотой, если третье
слагаемое в знаменателе выражения (6-61) будет сравнимо с двумя
5 Бобров Н. В.
129
первыми или больше их. Кроме того, для осуществления такой схемы
ротор конденсатора С' не должен соединяться с шасси. Это потребует
соответствующей переделки блока конденсаторов при одноруче•1нqй
настройке. К тому же наличие последовательной емкости конденсатора С,
естественно, снижает пределы перестройки колебательного контура.
Из-за отмеченных недостатков данный вариант УРС также приме
няется крайне редко.
6-t1. МНОГОДИдПдЗОННЫЕ УСИЛИТЕЛИ
В многодиапазонных УРС для настройки колебательных контуров
разных поддиапазонов, как правило, используют один конденсатор
переменной емкости. Катушки индуктивности и все сопрягающие
элементы, обеспечивающие нужный kд, выбирают для каждого поддиа
пазона отдельно. Это в значите,,1ьной степени облегчает налаживание
150 lf.08 525 li05
frp кГч
Рис. 6-11 .
приемника, так как колебательные контуры разных поддиапазонов
получаются независимыми. Применение малогабаритных катушек
с магнитными сердечниками позволяет даже в километровом диапазоне
иметь малые размеры элементов колебательного контура, а экраниро
вание катушек позволяет размещать катушки разных под.диапазонов
достаточно близко друг от друга при допустимом взаимном влиянии
(«неработающие» катушки обычно замыкают накоротко), сущность
которого рассмотрена в § 5-8 .
Коэффициент устойчивого усиления (6-32) убывает с ростом ча
стоты. При примерно равных kд индуктивность контурных катушек
уменьшается по мере повышения рабочих частот отдельных под.диа
пазонов обратно пропорционально квадрату частоты (6-60). А это
согласно уравнению (6-61) приводит к снижению усиления каскада
на более высокочастотных под.диапазонах. Поэтому коэффициент уси
ления многодиапазонного резонансного усилителя обычно изменяется
в соответствии с кривыми, изображенными на рис. 6-11 сплошными
линиями. Коэффициент передачи ВЦ в более длинноволновых под.диа
пазонах также получается большим, поэтому усиление сигнала в радио
тракте на крайних поддиапазонах может существенно различаться,
что приводит к значительному изменению чувствительности приемника.
Для выравнивания чувствительности обычно снижают усиление в низ
кочастотных под.диапазонах та1<, чтобы изменение коэффициента
усиления соответствовало графикам, показанным на рис. 6-11 штрихо
выми линиями. Достигают этого чаще всего соответствующим умень-
1ЗО
шением одного из коэффициентов включения (обычно р1). Такое вырав·
нивание усиления, кроме того, облегчает работу системы автоматиче·
t!Кой регулировки усиления.
·
Если два соседних поддиапазона граничат друг с другом, как это
имеет место для третьего и четвертого поддиапазонов на рис. 6-11,
то их граничные частоты выбирают с небольшим перекрытием. Это необ·
ходимо для того, чтобы из-за разброса параметров элементов колеба·
тельного контура между поддиапазона~ш не образовался «провал».
Разброс параметров элементов колебательных контуров получается
как за счет погрешностей прн изготовлении катушек и конденсаторов,
так и за счет влияния температуры на индуктивность катушек и емкость
конденсаторов. Считается удовлетворительным, если смежные край
ние частоты соседних поддиапазонов отличаются на 2 -3% от граничной
частоты f ге между ~оддиапазонами. При ~том для обеспечения гаран
тнрованнои настроики на заданные краиние частоты поддиапазонов
их минимальную частоту уменьшают на 2 - 3%, а максимальную
увеличивают на 2 - 3% заданных значений. Это, естественно, требует
увеличения коэффициента kд каждого поддиапазона на 4 - 6%.
Переключение всех сменных элементов колебательного 1юнтура
при переходе с одного поддиапазона на другой в современных приемни·
ках осуществляется общим для всех колебательных контуров радио·
тракта и гетеродина переключателем поддиапазонов (см. § 14-3, 14·5).
6·12 . КдСКОДНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
Как указывалось в § 4-1, в усилительном каскаде можно приме·
нять электронный прибор, включенный по схеме с общей базой (сеткой).
Выясним качественно особенностн работы такого каскада.
Рассмотренные ранее прнмеры показывают, что нагрузочная про·
водимость, т. е. эквивалентная проводимость У 3 = Ун колебательного
контура, как правило, значительно больше выходной проводимости
транзистора (лампы). Если представить на рис. 4-4 для схемы с обще!\
базой проводимость Ун включенной между .точками а - б, то очевидно,
что ток генератора сигнала (У21 - У12) U8 x может замыкаться, про·
текая через три параллельно включенные ветви: У22; У11 и (У11 +
+ У12); Ун и (Ун+ У12). Большая часть тока потечет, естественно,
через ветвь с большей проводимостью. Из указанных ветвей таковой
будет ветвь, состоящая из последовательного соединения проводимо·
стей Ун и (Ун+ У12). Таким образом, почти весь ток генератора
(У21 - У12) Ивх. т. е. почти весь выходной ток электронного прибора,
будет протекать через входную цепь каскада. За счет этого в каскаде
образуется очень сильная обратная связь. Выходной ток каскада,
проходя по его входной проводимости, создает на ней напряжение
обратной связи. Анализ показывает, что фазовые соотношения этой
обратной связи таковы, что она является отрицательной. Благодаря
этому входная проводимость каскада с общей сеткой становится очень
большой и в ней появляется составляющая, равная проводимости
У21, т. е. Уах.об= У11+ У21+ У22( 1+ ;~К). Но так как для тран·
зисторов и ламп У21 ~ У11 ~ У22 , то в первом приближении можно
считать, что
Увх. об""=' У21+У11•
6*
(6-76)
131
Таким образом, каскад с общеii базой (сетко/1) обладает во много
rаз большей входной проводимостью по сравнению с каскадом с общи~,
эмиттером (катодом) и, следовательно, очень сильно шунтирует своl\·
входной колебательный контур, ухудшая его резонансные свойства.
Даже в конце декаметрового диапазона волн, когда входная nроволи
мость транзисторов становится весьма большой, применительно к дан
ным примера 5-8, для сохранения той же эквивалентной добротности
контура ВЦ пришлось бы уменьшить коэффи11иент включения р2 u
V1 Y21 l+g11 = v(31+4,75)10-3
475103
2,8 ra1a;
gll
'
.
-
согласно уравнению (5-49) во столько же раз уменьшился бы коэффи
циент передачи ВЦ. При прочих равных условиях (при одиншшuых
транзисторах) согласно уравнению (6-3) за счет меньшей входной про
водимости коэффициент усиления по мощности у каскада с общим эмит-
1ером (катодом) будет существенно больше, чем у каскада с общей
базой. Выходные проводимости транзисторов (ламп) в обеих схемах
практически одинаковы.
Если согласно рис. 4-2, б (или рис. 4-3, б) в схеме, изображенной
на рис. 4-4, к точкам а - б подключена нагрузочная проводимость
У"' то междуэлектродной проводимостью, связывающей выход и вход
каскада и способной образовать вредную положительную обратную
связь, будет проводимость У22 + У12• Проведя анализ условий устой·
чивой работы каскада, аналогично приведенному в § 6-5, для каскада
с общей базой можно получить формулу коэффициента устойчивого
усиления (3, 4, 24)
Коуст. об""" 2 ( 1-ky) 1 У21 l/Ь21.
(6-77)
Сравнение этого значения с формулой (6-31) показывает, что кас
кад с общей базой (сеткой) обладает большим устойчивым усилением.
Физически это объясняется отмеченной выше сильной отрицательной
обратной связью по току. С этой точки зрения каскад с общей базой (сет
кой) выгоднее применять в диапазоне метровых и более коротких волн.
Однако коэффициент шума каскада с общей базой получается не
сколько больше, чем у каскада с общим эмиттером. У ламповых каска
дов с общей сеткой и общим катодом коэффициент шума практически
одинаков.
Проведенное сравнение свойств каскадов с общим эмиттером (като
дом) и общей базой (сеткой) вызывает, естественно, желание создать
такую комбинированную схему усилителя, которая сохраняла бы
хорошие ка•1ества и не имела отрицательных свойств этих каскадов.
Так, было бы желательно иметь коэффициент устойчивого усиления как
у каскада с общей базой и входную проводимость как у каскада с общим
эмиттером. Такие схемы существуют и характеризуются тем, что в од
ном каскаде используется л:за транзистора (лампы). При этом нагрузкой
первого каскада является входная проводимость второго. Такие схемы
принято называть к а с к од н ы м и. На рис. 6-12 приведена схема
одного из вариантов каскодноrо усилителя, обладающего наилучшими
характеристиками по сравнению с другими возможными вариантами.
Первый транзистор Т1 включается по схеме с ОЭ, благодаря чему по
лучается малая входная проводимость усилителя. Второй транзистор Т2
включается по схеме с ОБ, что обеспечивает большой коэффициент
устойчивого усиления (у Т2 ошибочно перепутано обозначение эмит-
132
Т1'(1а и колд('Ктора). По постоянному rоку транзисторы вкдючены по·
сдедовате.~ьно. Это требует большего напряжения источника питания
((ii:mee 2Ек). Но поскольку для Dыходных каскадов приемника нужны
источники питания с напряжением 9 - 12 В, то этого бывает доста
точно для пиrания высокочастотных транзисторов каскадного уси.~и
тедя. Однако можно составить схему и с параллельным включением
транзисторов по постоянному току, хотя она будет несколько сложнее.
Оценим усилительные и шумовые свойства каскадного усилителя,
рассматривая его как два последовательно включенных каскада. Паrа·
метры первого каскада обозначим цифрой 1, а второго цифrой 2. Нагруз
кой первого транзистора является входная проводимость второго.
?ис. 6-12.
Согласно выражению (6-76) g8 x2 "" 1 У21 •2 1 ·t - g11 , 2 • СледоDательно,
коэффициент усиления первого каскада К0 , 1 = 1 У21 :i 1/ 1 Ун~ 1=
= 1 У21 :i !/ 1Уих2 1. При одинаковых транзисторах К0,1 < 1, так как
проводимость Уих2 кроме У21 ; 2 включает в себя еще У11 ; 2• Благодаря
этому работа каскада будет устойчивой, ибо обратная связь при Ивых <
< Unx очень слаба. Второй каскад имеет усиление К0:2 = 1У21 ;2 1/ 1У112 1.
Общее усиление схемы
!у21; 1i1у21; 21 1у21; 11
Ко;12=Ко;1Ко;2= iY iiY , = iY 1
21;2 н2I
112
Иначе говоря, по усилению каскадный усилитель эквивалентt>н
однокаскадному усилителю с проводимостью прямой передачи первого
транзистора и с нагрузкой второго. Последняя может быть взята срав
нительно малой, если в следующем каскаде применить схему с общим
Э\lиттером.
Согласно выражению (4-64) коэффициент шума усидите.1я Ш12 -=
= Ш1 + (Ш2 - 1)/Кр 1• Коэффициент усиления по мощности первого
кас1<а;~.а согласно уравнению (6-3)
к -К' ~ Rc~? ~[ IY21;1 \ ]2 IY21:2i
PI- 0·1~
-
у
•
'
gвxl \ 21;2 1
gиxl
При одинаковых транзисторах Кр 1 >- 1, так как 1 }'21 1 >- gвх >
>g11 Но так как ПJ,1, "" Ш,2,, то Ш12 "" Ш,1,, значит коэффициент
шума схемы практически равен коэффициенту шума первого каскад:~.
Анализ показывает, что рассматриваемая схема каскадного уси.~ 11-
теля по устойчивости эквивалентна каскаду с общим эмиттером, у кото
рого проводимость У12"3с"" У12 (У12 + У22)/У21 < У12, что и обеспе
чивает больший коэффициент устойчивого уси.1ения. Подобный каска.~
133
имеет коэффициент устойчивого усиления почти такой же, как у двух
последовательно включенных каскадов с общим эмиттером. Поэтому
рассмотренный каскадный усилитель применяют в УРС диапазона
метровых волн.
В ~ 4-2 и 4-3 отмечалс>сh, что активная входная проводимость поле
вых транзисторов и уровень шумов значительно меньше, чем у дрей
фовых транзисторов. Поэтому полевые транзисторы бо.'!ее выгодно
применять в первом каскаде каскодного усилителя, используя во
втором каскаде дрейфовый транзистор, включенный по схеме с общей
базой и обеспечиваюший наибольший устойчивый коэффициент уси.1е
ния. В этом случае можно получить меньший коэффициент шума кас-
1<1ща. Кроме того, весьма низкая активная входная провод11моrть по
.1евого транзистора значительно меньше шунтирует избиратс.1ьную
систему, включенную на входе каскодного усилителя, что позволяет
существенно повысить коэффициент усиления и избирательность тракта
радиосигнала приемника. В разработк:~х новых приемников начинают
использовать такие каскодные усилИlели не только в тракте про:.<ежу
точной частотtd, но и в усили1елях радиосигна.'!а. lледует отметить,
что HR частоте 465 кГа коэффициент шум~~ подобного каскадного усили-
1еля получается не более 1,4-1,5. Это согласно данным примера 6-6
в полтора раза меньше, чем у каскада с дрейфовым транзистором типа
П403. Так как активная входная провпдимоrть по.'!евых транзисторов
меньшt-, чt>м у электронных ламп, то, применяя каскодный усилитель
с полевым транзистором в качестве первого каскада приемника, можно
получить коэффициент передачи входной цепи таким же, как в лампо
вом приемнике. Он оказывается примерно в 15-20 раз больше, а полоса
пропускания входной цепи примерно в 1,5 раза уже, чем в транзистор
ном приемнике с дрейфовыми транзисторами (см. данные примеров
5-8 и 5-9).
Согласно выражению (6-47) коэффициент шума лампового каскада
уве.1ичивзется с ростом сопротивления резистора Rш· С целью снижения
коэффициента шума приемника выгодно было бы применить в первом
каскаде триод вместо пентода, так как его шумовое сопротивление
(4-52) в четыре-пять раз меньше, чем у пентода (4-53) с той же крутизной
характеристики. Но у триодов емкость C,g в 100-1000 раз больше,
чем у пентодов. Поэтому коэффициент устойчивого усиления триодного
каскада r.удет в 10-30 раз меньше, чем у пентодного. Использование
каскодного усилителя на триодах, включенных по схеме общий катод -
общая сетка, позволяет согласно сказанному ранее получить коэффи
циент шума, равный коэффициенту шума триодного каскада, и устой
чивый коэффициент усиления, практически равный уrиленню пентод
ного каскада. Именно благодаря этому во всех телевизионных прием
никах первого н второго классов первый каскад выполняется по кас
кодной схеме на специальных двойных триодах с достаточно большой
крутизной первого триода (для снижения Rш) и сравнительно малой
емкостью Сак второго триода (для повышения Коуст)·
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ ДЛЯ ПОВТОРЕНИЯ
1. Каково основное назначение и функции УРС в приемню<е?
2. Назовите и дайте определения основных характеристик УРС.
3. Какими ус.'!овиямн опреде,1яется выбор параметров резисторов
и конденсаторов, входящих в цепи питания транзистора (лампы) кас
када УРС?
134
4. Нарисуйте эквивалентную схему каскада резонансного усили•
телн и объясните принцип ее составления.
5. Как влияют на эквивалентные параметры колебательного кон
тура коэффициенты включения? Какими формулами оценивается это
влияние?
6. Какими параметрами эквивалентной схемы и по каким зависи
мостям определяются резонансный коэффициент уси.'!ения и эквива
лентное затухание колебательного контура каскада резонансного
усилителя?
7. Как выбираются коэффициенты включения для получения
максимального усиления при заданной полосе и минимальной полосы
при заданном усилении?
8. Каковы причины обратных связей в каскаде резонансного уси
лителя?
9. В чем различие влияния на параметры каскада положительной
н отрицательной обратных связей?
10. Какими параметрами и при какой зависимости определяется
входная проводимость каскада резонансного усилителя?
11. Каково определение коэффициента устойчивого усиления кас
када? От каких параметров и каким образом он зависит?
12. Какие параметры и по каким зависимостям определяют коэф
фициент шума транзисторного и лампового каскадов?
13. При каких условиях можно получить минимальный коэффи
циент шума каскада? В каких диапазонах волн целесообразно их
реализовывать?
14. Каковы условия получения в комплексе хороших усилительных,
избирательных и шумовых характеристик ВЦ и каскада УРС? По каким
параметрам для этого следует выбирать электронный прибор?
15. Из каких условий выбирается коэффициент поддиапазона?
Какими параметрами схемы каскада он определяется?
16. Каковы способы снижения коэффициента поддиапазона? Дайте
им сравнительную оценку.
17. Каковы зависимости коэффициента усиления и полосы про
пускания от частоты настройки в транзисторном и ламповом каскадах
резонансного усилителя с двойным автотрансформаторным включением?
Что определяет характер этих зависимостей?
18. В чем преимущества и недостатки трансформаторного и емкост
ного включения входа следующего каскада к колебательному контуру
по сравнению с автотрансформаторным?
19. Для каких целей и каким способом выравнивается коэффициент
усиления поддиапазонов в многодиапазонном приемнике?
20. Проведите сравнительную оценку свойств усилителей по схеме
с общим эмиттером (катодом) и общей базой (сеткой).
21. Какие схемы усилителей называются каскадными? В чем их
основные преимущества? Каковы области их применения?
ЗАДАЧИ
6-1 . Каково ослабление при расстройках 10 и 50 кГц в начале
и конце диапазона для усилителя примера 6-7 и при расстройках 10
и 200 кГц для усилителя примера 6-8?
Ответ: дляпримера6-7:2,45и35вначале,1,39и206вконце
диапазона; для примера 6-8: 1,005 и 2,74 в начале, 1,005 и 2,27
в конце диапазона.
135
б-2. Опреде.~ить коэфф1щиент усиJ1е11ия и полосу пропуска1111п
юкка,1а, рассчитан1югu в примере 6-7, если принять р1 = р2 = 1.
Ответ: 2В,В и П>150 кГц в начале диапазона;
~В.В и П > 40В кГц в конце диапа~она (6 9 > 1 для всеrо диапазона).
6-.З. Вычислить коэффициент усиления и полосу пропускания
каскада, рассчитанноrо в примере 6-В, если считать р1 = р2 = 1.
Ответ: О,ВиП>9,5МГцвначаледиапазона;0,63иП>12МГц
в конце диапазона (6 9 > 1 во всем диапазоне).
6-4 . Каково максимальное уси.1ение в каскаде резонансного уси
лителя, выполненного на транзисторе П403 по схеме с общим эмиттером,
ffa частоте 21,5 МГц при минимальной полосе пропускания 0,52 МГц,
если собственное затухание контура 0,012? Наrрузочная проводимость
равна входной проводимости каскада. Рабочая 10чка транзистора
и схема каскада соответствуют примеру 6-В, kv = О,В.
Ответ: 2,1.
·
6-5. Решить задачу 6-4 для транзистора П411.
Ответ: 6.
6-6 . Найти коэффициент устойчивоrо усиления каскада УРС для
12-ro канала телевизионного приемника (/0 = 226 МГц). Каскад вы
полнен на высокочастотном пентоде 6К4П при ky = О,В.
Ответ: 16,В.
6-7 . Можно ли для условий задачи 6-6 обеспечить минимальный
коэффициент шума при согласовании?
Ответ: нет.
6-8 . Определить коэффициент шума при согласовании для усло
вий задачи 6-6 при ggк :> g?
Ответ: 23,6.
6-9 . Вычислить коэффициент устойчивого усиления каскодного
усилителя, выполненного на двойном триоде 6Н23П, при ky = О.В
для условий задачи 6-6 (подобный каскад служит УРС в телевизорах).
Ответ: 3,33.
6-10. Можно ли для условий задачи 6-9 обеспечить минимальный
коэффициент шума при согласовании?
О т в е т: можно (на пределе).
6-11. Найти минимальный коэффициент шума при соrласовании
по условиям задачи 6-9 .
Ответ: 10.
rn.t.BA7
УСИЛИТЕЛИ НдПРSIЖЕНИSI
ПРОМЕЖУТОЧНОМ ЧАСТОТЫ
7-i. НАЗНАЧЕНИЕ, КЛАССИФИКАЦИЯ
И ОСНОВНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ
Усилители напряжения промежуточной частоты (УНПЧ) в супер
гетеродинномприемникеслужатдляусиления выходного
сигнала преобразователя частоты. Частотаэтого
сигнала называется промежуточной, поскольку она занимает проме
жуточное положение между несущей частотой принимаемоrо сигнала,
136
на которую настроены резонансные системы радиотракта, и частотами
модуляции, определяющими полосу пропускания низкочастотного
тракта приемника. Нагрузкой последнего каскада УНПЧ является
детектор.ВторойфункциейУНПЧявляется обеспечениеизби
рательности по соседнемуканалу. Промежуточная
частота обычно постоянна, что позволяет применять в каскадах УНПЧ
двухконтурные и многоконтурные избирательные системы, обладающие
ма.%1м коэффициентом прямоугольности (5-9). Благодаря этому удается
обеспечивать большое ослабление сигналов соседних каналов даже
при сравнительно малых расстройках.
В современных супергетеродинных приемниках большая часть
усиления сигнала приходится на тракт промежуточной частоты, поэтому
УНПЧ, как правило, имеет несколько каскадов.
Усилители напряжения промежуточной частоты можно классифи
цировать по нескольким признакам. В зависимости от типа применяемых
э.1ектронных приборов они бывают транзисторными и ламповыми.
По виду испо.1ьзуемых избирательных систем эти усилители разделя
ютсяна:одноконтурные- резонансные,когдавкаж
дом каскаде имеется один колебательный контур и контуры разных
r<аскадов настроены на одну (промежуточную) частоту; о дн о к о н ту р
ные- расстроенные,когдакаждыйкаскадявляетсярезонанс
ным, но резонансные частоты разных каскадов выбираются (в пределах
полосы пропускания усилителя) различными; усилители с д в у м я
связанными контурами, когдавкаждомкаскадеи:~бира-
тельная система состоит из двух связанных контуров; усилители
с фильтрами сосредоточенной избирательно
е т и (ФСИ), когда избирательная система каждого каскада состоит
нз трех и более связанных колебательных контуров или других коле
бательных систем.
Избирательные системы, обладающие кривой избирательности,
по форме близкой к прямоугольной, в радиотехнике принято называть
полосовыми фильтрами, таккаконипрактическипро
пускают сигналы в определенной полосе частот. Поэтому усилители
с такими избирательными системами часто называют п о л о с о в ы м и
усилителями.
Если полоса пропускания усилителя составляет менее 5-7% его
средней (промежуточной) частоты, такие усилители называют узко
полосными, а усилители, имеющие большую полосу пропускания, -
широкополосными. Так. в радиовещательных приемниках УНПЧ
нвляются узкополосными, а в канале изображения телевизионных
приемников - широкополосными.
Рассмотрим основные характеристики УНПЧ.
1.Средняя частота foполосыпропусканияравнапро
межуточной частоте. Средняя частота зависит от типа приемника и
находится в пределах от сотен килогерц до десятков мегагерц.
2.Коэффициентусилениянасреднейчастоте
·полосы пропускания
Ко= Ивыхт!И вхт·
(7-1)
При определении Ко полагают несущую частоту немодулирован
ного сигнала равной средней частоте полосы пропускания. В совре
менных приемниках УНПЧ имеют коэффициент усиления от сотен
до сотен тысяч.
3.Полоса пропускания определяетсяприослаблении
1,41 или 2 (ддя профессиональных приемников и часто для ФСИ).
137
Для УНПЧ современных приемников она изменяется от сотен герц
(у телеграфных приt>мников) до единиц и десятков мегагерц (у телеви
зионных и импульсных приемников).
4. Изб и р ат ел ь но ст ь УНПЧ может оцеииваться как
ослаблением при заданной рассгройке, так и коэффициентом прямоуголь
ности.
5. К о эф фи ц иен т шум а. Малый коэффициент шума
в УНПЧ особенно важен для приемников без УРС, так как в этом случае
УНПЧ в значительной степени определяет чувствительность приемника.
6.Степень искажений сигнала задаетсянаосно
вании допустимого уровня искажений для всего приемника.
7. У ст о й ч и n о с т ь работы характеризуется стабильностью
основвых параметров усилителя и в первую очередь формы кривой
избирательности, полосы пропускания и коэффициента усиления.
7·2 . МНОГОКдСКдДНЫА РЕЭОНдНСНЫА УСИЛИТЕЛЬ
Если в усилителе последовательно включены несколько каскадов,
то его результирующий коэффициент усиления, очевидно, будет ра·
вен произведению коэффициентов усиления каскадов:
п
Коус=Ко1Ко2 ".Коп= П Ко/•
1=1
(7-2)
Аналогично ослабление сигнала при расстройке Лf в усилителе
определится также произведением соответствующих ослаблений в каж
дом каскаде:
и
п
dyc=d1d2 ••. dn= П d1.
i=I
Если все каскады идентичны, то
Коус=К~кас
(7-3)
(7-4)
(7-5)
Последняя формула с учетом выражения (5-2) позво.1яет записать
уравнение обобщенной резонансной кривой и.1и кривой избирате.1ь
ности п-каскадного резонансного усилите.~я с одинаковыми каскадами:
(7-6)
Следовательно, обобщенную кривую избирательности п-касJСад
ного резонансного усилителя с идентичными каскадами можно полу·
чить из обобщенной кривой одиночного контура (см. рис. 5-1, кривая/),
возводя поочередно ее ординаты в п-ю степень. Чем больше число
каскадов, тем уже будет обобщенная кривая избирательности. При эrом
форма кривой несколько меняется: средняя часть получается более
плоской, а боковые ветви становятся более крутыми. Действительно,
при малой расстройке, когда d1 = 0,9, di = 0,92 = 0,81 отличается
от di всего на 11 %. При большой р~rстройке, например при d2 = О, 1,
dj = 0,1 2 = 0,01, что в десять раз меньше d2 • Благодаря этому коэффи·
138
циент прямоугольности кривой избирательности с увеличением числа
каскадов уменьшается. Так, значение Knio при двух каскадах (см.
табл. 5·1) равно 4,8, а при четырех - 3,4. Дальнейшее увеличение
числа каскадов дает незначительное уменьшение коэффициента прямо·
угольности и нецелесообразно с целью улучшения избирательности
(см. рис. 5-3).
Поскольку с увеличением числа каскадов кривая избирательности
усилителя сужается, то уменьшается и его полоса пропускания. Под·
ставим в формулу (7·6) выражение обобщенной расстройки (5-3), спра·
ведливое для малых относительных расстроек, и решим это уравнение
относительно абсолютной расстройки:
2Лfd=б3fo У';tdi-1.
(7-7)
Для полосы пропускания на уровне d = 1,41 имеем:
где функция
Лус =бзfо У~'1,412 -1 =Пкас/'l'1(n),
('!1- )-05
'l'i(п)= J' 2 -1
'•
(7·8)
(7-9)
Значения этой функции для различного числа каскадов приведены
в табл. 5-1 .
Чтобы полоса пропускания усилителя при увеличении числа
каскадов сохранялась постоянной, расширяют полосы пропускания
контуров Пк отдельных каскадов, т. е. увеличивают их эквивалентное
затухание. Увеличивать затухание колебательных контуров можно
за счет шунтирования их внешней проводимостью. Так приходится
делать в ламповых каскадах из-за очень малых входных и выходных
лроводимостей ламп. Но при этом согласно выражениям (6-17) и (6-69)
коэффициент усиления каскада уменьшается.
В транзисторных каскадах затухание колебательных контуров
выгоднее повышать за счет увеличения коэффициентов включения, что
приводит к некоторому повышению коэффициента усиления одного
каскада. Сказанное подтверждает анализ уравнений (6-17) и (6-19).
Действительно, пусть при постоянных L и С, требуется увеличить
эквивалентное затухание с fJ 3 до б~ = Бб3•
Будем полагать, что это условие достигается при одинаковом
относительном повышении коэффициентов включения каскадов с р1
дор~иср2дор;,т.е.приP-UPi =PVP2= В. Тогда на основании
выражения (6-19) можно записать: О [1 + (p~)2G1 /g + (p~)2G2/g] =
= бБ (1 + pfG1 /g + pjG.,Jg). Это уравнение легко привести к виду
(82 - Б)(piG1/g+p~G2tg)= Б - 1. Так как Б >1, то данное урав·
ненне выполнимо лишь при 8 2 > Б, т. е. при pfp;IPJp2 > Б. Значит,
при подобном способе увеличения затухания знаменатель выражения
(6-17) увеличится в Б раз, а числитель в 8 2 раз, что и характеризует
повышение усиления каскада. Отмеченная особенность требует различ·
ноrо подхода к выбору параметров каскадов в ламповом и транзистор·
ном многокаскадных резонансных усилителях.
В § 6-4 было показано, что при заданной полосе пропускания
каскада резонансного усилителя его наибольший коэффициент уси·
ления получается при выборе коэффициентов включения по формуле
(6-25). Этим следует руководствоваться при расчете многокаскадного
резонансного усилителя, если максимальный коэффициент усиления
(6·26) не превышает устойчивого значения (6·32).
139
При смене транзисторов (Jiамп) будет изменяться эквивалентная
емкость контуров усиJiителя на некоторую величину ЛС. В резонансном
усилителе в контур входят две междуэлектродные емкости: выходная
С22 - транзистора данного каскада и входная С11 - следующего кас
када. СJiедоватеJiьно, при одинаковых транзисторах в каскадах макси
мальное изменение эквивалентной емкости
ЛСмакс = pJ ЛС11 +Pi ЛС22,
(7-10)
где ЛС11 и ЛС22 - наибольшие отклонения емкостей транзисторов
(.~амп) от их среднего (паспортного) значения. За счет этого контуры
могут оказаться расстроенными относительно резонансной (промежу-
1оч11ой) частоты, что приведет к деформации формы кривой избиратель
ности усилителя, а следовательно, и к увеличению полосы пропускания.
Кроме того, может уменьшиться коэффициент усиления усилителя.
Чтобы изменения указанных параметров усилителя были допустимыми,
нужно иметь достаточно большую эквивалентную емкость колебатель-
1юго контура, при которой приемлемая относительная расстройка
контура 1'1flf0 была бы больше значения О,5ЛС/С3 • Анализ этого во
проса показывает, что изменение полосы пропускания и коэффициенга
усиления усилите.1я будут меньше 10%, если выполняется неравенство
[3, 8, 26, 35]
'_
fn
7
Сэ ~ ЛСмакс П 61 (n),
( -11)
ус
где 81 (п) - функция, зависящая от числа каскадов. Ее значения при
ведены в табл. 5-1.
В УНПЧ радиовещательных и радиолюбительских приемников
коэффициенты включения обычно редко превышают значения
Р1~0,4 и Р2~0,4
(7-12)
Эти значения и следует принимать за ориентировочные при вы
боре эквивалентной емкости колебательных кон гуров.
При больших значениях коэффициентов включения шунтирующее
действие входной и выходной проводимостей транзистора становится
существенным, что сильно ухудшает избирате.1ьные и усилительные
свойства каскада.
Конструктивно удобные параметры колебательного контура в уси
лителях с постоянной настройкой достигаются при эквивалентной
емкости контура
(7-13)
Такое значение емкости позволяет иметь индуктивность катушки,
при которой ее затухание получается близким к минимальному, что
улучшает параметры ко.~ебатеJ1ьного контура.
Пример 7-1 . Определить параметры двухкаскадного резонансного
уситпе.1н на транзисторах П402 (/к = 1 мА, И к = -5 В), обеспечиваю
щие максимально возможное усиление при следующих исходных данных:
fn= 465кГцП=9кГц,б=0,015,а=2,Екn=9В,ЛТ=30°С.При
выборе параметров колебательных контуров надо учесп" что в преды
дущем каскаде преобразователя частоты используется такой же контур.
Нагрузкой служит параллельное соединение резистора Rн = 5 кОм
и конденсатора Сн = 20 пФ.
Выписываем из приложения 1 параметры транзистора на рабо
Чt'Й частоте. Так как fo < 0,04 fa. = 2 МГц, то из табл. 4-1
140
g11 = gll:о=0,8·10-вСм;g22= g22:o= 10-5 См; У21 =30·10-3 См; С11=
= 160пФ; С22 = 14 пФ; С12 = 6пФ;а0 =0,94; lко= 15· lo--e А; rб= 100Gм.
Выбираем схему каскада с автотрансформаториым и емкостным
включением (см. рис. 6-1, б).
Рассчитываем элементы схемы питания транзистора по формулам
(6-6). Выбираем ИRФ = 1 В. Тогда
R-
о.94(9- l
-
5)
3200 Ом;
з-10-з-15. 10-е. 20,1·30
по приложению 3 выбираем R11 = 3,3 кОм.
Rб=
<2- l)(9- I)
-
= 1,05·lQt Ом;
10-з-2. 15. 10-е. 20,1·30
по приложению 3 принимаем Rб = 10 кОм.
'
1,25·3,3·103·10"(2-1)
.
Rб= 0,94 · 2 · 104-(2-1) (3,3. 103+ 10")= 7
•
5·l03 Ом;
по приложению 3 выбираем R(, = 7,5 кОм.
RФ= 1•0
9_1
=950 Ом;
10-з+ (7,5+ 10) 103
по приложению 3 принимаем Rф = 910 Ом.
Из выражения (6-8) опредеJJяем
100
Сз 3,3 ·103-6,28 ·4,65·105 1' 10-8 Ф;
по приложению 3 берем С 3 = 0,01 мкФ.
Согласно выражению (6-8)
100
СФ>910·6,28.4,65·10• 3•8
.
10-s Ф;
по приложению 3 выбираем СФ = 0,039 мкФ.
Вычисляем по формуле (6-32) устойчивый коэффициент усиления
одного каскада, полагая ky = 0,9 (на одной частоте работают три
каскада, поэтому следует взять боJ1ьшее значение ky):
- ./2·0,9(1-0,9)30-10 3
Коуст= JI 6,28. 4,65. 105. 6. 10 12 17,6.
Из табJJ. 5-1 для резонансного усилителя находим '1'1 (3)= 1,96.
Следовательно, согласно выражению (7-8) Пкас = П\'сЧ' 1 (3) =
= 9· 103 • 1,96 = 17,6· 103 Гц, а собственная полоса пропускания кон·
тура Пк= 0,015·4,65·105 = 7·103 Гц. Ей соответствует из (6-23)
l\3 = 17,6· 103/4,65· 105 = 0,038.
Полагаем относительные погрешности ЛС11 = ЛС22 = 0,3. Тогда
согласно выражениям (7-10) и (7-12) ЛСмакс = 0,42·0,3· 160 +
+ 0,42·0,3· 14 = 8,3 пФ. Из табл. 5-1 для резонансного уси.~ителя
находим 01 (3) = 1,34. Следовательно, эквивалентная емкость контура
по формуле (7-11)
с;~8,3. 10-12 4·:~ ;~Q5 1,34 = 5 90. 10-12 Ф.
141
ПfоОверяем по выражению (7-13): Сэ :::::: 3 · 10- 4 /4,fi5 · 105 = 6,5 Х
Х 10· о Ф. Поэтому окончательно выбираем С 3 = 650 пФ. Тогда из
,·равнений (5-18) и (4-20) находим g = 0,015-6,28·4,65· 10°·650· 10 - 12 =
= 94,6 · 10-6 См. По формулам (6-15) 01 = нr• См и 02 = 0,8-10-з+
~ 117,5. HJ"+ 1/104 = l,05· ICYI См. На основании выражения (6-26)
К
_
0,5-30 ·103 ( 1_0,015\_ 87
оп.макс -V 10 5. 1,05. 10-з
0,038)-
.
Следовательно, расчет надо вести на Кuуст- При заданных зна·
чсниях полосы пропускания и коэффицнента уси.1ения необходимые
коэффициенты вк.1ючения определяются с помощью выражения (G-36).
Для этого ~ычисляем коэффициенты
N =0,5. 94,6 · 10-о (1 7·6
·
103 - 1)=71,3 · 10·5 См и
\ 7.10•
М= 17,6 •103 ·94,6 •10-в •17,6
7.103•30.103
0,14.
Тогда
-
-./71,3· 10 6
Р1-JI 10~
-. /71,32. 10 12 _ 1.05.10 з о 142=0 36
JI 1010
10~
.
•
и р 2 =0,365.
Находим по формуле (6-74) С= 650/0,3652 = 4900 пФ.
Полагая монтажную емкость входа каскада См2 = 10 пФ и учи
тывая, что С11 = 160 пФ, получаем емкость конденсатора, который
нужно включить в нижнюю ветвь контура: 4900-10-160 = 4730 пФ.
Из выражения (6-73) находим:
С'=С3С = 650 ·4900 750 пФ.
С-С3 4900-650
Сог.~асно выражению (6-60) индуктивность контурной катушки
1
L=б,282 ·4,652 • 1010.550 .10 12 1•82
· I0-
4
Г.
Проводимость нагрузки второго каскада (при Rн = 5 кОм) 02 =
= 2 · 10- 4 См. В соответствии с формулами (6-36) для этого каскада
_
-./71,3.10 а
Р1-JI 10ь
"/71,33. 10 12
V 10-1u
10-•. 0,142
2. 10-~
0,843.
По формуле (6-74) находим С= 650/0,843 2 = 915 пФ и из выраже
ния (6-73) получаем:
С'= 55О· 915 2240 пФ.
915-650
Коэффициент усиления усилителя согласно выражению (7-4) будет
Коус = li'.62 = 310.
142
7-3 . УСИЛИТЕЛЬ С ПОПАРНО РАССТРОЕННЫМИ
КдСКдДдМИ
Если в двухкаскадном резонансном усилителе настроить первый
каскадначастотуf1= fo - Лf0,авторой- наf2= fo+Лf0,тообра
зуется симметрично расстроенная пара каскадов или просто р а с -
строенная пара. ВеличинуЛf0называютначальнойрасстрой
кой каскадов. Обобщенная кривая избирательности такой пары onpe·
деляется уравнением (7-3). При одинаковых коэффициентах усиления
каскадов и малых начальных расстройках
Лfо ~ О,5б,fо=Лfкр=0,5 Пiоас fо=0,5Пкас (7-14)
обобщенная кривая избирательности сохраняется одногорбой. Но с уве·
личением начальной расстройки крутизна ее боковых ветвей уm!ли
чивается, что способствует уменьшению коэффициента прямоуголь
ности и улучшению избирательных свойств. Когда начальная рас
стройка превышает критическую, в средней части результирующей
кривой избирательности получается провал. Его глубина и крутизна
боковых скатов увеличиваются с ростом начальной расстройки. Таким
образом, в данном случае форма кривой избирательности зависит от
начальной расстройки, так же как у двух связанных контуров от
параметра связи. Если ввести понятие относительной начальной рас·
стройки
fh=Лfu/Лfкp•
(7-15)
то для расстроенной пары уравнениями обобщенной кривой будут
служить формулы (5-10) и (5-11) при замене в них параметра связи
на относительную начальную расстройку Т)1 . Благодаря этому зна
чения коэффициента прямоугольности расстроенной пары будут равны
соответствующим коэффициентам пары связанных контуров. Чтобы
кривая избирательности усилителя была симметричной, необходимо
обеспечивать одинаковые эквивалентные затухания контуров и резо
нансные коэффициенты усиления каскадов каждой пары усилителя.
При критической начальной расстройке полоса пропускания рас
строенной пары, учитывая сказанное, определяется формулой (5-12).
Таким образом, при Т)1 = Т) пара расстроенных одноконтурных кас
кадов по избирательным свойствам эквивалентна одному каскаду
с двумя связанными контурами.
Из табл 5-1 для двухкаскадного резонансного усилителя находим
значение Кп~о = 4,8, а для расстроенной пары при критической на
чальной расстройке Кп~о = 3,2. Таким образом, ширина кривой изби
рательности двух таких расстроенных каскадов при ослаблении 10
будет в 1,5 раза уже, чем у двухкаскадного резонансного усилителя.
По аналогии с резонансным усилителем (7-8) у усылителя с по
парно расстроенными каскадами существует следующая связь между
полосой пропускания усилителя и полосой пропускания каскадов:
(7-16)
Значения функции '1" 2 (п) даны в табл. 5-1 только для четных п,
так как пары образуются при четном числе каскадов. Они существенно
меньше, чем у резонансного усилителя с тем же числом каскадов.
Поэrому для обеспечения одинаковой полосы пропускания в усилителе
143
с расстроенными парами треОуется меньшее (примерно вдвое) эквива
лентное затухание колебательных контуров. При одинаковых экви
валентных затуханиях полоса пропускания усилителя с расстроен
ными парами будет согласно выражению (5-12) в 1,41 раза шире, чем
у резонансного усилителя. Однако благодаря большей крутизне ска
тов кривой избирательности ослабление для больших расстроек у него
будет больше, чем у резонансного уси.11ителя. С учетом выражениii
(5-9) и (4-28) для двухкаскадного резонансного усилителя ос.'Iаб,1ению d
будет соответствовать расстройка Лfdрез = 2;эfо . Аналогично д.1я
пdрез
расстроенной пары при критической начальной расстройке Л/itpнc =
_
1,4163 { 0
Лfрезl _ Kndpac
_
-
2-К . Следовательно, Л-f
-
1 41 к--· ДJiя d - 10 согласно
пdрас
рас d
•
пdрас
табл. 5-1 это отношение равно 1 •4~·~3•2 = 1,06. При d = 100 оно равно
1,14. Для четырехкаскадных усилителей эти отношения равны соот
ветственно 1, 1 и 1,24. Сказанное характеризует лучшие избиратедьные
свойства уси.'lителя с расстроенными парами по сравнению с резонан
сным усилителем.
Усиление каждого из каскадов расстроенной пары на средней
частоте полосы пропускания усилителя будет rленьше резонансного
усиления этих каскадов. Согласно выражению (7-14) критическая
начальная расстройка равна половине полосы пропускания контура.
Это соответствует границе полосы пропускания резонансного каскада
и уменьшению усиления от резонансного в Jf2 раз. Следовате.11ьно,
в двух каскадах расстроенной пары усиление на средней частоте будет
уменьшено против их резонансного в 2 раза.
При относительно узких полосах пропускания можно считать
резонансные коэффициенты усиления каскадов Кокос одинаковыми и
опреDелясмыми из выражения (6-17). Их значение в подавляющем
большинстве случаев ограничивается устойчивым коэффициентом уси
.'Iения (6-32). С учетом сказанного коэффициент усиления п-каскадного
усилителя с расстроенными парами можно записать уравнением
Коус = (О,5)О,SnКБкас•
(7-17)
Сравнение усил1пельных свойств различных полосовых усидите
лейчастопроизводятпокоэффициентуэффективности
или широкополосности, который равен произведению полосы пропуска
ния на КО3ффициент усиления:
(7-18)
Для расстро;нной пары с у•1етом выражений (5-12) и (7-17) Эрас =
1,41 ·О,5б 3 f0Кокас, а для двухкаскадного резонансного усилителя
на основании выражений (4-28) и (7-4) Эре~= б,f0К~макс1Ч'. (2). Сле
довательно, Эраст/Эрез= 1,41·0,5·1,56 = 1,1. Таким образом, при
одинаковых полосах пропускания и коэффициентах усиления каска
дов усилитель с попарно расстроенными каскадами обеспечивает боль
шее усиление, чем резонансный усилитель. Особенно это важно при
построении широкопо.11осных усилителей, когда требуется обеспечить
большое усиление в широкой полосе пропускания, например в УНПЧ
тс.1евизионных приемников. Чем больше коэффициент эффективности,
144
тем при меньшем числе каскадов можно достигнуть нужного коэффи·
циента усиления в заданной полосе пропускания.
Параметры элементов схемы для питания каскадов рассматри·
ваемого усилителя выбираются так же, как и для обычных каскадов
резонансного усилителя, с учетом настройки каскадов на частоты f1
или f2·
Еще бо,1ьший коэффициент эффективности можно получить, если
к расстроенной паре добавить третий каскад, настроенный на среднюю
<1астоту. Такую схему принято называть расстроенной тройкой. Можно
построить уси.11итель с расстроенными пятерками, коэффициент эффек
тивности которого будет еще лучше.
Существенным недостатком усилителей с расстроенными каскадами
является большой уровень фаза-частотных искажений, что сущест·
венно для радиолокационных и телевизионных приемников. Однако
такие усилители неизбежно приходится применять в широкополосных
приемниках высокой чувствительности, ибо резонансные усилители
не обеспечивают нужных значений избирательности и усиления при
широкой полосе пропускания. Это особенно существенно в ламповых
усилителях, поскольку в них широкую полосу пропускания можно
обеспечить только шунтированием колебательного контура, так 1«ш
входная и выходная проводимости ламп значительно меньше прово·
димости контура. Рассмотрим это на примере схемы с непосредствен
ным включением (р1 = р2 = 1). Сог.~асно выражениям (6-17), (6-18),
(6-19) и (7·16) коэффициент усиления каскада резонансного усилителя
(7-19)
поэтому при широкой полосе пропускания усиление кас!(ада может
быть меньше устойчивого, особенно для ламп с 1<рутизной xapar<ie·
ристики менее 4-5 мА/В. Количественная оценка подобных усилителеii
приводится в литературе [3, 8, 26, 35).
Пример 7-2 . Рассчитать параметры четырехкаскадного усилителя
с расстроенными парами при критической начальной rасстройке по
следующим исходным данным: /0 = 35 МГц, П = 8 МГц, а= 2, ЛТ =
= 30°С, Еко=9В,б= 0,02,ИR = 1В.Каскадвыполненнатран-
Ф
зистореП411:fк= 1мА, Ик= -2В.
Находим из приложения 1 параметры транзистора для частоты
35 МГц: У21 =40·10-3 См, fa = 360 МГц, fко = 2· 10- 6 А, et0 = 0,993,
С12= 2,2пФ,С11= 27пФ, С22= 4,5пФ.
Для четырехкаскадного усилителя из табл. 5-1 определяе11
Ч'2 (4) = 0,88. По формуле (7-16) вычисляем полосу пропускания кас
када П к= 8 · 106 • 0,88 = 7 · 10 6 Гц. Сог.~асно выражению (4-28) это't
полосе пропускания должно соответствовать эквивалентно~ затухани~
1юнтуров 1\ 3 = 7/35 = 0,2. Из выражения (7-14) Лfнр = 0,5·0,2· 7 ·106 =
·- = 3,5· 10 6 Гц, следовательно, частоты настройки каскадов f1 = 35 -
-
3,5=31,5МГци/2=35+3,5=38,5МГц.
По формуле (4·2) вычисляем для f1 = 31,5 МГц прово.п.и~~о~1ъ:
g1i.з1, 5 = 10-з [ 1+26 (~~05-0,04)] = 2,24 · 10-3 Сн
и gн,зs.r.=2,58· 10· 3 См.
145
Из формулы (4-3) няхолнм:
0-4l1 3 (31,5
\]
-
g22:з1,s=l
+2 \ 360--0,04) =2.1 ·10 ~Си
и g22:зs,s=2,46· 10-4 См.
Вычисляем устойчивый коэффициент усиления по формуле (6-32)
на средней частоте при ky = 0,9:
~/2·0,9(1-0,9)40· 10 3
Коуст=V 6,28 ·35 ·106•2,2 ·10-12 =3,9
.
По формулам (6-6) находим:
Rэ -- 0,993 (9-1 -2)
6,06 · 103 Ом.
10-3 - 2 .1о-в.2°.1
.зо
По приложению 3 выбираем Rэ = 6,2 кОм.
(2- 1) (9- 1)
8· !03 Ом.
По приложению 3 выбираем R(, = 8,2 кОм.
Rб' --
6,2. 103. 8,2. 103 (2-1)
-
31•103 Ом;
О,993. 2. 8,2. 103-(2-1) (6,2. 103+8,2. 103)
по при.1ожению 3 выбираем R(, = 30 кОм.
1
RФ=
-- --
fJ80 Ом;
9-1
ю-з+ (30+8,2) 103
по приложению 3 принимаем RФ = 1 кОм. Согласно формулам (6-8)
-
100
-
-12
.
Сз-6,2.\03 ·6,28·31,5·106- 82 ' 1 О Ф,
по приложению 3 выбираем С3 = 100 пФ
100
СФ= 1оз. 6,28. 31,5. 1ов =500. 10 -12 Ф;
по приложению 3 выбираем СФ = 510 пФ.
На основании выражений (6-15) G1;31 ,5 =2,l·I0 --4 См; G11?8 .,=
= 2,64· 10- 4 См; G2 ;31 , 5 = 2,24.10-3+ 1/8,2· 10 3 +113·104 = 2,4· 10-зсм
и G2;38 ,5 = 2,58·10-з+ 1/8,2·103 + 1/3·104 =2,64·10-з См.
R соответствии с формулой (6-26)
К
_
О,5·40·10-з
(i-0,02)_ 22
oпзs.s-V 2,46. 10 - 4 • 2,64. 10-з
0,2
-
·
Следовательно, расчет необходимо вести на Коуст· Из табл. 5-1 на
ходюt (4 9 (4) = 6,8. В соотв~гствии с выраженинll!а (7-12\, 17-10) полу
чаем ЛСмакс = 0,4'·0,3·27 + 0,42 ·0,3·4,5 = !,')пФ. Тогда по формуле
146
(7-11) С3 ?- 1,5·35·6,8/8 = 44,5 пФ. Согл;~сно выражению (5-60)
1
-
Lзы = 6,282. 31,52, 1()12. 44,5. 10 i2 = 5,75. 10 ? Г и
1
Lзs.5 = 6,282. 38,52. 1012. 44,5. 10 12 3,85. 10-7 Г.
Да1•ные таб.1. 6-1 свидсте.1ьствуют о ТС'М, что эти индуктивностп
приемлемы.
По формулаl\! (5-18) и (4-21) наход!lv. g31 ,5 =0,02·6,28·31,5·106 Х
7 44,5 ·10-12 == 1,76 ·10-4 См и gЯR•o = 0,02 ·6,28 ·38,fi·108·44,5 ·10-12 =
= 2, 15 · 10-4 См. Вычисляем коэффициЕ'нты для формул (6-36):
11
и
и
(7.106
\
N31,5 =0,5· 1,76· 10-4 \0
,
63.106
-1)=8,SG· I0-4 См
1)=8,7·10 -4 См;
/
7.106.176 .10-4 •39
Мз~. 5 = 0,63·106 ·40·10-з' O,l 9 l
7.106•215.10-4 •39
Мзs.5= 0,77·106·40·10з' 0,191.
Согласно выражениям (6-36) для частоты 31,5 МГц
=-. f 8,86.10 4 _ -1/8,862·10-в_ 2,4 ·10 3О1912=022
Pi JI 2,1·104 JI 2,12·10в 2,1·10 4 '
'
. =-. f 8,86.104+-. /8,862•10в_2,1.10 4О1912=О85
р~JI2,4.1о3 JI2,42•1о6 2,4.103 '
'
•
Проверяем правильность расчетов по форму.1е (6-17)
О22·О85.40 .10-з
Козы= О 222·21·10-~+1 76. 10 -4+0 852 · 2 4 · 10--з = 3
•
87
'
'
'
'
'
и по формулЕ' (6-19)
f
2 1.10-4
24.1о-з\
бэзы=О,02(1+0,222 l,7 6 . 10
_
4+0,852 l,76 . 10 4)=0,21.
Эти цифры практнч::ски совп~дают с исхr::днымн, что подrверждает
правильность определения коэфmициентов включения.
п
Вычr;слясм коэ·рфициенты В!{Лючения для частоты 38,5 МГц:
-./37.104
Pi=JI 2,46.104
-. /8,72.10 8 - 2,64.10 3о1912=023
JI 2,46.10~ 2,46.10 4 '
'
147
Проверим возможность реализации экви11алент11ой емкости кодеf.а
те.1ьного контура, 1ак как значt-НИf' P·j > 0,4.Подожим r.'кат = 0,5 пФ
и См 1 = См2 = 2 пФ. Тогда, подагая С= О, согдасно выражению
(6-54) Сп= 44,5 - 0,5 - 0,222 ·6,5 - 0,852 ·29 = 22,8 пФ. Сдедова·
тельно, выбранное ранее значение эквивалентной емкости можно реа·
лизонать.
Пrоверяем •по значение емкости на обеспечение стабилhности
по.~осы пропускания. Сог.~1асно выражениям (7-12) и (7-10) ЛСмакс =
= 0,852 ·0,3·27 + 0,222 ·0,3·4,5 =- 'i,9 пФ, что в 4 ра~а больше, чем
принималось ранее. Есди увrличивать Эl(Вивадентную е~.•кость, то
индуктивность кзтушек будет меньше допустимой. Поэтому можно
выnо.1нить усилитель тодько со специадьно отобранными транзисто
рами, входные и выходные емкости которых откдоняются от среднего
03
значения не на 0,3, а rодько на
- ;f = 0,075.
Ко9ффиuие11r усидения согдасно выражению (7-17) Knyc =
= 3,94·0,50..: 0 •4 = 58. Такого усиления недостаточно для современных
тедевизоров, в УНПЧ которых обычно применяются расстроенные
каскады.
Пример 7-3. Рассчитать усиление четырехкаскадного усидителя,
выпо.1ненного по каскодной схеме ОЭ-ОБ на транзис1орах П411 с ис·
ходными параметрами примера 7-2 .
Согдасно выражению (6-77) при ky = 0,9
2 (1-0,9) 40. 10-з
Коуст= 6,28 ·35·10-в ·4,5 ·10-12=8
·1·
Поскодьку проводимости G1 и G2 в данной схеме практически
сохранятся такими же, как в примере 7-2, то при заданной полосе
пропускания будет примерно тем же и максимадьное усидение кас
када Коп = 22. Сдедоnате.~ыю, расчет так'Ке придется вести на полу·
чrние Коуст- Таким образом, по формуде (7-17) Коус = 8,1 4 ·0,5°·5'4 =
= 1070, что уже может обеспечить работу современного те."евизора.
Сравнение данных примеров 7-2 и 7-3 пока::~ывает преимущества
каскодпоii схемы при иrпол1>~ОВfН!ИИ сощ1еменных транзисторов в конце
декаметрового и начаде метрового диапазонов волн.
7-4 . УСИЛИТЕЛЬ С ДВУМЯ СВЯЗАННЫМИ КОНТУРАМИ
Наибо.1ее часто связь между кодебатедьными контурами в рас
rматриваемом усилителе выбирается трансформаторной иди внешне·
емкостной, поскодьку эти виды связи наиболее просты в осуществдении
и позволяют с достаточной точностью выбирать нужный коэффициент
связи. Кроме того, в этих случаях связь легко сдела rь перемен1<ой,
что обеспечивает регудировку ширины полосы пропуrкания уrилите.1я
в достаточно ~одьших пределах. ~'меньш11я ширину полосы пропуска-
11ия, 11южно поьысить избирате"ьность по rоседнему каналу и значитедь·
110 у.1учшить прием полР.:>ноrо сигва."а при чаличии сильной помехи.
При отсутствии помехи по;юrу пропусканиq расширяют, обеспечивая
тем самым минимальные частотныr искажения принимаемого сигнада
и хорошее качество его воспроизведения.
Схемы транзиrторных каскадов с панными ви!!ами связи между
контурами приведены Н<' рис. 5-2 . Параметры элем~нтов схемы, обес-
148
nсчивающих нужный режим питания транзистора, выбираются no
методика'd, описанным § 6-2 .
По аналогии с аквивалентной схемой каскада резонансного уси
лителя (см. рис. 6-4) для каскада рассматриваемого усилителя можно
составить эквивалентную схему, изображенную на рис. 7-1. Здесь
связь между колебательными контурами - внешнеемкостная.
Чем слабее связь между контурами, тем меньшая энергия сигна.1а
nсредается из первого контура во второй, а следовательно, и на вход
следующего ка•када. Поэтому козффипиент усиления каскада с двумя
связанrш'dи колебательными К'Jнтурами зависит от параметра связи.
Сев J.1'12
-----
Р1
Р2I
91 Скt
Gг
Рис. 7-1.
Проведя анализ, аналогмчн1,1й выполненному в § 5-3 для рис. 5-5, идеи·
тичного рчс. 6-4, при одинаковых кс.лебательн1,1х контурах и '1] ~ 1
можно получить общую форму;1у для коэффициента уси:1ения каскада
на средней частоте полосы пропускания
к
' IJ Р1Р2У21
окас = 1+'1]2 -g -3
-
,
(7 -20)
где р1 - коэффициент включения первого колебателыюго ко11тура
в к.:>.1лекторную цР.пь транзистора каскада; р2 - коэффициент включе
ния входа следующеrt) каскада ко второму колебательному контуру;
g3 - эквивалентная проводимосrь колебательных контуров.
Из сравнения формул (7-20) и (6·17) следует, чrо при прочих равных
условиях коэффициент усиления каскада усилителя с двумя связан
НЫ'11И конrурами меньu1е коэффициеliта у~илР.ния каскада резонансного
усиJiителя в Г~ri2 раз. Этот множитРль имееr максимум, равный
0.5, при fJ = 1. Следовательно, для критической связи
к -О 5 Р1Р2У21
окпс- •
g3•
(7-21)
В рассматриваемой схрме уси.~иrеля первый контур шунтируется
лишь одной внешней проводимостью G1 и емкостью С1 , второй - про·
водимостью G2 и емкостью С2 • Поэтому эквивалентные nроводимости
первого и второго контуров соотвеrственно равны:
'!э1=g1+PiG1 и gэ2=g2+P~G2.
(7-22)
Соответствующим подбором коэффициентов включения можно
обеспечить равные эквивалентные проводимости коJiебательных кон
туров g 31 = g 32 = g 3 • Аналоги•шо выражению (5-23) с учетом фор
мулы (5-17) эквивалентные емкости контуров данного ус11лите.1я оnре
дедятся соотношениями
(7-23)
149
Равенство эквнвалентных емкостей контуров можно обеспечить
выбором собственных емкостей колебательных контуров Ск 1 и Ск2
[например, согласно (5-17) за счет емкости подстроечных кондеttсато
ров С01 и C02J. Это позволит иметь одинаковые индуктивности конту
ров, а с учетом ранее сказанного и полностью идентичные параметры
колебательных контуров, при которых справедливы формулы (7-21) и
(7-22).
Форма кривой избирательности двух связанных колебательных
контуров (см. ~ 5-2) зависит от параметра связи, определяемого выра
жением (5-6). Поэтому коэффициент
'1'3 (n), связывающий полосу
пропускания n-каскадного усилителя с полосой пропускания одного
контура
(7-24)
при идентичных каскадах, является функцией от 'l'J· Для критической
свя'3и значения функции 11'3 (n) приведены в табл. 5-1 . Они равны анало
гичным функциям для усилителя с расстроенными парами и крити
ческой расстройкой при вдвое большем числе каскадов. Подобный же
вывод получается из сравнения коэффициентов прямоуголыюсти.
Таким образом, один каскад с двумя связанными контурами по изби
рательным свойствам равноценен паре расстроенных каскадов, если
параметр связи 'l'J равен относительной начальной расстройке 'li·
Из формулы (7-21) с учетом выражения (7-22) следует, что зави
симость коэффициента усиления от коэффициентов включения до
вольно сложная. С их ростом увеличиваются и числитель и знамена
тель в формуле (7-21).
Стабильность полосы пропускания и коэффициента усиления
усилителя при смене транзисторов обеспечивается при выполнении
неравенства (7-11), если подставить в неrо функцию 03 (n), справедли·
вую для усилителя с двумя связанными контурами. Поскольку в рас
сматриваемом усилителе в каждый колебательный контур входит лишь
одна внешняя емкость, то вместо уравнений (7-10) следует пользоваться
уравнениями
(7-25)
беря большее значение ЛСмакс· Как будет показано дальше, наибольшее
усиление транзисторных каскадов, для которых G1 < G2 , при заданной
полосе пропускания в большинстве случаев подучается при
(7-26)
Эти значения коэффициентов включения сJ;едует использовать для
первоначального расчета эквивалентной емкости колебательных кон
туров, принимая в формуле (7-11) знак равенства. По полученному
значению с; из формулы (5-18) с учетом выражения (4-21) вычисляют
собственную проводимость контура
(7-27)
Для обеспечения заданных усиления и полосы пропусr<ания кас
када Птр при р1 = l согласно выражениям ('i'-21), (7-22), (5-18) и (5-12)
эквивалентная емкость первого колебательного контура
С,1= roo (б~~ б) •
(7-28)
150
Если окажется что
(7-29)
то принимают емкость контуров равной С 31 , а коэффициенты включения
соответствующими формула\! (7-26). В этом случае ма1{симально воз
мож11ый коэффициент усиления каскада согласно формулам (7-21) и
(7-26) определится уравнением
Комакс=О;БУ21 (1--~-)=О,БУ21 (I-1,41-ПкJ (7-30)
1' G1G2
бэ VG1G2 \
Птр1 •
Ана.1из показывает, что 11еравенство (7-29) выполняется при
01
Птр ~ Пк+--,.
2лСэ
(7-31)
Ес.'!и требуется более широкая полоса пропускания, то для ее
достижсния первый ко.1ебатеJ1ы1ый контур необходимо шунтировать
добавочной проводимостью, т. е. увеличить проводимость G1 до значе11ия
а;, при котором выполнится равенство в выражении (7-31). Но это в со
ответствии с формулой (7-26) требует увеличения р2 . Поэтому следует
проверить по формулам (7-25), чтобы значение ЛСмакс2 не превышало
ЛСмакс~. Если ЛСмnкс2 будет больше ЛСмаксl• то емкость С'31 нужно
вычислять из формулы (7-11) по значению ЛСмаксs и повторить весь
расчет по новому значению эквивалентной емкости колебательного
контура. Однако это бывает необходимо лишь при очень широкополос
ных усилителях.
Из сравнения выражений (7-30) и (6-26) следует, что при одина-
1ювых значениях полосы пропускания и собственных затуханий ко
лебательных контуров максимальный коэффициент усиления каскада
с двумя связанными контурами при критической связи меньше, чем
у резона11сного каскада.
Устойчивый коэффициент усиления каскада усилите.'lя с двумя
связанными контурами в первом приближении определяется формулой
(6-31 ). Во многих случаях он оказывается меньше максимального
коэффициента уси.'!ения, определяемого формулой (7-30). Поэтому
параметры каскада должны быть выбраны так, чтобы коэффициент уси
ления был равен устойчивому. Этого можно достигнуть согласно фор
муле (7-21) снижением первого коэффициента включения до значения
Р1 =К оуст/Комакс·
(7-32)
Чтобы эквивалентное затухание первого колебательного контура
при этом сохранилось прежним, его нужно зашунтировать добавочной
проводимостью
(7-33)
при этом ве.'!ичины р2 и С3 сохраняются теми же. Общий коэффициент
усиления п-каскад11ого усилителя с двумя связа1111ыми контурами
пр и критической связи опреде.'lяется формулой (7-4) с учетом выраже
ния (7-21 ).
Пример 7-4 . Рассчитать параметры двухкаскадного усилителя
с двумя связанными ко11турами по исходным данным примера 7-1 .
Все элементы схемы, обеспечивающие режим питания транзисто
ров, сохраняются такими же, как в примере 7-1 . Таким же остается
11 коэффициент Ко}·ст·
151
Из табл. 5-1 находим значение 'У~ (2) = 0,88 и по формуле (7-24)
nычис.ляем полосу пропусканин ко.1еба1ельных контуров уси.штеля
Пк = 9· 103 ·0,88 = 79·103 Гц. Согласно выражению (4-28) этой полоС'С
7,9. IОЗ
'
соотвеrствует затухание 6 3 = 465
. IО З = 0,0171. По уравнению (7-30)
находим максимально возможный коэффициент усиления каскада
О,5.зо.10-э ( 0,015)
Комакс=Vю 5.1,05.10 :i 1-0,0171 =17,9.
Это значение превышает устойчивый коэффициент усиления лишь
на 2%. Поэтому с целью упрощения вычислений рассчитаем каскад
11а по.1учение максимального усиления.
Поформуле(7-26)находимр1 =1 ир2 = VIO 5/1,05· 10 3=0,097.
Сп1 ласнп формулам (7-25) ЛСмаксJ = 0,3 · 14 = 4,2 пФ и ЛСмакс2 =
=О t>9i 2 ·0,3· 160 '-= 0,4" пФ. И1 таб,1. 5-1 Н/Jхолим 83 (2) =-~ 1,98.
Для стаби.1ьности параметров усилителя на осно.вании выражения
(7-11) ми~имально допустимая эквивалентная емкосrь контуров
,
465 · 103
Сэ=4,2 ~l,98=428 пФ. Проверяем выполнение неравенства
10-5
(7-3!): 0,015 · 465 . юз+ 6 •213
.
428.IO 12 = 10,7.1озГц>9.101Гц.Сле-
1юнателпно, это неравенство выполняе гся.
По формуле (7-2R) вычисляем необходимую для найденного значе
ния Комакс эквивалентную емкость контуров
10-5
Cэi=6,?8·4,65· 10°(0,017!-0,015)=l,54 · IO -B Ф,
Неравенство (7-29) выполняется, поэтому окончательно принимаем
С3 = 1640 пФ. Согласно выражению (6-GO) индуктивно~ть контуроs
1
-
L=6,282 .4,652.1010 .1,64· IO-в = 7
•2·1°5г.
что по данным табл. 6-1 приемлемо.
Если применить внешнеемкостную связь между контурами, то
согласно выражениям (5-8) и (5-6) емкость конденсатора связи Сев=
=
l ·v,0171·1640 = 28 пФ. Общий коэффициент усиления в соответ
ствии с формулой (7-4) Коус = 17,92 = 320. По усилению рассчитанный
усилиrель одинаков с двухкаскадным резонансным усилиrелем при
мера 7-1 . Однако при расстройке 10 кГц он обеспечивает ослабление
почти в 5 раз больше, а при расстройке 20 кГц - в 26 раз бо.~ьше,
чем двухкаскадный резонансный усилитель (см. задачу 7-4).
7-5. УСИЛИТЕЛИ С ФИЛЬТРАМИ СОСРЕДОТОЧЕННОА
ИЗ&ИРд ТЕЛЬНОСТИ
В профrссиональных связных и радиолюбительских приемниках
для дальней связи при полосе пропускания 7-9 кГц требуется иметь
ослабление при расстройке 10 кГц не менее 70-80 дБ (в 3100-
10 ООО раз). Такое ослабление не в состоянии обеспечить даже четырех·
пятикаскадный усилитель с двумя связанными контурами. Достигнуть
152
лучшего ослабления по соседнему каналу можно, применяя много
звенные фильтры. Схема четырехзвенноrо фильтра с обычными электри-
11ескими колебательными контурами приведена на рис. 7-2 . Связь
между колебательными контурами внешнеемкостная. Для ослабления
магни1ных связей между контурными катушками (с целью уменьшения
расстояния между контурами) каждый контур помещен в свой экран.
Такие фильтры позволяют иметь много резонансных контуров в одном
каскаде,поэтомуихобычноназываютфильтрами сосредо
точенной избирательности (ФСИ)вотличиеотполо
совых фильтров, образуемых контурами, рассредоточенными в раз
:1ичных каскадах, как, например, в усилителях с расстроенными па
рами, тройками, пятерками.
Рис. 7-2 .
Подобные фильтры обеспечивают лучшее ослабление соседнего
канала по сравнению с усилителем с двумя связанными контурами,
если выполняется неравенство
б ,,::::: пф
э"""'2У2 fo
(7-34)
При общепринятой в радиовещательных приемниках промежуточ
ной частоте 465 кГц и минимально осуществимом эквивалентном зату
хании колебательных контуров 63 = 0,01 данное неравенство выпол
няется только для полосы пропускания фильтра ПФ> 13 кГц. По.1осу
пропускания 7-9 кГц с такими фильтрами можно осуществить при
промежуточной частоте 280 кГц, но, как будет показано в § 9-4, она
не обеспечивает хорошей. избирательности по зеркальному каналу.
Кроме того, данная частота находится в преде.1ах «длинноволнового»
диапазона волн и не может служить промежуточной частотой, поэтому
в современных приемниках с промежуточной частотой 465 кГц и выше
применяются пьезоэлектрические фильтры с пьезокерамиче,·кими или
механическими резонаторами, характеристики которых эквивалентны
характеристикам электрического колебательного контура. Но пьезо
керамические резонаторы позволяют полlчать эквивалентное затуха
ние колебательного контура 10- 3
_3 .10- , а механические -порядка
10-з-10-• (6, 23, 34).
На рис. 7-3 приведена часть схемы преобразователя частоты с че
тырехзвенным пьезокерамическим филы ром типа ПФ 1П (см. приложе
ние 5). Здесь резонаторы изображены как конденсаторы с твердым
диэлектриком, каковыми они являются по своему конструктивному
выподнению. Пьезокt>J'аУические резонаторы ФСИ выполняю-rся R виде
тонких дисков из специального материала, обладающих пьезоэлектри-
163
чеrким зффектом и являющихся д11э.11ектриком в плоском конденсаторе.
Все резонаторы фи.~ьтра помещаются в общем каркасе, который по
казан на рис. 7-3 сп.11ошным прямоугольником. Габаритные размеры
пьезокЕ'раnческого ФСИ типа ПФIП 11 Х 24 Х 37 мм, что гораздо
меньше, чем у многоконтурных ФСИ с тем же числом звеньев.
Резонаторы 1, 2 , 3 и 4 в фильтре ПФIП адекватны колебательным
контурам в ФСИ, показанном на рис. 7-2 . Резонаторы 5, 6, 7 и В вы·
полняют в фильтре роль связуtощих элементов между резонаторами
Рис, 7-3.
первой группы. Под воздействием переменного электрического напря·
жения в пьезокерамических резонаторах возникают механические
колебания. Размеры резонаторов выбирают так, чтобы резонанс насту·
пал на промежуточной частоте приемника. Резонатор 4, восприняв
механические колебания от резонатора 8, благодаря обратному пьезо
электрическому эффекту создаст на своих обкладках переменную э. д. с.
Таким образом, в фильтре дважды происходит преобразование формы
!Энергии колебательного процесса: на входе фильтра электрические
d.
о
Рис. 7-4 .
+Af
колебания превращаются в.механиче·
ские, а на его выходе происходит об·
ратное преобразование.
Существенным недостатком пьезо·
керамического фильтра является то,
что его кривая избирательности, изо·
браженная на рис. 7-4 сплошной ли
нией, имеет перегиб при некоторой
расстройке Лf1 • Для больших расстроек
ослабление начинает уменьшаться, а
затем сохраняется постоянным (около
35 дБ). За счет этого эффекта при отсут
ствии в УНПЧ других избирательных
систем напряжение гетеродина может
проходить на вход детектора и нарушать его нормальную работу. Кроме
того, попадая в выпрямитель системы автоматической регулировки уси·
ления, напряжение гетеродина будет ухудшать ее работу. Поэтому при
испол1,зовании пьезокерамических фильтров в тракт промежуточной ча
стоты обязательно вводят добавочные избиратrльные системы. В качестве
такой системы может служить колебательный контур LC, включаемый
в коллекторную цепь преобразователя частоты (см. рис. 7-3). Ослабле
ние, создаваемое этим контуром для колебаний с частотой гетеродина,
должно быть более 20-25 дБ, что вместе с ФСИ дает общее ослабление
более 55-60 дБ. Чтобы дополнительный контур мало влиял на полосу
пропускания приемника, определяемую ФСИ, полоса пропускания
154
этого колебательного контура должна быть шире полосы фильтра
в 2,5-3,5 раза. Подбором коэ4-фициентов вк.1ючения р1 и р~ обеспе
чивается согт:~сование колебательного контура как с выходом тран
зистора, так и со входом фиJ1ьтра. В.ыходная проводимость пьезокера
мических фильтров состав.1яет 0,417 мСм, что по значекию близко
к входной проводимести транзисторов. Поэтому при G2 ~ 0,5+1 111См
на выходе фи.1ыра не вк.пючаются согласующие колеба1ельные контуры.
Указанный недостаток пьезокерамических фильтров в значительной
степени устранен в пьезомех.анических. фlfЛьтрах. В них каждое звено
состоит из двух пьезокерамических резонаторов. Связь между резона-
1орами - механическая, т. е. осуществJLяется через элемент, пере
дающий механические колебания от одного резонатора к другому.
Кривая избирательности такоrо филы:ра 11оказана на рис. 7-4 штрихо
вой линией. Такую же форму кривой избирательности, но с несКQJ!ько
лучшим коэ<j:фициентом прямоугольности имеют электромеханические
фильтры типа ЭМФП. Они построены на использовании магнитострик
ционного эффекта, которым обладают некоторые сплавы кобальта,
никеля и железа. Резонаторами в фильтре типа ЭМФП являются прямо
угольные пластинки-звенья 1, 2, 3, 4 (рис. 7-5), соединенные между
собой стержннми-связями 5, 6, 7. Крайние звенья помещены в катушки
Lвх и Lвых· Катушка Lвх входит в состав выходного колебателы~оrо
контура преобразователя частоты. Магнитное поле. создаваемое э.той
катушкой, вызывает механические ко-лебания ·пластинки-звена. Раз
меры пластинки выбираются так, чтобы она имела резонансную частоту
механических колебаний, равную 11ромежуточной частоте приемника.
Через механическую связь 5 колебания от первого звена передаются
ко второму, затем через связь 6 - к третьему и т. д. Колебания послед
негu звена соз.:~ают на зажимах выходной катушки Lвъrх напряжение
Рис. 7-5.
с частотой механических колебаний звена, т. е. с промежуточной
частотой. Это напряжение подводится ко входу ПЕ'рвого каскада УНПЧ
и усиливается до нужного значения. Электромеханический ФСИ по
мещается в каркас и закрепляется в нем так, чтобы механические
воздействия (удары, тряска) не передавались к резонаторам. Каркас
пятизвенного фильтра типа ЭМФП имеет внешние размеры 5 х 5 Х 30 мм.
Элементы фильтра должны изготовляться с весьма высокой точностью,
что определяет их высокую стоимость. Для настройки входного кон
тура фильтра на промежуточную частоту к входны~1 зажимам фильтра
подключается конденсатор С"', а к выходным - Свых· Емкости этих
конденсаторов приведены в приложении 5,
Для того чтобы ФСИ хорошо работал, выходная проводимость
источника сигнала (преобразователя частоты) и входная проводимость
11ервого каскада УНПЧ должны быть соответственно равны характеi1
ристическим (номинальным) проводимостям ФСИ Gвх и Gвых. которые
приводятся в приложении 5,
l(оэффициент усиления каскада с ФСИ, состоящим из электрических
колебательных контуров, на средней частоте определяется формулой
У21
Ко= -а P1P2Q.
(7-35)
вх
где р1 - коэффициент включения входа фильтра к транзистору; р 2 -
коэффициент включения входа следующего каскада к выходу фильтра;
q - коэффициент ослабления сигнала в фильтре на средней частоте
полосы пропускания.
Значение коэффициента q при разном числе звеньев фильтрат можно
определить по графикам, приведенным на рис. 7-6 . Здесь по оси абсцисс
отложен параметр связи между контурами (звеньями)
Т)4=2б 3/о!Пф.
(7-36)
Параметр связи берут в пределах от 0,3 до 0,6. Чем он меньше,
тем лучше прямоугольность кривой избирательности звена. При извест
ном коэффициенте связи между контурами фильтра значение ТJ4 может
быть определено по формуле (5-6).
·
~5.::,..----.,.--~--.~~-т-~~т-~--т~~....-~~
о
0,2
0,4
Рис. 7-6 .
О,6
Ослабление одного звена фильтра находят по обобщенным кривым
избирательности, изображенным на рис. 7-7, По оси абсцисс здесь
отложена относительная обобщенная расстройка, т. е. абсолют11ая
расстройка Лf, отнесенная к половине полосы пропускания фильтра.
Ослабление дано в децибелах, поэтому для всех звеньев фильтра оно
равно сумме ослабления каждого звена. При одинаковых звеньях
фильтра
dф=md 38 •
(7-37)
!(оэффиаиенты включения определяются форму.1ами
Р1= ~ Gвx/G1 иРl = ~/G,11.1x'G2,
(7·38)
1М
R которых внешние для фильтра проводимости записываются урав1юш
ями (6-15). При расчете по формулам (7-38) может оказаться, что один
или оба коэффициента включения будут больше единицы. В этом случае
принимают его (их) равным единице. Затем увеличивают внешнюю
проводимость за счет добавочного шунтирующего резистора до зна
чения, обеспечивающего равенство в формулах (7-38).
В многоконтурных фильтрах (см. рис. 7-2) номинальные входная
и выходная проводимости одинаковы: Gnыx = GвФ = G. Емкости кон
денсаторов связи между звеньями вычисляются по уравнению
Сев= G/2лfо·
(7.39)
Элементы внутренних контуров
а
С2=---2Ссв И
пПФ
рассчитываются по формулам
(7-40)
а элемен1ы первого и пос.1еднего контуров находятся по уравнениям
С1 =0,5С1 и L1 =24,.
(7-41)
При расчете следует брать G = 0 1, что обеспечит р1 = 1 и упростит
схему первого контура.
Во многих случаях даже одни каскад с ФСИ может обеспечить
требуемую для приемника избирательность по соседнему каналу.
Однако усиление этого каска-
да, как правило, будет недо-
статочным. Поэтому в тракте д6 dз1
промежуточной частоты кроме
каскада с ФСИ должны быть еще
один или несколько каскадов. С
целью упрощения их схемы и
конструкции, а также уменьше
ния стоимости они могут строить
ся по так называемой аперио
дической или резисторной схе
ме, когда нагрузкой усилитель
ного прибора служит чисто ак
тивное сопротивление например
входное сопротивление следую
щего каскада. В подобном уси
лителе ФСИ должен ставиться
в самом первом каскаде тракта
промежуточной частоты, т. е. в
преобразователе частоты. Бла-
Рис. 7-7 .
годаря этому в последующих неизбирательных каскадах вредное
действие мешающих сигналов, отфильтрованных ФСИ, будет уже от
сутствовать.
Пример 7-5 . Определить параметры каскада с четырехзвенным
ФСИ по следующим исходным данным: /0 = 110 кГц, Пф= 9 кГц,
б = 0,012. Каскад выполнен на транзисторе П402, режим его работы
соответствует данным примера 7-1 . Следующий каскад собран на тран
зисторе П402 с тем же режимом работы.
Проверяем выполнение неравенства (7-34):
9. )03
0,029 > 0,012.
2v2-.1.1.10~
157
Оно выполняется, и фильтр можно построить.
по (6-32) вычисляем
-. /2 ·0,9(1-0,9)30· 10 3
Коуст=r 6,28·1,1·10° 6°10-2
Приняв ky = 0,9
36.
Принимаем 'l'Ji = 0,4 и по графикам, приведенным на рис. 7-6,
находим q = 0,24.
Принимаем р1 = 1, при этом согласно выражению (7-38) р2 =
= V G8 ыx!G2• Усиление каскада не может быть выше устойчивого усиления.
Подставив в формулу (7-35) Ко уст вместо К0 , получим уравнение для необ
ходимой характеристической проводимости фильтра а= Y~1 q2/K~ycp2•
302. 10-е. О 242
Подставляя сюда значения параметров, получаем G= 362 . 1
.
10•3
= 3,78. ю-ъ См.
Согласно данным примера 7-1 проводимость 01 = 10°См. Таким обра
зом, расчетное значение характеристической проводимости фильтра
оказалось меньше 0 1• Следовательно, параллельно входу фильтра
необходимо включить добавочную шунтирующую проводимость Gw =
=О-01= 3,78·J0-0
-
10-6 = 2,78· 10 -5 См. EI! соответствует ре11и
стор сопротивлением Rw = 3,6· 104 Ом. По приложению 3 прини
маем Rw = 36 кОм. Согласно формуле (7-38)
_-. /3,78· 10 5
Ра- JI 1 .10-з 0,189.
На основании формулы (7-39)
с 3•78.ю-ъ
546 10-12ф
св=628.11.10°=
•.
.
.
'
В качестве этой емкости можно согласно приложению 4 в..~ять
nодстроечный конденсатор КПК-2 (6-60 пФ), так как емкость Сев дол
жна подбираться достаточно точно с учетом монтажных емкостей. По фор-
3 78. ю-ъ
муле (7-40) определяем С2 = 3 j4 . 9
.
103 2. 54,6. 10-12= 1,23. ю-~ Ф
'
и
9.1оз
1,57. 10-з г.
4 •3,14 • l,12. JOIO • 3,78·10·5
Из формулы (7-41) определяем С1 = О,5· 1,23· 10 -9 = 0,615· I0-0 Ф
и L1 = 2·1,57·10 -3 = 3,14·10-3 Г.
Для расстройки 10 кГц вычисляем относительную обобщенную
расстройку 2Лf!ПФ = 2· 104/9 · 103 = 2,22. По графикам, изображенным
на рис. 7-7, находим соответствующее ей ослабление одного звена
d 38 = 10,7 дБ. Согласно формуле (7-37) ослабление всего фильтра
при этой расстройке dФ = 4· 10,7 = 42,8 дБ (138 раз). Заметим, что
у четырсхкаскадного усилителя с двумя связанными контурами и той же
полосой пропускания это ослабление равно лишь 28 (см. задачу 7-5).
Пример 7-6 . Определить параметры каскада с пьезокерамическим
фильтром типа ПФ\П-М. Каскад выполнен на транзисторе П402 при
режиме работы, соответствующем примеру 7-1 . В следующем J<аскаде
используется транзистор П402 с тем же режимом работы. Собственное
затухание согласующего контура 0,015.
158
flo приложению 5 определяем среднее значение полосы пропускания
фильтра, равное 8,25 кГц. Следовательно, полоса пропускания контура
LC (см. рис. 7-3) Пк = (2,5+3,5) ПФ= (20,6+29) кГц. Принимаем
П,1 = 25 кГц. Этой полосе согласно форм~ле (4-28) соответствует
зкnивалентное затухание /) 3 = 25· 103 /4,65· 10 = 0,054.
По табл. 5-1 находим значение 6 1 (1) = 2,22. Тогда согласно вы
ражению (7-11), полагая ЛСмnкс= О,3С22 = 0,3·14= 4,2 пФ, ПOJIY·
чаем:
По форму.~е (7-13) оптимальная эквивалентная емкость контура
С 3 ""' 3 · 10 -4 /4,65· 105 = 65· 10-11 Ф, поэтому принимаем окончательно
С3 = 65· Ю-11 Ф. Тогда по формуле (6-60) индуктивность катушки
1
L 4•3,142•4,652•1010 •65 •10 11
181 · 10-е Г.
Собственная проводимость контура, как зто следует из формулы
(5-18), g= О,015·6,28·4,65·105 ·65·10-11 = 27·10-6 См.
Заменяя в формуле (6-19) G2 на номинальную входную проводи·
мость фильтра Gвх = 0,417 мСм, находим
-./
27 · 10-в (0,054
10s )
=v 411.10-в 0,015- 1 -21.10-в = 0 •372
•
Так как о1 = 1,06· 10· 8 См, а выходная проводимость фильтра
Gвых = 830· 10 - См, то 0 2 ""' Gвых и вход следующего каскада можно
включать к выходу фильтра без согласования, т. е. полагать р2 = 1.
Из приложения 5 находим значение q = 0,25 и в соответствии с (7-35)
вычисляем коэффициент усиления каскада
30 • lО-з
К0= 417
.
10_8 l · 0,372 · 0,25=6,7.
Это значение меньше КJ!Уст = 17,6 и, следовательно, осуществимо.
Для расстройки 10 к1 ·ц обобщенная расстройка в соответствии
с формулой (5-3)
2.10.1оа
6= 4,65. 103. 0,054 0,8,
а ослабление согласующего контура по формуле (5-2) d10 = V l +О,82 =
= 1,28 или 2,2 дБ. Ослабление фильтра при той же расстройке со
гласно приложению 5 равно 40 дБ. Следовательно, полное ослабление
1tаскада при расстройке 10 кГц равно 42,2 дБ (132 раза).
Частота гетеродина отличается от промежуточной частоты прием
ника на частоту сигнала (см. § 1-3). Наименьшая частота сигнала
в радиовещательных приемниках равна 150 кГц. Поэтому минимальное
ослабление согласующего колебательного контура для частоты гетеро
дина следует определять при настройке приемника на данную частоту.
При этом согласно формуле (5-3) обобщенная расстройка 6150 =
2.1sо.1оз
v--
= 4•65
.
105.0
,
054 = 12, апоформуле(5-2)ослаблениеd1г,0 = l+ 122=
= 12, 1 (21,6 дБ). Так как ослабление пьезокерамических фильтров при
159
больших расстройках согласно приложению 5 примерно равно 35 дБ,
то полное ослабление для частоты гетеродина составит 35 + 21,6 =
= 56,6 дБ (670 раз), что вполне приемлемо.
7·6. РЕЗИСТОРНЫЯ УСИЛИТЕЛЬ
Схема каскада резисторного усилителя изображена на рис. 7-8
Здесь емкости С1 , С2 и проводимости G1 и G2 определяются уравнениями
(6-15). Емкость разделительного конденсатора С5 по условиям (6-9) и
~ .L.
i•Gt _,.Ct
Lt__ ..J
.....
Рис. 7-8.
(6-10) выбирается так, чтобы его проводимость существенно превышала
проводимость G2 и емкость С2 на рабочей частоте. С учетом этого заме
чания эквивалентная схема резисторного каскада будет соответствовать
показанной на рис. 7-9 . Здесь
1
G=R·=G1+G2 и С=С1 +с2 .
(7-42)
Эквивалентная нагрузка каскада
1 У 1=у02+w2c2 •
(7-43)
Согласно рис. 7-9 выходное напряжение к:зскца U 11 ы, = Y21 Unx'Y,
а его комплексный коэффициент усил~ния К = И пых!И вх = У 21 / У.
~1-
m~86IZ
Модуль коэффициента усиления
(7-44)
Поскольку нас интересует коэффициент
Рис. 7-9.
усиления на промежуточной частоте, то в фор
мулу (7-44) следует подставлять все парамет
ры, соответствующие этой частоте. За счет паразитной обратной связи
через общий источник питания или магнитных и емкостных связей
между входами и выходами в резисториом каскаде УНПЧ могут созда
ваться условия для образования положительной обратной связи и он
может оказаться неустойчивым. Данные опыта показывают, что рези
сторный каскад работает достаточно устойчиво, если при наличии
развязывающего фильтра в коллекторной цепи его коэффициент усиле-
160
ния на промежуточной частоте не превышает значения, определяемогп
формулой (6-31). Для этого согласно формуле (7-44) сопрот11влс11ие
нагрузочного резистора должно быть
R=
1
(7-43)
V!У~.i ""J с2 о о
-.--~пр -
1-z
Коуrт
Так как нагрузо'lный резистор включен последовательно в кол,1ек
торную цепь, то при расчете сопроти l!лений резисторов R3 , R(., rю фор-
муле 6-6 в числителе к выражению, стояще1,1у в скоб1<ах, следуl'r доба
вить вычитаемое VR = / кR, т. е. падение напряжения на резистuре П
При сравнительно низких промежуточных частотах (до 5· 10° Гц)
О ~ roC и можно считать
1
Ko=IY21J/G и R=-------
1 У21i_01
_
02
Коуст
(7-46)
Пример 7-7 . Определить параметры резисторн~го r<аскада по
исходным данным примера 7-1, полагая а= 4. За рассчитываемым кас
кадом следует каскад резонансного усилителя, соответствующий при
меру 7-1 .
Будем полагать монтажные емкости См 1 = См2 = 10 пФ. Тогда
согласноформулам(6-15) С1= 14+10= 24 пФ; С2= 160+10=
= 170пФипоформуле(7-42)С=24+170=194пФ.
Вычисляем сопротивление нагрузочного резистора по формуле
(7-45):
R=
1
-. ;зов. 10 в
JI 17'"°]2-(6,28· 4,65· \0Ъ)21942. \О-24_ J0-•-1,05. 10-з
= 1,85 ·юз Ом.
По приложению 3 выбираем резистор сопротивлением 1,8 кОм.
Пользуясь формулами (6-6), вычисляе''
R - 0,94 (9- \-10-З · \,8 • 103-5)
1,23 · 102 Ом;
э- 10-з_ 15. 10-6. 20.1.зо
по приложению 3 выбираем Rэ = 1,2 J<Ом
(4-1) (9-1 -1,8)
10-3_4. 15 . 10 -6 . 20,1.зо
по приложению 3 прини"1аем Rб = :ю кОм.
36. 103 Ом;
,
1,25·1,2·10З.~6·103(4-1)
.
Rб=о,q4.4.зв:-Jоз-=-<4-=-1щ,2-:-1оз+з6· 103) = 8
· 1°3 Ом;
по приложению 3 выбираем R(, = 8,2 кО\1
Соrлас1ю формуле (6-8) нахо;~и"
Сэ = 1.2. 1оз. 61.~~. 4,65. !О• 2,86. 10--s Ф;
161
по приложению 3 принимаем С 3 = 0,03 мкФ. Емкость разделителыюго
КОНденсатора определяем ПО неравенству (6-9) Сб ~ (20 + 50) 170 Х
Х 10-12 = (3,4 + 8,5) 10-0 Ф и по неравенству (6-10)
50· 1 05.10-з
сб ~ 6,28 .'4,65. JОБ 18,1. 10-е Ф;
из приложения 3 выбираем Сб = 0,02 мкФ. Параметры коллекторного
фильтра сохраняются такими же, как в примере 7-1 .
7-7 . КОМ&ИНИРОВАННЫЕ УСИЛИТЕЛИ ПРИЕМНИКОВ
АМПЛИТУДНО- и ЧАСТОТНО-МОДУЛИРОВАННЫХ сиrНАЛОВ
Для высококачественного радиовещания с целью ослабления дей·
ствия помех используются частотно-модулированные сигналы (ЧМС).
Ширина их спектра частот составляет 150-250 кГц. Для передачи
подобных сигналов с малыми исхажениями их несущая частота должна
быть в 50-100 раз бмьше ширины спектра. Но при этом несущие час
тоты оказываются в декаметровом диапазоне волн, крайне перегружен
ном в настоящее время. Поэтому высококачественное радиовещание
с частотной модуляцией ведется в метровом диапазоне волн (60-80 МГц).
Достаточно хорошую избирательность по зеркальному каналу в супер
гетеродинном приемнике можно осуществить, если fпр > (0,05 + 0,1) fi:.
(см. § 9-5). Поэтому в радиовещательных приемниках ЧМС п~омежуточ
ную частоту берут равной 8,4 МГц. При приеме АМС в диапазонах
декаметровых и более длинных волн промежуточная частота обычно
равняется 465 кГц, так как при более высокой промежуточной частоте
тру.:1.110 обеспечить нужную полосу пропускания (7-9 кГц). Таким обра·
зом, в современных радиовещательных и радиолюбительских прием·
никах, предназна•1енных для приема ЧМС в метровом диапазоне волн
и АМС в декаметровом и более длинноволновых диапазонах, возникает
необходимость иметь два канала в тракте промежуточной частоты.
Выполнение их полностью раздельными требует практически удвоен·
ного числа электронных приборов. Поэтому естественно желание создать
такой тракт промежуточной частоты, в котором для усиления ЧМС и
А.МС использовались бы одни и те же электронные приборы. К:роме того,
с целью упрощения конструкции и эксплуатации приемника желательно
исключить коммутацию элементов схемы тракта при переходе с приема
ЧМС на АМС.
Сказанное реализуется в так называемых комбинированных усили
телях напряжения промежуточной частоты, способных усиливать сиг
налы на двух несущих частотах: 465 кГц и 8,4 МГц. Для этого в каждом
каскаде применяются две последовательно в1<лю11енные частотно-изби
рателы1ые системы Поскольку указанные промежуточные частоты
разлнчаются значительно, то сопротивление колебательных контуров,
настроенных на 465 кГц, .аля токов с частотой 8,4 МГц будет ничтожно
малым (и наоборот). Поэтому при усилении сигнала частотой 8,4 МГц
второй колебательный контур можно считать короткозамкнутым и не
мияющим на работу каскада (и наоборот).
Схема транзисторного комбинированного каскада с нагрузкой из
двух пар связанных контуров приведена на рис. 7-10 . С целью умень
шения взаимных влияний верхние (на рисунке) колебательные контуры
L1C1 настраиваются на большую 11астоту 8,4 МГц, а нюкнне L2C2 -
162
на меньшую - 465 кГц. Параметры колебательных контуров и необ
ходимые коэффициенты включения выбираются так же, как и для
обычных каскадов.
Поскольку коэффициент устойчивого усиления обратно проГJор
циuнален корню квадратному из частоты, то для частоты 8,4 МГц он
будет о УВ:-4 · 1оа;,r,-65~оь = 4,25 раза меньше, чем для частоты 46~ кГц.
Поэтому общее число каскадов в тракте промежуточной частоты выби·
Рис. 7-10.
1
__ __
с,1 Usы:r
__............."
--- ,
1
1
1
1
..J
рается из расчета обеспечения нужного усиления ЧМС. Схема усили
теля на обеих частотах, естественно, должна быть идентичной: резонанс
ной, с двумя связанными контурами, расстроенной парой (тройкой).
В противном случае для перехода с приема ЧМС на прием АМС (или
наоборот) потребуется дополнительная коммутация.
7-8 . ВЫ&ОР СХЕМЫ ТРАКТА ПРОМЕЖУТОЧНОА ЧАСТОТЫ
по ТРЕ&УЕМОМУ КОЭФФИЦИЕНТУ ПРЯМОУrольности
Если избирательность по соседнему каналу задана коэффициентом
прямоугольности, выбор типа и количества избирательных систем
решается на основании данных табл. 5-1 . Например, если требуется
К п~оо ~ 3, 1, то резонансный усилитель оказывается неприемлемым,
так как при шести каскадах он имеет Кп~оо = 5,6. Усилитель с рас
строенными парами при критической начальной расстройке обеспечи·
вает требуемый коэффициент прямоуrольности при шести каскадах;
усилитель с двумя связанными контурами и критической связью решает
эту задачу при трех каскадах, а усилитель с ФСИ способен обеспечить
нужную избирательность при одном каскаде. Дальнейший выбор наи
более 011тимальной схемы должен основываться на обеспечении требуе
мого усиления. Для этого при выбранных типе электронного прибора и
промежуточной частоте вычисляют коэффициент устойчивого усиления,
Как правило, именно он определяет наибольший осуществимый ко'Эф
фициент усиления каскада. Затем из формулы (7-4) находят нужное число
J(аскадов, обеспе 11ивающих устойчивое усиление. Из ранее выбран·
6*
163
ных схем останавливаются на той, которая при этом числе каскадов
обеспечивает заданную избирательность и наиболее проста и экономична
в построении и налаживании.
Если избирательность по соседнему каналу задана ослаблением d
при заданной расстройке Лfd• то при известной полосе пропускания
можно вычислить коэффициент прямоугольности для заданного ослаб
ления по формуле
(7-47)
Если ослабление соответствует табличным значениям коэффициента
прямоуrольности 10 или 100, то решение задачи выполняется согласно
ранее сказанному. Если же оно отличается от этих значений, то задачу
решают приближенно, выбирая избирательную систему с некоторы,1
запасом. Для этого расчет ведут по ближайшему к заданному (но
меньшему) табличному значению ослабления.
Пример 7-8 . Выбрать тип избирательных систем и их количество
для усилителя промежуточной частоты. Усилитель должен обсспечиrь
ослабление 25 дБ при расстройке 10 кГц и полосе пропускания 8 кГц.
Так как 25 дБ соответствуют ослаблению в 18 раз, вычисляем по
2.10.10э
формуле (7-47) K111 s =
8.103
-
= 2,5. Ближайшее к 18 меньц;ее т.~б-
личное ос.1абление равно 10. Из табл. 5-1 находим, что К1110 ~ 2,5
обеспечивают: а) четырехкаскадный усилитель с расстроенными парамп
при критической начальной расстройке; б) двухкаскадный двухконтур
ный усилитель при критической связи; в) однокаскадный усилите.-ь
с четырехзвенным ФСИ.
Более точно эту же задачу можно решить, если воспользоваться
обобщенными кривыми избирательности для всех возможных схем при
различном числе каскадов [3, 4, 23). В этом случае приемлемы будут
схемы, обобщенные кривые которых удовлетворяют условию
(7-48)
где Sd и Sп - значения обобщенных расстроек, отложенных по оса
абсцисс, соответствующие заданным расстройке и полосе пропускания.
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ ДЛЯ ПОВТОРЕНИЯ
1. Каковы назначение и основные классификации УНПЧ?
2. Дайте определения основных характеристик УНПЧ.
3. Каковы аналитические зависимости коэффициентов усиленип,
полосы пропускания и уравнения обобщенной кривой избирательности
многокаскадного резонансного усилителя от аналогичных параметров
отдельных каскадов?
4. От каких параметров и каким образом зависит коэффициент
прямоугольности резонансного усилителя? Можно ли в резонансном
усилителе получить коэффициент прямоуrольности менее 2 при ослгf.
лении 10?
5. Как должны измениться коэффициент усиления и полоса про
пускания отдельного кас1<ада при увеличении числа каскадов, чтоб~~
полоса пропускания лампового или транзисторного резонансных усн
лителей сохранилась бы постоянной?
164
6. Какие условия определяют выбор эквивале11тной емкnсти
ко11туров в каскадах УНПЧ?
7. Из каких условий выбирается начальная расстройка меж.tу
1<аскадами в усилителе с расстроенными парами?
8. От каких параметров зависит коэффициент прямоуголыюс111
усилителя с расстроенными парами?
9. В чем преимущества и недостатки усилителя с рассrроен11ы~111
парами по сравнению с резонансным усилителем?
10. От каких параметров зависит коэффициент прямоуголы1~Jс, и
усилителя с двумя связанными контурами?
11. Какими условиями определяется максимально реализуемый
коэффициент усиления каскада резонансного усилителя и усилителя
с двумя связанными контурами?
Сравните их значения при одинаковых исходных данных.
12. Сравните усилительные и избирательные свойства уси.'lип.•ж•;"1:
резонансного, с двумя связанными контурами, с расстроенными парами
при равном числе каскадов.
13. Какие избирательные системы называют ФСИ? С помощuю
каких резонансных элементов они могут быть реализованы?
14. При каком условии целесообразно применять ФСИ?
15. От каких параметров ФСИ зависит его избирательность по
соседнему каналу при заданной полосе пропускания?
16. Какой основной недостаток пьезокерамических ФСИ и каков
способ его устранения?
17. В каком каскаде тракта промежуточной частоты и почему це
лесообразно применять ФСИ?
18. Как можно выбрать схему УНПЧ по требуемому коэффициенrу
прямоугольности?
ЗАДАЧИ
7-1 . Какие варианты УНПЧ и при каком количестве каскадов
могут обеспечить ослабление 10 при коэффициенте прямоугольности:
а)5,б)2,в)1,5?
О т в е т: а) двухкаскадный резонансный 11 с расстроенными пара
метрами; однокаскадный с двумя связанными контурами; б) трехкаскад
ный с двумя связанными контурами; шестикаскадный с расстроенными
парами; в) однокаскадный с четырехзвенным ФСИ.
7-2 Какова должна быть емкость контуров трехкаскадного резо-
нансного усилителя при полосе пропускания усилителя 6 кГц?
Остальные исходные данные соответствуют примеру 7-1 .
Ответ:860пФ.
7-3 . Определить эквивалентное затухание контуров шестикаскад-
11ого ~силителя с расстроенными парами при критической начальной
расс1ройке, если f0 = 8,4 МГц и Пvc = 0,2 МГц?
Ответ:0,0234.
7-4. Во сколько раз больше ослабление при расстройках 10 и 20 кГц
в ус11.1ителе примера 7-4 по сравнению с примером 7-1?
Оrвет:в4,8ив26,5раза.
7-5. Определить ослабление при расстройке 10 кГц, обеспечивае
ыое четырехкаскадным усилителем с двумя связанными контурами,
с полосоii пропускания 9 кГц и средней частотой 110 кГц.
Ответ:28.
165
rnABAI
ДЕТЕКТОРЫ дМПЛИТУДНО-МОДУ ЛИРОВ.дННЫХ
СИГНАЛОВ
8-1 . НАЗНАЧЕНИЕ, ПРИНЦИП РАБОТЫ
И ОСНОВНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ
Сложный сигнал, каковым является амплитудно-модулированный
сигнал (АМС) даже при чисто гармоническом законе модуляции, может
быть разложен на ряд простейших гармонических составляющих.
Совокупность этих составляющих образует с п е кт р с и г н ал а,
а интервал частот, в пределах которых они располагаются, называют
б)
и
тIт
f
f
)1о
ОF
г)
Рис. 8-1 .
шириной спектр а сигнала. На рис. 8-1, а показан ампл11тудно-моду
лированный сигнал с несущей частотой fo = 1/Т0 при гармоническом
законе модуляции с частотой модуляции F = 1/Т Q· Этому сигналу
соответствует аналитическое выражение
Uвх=Vom(1+тsin Ш) sin roof,
в указанных выражениях Uom - амплитуда сигнала при отсутствии
модуляции, которую также называют амплитудой немодулированной
несущей; т - коэффициент модуляции сигнала, характеризующий
относительное изменение амплитуды сигнала при модуляции; Т0 -
период несущей сигнала; Т Q - период модулирующего напряжения.
16S
Коэффициент модуляции
т
Uтмакс-Uот
Uom
Uот-Uтмнн
Uum
(8-1)
Используй известные тригонометрические преобразования, урав·
нение амплитудно-модулированного сигнала можно записать так:
и8х =Vi!m sin .V+0,5mU0 m cos(oo0 +Q)t-0,5mU0 m cos (oo0 -Q) t. (8-2)
Следовательно, при гармонической модуляции АМС состоит из трех
сосrавляющих с частотами 000 - Q, 00о. 000 + Q, которые образуют
спектр сигнала шириной
(000 +Q)-(00o-Q)=2Q.
(8-3)
Этот спектр показан на рис. 8-1, б. Как уже отмечалось в § 1-3,
детектор дол.жен преобразовывать высокочастотный модулированный
сигнал в напряжение, изменяющееся по закону модуляции. Для ам
плитудно-модулироваююго сигнала этот закон соответствует измене
нию его огибающей (кривая 1 на рис. 8-1, а). Применительно
к гармоническому закону модуляции модулирующее синусоидальное
напряжение с периодом Т 0 (рис. 8-1, в) наложено на постоянное
напряжение U _ .
Следовательно, спектр этого сигнала состоит из двух
составляющих с частотами О и Q, показанных на рис. 8-1, г.
Из рис. 8-1, б очевидно, что в спектре модулированного сигнала нет
составляющей с частотой Q, которая отображает закон модуляции.
Поэтому процесс дете~тирования невозможно осуществить линейной
системой, которая не изменяет спектр (например, с помощью фильтра).
При детектировании нужно изменить спектр АМС так, чтобы в преоб
разованном сигнале появилась составляющая с частотой Q. Такой
процесс может выполняться лишь в нелинейных и параметрических
системах. Поэтому для осуществления детектирования необходимо
применять нелинейные элементы, т. е. элементы, обладающие нелиней
ной вольт-амперной характеристикой. Простейшим таким элементом
яв.~яется полупроводниковый диод, характеристика которого показана
на рис. 8-2. Если подвести к диоду синусоидальное напряжение с ампли
тудой Иmi, то из-за нелинейности вольт-амперной характеристики диода
ток в а11одной цепи не будет синусоидальным. Значение тока в поло
жительный полупериод окажется гораздо больше, чем в отрицательный,
а среднее значение тока за период подведенного напряжения будет
положительным и равным icpi *. При возрастании амплитуды напря
жения до значения И т 2 соответственно увеличится и среднее значение
тока до icp2 • Таким образом, среднее значение тока диода зависит от
.амплитуды приложенного к диоду напряжения. Чем больше амплитуда
напряжения, тем больше среднее значение тока. В этом и проявляется
суть работы детектора или детекторный эффект нелинейной системы.
При изменении амплитуды напряжения по гармоническому закону сред·
нее значение тока диода станет изменяться по закону, весьма близкому
к зак<mу модуляции.
В выпрямленном диодом токе кроме составляющих с частотой Q
содержатся также составляющие с частотами Ю, 3Q и т. д., т. е. выс
шие гармоники частоты модуляции. Наличие этих гармоник вызывает
появление нелинейных искажений в процессе детектирования, оцени
ваемых коэффициентом гармоник (1-1). Однако чем больше амплитуда
11емодулированного сигнала, тем меньше уровень высших гармоник
по отношению к первой гармонике, что эквивалентно снижению нели-
11ейных искажений. При амплитуде немодулированного сигнала более
* Среднее значение тока диода за период приложенного к диоду
напряжения называется также постоянной составляющей тока.
167
0,5-1 В 1<0эффициент гармоник в диодном детекторе за счет кривизны
характеристики не превышает 1-2%, что обеспечивает хорошее воспро
изведение речи и музыки.
Чтобы выделить напряжение, изменяющееся по закону модуляции
U f.!• последовательно с диодом необходимо включить нагрузочный
резистор R. Но ток диода протекает только во время положительной
полуволны летектируемого сигнала и представляет собой импульсы,
соответствующие по форме положительной полуволне синусоиды,
поэтому и напряжение на нагрузочном резисторе получится той же
формы. Чтобы напряжение на нагрузке детектора изменялось по закону,
близкому к закону модуляции, параллельно нагрузочному резистору
111<лючается конденсатор С. В этом случае за полупериоды, соответ
ствующие положительной полуволне детектируемого сигнала, ток диода
ia.
t
Рис. 8-2.
icpl
t
ста11с1 эаряжат" конденсатор С достаточно быстро, так как внутреннее
сопротивление диода в этом случае мало (сотни ом). Напряжение на
конденсаторе окажется сравнимым с амплитудой детектируемого сиг
нала. В полупериоды, соответствующие отрицательной полуволне
сигнала, ток диода становится отрицательным, но очень малым. Он
в небольшой степени будет перезаряжать конденсатор, т. е. несколько
уменьшать напряжение на конденсаторе, получившееся во время поло
жительной полуволны сигнала. Если выбрать параметры нагрузr<и
детектора так, чтобы ее постоянная времени в несколько раз превыша.,а
период детектируемого сигнала, то в течение отрицательной полувол11ы
детектируемого сигнала напряжение на конденсаторе, а следовательно,
и на нагрузке детектора сохранится почти постоянным и близким к ам
плитуде детектируемого сигнала. При медленном изменении амплитуды
сигнала по закону модуляции напряжение на нагрузке детектора также
станет изменяться, следуя за законом модуляции. На основании ска
занного схему диодного детектора можно представить в виде, изображен
ном на рис. 8-3, а Поскольку эдесь источник сигнала (контур), диод
и нагрузочный резистор R включены последовательно, то и детектор
назван последовательным.
168
На рис. 8-3, б приведена схема параллельного детектора. В парал
ле.1ьном детекторе, так же как и в последовательном, выходное (про
д~тектированное) напряжение снимается с конденсатора С. Здесь источ
ник сигнала (контур), диод и нагрузочный резистор включены парал
.1е.%НО (для тока частоты сигнала сопротивление конденсатора С
весьма мало). Для постоянного тока и тока модулирующей частоты
сопротивление колебательного контура очень мало, и конденсатор С
д,1я этих токов оказывается включенным параллельно нагрузочному
резистору. Полярность напряжения на конденсаторе С указана на
рис. 8-3 . Изменив включение диода на обратное, можно полу•шть
обратную полярность выходного постоянного напряжения детектора.
При выборе параметров нагрузки из тех же условий, что и в схеме
последовательного детектора, эффективность действия параллельного
--11-:-,
Са.н 1
Со
R
r=t
~
-+
-~
Uвzl=
!1
Uвж [=
~
с~
::::i
-~
а)
б)
Рис. 8-3.
детектора (его коэффициент передачи) практически получается такой
к11к и у последовательного. Это объясняется тем, что при равных ам11ли
тудах сигнала в цепях диодов обеих схем детектора протекают одинако
вые токи.
Рассмотрим основные параметры детекторов.
1. Коэффициент передачи детектора опреде
ляется отношением амплитуды выходного напряжения детектора к ам
плитуде огибающей амплитудно-модулированного напряжения (см.
рис. 8-1, а). Чем он больше, тем лучше детектор:
Кц=Иа.т/тИот·
(!Ч)
2.Входное сопротивление детектора естьот
ношение амплитуды напряжения несущей детектируемого сигнала к ам
плитуде тока первой гармоники с периодом Т0 (т. е. с частотой несущей).
Чем оно больше, тем меньше нагружается источник сигнала (контур)
11 .1учше детектор:
(8-5)
3. Степень амплитудно-частотных искаже
н и й детектора определяется его амплитудно-частотной характеристи
~;оi\ (см. рис. 8-7) по соотношениям (1-2). Уровень фаз о - част от·
ных искажений вдетекторезависитотнелинейностиегофазо
частотной характеристики. Не л ин е й н ы е искажения определяются
hоэффициентом гармоник (1-1).
4. Коэффициентфильтрации детектора опре
дсJ1яется отношением амплитуды несущей сигнала на выходе детектора
" амплитуде немодулированнnгn сигнала на входе:
(8-6)
169
Чем меньше этот коэффициент, тем лучше фильтрация в детекторе,
Считается нормальным, когда коэффициент фильтрации менее 3-5%.
Наличие большого высокочастотного напряжения на выходе детектора
может привести к повышению нелинейных искажений в усилителе
сигналов модулирующих частот за счет изменения положения рабочей
точки э.,ектронного прибора и побочного детектирования, возникающего
из-за нелинейности его характеристики.
Кроме полупроводниковых и электровакуумных диодов в детек
торных каскадах могут использоваться транзисторы, электронные
ла~1пы и другие электронные приборы, обладающие нелинейными свой
ствами. Но детекторы с этими приборами более сложны и дороги. Они
нмеют больший уровень искажений, хотя некоторые из них обладают
бо,1ьшим коэффициентом передачи по сравнению с диодным детектором.
Поэтому в подавляющем большинстве современных приемни1<0в при
~;еняются диодные детекторы.
&·2 . ДИОДНЫА ДЕТЕКТОР
Обратной проводимостью полупроводниковых диодов называют
l(рутизну их вольт-амперной характеристики при отрицательньiх на
пряжениях на аноде. Для современных полупроводниковых диодов,
используемых в детекторах, обратная проводимость меньше прямой
проводимости на 2-3 порядка. Существенно криволинейная часть
характеристики диодов соответствует напряжениям на аноде от -(0,2 +
0,3) В до +(О,2 + 0,3) В. С учетом сказанного при детектировании
сигналов с амплитудой несущей более 0,5-0,6 В реальную вольт-ам
перную характеристику диода, показанную на рис. 8-2, можно заменить
двумя отрезками прямых АО и ОБ, как показано на рис. 8-4 . Диод
с такой характеристикой принято называть и де ал ь н ы м, так как
у него отсутствует обратная проводимость (при отрицательном напря
жении на аноде ток через него не протекает), а прямая проводимость
(крутизна характеристики) постоянна для всех значений положитель
ного напряжения. Детектор с таким диодом также называют и де а.~ ь
н ы м [З, 26]. Рассмотрим более подробно процессы, происходящие
в идеальном детекторе.
Для детектирования напряжения постоянная времени нагрузки
должна быть значительно больше периода несущей детектируемого
сигнала, т. е.
Идеальный диод обладает крутизной характеристики
S=ЛИ0/дlа= l/R1,
(8-7)
(8-8)
практически pa1tнoli крутизне правой ветви характеристики реального
диода. Внутреннее сопротивление диода обратно его крутизне, и
в эквивалентной схеме детектора диод можно заменить идеальным
вентилем В, последовательно с которым включено внутреннее сопротив
ление диода. Следовательно, схему, представленную на рис. 8-3, а
можно заменить эквивалентной схемой, показанной на рис. 8-5, а.
Если на входе детектора (на контуре) отсутствует сигнал, то рабо
чая точка диода будrт в точке излома характеристики О (рис. 8-4)
и ток через диод не протекает, Следовательно, и напряжения на нагрузке
также не будет,
170
Пусть в момент времени t 1 на вход детектора подается переменное
напряжение амплитудой Umi· За первый полупериод, когда входное
напряжение положительное, через диод (его внутреннее сопрот.ивление)
потечет ток, заряжающий конденсатор С, напряжение на котором будет
увеличиваться. В следующий полупериод (при отрицательном напря
жении) ток через диод прекратится и конденсатор начнет разряжаться
через резистор R. Но так как для нагрузки выполняется условие (8-7),
то напряжение на конденсаторе уменьшится незначительно. За третий
полупериод, когда входное напряжение снова станет положительным,
через диод опять потечет ток и увеличит напряжение на кондснса1оре
iu.
у5
д
Ua
]ср2
о
1
11
1
11111
1
'
t,t,t/+ ts
t1 t,
.. ..
з
Рис. 8-4.
Рис. 8-5.
В следующий полупериод напряжение на конденсаторе снова несколько
уменьшится. Таким образом, на нагрузке детектора появится постоян
ное по полярности напряжение U_, экспоненциально изменяющееся
в течение периода (в полупериод, когда входное напряжение положи
тельное, оно возрастает; в полупериод, когда входное напряжение
отрицательное, оно уменьшается). Эrо напряжение через колебатель
ный контур подводится сво11м отрицательным потенциалом к аноду
диода и смещает его рабочую точку влево, в область отрицательныю
171
напряжений. Через ие1<0торое время t2 - t1 в цепи нагрузки наступит
динамическое равновесие, при котором увеличение напряжения на
конденсаторе за полунериод положительного напряжения окажется
равным его уменьшению за полупериод отрицательного входного
напряжения. Эти колебания напряжения на нагрузке по отношению
к амплитуде детектируемого сигнала hри выполнении неравенства (8-7)
оказываются очень малыми. Поэтому с небольшой погрешностью можно
с 1штать, что, начиная с момента времени t2 , напряжение на нагрузке
сгановится постоянным и равным U _1
.
Можно считать, что относи
тельно этого напряжения и будет изменяться входной сигнал. Ампли
туда сигнала Umt• естественно, должна быть больше U_ 1
,
так как при
нх равенстве тока через диод не должно быть, ибо на аноде диода
напряжение не может стать больше нуля. Отношение этих напряжений
U_/Vm=μд
(8-9)
зависит как от параметров диода, так и от параметров нагрузки и назы
вается внутреннимкоэффициентом усиленияде
тектора. Оно возрастает с увеличением R, но всегда остается меньше
единицы. Иначе говоря, внутренний коэффициент усиления диодного
детектора показывает, какую долю от амплитуды детектируемого сиг
нала составляет постоянное (выпрямленное) напряжение на нагрузке
детектора в установившемся режиме. Можно говорить, что он характе
ризуетэффективность детектирования.
Пусть в момент времени t3 амплитуда входного сигнала скачком
возрастет до значения Uт2• При этом снова напряжение на нагрузке
начнет увеличиваться и в момент времени t~ наступит новое динамичес
кое равновесие. При этом на нагрузке будет постоянное напряжение
U_2 > U_1 • Но остается прежним отношение U• 2/ Uт2 = /tд благодаря
принятой (идеальной) форме вольт-амперной характеристики диода.
Д:1я рассмотренной работы детектора характерно следующее.
Че"1 больше амплитуда детектируемого сигнала, тем левее смещается
rабочая точка в установившемся режиме, а уровень, относительно ко
торого колеблется напряжение сигнала, приложенное к диоду, превра
щается в ступенчатую линию 1 (рис. 8-4). За счет этого нарушается
сищ1етрня правой 2 (поJ1упериоды полож11те.%11ого напряжения) и де
ьой 3 (по."упериоды отрицательного напряжения) огибающих этого
сигнала. Правая огибающая как бы сжимастс11, а левая -- растя1·ива
ется. У правой огибающей ступе11ька при переходе амплитуды сигнала
от Ит 1 к Um 2 становится меньше, чем у левой. Но сигнал на
контуре остается, ес1ественно, симметричным, соответствующим
рис. 8-1, а, так как его форма определяется источником сигнала.
Если в момент вреыени t" сигнал подвергнется модуляции гармо
ническим напряжением, то и постоянное напряжение смещения рабочей
точки U _ будет изменяться в соответствии с законом моду.~яции. При
уве,1ичеиии амплитуды сигна.~а рабочая точка диода будет смещап,ся
влево и наоборот. Иначе говоря, напряжение смещения рабочей точк11
будет изменяться как бы в противофазе с из~tенением огибающей полу
периодов, в течение которых сигнал остается положительным.
Ток через диод проходит Jlишь при положигельном напряжении
на аноде. Поэтому диаграмма токов в цепи диода будет соответствовать
правой части рис. 8-4 . Здесь огибающая импульсов тока в полупериоды
положительного напряжения 5 повторяет по форме правую огибающую 2
левой части рис. 8-4. Усредненному значению тока соответствует криван
4 Этот ток и будет создавать выходное напряжение на нагруз1<е детек
тора.
172
Поскольку ме)/\.ду напряжениями Ит и U_ существует линейная
зависимость (8-9), то огибающие 2 и 5 будут изменяться по тому же
закону, что и огибщощая входного сигнала. Поэтому и кривая усред
ненного тока 4 также изменяется по закону модуляции детектируемого
сигнала.
По отношению к минимальному периоду модулирующего напря
жения Тg = l/F к постоянная времени нагрузки выбирается на
мин
мас
основании неравенства
Tg ';;PRC,
мин
(8-10)
при этом для токов модулирующих частот нагрузку можно практически
считать чисто активной. Справедливость сказанного определяется
тем, что при выполнении условия (8-10) вещественная часть сопротив
ления параллельно включенных резистора R и конденсатора С пракги
чески равна сопротивлению резистора R (см § 4-3). Аналогичный вывод
следует из формулы (7-43), поскольку модуль результирующей прово
димости цепочки RC будет практически определяться ее активной со
ставляющей, т. е. сопротивлением резистора R. Поэтому напряжение
на нагрузке по своей форме будет совпадать с кривой 4 усредненного
тока. О таком детекторе говорят, что он безынерционен. Следоватt>льно,
детектирование в идеальном детекторе происходит без нелиней!ШХ
искажr!ний, хотя сам детектор и является нелинейной системой.
Как уже указывалось, внутренний коэффициент усиления детектора
(8-9) линейно связывает амплитуду детектируемого сигнала с напряже
нием на нагрузке. Для АМС, изображенного на рис. 8-1, а, модулирую
щее напряжение сигнала является гармоническим с периодом колеба
ния Т g и амплитудой тИот· Поэтому для токов с модулирующими час-
тотами эквивалентную схему детектора (рис. 8-5, а) можно представить
I<ак на рис. 8-5, б. Здесь источником модулирующего напряжения яв
ляется генератор с э. д. с., равной mU 0mμ 4 , и внутренним сопротив
лением Riл·
Для идеального диодного детектора при R > 30R1
-8/-
R1д=I,5v RlR·
(8-11)
При R < 30R1 внутреннее сопротивление детектора определяется
по графикам, приведенным на рис. 8-6 .
Обозначив комплексное сопротивление нагрузки через Z, легко
получить амплитуду тока / '2т = ;~+i_'I!.. и амплитуду напряжения на
нагрузке И '2т = / '2mz. Следовательно, согласно формуле (8-4) коэф
фициент передачи детектора
μд 1+R14/Z
(8-12)
С ростом частоты модуляции сопротивление Z уменьшается, так
как при этом увеличивается шунтирующее действие конденсатора С
11а резистор R. Коэффициент передачи также уменьшается с ростом
частоты модуляции в соответствии с кривой, изображенной на рис. 8-7.
Эта зависимость определяег частотные искажения детектора на основа
нии выражения (1-2). Анализ показывает, что данные искажения будут
в допустимых пределах, если емкость кон.11.енсатора нагрузки удов-
17З
летворяет неравенству
с 1(1+1\v-.-,-
.:;2-F R- -R - I M,~-I.
лв iJJ.
1
(8-13)
На низких модулирующих частотах можно пренебречь шунтирую·
щим действием конденсатора С на 11агрузочныi1 резистор R и считать
Z"" R. Тогда формула (8-12) запишется так:
R
Кц=μцR+Г·
(8-14)
ц
Отсюда следует, что для повышения хоэффициента передачи с уче
том выражеIU1я (8-11) выгодно брать возможно большее сопротивление
нагрузочного резистора, о!'раничиваемое нер.авенством (8-13). Кроме
того, при выборе емкости КQ>Нденсатор.а С следует учитывать неравенство
(8-7). Анализ н опытные д.анные ооказывают, что обыч.во бывает доста
точным, если RC > 5То- При бопьшем вначен.ии RC увеличивается
внутренний к0эффициент усиления детекюра.
Другим ограничен:uем мнt1нмальной емкости конденсатора С яв·
ляется налttчие у диода междуэ.п.ектрод.Рюй емкостt1 CIJX, rюхазаююй
"Г"..
46
-
А
60 Rj О,8
зо Кд
""'
40.0,6
го
"'
20
о,+
10 '1
1(Д.MIZ.ltC ""/"д
1
1 КдFн
Кд~ 1
о о,г,
1
1F
10
100
1000
fн
Fв
Рис. 8-6 .
Рис. 8-7,
штриховой линией на рис. 8-3, а. Из всего детектируемого сигнала,
имеющегося на колебательном контуре, к диоду прикладывается та
его часть, которая падает на плече Сак емкостного делителя С8 кС.
Чем меньше емкость С, тем меньшая часть сигнала прикладывается
к диоду и тем большая к нагрузке (последнее, кроме того, уве,1ичивает
коэффициент фильтрации). Поэтому следует брать
С> 20Сак·
(8-15)
Меньшая емкость также приводит к снижению внутреннего коэффи
циента усиления детектора.
При больших нагрузочных сопротивлениях (R > R;) μд "" 1.
Torp согласно выражению (8-9) можно считать, что U _ " " U m· На осно
вании этого легко определить входное сопротивление детектора из
следующих энергетических соотношений. По определению (8-5) можно
считать, '1ТО де'Ге{{тор потребляет от контура мощность сигнала Ре=
= 0,5Umlвxm = 0,5Uln/Rвx· С другой стороны, мощность выходного
сигнала, выделяющаяся в нагрузочном сопротивлении, очевидно, будет
Роых = И:./R. Пренебрегая потерями мощности в диоде, так как R > R;,
можно записать Ре"" Рвых· Отсю.lа получаем:
Rвх = 0,5R,
(8-16)
174
Таким образом, для поnышения входного сопрот118J1ения после
дова rелыюго диодного детектора выгодно брать большее нагрузочное
сопротимение. Следует отметить, что формула (8-16) справедлива л.ишь
приμ.4
""'
1, т. е. при R > 30R1. При малых нагрузочных сопротиме
ниях входное сопротивление детектора определяется графиком, изобра
женным на рис. 8-6.
С учетом междуэлектродной емкости диод.а Сак (см. рис. 8-3, а)
можно определить коэффициент фильтрации для диодного детектора.
Он, очевидно, равен отношению наприжени.а входного сиrwша на нагруз
ке к полному входному напряжению. На основании формулы (S.7) ддя
токов несущей частоты сигна.nа можно считать, что сопротивление
нагрузки практически раnно сопротив.nению конденсатор.а С, т. е.
1/w0C. Сопротивление диода для этих же токов будет пр~шерно раnно
1/(!J0C85• Следовательно,
k
Сак
Ф= Сак+с·
(8-17)
Из-за пульсирующего характера напряжения на мо~исаторе С
(рис. 8-8) коэффициент фильтрации детектора оказывается большим
значения, определяющегося формулой (8-17), на 0,03-0,05.
t
__ ,.
Рис. 8-8.
Нали1U1е реактивных элементов (емкости или индуктивности) в
цепях переменного тока приводнт к. тому, что токи и напряжения не
совпадают на фазе. Это характериаует появление некоторой инерцион
ности в цепи. Поэтому и нагрузка детектора, включающая в себя кон
денсатор С, также обладает определенной инерционностью для пере
менных токов модулируюш.ей частоты. БОЛЫW1Я Иl!ерциоwюсть (боль
шая ем~wсть конденсатора С) может привести к нелинейным искажениям
даже в идеальном детекторе.
На рис. 8-8, а тонкой сплошной л11НJ1ей (кривая 1) показан высоко
частотный АМС, а штрихпунктирной лшwей (крив.ая 2) - его огибаю·
щая. Кривая 3 (отрезки экспонент) показывает изменение напряжения
на конденсаторе С за счет его подзаряда в теч.ение оол.w~ипе.nьных полу
волн А!vК:. и разряда в течение отрицательных подуволн. Если
взять большую емкость конденсатор.а С, то увеличится и. постоянная
времени нагрузки RC. Разряд конденсатор.а станет происходить мед
леннее и при спаде амплитуд в:шдиоrо сиrнала з.а счет модуляцни Ж>Жеt
получиться так, что напряжение на конденсаторе к одной из следую
щих положительных пvлуrюпк АМС окажется больше амплитуды сиr-
175
нала в этом полупериоде. Ранее указывалось, что постоянное напряжЕ'·
ние на нагрузке детектора отрицательным потенциалом приложено к ано·
ду диода. Следовательно, есл1t окажется, что U _ > Ит. то между ка
тодом и анодом диода будет действовать отрицательное напряжение и
диод будет закрыт. При этом подзаряда конденсатора во время положи
тельных полуволн АМС не возникнет и напряжение на конденсаторе
будет уменьшаться по экспоненте. Такой разряд продлится до тех пор,
пока во время одной из положительных полуволн амплитуда входного
сигнал.а не превысит напряжение на конденсаторе С. Этому соответствует
точкэ Б на рис. 8-8, б. Таким образом, между точками А и Б напряжение
на нагрузке детектора будет изменяться по экспоненте, а не по закону
модуляции, что и характеризует появление нелинейных искажений.
Подобные искажения сильнее проявляются при более крутом спаде
кривой закона модуляции сигнала. При модуляции гармоническим
сигналом сказанное будет справедливо при больших частоте и коэффи
циенте модуляции. Анализ показывает, что искажения за счет инер
ционности нагрузки детектора отсутствуют, если емкость конденсатора
С удовлетворяет неравенству [26]
(8-18)
В радиовещании максимальный коэффициент модуляции достигает
0,9-0,95. Но такое его значение бывает сравнительно редко. Поэтому
при расчете по формуле (8-18) можно брать тма"с = 0,8 + 0,85.
Согласно сказанному ранее (см. рис. 8-4) напряжение на нагрузке
детектора представляет собой сумму постоянного напряжения, равного
μ~Ит. и переменного с частотой модуляции F и амплитудой μдmИт.
Из этих двух напряжений на вход первого каскада низкочастотного
тракта необходимо передать только переменное напряжение. Постоян
ное напряжение, попадая на вход этого каскада, изменит положение
рабочей точки его электронного прибора. При приеме сигналов различ
ных станций значение И т на входе детектора изменяется. Поэтому
нельзя обеспечить постоянство рабочей точки первого каскада низко
частотного тракта за счет некоторой корректировки его исходного сме
щения При больших изменениях Ит рабочая точка электронного при
бора может сместиться в криволинейный участок характеристики, а это
вызовет резкое повышение нелинейных искажений. Чтобы постоянное
напряжение с нагрузки детектора не поступало на вход следующего
каскада, между ними ставят разделительную цепочку СбRб, показанную
на рис. 8-3, а. При неправильном выборе параметров этой цепочки могут
возникнуть большие амплитудно-частотные и нелинейные искажения.
Согласно рис. 8-3, а выходное переменное напряжение приклады
вается к делителю напряжения, состоящему из цепочки СбRб· На вхо:t
следующего каскада передается только та его часть, которая падает
на резисторе R6• Следовательно, чем ниже частота модуляции сигнала,
тем меньшая доля напряжения с выхода детектора передается на вход
следующего каскада. А это характеризует завал частотной характерп
стики в области низших частот модуляции. Частотная характеристика
детектора вместе с переходной цепочкой в области нижних модулирую
щих частот имеет вид, показанный на рис. 8-7 штриховой линией. Поэтому
конденсатор Сб должен представлять малое сопротивление на нижней
модулирующей частоте по сравнению с резистором Rfi. Амплитудно
частотные искажения будут в допустимых пределах, если
с6~1;2лF1iR6Vм~-1 •
(8-lr,)
176
При выборе емкости конденсатора Сб из этого условия с небольшоi\
погрешностью можно считать, что для переменных токов резистор Rб
оказывается включенным параJIJiельно резистору R. За счет этого
нагрузка детектора для переменных токов становится меньше нагрузки
для постоянных токов R:
RбR R
R~=R5+R < .
(8-20)
Это может привести к появлению нелинейных искажений, особе1111п
при бо.1ьших коэффициентах модуляции, а также к некоторому сни
жению коэффициента передачи детектора (в R-IR раз). Сказанное
подтверждают диаграммы, приведенные на рис. 8-9. Здесь выпо.1не1ю
Рис. 8-9 .
построение, аналогичное рис. 8-4 . Но с целью упрощения на рисую{е
не показано само высокочастотное напряжение, а даны лишь его огибаю
щие 2 и 3 для случая т = 1 при треугольной форме модулирующего
напряжения. Ломаная линия 1 соответствует изменению напряжения
на нагрузке при отсутствии цепочки RбСб. Этому же случаю на правой
части рисунка соответствуют линии огибающей импульсов тока 4 11
усредненных значений тока 5.
При подключении цепочки RбСб сопротивление нагруз1<и для
переменных токов уменьшается до значения, определяемого формулой
(8-20). Поэтому при тех же токах диода должна уменьшиться амплитуда
переменной составляющей напряжения на нагрузке детектора, что и
показывает ломаная линия 1'. Она будет как бы осью симметрии огибаю
щих высокочастотного сигнала, приложенного к диоду. Поэтому огибаю
щие <эrого сигнала изобразятся ломаными линиями 2' и 3'. Но соп роr ив
_,ение нагрузки детектора для постоянного тока, опре;~еляющее постоян
ное выпрямленное напряжение (U _ = μg,f/ т), при наличии цепочки
R6C6 остается прежним и равным R. 1 lоэтому среднее положени~
.'lинии /' остается на том же уровне, что и линии 1, т. е. левее нулевого
напряжения на величину μ 4 Um = U_ .
Рассматривая ход огибающей 2',
замечаем, что она пересекает линию ну.'lевого напряжения б в точке В.
177
При да;rь.нейшем умен•ьшени и оrиб.ающей pe:ty.D.ьтw.pyJQщee н.апряжение
между катодом и анодом диода с·пановится отрицатеJLьным, чт.о LLриводит
к закрыванию диода. При закрытом диоде конденсатор С5 ы.а'lнет раз
ряжаться через резисторы R и R6• Разряд пр.оисходит о~шнь мед.11енно,
так как емкость конденсатора Сб согласно выра~нию (8-19) выбирается
достаточно большой. Разряд конденсатора прекратится в момент вре
мени, когда огибающая 2 вно:вь пересечет линию нулевого напряжения
б в точке Г. С учетом сказанного в И11Тервале времени от точки В до
точки Г напряжение на нагрузке детектора практически будет постоян
ным, а усредненное значение тока равным нулю, ч·ю и показано i пра
во~"! части рис. 8-9. Таким образом, форма выходного напряжения на
участке от точки В до точки Г существенно отличается от огибающей
детектируемого сигнала, а это характеризует появление нелинейных
искажений. Подобные искажения при одинаковых параметрах элементов
схемы детектора скорее наступят при больших значениях коэффициента
модуляции. Анализ показывает, '!ТО нелинейные искажения отсутствуют,
если выполняется: неравенство
R->mR.
(8-21)
Для его реализации согласно выражению (8-2Gj сооротнвление пе
реходной цепочки R6 должно быть значительно бОJJьше сопротивления
нагрузочного резистора R. Так, при т = 0,8 должно быть R6 > 4R.
В ламповых приемниках сопротивлен.ие резистора переходной
цепочки можно брать равным 1,5-2 МОм, так как входная проводимость
лампы практически равна нулю. Поэтому нагрузку детектора допустимо
)Величивать до 0,2-0,3 МОм. При таком сопротивлении нагрузrш
коэффициент передачи детектора практически равен единице, а входное
сопротивление больше 100 кОм, ч10 вполне допустимо.
В транзисторных приемниках входное сопротивление первого кас
када низкочастотного тракта при схеме с общим эмиттером обычно
близко к 1 кОм. Поэтому сопротивление переходной цеnочхи не имеет
смысла брать боме 1-5 кОм, так как резу.в:ьтирующее сопротивление
параллельно включенных резисторов Rб и Rвх определится меньшим
из них и будет близким к 1 кОм. При столь малом значении входного
сопротивления первого каскада низкочастотного тракта согласно выра
жениям (8-2f) и (8-20) сотт·ратиВ111еиие нагрузки детек1101Jа не дС!JJШК111Ф
превышать нескQJrъких соrен 111м. Анри так.gм его значении JЮЭффин:иент
передачи и входmе сопрl'Jтивление де'Dекrора (€М. ри~. 8-6) будут чрез
мерно мелlЬl, ч-110 недОF1)1Сти11ю.Для устранения отме._!ИЫХ ~O'l'иsopeti·и-ii:
применяют.- деление Р1аrрузки детектор.а н·а две ч.астн R1 + R2 = R,
последооаrел.ьное включенпе в 15аЗС>вую цепь перооrо каск.а;ца низкочас
тотного тракта добавочного резистора Rд и неnолное вклJG11еlfИе дет.ек
тора к коt1туру, позволяющее осл.абиl'ь шунтирующее действие малого
вход'НСIГI!! соnротив.Dения детектор.а.
На рис. 8-1·0 приведена схема детектора с деление111 кагрузки и
вклi\'Jчеиием добавочноrо резистора. Соответственно Э'Гой CJteмe к на
грузке детектора от входа первого каскада низкочасю;ноrо тракта
подключ:аетея сощютивл€н ие
R~x=Rд+ Rв'I(•
(8-22)
Выбщ:>ая Rд ~ Rюt• можно получить досташчно большое значе
ние R~x.
Резисrор R2 служит частью наrрузки деrектQр.а, к коюрой подклю
'lается вход СJiе,!1.ующего каскада. Он также является ручным регуля-
1'18
тором гром1Юсти: передвижением его подвижного контакта вверх r ром
кость (усиление) увеличивается 11 наоборот.
С учетом добавочных резисторов t!З полного выходного напряже
ния, создающеrося на всей нагрузке (R = R1 + R 2 ), на вход следую
щего каскада подается только его часть, получающаяся за счет де.пения
на двух делителях. Первый делитель образуют резисторы R1 11 R2 •
Его коэффициент деления при максимальной громкости равен R2 1(R 1 -t-
+ J< 2 ). Второй делитель создается резистором R:x и входным сопротив-
м
д
R1
Рис. 8-10.
лением следующего каскада Rвх· Его коэффициент деленr1я равен
R",/(Rд + R",). Если коэффициент передачи детектора с нагрузкой
R1 +R2 равняется К д• то коэффициент передачи всей схемы от входа
детектора до входа следующего каскада запиlllется формулой
к,КR2
RRx
23
д= .1\R1+R2Rд+Rвx 0
(
8-)
Наименьшее отношение сопротивлений нагрузки детектора пере
менн<»1у и постоя.иному токам имеет место для верхнего положения
ручного регуJ1ятора грюмкости (максимум громкости) и определяется
согласно RЫражениям (8-20) и (8-22) соотношением
R - R1 +R2R~xl(R2+R~x)
-k=
R1+R2
При заданном максимальном мэффициенте
ление дополнителыюго резистора должно быть
R.д = (тмакс (R1 +R2)-R1J R2
(R1 +R2) (1-т)
(8-24)
модуляцни сопротив-
(8-25)
Для увеличения отношения R-1R желательно брать большими
сопротивления резисторов R1 и Rд. но согласно формуле (8-23) это сни-
жает К~. Поэтому обычно берут
Rr=e0,2+0,3)R; R2 =(0,7+0,8)R и Rд=3R2 -Rвx· (8-26)
Здесь R = R1 + R 2 - полное сопротивление нагрузки детектора
постоянному току, определяющее его входное сопротивление.
При реальном диоде за счет наличия обратной проводимости вход
ное сопротивление детектора будет меньше, чем определяемое выраже
нием (8-16) или графиком, приведенным на рис. 8-6 . Объясняется это
179
тем, что для токов с частотой сигнала на входе детектора оказывается
вктлченной обра rная проводимость диода g;пбр = 1/ R iпбр. так как
сопротивление конденса1ора С (см. рис. 8-3, а) или С1 (см. рис. R-10)
на •шстоте сигнала 0•1ень ма.10. В этом случае в~rесто формулы (8-16)
следует пользоватьсн уравнением
,
RвxRioбp
RRX = -:=-----, -;:,---
Rвх +R1обр
(8-27)
Схема деления нагрузки детектора 11а две части улучшает коэффи
пиент фиJ1ьтрации, так как резистор R1 и конденсатор С2 создают для
напряжения с промежуточной частотой добавочный делитель с коэф-
ф11щ1енто\1 деления llwпp С2 V Ri + 1/ы~рС,/. Но так как обычно
R1 > l/WпpC2, ТО
k
Сак
1
ф=
Сак+ С1 R1WпpC2"
(8-28)
В параллельном диодном детекторе физические процессы проте
кают практически тик же, как и в последовательном. Вследствие этого
входное сопротивление нелинейного элемента - диода в парал.1ельном
дегекторе определ1нся формулой (8-16) Основное отличие парал.1ель
ного детектора or последователыюго заключается в том, что согласно
рис. 8-3, 6 нагру1очный резистор д.1я токов промежуточной частоты
оказывается включенным параллельно контуру. Поэтому входное со
прот11в.1е1111е параллельного детектора
R
Rвx.norлR
вх.пар=R
+R•
вх.посл
При R > ЗОR 1 согласно выражению (R-16)
Rвx.nap=R/3.
(8-29)
(8-30)
В случае необходимости для улучшения фильтрации напряжения
промежуточной частоты можно испо.1ьзовать добавочное RС-звено.
Им, например, может служить цепочка, состоящая из резистора R ~
и входной еМК()СТИ следующего каскада С8 х (см. рис. 8-10). Коэффициент
фильтрации такого звена
k-
1
(8-31)
ф-
v2 22
WпрСвх Rд+ 1/WпрСзх
Достоинством параллельного детектора является возможность его
применения при автотрансформаторном включении контура в кол
лекторную цепь транзистора предыдущего каскада. В этом случае
контур используется для подачи питающего напряжения на коллектор,
что исключает возможность применения последовательного детектора.
Пример 8-1. Рассчитать параметры последовательного диощюго
детектора, выполненного на диоде Д9А, полагая fн = 50 Гц, Fв =
= 4,5 кГц, М 11 = М 8 = 1,1, тмокс= 0,8. Перед детектором стоит
каскад, рассчитанный в примере 7-4 . Первыii каскад низкочRстотного
тракта имеет входную проводимость 1 мСм. Амплитуда входного сигнала
превышает 0,5 В.
·
Из при.10жения 1 вписываем параметры диода: S = 10 мСм, Sпбр =
= 0,025мкСм,Сnк= 1пФ.ТогдаR;= l/S= 1/10-2= 100Ом.Из
данных примера 7-4 имеем: 63 = 0,0171; 6 = 0,015; g = 10- 0 См. Расчет
180
nедем применительно к схеме, изображенной на рис. 8-10. Чтобы
Кд ::::::: 0.85, согласно графику, представленному на рис. 8-6, нужно
взять сопротивление нагрузки детектора постоянному току R = 50Ri =
= 5000 Ом. В соответствии с формулами (8-26} и с у 11етом приложения
3 принимаем R1 = 1,3, кОм и R2 = 3,6 кОм.
Для выбранных параметров RIR 1 = 4900/100 = 49. По графикам,
изображенным на рис. 8-6, находим: Кд = 0,85, Rвх = 2,8 кОм и
R1д = 600 Ом.
Cor ласно форму.~е (8-25}
R _ [О,8(1,3-103+3,6· 103)-1,3· 10:1] 9,6· 10'1 J03=8,6- JOЗ 0\1,
д-
(1,З-103+3,6· 103)(1-0,8}
По приложению 3 выбираем rе1истор с сопротивлением 9, 1 кОм.
По формуле (8-15) минимальная емкосгь кондеш·атора С1 = 20-1 =
= 20 nФ. Из условия отсутствия инерционности (8-18)
У-1-0 82
Ci,,,:;; 6,28. 4,5. !03. 4.9. !03. 0,8 5,4 · 10-е Ф.
Для обеспечения заданного уровня частотных искажений согласно
формуле (8-13)
1
(1 1'
--
Ci,,,:;;6,28 ·4,5 ·IОЗ 600+4900)VI,12- I=3 ·io-sФ.
Выбираем по приложению 3 С1 = 4300 пФ.
Чтобы сопротивление конденсатора С2 на промежуточной частоте
было много меньше сопротивления резистора R1 , находим С? из усJювия
1/ Wn 0 C2 .:::;; 0,05R1:
20
с2 ~ -...,::-::-,,.--..,...-:,-:-...,.,,.,.-~,...-,~-
6,28 •4,65 ·100 · 1,З. )03
5,3-10-в Ф.
Выбираем по приложению 3 С2 = 5600 пФ.
Полный коэффициент передачи определяем из формулы (8-23):
'
3,6· 103
103
Кд= 0•85 (1,3+3,6) 10• 9,1 ·юз+ JUJ 0,05S.
Коэффициент фильтрации согласно выражению (8-28)
1• ю-12
1
k~= 1·10 12 +4,3·10 B l,3- \03 ·6,28-4,65· 10° 0 5,6· 10 8 l,l- IQ-Ъ,
что вполне достаточно, так как на три порядка меньше допустимого.
Полагая R6 равным 11ходноА•у сппротивлению первого каскада
ни н<о11астотноrо тре1кrа, вычис.,яем по формуле (8-19)
Выбираем по при.1ожению 3 э.1ектролитический конденсатор
С5= 10мкФ.
Применительно к рассматриваемому сдучаю формулу (7-26} можно
записать так: р2 = У01/Gвх· Учигывая обратную проводимость диода,
находим Gвх = 1/Rвх + Gобр = 1/2800+2,5·10-8 =3,57·10 -4 См. При
181
ст?.1ь 11<1а 11ом нагрузочном сопротивлении влияние обратной про
водимо~ти диода практически ничтожно. Окончательно имеем
р2 =Jf10-0 ;3,57 .10 -• =0,53.
8-3 . ДЕТЕКТИРОВАНИЕ ДВУХ СИГНАЛОВ
Иногда на вход детектора поступают два и более сигналов одновре
менно. Вторым сигналом может быть помеха по соседнему каналу.
Поэтому важно выяснить особенности работы детектора пр.и подведении
к нему двух снгна.1ов.
1. Детектирование двух немодулированных сигналов. Подведем
ко входу детектора два немоду.1ирова11ных сигнала: ис1 = Ит1 sin 00i.t
и Uc 2 = Uт2 siп (J)2t. Несущие частоты этих сигналов различны и
Ит1 > Ит 2• Результирующее входное напряжение детектора можно
определить с помощью сложения сигналов на 11екторной диаг\Jамме
... ..
о,
Рис. 8-11 .
(рис. 8-11). Здесь вектор первого сигнала
Uт~ неполвижен. Начало вектора второго
сигнала Uт 2 совмещено с концом вектора
первого сигнала, что требуется правилом сло
жения векторов. Второй вектор должен быть
представлен вращающимися вокруг точки 0 2 ,
так как несущие частоты сигналов различ
ны. Круговая частота его вращения равна
разности круговых частот сигкаJЮв Q =
= OOi - (J)2 • В случае равеиrтва 11астот обоих
сигналов вектор второго сигнала буЖ!'f ;акже
неподвижен.
Вектор результирующего сигнала Ирт•
равный сумме складываемых векторов, имеет
начало в точке 0 1 и конец в точке Б. При
раз.'lячиых частотах сигналов конец 89тора
Ит2 будет двигаться по окружности АБГДЕ.
Эта же окружность определит траекторию
движения конца вектора U рт· При таком дви-
жении вектор результирующего напряжения
представится изменяющимся по длине и по направлению (качающимся
относительно среднего положения вдоль вектора U т1 ). Изменение длины
вектора соответствует амплитудной модуляции результирующего сиг
на.1а. При этом коэффициент модуляции
m=Ит2/Ит1·
(8-32)
Качание вектора относительно среднего положения <>пре.аеляет пе
риодическое изменение частоты результирующего сигнала, чrо соот
ветствует частотной моду.1яцни. На относительно небольшие изменения
частоты входного сигнала детектор АМС не реагирует. А изменения
амплитуды АМС вызовут соответствующие изменения выходного на
пряжения детектора. Огибающая результирующего сигнала представ
лена на рис. 8-12. Согласно рис. 8-11 амплитуда результирующего
сигнала превышает амплитуду первого (большего) сигнала Uт~ до тех
пор, пока конец вектора U рт движется по дуге АГД и бу){ет меньше U т ,
когда юонец этого вектора проходит дугу ДЕА. Движение концов век
торов Ит1 и Ирт по окружности происходит равномерно. Поэтому
182
превышение над амплитудой первого сигнала будет в течение большего
времени Т+ по сравнению с интервалом времени Т _, когда амплитуда
результирующего сигнала становится меньше Ит~· Таким образом,
огибающая изменения амплитуд результирующего сигнала имеет
различные длите.1ь11ости nо.1упериодов. Это различие увеличивается по
мере пр!оlближения амплитуды второго (меньшего} сигнала к амплитуде
первого (большего) сигнала. При равенстве амплитуд в моменты времени,
соответств-ующие точкам Е, резуJrьтирующrе напряжение рав1ю нулю.
В радиоrехннке огибающую
двух гармоническ11х сигналов
с различными амплитудами и
чаr;тамк принято назы1За1ь
кривой бие11ий.
Рсз'Омируя, можно ска
затп, Чll'O при rюдведении к
детектору двух сигналов с
разли'lнымк амплитудами и
частотами результирующее
напряжение представляет со
бой сигнал, имеющий ампли
тудную модуляцию по кри-
вой биений с коэффициенто\1
модуляции,
определяемым
фор~1улоi1 (8·32), и частотную
модуляцию. Для обоих видов
иr
r
t
Рис. 8-12.
модуляции частота модуляции равна разности несущих частот сигна
лов. С1едовательнп. на нагрузке де1ектора получится напряжение,
соответствующее кривой биений этих сигна.~ов, показанной на рис.
8-12. По мере увеличения различия в амплитудах входных сигналоR
кр!irВ3Я бя~ний приближа<m::я к синусо1ще и практиче;:ни становитсq
ею прв Um 1 > 5Urm. Если ча~тота кривом биений F ~~ 1/Тр нахо
дится в п~11ах полосы пропускания 1111зкоча.стотнаrо тракта при
емника, то на выходе приемника будет прослушиваться сигнал с ча
стотой биений. При частотах более 1-3 кГц эти сигналы слышатся
как щ:&Ж1'Ы». Поэтому помехи, проявляющиеся в результате одновре
меяного ~ектирования полезного и мешающего сигналов, сопровож
даются «СВИСТОМ».
На осиовании форму.'! (8-4) и (8-32) амплитуда выходного напряже
якя д!пе111ор.а при детектировании двух немодулированных сигналов
оказыuе-rся равной амплитуде меньшеrо сигнала, умноженной на коэф
фицме"Нт передачи детектора:
И0т=КдИт2•
(8-33)
2. Гетеродинный детектор. Рассмотренное свойство детектора АМС
испольауется в гетеродинном детектоμе, схема которого приведена на
рис. 8-~3. причем один из последних ко!П'уров УНПЧ связан со спе
циалькыw гетеродином, частота колебаний которого f г отличается от
промежуточной частоты приемника на некоторую частоту F, входящую
в полосу пропускания низкочастотного тракта. Связь с гетеродином
выбирается такой, чтобы на входе детектора амплитуда напряжения
гетеродина превыша.1а в 5-10 раз амплитуду наибольшего полезного
сигнала. В этом случае кривая биений будет достаточно близка к си
нусоиде.
При отсутствии принимаемого сигнала к детектору подводится
лишь напряжение гетеродина. На его выходе при этом будет постоян-
183
1.ое напряжение, равное KдUrm· Однако на выход приемника это напря·
>~.ение не пройдет из-за наличия конденсатора С5 и других раздели·
1rдьных конденсаторов. Если же появится полезный сигнал, то на
Dыходе детектора и выходе приемника будет сигнал с разностной часто
той F, который будет хорошо слышен.
Человеческое ухо наиболее чувствите.'!ьно к сигналам с частотой
1-2 кГц. Поэтому при обеспечении такой разностной частоты (подбором
частоты гетеродина) можно добиться успешного приема очень слабых
L нгналов, даже таких, которые чуть меньше уровня помех. С учетqм
( казанного в профессиональных и радиолюбительских приемниках
для приема телеграфных сигналов без тональной модуляции предусмот
rена регулировка частоты гетеродина детектора. Пользуясь ручкоi!
регулировки, оператор выбирает для себя наиболее удобную частоту
биений.
3. Детектирование большого немодулированного и малого моду
лированного сигналов. Рассмотрим этот процесс при разнице несущих
частот бо.'Iьше частоты модуляции и верхней гранично/! частоты низко
•;астотного тракта. Соседние частоты радиовещательных передатчиков
М
Unp
гrt~·f·u;
fг
Гетероilин
Рис. 8-13.
отстоят друг от друга на 9 кГц. Поэтому мешающие сигналы соседних
каналов могут отличаться по частоте от несущей полезного сигнала
на 9, 18, 27 кГц и т. д. Эти значения больше максимальных частот
модуляции и верхней граничной частоты низкочастотного тракта радио·
вещате.'Iьных и связных приемников. Поэтому при одновременном де
тектировании любого из этих сигналов вместе с полезным напряжение
с частотой биениi! практически не пройдет через низкочастотный тракт
приемника.
Наличие модуляции меньшего сигнала характеризуется тем, что
в соответствии с законом модуляции изменяется его амплитуда. для
по.1ожительной волны модулирующего напряжения точки Г
(см. рис. 8-12) будут подниматься, а точки Е - опускаться. Точки же
А и Д о~тапутся на том же уровне, так как амплитуда бо.'!ьшего сигнала
сохраняется постоянной. Для отрицательной вот1ы модуднрующего
напряжения точки Г будут понижаться, 1очки Е - повышаться. Сред·
нее значение амплитуд результирующего напряжения за период кривой
биений отличается от U mi на величину, пропорциональную разнице
площадей ее положительного (заштрихованного вертикально) и отрица
тедьного (заштрихованного горизонтально) полупериодов. Этой же
nе.1ичине будет пропорционадьно среднее значение тока в нагрузке
детектора, а следовательно, и детекторный эффект. Но чем бо.1ьше раз
ница между амплитудами несущих сигналов, тем симметричнее кривая
биений и меньше будет изменяться среднее значение тока за период
кривой биений за счет модуляции малого сигнада. Поэтому принято
говорит~" что при наличии на входе детектора двух сигналов бо.1ьший
сигнал уменьшает детекторный эффект от меньшего сигнала иди что
184
больший сигнал в детекторе подавллет А1еньший. Ко.11ичественно это
можно характеризовать уменьшением коэффициента передачи детек
тора для меньшего сигнала. Анализ показывает что для меньшего
сигнала коэффициент передачи [3, 26]
К~=0,5КдИт.JИт1·
(8-34)
Этоявлениеиногданазываютсвойствомизбирательного
детект11рования,таккакономожетсущественновJшятьна
избирательность приемника. Если по:1езный сигнал на входе детектора
больше мешающего, то детектор по.1волит еще ослабить помеху и будет
способствовать повышению избирательности. Когда помеха на входе
детектора окажется больше сигнала, то она ослабит детекторный эф
фект для полезного сигнала и как бы ухудшит избирательность прием
ника. Именно это явление учитывается при снятии кривых двухчастот
ной избирательности (см.§ 1-2). Оно же определяет достаточно высокие
требования избирательности по соседнему каналу, •rтобы мешающий
сигнал на входе детектора всегда был меньше полезного.
4. Детектирование двух модулированных сигналов с разными
несущими частотами и амплитудами. Такое детектирование также
приводит к тому, что для сильного сигнала коэффициент передачи
детектора сохраняет свое значение неизменным, а для слабого он умень
шается и характеризуется уравнением (8-34). Поэтому отношение
напряжений этих сигналов на выходе детектора определяется формулой
U02
m2 u:ii 2
-=0,5 ---2 -·
(8-35)
U01
m1Um1
Приведенные соотношения справедливы, если детектор безынер
ционен для частоты биений, когда согласно выражению (8-10) ТР > RC.
Если указанное неравенство не выполняется, то детектор инерционен
для частоты биений и подавление меньшего сигнала большим ослаб·
ляется. Объясняется это тем, что при большой инерционности нагрузки
детектора изменение напряжения на конденсаторе С происходит гораздо
меnленнее, чем изменение огибающей детектируемого сигна.11а, т. е.
в данном случае огибающей кривой биений. Поэтому напряжение на
конденсаторе r: за период кривой биений будет близко к своему макси
мальному значению (Umi + U т2), которос изменяется по закону модуля
ции меньшего сигнала. Следовательно, детекторный эффект для меньш, го
с11гнала станет больше.
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ ДЛЯ ПОВТОРЕНИЯ
1. Каково назначение детектора? В чем состоит физ и ческа я сущ-
1юrть процесса детектирования?
2. Сформулируйте определения основных характеристик детектора.
3. В чем отличие формы входного сигнала от напряжения, прило
женного к диоду детектора?
4. Чему равен коэффициент передачи диодного детектора и какова
его зависимость от параметров схемы?
5. Каковы критерии выбора параметров нагрузки диодного детек
тора?
6. При каких условиях возникают нелинейные искажения, выз·
11а1111ые инерционностью нагрузки детектора и различием ее сопротив·
.1сния постоянному и переменному токам?
185
7. Лля каких целей служит разделите.'!Lная цепочка от детектора
к псрному каскаду низкочастотного тракт!!?
8 Какова зависимость nходного сопротиnления детектора 01 lO·
против.,ения его нl!rрузки?
9. В чем преимущес1ва и недостатки деления 11агру1ки детектора
на две части?
IO. Каковы условия обеспечения допустимого уровня амплитудно
частотных искажений в детекторе?
11. Каковы пути уменьшения коэффициента фильтрации?
12. В чем сущность физических процессов при детектировании двух
немодулированных сигналов?
13. Каковы назначение и принцип осуществления гетеродинного
детектора?
14. В чем сущность подавления слабого сигнала сильным D де~ек
торе? На какие параметры приемника и как в.1ияет это явление?
ЗАДАЧИ
8-1 . Каковы должны быть параметры нагрузки последовательного
диодного детектора, выполненного по исходным данным примера 8-1,
если mмякс = О, 7?
Ответ:R= R1+R2= (1,3+3,9) кОм; С1= 7300пФ.
8-2 . Определить сопротивление добавочного резистора при mмaiic =
= 0,7 по данным примера 8-1 .
Ответ:4,35кОм.
8-3 Определить коэффициент фильтрации детектора, выполненного
по данным примера 8-1, при отсутствии деления нагрузки ?
Ответ:0,00023.
8-4 . Как изменится отношение сигна.,/помеха на выходе детекrора,
если m1 = m2 и Ист= 5Ипт?
От в е т: уменьшится в 10 раз.
rnABA9
ПРЕО&РдЗОВд ТЕЛН ЧАСТОТЫ
9-t. ПРИНЦИП Рд&ОТЫ. КЯдССИФИIСдЦИЯ
И ОСНОВНЫЕ ХдРдКТЕРИСТИКИ
Согласно описанным в§ 8-3 свойствам детектора ослабление мешаю
щих сигналов соседних каналов должно быть существенно больше
максимально возможного отношения помеха/сигнал на входе приемника.
При приеме сигналов дальних или маломощных станций при близко
расположенных мощных мешающих станциях указанное отношение
может достигать 60-100 дБ. Именно это обстоятельство опреде.1яет
высокие требования к избирательности по соседнему каналу (до 80-
100 дБ) в профессиональных связных и радиолюбительских приемниках.
В приемнике прямого усиления с переменной настройкой избирате.1ь
ными системами радиочастотного тракта могут служить лишь одиночные
ко.11ебательные контуры, так как более с.1южные избирательные снстемы
186
чрезвычайно громоздки и дороги. Полосы пропускания указанных при
емников обычно не шире 6-9 кГц. Ближайший соседний канал имеет
расстройку 9 кГц. Поэтому для удовлетворения отмеченных выше
требований к избирательности необходимо иметь коэффициент прямо
угольности, определяемый при ослаблении 1000, не более 2-3, а при
ослаблении 100- менее 1,5-1,7. Согласно табл. 5-1 резонансный уси
литель таких параметров не обеспечивает, но Шf'стикаскадный двух
контурный усилитель имеет К п~ооо = 3. С другой стороны, сог лнсно
выrажениям (7-8) и (4-28) эквивалентное заrухание колебательных
контуроu п-каскащюго резонансноrQ усилителя
Лус
бэ =-r; Ч'1 (п).
(9-1)
Из рассмотренттых ранее примеров следуt:т, что в ламповых прием
никах невозможно обеспечить эквивалентное затухан1<е ко.1ебательных
контуров менее 0,008-0,01, а в транзисторных М<'Нt'е 0,015-0,02.
Для у.1учшения избирательности нужно брать большое число каскадов.
Но даже при шести каскадах, что конструктивно трудно осуществимо
11 весьма дорого, полосу пропускания 6-9 кГц в соответ~твии с формv
.1ой (9-1) можно получить в ламповь1х приемниках прямого усиления
на частотах ниже 1,7-3,2 МГц, а в транзисrорных - на частоте ниже
1, 1-1,6 МГц. Таким образом, указанную по,1осу пропускания прием
ник прямого усиления может обеспечить лишь в диапазонах гектомет
ровых и более длинных волн. Это количественно подтверждает вывод,
сделанных в § 1-3 о том, что приемники прямого усиления не могут
обеспечить хорошей избирательности в диапазонах декаметровых и
более коротких волн.
Сигнал, подводимый на вход детектора, должен иметь амплитуду
не менее 0,5 В. Поэтому при высокой чувствительности приемника (еди
ницы и десятки микровольт) коэффициент усиления радиочастотного
тракта должен быть более 104-105 ·раз.
В примерах гл. 6 было ПОl(азэно, что устойчивый коэффициент
усиления (6-32) транзисторных ка~1(адо11 в декаметровом диапазоне
волн не превышает нескольких единип. СлРдователыю, в приемниках
прямuго усиления, работающих в этом диапазоне, до детектора нужно
применять не менее 8-10 каскадов. С конструктивной и экономической
точек зрения подобное решение практически неприемлемо. Таким об
разом, в диапазонах декаметровых и более коротких волн транзистор
ные приемники прямого усиления не могут обе~печить хорошую чув
ствительность. Jlамповые приемники прямого усиления обеспечивают
необходимую чувствительность лишь на декаметровых и более длинных
волнах. Отмеченные недостатки исключили применение схемы прямого
усиления в современных ламповых и транзисторных приемниках
с высокой чувствительностью и хорошей избирательностью.
Характерным элементом супергетеродинного приемника является
преобразователь частоты (ПЧ). Он является нелинейным элементом и
служит для преобразования приня1ого сиrна.1а в другой, болt>е удоб
ный для усил1:ния и обеспечения хорошей избирательности. Как было
показано в § 1-З, это преобразование состоит в изменении частоты
несущей при сохранени11 закона модуляции сигнала. На рис. 9-1, а
показан входной сигнал ПЧ с несущей частотой f с и гармони 11еским
законом модуляции с частотой F. Согласно выражениям (8-2) и (8-3)
спектр этого сигнала будет иметь вид, изображенный на рис. 9-1, б.
На рис. 9-1, в показано выходное напряжение ПЧ. Его несущая частота
187
--,, ,
;'
."
f
:;::_ ----, --
L"- --/§.-
;r
,, \::! ---. "/ 11
1"
'
!<:;
!,.·----~-
'
~
'-_::::""~-------
а)
U11p
------ -1-- --
,
F
t
6)
f"
Ir
t"1IIf
"
fc+F
Рис. 9-1 .
f пр меньше несущеil входного сигнала, но закон модуляции тот же.
Рис. 9-1, г изображает спектр выходного сигнала Сравнивая рис. 9-1, г
и 9-1, б, можно заметить, что все составляющие спt-ктра выходного сиг
нала смещ,•ны влево (в сторону меньших частот) относительно соотвt-т
ствующи х составляющих входного сиг1,ала на частоту fc - f 11 P. • • По э то м у
У
иногда говорят, что ГIЧ про11зво
]" У21
Уz1п
о
Рис. 9-2 .
Уг1
о
t
дит линейное смещение спектра
по шкале частот. Оно в прин
ципе может происходить и в
сторону больших частот.
В качестве нелинеilных э:~е
ментов в ПЧ исполь~уются тран
зисторы, лампы, диоды. Прин
цип работы транзисторного пч
кратко описан в § 1-3. Для бо
лее подробного объяснения ра
боты ПЧ воспользуемся графи
ческоil зависимо~:тью ко.~дек1ор
ного rока гранзистора 01 на
пряжения между базоil и эмит
тером (рис. 9-2).
Проводимость прямоil пере
дачи транзистора, связыва,о-
щая изменение кодлекторноr о
тока с изменениями входного напряжения, приложенного между ба
зой и эмиттером (Uб 3 ), ro1·.n;1rнo рис. 1-5 определяется отношением
приращений этих величин при постоянном напряжении на ко.1:1ск-
188
(9-2)
Штриховой линией на рис. 9-2 показана зависимость проводимости
У21 от напряжения Ибэ· При большом отрицательном напряжении Ибэ
·1ависимость коллекторного тока от этого напряжения приближается
J( линейной, а проводимость прямой передачи почти достигает своего
наибольшего значения. Именно в этой области выбирают рабочую точку
1ранзистора У при использовании его в усилительном режиме, так как
пр~t этом обеспечивается наибольшее усиление при малом уровне не
:111нейных искажений. Обозначим проводимость, соответствующую этой
точке, У 21 у· По мере снижения отрицательного напряжения Ибэ кру
тизна характеристики коллекторного тока уменьшается, что приводит
к соответствующему уменьшению проводимости У21 . Для высокочастот
ных дрейфовых транзисторов в интервале входных напряжений от 0,2
до 0,4 В проводимость прямой передачи практически линейно увеличи
вается с роrтом входнnго напряжени11. При выборе рабочей точки в се
редине эюго участка (точка П' на риr. 9-2) изменение проводимости
прююй перед;~чи будет почти линейно зависеть от входного напряжения,
ccmi оно не выходит за пределы отмеченного интервала. В этом случае
действующее между базой и эмиттеrом переменное напряжение гетеро
дина
Иг=Иrт sin Фгt
С:удет изменять проводимосгь прямой передачи по 'iакону
У~1 (t) =У21п+ У21т sin ro,t.
(9-3)
(9-4)
Графически эта зависимость показана в правой час1и рис. 9-2 .
Включим в ту же ц~пь база - эмиттер источник сигнала с напря·
жени ем
Uc =Ист sin roct.
(9-5)
Будем полагать, что амплитуд;~ сигн11ля гораздо меньше амплитуды
напряжения гетеродина: L'ст ~ Игт· Под действием обС'их напряЖР·
ниii положение рабочей точки не выйдет 1а пределы линейного участка
графика, характеризующего изменение У?1 от напряжения Ибэ· На
основании общс1·0 уравнения для коллекторного тока получим:
iк= У21 Ибэ=(У21п+ У21т sin Фгf) (Ибэ.п+Ист sin Фсf).
(9-6)
После несложных тригонометрических преобразований формуJ1у
(9-6) 'южно переписать так:
iк =У 21пИбэ.п +У 21тИбэ.п sin ro,.t+ У21сИст sin Фсf-
- 0,5 У 21тИст COS (rог-Фс) t+0,5Y21т Ист cos (rог +Фе) t. (9-7)
Следовательно, при выборе рабочей точки на криволинейном участке
полы-амперной характеристики (точка П на рис. 9-2) и подведении
к транзистору двух переменных напряжений (гетеродина и сигнала)
коллекторный ток будет иметь постоянную составляющую У21 пИбэ.п•
составляющие с частотами гетеродина и сигнала, а также составляющие
с разностной и суммарной частотами. Две последние составляющие
прадиотехникеназываюткомбинационными,посколькуих
частоты определяются комбинациями (суммарной и разностной) частот
входных сигналов нелинейного э.1емента, каковым является преобра
зователь частоты.
189
При постояпноli амплитуле напряжения гетеродина амп.~итуда
У21 т будет неизменной (рис. 9-2). Поэтому амплитуды разностной и
суммарной составляющих прямо пропорционат,ны амплитуде сигнала.
Нагрузку ПЧ де.~ают избирательной '' н11страивают се и.ли на ра1-
ностную или на суммарную частоту. Благодаря этому на выходе ПЧ
выделяется напряжение то:rько одной составляющей тока, называемой
полезной составляющей промежуточной час
тоты.
Таким образом, при отмеченном выше режиме работы с учетом
сказанного в § 1-3 ПЧ сохраняет закон модуляции сигнала, изменяя
лишь частоту его несущей.
Преобразователи частоты классифицируют по ряду признаков.
Если для создания гетеродинного напряжения используется тот же
нелинейный элемент, который применяется для преобразования сигнала,
тотакойПЧназываютсовмещенным с rетеродином.
Когда для гетеродина применяется отдельный нелинейный элемент, то
такой ПЧ называется ПЧ с отдельным гетеродином. В последнем случае
независимость выбора режимов электронных приборов обеспечивает
лучшие качественные характеристики ПЧ. Поэтому в современных
транзисторных приемниках, как правило, используются ПЧ с отдель
ным гетеродином.
По типу применяемого нелинейного элемента ПЧ могут быть тран
зисторными, ламповыми, диодными и т. п.
В зависимости от соотношения несущих частот входного сигнала
игетеродинаПЧбываютсверхней нас,тройкойгетеро·
дина,когдаfг>fс•иснижнейнастройкойприfг<fс·
В соошетствии ,. 1ипом настроriки приемника ПЧ ~~огут быrг. с п е·
рrмеи11()й и ппстояннойнастройкой. Вприемниках
с пере~1енной настройкой гетеродины делают перестраиваемыми. При
одноручечной перестройке всех контуров радиотракта приемника изме·
нение частоты гетеродина дот1шо соответствовать зависимости
fг=fc ± fпр•
(9-8)
В этом случае частота полезной разностной составляющей постоянна
и равна f пр для .любой частоты сигнала. Благодаря этому избирательные
системы тракта промежуточной частоты могут выполняться с постоянной
настройкой, что позволяет применять высокоизбирательные системы,
в том числе и фильтры сосредоточенной избирательности. Знак плюс
в формуле (9-8) соответствует верхней настройке гетеродина, а знак
минус - нижней.
Свойства преобразователей частоты оцениваются следующими
характеристиками.
1.Коэффициент преобразованияестьотношение
амплитуды выходного напряжения (с несущей, равной промежуточной
частоте) Иnpm к амплитуде входного сигнала
(9-9)
Он определяется при точной настройке гетеродина, которой соот·
ветствует уравнение (9·8), и, следовательно, равенстве частоты полезной
(разностной или сумыарной) составляющей и средней частоты полосы
пропускания нагрузочной избирательной системы. Чем больше коэффп
циент преобразования, тем лучше ГJЧ.
2.Диапазонрабочих
• 1 а с т о т ПЧ дол1кен соответство·
вать ана.:югичному параметру приемника.
190
3.Избиратель11остьПЧ определяетсяформой кривой
избирательности, под которой понимается зависимость амплитуды выход
ного напряжения ПЧ от частоты входного сигнала при неизменных
амплитуде и частоте гетеродина. Частота гетеродина при этом должна
соответствовать формуле (9-8). Характерной особенностью кривой изби
рательности ПЧ является на.1ичие нескольких максимумов, о чем будет
подробно рассказано в § 9-5 .
4. КозффициентшумаПЧоцениваетсяпотакойжемето
дике, как и для vсилительного каскада.
5.Уровен"ь искаженийПЧслагаетсяизамплитудно
частотных, фаза-частотных и нелинейных искажений. Каждый из этих
видов искажений оценивается по ранее описанным методикам.
6.Стабильность работыПЧхарактеризуетсяпостоян
ством его параметров и надежностью работы. Поскольку входные и вы
ходные резонансные системы ПЧ настраиваются на существенно раз
личные частоrы, то он ооычно более устойчив, чем усилительный каскад.
имеющий аналогичный электрониый прибор и нагрузку.
9-2 . ТРАНЗИСТОРНЫЕ И ПдМПОВЫЕ rЕТЕРОДННЫ
Гетеродинамиврадиотехникеназываютмаломощныегене
раторы, создающие гармоническое напряжение с определенными час
тотой и амплитудой. Режим возбуждения в гетеродинах достигается
за счет применения положительной обратной связи, например, '>iежду
- clftl
нпч
6)
Рис. 9-3 .
коллекторной (анодной) и базовой (сеточной) цепями. На рис. 9-3, а
показана схема гетеродина с трансформаторной об?Зтной связью,
осуществляемой между контурной ка гушкой Lr и катушкой обратной
свя~и Lсв• включенной в кс~л.~екторную uепь. Колебательный контур
через конденсатор Сб включен в цепь база - эмиттер транзистора.
Связь между катушками .Щ)J!жна быть столь сильной, чтобы результи
рующая проводимость ка входе транзистора (6-29) была оорицателJоНой.
Для этого коэффициент связи между катушками до.лжен превышать
191
критическое значение
(9-10)
где gr - собственная резонансная проводимо:ть гетеродинного контура;
р 6 -- коэффицненr включения эгого контура в базовую цепь тран
зистора.
Анализ работы rетеродинов как генераторов с самовозбуждением
показывает, что стабильноrть их работы, и в первую очередь стабиль
ность частоты, улучшается при уменьшении результирующей проводи-
мости колебательного контура, равной gr + p~g11 • Поэтому для ослаб
ления шунтирующего действия входной проводимости транзистора
колебательный контур включается ко входу транзистора неполно. Не
полное включение контура позволяет достигнуть режима самовозбуж
дения при меньшем коэффициенте связи или при меньшей индуктив
ности катушки связи. Последнее необходимо для того, ч rобн собствен-
11ая частота коллекторной цепи, определяемая индуктивностью Lсв и
подключенными к ней емкостями схемы, была вне диапазона рабочих
частот. Если собственная частота коллекторной цепи окажется в диа
пазоне рабочих частот, то на этой частоте существенно изменится режиы
работы гетеродина, а следовательно, изменятся частота и амплитуда
генерируемых колебаний. Выбор типа намотки катушек определяет
максимально осуществимый коэффициент связи между ними (см. § 5-4).
Поэтому, задавшись Lсв :::::: (0,1 + 0,2) Lr, из выражения (9-10) можно
найти максимально допустимое значение коэффициента включения
входа транзистора к контуру. С целью уменьшения критической связи
выгодно выбра1ь рабочий режим транзистора с большей проводимостью
прямой передачи. Такой режим обеспечивается при увеличении коллек
торного тока. Но при этем соответственно увеличивается входная
проводимость транзистора, что приводит к повышению критической
связи. Поэтому в гетеродинах нецелесообразно выбирать ток коллектора
более 1-2 мА.
Необходимое выходное напряжение гетеродина снимается с части
его колебательного контура. Для этого часть контурной катушки вво
дится в эмиттерную цепь транзис10ра ПЧ (см. рис. 9-5).
На рис. 9-3, б приведена схема гетеродина с автотрансформаторной
обратной связью. Здесь транзистор включен по схеме с общей базой.
Часть колебатеJ1ьного контура между его нижним (по схеме) концом
и отводом 1 вкЛiочена во входную цепь база - эмиrтер транзистора,
а часть колебательного контура, заключенная между отводами 1-2, -
в выходную цепь коллектор - эмиттер транзистора. Это обеспечивается
подключением эмиттера к отводу 1 катушки ч<>rез конденсатор С 3 •
В рассматриваемой схеме гетероди11а колебате.1ьный контур подк.1ючает
ся к э.~е1продам транзистоrа тремя точками: нижним концом и отводами
катушки 1 и 2. Поэтому такая схема также называется трехточечной
( хемой гетеродина с делением индуктивной ветви контура. Но при необ
ходимоrти три точки подключения контура к электронному прибору
гетерсдина могут быть образованы по:.~едовательным включением двух
(или трех) конденсаторов в емкостной ветви колебательного контура.
В этом случае схему гетеродина называют трехточечноil с делением
емкостной ветви колебательного контура.
В трехточечной схеме гетеродина переменные напряжения, подво
димые на базу, и коллектор по отношению к эмиттеру находятся в про
тивофазе, что и требуется д.~я создания положительной обратной связи.
192
Для обеспечения режима самовозбуждения должно вып()лняться условие
Lбз>~Lкз.
pi<Y21
(9-11)
где Lбэ - индуктивность части контурной катушки между ее нижним
концом и отводом /; а Lкэ - индуктивность части контурной катушки
между отводами 1 и 2; Рк - коэффициент включения контура в кол.1ек·
торную цепь транзистора.
Стабильность частоты гетеродина должна быть достаточно высокой,
так как она существенно влияет на выбор полосы пропускания супЕ'р
гетеродинного приемника Предположим, что применяется верхняя
настройка гетеродина. Тогда согласно выражению (Q-8) частота подез
ной l(ОМбинационной составляющей на выходе преобразователя
(9-12)
При точной настройке геrеродина эта часто1а до.1жна быть равна
частоте настройки нагрузочных колебате.1ьных контvров ПЧ, т. е про
межуточнпй час·, оте приемника Чтобы преобразованный сигнал 11pu·
f_
fлр =fк а)
б) f 11,0
fк
Рис. 9-4.
ходил через избирательную систему без искажений, ширина ее поло~ы
пропускания П"J! должна быть равна ширине спектра преобра:юваннu: о
<.:игнала Fсп· Lлучаю точно1'i ш1стройки гетеродин? сnответсгвует
риС". 9-4, а.
Если чаr·1оп1 гетеродина у11ел11ч1нся на Лf," ro на сто.1ы<0 же в соот·
ветств11и с фо;~мулой (9-12) повысится частота полезной комбинащюнноii
составляющей За 1:че1 !Ного спектр преобра:юванного сигнс1J1а линейно
сыrстится вr1р"'"> гоже 11а В<'J111чину Л/г (рис. 9-4,f.). При гак<1м смещении
преобразованный сигна.1 будt•т проходи гь через избирнеJ1ьну1О систему
с прежней полосой проnуск~ния П 11 р с сущ"rтвt•нными и:кажениям1·.
В <'лучяе 0 11ень боJ1ы1юго изменения частоты 1стерод1ша (Лfг > 0,5 П.ir)
пр~обраэованный сигнал через тракт промежуточной 11i1стоты может
вообще нс пройти и приемн сигнала не будет. То )"С само!" прон1ойдеr
при уменьшен11и частоты гегсродина, только при это~1 cn!. 'l(l'p преобrа
·юванного сигнала сместится в.1ево (в область мен1,ших частот) Чтобы
11ри измс11е111н1 11астоr1->1 rеч·ропина прием происходи:~ бt"з существенн·.rх
искажений сигнала, нссбходимо рнсширять полосу пропускания тракта
промежуточной частоты по сравнению со спектром сиг1111.1~ на удвоенное
максимальное отклонение час10ты гетеродина, т. е брать П ~Р = F с11 t-
-
2Лf,.""'кс· При этом кривая избираге;~ьности траt(Та промежуточ11оi1
частоты будет соответствовать штриховой линии на рис. 9-4, 6.
19)
Если частота гетеродина стаоильна, а изменяется несущая частота
сигнала, то произойдет аналогичное смещение спектра преобразованного
сигнала относительно полосы пропускания тракта промежуточной
частоты. При верхней настройке гетеродина увеличение частоты сигнала
вызовет смещение спектра преобразованного сигнала по оси частот
влево, а при уменьшении - вправо.
Поскольку изменения частоты сигнала и гетеродина происходят
независимо, то могут быть случаи, коr да частота гетеродина увеличивает·
ся, а частота сигнала уменьшается (или наоборот). При этом для неис·
каженного приема полосу пропускания тракта промежуточной частоты
необходимо расширять на величину 2 (Лfг.макс + Лfс.макс). Однако
вероятность таких совпадений сравнительно мала. Поэтому практичРски
достаточно расширитt. полосу пропускания лишь на удвоенное средне·
квадратичнQе значение максимально возможных отклонений частоты.
Для выполнения данного условия полоса пропускания тракта промежу·
точной частоты супергетеродинного приемника должна рассчитываться
по формуле
(9-13)
Вынужденное расширение полосы пропускания приемника, обус·
ловленное нестабильностью частоты гетеродина и передатчика, приводит
к ухудшению избирательности приемника и к увеличению действия по
мех. Поэтому желательно, чтобы удельный вес второго слагаемого
в формуле (9·13) по сравнению с первым был по возможности меньшим.
Требуемое расширение полосы пропускания приемника за счет веста·
бильности частоты гетеродина и сигнала удобно оценивать коэффициен·
том расширения полосы
k _ Ппр - I+2VЛf~.макс+Лf~.макс
(9• 14)
р-Реп-
Реп
0
Если этот коэффициент менее 1,2, то практически нет смысла до·
биваться лучшей стабильности частоты гетеродина, так как это согласно
формуле (9-14) не позволит существенно сузить полосу пропускания и
тем самым существенно улучшить избирательность, а в соответствии
с выражением (4-72) и чувствительность приемника. Но если при
Лfг.макс > Лfс.мокс коэффициент расширения превышает 1,3-1,5, то
повышение стабильности частоты гетеродина может существенно улуч·
шить основные характеристики приемника.
Стабильность частоты генераторов принято оценивать коэффициен·
том относительной нестабильности
(9-15)
В табл. 9-1 приведены значения этого коэффициента для различных
типов и схем гетеродинов.
Основной причиной нестабильности частоты гетеродинов является
изменение параметров колебательных контуров и транзисторов за счет
непостоянства температуры окружающей среды и напряжения источни·
ков питания. При изменении температуры окружающей среды изменяют·
ся геометрические размеры контурных катушек и конденсаторов. Это
изменяет их индуктивность и емкость, а следовательно, и частоту гене·
рируемых колебаний. Для уменьшения температурной нестабильности
контуров гетеродинов каркасы катушек стараются делать из материалов
с малым температурным коэффициентом объемного расширения. Кроме
194
Таблиц а 9-1
Коэффициент относительной иестабипьиости
Декаметровые и более
Метровые и бопее
Схема гетеродина
дпинные вопны
короткие ВОIJНЫ
Транзистор-\ Ламповая Транзистор·! Ламповая
ная схема
схема
ная схема
схема
без кварце-
2 .10-в-
вой стаби- 10-3 -10 -4 10-а-10-4 10-2 -10-3
2.10-а
Однокас-
лизации
кадная
.
с кварце-
3.10-11-
вой стаби- 10-~-10-7 10-11-10-е
лизацией
3. 10-•
Многокаскадная с ум-
ножением частоты и 10-s -10-7 10 -8 -10 -7 10 -11-10-7 10-~-10-z
кварцевой стабилиза-
цией
того, в контуры включают термокомпенсирующие конденсаторы, емкость
которых изменяется так, что компенсирует отклонения собственной
частоты контура за счет влияния температурной нестабильности других
элементов. Для этой цели используются керамические конденсаторы,
емкость которых с ростом температуры в зависимости от марки диэлект
рика может увеличиваться или уменьшаться. Хорошие результаты
дает помещение всего гетеродина в термостат, внутри которого температу
ра поддерживается около среднего значения с очень малыми колебания
ми (десятые доли градуса). Особенно удобно термостатировать транзис
торные гетеродины, так как они обладают малыми размерами и потреб
ляемой мощностью. Такие гетеродины имеют меньшие коэффициенты
относительной нестабильности, приведенные в табл. 9-1 .
Температура окружающей среды существенно влияет на коллектор
ный ток транзисторов и, следовательно, на все основные параметры
транзисторов, в том числе и на междуэлектродные емкости. Последнее
приводит к изменению частоты гетеродина. Поэтому в схеме питания
транзистора обязательно предусматривают температурную стабилиза
цию коллекторного тока.
Особенно заметна температурная нестабильность частоты гетероди
на в течение первых десятков минут после в1<лючсния приемника, когда
происходит постепенный нагрев его элементов. Приемники с узкой
полосой пропускания в это время, как правило, приходится несколько
раз подстраивать, т. е. изменять частоту гетеродина, компенсируя уход
его частоты.
Большое влияние на частоту гетеродина оказывает непостоянство
напряжения источника питания, так как при этом также изменяются
параметры транзистора или лампы. Для устранения этого применяют
специальные устройства, стабилизирующие напряжение питания гетеро-
195
дина (стабилитроны или электрпнные схемы, одна из которых 01111сана
iJ § 14-5).
Если указанные меры не обес11ечивают нужной стабильности час
тоты, то применяют кварцевую стаб1tлиз1щию частоты. Для этого в схему
гетеродина вводятся кварцевые резо11а~оры, обладающие маJ1ым тем
пературным коэффициентом. Такие гетеродины описываются в учебни
ках по радиопередающим устройствам.
С ростом •1астоты стабильность частоты гетеродина при сохранении
схемы ухудшается. Поэтому при работе в диапазонах декамс•тровых и
более коротких волн приме11яются многокаскадные схемы гетеродинов.
Задающий каскад в э1их схемах генерирует колебанин в лиапаз<'не
гектометровых во.111, а пос::едующие каскады умножают (по.вышаюr)
его частоту в нужн~ чис.10 раз. Один каскад ум11ожаtт частоту в 2-5 рnз,
а общее умножение может достигать неско.1ьких десятков раз. В много
касющном гетеродине стабильность задающего генератора повышается
еще и потому, что умножающие каскады выполняют также роJ1ь бу
ферных каскадов и ослабляют дестабилизирующее влияние на него
\Jадио•1астотных не ·1ей приемника. О1шако ра~меры, стоимость 11 мощ
н.Jсть исrочюшов питания таких rетt•родинов гораэ,110 бс.'lьше, чetv1 у од
нокаскадних. Поэтому они применяются лишь в профессионалыsых
приемниках декаметровых и lkдec коротких волн, 1югда с целью повы
шения избирательности, поtv1схоустойчивости и чувствительности
требуется иметь полосу пропускания при~мн!'ка, практически равную
ширине спектра сигнала.
В тех случаях, когда оператор в процессе эксплуатации может
непрерывно подстраивать приемник и тем самым компенсировать изме
нение частоты гетеродина и сигнала, полосу пропускания приемника
можно бран, равной ширине спектра, т. е. полагать в форму.'lе (9-13)
Лfс= Лfг = О. Эту же задачу может решать авrоматическая система
подстройки часто1 ы гетеродина. Но целесообразность ее применения
оправдана .'!ишь при коэффи1{иентах расширения полосы (9-14) kp > 2 +
3. Для обеспечения хорошей работы эта система требуег применения
многих добавочных э.'!ементов, что усложняет конструкцию и увели
чивает стоимость приемника. В настоящее время подобные системы
применяются лишь в профессиональных приемниках метровых и бо.'lее
коротких волн, а также в радиовещательных приемниках первого класса.
Пример 9-1. Определить полосу пропускания тракта промежу
точной частоты супергетеродинного приемника при однакаскадном
транзисторном геrеродине, в котором применена температурная ста
б;тизация резонансной частоты колебате.'!ьного контура и коллектор·
ного тока. Рабочая частот11 приемни1<а fс= 1 МГц, промежуточная
частота f пр_= 465 кГц, настройка гетеродина - верх11яя. Относитель
ная нестаоильность частоты передатчика Ьс = 10-в, а максимальная
частота амплитудной модуляцни сигнала Fма•<с = 4,5 кГц.
Согласно заданным условиям по табл. 9-1 принимаем Ьг = 10-4
•
На основании уравнения (9-8) fг= fc + fпр = 106 + 465· 10 6 = 1,465Х
х108 Гц. Из формулы (9-15) находим Лfг= 10-4
.\,465·106 = 146,5 Гц
и Л/с= 10-6
• 106 = 1 Гц. Используя формулу (8-3), вычисляем ширину
спектра сигнала Fcn = 2Fмnкс = 2·4,5· 103 = 9· 103 Гц. Требуемую
по.'!осу пропускания вычисляем по формуле (9-13): Ппр =- 9· 103 +
+ 2Yf46,52 +12 = 9293 Гц. Используя выражение (9-14), полу•1аем
~96
С:~едоватет,но, повышат1, стаб11льносп1 частогы гетеродина неце
лесообразно.
Пример 9-2 . Решить задачу примера 9-1, полагая частоту сиг
нала f с= 10 МГц.
Согласно заданным усдовиям из табл. 9-1 выбираем Ьг = 10-з.
На основании формулы (9-8) f,. = fc + fпр = 10 7 +465·1G3 = 10,465Х
><10 6 Гц. По форму,1е (9-15) определяем Лfг= 10" 3 ·10,465·106 =
== 10 465 Гц и Лfс = 1(.1" 6 • 108 = 100 Гц. Требуемую полосу пропускания
еп[JеЖ'.'JЯС\1 из форму~''' (9-13): Ппр = 9· !03 + 2 11 !0·4652 -Т 1002 =
=-= 29 9;30 Г11. При этом rог,11ас110 выражению (q-14) kp = 29 9'Ю/9000 =
- = 3,3. В данном cлyttae повышение с1абиJ1ыюсти част01ы 1·етеrюдИШ!
~южет дать существенный выигрыш в избиrате.1ыю~ти и чувствите.1ь-
11ост11 приемника.
Сравнение примеров 9-1 и 9-2 показываег, что в диапазонах де1<а
мстровых 11 бо,1ее коротких во.111 низкая с1аби.1ьность частоты гетерод11-
1ш можl"Г существенно ухудшать избирательность 11 чувстви1с.1ыю: 1ь
11рием11111<а, осu6ен1ю при узком спектре сигнала
9-3. ТРАНЗИСТОРНЫЕ И ЛАМПОВЫЕ ПРЕО&РдЗОВд ТЕЛИ
ЧАСТОТЫ С ОТДЕЛЬНЫМ rЕТЕРОДИНОМ
ll~сщность иоочника питания, nотрlбJ1яемая одним 1ранзнстором,
срав1111те.1ьно мала (5-10 мВт). Харак1еристики же пресбразовате.1я
час101ы с 01делы1ым гетеродином значительно лучше, чем при совме
щенном гетеродине Поэтому в совре\lенных транзис1орных приемниках,
1<ак правило, используются flЧ с оrделы1ым гетеродином. Один из вари
антов схемы такого ПЧ приведен на рис. 9-5. Для большей наглядностн
щесь элемеНlы схемы преобразовательного транзистора имеют индекс
«П», а э.1ементы схемы гетеродина - индекс «Г».
Ч1обы уменьшить влияние сигнальных цепей на гетеродин и про
.хождение напряжения гетеродина в антенну, целесообразно подводить
напряжение сигна.111 к базе транзистора ПЧ, а напряжение от гете-родина
-
в цепь эмиттера ПЧ. Для этого часть пос.~еднего сигнального
1юнтура (ВЦ \!ли ~'РС) L~Cc включена между базой транзистора Т 11
11 шасси, а часть контура гетеродина LгCr - между эмиттером транзис
тора Т 11 и шасси. Собственные резонансные частоты сигналыюго и гете
родинного колебательных контуров отличаются на промежуточную час
то1 у. Поэтому сопротивления сигнального колебателыюго контура на
частоте гетеродина и гетеродинного колебательного контура на час101е
с11гна.1а будут много менш:е их резонансных сопротивлений. Сказаннсе
позвощ:ег считать эти с<'против.1ения близкими к ну.1ю. На этом осно
ш111 ии можно полагать, <,То Н\1Jl\НИЙ полюс сигнального контура (через
ксщ1.:енса1ор С3 •0) для токсв с частотой сигнгла подк.~ю<,е11 непосред
ственно к эмиттеру транзиоора Т"' а нижний потсс гетеродинного
контура (через чаиь сигнальнщ о контура) для токов с частотой гетеро
д1111а подключен к базе транзистора Тn· Таким сбразом, в цепи база -
О1щптср 1ранзис1ора Т" ока~ыва~стся включенными два переменных
напряжения: гетеродинное и сигна.1ьнсе, что сбеспечиеает режим nре
сбраювания частоты, описанный в§ 9-1. В кол.1екторной 11спи транзис
тора ПЧ включены два связанных контура, настроенных на промежуточ
ную 1 1астоту. Они яв.~я1стся избирател1,ной системой ПЧ. С их выхода
н;.пря;,;ен11е промежуточной частоты псдводится ко входу первого
ка~"ада УНПЧ.
197
В гетеродинной части рассматриваемого ПЧ применена транс
форматорная обратная связь, что соответствует схеме гетеродина, изо·
браженной на рис. 9-3, а.
Выбор элементов схемы питания обоих транзисторов ПЧ выпол
няется соответственно сказанному в§ 9-1 и 9-2 по методикам, изложенным
в§ 6-2.
На рис. 9-6 показана схема лампового преобразователя частоты,
обычно используемая в телевизионных и радиовещательных приемниках
метрового диапазона волн. В ней применена комбинированная лампа
типа 6ФlП, состоящая из пентода и триода, смонтированных в одном
баллоне. Триодная часть лампы используется для создания гетеродина,
а пентодная - для преобразователя частоты.
Рис. 9-5 .
Сигнальный колебательный контур образуется катушкой Lc и под
ключенными к ней монтажными и междуэлектродными (сетка - катод
пентода) емкостями. Контур подключен к катоду пентода через конден
сатор Cg, чтобы контурная катушка не шунтировала резистор Rgn по
постоянному току.
Сопротивление конденсатора Cg для токов частоты сигнала и гете
родина должно быть много меньше сопротивления резистора Rgn и
удовлетворять неравенству
Cg > 100/fcRgn
(9-16)
при верхней настройке гетеродина. При нижней настроliке гетеродина
в эту формулу следует подставлять частоту гетеродина вместо частоты
сигнала.
Напряжение сигнала подводится к колебательному контуру через
катушку связи Lсв· Она включена в анодную цепь лампы УРС и индук
тивно связана с катушкой Lc· Для обеспечения требуемой полосы про
пускания сигнальный колебательный контур зашунтирован резистором
Rш· Поскольку телевизионные приемники имеют постоянную настройку
радиочастотных колебательных контуров, то при широкой полосе
198
пропускания в рассматриваемом контуре не применяются элементы
подстройки частоты (см. § 5-7).
Гетеродин собран по трехточечной схеме с делением емкостной ветви
на две части. Гетеродинный контур состоит из катушки индуктивности
Lr и двух конденсаторов Cr и с;, включенных последовательно. I< их
общей точ~rе (средней точке контура) подключен катод триода. Верхний
полюс гетеродинного контура соединен с анодом, а нижний - с сеткой
триода. Благодаря этому на аноде и сетке переменные напряжения по
отношению к катоду находятся в противофазе, что является необходи
мым условием для создания режима самовозбуждения. Требуемая об.
ратная связь обеспечивается подбором емкостей конденсаторов Cr и с; .
.-----.г--.- - м - - 1
Unp
1
6'Р1Л 1
L
Рис. 9-6 .
Один нз них является переменным и позволяет подстраивать частоту
гетеродина в процессе эксплуатации приемника так, чтобы полезна>1
комбинационная частота ПЧ равнялась промежуточной частоте при·
емника. l(атушка Lr индуктивно связана с Lc. Благодаря этому необхо
димое напряжение гетеродина подводится к участку сетка - катод
пентода и обеспечивает режим преобразования в пентодной части лампы.
Положение рабочей точки гетеродинной части лампы определяется со
противлением резистора Rgr· На нем создается постоянное напряжение
за счет выпрямления участком сетка - катод триода (как диодом в схеме
параллельного детектора) генерируемого на контуре переменного напря
жения. Отрицательным потенциалом это напряжение приложено к сетке,
положительным - к катоду. При нарастании генерируемого напряже
ния увеличивается постоянное напряжение, которое смещает рабочую
точку лампы в область с меньшей крутизной, что приводит к уменьше
нию переменного анодного тока и снижению переменного напряжения
на контуре. Таким образом, такая схема смещения повышает стабиль
ность амплитуды генерируемого напрstжения при изменении напряже
ния питания.
Аналогично обеспечивается выбор рабочей точки пентодной пре
образовательной части лампы. Здесь исходное смещение создается на ре
зисторе Rgn за счет выпрямления переменного напряжения, подводимого
от гетеродина к участку катод - управляющая сетка пентода. Внутрен
нее сопротивление диодов, образованных катодом и сетками лампы
6Ф1П, Rt ~ 0,8 - 1,2 кОм. Сопротивление резистора Rgn берется
199
об~.1'11ю бп.1еР 50-100 кОм. С.1едовательно, птнпшсн11е Rд 11 / R; > 50 +
100 Сог:1ас1ю графику, приведенному на р11:. IЧ), прr1 ПJi\OM отноше
нии коэффициент передачи детектора Кл > 0,85 + 0,9. Поэтому можно
считать напряжение смещения на управляющей сеп<е пентодноii части
.1ам11ы
Egiп =KдUrm = (0,85 + 0,9) Urm•
(9- 17)
где Urm - амп.1итуда напряжения гетеродина, подводимого к преобра
зовате,1ю частоты.
Пос.,е выбора рабочей точки (Еg 1 п) из соотношения (9-17) можно
опреде.1ить требуемую амплитуду напряжения гетеродина, необходимую
д.1я работы преобразователя частоты.
Если нагрузочной избирате.~ьн(')Й системой преобразовате.1я частоты
с.тужит одиночный резонансный контур с эквива.1ентной проводимостью
f!э, то ПJ.!И прохождении по нему тока по.1езной комбинационной состав
.1яющей iк.п на контуре буде~ создано переменное 11апря>1<ение с той же
1 1астотой Ипр= iк.пlg,. Учитывая выражение (9-7), получаем 1нш.1и-
1уду выходного напряжения промежуточной частоты Uпpm = i,.1/gэ =
=- 0,5Y21 mUcmlg 3 • С учетом выражения (9-9)коэффициент преобразова
ния ПЧ с рассматриваемой избирательной системой определится выра
женнем Копр= 0,5Y21 m/g~. При неполном включении контура в ко.1леh·
1орнvю цепь транзистора (р1 ) и ко входу следующего каскада (р2)
коэффициент преобразования определится по формуле
Копр= Р1Р20,5У 21m/gз.
(9-18)
Сравнивая эту формулу с формулой для коэффициента усиления
каскада резонансного усит1теля (6-17), замечаем, что они идентичны.
По аналогии с усилительным каскадом величину 0,5Y21 m принято
называть проводимостью прямой передачи при преобразовании или
просто проводимостью преобразования и обозначать через
Уз1пр=0,5У 21m•
(9-lq)
С учетом сказанного выражение (9-18) можно переписать та1<:
Копр= Р1Р2У 21пр/gз.
(9-20)
На основании идентичности формул (9-20) и (6-17) можно считать,
что для преобразователя частоты с одиночным ко:~ебательным контуром
в качестве нагрузки будет справедлива эквивалентная схема, изобра
женная на рис. 6-4 . Однако часть ее параметров должна быть заменена:
У21 на У21 пр. а значения G1 и С1 должны быть определены с учетом рабо
ты транзистора в преобразовательном каскаде. о чем будет сказано ниже.
Сог.1асно § 9-1 и рис. 9-2 амплитуда проводимости У21 , изменяющей
ся с частотой гетеродинного напряжения, зависит от амплитуды напря
жения гетеродина, 11одводимо1 о к преобразовате.,ю частоты. При выборе
рабочей точки П' на линейном участке характеристики зависимость
У21 от Uбэ - линейная. Однако если амплитуда напряжения гетеродина
будет большой, то возможен выход за преде.1ы линейного участка отме
ченной характеристики, что нарушит линейность зависимости У21 от U rm·
Данные опыта показывают, что зависимость проводимости преобра
зования от напряжения гетеродина имеет вид, изображенный на рис. 9-7 .
Для увеличения коэффициента преобразования выгодно работать при
максимальном значении проводимости преобразования. Но это требует
захода в криволинейные участки хара1<теристики, что приводит к появ
Jtению си.1ьных нелинейных искажений сигнала. Поэтому обычно огра-
201)
ничиваются работой в преде.1ах д1шс1"1ной части характеристию1, изо
браженной на рис. 9-7, а к преобразовате.1ю частоrы подводят 11апряже-
11не гетеродина, равное И гт маке· Д.1я высокочастотных транзисторов
чеrырехсотой серии оно примерно равно О, 1 В.
С учетом сказанного и сог.1асно рис. 9-2 амплитуда проводимоrш
V21 т до.~жна быть меньше 0,5 V21 ", т. с. меньше половины проводимости
прямой передачи в уси.1ите.1ьно~i режиме. Таким образом, уравнение
(9· 19) можно переписать так:
У21пр=0,25V 21у·
(9-21)
Следовательно, максимальное значение проводимости преобразова
н11~ примерно равно четвертой части проводюrости прямой передач11
1rа11Jистора, используемого в усилительном режиме. Поэтому и коэффи
а1,ен г преобразования транзистора будет равен четвертой •~асти его
1\оэффициента усиления при одинаковых
параметрах нагрузки (р1 , р2 и g.). При до
пустимости значительных не.1Инейных иска
жений за счет уве.1ичения напряжения гете
rодина можно увеличить значение У 21 пр до
(0,3 - 0,4) У21 у·
С целью повышения коэффнциента пре
rбрiiЗован11я следует уве:1ичина rь проводи
~10пь преобразования. Этому способс11зует
выбор рабочей точки транзистора с бо.1ьшим
ко.ыекто1н1ы~1 ~оком. Но при этом возраr rают
входная и выходная проводимости транзи
стора, что увеличивает их шунтирующее дей
ствие на избира1еш ные системы и способ
о
Uгт
Uгтмаl(с
Рис. 9-7.
ствует снижению уси.1ительных и особенно избирателhных с1юiiств при
С'мника. При постоянных параметрах нагрузочной юбирате.11оной систе
мы (р1 , р 2 и g) зависимость коэффициента преобразования от то1<а эмит
тера имеет максимальное значение. Для высокочастотных транзисторов,
использующихся в преобразовате.1Ьных каскадах. это значение соотве1-
сrвует токам 1ш.ыектора 2-4 мА. Возрастание коэффициента преобра
?ования при начаJ1ьном росте тока эмиттера объясняется увеличениt•м
проводимости прямой передачи, а соответственно и проводимости пре
Сlбразования. Уменьшение его значения в об:1;.~сти бо.11.>ших 1оков
онределяется увеличением шу11тирующt•го действин выходной провод11-
~:ости транзистора на юбирате.11,иую систему, а также .замедле11ие;11
роста (и даже уменьшением при токе более 4---5 мА) проводимосп1
11реобразования. Практически следует выбирать рабочую точку тран
_щстора преобразователя частоты при токе коллектора не более 1-2 мА.
Это б.1изко к оптима.1ьным режимам транзисторов в уси.1ите.1ьных юн·-
1<а,Т(ах. Поэтому обычно в преобразовате.1е часrоrы выбирают режи'.1
работы по постоянному току примерно такой же, 1<ак в усилителях ра
диосигнала и напряжения промежуточной частоты
Данные опыта показывают, что входная и выходшн1 проводимост11
и емкости транзистора в преобразовательном режиме опреде.1яются
'.1едующими соотношениями:
g11пр =(О,7 + 0,8)g11; g2211p =(0,6 + 0,8)g22;)
Снпр =С11; С22пр =С22·
f (9-22)
Используя приведенные данные, можно вычислить параметры эквн
ва.1ентной схемы преобразовате.1я частоты по соотношениям, приве
денным в rл. 6 д.1я резонансного усилителя.
201
Если избирательной системой ПЧ служат два связанных контура
или фильтр сосредоточенной избирательности, то коэффициент преобра
зования вычисляют по формулам (7-21) и (7-35), заменяя в них У21 на
У21 пJ!· Параметры схемы каскада выбирают с учетом соотношений (9-21)
и (9-22) по методикам, описанным в§ 7-4 и 7-5 .
Шум преобразовательного каскада больше,
чем усилительного с тем же транзистором и аналогичными входной и вы
ходной избирательными системами. Объясняется это тем, что, во-пер
вых, гетеродин вносит свои шумы, а, во-вторых, проводимос1ь преобра
зования меньше проводимости прямой передачи, что увеличивает шу
мовое сопротивление транзистора (6-40). Благодаря этому коэффициент
шума 11реобразоватеJ1ы10го каскада в 1,5-2 раза больше, чем у уси.1и
тельного каскада с тем же транзистором и идентичной входной избира
тельной системой.
В ламповом ПЧ входная проводимость лампы сохраняется примерно
такой же, как и в усилительном каскаде (4-11). Для расчета крутизны
преобразования S!!P. и выходной проводимости можно пользоваться
соотношениями (9-:.! 1) и (9-22), заменив в них У21 на S и g22 на gак·
Выбор рабочей точки лампового ПЧ на криволинейном участке вольт
амперной характеристики приводит к снижению выходной проводимости
лампы и, следовательно, к уменьшению ее шунтирующего действия на
нагрузку. Однако в усилительном режиме шунтирующее действие
выходной проводимости очень мало. Поэтому изменение рабочей точки
лампы ПЧ влияет на коэффициент преобразования только за счет изме
нения крутизны преобразования. Следовательно, рабочую точку лампы
ПЧ следует выбирать в середине линейного участка зависимости кру
тизны характеристики лампы от напряжения на сетке. В справочниках
приводят рекомендуемое значение напряжения смещения для ламп,
наиболее часто использующихся в преобразовательных каскадах.
Электронный прибор для ПЧ выбирают на рабочую частоту, сооrветст
вующую частоте сигнала. При расчете параметров ПЧ величины У21 и
g11 определяют для частоты сигнала, а g22 - для промежуточной
частоты.
В;(одная и выходная избирательные системы ПЧ настроены на
существенно различные частоты. Поэтому условия устойчивой работы
ПЧ выполняются легче, чем в усилительных каскадах. Данные опыта
показывают, что если транзистор или лампа в режиме усиления обеспе
чивают на промежуточной частоте устойчивый коэффициент усиления,
опреде.11яемый из формулы (6-32), то и в режиме преобразования устой
чивый коэффициент преобразования будет не меньше. Это обстоятель
ство позволяет не проверять ПЧ на устойчивость, если Коуст транзисто
ра (лампы) ПЧ не меньше, чем у транзистора (лампы) каскадов УНПЧ,
а их выходные избирательные системы одинаковы.
Пример 9-3 . Определить параметры ПЧ, вьшолненного на тран
зисторе П403. Перед ПЧ стоит каскад УРС, рассчитанный в примере
6-7 . Выходная избирательная система и параметры следующего каскада
соответствуют данным примера 7-4 .
С учетом сказанного о выборе режима ПЧ принимаем ток коллек
тора 1 мЛ и остальные исходные данные примера 6-7 . Поэтому сопротив
ления резисторов, обеспечивающие выбранную рабочую точку, сохра
няются теми же, что и в примере 6-7 . Поскольку промежуточная частота
(465 кГц) в 3, l раза выше минимальной частоты сигнала в примере 6-7
(150 кГц), то согласно формуле (6-8) емкости конденсаторов С э и СФ
следует уменьшить в 3, 1 раза. По приложению 3 выбираем С з =
= 0,012 мкФ и СФ = 0,082 мкФ.
202
Польэ1ясь выражением (9-21), находим У21 пр = 0,25·31 • 10-з =
= 7,8· 10- См.* По формуле (9-22) определяем g22 пр = 0,7 · 10-6 =
= 7 · 10-6См. В примере 7-4 принято р1 = 1, р2 = 0,097 при б3 = 0,0171,
б = 0,015 и С3 = 1640 пФ. Следовательно, согласно выражению (5-18)
собственная проводимость первого контура g1 =- - = бrо пр Сз = 0,015 Х
Х 6,28·4,65· 106 • 1540· 10-12 = 71,5· l<Y-6 См, а эквивалентная проводи
мость перrюго контура g 31 = б 3 rо 11 рСз = 0,0171 · 6,28·4,65· 106· 1640Х
х 10-12 = 81,5 · 10-6 См. В нашем случае 01 = g22пр = 7 ·10-6См. Следо
вательно, для получения нужной эквивалентной проводимости контура
коэфf>ициент включения определится из формулы:
vез1-е1 v81,5· I0- 6
-7 1,5· 10-6
Р1= ---=
1,2.
е22пр
7.106
Поскольку Pt > 1, то для обеспечения требуемых параметров кон
тура следует взять р1 = 1 и добавить параллельно контуру шунтирую
щую проводимость, определяемую из формулы (7-33), gw 1 =6,28·4,65Х
х106 ·1640·10-12 (0,0171-О,015)-1 2 Х7·10- 6 = 3.10-6 См. Этой про
водимости соответствует сопротивление Rш = 1/3· 10-6 =3,3·105 Ом.
По приложению 3 выберем резистор сопротивлением 330 кОм.
Заменяя в формуле (7-21) У21 на У21 пр• получаем
1·О097.78•10-з
Korrp=0,5 Sl 5 . 10 _8
4,65 .
.
По формуле (6-32) при ky = 0,9 определим устойчивое
транзистора П403 на частоте 465 кГц:
усиление
-./
2 · 0,9 (1-0,9) 31. 10-з
Коуст=J1 6,28·4,65 ·106·7,5 ·!О 12 15,9.
С'..ледовательно, работа каскада будет вполне устойчивой.
Пример 9-4 . Определить параметры ПЧ, выполненного на лампе
6ФIП для частоты сигнала 49,75 МГц Jнесущая частота изображения
первого телевизионного канала). На-
стройка гетеродина верхняя. Проме-
S
жуточная частота 35 МГц. Избиратель
ной системой является одиночный
колебательный контур с б = 0,015,
С3 = 20 пФ и необходимой полосой
пропускания 8 МГц. l(онтур включен
к аноду лампы и ко входу следующе
го каскада, собранного на лампе
6ЖIП.
На рис. 9-8 приведен график за- Е.
висимости крутизны пентодной части ...;!/;....::~.1.---1....J......L.--'
лампы 6ФIП от напряжения на уп- В 6 + 2 О
равляющей сетке при типовом режи-
мепитанияЕ0= 250В иEg2= 100В.
Рис. 9-8.
Из графика следует, что средняя точ-
ка почти линейного участка характеристики П соответствует сме
щению на управляющей сетке - 3 В. При этом крут11зна 8 11 = 1, 75 мА/В
Согласно выражению (9-17) для схемы, изображенной на рис. 9-6, к сетке
лампы ПЧ следует подводить напряжение от гетеродина амп.1итудо:i
* Согласно сказанному ранее для выполнения условия (9-21) or
гетеродина должно проводиться напряжение около 0,1 В.
203
EgQ
Urm = O,R5+О.9= 3,3 + 3,5 В. Положим Urm = 3,4 В. Тогда при
иаксима:1ь11ом по.~ожите.1ьном напряжении гетеродина рабочая точка
П перемеt:тится в точку А с крути:нюй S д = 4,2 мЛ/В, а при максима.1ь-
ном отрицате.1ыюм юшряжен11и гетеродина она 11с1н•йдст в точку Б
с крут11·11юй S r; ~-= 0,5 мА/В. При таком режиме амнлитуда изменения
крут11з11ы характеристики под воэдействисrv~ гетеродишюго напряжения
Sm:::::;0,5 ((SА- S11)+ (Sп-Sr;)]=0,5 (Sд - S1;) = 0,5 (4,2-0,5) =
=-= 1,85 мА/В. Заменяя в форму.1е (9-19) У" 1 т на Sm, по.1учаем
S"p = 0,5· 1,85 = 0,925 мА/В. Будем полагап: Rgп = 0,1 1\\Ом. Тогда
соглас1ю выражению (9-16)
100
Cg> 49,75 · 106 • 106
20.10-12 ф
По пр11ложению 3 выбираем конденсатор емко~тью 22 пФ.
Вы•1исJtяем индуктивность контурной катушки, 11одьзуясь форму.1ой
(6-60):
1
Lпр=6,282.352.1012.20.10-12 9•7 . io-7 Г.
По при.1ожеш1ю 2 для пентодной части лампы 6ФIП находим зна
чение коэффициеита Б = 45.10 - 21 См/Гц и внутреннее сопротивление
R; = 0,7 МОм. Тогда по формуле (4-12) gщ = 7
.\u• +о.15·45><
х10-21
.352 • 1012 = 9, 7 · 10 -0 См. Согласно при.10>1<ению 2 для лампы
6ЖIП коэффи1{иент Б = 9, 1·10-21 См/Гц. Из формулы (4-11) находи~~
ggк 2 = 9,1·10-21
·352 ·1012 = 11,2·10-6 См.
Вычисляем собственную проводимость контура по формуле (5-18\
g = бw 11 рСз = О,015·6,28·35· 106 ·20 · 10-12 = 66 · 10-в См. Эквива.~ент
ная проводимость контура
gэ= б,rопрСэ =i:rо11рСэ= :5'. \
0;.16,28 ·35 ·106•20 ·10-12 = JО-З См.
Следовате.1ыю, при полном включении контура добавочная шунт11-
рукща я проводимо::ть опредеJштся формулой f! 111 = g, -
g- g3"1 -
-Rgк2 = 10-3
-66·10-6
- 9,7·10-6
-
ll,2·10-6 = 9,13·10-4 См. Ей
соотве-тетвует сонроти!l.'!ение Rш = 1/9, 13· 10 - 4 = 1, 1·103 Ом. Выбирае~1
по приложению 3 резистор сопротивдением 1, 1 кОм. Заменяя в формуJiе
(9-20) }' 211 , 11 на Sпр• получае-м:
1·1 ·0,925. 10-з
Копр=
10 _3
0,925.
С10.1ь ма.1ый коэффициент преобразования яв.1яется следствием
urнрокой по.1осы пропускания и бо.1ьшой эквивадентной проводимости
1юнтура.
9-4 . ТРАНЗИСТОРНЫЕ И ЛАМПОВЫЕ ПРЕО&РАЭОВАТЕЛИ
ЧАСТОТЫ С СОВМЕЩЕННЫМ rЕТЕРОДИНОМ
В пор1атив11ых пр11~м11нк11\ r·~кrомегровых 11 кн.10метровых во;111
иногда приме11я1отся преобра::юватеди частоты с совмещенным 1·етерод11-
нпм. Их 11спо.1ьэшн1rн1е 11 указинных д11а11азо11ах води яв:1яется опра1:1·
204
данным, так как здесь не требуется высокой стабильности частоты гете
родина. Данные примера 9-1 показывают, что для этих диапазонов
волн коэффициент расширения полосы пропускания (9-14) весьма б.1и
зок к единице.
Характерной особенно::тью ПЧ с совмещенным гетеродином яв.1я
ется то, что электронный прибор для преобразователя используется
по схеме с общим эмиттером (катодом), а д.1я гетеродина - по схеме
с общей базой. Это позволяет обеспечить ма.1ое взаимное вдияние
между сигнальной и гетеродинной цепями и тем самым несколько по
высить стабильность работы гетеродинной части. Возмож11ый вариант
1ранзисторного ПЧ с совмещенным гетеродином приведен на рис. 9-9 .
Здесь сигнальный контур L,Cc через конденсаторы Сб, СФ, нижнюю часть
1<атушки связи Lся.г гетеродина и конденсатор С3 подключается к базе
11 эмиттеру транзистора. Емкости конденсаторов С, и СФ выбираются
llnp
достаточно большими, а индуктивность Lсв.г - сравните.1ьно малой.
Поэтому их сопротив.1ение на частоте сигнала близко к ну.1ю. С.1Jедова
те,1ьно, можно считать, что эмиттер для токов с 11астотой сигнала сое
динен с шасси. Избирате.1ьная система, состоящая из ко.1ебательного
контура LпрСпр и пьезокерамического фильтра (ПФ IП-1 ), настроена
на промежуточную частоту и включена в коллекторную цепь транзис
тора. Для токов промежуточ1-1оi1 •~астоты катушка обратно1i t вязи имеет
достаточно малое сопротивление. Поэтому нижний конец контура
LпрСпр через большую емкость конденсатора С, подключается НР.посред
ственно к эмиттеру. Следовательно, нагрузка для токов промежуточной
частоты включена между коллектором и эмиттером. В силу отмеченных
обстояте.1ьств для тока с частотой сигнала и промежуточной частотой
транзистор работает по схеме с общим эмиттером.
Катушка обратной связи Lся.г гетеродинной части схемы индук
тивно связана с гетеродинным контуром LrCr. Она имеет отвод от сред
ней части, который через конденсатор С, для токов с частотой гетеродина
соединен с эмиттером. Нижний конец катушки связи через конденсатор
большой емкости СФ, нижнюю часть сигнального контура и конденсатор
С6 подключен к базе. Верхниi! конец катушки связи L~в.г чере.з контур
L"рСпр подключается к коллектору. Благодаря этому переменные
11апряжения гетеродина на базе и ко.1.11еюоре по отношению к эмиттеру
205
находятся в противофазе. Это обеспечивает со1дание режима самовоз
буждения. Иначе говоря, в гетеродине используется атвотрансформатор
ная трехточечная схема (см. рис. 9-3, б).
Поскольку сигнальный контур для токов с частотой гетеродина
имеет сравнительно малое сопротивление, то для этих токов базу тран
зистора можно считать соединенной с шасси. Следо13ательно, в гетеро
динном режиме транзистор работает по схеме с общей базой.
Благодаря большой проводимости прямой передачи транзисторов
связь катушки обратной связи с контуром можно брать слабой, что
обеспечивает удовлетворительную стабильность работы гетеродина.
С учетом сказанного в§ 9-2 и 9-3 рабочую точку транзистора в рас
сматриваемой схеме ПЧ выбирают при токе коллектора 1-2 мА. Это
обРспечивает наиболее приемлемые режимы как nля преобразоватеJ1ь
ной, так и мя гетеродинной частей схемы. Сопротивления резисторов
м
Unp
Рис. 9-10.
R3 , Rб, Rб и RФ находят по методике§ 6-2 изусловиii обеспечения задан
ного коллекторного тока и температурой стабилизации. Емкости кон
денсаторов Сб, Сэ и СФ также определяют по соответствующим формулам,
приводимым §6-2 для наименьшеii из трех рабочих частот схемы: сигнала
гетеродина и промежуточной.
Связь транзистора с контурами сигнальной и промежуточной частот
выбирается из тех же условиii, что и для ПЧ с отдельным гетеродином.
Параметры схемы гетеродина определяются по методике, изложенной
в § 9-2 . Поскольку в данной схеме нельзя одновременно обеспечить
оптимальные режимы для гетеродинной и !lреобразовательной частей
схемы, то, как правило, наилучший режим находят экспериментально,
в процессе налаживания приемника.
На рис. 9-10 приведена схема ПЧ с совмещенным гетеродином,
выполненная на триоде. Такая схема используется в радиовещательных
приемниках второго и третьего классов метрового диапазона волн
с целью уменьшения числа ламп и мощности источников питания.
В таком ПЧ обычно используется одна половина двойного триода типа
6Н15П (вторая половина лампы используется в усилителе радиосигнала
по схеме с общей сеткой).
Сигнальный колебательный контур через конденсатор Cg и ниж
нюю часть катушки связи гетеродина Lсв включен между сеткой и като-
206
дом лампы. Нагрузочный колебательный контур в-ключен в анодную
цепь. Разделиrельный конденсатор Ср предотвращает замыкание ш:точ·
ника анодного напряжения через катушку связи. Благодаря малой ин·
дуктивности катушки связи и большой емкости конв.еисатора Ср для
тока промежуточной частоты нижний конец первоrо и.оJtебате.вьного
контура LпрСпр можно считать соединенным с катодом JtaМllW. Следо·
вательно, для преобразовательной части лампа вклЮ11ена по с:хеме с об·
щим катодом, при этом схема питания анода последовательная (пи1'ающее
напряжение подводится через первый кorrryp). Резистор Ra имеет
сопротивление в несколько сотен ом и не влияет сущеетвевио на режим
работы лампы в преобразовательном режиме.
Для тока с частотой rетеродина сигнальный кмебательиw& контур
имеет ма.1юе сопротивление, поэтому в. гетеродИ11ном режиие 111Ожно
считать, что сетка лампы сое~инена с wасси и нижним концом катушки
обратной связи гетеродина. Отвод этой катушки соединен с катодом,
а верхний ее конец через конденсатор Ср и колебательный контур про
межуточный частоты - с анодом лампы. Сопротивление этоrо колеба·
тельного контура для токов с частотой гетеродина сравнительно мало.
Таким образом, получается автотрансформаторная трехточечная схема
гетеродина. Для гетеродина схема питанкя анода параллельная, посколь
ку анодное напряжение подводJlтся через резистор Ra, параJJJiельно
которому (для токов с частотой гетеродина) включены катушка обратной
связи и участок лампы анод - сетка. Следовательно, в гетеродине лам·
па включена по схеме с общей сеткой.
Исходное напряжение смещения на сетке лампы образуется на
резисторе Rg за счет выпрямления гетеродинного напряжения, подво·
димого между сеткой и катодом с нижней части катушки обратной связи.
Выбор остальных элементов схемы осуществляется по обычным методи·
кам, описанным ранее.
9-5 . ИЗ&ИРдТЕЛЬНОСТЬ СУПЕРГЕТЕРОДИННОГО ПРИЕМНИКА.
ИНТЕРФЕРЕНЦИОННЫЕ ПОМЕХИ
Для снятия кривой избирательности преобразователя частоты
сигнал должен подводиться на вход схемы при отключенном входном
контуре и постоянной настройке гетеродина. Предположим, что с уче·
том сказанного на вхо.11, ПЧ в качестве источника сигнала включен гене
ра1ор стандартных сигналов (ГСС). Будем увеличивать несущую час
тоту выходного сигнала генератора и наблюдать за показаниями лам·
пового вольтметра, включенного на выходе преобразователя. При этом
предполагается, что в выходном сигнале ГСС высшие гармоники от
сутствуют"·
Еrли промежу1очная частота меньше минимальной частоты сиг·
нала, то первые показания вольтметра будут соответствовать частоте
генератора, близкой к промежуточной. При постоянной амплитуде
входного сигнала вольтметр покажет наибольшее напряжение при ра
венстве частоты сигнала и промежуточной частоты. При дальнейшем
уве.'!ичении частоты сигнала показания вольтметра начнут уменьшаться.
Зависимость выходного напряжения от частоты вход1юго сигнала в рас
смотренной области частот соответствует кривой избирательности на-
" Метод учета высших гармоник в выходном сигнале ГСС описы·
nается в § 15-5 .
207
грузки ПЧ, который в этом случае работа~r в режиме усиления. На
рис. 9-11 рассмотренная часть кривой избирательности ПЧ обозначена
цифрой /.
Когда частота генератора приблизится к значению f r - f пр• на
выходе ПЧ снова будет зафиксировано выходное напряжение, возник
шее вследствие работы преобразователя в основном режиме для случая
верхней настройки гетеродина. Наибольшее напряжение вольтметр
покажет при частоте генератора, точно равной разности f r - f пр• кото
рая согласно формуле (9-8) равна частоте сигнала f с при верхней на
стройке гетеродина. С последующим увеличением частоты генератора
выходное напряжение ПЧ начнет уменьшаться (кривая 2). Форма изме
нения амплитуды выходного напряжения, как и в первой области час
тот, будет повторять форму кривой избирательности нагрузки ПЧ.
Но максимальное выходное напряжение в этой области получится
меньше, чем в первой, так как проводимость преобразования меньше
проводимости прямой передачи транзистора определяющей его усили
тельные свойства.
u,"Jt:
f
Рис. 9-11.
С дальнейшим увеличением частоты входного сигнала напряжение
11а выходе ПЧ появится при приближении частоты генератора к сумме
f r + fпр· Наибольшее выходное напряжение будет при fr + fпр = f 3 •
Эrо равенство согласно формуле (9-8) должно соответствовать режиму
работы преобразователя при нижней настройке гетеродина (кривая 3).
Форма изменения амплитуды выходного напряжения от частоты в этой
третьей области также повторит форму кривой избирательности на
грузки ПЧ. Максимальное значение выходного напряжения будет таким
же, как и во второй области. Различие в максимальном значении может
быть лишь за счет того, что при более высокой промежуточной частоте
проводимость прямой передачи транзистора для частоты fэ станет
меньше, чем для частоты f с·
Поскольку средняя частота третьей области по отношению к частоте
гетеродина является как бы зеркальным отображением средней частоты
второйобласти,тоеепринятоназыватьчастотой зеркаль-
н о г о к а н а л а. Если основной режим работы преобразователя
соответствует нижней настройке гетеродина, то частоты основного и зер
кального каналов на рис. 9-11 поменяются местами. Однако расстояние
между ними всегда будет равно удвоенной промежуточной частоте
приемника.
Резюмируя сказанное, отметим, что в случае отсутствия на входе
ПЧ избирательных систем и настройке гетеродина на частоту f r на вы
ходе ПЧ может быть получен сигнаJI при трех зна 11ениях частоты вход-
239
ного сигнала: f пр• f с и Тз· Иначе говоря, при фиксированной настройке
гетеродина в указанных условиях ПЧ пропускает на свой выход сразу
все три входных сигнала с отмеченными частотами. Чтобы на выход
преобразователя мог проходить только один полезный сигнал с частотой
fr. до ПЧ должны включаться избирательные системы, способные в нуж
ной степени подавить сигналы с частотой зеркального канала и проме
жуточной частотой. Эта задача решается избирательными системами
входной цепи и усилителя радиосигнала, настраиваемыми на частоту
полезного сигнала и называемыми обычно избирательными системами
тракта радиосигнала (радиотракта). Эти системы обеспечивают предва
рительную (первичную) избирательность супергетеродинного приемни
ка. Предположим, что суммарной кривой избирательности этих систем
является штриховая линия на рис. 9-11. За счет избирательности радио
тракта сигнал с промежуточной частотой до входа преобразовате.1я
согласно рис. 9-11 ослабится в
dпр= 1/йпр
раз, а сигнал с частотой зеркального кана.JJа в
d,= 1/а3
(9-23)
(9-24)
раз. Чем уже кривая избирательности радиотракта, тем больше ослаб
ление на промежуточной частоте и частоте зерка.1ьного канала. Однако
при высокой частоте полезного сигнала не всегда удается достигнуть
нужных значений dnp и d3 • Э10 объясняется тем, что с ростом частоты
сигнала кривая избирательности радиотракта при постоянных его пара
метрах (затухании контуров и их ч11сJ1е) будет расширяться.
Если из конструктивных и экономических соображений невоз
можно дальнейшее повышение избирательности радиотракта, то улуч
шить ослабление по зеркальному каналу можно увеличением промежу
точной частоты приемника. За счет этого возрастет интерва.1 частот
между основным и зеркальным каналами и повысится d3 • При этом
ослабление радиотракта на промежуточной частоте улучшится только
при fc < fпр· В случае fс > fпр ослабление на промежуточной частоте
в радиотракте может даже уменьшиться. Однако этот недостаток можно
в значительной степени устранить введением в радиотракт, например
во входную цепь, специаJ1ьных фи.1ьтров, настраиваемых на промежу
точную частоту (см. рис. 5-9 и § 5-7). Конструктивно выполнить эти
фильтры сравнительно просто, даже в приемниках с переменной настрой
кой, так как промежуточная частота в большинстве С)'Пергетеродиш1ых
приемников постоянна. Последнее обстоятельство позволяет в тракте
промежуточной частоты использовать избирательные системы, обеспе
чивающие большое ослабление сигналов соседних каналов: двухкон
турные и многоконтурные или многорезонаторные фильтры. Поэтому
кривая избирательности тракта промежуточной частоты по своей форме
получается достаточно близкой к прямоугольнику. При оценке избира
тельностивсего суnергетеродинного приемника
кривые /, 2 и 3 на рис. 9-11 должны соответствовать кривым из·
бирательности в с е г о тракта промежуточной частоты. С учетом этого
кривая избирательности радиотракта обычно оказывается более широ
кой, чем кривая 2 на рис. 9-11 . Поэтому ослабление сигналов соседних
каналов в радиотракте практически оказывается небольшим. Только
в диапазоне ки.1ометровых волн, в котором fc < f пр• радиотракт ока
зывает заметное влияние на о~лабление сигналов соседних каналов.
Но все же оно получается значите.JJьно меньше, чем в тракте промежу
точной частоты, так как коэффициент прямоуrолыюсти кривой избира-
209
1·ельности μ~щиuтракта больше из-за применеюн• н нем небольшого
числа одиночных контуров. С учетом сказанноru принято говорить,
что в супергетеродинном приемнике радиотрактп обеспечивает избира·
тельность по промежуточной частоте и частоте зеркального канала,
а тракт промежуточной частоты - по соседнему каналу.
Для достижения хорошей избирательности по соседнему каналу
полоса пропускания тракта промежуточной частоты, а следовательно,
и всего приемника должна быть по возможности узкой, но не уже зна
чения, определяемого уравнением (9-13). Узкую полосу пропускания
легче получить при более низкой промежуточной частоте. Поэтому
возникает противоречие при выборе промежуточной частоты: для улуч
шения избирательности по зеркальному каналу ее надо брать высокой,
а для повышения избирательности по соседнему каналу и сужения поло·
сы пропускания - низкой. При необходимости это противоречие раз·
решается за счет применения в приемнике двух последовательно вклю
ченных ПЧ, и, естественно, двух трактов промежуточной частоты. Для
первого тракта промежуточная частота выбирается достаточно высокой,
обеспечивающей требуемое ослабление по зеркальному каналу, а во вто
ром - низкой, при которой можно получить нужные полосу пропуска
ния и избирательность по соседнему каналу. Подобные приемники
называютприемниками с двойным преобразова·
нием частоты.
Работа второго ПЧ сопровождается появлением своих побочных
каналов приема и, в частности, на частоте второго зеркального канала.
Частотой сигнала для второго ПЧ служит первая промежуточная частота
приемника. На н~е. естественно, настраиваются резонансные системы
тракта первой промежуточной частоты. Они и должны обеспечивать
ослабление по второму зеркальному каналу. Для оценки этого ослабле
ния расстройка берется равной удвоенной второй промежуточной
частоте приемника. В некотороll: степени ослабление по второму зеркаль
ному каналу достигается также избирательными системами радиотракта.
Последнее, как правило, позволяет обеспечивать более сильное ослаб·
ление по второму зеркальному каналу по сравнению с первым.
В отдельных случаях профессиональные приемники могут иметь
даже тройное преобразование частоты.
Описанное выше относится к случаю, когда перемещение рабочей
точки ПЧ под действием напряжения гетеродина происходит в пределах
линейного участка зависимости проводимости прямой передачи от напря
жения между базоll: и эмиттером (сеткой и катодом) (см. рис. 9-2) и когда
справедлива зависимость (9-4). Однако реальные характеристики тран
зисторов У21 = f (Uбэ) и аналогичные им характеристики лампы S =
= f (Ug) нелинейны на всем своем протяжении. Поэтому под воздейст
вием напряжения гетеродина проводимость прямой передачи транзистора
изменяется по сложному закону и кроме составляющей с частотой гете
родина имеет много высших гармоник:
У21 (/) = У2111+ У21т siп ro 1t + Y:iim sin 2rort+ Y2im siп Зrort+". (9-25)
В силу нелинейных свойств уси.'!ителя на входе ПЧ могут появиться
составляющие сигнала, соответствующие его гармоникам. Если учесть
сказанное и подставить выражение (9-25) в (9-6), то после соответствую
щих тригонометрических преобразований можно получить уравнение
д.'IЯ коллекторного тока транзистора преобразовательного каскада.
Он будет состоять из постоянной составляющей и переменных состав
ляющих: с частотой сигнала и ее rармониками;с частотой гетеродина и ее
210
гармониками: с разностными составляющими от всех гармоник rетеро·
дина и сигнала. Значения частот этих разностных и суммарных комби·
национных составляющих определяются уравнением
fК=± pfГ ± QfС•
(!J-26)
где р и q - номера гармоник частот гетеродина и сигнала, образующих
комбинационную частоту. Любая из них может быть использована для
преобразования сигнала путем настройки на нее выходной избиратель
ной системы. Если для преобразования используются первые гармоники
частотыгетеродинаисигнала(р= 1иq= 1),торежим преоб·
разования называют простым. Всесказанноеранее
относится именно к такому режиму.
Когда в процессе преобразования используются высшие гармоники
гетеродинаилисигнала,торежим преобразования на•
зывают сложным.Напрактикесложныйрежимиспользуют
в диапазонах дециметровых и более коротких волн с целью снижения
основной частоты гетеродина. Это позволяет использовать в указанных
диапазонах более простые схемы гетеродинов и обеспечить лучшую
стабильность их частоты.
Может показаться, что, настроив выходную избирательную систему
ПЧ на •1астоту нужной комбинационной составляющей, можно получить
на его выходе переменное напряжение только с этой частотой. Однако
этс. не так. Избирательная система обладает вполне определенной по
лосой пропускания, ширина которой не может быть меньше значения,
определяемого формулой (9-13). Поэтому на выходе избирательной
системы ПЧ могут создаться переменные напряжения от тех комбина
ционных составляющих, частоты которых окажутся в пределах полосы
пропускания избирательной системы или будут вблизи ее границ и не
получат должного ослабления в избирательной системе ПЧ по сравне
нию с напряжением полезной комбинационной составляющей. Рассмот
рим сказанное на примерах.
При верхней настройке гетеродина указанные выше комбинаци
онные составляющие чаще получаются от гармоник сигнала. Так, при
промежуточной частоте 465 кГц и частоте сигнала 927 кГц частота гете
родина fг= 927+ 465= 1392 кГц. Разность 2{с- fг= 2·927 -
-
1392 = 462 кГц. Полоса пропускания радиовещательных приемни
ков обычно составляет 6-9.кГц. Следовательно, в р е д н а я к о м б и •
национная составляющаясчастотой462кГцпройдет
через тракт промежуточной частоты. На входе детектора будут дейст
вовать два напряжения: с частотой полезной комбинационной состав
ляющей 465 кГц и с частотой вредной комбинационной составляющей
462 кГц. В результате их совместного детектирования на выходе де
тектора создастся напряжение разностной частоты 465-462 = 3 кГц.
Эта частота находится в пределах полосы пропускания низкочастотного
тракта радиовещательных приемников, и напряжение с частотой 3 кГц
пройдет на выход приемника. Оно будет прослушиваться в виде чистого
тона - «свиста» и явится помехой приему полезного сигнала. Данный
видпомехпринятоназыватьинтерференционнымипоме•
х а м и. Характерно, что при изменении настройки приемника (частоты
гетеродина) тон (частота) «свиста» становится другим. При настройке
гетеродина на частоту 1393 кГц частота полезной комбинационной
составляющей станет равной f г - f с= 1393-927 = 466 кГц, а частота
вредной составляюще:i 2fc - fr = 2·927 - 1393 = 461 кГц. За счет
их совместного воздействия на детектор будет получен интерферен
ционный «СВИСТ» С ЧtСТОТОЙ 466 - 461 = 5 кГц,
211
При нижней настройке гетеродина вредные коr-лr'iинационные состав·
ляющие чаще получаются от гармоник гетерuщ1на Та~. при промежу
точной частоте 465 кГц и частоте сигнала 774 кГц частота гетеродина
f,. = f с - f пр= 774 - 465 = 309 кГц, За счет взаимодействия четвер
той гармоники частота гетеродина и первой гармоники частоrы сигна:1а
разностная частота вредной комбинационной составляющей будет равна
4-309
-
774 = 462 кГц, На выходе приемника появится напряжение
11нтерференционного «свиста» с частотой 465-462 = 3 кГц. Нетрудно
у едиться, что и в этом случае частота интерференционной помехи
меняется при перестройке приемника. Пользуясь этим, можно изба
виться от интерференционной помехи, стараясь вывести частоту «свис·
та» за пределы полосы пропускания низкочастотного тракта приемника.
Но при большой расстройке прием полезного сигнала будет сопровож
даться искажениями.
Поскольку напряжение гетеродин!>, подводимое к ПЧ, имеет дос
таточно большую амп,1итуду, то его гармоники действуют более эффек
тивно, чем гармоники сигнала. Это является одной из причин того, что
большинство супергетеродинных приемников выполняется с верхней
настройкой гетеродина.
Интерференционная помеха может создаваться и в случае прохож
дения через радиотракт сигналов от других радио:танций. Та1<, при про
межуточной частоте 465 кГц, частоте полезного сигнала 160 кГц и силь
ных помехах с частотами 151 и 174 кГц в1орая гармоника первой по
мехи с частотой сигнала образует вредную комбинационную составляю
щую f ю=2· 151 + 160 = 462 кГц Четвертая гармоника сигнала
с частотой второй помехи создает 1<0Убинационную составляю
щую с частотой f,,2 = 4·160
-
174 = 466 ~Гц. Следовательно, на вы
ходе приемника будет прослушиваться частота биений вредных комби
национных частот 466 - 462 = 4 кГц. Но частота этого «:виста» не
меняется при перестройке приемню<а (частоты гетеродина), так как в ее
создании напряжение гетеродина не участвует. Пользуясь сказанным,
можно различать интерференционные помехи от мещающих станций
и от гармоник полезного сигнала или гетеродина. Отметим, что в рас
смотренном примере прохождение помех практически исключается,
таккакразностнаячастотаfг- fп ={0+fпо- fп = 160+465-
-
151 = 474 кГц находится за пред~лами полосы пропускания тракта
промежуточной частоты (расстройка равна 9 1<Гц, т. е. расстройке
соседнего канала). Для второй помехи расстройка в тракте промежу
точной частоты будет еще большn - 14 кГц.
Учитывая возможность вред11О'"О с:южного преобразования наравне
с полезным простым из форму:1ы (9-26) можно по.1учить частоты допол
интельных каналов приема:
р
1
/доп=(/ fг ± q- fпр
(9-27)
Отсюда при верхней настрой1<е ге1еродина легко получить выраже
ния для частоты зеркального канала. Так, положив р = q = 1, при
знаке плюс в форму:1е (9-27) имеем fзпп = fг+f11p = /3• При р = 2
и q = 1 получаются два дополните.1ьных канала, 1юторые сог.1асно
формуле (9-27) зеркально отстоят от частоты второй гармоники гетеро
дина на промежуточную частоту. При р = 3 и q = 1 аналогично два
дополнительных кана.~а образуются около частоты третьей гармоники
гетеродина и т. д. Частоты этих допо.1нительных каналов будут отстоять
от частоты полезного сигнала дальше, чем зерю1,1ьного канала, и их
ос.1абление радиотрактом будет си.1ьнее. Кроме loro, проводимость
212
сложного г1рl'обра1оnа11ия меныuе проводимости простоr о преобразова
ния. Э10 rаюке способсгвует лучшему 11одавле11ию ука·1ан11ых дополни
те:Iыiых кана:юв приема. Именно поэ1ому при проектировании и испы
тании приемников достаточно проверить ослабление по зеркальному
каналу как наибо;1ее сильному из всех дополните.1ы1ых I<аналов приема.
Ои1аблению интерференционных 11омех 11 донолнительных кана.1ов
приема н бо.~ьшой степени способствуе1 правильный выбор рабочей
~очки пrн:обрюователя чистоты на наиболее линейном участке характе
ристики У 21 (И 03 ) 11 амплитуды напряжения гетеродина (не более
И гrп"·1 кс 11а рис. 9-7).
9-6 . ВЫ&ОР ПРОМЕЖУТОЧНОЙ ЧАСТОТЫ
Как оrмечалось в§ 9-5, при выборе про~1ежуточной частоты долж11ы
учи1ываться два противоречивых требования: необходимость обеспе
чения заданной полосы пропусr<анин приемн11ка и требуемого ослаб.1е-
11ия по зеркальному ка11алу. Для транзисторных и ламповых приемни·
ков удобнее всего реша1 ь эrу задачу в следующем порядке.
З;щаются наименьшим конструктивно осуществимым эквиваленr
ным за rуханием колебательных контуров радиотракта б,.с и числом
избирательных систем в нем пс· В приемниках с переменной настройкой
полагают входную цепь одноконтурной, а усилитетr радиосигнала -
резонансными. Из конструктивных соображений обычно применяют
не более одного r<аrкада уси.1ителя радиосигнала. В этом случае при
uднокон rypнoii входной цепи пс = 2. Расстройка зеркального канала
отнuс11п·.~ьно по,1езного равна удвоенной промежу1очной частоте.
Следовате.1ыю, сог;1ас1ю формуле (4-19) обобщенная расстройка зеркаJ1ь-
1ю1·0 канала
~.=-1-(fc+2frtp _ fc
')
Оэ.с 1 fc
fc+2fнp '
flодстав.1яя в формулу (5-2) требуемое ослабление по зерка.~ьному
1<ана:1у 11 11ш1учен1юе выражение для обобщенной расстройки, можно
11айти сооrветствующее им :-1начение промежуточной частоты
/нр.з ~ 0,58/с.мuкс•
(9-28)
где
(9·2'1)
Знак ?: в формуле (9-28) поставлен потому, что с повышением
промежуточной частоты ослаб.1ение по зеркальному каналу увеличи
вается.
Поскольку наихудшая избирательность радиотракта оказывается
11~ максимальной рабочей частоrе, то в формулу (9-28) подставляется
t:'C значение. На более низких частотах кривая избирательности радио
трак1а будет уже. а 11одавление по зеркалыю~1у каналу больше.
Когда параметр А < 0,45, то с погрешно:тью менее IO~o мо11<110
с<шrать В~0,5 А и
v·о.5пс r-
fпр.1~0,25А·fс.мnкс=0,256э.еfс.макс
J d,-1 . (9-30)
Эта формула получается при использовании упрощенного выраже-
1111я (5-3) д;rя обобщенной расстроЙI<И.
213
В случае применения более сложных избирательных систем в ра·
диотракте можно воспользоваться методиками, приведенными в лите·
ратуре [4].
На минимальной рабочей частоте полоса пропускания радиотракта
наиболее узкая. Поэтому наибольшее ослабления радиотракта опреде
ляют на границе полосы пропускания приемника П п на данной частоте.
Для этого можно пользоваться упрощенной формулой обобщенной
расстройки (5-3) ~п = Ппlбэ.сfс.мип· Подставляя эту формулу в выра
жение (5-2), получаем:
d -[--/ l+1 Пп )2]пс
с.п- JI \бэ.сfс.мин
'
(9-31)
Рассмотрим основные методики выбора промежуточной частоты.
1. Если ослабление, определяемое формулой (9-31), получится
меньше 1,05, то влиянием радиотракта на полосу пропускания прием·
инка можно пренебречь и считать, что она определяется тол ь к о
трактом промежуточной частоты.
Если избирательность по соседнему каналу задана полосой пропус
кания приемника Пп и коэффициентом прямоугольности Кп. по табл. 5-1
выбирают такую наипростейшую схему тракта промежуточной частоты,
которая при минимальном числе избирательных систем nпр обеспечивает
заданный коэффициент прямоугольности. Выполняется это в соответ·
ствии с рекомендациями, приведенными в § 7-8 .
Когда избирательность по соседнему каналу задана ослаблением
dc и расстройкой Лf с• то при известной полосе пропускания коэффициент
прямоугольности требуемой кривой избирательности определяется в со•
ответствии с выражением (5-9):
(9-32)
Если ослабление не соответствует табличным данным (10, 100),
то выбор схемы тракта промежуточной частоты и числа избирательных
систем производится или интерполированным табличных данных, или
по обобщенным кривым избирательности, приводимым в литературе
[3, 4, 5, 11].
Приняв минимально осуществимое эквивалентное затухание ко·
лебательных контуров тракта промежуточной частоты бэ.пр• из уравне·
ния (1-4) находят значение промежуточной частоты, при котором можно
обеспечить заданную полосу пропускания:
fпр. с~ {) Пп Ч" (nпр)•
э.пр
(9-33)
Здесь значение функции Ч" (nпр) определяется из табл. 5-1 в соот·
ветствии со схемой тракта промежуточной частоты и числом избиратель·
ных систем.
Если получится
(9-34)
то для промежуточной частоты можно взять любое значение от f пр.з
до f пр.с• так как они позволяют получить нужные полосу пропускания
и ослабление по зеркальному каналу. Если же неравенство (9-34) не
выпот1яется, то ни одно из полученных значений промежуточной час·
тоты не может быть принято. В этом случае добиться выполнения усло
вия (9-34) можно двумя путями. Первый путь: для повышения f пр.с
214
межно увеличить число избирательных систем в тракте промежуточной
частоты или брать схему с большим значением функции Ч" (nпр)· Но
при этом новая схема, естественно, должна удовлетворять требуемому
коэффициенту прямоугольности. Второй путь: дЛЯ снижения /пр.э
можно или увеличивать число избирательных систем в радиотракте,
что увеличит число каскадов в нем, или применять в радиотракте вместо
одиночных колебательных контуров более сложные избирательные
системы Применив, например, двухконтурные системы, новое значение
f nр.э находят из уравнения (5-10) аналогично описанному ранее приме
нительно к уравнению (5-2).
2. Если согласно формуле (9-31) ослабление радиотракта на гра
нице полосы пропускания окажется больше 1,05, то следует учитывать
влияние радиотракть на результирующую полосу пропускания прием
ника. В этом случае вначале следует проверить возможность увели
чения эквивалентного затухания контуров радиотракта на самом низ
кочастотном диапазоне приемника. Для этого, положив в формуле (9-31)
dс.п = 1,05, определяют искомое значение эквивалентного затухания:
•
Пп yo.snv--
c\. с=-,--
dс.п-1.
с.мин
(9-35)
Подставив выражение (9-35) и значение максимальной частоты
низкочастотного поддиапазона в выражение (9-28), находим соответ
ствующую этому затуханию частоту f пр.э· Далее решение производится
по методике, приведенной в п. 1. Обычно этого бывает достаточно. Ана
логичную проверку делают и для следующего низкочастотногоподдиапа
зона.
Окончательный выбор промежу1очной частоты производят с учетом
следующих условий. Промежуточная частота должна быть вне диапа·
зона рабочих частот приемника. Если промежуточная частота находится
в диапазоне рабочих частот, то при приеме сигналов, близких по частоте
к промежуточной, может быть очень высок уровень интерференционных
помех. !(роме того, облегчаются условия самовозбуждения, так как
каскады радиотракта оказываются настроенными почти на промежуточ
ную частоту. Поэтому в радиовещательных приемниках промежуточная
частота выбирается в интервале между «дЛинноволновым» и «средне
волновым» диапазонами (465 кГц). Промежуточная частота должна быть
по возможности низкой, чтобы устойчивое усиление каскадов было
больше и при меньшем числе каскадов обеспечивалась требуемая чув·
ствител ыюсть.
Наиболее часто применяют следующие значения промежуточной
частоты: 110, 465, 625, 900 кГц; 1,6; 2; 6,5; 8,4; 30; 35 МГц.
Пример 9·5. Выбрать промежуточную частоту транзисторного
приемника, если из расчета его функциональной схемы известно, что
Пп = 8 кГц, Kпiou.::;; 2,5, !~мин= 150 кГц; f1 макс = 408 кГц, /2мин =
= 525 кГц, f2мякс = 1605 кГц, fзмин = 9,5 МГц, fзмакс = 12 МГц. Ослаб·
ление по зеркальному каналу не менее 30 дБ.
Подожим эквивалентное затухание сигнальных колебательных
контуров dэ.с = 0,02. Если применять в радиотракте только однокон
турную входную цrпь (пс= 1), то согласно формуле (9-29) А= О,02Х
хV "'t, зt,6 - 1 = о,б32и В= о,5 (О,632 + Vо.6з22 + 4) - 1 =О.366.
По формуле (9-28) fпр.э ~ О,5·0,366· 12· 106 = 2,2 · 106 Гц. При
такой промежуточной частоте нужную полосу пропускания при
емника получить нельзя. Поэтому для решения задачи требуется хотя
215
бы олин каrкад уси.литг.пя радиосиrнал::~ To1n~ п = 2 •1
.1~0.02V~г31,r;-1 =0.111.
В данном cJ1y•1ae cor.1<ie1ю формуле (9-30) fнр. 1 =0,25·()111 v
х 12-106 = 0,33-106 Гц, что впо.1не приемлемо.
Проверяем ослабление раш1отракта на гранине rю.1осы пропуска-
ния. По формуле (9-31)
·
-1r(8.1о•
2J
2
_
dс.п- v 1+\1,5· 105 ·0,02) -8,1,
ч·10 недопустимо. Поэ1ому из выражения (9-35) находим нужное зату
хание д:1я низкочастотного поддиапазона:
,
8.101
бэ, CJ = 1,5, 105 v-!1
• 1,05 -1
0,169
При та1<ом затухании на максима.1ыюй частоте первого 110ддиапп
зона сог.1асно выражению (9-29): А =0,169V\1 31,6 -1=0.935
11 В= 0,5 (0,935+ УО.935 2 +4) - 1 = 0,572. Тогда 110 формре (9-2R)
f.:ч::с?О,5-0,572·4,08·105 = 1,17-105 Гu, 11то впот1е приемлемо
Ана.1огично проверку делаем д:1я вropor о 1юдд11апазона. По фор
~.1у:1е (9-35) определяем
8'101
в;со=5,25 .i05 -
= о.048
v\.1,05-1
Согласно выражению (9-~9) А= 0,048 "J!-J . 31,6 -1 = 0,266 и
поформу.1е (9-30) находим f np.з? О,25·0,266-1,605-106 = 0,108- IOr' Га,
чн1 может быть принято. Для трет1,его поддиапазона ослаб.1ен11е на
границе по.1осы пропускания определяем также из формулы (9-31 ):
-[r
(
8-103
1,212-
dc.п -у 1+\9,5.106.0,022) - 1,004,
поэтому в третьем поддиапа:юпе при dc = 0,02 радиоrракт не
будет в.1иять на полосу пропускания приемника.
Таким образом, наибо.1ьшее значение fнр. 1 = 0,33 · 10 6 Гu полу
чиJюсь для третьего поддиапазона.
Согласно данным таб:1. 5-1 требуемый коэффициент прямоуголь
fюсти обеспечивают: а) пять пар связанных 1<011туров при критиче
ской связи; б) один фильтр из четырех ко.1ебате.1ьных контуров. Опти
мальность одного из этих вариантов определяется из условия обеспе
чения требуемого усиления тракта промежуточной частоты. Лля ва
rнанта «а» из таб.1. 5-1 находим '1' 3 (5) = 1, lб. Следовательно, согJ1асно
выражению (9-33)
216
8- 10·1
/пр- с~ О,О2 1, 16= 4,64 · 105 Гц.
Для варианта «б» '1'4 (4) = 2,82 и
8. !(}1
/пр. с~ -0~02- 2,82 = 1,13 · 10• Гц.
Таким обrпз()м, нrr:нir11c1110 (!114) 11ып1мняет<'я д.~я обоих в11риа11·
т"я, но рекоменду('мое д.1н рiiдиовсщ<~ ге:11->ных приемников ·таче1111('
'llJOMtmyтoчнoй час1оты 465 кГц приемлемо (на пределе) лишь д:1я
".;н1энта """ ·
9-7. СОПРЯЖЕНИЕ НАСТРОЕК КОНТУРОВ
СУПЕРГЕТЕРОДИННОГО ПРИЕМНИКА
В современных приемниках с 11ереме1111ой нас 1рой кой все колrб~
те.1ьные контуры радиотракта и контур гетеродина настраиваюн·я
одной ручкой. При настройке колеба rе.11>11ых контуров 1а счет и:~мею··
ш1я емко:ти роторы контурных конденсаторов переменной емко:1и
укрепляются на одной общей оси, ко-
;орая связывается с ручкой настроiiки МГц f
г:rиемника ч~рез специальное механи-
ческое верньерное устройство f18] В
с.1учае наrтройки за счет изменения
индуктивности используется механиче
rкая система, с помощью ко1орой осу
z
1
1
1
ществляется перемещение сердечников
при вращении ручки настройки В
обоих случаях с целью упрощения и
удешевления производства приемника
желательно применять идентичные ::1ле
менты перестройки во всех контурах.
J.тя этого все секции в б.~оке перемен
ных конденсаторов берутся одина1ювы
м~t. Указанное требование вызывает
необходимость сопряжения настроек
18001 /Хо
!] .....--------~·-
Смаке
Смин
Рис. 9-12.
сигнальных и гетеродинного ко,1еба1еJ1ьных контуров приемника.
Наиболее часто для настройки копебательных контуров применяются
прямочастотные конденсаторы, которые обеспечивают линейную
зависимость собrтвенной частоты контура от угла поворота рото
ра. За счет этого частотная шкал11 настройки приемника получа·
ется линейной, что и показано прямой 1 на рис. 9-12 . Предположим,
что коэффициент поддиапазона сигнальных контуров (5-50) равен
3 (fс.м1ш = 0,5 МГц и fс.м"~" = 1,5 МГц). При верхней настройке
гетеродина и промежуточной частоте 0,5 МГц изменение частоты гете
родина должно происходить по прямой 2. Согласно формуле (9-8)
м11нима,1ьная частота гетеродина f г.мин = 0,5 + 0,5 = 1 МГц, а макси
маJiьная f г.макс = 1,5 + 0,5 = 2 МГц. При этом 1юэффициент под
диапазона гетеродинного колебательного контура k.ч = 2/ 1 = 2. Но
поскольку в контуре гетеродина применяется такой же конденсатор
переменной емкости, как и в сигнальных контурах, то его коэффициент
поддиапазона должен быть тем же, что и у сигнальных контуров, и
равным 3. Сопряжение настроек колебательных контуров можно про·
изводить несколькими способами.
1. Если выбором индуктивности гетеродинного контура обеспе
чнть точное сопряжение настройки гетеродинного колебатедьного кон
тура в конце диапазона, т. е. иметь fг.макс = \,5 + 0,5 = 2 МГц,
то его минимальная частота f г.мии = f r.макс/kд.с = 2/3 = 0,67 МГц,
что и соответствует штриховой линии 3.
Поскольку кривая l!~бирате.1ьности тракта промежуточной частоты
более узкая и близкая по форме к пμямоуrо.;~ьнику, чем кривая избн·
217
рательности радиотракта, то в процессе настройки приемника по макси·
мальной громкости (макС'имуму напряжения выходного сигнала)
точно на нужную частоту f r = fc + fпр оказывается настроенным гете
родин. При погрешности в настройке гетеродина несколько большей
половины полосы пропускания тракта промежуточной частоты частота
полезной комбинационной составляющей f к.по.1 = f г - fc выйдет за
пределы этой полосы пропускания и сигнала на выходе приемника
не будет, ибо боковые ветви кривой избирательности этого тракта очень
крутые.
Если контуры радиотракта окажутся расстроенными относительно
частоты сигнала на полосу пропускания тракта промежуточной ча
стоты или даже несколько больше, то сигнал, хотя и немного ослаблен
ный, пройдет на вход ПЧ, а при точной настройке гетеродина - и
на выход приемника. Подобная расстройка радиотракта может при
вести к прекращению приема лишь в диапазоне километровых волн,
в котором полоса пропускания радиотракта сравнима с полосой про
пускания тракта промежуточной частоты В результате изменится
также рабочий диапазон приемника, поскольку, как отмечалось ранее,
настройка приемника определяется частотой гетеродина. Действи
тельно, в начале поддиапазона частота принимаемого сигнала будет
f~= fг.мик-fпр= 0,67 - 0,5 = 0,17 МГц, а не 0,5 МГц, как тре
буется.
Таким образом, при изменении частоты гетеродина в соответствии
с линией З в конце поддиапазона контуры радиотракта будут точно
настроены на частоту сигнала, но по мере уменьшения частоты они
окажутся расстроенными по отношению к частоте сигнала. Наиболь
шая расстройка будет в начале поддиапазона. Ее относительная вели
чина определяется уравнением
Ьс= Лfс =lfc-(fг-fпp) 1·
fc
/с
(9-36)
Применительно к данным ~рис. 9-12 и сказанному ранее макси
мальная относительная ,расстройка сигнальных контуров Ьс =
0,5-(0,67-0,5) о 67
б
"
с
=
0,5
= , , что значительно
ольше uз.с· ледова-
тельно, расстройка превышает половину полосы пропускания радио
тракта и недопустима.
2. Соответствующим подбором индуктивности колебательного кон
тура гетеродина можно добиться точного сопряжения в начале поддиа
пазона. Но тогда в конце поддиапазона частота гетеродина будет f r.мRкс=
=
kд.сfг.мин = 3· l = 3 МГц и изменение частоты гетеродина будет
происходить по прямой 4. В этом случае в конце поддиапазона частота
принимаемого сигнала !~макс= fг.макс - f пр= 3 - 0,5 = 2,5 МГц
вместо необходимых 1,5 МГц. Таким образом, как и в первом случае,
изменяется рабочий диапазон приемника, а в конце поддиапазона имеет
место максимальная относительная расстройка сигнальных колеба-
тельных контуров Ьс = 1•5
-
~~5- о.5) = 0,67. Ее значение оказа
лось таким же, как и в первом случае. Следовательно, по максимальной
относительной погрешности сопряжения настроек колебательных кон
туров рассмотренные случаи равноценны.
3. Можно подобрать индуктивность колебательного контура гете
родина так, чтобы точное сопряжение настроек контуров оказалось
218
на средней частоте поддиапазона. В этом случае частота гетеродина
должна изменяться по прямой 5. Для нее характерно, что отклонение
частоты гетеродина от нужного значения в начале поддиапазона будет
меньше, чем в первом случае, а в конце поддиапазона меньше, чем во
втором случае. Поэтому и максимальная относительная расстройка
колебательных контуров радиотракта будет также меньше, чем для
обоих ранее рассмотренных случаев. Подбором частоты точного сопря
жения можно добиться, чтобы относительная расстройка на концах
поддиапазона стала одинаковой. Этот вариант будет наилучшим из
рассмотренных. Но при широком поддиапазоне максимальная относи·
тельная расстройка получается большой и превышает допустимую,
за которую в радиоприемной технике принимают обычно половину
полосы пропускания резонансной системы. Таким образом, погрешность
сопряжения настроек сигнальных и гетеродинного контуров не должна
превышать половины полосы пропускания радиотракта. Это условие
согласно формуле (7-8) обеспечивается при выполнении неравенства
(9-37)
где 6 3.с - эквивалентное затухание и пс
-
число контуров в радио
тракте. Значения функции '1'1 (пс) приведены в табл. 5-1.
Для уменьшения погрешности сопряжения в первом случае необ·
ходимо так изменить схему гетеродинного колебательного контура,
чтобы его частота в конце поддиапазона сохранялась прежней, а в на
чале поддиапазона существенно увеличивалась и становилась равной
требуемому значению !с.мин+ fпр· Достигнуть этого можно путем
включения в контур последовательно с основным конденсатором доба
вочного конденсатора С2 , емкость которого достаточно велика
(рис. 9-13, а). В этом случае эквивалентная емкость контура гетеродина
Сз. г= с~~Сг.
(9-38)
В конце поддиапазона, когда емкость переменного конденсатора
минимальна, Сг ~ С2 и Сг.з ::::: Cr. Следовательно, частота гетеродин
ного контура при большой емкости конденсатора С2 в конце поддиа·
пазона практически сохраняется прежней. В начале поддиапазона
емкость переменного конденсатора максимальна и Сг.з существенно
меньше Cro за счет чего частота гетеродинного контура повышается.
С учетом сказанного изменение частоты гетеродина будет происходить
по кривой 3' (рис. 9-13, а). Наибольшая абсолютная и относительная
погрешности в этом случае окажутся на частоте, близкой к средней
частоте поддиапазона. Их значения, естественно, будут значительно
меньше, чем без применения конденсатора С2 • При сопряжении на
стройки в крайних точках поддиапазона емкость конденсатора С2
можно вычислить по формуле (6-58), подставив в нее kд.г вместо kд
и заменив Спосл на С2 • Индуктивность гетеродинного контура вычис·
ляется по формуле (6-60) при подстановке в нее значений Wr.макс и
Сr.э, найденных из выражения (9-38) для минимальной емкости кон
денсатора Cr.
Соответствующим подбором индуктивности гетеродинного кон
тура и емкости конденсатора С2 можно добиться точного сопряжения
настроек на двух частотах внутри поддиапазона, несколько отстоя
щих от его концов. В этом случае изменение частоты гетеродина будет
происходить по кривой 3" (рис. 9-13 . а). Максимальная погрешность
сопряжения при этом получается меньше, чем в случае точного сопря·
жения на концах поддиапазона. Но расчеты в этом случае более тру-
219
доемки [25]. Поэтому расчет Lг и С2 чаrто 11ыпо.1няют для сопряжения
на концах поддиапазона, а при настрой1<е приемникя 11"'!ме.1яют их
значение так, чтобы 1очки точного сопряжения отстон.111 от крайних
частот поддиапазона на величину Ь 1 , выраженную в процентах. Эта
11е.1Jичина определяется по номограм~iе, представленной на рис. 9-14, а
в зависимости от коэффициента диапазона контуров радиотракта.
Согласно рис. 9-13, а частоты точного сопряжения f1 = (\ + Ь1 ) f~ м" 11 ;
f2 = (1 - Ь1) !с.макс· Получающаяся при этом максим11.1ьная относи
тельная погрешность сопряжения находится по номограмме, предста11-
ленноi! на рис. 9-14, б. Для этого предварите.1ьно вычис.'!яют оrноше
ние fпplfc.мa"c и отмечают точ1<0i! 1 по.1ученное значение на шкаде ///.
На шкале / отмечают точку 2, со()Тветству1сщую коэффициенту диа
пазона сигнальных контуров. Затем <·оединяют точки 1 и 2 прямой.
б)
220
Снакс
Сманr.
Рис. 9-1 З.
Смин
Сми.н
f!' пересече11ие со школой /1 (гочка 3) определяет максимальное зна
чение относительной погрешности сопряжения.
Пример 9-6 . Определить максимальную относительную погреш
ность сопряжения и емкость добавочного конденсатора гетеродинного
контура, полагая параметры контуров радиотракта соответствующими
примеру 6-8 (k11.c = 12/9,5 = 1,26, Смаке = 365 пФ, Смин = 10 пФ,
Сх. = 28 пФ, бз.с = 0,0162). при промежуточной частоте 465 кГц.
Согласно номограмме, представленной на рис. 9-14, а, получаем
ь1 = 0,018. Следовате/:ьно, частоты точного сопряжения равны 9,7
и 11, 7 МГц Определим отношение fnplfс.макс = 0,465/12 = 0,039.
Согласно рис. 9-14, б максимальная относительная погрешно1:ть сопря-
Ьf Кдс
tl,09 3,5
з,о
О,07
г,5
О,05 г,о
о,оз t,5
0,01 1,1
а)
[
кд.с
2
f,05
0,1
О,05
О,02
О,01
o,oos
o,ooz
o,out
0,0005
o,oooz
0,0001
Рис. 9-14 .
л
ш
fпр
fс.макс
1
бJ
жения равна 0,0008. Неравенство (9-37) при этом выпо.1няется для
одного контура в радиотракте (входная цепь) 0,0008 < О,5·0,0162/1 =
= 0,0081 и сопряжение настроек в двух точках диапазона в данном
случае допустимо. При двух контурах (один каскад УРС) погрешность
008 0,5. 0,0162
052
сопряжения также будет допустима 0,0 < 1,56
= 0,0
.
В соответствии с формулой (9-8) f r.макс = 12· 106 + 4,65· 106 =
= 12,465· 106 Гц и fr.мии = 9,5· 106 + 4,65· 106=9,965·106 Гц. Необ
ходимый коэффициент поддиапазона гетеродинного контура kд.r =
12,465. 106
=
9,965
.
106 = 1,25. Согласно формуле (6-58) с учетом сказанного
ранее о замене обозначений получим:
с= (1,252-1)[28(365+10)+365·10) +
2
2 [(28+365)-1,252 (28+10)]
+ ... /(1,252-1)2[28(365+10)+365. 1012 + 28. 365 · 10 (1,252-1) =
r 4[(28+365)-1.252 (28+10>]2
2в+аб5-1.252 (28-10>
=29 пФ.
221
Для конца поддиапазона емкость Сг.мин = Смин + С1: = 10 +
+ 28 = 38 пФ, а эквивалентную емкость этого контура определяем
29· ~8
из выражения (9-38): См.мин= 29 + 38 = 16,5 пФ. Используя вы·
ражение (6-60), находим индуктивность катушки гетеродинного кон·
тура:
1
Lг= rot
С
г.макс r. з. мин
6,28~. 12,462 • /011 • 16,5. 10-12 = io-e r.
Таким образом, все параметры контура гетеродина наliдены.
Для сопряжения контуров по способу 2 гетеродинныli контур еле·
дует построить так, чтобы в начале поддиапазона частота контура сохра·
нялась прежней, а в конце существенно уменьшалась. Достигается
это за счет включения в контур гетеродина добавочного конденсатора
С1 (см. схему рис. 9-13, б) сравнительно малой емкости. При этом экви·
nа.qентная емкость гетеродинного контура
(9-39)
В начале поддиапазона емкость основного конденсатора гетеродин·
ного контура максимаJ1ы1а и при С1 ~ Сг.мпкс Сг.э ~ Сг. Благодаря
этому частота гетеродинного контура в начале поддиапазона сохраня
ется практически прежней. В конце поддиапазона емкость конденса
тора Cr минимальна и Сг.э существенно превышает Cr. За счет этого
частота гетеродинного контура уменьшаетrя и изменение частоты про
исходит по кривой 4' на рис. 9-13, б. Наибольшая погрешность сопря·
жения также окажется на частоте, близкой к средней частоте поддиапа·
зона. Однако эта погрешность значитеJiьно меньше, чем при отсут·
ствии конденсатора С1 • Для сопряжения настройки в крайних точках
поддиапазона емкость конденса·1ора С1 согласно выражению (6-56)
можно вычислить по формуле
Смаке -ll~. rСмин- CI (kд. г-1)
С1=
k"
-1
.
д.г
(9-40)
Индуктивность гетеродинного контура вычисляет~я по формуле
(6-60) с подстановкой значений Юг.макс и См.мин из выражения (9-39).
Можно подобрать индуктивность гетеродинного контура и емкость
ко1~дс11сатора С1 так, чтобы обес11ечивадось точное сопряжение настрое~<
на двух частотах внутри поддиапазона (кривая 4" на рис. 9-13, б).
При эrом максимальная погрешность сопряжения уменьшится еще
в бо.11>шей степени.
Из сказанного следует, что при верхней настройке гетеродина
коэфф1щиент поддиапазона гетеродинного контура должен быть меньtие,
чем сигнального. Так, согласно выражению (9-8)
k _ fс. мокс+fпр
д.г- fс.мнн+fпр
kд. С+ fпр/f с. Mllll
k
1+fпр/fс.мин < д.с•
В § 6-7 было показано, что для уменьшения коэффициента диапа
зона (д.1я «сужения» диапазона) можно использовать два споrоба,
включая в контур по~J1едовате.1ьно или параллельно добавочные кон
денсаторы. Именно эти способы и используются в рассмотренных
с.qучаях (1 и 2).
222
Данные опыта и пример 9-6 показывают, что сопряжение настроек
контуров супергетеродинного приемника в двух точках обеспечивает
допустимую погрешность при коэффициенте диапазона сигнальных
ко11туров .менее 1,3 - 1,4. При больших коэффициентах диапазона
необходимо осуществлять сопряжение настроек в трех точках.
Применив оба добавочных конденсатора, можно получить завися•
мость частоты гетеродина, соответствующую кривой 5' (см. рис. 9-13, в).
Точное сопряжение настроек будет при этом в трех точках поддиапа·
зона. Погрешность сопряжения благодаря этому оказывается меньше,
1,7
0,02
Рис. 9-15 .
чем при использовании только одного добавочного конденсатора. Если
точное сопряжение осуществить на частотах внутри поддиапазона
(кривая 5"), то можно получить наименьшую возможную погрешность
соrrряжения. Методика расчета элементов гетеродинного контура в этом
случае описана в литературе [26). Однако расчеты по этой методике
достаточно трудоемки, поэтому обычно пользуются упрощенными мето
дами графоаналитического расчета, описанными в литературе [5, 11,
12, 16). Рассмотрим метод, позволяющий рассчитывать максимальную
относительную погрешность сопряжения [12).
Частоты точного сопряжения вычисляются по формулам
f (1+ь )f
fуff
1
fс. макс (9 41)
i=
f с.мин; а= с.мин с.макс; 1з= 1+Ьt •
-
Параметр ь1 находится из номограммы рис. 9-14, а по известному
коэффициенту диапазона сигнальных контуров. Максимальная отно
сительная погрешность сопряжения определяется с помощью номо
граммы, приведенной на рис. 9-15, так же, как и по рис. 9-14, б для слу
чая сопряженuя в двух точках. Емкость последовательно включен
ного добавочного конденсатора находится с помощью номограмм,
223
представленных на рис. 9-16 . Для этого на шкале l отмечают точку А
по отношению f прl/с.макс• а на шкале 111 точку Б, соответствующую
значению к~.с· Через точки А и Б проводят прямую и в пересечении
этой прямой с линией V отмечают точку В. На шкале // отмечают
точку Г, положение которой определяется разностью максимальной
и минимальной емко:тей, применяемых в приемнике конденсаторов
переменной емкости Через точки В и Г проводят вторую прямую.
fпр
fс.накс
0.,5
о.з
О/
0,05
O.,OJ
0,02
у
в
100
Рис. 9-16 .
Ее пересечение со шкалой IV в rочке Д определит искомую емкость
последова-гельно включенного добавочного конденсатора.
Емкость параллельно включенного добавочного конденсатора
находится с помощью номограмм, приведенных на рис. 9-17 . Д;1я
этого на шкале IV находят точку А по известному отношению /11 р/f,·.мак•,
а на шкале / точку Б, соответствующую значению kд.r.· Точки А и F>
соединяют прямой, которая в точке В пересекает линию//. На шка.~е V
отме 11ают точку Г, соответствующую параметрам конденсатора перt:·
менной емкости. Точки В и Г соединяют прямой линией. Ее пере.:с-
224
чение со шкалоl! 111 дает точку Д, определяющую сумму С1 + С:!:.
Емкость C:r; (6-55) определяется при емкости подстроечноrо конден
сатора Сп, приня1ой для контуров радиотракта. Пос.'!е этого по извест
ной емкости С:i: опреде.'1яют искомую емкость параJJ.~ельно вкJJючен-
ного добавочного конденсатора.
1
1.
•r:
л
,иil
llf.c
-
3,0
fпр
fс.манс
Рис. 9-17.
у
100
Индуктиnность гетеродинного контура определяют по номограмме,
приведенной на рис. 9-18 . Для этого на шкале / отмечают rочку А,
соответствующую сумме трех емкостей С1 + С1 + C:r;. На шкале V
отмечают точку Б, соответствующую максимальной частоте диапазона.
Пrоведя через точки А и Б прямую, отмечают точку В на ее пересече
нии с прямой 111. На правой вертикальной линии сетка шкал /f
отмечают точку Г, соответствующую отношению f прlfс.макс• а на верх
.ней наклонной прямой - точку Д, соответствующую коэффициенту
диапазона контуров радиотракта. Из точки Д проводят вниз вертикаль-
225
ную прямую 1, а из точки Г - прямую 2, параллельную линиям,
наклоненным вправо. Пересечение прямых 1 и 2 определяет положе·
ние точки Е. Из нее проводят прямую 3, параллельную линиям, на·
клоненным влево. Ее пересечение с левой вертикальной линией сетки
шкал / / обозначают точкой Ж. Точки Ж и В соединяют прямой, кото·
c,+c1 +cr;
I
50000
пФ
1
10000
5000
2000
1000
500
Е
з
ж
200
А
100
50
80
35д'1I
'
З,О Z,5 Кд.с
Ш
2,0 1.G
'
f,Z 1 ,05
о,ог
o,os
2
ш.3 !!!!._
5 fс.макt:
Рис. 9-18.
Lг
мкГ
У fc.MfV(C
30 ·МГц
20
10
s
2
1
0,5
6
0,2
рая пересекает шкалу IV в точке И, определяющей индуктивность
rетеродинноrо контура.
Пример 9-7 . Найти параметры контура rетеродина для ПЧ с исход•
ными данными примера 6-7 при промежуточной частоте 465 кГц (Смин =
=
10 пФ, Смаке= 365 пФ, С1: = 45 пФ fс.макс = 408 кГц, fс.мин =
= 150 кГц, <'>э16О = 0,06 и <'>э4оs = 0,138).
По рис. 9-14, а для заданного kд.с = 408· 103/150· 103 = 2,73 нахо·
дим значение bt = 0,072. В соответствии с формулами (9-41) опреде•
226
JJяем частоты точ11ого сопряжения: f 1= 150 (1 + 0,072) = 161 кГц
408
•
/ 2 = У\50·408 =248 кГц и fз= I+0,072 380 кГц.
Вычисляем от11ошение fпplfc."aкc = 4,65· 105 /4,08· 105 = 1,15. Ис
пользуя номограммы рис. 9-15, опреде.1яем максимальную относи
те.~ь11ую погрешность сопряжения Ьrмокс = 0,007. Проверяем выпол
нение неравенства (9-37) при одном контуре в радиотракте ['!'1 (\) =
=
/].Для начала под.диапазона 0110 выполняется: 0,007 < О,5·0,06/\ =
= 0,03, а для конца под.диапазона тем более. При двух контурах [один
каскад УРС '!'1 (2) = 1,56] в начаде под.диапазона неравенство (9-37)
также выпо.1няется: 0,007 < О,5·0,06/1,56 = 0,019. Следователь110,
11огреш11ость сопряжения при двух контурах в радиотракте не превы
шает допустимой.
Находим емкость последовательно включенного добавочного кон
денсатора по номограммам рис. 9-16: С2 = 125 пФ. Опреде.пяем ем
кость параллельно включенного добавочного конденсатора, используя
номограммы рис. 9-17 . Получаем С1 + С}:= 75 пФ. Следовательно,
С1=75-45=30пФ.
Индуктивность катушки гетеродинного контура определяется по
номограммам рис. 9-18 при С2 + С1 + С}:= 125 + wl\O + 45 = 200 пФ
и оказывается равной 600 мкГ.
Проверим правильность сделанных расчетов на примере первой
частоты точного сопряжения. Согласно примеру 6-7 индуктивность
катушки сигнального контура Lc = 0,0028 Г. Следовательно, при
частоте /1 = 161 кГц на основании формулы (6-60)
1
1
С,1= ro~Lc = 6,282 • 1,612• 1010.0,0028 3•6
' lO-io Ф.
Из формулы (6-54) с учетом выражения (6-55) находим емкость
конденсатора пе~еменной емкости при данной частоте С162 = С3181 -
-
С}:= 360· 10- 2
-
45· 10-12 = 315· 10-12 Ф.
Эквивалентная емкость контура гетеродина согласно схеме
рис. 9-13, в
(С+с}: + С1) с2 (315+45+30) 125
с+с}:+ с1 + с2 = 315+45+30+ 125
95 пФ.
Из формулы (6-60) определяем частоту гетеродинного контура при
sтой емкости:
1
fГl = ,;-
2ЛrLгСг.з
6,6.105 Гц.
Согласно выражению (9-8) частота гетеродина должна быть fr 1 =
=
1,61 ·!ОБ+ 4,65· !ОБ= 6,26· 10° Гц. Расхождение в значении ча
стоты гетеродина составляет всего 5,4%, что не превышает погрешно
сти графоаналитических методов расчета, обычно составляющей
5-10%.
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ ДЛЯ ПОВТОРЕНИЯ
1. Почему в диапазонах декаметровых и более коротких волн нельзя
построить транзисторный приемник прямого усиления с высокой чув
ствитРльностью и хорошей избирательностью?
8*
227
2. Для чего служит преобразователь частоты в супергетеродин
ном приемнике? l(акие изменения сигнала в нем происходят?
3. Какую комбинационную составляющую тока нелинейного э.1е
мента преобразователя частоты называют полезной и какие вредными?
4. Сформулируйте определения основных характеристик преобра
зователя частоты.
5. Для каких целей служит гетеродин в преобразователе частоты?
6. Каковы основные схемы транзисторных и ламповых г ~тероди
нов? Назовите их главные характеристики.
7. Какие параметры сигнала и э.1ементов приемника определяют
его полосу пропускания? Каковы пути сужения поло~ы пропускания
приемника?
8. Сформулируйте основные ус.1овия, обеспечивающие режим
генерирования колебаний в, гетеродинах.
9. В чем отличие преобразоватеJJей частоты с отдельным и сов
мещенным гетеродином? Дайте их сравнительную оценку.
10. Какими параметрами определяются коэффициент преобразо
вания и избирательность преобразоватедя частоты?
11. Нарисуйте схемы транзисторного и .1ампового преобразова
те.1е.й частоты с отде.1ьными гетеродинами. Объясните назначение и
1эыбор их элементов.
12. Из каких соображений выбирается рабочая точка транзистора
(лампы) преобразова rе.1я частоты и отдельного гетеродина?
13. Какой параметр транзистора (лампы) называют проводимостью
преобразования? Чем он определяется?
14. Почему шумы транзистора (лампы) в преобразовательном ре
жиме больше, чем в ус1<лительном?
15. Из каких условий выбирают амплитуду напряжения гетеро
дина, подводимого к преобразовате.1ю частоты?
16. Каковы основные принципы построения схемы преобразова
те.~я частоты с совмещенным гетеродином? Нарисуйте схемы тран•
зисторного и лампового преобразователей частоты с совмещенным гете
родином.
17. Нарисуйте кривую избирательности преобразователя частоты.
При каких условиях она снимается?
18. Чем определяются частоты побочных каналов приема супер
гетеродинного приемни1<а?
19. Какие каскады супергетеродинного приемника обеспечивают
его избирательность по соседнему и зерка.11ьному каналам?
20. Опишите процесс настройки супергетеродинного приемника на
частоту сигнала по максимуму выходного сигнала. l(акие ко.1ебатt·дь
ные контуры при этом 01<азываются настроенными более точно на
необходимую частоту и почему?
21. l(аковы причины появления интерференционных «свистов»
в супергетеродинном приемнике?
22. Из каких условий выбирается промежуточная частота пр11ем-
1111ка? Какие технические противоречия при этом приход11тся разре
шать? Для чего применяется двойное преобразование частоты?
23. Чем опреде.1яется необходимрсть сопряжения настроек коле
бательных контуров супергетеродинного приемника? Какова макси
мально допустимая погрешность сопряжения настроек этих контуров?
24. Каковы преимущества и недостатки верхней настройки гете
родина?
25. Сформулируйте общие правила выбора режима работы пре
образователя частоты.
228
ЗАДАЧИ
9-1. Определить коэN1ициент расширения полосы пропус1(ан11я
приемника при верхней настройке гетеродина д;1я частоты сигнала
100, 10 и 1 МГц? Макс11ма.ты1ая частота модуляции 4,5 кГц, промежу-
1 очная частота 465 кГц, 01 но:и rс.тьной нестабильности частоты сигна
;1а 10-5 , гетеродина
-2· 10 4.
() т в е т: 5,47; 1,45; 1,0069.
9-2. Определить поJю_·ы пропускания прнемника, соответству
rсщ!'е условиям задачи 9-1.
От в е т: 50 кГц; 1.1 кГI!; 9,05 кГ1~.
9-3. Определить коэффициент нреобразования преобразователя
•:ас1оты, выпо.тнснного на 1ранзисторе П403, при вынолнении усло
nия (9-21), токе кол.теюсра 1 мЛ, частоте сигнала 20 МГц. Нагрузка
преобразователя состоит из двух связанных контуров, параметры
которых соответствуют при11:еру 7-4.
Ответ: 4,15.
9-4. Определить наименыuее ослабление по зеркальному каналу
в по промежуточной частоте 465 кГц, если до преобразователя частоты
11меются входная цепь и каскад усилителя радиосигнала, параметры
1юнтуров которых соответствуют примерам 5-8 и 6-7?
Ответ:26,3дБ;114дБ.
9-5. Определить частоту интерференционного «свиста» от второй
гармоники частоты сигна.та при частоте сигнала 928 кГц, промежу
точной частоте 465 кГц и верхней настройке гетеродина.
Ответ:2кГц.
9-6. Выбрать промежуточную частоту приемника, если в радио
тракте имеются два одиночных контура с эквивалентным затуханием
0,025, а в тра1пе промежуточной частоты - три пары связанных кон
туров при критической связи, эквивалентное затухание которых не
может быть меньше 0,016. Максимальная частота сигнала 12 МГц,
ослабление no зеркальному кана.ту не менее 30 дБ, полоса пропуска
ния приемника 8 кГц.
От в е т: любое значение в интервале от 410 до 470 кГц.
9-7. Определить допустимость сопряжения настроек контуроr,
супергетеродинного приемника в трех точках при диапазоне рабочих
частот 525-1605 кГц, если в радиотракте имеются два одиночных
!(QНтура с эквивалентным затуханием 0,025. Найти емкости добавоч
ных конденсаторов и индуктивность катушки гетеродинного контура,
если fпр = 465 кГц, С""" = 10 пФ, Смnке = 365 пФ.
О тв е т: погрешность сопряжения допустима;
С2=460пФ;С1=23пФ;Lr=100мкГ.
rЛАВ А 10
ПОМЕХИ РАДИОПРИЕМУ И МЕРЫ &ОРЬ&Ы С НИМИ
10-1 . ОПРЕДЕЛЕНИЯ, КЛдССИФИКдЦИЯ
И ОСНОВНЫЕ ХдРдКТЕРИСТИКИ ПОМЕХ
Ранее уже отмечалось, что в приемной антенне создаются э. д. с.
не только от полезного сигнала, но и от других мешающих сигна.тов.
Сумму э. д. с., создаваемых мешающими сигналами, принято называть
22'1
помехами. Кроме того, при питании приемника от электрической сети
на качество приема полезного сигнала оказывают влияние дополни
тельные э. д. с. и токи, создающиеся такими источниками, как контакт
ные прерыватели, электромедицинские и бытовые приборы и т. п.
Действие подобных помех, проникающих в приемник «с тыла», может
учитываться пересчетом их э. д. с. ко входу приемника. Сам приемник,
как указывалось в гл. 4, 1акже является источником шумовых помех.
Поэтому для нормального приема полезного сигнала отношение сиг
нал/помеха на входе приемника должно быть не менее требуемого,
определяемого с учетом режима работы детектора, способного изме
нять это отношение.
По своему воздействию на прием полезного сигнала все помехи
делятся на активные и пассивные.
Активными помехами называюттакие, которыесоз
дают в элементах радиоприемного устройства (антенне и приемнике)
э. д. с. и токи, определяющиеся характером помехи. Иначе говоря,
эти помехи действуют на радиоприемное устройство активно. Ими
являются помехи от: а) радиостанций, б) электрических процессов в ат
мосфере (грозовых разрядов и т. п.), в) промышленных и бытовых элек
троустановок, г) шумовых напряжений, созданных в антенне и прием
нике.
К пассивным помехам относятсятакие,которыевли
яют на качество приема полезного сигнала за счет изменения условий:
распространения радиоволн. Они не создают в антенне и приемнике
э. д. с. и токов, но влияют на значение и характер полезного сигнала
на входе приемника и тем самым изменяют отношение сигнала к уровню
активных помех, а также вносят искажения в принимаемый: сигнал.
Пассивные помехи создаются за счет явления «замирания» (в декаме
тровом диапазоне волн), радиоэха, взаимного влияния различных элек
тромагнитных полей:, обусловленного нелинейными свойствами ве~хних
слоев атмосферы * (ионизированного газа) и т. п.
В зависимости от характера создающихся в элементах радиопри
емного устройства э. д. с. активные помехи бывают импульсными
и гладкими.
Импульснымипомехаминазываютте,укоторыхотно
шение максимального значения э. д. с. к среднеквадратичному (дей
ствующему) более четырех. Ими являются атмосферные и промышлен
ные помехи, а также помехи от радиостанций:, работающих в импульс
ном режиме (например, радиолокационных или телеграфных). Импуль
сные помехи прослушиваются как трески большей или меньшей гром
кости И ДJ!ИТеЛЬНОСТИ.
Глад к им и помех а ми являются те, для которых превы
шение максимального значения э. д. с. над действующим менее четырех.
К ним относятся собственные шумы радиоприемного устройства, по
скольку для них вероятность четырехкратного превышения действую
щего значения э. д. с. не более 0,0001, и помехи от радиостанций,
работающих в непрерывном режиме (радиовещательные и связные
станции с амплитудной и частотной модуляцией). Гладкие помехи
прослушиваются как шорохи и шумы большей или меньшей гром
кости.
* Этот вид помех часто называют люксембургско-гамбургским
эффектом, так как он впервые был обнаружен при приеме сигналов
радиостанций:, расположенных в данных городаХ\
230
10-2 . ДЕАСТВИЕ ИМПУЛЬСНЫХ ПОМЕХ
Нд ЭЛЕМЕНТЫ РдДИОПРИЕМНИКд
Предположим, что с выхода антенны в радиоприемник поступают
импульсные помехи (например, от грозовых разрядов), изображенные
на рис. 10-1, а. Эти помехи имеют форму, достаточно близкую к форме
треугольников. Каждый из импульсов помехи вызывает в колебатель
ном контуре входной цепи режим ударного возбуждения, при кото-
11 ~·Л' ~·h' t
•
Ueы:r: вц
а)
2+3
4+5
1
. ...
........
......t
,,..
..... ..
..-
_
....
о>
llez.дeт
2,+З
"
'
4+5
1'.
f
1
1
'
1
.....,
.........
t
1"
,,,,,,"'""
6)
'
v
\
v
д)
Рис, 10-1!
231
ром на конт:,-ре создается экспоненциально затухающее колебание
<: частотой, равной собственной частоте контура (рис. 10-1, 6). Раз
махи эти колебаний (их амплитуды) прямо пропорциональны высоте
11мпу.11ьса помехи, а скорость затухания колебаний - эквивалентному
затуханию колебательного контура. Справедливость сказанного под
тверждается аналогией с механической резонансной системой, каковой
является, например, обычный маятник. Если его толкнуть (импульс
ное воздеl!ствие), то он начнет совершать колебательное движение
около своей точки равновесия. Амплитуда его колебаний со временем
уменьшается по экспоненциальному закону. Быстрота затухания опре
деляется трением в подвеске и в воздухе, т. е. эквивалентным затуха
нием механической ко.1ебательной системы. Частота колебаний оказы
вается равной частоте собственных колебаний системы. Первичная
амп.1итуда колебаний, естественно, будет пропорциональна силе толчка.
В приемнике прямого усиления экспоненциальный радиоимпульс
1 (рис. 10-1, 6) с контура входной цепи поступает на вход первого и
далее на все последующие каскады радиотракта. При этом в си.11у
ограниченности полосы пропускания этих каскадов происходит неко
торое изменение (искажение) формы огибающей выходных импульсов.
Оно проявляется в том, что длительность фронта и в меньшей степени
д.1ительность среза импульсов увеличиваются во времени. В резуль
тате форма входного напряжения детектора будет соответствовать
рнс. 10-1, в (радиоимпульс 1). Пояснить сказанное можно также на
примере механической колебательной системы (маятника или качелей).
Если в такт с движением качелей подталкивать их, т. е. подводить
импульсные усилия периодически через определенные интервалы вре
мени, равные периоду их собственных колебаний, то амплитуда коле
баний качелей начнет нарастать. После прекращения подталкиваний
колебания качелей постепенно затухают. Изменения амплитуды коле
баний будут в этом случае происходить по двум экспоненциальным
зависимостям: вначале по нарастающеll, а затем - по затухающей.
Этому соответствует штриховая кривая (огибающая радиоимпульса /)
рис. 10-1, в.
"
Воздействие экспоненциального радиоимпульса на резонансную
систему радиотракта приемника в известной степени аналогично ска
З<lнному о движении каче.11ей. Действительно, колебательные контуры
каскадов радиотракта имеют ту же частоту настройки, что и колеба
те.1ьный контур входной цепи. Поэтому каждое колебание экспонен
циального радиоимпульса J (рис. 10-1, б) будет увеличивать (подтал
кивать) ко.1ебания в них. Различие заключается лишь в том, что спод
та.1Кивающая» сила в этом случае убывает во времени по экспоненци
а.11ьному закону. Поэтому нарастание радиоимпульса 1 (рис. 10-1, в)
произойдет мед.'!еннее, чем было бы при постоянном значении «Подта.11-
кивающей» силы. Таким образом, на вход детектора поступит радиоим
пульс 1, огибающая которого по своей форме близка к штриховой
линии на рис. 10-1, в. На выходе детектора получится видеоимпульс J,
показанный на рис. 10-1, г.
В гл. 7 была показана связь затухания колебательных контуров
с полосой пропускания многокаскадной избирательной системы, како
вой является радиотракт приемника. Чем больше затухание колеба
тельных контуров, тем шире полоса пропускания. Следовательно, чем
шире полоса пропускания, тем быстрее будут нарастать и затухать
колебания в радиоимпульсе J (рис. 10-1, в), т. е. тем компактнее будет
этот радиоимпульс во времени. При узкой полосе пропускания радио
импу.11ьс растягивается во времени сli.~ьнее.
232
Полоса пропускания низкочастотного тракта приемника также
ограничена. За счет этого видеоиМП)ЛЬС 1 (рис . 10 -J. г), проходя через
низкочастотный тракт, несколько исказится Длительности его фронтов
и ,·реза увеличатся и тем больше, чем уже полоса пропускания низко
частотного тракта. Сказанное иллюстрирует выходной импу.1ьс /,
показанный на рис. 10-1, д
В супергетеродинном приемн11ке картина прохождения импулы·а
rю\1ехи аналогична. Но в этом с.1учае частота колебани1i радиоимпульса
на входе детектора равна промежуточной частоте приемника.
Импу:1ьсы помехи могут с.1едовать через малые интервалы вре
мени. Если последующий импу;1ьс 3 (рис. 10-1, а) придет раньше,
чем закончится колебательный процесс в колебательном контуре вход
но;'i цепи от предыдущего импульса 2, то произойдет их взаимодей
стl!ие. Его сущность можно рассмотреть для двух предельных случаев.
1. Ко,1ебания, возникшие в колебательном контуре входной цепи
ст последующего импульса 3 совпадают по фазе с колебаниями от преды
дущего импульса 2. В этом случае ко.~ебания от обоих импульсов по
мехи складываются. Результирующий радиоимпульс 2 + 3 (рис. 10-1, б)
становится длиннее, 11ем от каждого из импульсов помехи в отдельно
сти. Дальнейшее прохождение радиоимпульса 2 + 3 через каскады
приемника характеризуется рисунками 10-1, в, г, д.
2. Колебания, возникшие в колебательном контуре входной цепи
от пос.1едующего импульса 5, находятся в противофазе с колебаниями
от предыдущего импульса 4. За счет этого колебания от последующего
импульса вычитаются из колебаний от предыдущего импульса помехи.
Результирующий радиоимпульс 4 + 5 (рис. 10-1, б) оказывается ко
роче, чем от каждого из импульсов помехи в отдельности. Последующее
прохождение помехи 4 + 5 через каскады приемника показывают
рис. 10-1, в, г, д.
Другие фазовые соотношения между колебаниями от предыдущего
и последующего импульсов помехи дают промежуточные результаты
по сравнению с рассмотренными случаями.
Когда импульсы помехи СJ1едуют часто друг за другом, на выходе
приемника они могут слиться в непрерывный сигнал помехи, особенно
при узкой полосе пропускания приемника. Поэтому очень частые и
си.1ьные импульсные помехи уже в высокочастотном тракте узкопо
лосного приемника могут дать напряжение, по своей форме близкое
к гладкой помехе.
10-3 . ДЕАСТВИЕ ФЛIОКТУАЦИОННОЯ (WYMOBOl'IJ ПОМЕХИ
НА ЭЛЕМЕНТЫ РАДИОПРИЕМНИКА
В § 4-3 было показано, что ф.1юктуационное (шумовое) на11ряжею1е,
создающееся резистором или электронным п~>ибором. имеет равномер
ный частотный спектр во всем испо.1ьзуемом в настоящее время диапа
зоне радиоводн. Там же указывалось, что шумовое напряжение можно
представить суммой гармонических э. д. с. (токов), амп.1итуды кото
рых пропорциональны энергии шумового напряжения, частоты изме
няются через очень малые и равные интервалы б/ практически от О
до оо, а фазы распределены по случайному закону .от О до 2л. Если под
вести фдюктуационвое напряжение ко входу приемника, то благодаря
избирате.1ьным свойствам радиотракта не все составляющие шумового
напряжения (рис. 10-2, а) пройдут через приемник одинаково. Пусть
.?~3
кривая избирате.льности радиотракта соответствует криrой 1 на рис.
10-2, а. Тогда на выходе радиотракта спектр шумового напряжения
примет вид, изображенный на рис. 10-2, б, причем его огибающая по
вторяет кривую избирательност11 1,адиотракта. Следовательно, чем
уже кривая избирательности, тем меньшая доля мощности шумового
напряжения пройдет на выход радиотракта. Иначе говоря, мощность
шума на выходе радиотракта определяется его эффективной полосой
пропускания (4-26) или (4-29) и уровнем шума на входе. Отсюда сле
дует, что основная Atepa ослабления шумовой помехи - сужение эффек
тивной полосы пропускания радиотракта.
Воздействие шумового напряжения на детектор в первом прибли
жении можно определить на основе представления его суммой гармо
нических э. д. с. В результате воздействия на детектор каждой пары
таких э. д. с. на его выходе создастся на1'ряжение с разностной частотой
fo а)
б)
Рис. 10-2 .
как результат детектирования двух
сигналов (см. § 8-3). Больше всего
на выходе детектора окажется со
ставляющих с частотой 6f, так как
их образуют каждые из двух сосед
них э. д. с., представляющих вход
ной шум. Меньше будет составляю
щих с частотой 26f, так как на вхо
де детектора число составляющих
шума ограничено в соответствии с
рис. 10-2, б. Еще меньше их окажет
ся с частотой 36f и т. д. Таким обра
зом, наибольшая мощность выход
ного шума детектора будет соот
ветствовать области низших частот
и наименьшая - области высших
частот модуляции.
Если кроме шумового напряже-
ния на вход детектора подводится
гармонический полезный сигнал, амплитуда которого гораздо больше
амплитуд составляющих шума, а частота равна f0 , то на его выходе
кроме указанных выше составляющих будет сумма э. д. с. от совмест
ного детектирования полезного сигнала и каждой из составляющих
шума. Число таких составляющих с частотами 6f, 26f, 3бf ... будет
одинаково. Но так как амплитуды э. д. с., составляющие шум по мере
удаления от частоты fo уменьшаются, то и амплитуды составляющих
напряжений на выходе детектора будут уменьшаться по мере увеличе
ния их частоты.
Сложный модулированный сигнал можно представить суммой от
дельных составляющих (см. рис. 8-1, б). Поэтому на выходе детектора
получатся составляющие от детектирования пар синусоидальных
напряжений, образованных каждой составляющей сигнала и каждой
составляющей шума.
Ограничивая полосу пропускания низкочастотного тракта, можно
исключить прохождение на выход приемника шумовых составляющих
с очень низкими и очень высокими частотами. Последнее также яв
ляется эффективным средством борьбы с флюктуационной помехой.
Но ограничение полосы пропускания в высокочастотном и низкоча
стотном трактах приемника, естественно, должно согласовываться
с шириной спектра полезного сигнала. Следует помнить, что согласно
данным § 4-3 уменьшение действующего значения шумового напряже-
234
ния nропорционально корню квадратному из сужения эффективной
поло:ы пропускания приемника. Учитывая подавление в детекторе ела·
бого сигнала сильным, необходимо добиваться того, чтобы на его входе
амплитуда полезного сигнала превышала в несколько раз действую
щее значение шумового напряжения. Поэтому более эффективно ослаб·
.1ять действие шумовой помехи сужением полосы пропускания высоко
частотного тракта. Но это более сложно осуществить конструктивно.
t0·4. ПОМЕХИ ОТ РдДИОСТдНЦИlil
Помехи от радиостанций по принципу воздействия на элементы
приемника можно разделить на три группы: 1) помехи от станций
соседних каналов; 2) перекрестные помехи; 3) комбинационные помехи
(интерференционные «свисты»).
Действие первого вида помех определяется недостаточной изби·
рательностью всего высокочастотного тракта, когда сигнал мешаю
щей станции проходит через все каскады приемника, независимо от
наличия полезного сигнала. При этом в детекторе создается режим
детектирования двух модулированных сигналов, а на выходе прием
ника прослушиваются и полезный и мешающий сигналы. Для ослабле
ния этих помех необходимо увеличивать избирательность приемника
по соседнему каналу. Некоторое ослабление действия такой помехи
можно получить расстройкой приемника относительно частоты полез
ного сигнала. При этом частоту настройки приемника удаляют от несу
щей частоты помехи. Однако в этом случае полезный сигнал будет
приниматься с искажениями.
Перекрестные помехи проявляютсявтом,чтосигнал
от мешающей станции, несущая частота которой существенно отлича
ется от частоты настройки приемника, а значит и от частоты полезного
сигнала, появляется на выходеприемникатолько при наJ1и
чии полезного сигнала.Еслирасстроитьприемниктак,
чтобы прием полезного сигнала прекратился, то и сигнала помехи на
выходе приемника не будет. Причиной появления перекрестной по
мехи является недостаточная избирательность во входной цепи. В этом
случае на входе первого каскада может появиться большое напряжение
от мешающего сигнала, достигающее десятых долей вольта. Под воз·
действием столь большого мешающего сигнала положение рабочей
точки электронного прибора первого каскада изменяется в такт с коле
баниями напряжения помехи. За счет этого изменяется проводимость
прямой передачи транзистора (крутизна характеристики лампы) пер·
вого каскада, а следовательно, и его коэффициент усиления. При
амплитудно-модулированном мешающем сигнале указанное изменение
коэффициента усиления каскада происходит по закону огибающей
этого сигнала, т. е. по закону его модуляции. Это приводит к тому,
что амплитуда несущей полезного сигнала на выходе первого каскада
будет изменяться в такт с изменением его коэффициента усиления.
Иначе говоря, полезный сигнал получит добавочную амплитудную
модуляцию по закону модуляции мешающего сигнала. На выходе
детектора выделится добавочное напряжение, соответствующее закону
модуляции помехи, и пройдет на выход приемника, мешая приему
полезного сигнала.
При отсутствии полезного сигнала мешающий сигнал отфильтро
вывается в радиотракте и тракте промежуточной частоты. Поэтому
235
до детектора он не доходит, а следовательно, не слышен на выходе
прИе\IНИКа.
Особенно сильные перекрестные помехи наблюдаются, когда
первым каскадом приемника является преобразовате.1ь частоты. В нем,
как отмечалось в § 9-1, рабо\ая точка транзистора (лампы) выбира
еrся на нелинейном участке характеристики, что приводит к знач11-
те,1ыю большему изменению проводимости прямой передачи под воз
действием помехи, чем в усилительном каrкаде.
Для снижения уровня перекрестных помех следует улучшать избн
ра1е.1ьно:1ь входной цепи (что уменьшает ам11ли1уду помехи на входе
первого каскада) и по возможности (в усилителе радиосигнала) выби
рать рабочую точку rраизистора (.1ампы) первого каскада в среднеii
части наиболее линейного участка его во.11ьт-ам11ерной характеристики.
Природа возникновения комбинационных помех достаточно под
робно бы.1а рассмотрена в§ 9-5. Там же указаны основные меры бор1,бы
с этими помехами: правильный выбор промежуточной частоты прием
ника, а также режима работы преобразователя частоты.
Общей мерой для борьбы со всеми видами помех от радиостанпий
является использование направленных свойств приемной антею1ы.
С этой це,1ью можно применять вращающиеся антенны, ориентируя
на мешающую станцию минимум диаграммы направленности. Осо
бенно хорошие результаты получаются при использовании дипо.'1ь
ных магнитных и рамочных антенн, которые чаще всего применяются
в портативных переносных радиоприемниках (например, транзистор
ных}. Соогветственно диаграммам направленности, показанным на
рис. 2-2, в, г, д, на мешающую станцию следует направлять штриховую
линию а - а. Практически это достигается вращением приемника до
положения, когда прием помехи пропадет полностью, или значительно
о:лабится. Полезный сигнал при этом ослабляется лишь в 2-3 ра111.
даже при малом угле между направлениями на станции полезного 11
мешающего сигналов.
10-5. АТМОСФЕРНЫЕ ПОМЕХИ
Грозовые разряды были первыми радиосигналами, которые при
нимал А. С. Попов в 1895 г. на созданный им первый в мире радиопри
емник. С учетом характера принимаемых сигналов он назвал его гро
зоотметчиком.
Грозовые разряды образуют на выходе приемной антенны быстро
затухающие импульсы напряжения. Их длите.1ьность i; колеблется
от О,\ до 3 мс. Н. Н. Крыловым показано. что на частотах выше 20 кГц
спектральная плотность грозовых разрядов изменяется обратно про
порционально частоте. Благодаря этому действие грозовых помех
ослабляется по мере роста рабочих частот.
Экспериментально показано, что каждую rекунду в атмосфере
Земли происходит более 100 сильных грозовых разрядов. Создаю
щиеся ими электромагнитные поля в диапазонах декаметровых и бо
.'lее длинных волн распространяются на весьма большие расстояния
(до нескольких тысяч километров). В диапазонах метровых и бо.11ее
коротких волн радиосигналы распространяются прямолинейно, прак
тически не претерпевая отражений и преломдений в ионизированных
слоях атмосферы и от поверхности земли. Поэтому в этих диапазонах
вш1н приему радиосигналов оказывают помехи лишь ближние грозы,
236
разряды которых находятся в пределах прямой видимости из места
расположения приемной антенны. При высоте грозового разряда над
уровнем земли 5-7 км дальность его воздействия на прием радиосиг
налов не превышает 400-500 км. Это также в значительной степени
о:лабдяет действие атмосферных помех в диапазонах метровых и бо
дее коротких волн, оrобенно в ши
ротах выше 45-50° по::кольку наи
большая грозовая активность ат
мо:феры имеет место вблизи !lква-
1 ориа.1ьного пояса Земли. На тер
рftтории СССР наибо.~ее частые и
сильные грозы происходят в За
кавка:~ье и Приморском крае. В
средних полосах интенсивность гроз
существенно зависит от времени
года, резко повышаясь летом. Кри
вая 1 на рис. 10-3 соо1ветствует
усредненному максимальному уров
ню атмосферных помех (летом) для
средней поло~ы европейской части
СССР, отнесенная к полосе частот
1 кГц, а кривая 2 - МИllИМl!ЛЬНО
•У. уровню помех (зимой) [3,26].
Графики рис 10-3 полностью под
тверждают сказанно2 ранее о не
значительности действия атмосфер-
мк8/м Еп
о0,1~о10
Рис. 10-3 .
f
МГ14
ных помех в диапазонах метровых и более коротких волн (здесь
действуют лншь местные грозы). Подъем криво/! 2 в об.~асти де116-
метровых волн объясняется спецификоl! их распространения за счет
многократных отражений от ионизированных сJюев атмосферы и по
верхности земли. Это значительно увеличивает радиус действия гро
зовых разрядов в данном диапазоне волн.
Для ослабления действия атмосферных помех можно использо
вать направленные свойства приемно/! антенны, если направление
на передающую станцию не совпадает с направлением на ocнoвllille
зоны грозовой деятельности. Особенно хороша эга мера в средней
полосе при приеме сигнаJюв с востока, севера и запада.
10-6. ПРОМЫШЛЕННЫЕ ПОМЕХИ
Многие электротехнические промышленные и бытовые приборы
и установки пр11 работе создают электромагнитные поля, наводящие
в приемных антеннах э д с. помех. Такие помехи принято называть
промышленными. Их источниками являются: трамваl!, троллейбус,
система зажигания двигателе/! внутреннего сгорания, коллекторные
моторы, rистемы регулирования с искрообразующими контактами,
э.~ектромедицинская аппара гура и т. п. Каждый отдельный источник
промышленных помех обы 1шо создает сравнитедьно маломощное поле,
способное оказывать сильные помехи радиоприему на расстоянии не
более сотен метров. Но их количество в современных населенных пунк
тах огромно (они есть в каждой квартире, не говоря уже о промышлен
ных и бытовых предприятиях) Поэтому суммарный уровень промыш
.1енных помех в населенных пунктах достаточно высок. С целью его
~37_
снижения и улучшения качества радиоприема во многих странах, в том
числе и в СССР, приняты законодательные меры, ограничивающие
максимальный уровень помех, излучаемых промышленными установ
ками и бытовыми приборами. Для этого в них вводятся искрогасящие
и уменьшающие излучение электромагнитных волн устройства (фильтры,
искрогасящие конденсаторы и т. п.). Однако в настоящее время уро
вень промышленных помех в населенных пунктах весьма велик. Его
характеризует кривая 3 (рис. 10-3), соответствующая полосе пропуска
ния 1 кГц. Импульсный характер промышленных помех определяет
уменьшение их спектральной плотности с ростом частоты. Благодаря
этому действие промышленных помех уменьшается с ростом частоты
и в метровом диапазоне оно уже становится малым (мешают приему
лишь близкорасположенные мощные источники помех). Большинство
источников промышленных помех связано с общей электрической
сетью населенного пункта. Поэтому часть энергии создаваемых ими
помех распространяется вдоль электрических линий на несколько
:Зll( fic ~
:З1 ССеть
~1
прием.ник
Рис. 10-4.
Рис. 10-5 .
ки,1ометров. В этом случае, как уже отмечалось, промышленные по
мехи могут проникать в приемник через его источник питания. Для
ослабления таких помех в первичную цепь силового трансформатора
выпрямителя включаются два конденсатора, образующие заграждаю
щий фи,1ьтр (рис. 10-4). Если по сети распространяются высокочастот
ные токи, то большая их часть потечет через эти конденсаторы и зам
кнется на землю и лишь малая доля пройдет в трансформатор. Ем
кость этих конденсаторов обычно берут равной 0,1-0,25 мкФ, а их
рабочее напряжение должно быть не менее 450 В.
С целью еще большего ослабления действия помех через источ
ник питания между первичной и вторичными обмотками силового
трансформатора помещается электростатический экран 1. Он выпол
няется из одного слоя изолированного провода диаметром О, 15-0,25 мм;
один конец обмотки заземляется.
Меры борьбы с промышленными помехами можно разделить на
две группы. К первой относятся мероприятия по ослаблению излу
чения помех их источниками. Кроме отмеченных ранее к ним отно
сится помещение приборов, создающих помехи, в металлические или
металлизированные заземленные кожуха-экраны. Эти экраны в зна
чительной степени ослабляют излучение помех. Подобный экран,
например, имеется в кожухах электрических бритв. Он закрывает
искрящий коллектор мотора. При этом особое внимание должно обра
щаться на хорошее качество заземляющего экран контакта (переход
ное сопротивление контакта должно быть близким к нулю),
238
Rторая группа мер борьбы с промышленными помехами осущест
вля~1ся в самом радиоприемном устройстве. К таким мерам относятся:
ослабление действия помех на приемную антенну и экранирование
элементов приемника, наиболее чувствительных к непосредственному
действию помех за счет антенного эффекта (контурные катушки, монтаж
ные провода первых каскадов), а также и всего приемника в целом.
С этой целью внутренняя поверхность корпуса приемника обклеива
ется фольгой, соединенной с клеммой «земля».
Поскольку радиус действия источников промышленных помех
относительно мал, то для ослабления их действия на приемную ан
тенну ее следует размещать на возможно большем удалении от ближай
ших источников помРх. Большая часть источников помех находится
на поверхности земли. Поэтому целесообr.~зно размещать антенну
возможно выше. Чтобы помехи не воздействовали на провод, соеди
няющий антенну со входом приемника, это соединение выполняют
экранированным проводом (кабелем) и заземляют экран. При такой:
конструкции действующую высоту антенны определяет только ее не
экранированная часть. Кроме того, очень важно иметь малое сопро
тивление заземления. В противном случае согласно рис. 10-5 ко входу
приемника будет подводиться большое напряжение помех U11 , соз
дающееся на сопротивлении заземления при протекании по нему токов
помех, наведенных в экране снижения антенны и экране самого прием
ника. Поэтому использование в качестве заземления труб водопровода
или отопления не всегда дает хорошие результаты. Экранирование
ввода антенны особенно эффективно действует в случае расположения
приемника близко к поверхности земли (например, в нижних этажах
многоэтажных домов).
При удалении антенны от источников помех следует помнить о том,
что интенсивность поля помехи уменьшается примерно обратно про
порционально ква.11.рату расстояния.
Кривые /. 2, 3 (см. рис. 10-3) показывают, что достаточно интен
сивные атмосферные помехи простираются .11.0 частоты 10 МГц, а про
мышленные - до 100 и более МГц. Связные и радиовещательные
приемники диапазонов декаметровых и более длинных волн обычно
имеют полосы пропускания не более 10-15 кГц. Поэтому в пределах
их полос пропускания можно считать, что усредненные спектраль
ные плотности как атмосферных, так и промышленных помех практи
чески равномерны и не зависят от частоты. С этой точки зрения дей
ствие атмосферных и промышленных помех на указанные приемники
согласно сказанному в§ 10-3 в первом приближении сходно с действием
шумовой: помехи. Следовате.11ьно, учитывая независимость причин
возникновения атмосферных и промышленных помех, а также собствен
ных шумов радиоприемных устройств, их суммарное воздействие можно
в первом приближении определить квадраmчным сложением (см. § 4-3).
Пример 10-1 . Определить суммарное напряжение атмосферных
и промышленных помех, а также собственных шумов радиоприемного
устройства на его входе ДJJЯ эффективной полосы пропускания при
емника 8 кГц и .летнего времени года. Антенна имеет параметры при
мера 5-13 .
Согласно кривой 1 (рис. 10-3) напряженность поля атмосферных
помех для крайних частот диапазона равно Еатм~оо = 150 мкВ/м;
Еатм4оА = 100 мкВ/м. Аналогично напряженность поля промышлен
ных помех по кривой 9 будет Епрм150 = 0,55 мкВ/м; Епрм408 = 0,5 мкВ/м.
Результирующая напряженность поля обоих видов помех при
квадратичном сложении Е11150 = f 1502 + 0,558 = 150 мкВ/ми Е11408 =
239
= V 1002 + 0,52 = 100 мкВ/м. По данным примера 5-13 действую
щая высо·га антенны на концах диапазона hдн.11 = 4· 10 - 3 м; h4408 =
= 10,8· 10 - 3 м. В соответствии с выражением (2-1) суммаrное напря
жение помех на входе приемника Un150 =4·10 -3 • 150· 10 - = 0,6 · 10 -8
8, Un40~ = 10,8· 10-3
• 10-4 = 1,08· НУ-8 В.
Согласно формулам (4-20) и (4-21) собственное эквивалентное
сопротив;1е11ие входного контура R03 = ooL/15. В начале диапазона
R
= 6,28·1
•5·I05•2
•
2 · 10-з = 2 06· IОь Ом· в конце диапазона
nэ1so
O,Ol
•
•
Roэ4nA = 5,6· 105 Ом.
Собстве-нные шумы контура определяем по формуле (4-27):
в начаде диапазона U111.кir.o = V4· l,38· НУ- 23 ·290·2,06 · 106 ·8· 103 =
= 5,13· 10- 6 В; в конце диапазона U111.к4os = 8,6· 10 -8 В. Будем пола
гать, что коэффициент шума приемника равен коэффициенту
шума входной цепи и первого каскада. Тогда полное напряжение соб
стnенных шумов приемника, пересчитанное к его входу, определим из
формулы (4-61): в начале диапазона Иш.прt60 = VШ150Uш.кir.o =
= VЗ.55~5.13· 10-0 =9,65·10 -6 В; в конце диапазона Иш.прсоs =
= 12,l •I0-6 В.
Применяя квадратичное сложение внешних помех и собственных
wумов приемника, получаем полное напряжение помех в начале диа-
пазона Uт.niso=VM2 ·10- 12 + 9,652 ·10 -12 = 9,66·10 -8 В и в конце
д11апазона UТ.ntos = 12, 15 · 10-1 В.
Пример 10-2 . Определить полное напряжение помех на входе
приемника при антенне, выполненной из вертикального провода дли-
1юй 2 м. Остальные исходные данные соответствуют примеру 10-1.
Согласно формуле (2-3) действующая высота антенны hд = 0,55 Х
х 2 = 1,1 м, а напряжение внешних помех на выходе антенны в на
чале диапазона U"150 = 1,1·150·10-8 = 165·10-8 В и в конце диапа
зона U114n~ = 1,1·100· 10-8 = 110· 10-8 В.
Будем считать коэффициент шума первого каскада и параметры
входного контура полностью соответствующими примеру 10-1. При
этом напряжение собственных шумов сохранится тем же. Следова
тельно, полное напряжение помех на входе приемника в начале диа-
пазона Uт.ntso=V1502· 10 12+9,65· 10 12= 150,3·10 -8 В и в конце
диапазона Uт, 0408 =fl102.10-12+12,12.10 12=111·10 -8 В.
Рассмотренные примеры позволяют оценить влияние параметров
приемной антенны на изменение суммарного уровня помех в киломе
тровом диапазоне волн. При антеннах с малыми действующими высо
тами (магнитная, рамочная) главным видом помех являются собствен
ные шумы приемника. В этом случае, чтобы получать двойное превы
шение сигнала над помехой, чувствительность приемника должна быть
около 20 мкВ. Сказанное хорошо иллюстрируют современные транзи
сторные приемники, у которых в километровом и rектометровом диа
пазонах волн чувствительность по полю 1-2 мВ/м. При действую·
щей высоте магнитных антенн около 1 см этому соответствует сигнал
в антенне 10-20 мкВ.
Ламповые приемники этих же диапазонов вoJIH при работе с внеш
ними антеннами (hд ~ 1 м), обладающие чувствительностью 50-
100 мкВ, практически не позволяют ее реализовывать из-за большого
уровня внешних (атмосферных и промышленных) помех. В прием-
240
никах с nнеu1ними антеннами, обладающими действующей высотой
более 0,5- 1 м, в ки;юметровом диапазоне основными помехами яв
ляются внешние, а ро.11ь собственных шумов практически ничтожна.
Аналогичное соотношение различных видов помех сохраняется в диа
пазонах гектометровых и декаметровых волн. Лишь на•1иная с метро
вого д11апазона, роль собственных шумов существенно возрастает при
л1сбых типах антенн.
t0-7 . О&ЩИЕ СОО&РдЖЕНИЯ О& ОСЛд&ЛЕНИИ
ДЕЙСТВИЯ ПОМЕХ
Наиболее эффективного осJ1аб.11ения действия помех можно до
биться, используя существенные раз.1ичия их структуры по сравнению
ro структурой полезного снгнала. Т~.к, если помеха имеет ограни
ченную ширину спектра, который не перекрывается со спектром полез
ного сигнала (помеха от радиостанции), то полного ослабления помехи
можно достигнуть повышением избирательности приемника. Но если
спектр помехи достаточно широк, как это имеет место у импульсной
или шумовой помехи, и полностью перекрывается со спектром полез
ного сигнала, то полного исключения действия помехи за счет повы
шения избирательности приемника достигнуть не удастся. Одна1ю
сужение кривой избирательности ослабит прохождение через при
емник ряда составляющих помехи и тем самым уменьшит ее дей
ствие.
При редких и сильных импульсных помехах, значительно превы
шающих уровень непрерывного сигнала, можно ослабить действие
помехи за счет использования ограничите.11я амплитуды, «срезаю
щего» бо.~ьшую часть импульса помехи и не влияющего на полезный
сигнал. Хороший эффект эта мера могла бы дать при постановке огра
ничителя на входе приемника, где импульс помехи еще компактен во
времени. Однако хорошо работающие ограничители амп.11итуды с ма
лым порогом ограничения трудно осуществимы. Поэтому практиче
ски ограничители можно ставить только на выходе линейной части
приемника, а здесь импульс помехи уже существенно растягивается
во времени и его превышение над уровнем сигнала уменьшается. Кроме
того, при переходе с приема одного сигнала на другой изменяется их
уровень, что требует регулировки порога ограничения. Поэтому приме
нение такого ограничителя становится малоэффективным.
Таким образом, при основных внешних и внутренних помехах
и непрерывном амплитудно-модулированном сигнале ослабить дей
ствие помех в самом приемнике можно в основном сужением полосы
пропускания до ширины спектра сигнала и приближением формы кри·
вой избирательности приемника к прямоугольнику. При этом следует
стремиться к тому, чтобы действующее значение напряжения помехи
на входе детектора было меньше амплитуды полезного сигнала и обес
печивалось добавочное ослабление помехи детектором.
При других видах модуляции сигналов эта задача решается так
же. В случае частотно-модулированного сигнала при определенных
условиях выгодно использовать ограничитель амплитуды, который
устраняет изменение амплитуды сигна.~а за счет помехи, чем сущест
венно ослабляет ее действие. Сказанное будет подробно рассмотрено
в § 12-4.
241
kОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ ДЛ.Я ПОВТОРЕНИЯ
1. Какие э. д. с. и токи, возникающие в элементах радиоприем
ного устройства, называют помехами?
2. Какие помехи называют активными и пассивными? В чем их
основное различие?
3. Какие помехи называют импульсными и гладкими?
4. Каковы основные источники активных помех?
5. В чем состоит сущность действия импульсной помехи на отдель
ные каскады радиоприемника?
6. При каких условиях выходное напряжение приемника, обус
ловленное действием импульсных помех, может стать непрерывным?
7. Как можно оценивать воздействие флюктуационной помехи
на элементы приемника?
8. Каковы основные приемы ослабления импульсных и флюктуа
ционных помех?
9. В чем сущность перекрестных и интерференционных помех и
каковы пути их снижения?
10. Каковы основные характеристики атмосферных помех и меры
борьбы с ними?
11. Назовите основные меры борьбы с промышленными помехами.
12. От чего зависит соотношение внешних и внутренних помех?
13. Каковы преимущества и недостатки магнитных антенн, опре
деляющие действие помех?
14. Каковы общие принципы ослабления действия помех? При ка
ких условиях можно достигнуть полного устранения действия помех?
ЗАДАЧИ
10-1. Определить действующее значение напряжения атмосфер
ных помех летом и зимой на выходе Г-образной антенны, имеющей
разницу высот подвеса 5 м, в эффективной полосе частот 6 кГц для
частоты 1 МГц?
О тв е т: 425 мкВ; 0,00425 мкВ.
10-2 . Определить действующее значение напряжения промыш
ленных помех на выходе антенны при исходных данных задачи 10-1?
Ответ:4,25мкВ.
10-3 . Определить действующее значение напряжения внешних
помех на выходе приемной антенны летом и зимой для исходных дан·
ных задач 10·1 и 10-2?
Ответ:425мкВ; 4,25мкВ.
rnАвАff
РЕГУЛИРОВКИ В ПРИЕМНИКАХ
tt-t. НАЗНАЧЕНИЕ, ВИДЫ И ПРИНЦИПЫ
ОСУЩЕСТВЯЕНМЯ РЕrУЯНРОВОК
С цеJIЬю поддержания в процессе экспJ1уатации требуемых харак•
теристик приемника и обеспечения наилучших условий приема полез·
ноrо сигнала применяются различные регулировки и настройки.
242
Для обеспечения постоянного уровня выходного сигнала в прием·
инках применяются регуляторы усиления и громкости. Они позволяют
сохранять нужный уровень громкости или регулировать ег.р при при·
еме как слабых, так и сильных сигналов. Особенно важны регули
ровки усиления в приемниках, устанавливаемых на быстропереме
щающихся объектах (автомашина, самолет и т. п.), когда ампли·
туда полезного сигнала в антенне может быстро меняться во времени.
Следует отметить, что отсутствие подобных регуляторов приводит
I< большим искажениям сильных сигналов за счет перегрузки в по·
следних каскадах приемника.
С целью ослабления действия помех, особенно при приеме ела·
бых сигналов, приемники снабжают регуляторами полосы пропуска
ния. При наличии помех полосу пропускания сужают. Этим достигают
определенного ослабления действия помех практически всех видов.
Но если полоса пропускания становится уже спектра полезного сиг·
нала, то соответственно увеличиваются его искажения. Однако эти
искажения обычно меньше, чем возникающие за счет действия помех
при широкой полосе пропускания. Этот метод наиболее эффективен
при приеме речевых сигналов, так как позволяет значительно улуч
шить разборчивость речи, хотя тембр голоса может существенно изме
няться. При отсутствии помех или при приеме сильного сигнала по
лосу пропускания расширяют, обеспечивая высококачественное вос
произведение принимаемого сигнала.
Могут быть и другие виды регулировок, например автоматическая
подстройка частоты гетеродина. Но в современных радиовещатель
ных и радиолюбительских приемниках этот вид регулировок приме
няется сравнительно редко и не будет рассматриваться в данной книге.
Системы автоматической подстройки подробно описаны в литературе
[3, 4, 8, 26, 35}.
По принципу своего осуществления регулировки могут быть
ручными и автоматическими. Ручные регуляторы управляются опе
ратором, а автоматические - специальными устройствами, реагирую
щими 11а заданный параметр сигнала. Применение автоматических
регулировок в значительной степени облегчает эксплуатацию при·
емника.
tt-2 . РЕl"УЛИРОВКА УСИЛЕНИЯ В ТРАНЗИСТОРНЫХ
И ЛАМПОВЫХ ПРИЕМНИКАХ
Согласно материалам гл. 6 и 7 и формулам (6-17), (7-20), (7-35)
коэффициент усиления каскада может регулироваться за счет соот·
ветствующего изменения: l) проводимости прямой передачи усили
тельного прибора; 2) проводимости нагрузки; 3) коэффициентов р1
и р2 , определяющих связь усилительного прибора с нагрузкой (регу·
лировка межкаскадных связей).
Регулировка проводимости прямой передачи транзистора (крутизны
.лампы) достигается за счет изменения его режима работы по постоян
ному току, например за счет изменения исходного смещения на базе
(сетке). Подобная регулировка оказалась наиболее удобной в систе
мах автоматического регулирования усиления (АРУ). Для этого выход
ное напряжение тракта промежуточной частоты выпрямляется и полу·
ченное отфильтрованное постоянное напряжение, значение которого
пропорционально амплитуде несущей принимаемого сигнала, исполь·
243
зуется в качестве добавочного CME.'ЩelUilя на базу (сетку) !IЛектрон·
ных приборов регулируемых каскадов. За счет этого при возрастании
амплитуды входного сигнала увеличивается напряжение смещения
в регулируемых каскадах и уменьшается их усиление. Таким образом,
выходное напряжение приемника сохраняется почти постоянным
при значительном изменении уровня входного сигнала. Такая регу·
лировка наиболее удобна в ламповых каскадах в диапазонах метро
вых и более длинных волн, где входная и выходная проводимости ламп
очень малы и их изменение при регулировке напряжения смещения
почти не влияет на эквивалентные параметры контуров. У транзи
сторов изменение напряжения между базой и эмиттером существенно
меняет не только проводимость прямой передачи, но и входные и выход·
ные емкости и проводимости. Пос.~еднее существенно сказывается
на настройке колебательных контуров и сохранении режима согла
сования. Поэтому такой метод регулировки усиления каскада сопро
вождается ухудшением его характеристик. Однако при малых коэф
фициентах включения (р1 < 0,3 и р2 < 0,1) указанный недостаток
проявляется сравнительно слабо. При использовании в преобразо·
вателе частоты ФСИ нужное усиление в последующих каскадах до
стигается применением резисторных усилителей (см. § 7-6). В таких
усилителях указанный метод регулировки усиления вполне прием
лем, так как изменение междуэлектродных емкостей и проводимо
стей при малом нагрузочном сопротивлении оказывает слабое влия·
ние на параметры каскада.
Изменение проводимости нагрувки в каскадах, обладающих частот
но-избирательными свойствами, т. е. в каскадах высокочастотного
тракта, сопровождается соответствующим изменением их полосы про·
пускания. Поэтому подобная регудировка усиления неизбежно при
водит к изменению полосы пропускания, что не всегда желатмьно.
Кроме того, этот метод применительно к высокочастотным каскадам
конструктивно достаточно сложен. Поэтому он применяется обычно
в низкочастотных каскадах, нагрузкой которых служат резисторы.
Изменение межкаскадных свявей можно осуществлять непосред
ственно (например, за счет изменения связи между контурной катуш
кой и катушкой связи, рис. 6-1, а) или включением в цепь межка
скадной связи добавочных элементов (диодов, потенциометров или
цепей обратной связи), изменяIСщих коэффициент передачи напряже
ния на вход следующего каскада. Все это эквивалентно изменению
коэффициента усиления каскада. Непосредственное изменение коэф
фициентов включения р1 или р2 приводит к изменению полосы про
пускания каскада, что следует, например, из формулы (6-19). Поэтому
такой метод .в высокочастотных каскадах практически не применя
ется. Но он часто используется в низкочастотных каскадах (ручной
регулятор громкости).
Применение в цепях межкаскадных связей полупроводниковых
диодов позволяет осуществлять автоматическую регулировку усиле
ния путем подведения к диоду по:тоянного ргелирующего напряже·
ния. Это дает возможность в весьма широком диапазоне изменять
внутреннее сопротивление диода, а следовательно, и коэффициент
передачи напряжения между каскадами.
В зависимости от режима работы системы автоматической регу
лировки усиления делятся на: а) простые АРУ; б) задержанные АРУ;
в) задержанные и усиленные АРУ.
,
В простых АРУ регулирующее и.1и управляющее напряжение
создается и используется при любых значениях сигнала. Ее недостат-
244
ком является то, что при приеме слабых сигналов АРУ уменьшает
усиление приемника, в результате чего ухудшается его чувствитель
ность. Пусть амплитудная характеристика (зависимость амплитуды
выходного напряжения от амплитуды входного) приемника без системы
АРУ изображается кривой 1 рис. 11-1. При ма.1ых сигналах она ли
нейна. При больших сигналах в последних каскадах наступает пере
грузка и усиление приемника умевьшается, чем и объясняется форма
амплитудной характеристики. В сдучае 1:спо.1ьзован11я в этом при
емнике системы простой АРУ его амплитудная характеристика соот
ветствует кривой 2.
В задержанной системе АРУ регулирующее напряжение создается
и действует лишь в том случае, е''ЛИ входной сигнал превышает опре
деленное значениr, обозначенное на рис. 10-1 через Е Амин· Оно обычно
выбирается равным чувствительно~ти приемника и называется поро
гом срабатывания АРУ. Та1шм образом, при нарастании входного
сигнала от ну.1я до Е Амин система АРУ не действует и увеличение
выходного напряжения приемника происходит по кривой 1. После
превышения входным сигналом порога срабатывания система АРУ
начинает действовать и выходное напряжение изменяется по кривой 3.
Пусть максимально возможный входной сигнал равен ЕАмакс· При
заданных границах возможного из
менения входного сигнала сравне-
11ие !<ривых 2 и 3 показывает, что
относительное изменение выходного
напряжения при простой АРУ боль
ше, чем при задержанной, что яв
ляется вторым недостатком простой
АРУ.
Если требуется большее по
стоянство выходного напряжения,
чем может обеспечить задержанная
АРУ, то применяется система задер
жанной и усиленной АРУ. Она ха
рактеризуется тем, что первичное
регулирующее напряжение, полу
чешюе за счет выпрямления выход-
u,6,Jt:
ЕАмин
Ед
Едмrzкс
Рис. 11-1 .
ного напряжения тракта промежуточной частоты, затем усиливается.
Усиленное регулирующее напряжение поступает к регулируемым
каскадам. Таким образом, при том же изменении входного сигнала
получается большее регулирующее напряжение и сильнее изменяется
усиление каскадов. Амплитудная характеристика приемника с задер
жанной и усиленной АРУ соответствует кривой 4.
1t-3. ПРОСТАЯ АРУ ТРАНЗИСТОРНЫХ ПРИЕМНИКОВ
Изменять проводимость прямой передачи транзистора ~1ожно
за счет регулировки: а) коллекторного напряжения; б) базового 11апря
жения. Первый способ менее эффективен, так как при значительных
изменениях постоянного напряжения, приложенного между эмиттером
11 коллектором, проводимость прямой передачи регулируется в неболь
ших пределах, особенно при напряжениях на коллекторе более 1,5-
2 В. Работа при меньших коллекторных на!!ряжениях обеспечивает
245
больший диапазон изменения проводимости прямой передачи, но
сопровождается высоким уровнем нелинейных искажений, так как
вольт-амперные характеристики в таком режиме нелинейны. Поэтому
такая регулировка допустима лишь при очень малом уровне сигнала,
например в первом каскаде. Кроме того, для каждого регулируемого
каскада требуются значительные регулирующие напряжения (еди
нипы вольт) и токи (миллиамперы). Следовательно, регулятор должен
обладать достаточной мощностью (до десятков милливатт на каскад)
и малым выходным сопротивлением. Поэтому в качестве регулятора
применяют диодный детектор с усилителем постоянного тока.
Второй способ более эффективен. Он позволяет изменять усиле
ние каскада в 8-12 раз. При этом глубина регулирования усиления
каскада
Гк= Ко к. макс/ Ко к. м11н•
(11-1)
где Ко к. макс и Ко к. мн 11 - максимальный и минимальный коэффи
циенты усиления каскада при работе системы АРУ.
Регулирующее напряжение при этом можно подводить или в цепь
эмиттера, или в цепь базы. В первом случае от регулятора требуется
управляющий сигнал достаточно большой мощности, поскольку эмит
терный ток значительно больше базового, а сопротивление в цепи
эмиттера относительно малое. Поэтому чаще на практике применя
ется второй способ, схемная реализация которого показана на рис. 11-2,а.
Здесь транзистор Т используется в регулируемом усилительном
каскаде, а диод Д служит выпрямителем АРУ и создает управляющее
напряжение.
Согласно схеме под действием напряжения Иб через резисторы
RфАРУ и R будет протекать постоянный ток, так как эти резисторы
по постоянному току подключены параллельно резистору Rб. полу
чающему питание от источника коллекторного напряжения. Под воз
действием этого тока на резисторе R создается начальное падение
RИ(,
напряжения Ин= R+R
.
Его положительный потенциал ока-
фАРУ
зывается приложенным к аноду диода, а отрицательный - к катоду,
поэтому за счет напряжения Ин через диод и его нагрузку потечет ток.
Так как сопротивление резисторов RФАРУ + Rб примерно на поря·
док больше сопротивления резистора R, то указанный ток диода в основ
ном будет определяться сопротивлением резистора R. Полярность
напряжения ИR на резисторе R совпадает с полярностью управляю
щего напряжения Иу, показанной на рис. 11-2, а, и будет обратной
полярности напряжения И11 • По своему значению оно, естественно,
не может превышать напряжение И8• В этом легко убедиться на осно
вании построений, приведенных на рис. 11-2, в. Здесь изображена
вольт-амперная характеристика диода. Для определения рабочей
точки диода, образующейся под воздействием напряжения Ин, из
точки А следует провести нагрузочную линию 1 под углом а к оси
напряжений. Угол а определяется уравнением tg а = 1/R [13]. Со
гласно рисунку через диод под воздействием напряжения Ин потечет
ток lн· При этом на основании закона Ома и указанной зависимости
между углом а и сопротивлением R падение напряжения ИR на сопро
тивлении R от тока / 11 будет определяться отрезком АВ, который меньше
отрезка ОА. Это подтверждает сказанное ранее о том, что ИR. < И1/
246
Такимобразом, при отсутствии сиrнала нанагрузоч
ном резисторе диода возникает управляющее напряжение, которое
определяется отрезком 08 и, следовательно, равно Uу.н = U 8 - UR"
Напряжение U(, обычно равняется 2-4 В. Следовательно, при выпол
нении указанного ранее соотношения между сопротивлениями рези
сторов 1(RФАРУ + R(s > lOR) напряжение U8 будет составлять менее
10% Uб. Таким образом, исходное управляющее напряжение Uу.н•
н/
-Ек
Hf/JA/IY.
+'
Utt.
'/l Ug Но uf;
Rз
+
б)
Рис. 11-2 .
как правило, не превышает 0,05-0,1 В. Оно обычно мало влияет
на усиление регулируемых каскадов и может быть учтено при уста
новке исходных режимов транзисторов регулируемых каскадов. Поэ
тому в дальнейших рассуждениях будем полагать его равным нулю.
С учетом сказанного исходное напряжение между базой и эмит
тером транзистора регулируемого каскада определяется разностью
напряжений, создающихся на резисторах Rб и R 9 : Uбэ = U(, -
U9•
Это напряжение в германиевых транзисторах отрицательным потен-
циалом приложено к базе, так как U/s > U9 • Сопротивление резисто
ров фильтра АРУ RфдРУ и нагрузки диода R, являющегося выпря
мителем АРУ, обычно на порядок больше сопротивления резистора R(;,
поэтому их шунтирующим действием на этот резистор можно прене
брегать.
247
Управл•ющее напряжение системы АРУ создается за счет выn
рям.JJения напряжения промежуточной частоты детектором, вып0.11·
пенным на диоде Д и нагрузочном резисторе R. Необходимая для нор
мальной работы АРУ полярность управляющего напряжения пока
зана на рис. 11-2, а. При наличии сигнала на входе детектора резуль
тирующее отрицательное напряжение между базой и эмиттером будет
уменьшаться. Сказанное подтверждается схемой, изобра>kенной на
рис. 11-2, б, справедливой для постоянных токов цепи базы. Согласна
этой схеме падение напряжения, создающееся на резисторе Rб за с•:ст
1ока, протекающего под воздействием управляtсщеrо 11апряжеш!н
(через резистор ~Фдру). будет иметь противоположную по.1ярнос rь
с напряжением Vб. Поэтому управляющее напряжение как бы умень
шает напряжение иб. С ростом сигнала уведичивается управляющее
напряжение, благодаря чему отрицательное напряжение базы 110
отношению к эмиттеру становится меньше и проводимость прямой пt рс
дачи транзистора уменьшается. Последнее соответственно снижает
усиление каскада, что и требуется от системы АРУ.
При снижении отрицательного потенциала ба·,~ы (при закрывании
транзистора) уменьшается его коллекторный ток. Наличие систе~·ы
стабилизации коллекторного тока транзистора, состоящей из рези-
сторов R3 , Rб и Rб, противодействует работе системы АРУ. снижая
ее эффективность. Так, при снижении коллекторного тока транзистоrа
за счет работы системы АРУ система стабилизации коллекторного тока
стремится его увеличить, поэтому в каскадах, подверженных д<'Й·
ствию системы АРУ, нельзя применять сильную стабилизацию ко.1-
лекторного тока. В таких каскадах при расчете сопротивлений ука
занных резисторов по формулам (6-6) коэффициент нестабильности
берут более 3-4 .
По мере снижения отрицательного потенциала базы происходит
уменьшение входной и выходной проводнмостсй 1ранзистора. А за
(чет этого становится мею,ше их шунтирующее действие на колеба
тедьные контуры, к которым они подключаются. Последнее уменьшает
эквивалентную проводимость колебательных контуров (5-18) и спо
собствует увеличению коэффициента усиления каскадов, в которые
входят эти контуры согдасно выражениям (6-17) или (7-20). Иначе
говоря, изменение входной и выходной проводимостей транзистора
под воздействием управ.1яющего напряжения системы АРУ также
противодействует ее работе, уменьшая ее эффективность.
Кроме того, снижение отрицательного потенциала базы сопро
вождается уменьшением входной и выходной емкостей транзистора.
Это вызывает соответствующую расстройку колебательных контуров,
повышая их собственную частоту.
Для ослабления вредного действия изменения входных и выхuд
ных проводимостей и емкостей транзистора на параметры каскадов,
регулируемых системой АРУ, в них необходимо брать коэффициен1ы
включения по возможности меньшими (Pi. не более 0,3-0,4 и р2 не
более 0,1-0,2). При этом, естественно, коэффициент усиления каскада
в исходном режиме (при неработающей системе АРУ) может оказаться
меньше устойчивого, что потребует увеличения числа каскадов при
емника для обеспечения его чувствите.1ьности. На такой компромисс
приходится идти, если необходимо обеспечить хорошую работу си
стемы АРУ [3, 4, 17].
Управляющее напряжение подводится к регулируемому каска~
через фильтр АРУ RФАРУ - СФАРУ' Он необходим для предотвращ~-
248
ния 6ольших нелинейных искажений сигнала в регулируемых каска
дах. Согласно§ 8-2 и рис. 8-4 на нагруз1<е детектора, являющеI"ося источ·
ником управляющего напряжения, имеется сумма двух напряжений:
!IОСТОЯННОГО U_, ПрОПОрЦИОНаЛЬНОГО аМПJIИТуде несущей Um• И пере
меННОl О U 0 , амплитуда которого определяется амплитудой измене-
ния оги6ающей mU т· Если подвести сумму этих напряжений к регули
руемому каскаду, то его усиление станет изменяться не то.1ько в зави
симости от амплитуды несущей, что нужно для ра6оты АРУ, но и под
воздействием переменного напряжения.
Таким образом, при амплитудно-моду.1ированном сигна.1е за счет
системы регулирования создаются цепи обратной связи (для токов
частоты модуляции) между выходом тракта промежуточной частоты
и входами каскадов, усиление которых регулируется системой АРУ.
В силу инерционности каскадов тракта промежуточной частоты
и цепи регулирования между переменным напряжением частоты моду
ляции, поступающим на входы регудируемых каскадов, и огибающей
их входных сигналов образуется фа:ювый сдвиг. Этот сдвиг будет,
естественно, зависеть от частоты модуляции сигнала и инерционных
свойств каскадов и цепи регулирования. Таким образом, переменная
составляющая напряжения, проходящая через цепь регулирования,
приводит к зависимости коэффициента усиления регулируемых каска
дов от переменного напряжения, поступающего с выхода цепи регу
лирования. А это, в свою очередь, вызовет искажение огибающей по
лезного сигнала и, следовательно, искажение принимаемого сигнала.
_
Если этот фазовый сдвиг согласно сказанному в § 6-5 будет соот-
ветствовать образованию по.1ожительной обратной связи, то при доста
точной ее силе может наступить режим самовозбуждения в указанной
замкнутой цепи. Его возникновение нарушит нормальное прохожде
ние сигнала и приведет к сильным искажениям, а в некоторых слу
чаях и к полному прекращению прохождения по.r~езного сигнала через
регулируемые каскады из-за закрывания их большим напряжением,
генерируемым при самовозбуждении.
Если указанная обратная связь будет отрицательной, то изме
нение усиления регулируемых каскадов под воздействием переменного
напряжения, поступающего с выхода системы АРУ, будет происхо
дить :в противофазе с огибающей входного сигнала регулируемых
каскадов. За счет этого глубина модуляции выходного сигнала станет
меньше, чем входного (полезного) сигнала, т. е. будет происходить
демодуляция полезногосигнала.
Чтобы указанные нежелательные явления не происходили в регу
лируемых каскадах, нужно предотвратить поступление переменной
составляющей с выхода выпрямителя АРУ на вход регулируемых
каскадов, т. е. это переменное напряжение надо отфильтровать, а про
пускать только постоянное напряжение. Для подобной фильтрации
и служит фильтр АРУ. Его можно рассматривать как делитель на
пряжения. Бодьшая часть переменной составляющей выходного напря
жения детектора выделится на резисторе RФАРУ и очень малая на
конденсаторе СФАРУ• так как его сопротивление переменным токам
много меньше, чем сопротивление резистора RФАРУ· Наоборот, боль
шая часть постоянной составляющей напряжения выделится на кон
денсаторе СФАРУ• а именно с него и подводится напряжение на базу
регулируемого каскада. Для хорошей работы фильтра АРУ необхо
димо, чтобы его постоянная времени была значительно больше макси
мального периода переменной составляющей. Практически достаточно
_249
иметь
(11-2)
Чтобы сопротивление фильтра существенно не влияло на резуль
тирующее значение входного сопротивления каскада, ко10;>0е уве
личивается с ростом управляющего напряжения, это сопротивление
должно удовлетворять неравенству [3,24)
RфАРУ;:::;:: (5+20)/gi1; о,
(11-3)
где g11 ;0 - значение входной проводимости транзистора в исходной
рабочей точке, когда управляющее напряжение равно нулю.
Эффективность работы системы АРУ принято оценивать по допу
стимому изменению амплитуды выходного напряжения приемника
при заданном диапазоне входных сигналов в соответствии с двумя
коэффициентами:
Чем меньше В при большем Д, тем эффективнее работа системы
АРУ. Согласно формулам (11-4) при наличии системы АРУ макси
мальный коэффициент усиления приемника Кмакс = U вых.миiЕАо•
а минимальный Кмин = Uвых.макс/ Е Амакс· Глубиной регулирования
системы АРУ принято называть отношение Кмакс/Кмин = Г. Сле-
довательно,
Г=д!В.
(11-5)
Если данная величина больше, чем возможная глубина регулиро
вания одного каскада (I0-1), то необходимо регулировать усиление
двух иди более каскадов, чтобы обеспечивалось выполнение нера
венства
п
Г~Гк1Гк2 ••• Гкп= П Гкl·
i=I
(11-6)
С достаточной для инженерных расчетов точностью можно счи
тать, что проводимости транзистора У21 , g11 и g22 линейно зависят от
тока коллектора при изменении его в интервале 0,1-3 мА, что имеет
место при регулировании усиления каскада системой АРУ (4, 11, 13).
Регу.лировочной характеристикой ка:кадана
зывают зависимость его коэффициента усиления от управляющего на
пряжения. По этой характеристике определяют глубину регулирования.
Точное аналитическое выражение регулировочной характеристики
получить весьма сложно, так как требуется учитывать очень много
различных факторов. В первом приближении регулировочную харак
теристику можно получить, если учитывать только проводимость
прямой передачи, а также входную и выходную проводимости. По
скольку все эти проводимости почти линейно зависят от коллектор
ного тока, то можно выразить зависимость коэффициента усиления
каскада от относительного изменения коллекторного тока
q=lк/1 к. макс•
(11-7)
где lк. макс-коллекторный ток при отсутствии управляющего напря
жения. Для высокочастотных транзисторов его обычно выбирают
не более 2-3 мА, что обеспечивает достаточную глубину регулиро
вания. При больших коллекторных токах соответственно увеличива-
250
ются входная и выходная проводимости транзистора и их изменение
практически не дает существенного увеличения глубины регулирова·
ния каскада. Минимальное значение коллекторного тока не следует
брать менее 0,15-0,25 мА, так как при меньших значениях вредное
влияние междуэлектродных емкостей и нестабильности обратного
коллекторного тока становится весьма значительными. С учетом ска·
занного обычно берут q > 0,07+0, 1 [24].
Таким образом, можно считать
У21 = qУ21макс: ен = qg11макс: g22 = qg2Jмaкc•
(11-8)
Воспользовавшись общим выражением для коэффициента усиле
ния каскада резонансного усилителя, перепишем выражение (6-17)
для случая, когда система АРУ регулирует усиление данного и сле
дующего каскадов:
К~
Р1Р2QУ21макс
0 ~ g +p~qg 1111акс +Р~Qg22макс f + p~g1111акс +pJg 22макс
(11-9)
При этом согласно формуле (11-1) глубина регулирования усиле
ния каскада
g(~ -1)
гк= 1+--. .. . ,. .--' --' ---' --- -
g +pfgllllaKC +p~g22MaKC
e(_l_- 1)
1+q
•
(11-10)
gэ, макс
Если в следующем каскаде нет регулировки усиления, то его вход
ная проводимость не меняется. Поэтому согласно выражениям (6-17)
и (11-9) для этого случая
и
Г'к
gэ, макс
(11-11)
За счет изменения входной проводимости регулируемого каскада
коэффициент усиления предыдущего каскада резонансного усилителя
(или коэффициент передачи ВЦ) согласно выражению (6-17) опреде
лится следующим образом:
Ко пред
(g+ p~g22мnкrHl - q)
gэ. макс. пред •
(11-12)
Таким образом, действительная глубина регулирования, получен
ная за счет включения в систему АРУ одного резонансного каскада,
на основании выражений (11-10), (11-11) и (11-12) будет:
Гко =Гкгк.пред или Гко =Г~Гк. пред•
(11-13)
В случае регулирования усиления резисторного каскада (с не
регулируемым следующим каскадом) согласно выражению (7-46) по
лучим:
к_
QУ21макс
q-1
R + qе22макс +е11
_
(k+gмакс)С -1)
И Гк-1 +..:..,.1 ----'---'-'--~
R +gllмaкc +g22мак~
(11-14)
251
Изменение усиления предьцущего каскада можно в этом случае
определить по форму.1ам (11 12).
Путем аналогичных рассужде11ий, исподьзуя выражение (7-20),
можно вывести формут,1 для коэффИ!tиента усиления и г.1убины регу
дирования двухконтурного уси.1ите.1я.
К сожалению, в спрявочной тпературе по транзисторам не при
водятся зависимости 1ю.1:1ек1орного тока от напряжения ыежду базой
и эмиттером. Поэтому нел~,зя определить непо~редственно нужное
значение регудиру~сщеr·о напряжения, которое обеспечит требуемое
изменение коллекторногп тока, т. е. параметр q из выражения (11-7).
При этих усJювиях н~110средственно рассчитать ампдитудную харак
теристику приемника и проверить обеспечение нужных параметров
системы АРУ (11-4) невозможно. Решение этих вопросов можно выпод
нить по методике, приведенной в дитературе \24). Есди рассматриват1,
регулируемый каскад как уси.1итель постоянного тока с обратной
связью, то действие управляющего напряжения И у на основной пара
метр регулировки /к можно оценивать с помощью так называемогп
1юэффициента управления N = ЛI,/ЛИк· Отметим, что коэффициент
N - величина размерная
-
А/В Если амп.1итуду максимального
входного напряжения выпрям11те.1я АРУ обозначить через U2 , а коэdJ
фициент передачи цепи управления через Ку. то управляющее на
пряжение
(11-15)
При этом коллекторный ток регулируемого каскада изменяется
по закону
lк= lк. макс -NИу= lк. макс-NИ2Ку
Отсюда с учетом выражения (11-7)
(11-16)
N= /к.макс (1-q).
(11-17)
И2Ку
В системе простой АРУ коэффициент передачи цепи управления
равен произведению коэффициентов передачи выпрямителя (детек
тора) и фильтра АРУ, поскольку они вкJ1ючены пос.1едовательно. Но
коэффициент передачи фильтра АРУ для управляющего (постоянного)
напряжения практически равен единице. Поэтому можно считать
Ку ~к11.·
Заметим, что значение коэффициента управления, определяю
щее уравнение (11-17), физически следует рассматривать как желае
мую ве.'lичину при выбранных исходных условиях, т. е. значениях
1к.макс• q, И2 и Ку· Поскольку регу.1ировочная характеристика кас
када с выбранным транзистором заранее неизвестна, следует в даль
нейшем определить значение коэффициента управления, которое кас
кад обеспечит реально.
При наличии резистора в эмиттерной цепи регулируемого кас
када, если рассматривать его как усилитеJ1ь постоянного тока, дей
ствительный коэффициент управления в первом приближении опре
деляется формулой
(11-18)
А
а.
•
фф
.
где " = ! -а - статическии коз ициент усиле11ия транзистора по
току.
252
Система простой АРУ обеспечивает заданное относительное изме
невh~ кол.1екторного тока регулируемого каскада q, если согласно
выражению (11-7) выполняется неравенство
N"?; 'к:u:' (l-q),
(11-19)
т. е. действительный коэффициент управления будет не меньше же
:1аемого. Если коэффициент управления оказывается меньше правой
части неравенства (11-19), то добиться выполнения неравенства можно
увеличением q, т. е. увеличением / к м<ш или уменьшением / к.макс·
С другой стороны, для увеличения коэффициента управления согласно
<j';ормуле (11-18) следует уменьшать сопротивление резистора R 3 • Это
)•величит глубину регулирования каскада, так как позволит выпол
нить неравенство (11-19) при меньшем значении q, что потребует мень
шего числа каскадов в приемнике. Уменьшение сопротив.~ения фильтра
АРУ для этой же цели ограничивает неравенство (11-3) и, как пра
вило, неосуществимо.
В силу большого уровня входного сигнала нежелательно регу
лировать усиление по:леднего каскада УНПЧ, так как это может
вызвать его перегрузку и большие нелинейные искажения. Неже:1а
тельно также регулировать усиление ПЧ, особенно если он с совме
щенным гетеродином, так как при этом также повысится уровень
нелинейных искажений.
Может показаться, что выполнение неравенства (11-19) можно
достигнуть увеличением напряжения U2 , но э10 потребует соответ
ствуJСщего увеличения входного сигнала последнего каскада УНПЧ,
что сопряжено с ростом нелинейных искажений. !(роме того, в этом
с.~учае управляющее напряжение будет также большим, что вызо~т
f!ольшие нелинейные искажения в регулируемом каскаде. Поэтому
максимальное выходное напряжение УНПЧ обычно берут не боме
1-2 В. Если при включении всех каскадов высокочастотного трак1а
(кроме последнего) в систему АРУ неравенство (11-6) не будет выпоJ1-
няться, то д.1я обеспечения требуемой глубины регулирования следует
перейти к усиленной АРУ.
Ддя расчета амплитудной характеристики линейной части при
емника с.1едует воспользоваться формулой
Кон. ч = KoJ. цКоу. р. "К1,11. чКоу. и. п. ч·
(11-20)
При этом сюда надо подставлять выражения для коэффициентов
усиления регулируемых каскадов, определяющиеся через параметр q,
т. е. форму.~ы (11-9), (11-11), (11-12), (11-14) и подобные им, если регу
лируется уси.1ение других каскадов.
Пример 11· 1 . Определl!Ть глубину регулирования системы АРУ,
сели в премнике регулируется усиление двух резисторных каскадов,
параметры которых соответствуют примеру 7-7 . Полагать U2 = 1,5 В,
а коэффициент передачи детектора Кд = 0,85 (коэффициент передачи
с полной нагрузки в примере 8-1). Минимальная частота модуляции
сигнала Fм1щ = 50 Гц. Перед первым регулируемым каскадом стоит
каскад с ФСИ. •
Вычислим по форму.'!е (11-3) сопротивление резистора фильтра
АРУ, полагая численный коэффициент равным 13: RФАРУ = 13/1,О5х
х 10- 3 = 12,3· 103 Ом. По приложению 3 принимаем RФАРУ = 12 кОм.
Емкость конденсатора Фильтра АРУ определяем согласно форму.1е
(11-2) сфАРУ = 8/12· 1~-50 = 1,3· 10-ъ Ф. По приложению 3 выби-
25~
раем СФАРУ = 15 мкФ. При а= 0,94 коэффициент усиления транзи
стора по току
0,94
16.
1-0,94
Из выражения (11-18) находим коэффициент управления каскада
16
N= 12. 10~+16·1200 О,Бl .~о-з А/В•
Равенство (11-17) выполнится при
NU2Ky
q=l-
•
!к.макс
(11-21)
В нашем случае
_
1 _ 51 .10-3 .l,5·0,85 _ 035
q-
103
-
•
'
что соответствует / к.мин = 0,35 мА и вполне допустимо.
При регулировании усиления следующего каскада формулы (11-14)
перепишутся так:
(11-22)
Полную проводимость нагрузки каскадов в исходном положении
(без подачи управляющего напряжения) определим по формуле (7-42):
а= llR + g11макс + g22макс = (НУ-3/1,85) + 1,05· ю-3 + ю-ъ = 1,61 х
х 10-3 См. В нашем случае для первого регулируемого каскада
по формуле (11-22) определяем
1 (-1 -1)
г=1+1,85.юз 0,35
162
Kl
l,6l•J03
='
•
Во втором каскаде согласно выражению (11-14)
г -I+ (1/1,85· 103)+1,05°10-3((1/0,35)-1) 2 87
к2-
1,61·10 3
'
'
Поскольку перед первым регулируемым каскадом стоит каскад
с ФСИ, то изменение входной проводимости первого регулируемого
каскада практически не сказывается на усилении предыдущего кас
када. Поэтому полная глубина регулирования системы АРУ согласно
выражению (11-6) Г=Гк1 ·Гк2 = 1,62·2,87=4,65 или 13,3 дБ, что
крайне мало и характеризует низкие качества работы простой системы
АРУ в транзисторных каскадах, параметры которых выбраны по ме
тодикам расчета нерегулируемых каскадов.
Увеличения коэффициента управления и улучшения качества
работы системы АРУ можно достигнуть за счет уменьшения сопротив
ления эмиттерного резистора и тем самым снижения стабилизации
коллекторного тока. Поэтому параметры элементов схемы регулируе
мых каскадов целесообразно определять в следующем порядке. По·
254
скольку глубина регулирования каскада увеличивается с уменьше
нием параметра q, то следует предварительно задаться допустимыми
максимальным и минимальным значениями коллекторного тока. Тем
самым определяется минимально реализуемый параметр q. Поскольку
в системе простой АРУ U2 и Ку мало изменяются, то пользуясь их зна
чениями, по формуле (l l-17) находят нужный коэффициент управле
ния. После этого по формуле (11-3) определяют сопротивление рези
стора фильтра АРУ и из формулы (11-18) находят максимально допу
стимое сопротивление эмиттерного резистора. Затем, пользуясь выра
жением (7-45), определяют сопротивление нагрузочного резистора.
Подставляя полученные значения в первую формулу (6-6), вычисляют
допустимое сопротивление резистора фильтра коллекторной цепи.
Затем находят остальные значения элементов схемы питания по реко
мендованным ранее формулам.
Пример 11-2 . Вычислить глубину регулирования системы АРУ
и параметры регулируемых каскадов, если регулируется усиление
двух соседних резисторных каскадов, выполненных на транзисторах
П402 при /к.макс= 2 мА, /к.мин= О,15мА иЕк= 5 В. Перед регу
лируемыми каскадами находится каскад с ФСИ; промежуточная ча
стота465кГц.ПолагатьU2= 1,5ВиКд= 0,85,См1= См2= 10пФ,
fмин = 50 Гц, Еко = 9 В, ЛТ = 30°С и О"= 5. Согласно приложению
1 и сказанному ранее параметры транзистора на промежуточной ча
стоте при выбранном максимальном токе коллектора: У21 = 56 мСм;
g11 = 1,1 мСм; g22 = 1,3·10-6 См; С11 =210 пФ; С22= 18 пФ; С12=
= 6пФ;а0=0,94;f\= 16.
По формуле (6-31) при ky = 0,9
-. ;-~2-(1---0,-9)-5~6-·-10
___
3-
Коуст=JI 6,28 •4,65 · 106 ·6 · 10-12 25
•
4·
Изформулы(6-15) находимС1= 18+10 = 28 пФ и С2= 210+
+ 10 = 220 пФ. Согласно схеме, показанной на рис. 7-8, и формуле
(6-15) G2 = 1 1-10-3 См и G1 = 1,3· 10-6 См. Тогда по формуле (7-45)
1
R = -/ -:::::::5;::;;6;;::2.=1;:;:0=6:============
1
6,282.4,652 . 1010. 2482. 10-24 _
25,42
-1,1. lо-з-1,3. 10-ъ
1,03 . юз Ом.
По приложению 3 принимаем R = 1 кОм.
Из формулы (11-7) получаем q=О,15·НГ3/2·10-З=О,075.
Пользуясь формулой (11-17), вычисляем необходимый коэффициент
управления
2. 10--З
N= l,5
· 0,8S (1-0,075)=1,45·10-3 А/В.
Принимаем численный коэффициент равным 7,5 и по формуле (11-3)
определяем RФАРУ = 7,5/l, 1·10-3 = 6800 Ом. В соответствии с при
ложением 3 выбираем RФАРУ = 6,8 кОм. Емкость конденсатора филь
тра АРУ определяем по формуле (11-2) СФАРУ = 8/6800·50 = 2,4Х
Х 10-0 Ф. Согласно приложению 5 выбираем СфАРУ = 27 мкФ. Из фор
мулы (11-18) находим максимально допустимое сопротивление эмит•
терного резистора:
R _ 16 -1,45 .10-3. 6,8. lоз
9-
1,45 •10~ ·16
265 Ом.
255
По приложению 3 выбираем R. = 270 Ом. Тогда соглаrно пер·
вой формуле (6·6) с учетом сказанного в§ 7-6 падение напряжения на
резисторе
UR =Е -/ R-E _В2_(1 -/ 20,1лr)=
Ф
кОк
кGtuкко
270
=9-2· lQ-3. lQ3 -5-0
,
94 (2·10-s -15.10-o.2J ·1·ao)=0,54 В.
Тогда
•
(5- 1) (9-0,54)
Rб= 2· 103 -5·15· 10 о.21.1·з11 24.2 .101 Ом;
по приложению з принимаем Rб = 2! ко.~.
.
1,25. 270 · 6 .1Q3 (5-1)
R6 = 0,94 · 5. 24 . юз-(5-1) (270+24000) = 2О4 Ом;
соглаено при.1ожению 3 берем Rб = 2 кОм.
R_
0,54
ф-
9-0 54-2
2 • 1о-а+ 2000 +24000
217 Ом;
по приложению 3 выбираем RФ = 220 Ом. Поскольку по.'П!ое rопро
тивление нагру:1ки детектора обычно бывает равным 3-7 кОм, 10
RфдРУ + Rд >> R(,. Поэтому корректировка элементов схемы Пита
ния не требуется.
По формуJ1е (6-8) вычисляем:
с
IOO
-1 5· IO-s Ф·
ф~ 220. 6,28-4,65. 105 -
•
по приложению 3 принимаем СФ = 0,22 мкФ.
Пользуясь выражением (6-8), с учетом сказанного в § 6-2, находим:
100
Сз=270·6,28 ·4,65 · 10~ 1•27
. io-7 Ф;
по приложению 3 выбираем С3 = 0,13 мкФ. Таким образом, все э.1е
менты схемы каскадов выбраны.
Для первого регулируемоl°о каскада из формулы (11-22) находим
т~ (о.~15 - 1)
Гк~=I+ 10-s+1.1 .10 -a+13.10 s 6•65
·
Для второго каскада по формуле (11-14) определяем
(101+ 1,1. IO -S) (-1
-
-
i)
0,075
Гк2 = 1 + 10-а+1,1.10-а+1з.10 s
11 •8
·
Так как перед первым регулируемым каскадом стоит каскад l:
ФСИ, то его усиление в процессе регулировки не меняется. Таким
образом, по формуле (11-6) полная глубина регулирования системы
256
АРУ Г = 6,65· 11,8 = 78 или 37,9 дБ, что значительно больше, чем
было в примере 11-1 .
Сравнение данных примера 11-2 и 11-1 показывает, что для тран
зисторных каскадов, охваченных АРУ, выбор режима питания сле
дует производить так, чтобы в каскаде обеспечивалась глубокая регу
лировка, и, в первую очередь, выбирать малое сопротивление эмит
терного резистора. Соrласно выражению (11-18) для повышения коэф
фициента управ:1ения и увеличения глубины регулирования следует
брать транзисторы с большим коэффициентом усиления по току. Так,
при использовании транзистора П403 ф = 49) и прочих условиях,
соответствующих примеру 11-1, было бы q = 0,115 и Г = 32 (см. за
дачу 11-1).
Пример 11-3. Рассчитать
- ампл итуд ную
характеристику высоко
частотного тракта приемника, имеющего коэффициент усиления нере
гулируемых каскадов 500 и два регулируемых каскада, параметры
которых соответствуют данным примера 11-2 .
При неработающей системе АРУ коэффициент усиления высоко
частотного тракта из формулы (11-20) Ковч = 500·25,4·25,4 = 322 ООО.
Максимальному выходному сигналу U1 = 1,5 В согласно харак
теристик&м рис. 11-1 соответствуют наибольшее управляющее напря
жение и наименьшее усиление регулируемых каскадов при минималь
ном значении q = 0,075. Таким образом, усиление высокочастотного
тракта при действии системы АРУ определится уравнением
Ковч = KнeperKper. макс/Г
(11-23)
25 41
Следовательно, при U1 = 1,5 В Ковч = 500 --=fв = 4110, а
входное напряжение Uвх = U8ых1К08ч = 1,5/4110=3,65·10 -• В. За д а
димся выходным напряжением и; = 1,25 В (меньше максимального).
Согласно выражению (11-21) этому значению соответствует параметр
'-1 - 1,45 • 10-э. 0,85 125=0233
q-
2.10-а
'
'
'
при этом глубина регулирования первого каскада согласно выраже
нию (11-22)
1(1--)
г.1+ IOi0,233-1
257
к~= 10-&+1.1.10-а+13.1ое = '
il согласно формуле (11-14) для второго каскада
(10-а+ 1,1·10 " "11) (-1
-
-
1)
Г'1
0,233
28
к,=+ 10-а+1,1.1оа+1з.10-е = 4 •
·
По формуле (11-23) дпя выходного напряжения 1,25 В
К' 500 25,4•
29 ООО
Овч =
2,57 •4,28
'
а входное напряжение u;x = 1,25/29 ООО= 4,3· 10 -' В.
Для выходного напряжения U1 = 1 В, аналогично получим q• =
= 0,384, Ковч = 70 ООО и u; 11 = 1,4 · 10-1 В. Результаты расчетов
для меньших выходных напряжений приведены в табл. 11-1 .
9 Бобров Н. в.
257
Таблица 11-1
и,, в
1
1.5
1
1.25
0.75
0,5
0,25
/о
ивх. в / з.68. 10- · I4,3' 10-•
1.4 • 10-•
6,1 • 10-•
2.8. 10-8
10-•
lo
На рис. 11-3 сплошной линией изображена амплитудная характе
ристика, соответствующая выполненным расчетам. Если считать допу·
Uz
1,5
1,0
0,5
8
-
-"
~~
/~
~
8
10-s
Рис. 11-3 .
стимым изменение выходного напряжения в три ра~а. что соответ
r rвует В= 3 (11-4), то при этом изменение входного сигнала будет
в Д = 3,68· НГ'/2,8· 10- 8 = 131 раз или составит 42,4 дБ.
1t-•. ПРОСТАЯ АРУ ЛАМПОВЫХ ПРИЕМНИКОВ
'Можно выбрать такой тип ламп, у которых в диапазонах метро-
11ых и бо.1ее длинных воJ1н, используемых в радиовещании и радио
J11uбительской связи, входная проводимость по<Jти на порядок меньше
t'Обствснной проводимости колебательных контуров, даже при мини
мально возможном их затухании. Благодаря этому изменение шунти
рования колебательных контуров в процессе регулирования оказы
вается ничтожным. Междуэлектродные емкости ламп также практи
чески сохраняются постоянными во всем рабочем диапазоне частот
11ри очень бо.1ыних изменениях положения рабочей точки. Для исполь
зования в регулируемых каскадах созданы лампы серии «К» со спе
ш1альной удлинс111101i вольт-амперной характеристикой. Благодаря
ы1ому даже при 0 11е11ь больших регулирующих напряжениях уровень
нелинейных искажений сохраняется вполне допустимым. Поэтому
при регулировке усиления ламповых каскадов системой АРУ изме
нение смещения на сетках ламп влияет только на крутизну их харак
тt•ристики. Для высокочастотных ламп в справочниках приводятся
зависимости крутизны от напряжения смещения. Такая зависимость
может быть получена графическим способом путем определения кру-
1 изны как отношения приращения анодного тока к приращению напря
жения смещения:
S=Лl 8/ЛUg.
Рабо•~ие точки ламп высокочастотflых ка<.'к11дов, в которых осу.
ществляется регудироваflие усиления, выбираются в области отри
цательных напряжений на сетке. Поэтому в сеточных цепях отсутствует
постоянный ток и они не потребляют мощности от выпрямителя АРУ.
Это также значительно упрощает построение системы АРУ ламповыХ!
приемников.
Крутизну характеристики лампы можно изменять rакже за счеr
регулировки напряжения на аноде или экранной сетке. Но эти спо
собы требуют больших управ-
ляющих напряжений (десятки
волы) и токов. Поэтому они в
системах АРУ не применяются.
На рис. 11-4 приведена схе
ма регулируемого каскада и
выпрямителя простой АРУ. Сме
щение на сетке лампы равно
сумме исходного смещения Uк,
создающегося на катодном ре
зисторе Rк и управляющего на
пряжения Uy выпрямителя
АРУ:Еgк= -
(Uк + Uy)· При
отсутствии сигнала оно равно
исходному смещению. По мере
увеличения сигнала растет уп
равляющее напряжение и уве·
Рис. 11-4.
личивается смещение на сетке лампы регулируе-мого каскада. При
этом снижаются анодный и экранный токи лампы, что вызывает умень
S tttA/8
i------1------+------.i.+---~з
8
8
2
о
Рис. 11-5 .
шение напряжения на катодном
резисторе. За счет этого не
сколько понижается резудыи·
рующее смещение на сеrке и
увеличивается усилен11е каска
да. Следовательно, в ламповом
каскаде наличие катодного ре
зистора (как и эмиттерного в
транзисторном каскаде) снижаеr
эффективность дейс1·вия АРУ.
Поэтому в регулируемых каска
дах его берут с возможно мень
шим сопротивлением или соз
дают исходное смещение за счет
включения резистора в общий
минусовый провод, идущиА or выпрямителя к шасси. В этом случае
исходное смещение оказывается практически не зависящим от уровня
сигнала.
С учетом сказанного глубина регулирования лампового каскада
определяется изменением крутизны характеристики лампы за счеr
управляющего напряжения:
Гк =S11.акс/S11.ин·
(11-24)
На рис. 11-5 изображена зависимость крутизны характеристики
от напряжения смещения для ламп типа 6К4П. Если взять исходное
смещение для этой лампы Ego = -1 В, то ему будет соответствовать
максимальная крутизна 4,4 мА/В. Чтобы получить глубину регули•
рования равной 10, следует иметь минимальную крутизну 0,44 мА/В,
9*
259
что соответствует смещению Гg = -6,7 В. Следовательно, для тако•i
глубины регулирования погрlfiуется управляющее напряжение Uy =
= fEgl - IEgol = 6,7-1 = 5,7 В. При коэффициенте передачи детек
тора i< 11 = 0,9 для этого потребуется максимальная амплитуда напря
жения сигнала промежуточнойчастотыU2 = UvlK11 = 5,7/0,9 = 6,35 В.
Поскольку посrоянный ток в цепи регулирования не протекает,
то сопротивление резисrора фильтра АРУ в ламповых приемниках
можно выбирать достаточно большим. окоJю 1-2 МОм, что уменьшаеr
емкость конденсатора фильтра.
Амплитудную характеристику в данном случае рассчитывают сле
дующим образом. Задаются различными значениями выходного напря
жения (от U2 и меньше). Вычисляют по формуле (11-15) соответствую
щие им управляющие напряжения. Затем по графикам, аналоГИ'IНЫ\1
рис. 11-5, находят крутизну для каждого значения управляющего
напряжения. Пользуясь выражением (11-24), вычисляют глубину регу
лирования каждого регулируемого каскада и по формуле (11-6) глу
бину регулирования всего приемника. По формуле (11-23) рассчиты
вают входное напряжение, соответствующее каждому значению выход
ного напряжения.
tt-5 . 3дДЕРЖдННд11 АРУ
Положим для приемника, система АРУ которого рассчитана в при
мерах 11-2 и 11-3, номинальное выходное напряжение высокочастот
ного тракта равно 0,75 В. Простая АРУ при этом выходном напря
жении уменьшает коэффициент усиления ВЧ тракта в 322 000/123 ООО=
~ 1 п.щ.:ч
~I~
R
с
Рис. 11-6.
= 2,6 раза. Во столько же раз понижается чувствительность прием
ника. Применением задержанной АРУ можно устранить этот недо·
статок. На рис. 11-6 приведен один из возможных вариантов схемы
задержанной АРУ транзисторного приемника. Здесь для выпрямителя
АРУ используется добавочный диод Д2• Задержка работы АРУ дости
гается включением в цепь диода Д1 эмиттерного резистора регулируе
мого каскада. Постоянное напряжение, создающееся на этом рези
сторе, U 1 своим отрицательным потенциалом оказывается приложен·
260
~1ым к аноду диода д1 и закрывает его. Поэтому ток в цепи диода будет
протекать только в том случае, когда амплитуда напряжения сигнала
U1 на катушке связи Lc 81, питающеА выпрямитель АРУ, превысит
напряжение U8 • Следователыю, порог срабатывания системы АРУ
U2nop=И,~lкRз·
(11·25)
При максимальном коллекторном токе регулируемого каскада
2-2,5 мА и небольuюм сопротивлении эмиттерного резистора (300-
500 Ом) напряжение задержки (порог срабатывания) может быть
выбрано в пределах 0,5-1 В, что обеспечивает хорошую работу си
стемы АРУ. Если нужно получить порог срабатывания менее напря
жения U8 , то можно составить эмиттерное сопротивление R3 из двух
резисторов и подключить нижний конец катушки Lcвi к их средней
точке. Напряжение задержки в этом случае будет равно падению
напряжения на резисторе, который соединен с шасси. Управляющее
напряжение в рассматриваемой схеме определяется соотношением
Uy=(U2-И2nop) Кд2=(И2-U 3) Кд1·
(11-26)
Следует помнить, что при U1 .:::;:; Иаnор = И, управляющее напря
жение равно нулю. В приведенной формуле Кда - коэффициент пере
дачи детектора, выполненно1·0 на диоде Д1•
Достоинством данной схемы является то, что при работающей
системе АРУ с ростом сигнала и увеличением управляющего напря
жения уменьшается эмиттерный ток регулируемого каскада. Это при
водит к СJJнжению эмиттерного напряжения, служащего напряжением
задержки и согласно выражению (11-26) к дополни1ельному увеличе
нию управляющего напряжения а следовательно, и глубины регу
лирования каскада.
Выполняя анализ аналогичный проведенному в § 11-2, и исполь·
зуя формулу (11-26) вместо (11-15) можно получить:
lк. 11aкc-K11NU,
q
(11-27)
Отсюда следует, что при
Ua= la. 11акс/N Kn
(11-28)
q = О. Физически зто означает, что система АРУ своим управляю
щим напряжением полностью закрыла управляемые каскады. Однако
в реальной системе регулирования зтого быть не может. Действительно,
если бы регулируемые каскады оказались закрыты, то на входе выпря·
мителя АРУ не было бы сигнала, а значит управляющее напряже
ние равнялось бы нулю и регулируемые каскады были бы открытыми.
Указанное несоответствие является следствием того, что при выводе
формулы (11-27) было сделано несколько допущений, несправедливых
при очень больших управляющих напряжениях. На самом деле при
любом входном сигнале система регулирования усиления будет иметь
свое динамическое равновесие при вполне определенном токе коллек
тора. Значение этого тока при росте сигнала стремится к нулю, но
достигнуть его никогда не может. По!:lтому при расчетах по формуле
(11-27) не следует брать значения выходных напряжений, превышаю
щие (11-28).
Расчет амплитудной характеристики для приемника с задержан
ной АРУ выполняется в следующей последовательности. При одина
ковuх параметрах катушек связи Lcвi и Lcвs напряжения на них также
261
будут одинаковы. Поэтому 1111пряжс1111с U2 = U2 nop = U 3 соответ·
с·1вует минимальному выходному сигналу в формуле (11-4). При это~1
АРУ еще не работает и q = 1, что следует непосредственно из выра
жения (11-26) с учетом (11-25). Для этого значения напряжения и~
коэффициент усиления высокочастотной части приемника опреде.1я
ется по формуле (11-20) при общей глубине регулирования, равноii
единице. Затем увеличивают выходное напряжение до значения и;
и вычисляют по формуле (11-27) соответствующее ему значение пара
метра q'. Полученное значение q' подставляют в формулы, определяю
щие глубину регулирования каждого регулируемого каскада. Затем,
вычислив глубину регулирования всего приемника по формуле (11-6),
из выражения (11-23) находят коэффициент усиления приемника, а
по нему - входное напряжение, соответствующие напряжению U~
на выходе линейной части приемника. Аналогично определяют вход
ные напряжения для других зна•1ений выходных напряжений, закан
чивая этот расчет на значении U2макс = BU2 , соответствующем мак
симальному выходному напряжению приемника.
Пример 11-4. Рассчитать амплитудную характеристику прием
ника с задержанной АРУ (см. рис. 11-6) при исходных данных приме
ров 11-2 и 11-3, полагая U2 = /к.макс R9 =2·10 -3
·270 = 0,54 В
Заданному минимальному выходному напряжению соответствует
входное напряжение Ивх = 0,54/322 ООО= 1,7 · 10-в В.
Увеличим выходное напряжение до значения и;= 0,75 В.
Ему согласно выражению (11-27) соответствует
,
2 · 10-а-0,85 · 1,45. 10-а · 0,75
q =2· 10 3 (1-1,45·10 а.о,85·270) 0•81
·
На основании выражения (11-22) для первого регулируемого кас
када
10-з [(l/0,81)- IJ
Гкi=l+io s+1,1.10а+13·10 а =l,l5
и на основании выражения (11-14) для второго каскада
Г' =I+ (10-з+1,1.10-з)[(l/О,81)-1J = 124
Ki
\O--S+l,l•\0-3+13·10 8
'
•
Полную глубину регулирования определяем по формуле (11-6):
Г' = 1,15· 1,24 = 1,42. Коэффициент усиления линейной •1асти прием
ника определим по уравнению (11-23): Ковч = 500·25,42 /1,42 = 226 ООО'.
Тогда входное напряжение U~x = 0,75/226 ООО= 3,32· 10 - 6 В.
Результаты аналогичных расчетов для других выходных напря
жений приведены в табл. 11-2. Сог.qасно выражению (11-28) наиболь
шее выходное напряжение должно быть взято несколько меньше зна-
2· 10-а
чения U2макс= 1045 . 10
,. О,85 = 1,63 В.
Таблица11-2
и•. в 1о,м 1о,75
1,25
t,o
j1.м\ t.6
URX• В ]\,7 •10-• \3,32•10-•17,3 •I0-·• 11,7 •10- • / 1,2 •10-•14 •10· • /2.7 ·10-~
762
Штриховоil линиеil на рис. 11-3 изображена амплитудн~оя харак·
теристика приемника, соответс1вующая рассчитанноii задержанноА
АРУ. Сравнение кривых рис. 11-3 показываеr преимущества задер
жанной АРУ перед простой. При изменении входного сигнала от 2.10-•
до 10-• В (Д = I0-4 /2 · 10-о = 500) выходное напряжение при простой
1 375
АРУ изменяется в В = -' -- = 3,5 раlз, а при задержанной - в В=
0,4
= 1•6
45 = 2,24 раза, т. е. в 3,5/2,24 = 1,55 раза меньше.
о,5
На рис. 11-7 приведен один из вариантов построения схемы выпря
мите.~я задержанноil АРУ лампового приемника. На комбинирован•
+Еа
Крегgлир9е -
...___..;....___........ мом9 каска69
Рис. 11-7.
ной лампе (диоде двойном - триоде) построены основной детектор,
1Jыпрямитель АРУ и усилитель напряжения модулирующей частоrы.
Выпрямитель АРУ собран по параллельной схеме на правом диоде,
а сигнальный контур используется для замыкания uепи постоянного
1ока основного детектора, собранного на левом диоде. Напряжением
задержки служит исходное смещение триодной части лампы Оно соз
дается на резисторе Rк и своим отрицательным потенциалом через
нагрузку выпрямителя АРУ подводится к аноду а8 • Через фильтр
ЛРУ управляющее напряжение поступает к сеткам ламп регулируе
мых каскадов. Чтобы входное сопротивление выпрямителя АРУ суще
ственно не шунтировало сигнальный контур, сопротивление нагру•
эочного резистора выбирается достаточно большим (0,7-1 МОм).
tt·6 . УСИЛЕННАSI АРУ
Характерной особенностью усиленной АРУ является то, что управ
ляющее напряжение в ней значительно больше, чем амплитуда напря·
жения на выходе тракта промежуточной частоты. Достигается ио
за счет применения усилителей постоянного тока, усиливающих выхо.u.·
ное напряжение выпрямителя АРУ в Ко раз. Влаго.u.аря зтому коэфо
263
фициент перед11чи такой цепи управления
Ку=КдКu.
а управляющее напряжение
Uy=U2UдKo.
(11-29)
(11-30)
При наличии добавочного усиления в цепи регулирования легче
обеспечить выполнение неравенства (11-6).
С целью уменьшения общего количества rранзисторов в прием
нике для усилителя системы АРУ часто используют один из транзисто
ров тракта модулирующей или промежуточной частоты. На рис. 11-8
показана схема с использованием транзистора пеμвого каскада rракта
модулирующей частоrы. С помощью потенциоме1ра R1 подбирается
исходное напряжение на базах транзисторов регулируемых каскадов.
При повышении уровня несущей увеличивае1ся отрицательное напря
жение на базе транзистора Т и возрастает его коллекторный ток
(последовательно с R11. -
до него - не показан С6 .) Благодаря
нf
н;
Рис. 11-8 .
&тому увеличивается падение напряжения на нагрузочном резис-
1оре Rк и уменьшается падение напряжения на участке коллек
тор - эмиттер транзистора, а следовательно, и на потенциоме·1ре R1 ,
включенном параллельно этим электродам транзистора. Таким образом,
отрицательный потенциал точки а потенциометра становится по опю
шению к шасси приемника меньше, что эквивалентно подаче на вход
фильтра АРУ управляющего напряжения, уменьшающего усиление
регулируемых каскадов. Такая схема в случае регулировки усиления
двух каскадов может обеспечить значение В ~ 3 при Д ::::: 50+60 дБ.
На рис. 11-9 изображена схема с усилением управляющего напря
жения в первом регулируемом каскаде тракта промежуточноli частоты.
Здесь управляющее напряжение через фильтр АРУ и резистор R под
водится на базу транзистора Т1 . Резистор R нужен длн того, чтобы кон
денсатор фильтра АРУ не шунтировал вход первого транзистора по
токам с частотой сигнала. При указанных на схеме параметрах рези
стор R практически не оказывает влияния на режим работы первого
транзистора 110 постоянному току, так как R + RФАРУ + Rн). R(;.
Исходное напряжение на базе транзистора Т1 определяется раз
ностью напряжений IU , 1 1- IU , 1 1. При подведении управляющего
напряжения на базу первого тра~зистора понижается ero эмиттерный
264
ток и уменьшается напряжение U, 1 • Благодаря этому положительное
напряжение между базой и эмиттером второго транзистора становится
больше, что уменьшает усиление второго каскада. Исходный режим
работы транзисторов подбирается с помощью резисторов Rб и R так.
чтобы при замыкании входа первого транзистора (штриховая линия)
его коллекторный ток был равен 1 мА, а коллекторный ток второго
J,O
llк
кУНИI/
Рис. 11-9,
транзистора - \,5 мА. Данная схема при допустимом уровне искаже
ний позволяет получить значение параметра В ~ 2+3 при Д = 40+
45 дБ.
Расчет параметров усиленных АРУ можно выполнять по приве
денным ранее методикам с использованием выражения (11-30) вмес10
(11-15). Коэффициент добавочного усиления в цепи регу.1ирования
выбирают равным 3-5, так как при большем усилении управляю
щее напряжение окажется чрезмерно большим и работа регулируе
мых каскадов будет сопровождаться значительными искажениями.
tt-7 . СХЕМЫ АРУ с PErYnИPOBKOJil МЕЖКАСКАДНЫХ
CBl3EJil
Рассмотренные ранее схемы АРУ основаны на изменении режима
работы транзисторов или ламп регулируемых каскадов. Существенным
недостатком их является изменение входных и выходных (активных
и емкостных) проводимостей транзисторов, что уменьшает глубину
регулирования и приводит к нежелательным изменениям полосы про
пускания и резонансной частоты входных и выходных колебательных
контуров каскадов.
Указанные недостатки практически отсутствуют в АРУ с регу·
лируемой межкаскадной связью. Схема одного из вариантов такой
АРУ показана на рис. 11-10 . Здесь выход первого каскада (транзистор
Т1 ) соединен со входом второго каскада (транзистор Т1) через разде
лительные конденсаторы Сб~• Сб1 и управляемый диод Д8• С помощь10
делителя R1 , R1 и цепочки резисторов R1 , RФАРУ и R в исходном со
стоянии (при отсутствии управляющего напряжения) на анод диода дs
с резистора R1 подводится положительное напряжение Е1 ~ 0,8+1 В.
Это напряжение определяет рабочую точку дИОАа А (рис. 11·11) н
265
ммнимальн()(' сопротивление диода Делитель напряжения Ra. R4 CJIY·
>t.1п для создания напряжения задержки Е3 поступающего на анод
диода Д2 выпрямителя АРУ. Когда ампJ1итуда сигнала на катушке L~81
11ревысит напряжение задержки, выпрямитель АРУ начнет работать.
lч его нагрузочном резисторе R создастся управляющее напряже
ние. Своим отрицательным потенциалом через резисторы RФАРУ и R1
Рис. 11-10 .
0110 подводится к аноду диода Д8 и закрывает его, увеличивая его
11нутреннее сопротивление IZд1 I. СопротиВJiения резисторов R(,. R(,,
R". R2 и R1 выбираются значительно большими IZ11 12 - входного
сопротивления транзистора Т1• Поэтому в первом приближении можно
считать, что входное напряжение сигнала второго транзистора опре
деляется соотношением
и
/Z11 l2
U
ш= 1 Z11 i2+i Zд.1 выхt
(11-31)
По мере роста управляющего напряжения входное напряжение
второго каскада уменьшается, что эквивалентно соответстuующему
6
о
А
Рис, 11-11 .
и
снижению коэффициента усиления
первого каскада, что и требуется
от системы АРУ.
Для хорошей работы схемы
минимальное внутреннее сопротив
ление управляемого диода в исход
ной рабочей точке А должно быть
в 2-3 раза меньше входного сопро
тивления транзистора Т2• Это мож
но получить при Е1 ~ 0,8+ 1,2 В.
Достаточно большое внутреннее со·
противление управляемого диода
получается при подаче на его анод
отрицательного напряжения около
0,5 В. Следовательно, максималь
ное управляющее напряжение в данной схеме должно быть около
1,3-1,7 В. При этом rлубина регулирования усиления составляет
20-25 дБ.
266
Существенное уменьшение глубины регулирования в рассмот
ренной схеме происходит из-за того, что при большом упраВJiяюиiем
напряжении сопротивление rправляемого диода в основном опреде
ляется его междуэлектроднои емкостью, которая сравнительно мало
изменяется. Поэтому даже при полностью за крытом диоде сигнал
проходит через эту емкость на вход второго каскада. Для устранения
отмеченного недостатка пμиме
няют мостовую схему включе
ния управляемого диода, пока
занную на рис. 11-12 . Здесь вы
ходное напряжение сигнала
первого каскада снимается с
катушки связи Lсв• имеющей
заземленную среднюю точку.
Благодаря этому образуется
мост, четырьмя плечами кото
рого являются две половины
катушки связи, диод Д3 и
конденсатор С1 • Если выбрать
емкость конденсатора С1 при-
]
r-,C:'J----1~ - Ек
С;, llз R2 Се2
t-+-1<11--t-т-1~1~~-----~~
к слеiJутщему
Rs каскаtJ11
К 66tnрнмителю
АРУ
Рис. 11-12.
мерно равной междуэлектродной емкости диода при большом запи
рающем напряжении, то можно устранить прохождение сигнала на
вход второго каскада через емкость диода. Происходит это потому,
что токи сигнала, протекающие через емкость диода и конденсатор С1 ,
поступают на вход второго каскада в противофазе. Это в свою очередь
определяется тем, что напряжения сигнала, подводимые от разных
половин катушки связи к диоду и конденсатору С1 , находятся в про
тивофазе. Мостовое включение диода позволяет увеличить глубину
регулирования до 30-35 дБ.
Н-8. РУЧНЫЕ РЕГУЛЯТОРЫ ГРОМКОСТИ
Ручные регуляторы громкости (РРГ) применяются для изменения
выходной мощности приемника. Уровень мощности определяется
условиями, в которых используется приемник. В шумной и большой
аудитории требуется большая мощность (громкость), а в тихой и ма
ленькой - небольшая. В современных радиовещательных приемни
ках ручные регуляторы громкости обычно применяются в первых
каскадах низкочастотного тракта, что позволяет устранить перегрузку
в последних каскадах и снизить уровень нелинейных искажений. Чаще
всего ручная регулировка громкости осуществляется путем измене
ния межкаскадной связи. Так, например в схеме, изображенной на
рис. 11-8, переходная цепочка от первого каскада УНМЧ ко второму
состоит из элементов С6 и R2 + R6 . Изменяя положение подвижного
контакта потенциометра R6, можно регулировать напряжение сиг
нала на входе второго каскада, а тем самым и уровень выходной мощ
ности премника.
Во многих приемниках аналогичный ру 11ной регулятор громкости
помещают между детектором и входом первого каскада усилителя
модулирующей частоты. Так выполнен регулятор в схеме, изображен
ной на рис. 11-7 . Им является потенциометр Rg. служащий одновре
менно сопротивлением утечки сетки лампы первого каскада низкоча.
стотного тракта.
2.67
.
При выполнении ручного регулятора громкости в транзисторных
приемниках следует помнить о том. что параллельно нижнему участку
потенциометра R6 (см. рис. 11-8) подключается входное сопротивле
ние следующего каскада. Оно обычно не превышает 0,5-1,5 кОм и
может существенно влиять на глубину регулирования. Кроме того,
при крайнем врехнем положении подвижного контакта входное сопро·
тивление следующего каскада оказывается включенным параллельно
нагрузочному сопротивлению предыдущего каскада. Если последнее
значительно больше входного сопротивления следующего каскада,
то коэффициент усиления предыдущего каскада будет уменьшаться
при положении ручного регулятора соответствующем максимальной
громкости. Это также уменьшает глубину ручной регулировки уси
ления. Для устранения этого недостатка последовательно с потенuио·
метром регулятора громкости включают резистор R2 с сопротивле
нием 3-5 кОм.
Обычно бывает достаточно иметь глубину регулирования руч-
1юго регулятора громкости 25-35 дБ.
Если применить ручную регулировку усиления в высокочастот
ном тракте, то она будет прогиводействовать работе системы АРУ,
что ухудшит качество работы обоих регуляторов. Поэтому ручные
регуляторы громкости в высокочастотных каскадах радиовещатель-
11ых и связных приемников применяют редко.
Обозначим через Rв сопротивление потенциометра между его
верхним концом и подвижным контактом, а через Rн - между ниж·
ним концом и подвижным контактом. Тогда Rв + R11 = Rб и вход·
ное напряжение второго каскада применительно к схеме, изображен·
ной на рис. 11·8,
RнRвxl
ии
Rн+Rвxt
01:1= ВЫХ1
RR
Ra+Rв+ R +Rx•
н
811
(11-32)
где Uвых~ - напряжение сигнала между коллектором транзистора Т1
и шасси; Rвха - входное сопротиВJiение второго каскада.
Задаваясь различными значениями сопротивления Rн. можно
вычислить зависимость усиления первого каскада К01 = U8x11U8ыn
от разных значений Rн·
Чтобы ручной регулятор громкости не влиял существенно на
нагрузку предыдущего каскада, его сопротивление .ч2:,1жно быть в
5-10 раз больше сопротивления нагрузочного резистора.
'lt-9 . РЕl"УЯIТОРЫ ПОЯОСЫ ПРОПУСКАНИI И ТЕМ&РА
Как уже указывалось в гл. 10, для снижения действия различ
ных помех следует сужать полосу пропускания приемника. Ее можно
регулировать как в высокочастотном, так и в низкочастотном трак·
268
тах. Первый тип регулировки более эффективен, так как позволяет
ослабить воздействие помех на детектор. Однако он более сложен
в конструктивном осуществлении и используется только в профессио
нальных и радиовещательных приемниках 11ервого класса. Такая ре
гулировка полосы пропускания осуществляется чаще всего за счет
использования в одном ИJJИ двух каскадах тракта промежуточной
частоты пары связанных колебательных контуров с переменной связью
(рис. 11-13). Изменение коэффициента связи производится механиче·
ским перемещением одной ка
тушки относительно другой.
При сближении катушек увели
чивается коэффициент связи
между контурами, а следова
те.%НО, и их полоса пропуска
ния. Максимальную полосу
пропускания выбирают равной
наибольшей возможной ширине
спектра принимаемых сигналов,
а минимальную - около 4-
6 кГц.
Рис. 11-13.
В профессиональных прием
никах с высокой избирательно-
стью и многоконтурными ФСИ регулировку полосы пропускания обычно
осуществляют ступенями, заменяя с помощью специальных переключа
телей один фильтр на другой. Так, например поступают в приемни·
ках, предназначенных для приема телефонных и телеграфных сигна
лов. При приеме телефонных сигналов включается фильтр с полосой
пропускания 6-7 кГц, а для телеграфных сигналов - с полосоfi
1-2 кГц. Такие регуляторы полосы пропускания, естественно, зна
чительно усложняют конструкцию приемника и увеличивают его
стоимость, но они позволяют су.
с,
щественно повышать чувствите.~ь-
ность приемника и качество пр11е
ма сигналов при наличии помех.
Регулировка полосы пропуска
ния низкочастотного тракта можеr
выполняться различными способа
ми. Их описание приводится в кни
гах, посвященных усилителям ю1з
кой частоты. Наиболее просто регу
лировать верхнюю границу полосы
пропускания, подключая парал·
Рис. 11-14 .
лельно нагрузке одного из каска-
дов цепочку состоящую из конден·
сатора постоянной емкости и резистора с регулируемым сопротивле·
нием. На рис. 11-14 таким регулятором является цепочка Ср - Rр
При большом сопротивлении резистора Rp шунтирующее действие
конденсатора Ср на нагрузку каскада оказывается малым и практи
чески не влияет на верхнюю граничную частоту каскада. По мере
уменьшения сопротивления резистора Rp указанное действие кон
денсатора возрастает, что приводит к уменьшению верхней граничной
частоты поJ1осы пропускания каскада. Таким образом, изменяя сопро
тивление резистора Rp. можно регулировать верхнюю граничную
частоту каскада, т. е. изменять полосу пропускания иизкоча~тотиого
тракта приемника.
26~
При суже"ии полосы пропуска"ия в пределах ширины спектра
принимаемого сигнала изменяется качество звучания, которое ста-
1ювится более «11изким», так как высокочастотные составляющие сиг
нала ослабляются. Подобная регулировка полосы пропускания сопро
вождается изменением тембра принимаемого сигнала. Поэтому ее при
нято называть регулировкой тембра.
Сопротивление регулятора тембра обычно берут равным (5+10) R,
а емкость вычисляют по формуле (8-13). задаваясь минимал1.ной верх-
11ей граничной •1астотой и полагая Ri11. = оо, а М 8 = 1,3+ 1,4.
Реrу.1яторы тембра имеются почти во всех современных прием
никах
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ ДЛЯ ПОВТОРЕНИЯ
1. Для каких целей служат регулировки в радиоприемниках?
Дайте определения основных регулировок в приемниках.
2. Как11ми способами можно регулировать усиление каскадов
радиоприемника? Какие способы наиболее приемлемы для использо
ва11ия в системах АРУ и системах ручной регулировки?
3. В чем состоят отличия систем простой задержанной и уси·
ленной АРУ? Дайте их сравнительную оценку?
4. Каково назначение фильтра АРУ? Из каких условий выбира·
ются его параметры?
5. С помощью каких устройств можно получить управляющее
11апряжение в системах АРУ?
6. Каковы критерии оценки качества работы системы АРУ?
7. Какой параметр называют глубиной регулирования усиления
каскада и приемника?
8. От каких параметров зависит эффективность работы системы
АРУ?
9. Каким образом и от каких параметров зависит глубина регу
лирования усиления каскада транзисторного и лампового приемника?
Как выполняется их количественная оценка?
10. В каких каскадах и почему нецелесообразно регулировать
усиление системой АРУ?
11. Чем отличается выбор исходного режима транзистора и"лампы
в каскадах, подверженных и не подверженных действию системы АРУ?
12. Нарисуilте варианты построения схем с простой, задержан
ной и усиленной АРУ для транзисторных и ламповых приемников.
13. В чем преимущества системы АРУ с регулировкой межкаскад
ной связи с помощью управляемого диода?
14. Каково назначение ручных регулировок усиления и каковы
способы их осуществления?
15. Каково назначение и принципы осуществления регуляторов
полосы пропускания? Каковы преимущества и недостатки регулировки
полосы пропускания до и после детектора?
ЗАДАЧИ
11·1. Определить глубину регулирования каскада с параметрами
примера. 7-1 при прочих исходных данных примера 11-1 .
Ответ: q= 0,684 и f/l,= 1,19.
270
11-2 . Какова станет глубина регулирования каскадов и всего уси·
лителя, если в примере 11-1 применить транзистор типа П403?
Ответ: 3,6;8,7;32,2.
11-3 . При каком добавочном усилении переход на усиленную АРУ
для исходных данных примера 11-1 позволит получить глубину pery·
лирования. соответствующую примеру 11-2?
Ответ: 1,43.
rnАвА11
ПРИЕМНИКИ ЧАСТОТНО-МОДУЛИРОВАННЫХ
СИГНАЛОВ
11·1, ОСНОВНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ
ЧАСТОТНО-МОДУЛИРОВАННОГО СИГНАЛА
Частоrно-модулированный сигнал (ЧМС) с гармоническим законом
модуляции описывается уравнением
и= Ит siп (2nfJt+Ф siп 2nFt),
(12-1)
где Uт - амплитуда немодулированной несущей; fo - частоrа сиг
нала при отсутствии модуляции; F - частота модуляции; ф
-
индекс
модуля11ии.
Индекс модуляции
'Ф=Лf/Р,
(12-2)
где Л/ - отклонение частоты сигнала под воздействием модулирую
щего напряжения.
Таким образом, при наличии частотной модуляции амплитуда
сигнала сохраняется постоянной, а его частота изменяется вокруг
среднего значения fo по закону модуляции. При етом интенсивность
модуляции, характеризующая отклонение частоты сигнала от ее сред-
11его значения, определяется индексом модуляции. Чем он больше,
rем значительнее изменение частоты сигнала. Иначе говоря, индекс
модуляции. по аналогии с коэффициентом модуляции при амплитудно
модулированном сигнале, характеризует степень модуляции сигнала
по частоте. Но если коэффициент модуляции зависит только от ампли
туды модулирующего напряжения, то индекс модуляции определяется
и амплитудой модулирующего напряжения и частотой модуляции.
Заметим. что индекс модуляции может быть меньше и больше единицы
(коэффициент модуляции, как известно, не превышает единицу).
Если гармонический сигнал частотой fo и амплитудой И т изобра
зить вектором 1 (рис. 12-1), то частотно-модулированное напряжение
может быть представлено вектором 2, качающимся вокруг своего
среднего подожения, соответствующего вектору 1. При этом максималь
ный угол качания (отклонения от среднего значения) определяется
максимальным значением индекса модуляции.
Спектр сигнала при частотной модуляции гораздо шире, чем при
амплитудной в случае одинаковых законов модуляции. Это является
характерной особенностью частотно-модулированного сигнала. При
rармо11и<1еLком законе модуляции с частотой F составляющие спектра
271
сигнала имеют частоты
f=fa ± nF,
(12-3)
гдеп- рядчисел:О,1,2,3,4ит.д.дооо.
Интенсивность составляющих спектра убывает по мере удале·
ния от средней частоты и тем быстрее, чем меньше индекс модуляции.
На рис. 12-2 показан примерный вид спектра частотно-модулирован·
1юго сигнала.
Для неискаженного приема частотно-модулированного сигнала
теоретически требуется бесконечно широкая полоса пропускания высо
кочастотного тракта приемника. Но если ограничить спектр допусти-
111 1'
о
Рис. 12-1,
Рис. 12-2 .
мым уровнем искажения принимаемого сигнала, то тем самым можно
ограничить и полосу пропускания приемника Е. И. Манаев показал,
что если учитывать только те составляющие сигнала, минимальная
амплитуда которых превышает 1% от немодулированноil несущеil, то
ширину спектра можно определять формулой
fсп. чм=2Р (1 +'Фмакс+ VФмакс)•
(12-4)
Такое ограничение спектра обеспечивает высококачественный прием
речи и музыки. Для передачи речи в системах связи оказалось доста
точным учитывать составляющие, имеющие амплитуду более 10% от
11емодулированной несущеil. В этом случае
(12-5)
При Фмакс < 1 амплитуды составляющих спектра, соответствую
щих в формуле (12-3) параметру п = 2 и более, становятся ничтожно
малыми. Спектр сигнала в этом случае можно считать состоящим из
трех составляющих, соответствующих спектру амплитудно-модули·
рованного сигнала (см. рис. 8-1, 6). с шириной
Fсп.чм=2F
(12-6)
Сказанное следует и из формулы (12-5), если полож•ть Фмокс = 1.
Поскольку спектр при Фмакс ,;;;; 1 сравнительно узкий, то частотную
модуляцию в этом случае наJывают узкополосной В случае Фмокс > 1
частотную модуляцию принято называть широкополосной. Выраже-
11ия (12-4), (12-5) и (12-6) позволяют вы 11ислять необщдимую полосу
11ропускания высокочастотного тракта приемника по формуле (9-13).
Нестабильность частоты гетеродина вызывает нзменение частоты
~юлезной комбинационной составJ1яющсй на выходе преобразовате.~я
•1астоrы. Это !!Квивалентно появлению добаво 1шой (вредной) модуля-
272
ции сигнала по частоте. Поэтому в приемниках частотно-модулиро
ванных сигналов должны быть приняты меры к повw18е1111ю стаби•ьностн
частоты гетеродина.
Под воздействием помех амплитуда и частота частотио-модулиро
nанного сигнала изменяются. Поэrому принято говорить, что помехи
вызывают вредную амплитудную и частотную модуляцию сигнала.
Если изменение амплитуды сигнала под воздействием помех происхо
дит со сравнительно малой глубиноil (m 0 < 0,4 + 0,5), то, применив
ограничитель амплитуды (ОА), можно его устранить. Благодаря этому
д
J
Рис. t2-3,
на вход де'lектора частотно-модулированных сигналов поступит сиг
нал практически с постоянно!! амплитудой, что значительно ослаб11т
действие помех. Но вредная частотная модуляция сиrнапа 'Помехой,
естественно, при зтом останется.
Структурная схема приемника ЧМС показана на рис. 12-3 .
' 1 2 -2 . ДЕТЕКТОРЫ ЧАСТОТНО-МОДУЛИРОВАНNoХ
сиrндяов
В спектре частотно-модули.роваииого сигнала нет -ctК11111JJяющeil
с частотой модуляции, позтому де17181Стор данного вида сИf'нала дол
жен обладать нелинейными свойств!!ми и 100еспгч11вать преобразова
ние частотно-модулированного сигЖJАа о ~апря:жение, из.Аiеняющесся
по закону модуляции. При гармонической модуляции сигнала выходное
напряжение детектора должно быть синусоидальным и изменяться
с частотоil модуляции F.
Детекторы ЧМС характеризуются такими же параметрами, как и
детекторы АМС.
1 Коэффициентом nередачи детектора называют
отношение
(12-7)
при максимальном отклонении частоrы дfмакс от ее среднего значе
ния.
2.Стеnень искажений детектируемогосигнала опре
деляется по уровню амплитудно-частотных, фазо-частотных и нели
нейных искажений, так же как и для детектора АМС.
3.Входное сопротивлеиие оценивается так же,
как и для детекторов АМС, т. е. по нагрузке, создаваемой нелинейной
частью детектора для частотно-избирательноil системы, через которую
подводится сигнал.
4.Коэффициент фильтрации высокочастотногона·
nряжения определяется формулой (8-6).
Для идеального детектора ЧМС детектор н а я х а р а к 1' е
р и с т н к а определяющая заnисимость выходноrо nосrояшюго на-
273
пряжения от частоты сигнала, должна иметь вид, показанный на
рис. 12-4. Здесь Лfмпкс
-
максимальная девиация ча
с тот ы сигнала, т. е. наибольшее отклонение частоты сигнала от ее
среднего значения. При такой характеристике нелинеi!ные искажения
сигнала при детектировании будут отсутствовать.
Простеilшим детектором ЧМС можеr служить детектор АМС, вход-
1101! колебательный контур (источник сигнала) которого расстроен
относительно среднего значения часто-
U=
rы сигнала f0 • На рис. 12-5 показана
кривая избирательности 1 входного
1
контура детектора, имеющего резо-
._____ f
нансную частоту fp· Если диапазон
изменения частоты сигнала fмин-fмокс
сравнительно мал, то можно настроить
входной контур детектора так, чтобы
частота немодулированного сигнала /0
соответствовала средней точке одной
Рис. 12-4 .
из боковых ветвей кривой избиратель-
rюсти, а изменения частоты сигнала
происходили бы в пределах этой же
боковой ветви. Пусть частоте fo соответствует точка О на кри
вой 1. В этом случае при постоянной амплитуде ЧМС с ростом
его частоты будет уве.1ичиваться амплитуда напряжения на контуре.
При понижении частоты сигнала амплитуда напряжения на контуре
уменьшится, т. е. напряжение на контуре становится модулирован
ным по амплитуде. При выбранно/.1 расстройке колебательного контура
относительно средней частоты сигнала закон амплитудной модуляции
Рис. 12-5 .
11апряжения 11а контуре с некоторой погрешностыо повторям закон
частотной модуляции сигнала Если частота сигнала изменяется во
времени по кривой 2, то амп.1итуда напряжения на контуре будет из
меняться по кривой 8. достаточно близко!! к криво!! 2, поэтому на на
грузке детектора создастся напряжение, соответствующее закону
модуляцни чмс.
Указанная добавочная амплитудная модуJ1яц11я сигнала тем точ
нее повторяет закон частотной модуляции, чем прямолинейнее боко
вая ветвь кривой избирательности Согласно ~ 5-2 и уравнению (5-2)
это наступит при Аовольно больших расстройках (~ ~ З + 4J Но при
274
них напряжение на контуре оказывается значительно меньше (в ~ раз)
резонансного, что существенно понижает выходное напряжение детек
тора и, сJ1едовательно, его коэффициент передачи. Таким образом,
эффективность подобного детектора ЧМС сравнительно низкая.
При отсутствии приемника ЧМС телефонный одноканальный ЧМС
с узкополо~ной модуляцией может быть принят на приемник АМС,
если по~ледний расстроить относительно средней частоты сигнала.
Следует отметить, что амплитудно-частотные искажения ЧМС
в высокочастотном тракте приемника при плохой работе ограничи
теля амплитуды вызовуг в детекторе добавочные нелинейные искаже
ния. Это произойдет из-за того, что соотношения амплитуд состав
ляющих сигнала с разными частотами на выходе высокочастотного
1ракта будут иными, чем во входном сигнале приемника.
В современных приемниках ЧМС наибольшее применение полу
чили дифференциальный детектор, детектор с
расстроенными контурами и дробный дете~
то р. На рис. 12-6 приведена схема дифференциального частотного
детектора. Здесь каскад на транзисторе Т является ограничителем
амплитуды. Контуры частотно-избирательной системы связаны между
собой индуктивно. Кроме того, высокопотенциальный (верхний на
рисунке) полюс первого контура через конденсатор сравнительно
большой емкости С соединен со средней точкой катушки второго кон
тура. Для диода Д1 цепь постоянного тока замыкается через его нагру
зочный резистор R1 , дроссель Др и верхнюю половину катушки вто
рого контура. Полярность постоянного напряжения U1 , создающегося
при этом на резисторе R1 , показана на рисунке. Цепь постоянного
тока второго диода Д2 замыкается через его нагрузку R2 , дроссель Др
и нижнюю половину катушки второго контура. За счет действия в10-
рого диода на нагрузке R 2 создается постоянное напряжение U2 • Дрос
сель в данной схеме необходим для того, чтобы сравнительно большая
Рис. 12-6 .
емкость конденсатора С не подключалась к первому контуру через
конденсатор С2 и не расстраивала его. Индуктивное сопротивление
дросселя должно превышать в 5-10 раз резонансное сопротивление
колебательного контура.
Рrоультирующее выходное напряжение детектора (между точкой
а и шасси) является алгебраической суммой напряжений U1 и U1•
Согласно рисунку эти напряжения включены навстречу друг другу.
Поэтому результирующее выходное напряжение определяется их ариф
метической разностью, а его полярность - полярностью большего
11з указаннш двух напряжений.
275
Выпрямленное напряжение на нагрузке 11<:-рnого диода опреде
ляется амплитудой приложенного к 11ему высокочастотного напряже
ния U т J. Нижний полюс первого контура имеет потенциал шасси.
Г:мкости конденсаторов С1 и С2, шунтирующих нагрузочные сопротив
ления детектора, достаточно велики (сотни пикофарад). Поэтому их
сопротивление токам промежуточной частоты сравнительно мало и
можно считать, что катод первого диода по токам промежуточной
частоты практически соединен с шасси. Следовательно, согласно ри
сунку высокочастотное напряжение, приложенное к первому диоду,
определяется векторной суммой напряжений на первом колебатель
ном контуре и на верхней половине второго контура. АнаJюгично
напряжение, приложенное ко второму диоду, равно векторной сумме
напряжения первого колебательного контура и напряжения на ниж
ней половине второго контура. Для того чтобы выяснить закон изме
нения этих напряжений, построим векторную диаграмму.
Пусть напряжение первого кмебательного контура определяется
вектором Um 1 (рис. 12-7, а). Под воздействием этого напряжения в ка-
fz
а)
Рис. 12-7 .
тушке первого контура протекает ток / L,• отстающий на 90° от напря
жения. Этот ток наводит в катушке второго коJ1ебательного кон·1ура
э. д. с. Е2, отстающую по фазе от этого тока также на 90°.
Если частота сигнала совпадает с частотой настройки колебатель
ных контуров, то ток во втором контуре и его катушке / L,• создаю
щийся за счет э. д. с. Е2, будет совпадать по фазе с этой э. д. с. За
счет протекания этого тока на катушке второго контура, а значит и
11а втором контуре будет действовать напряжение Ums• опережающее
ток на 90°. Следовательно, при точной настройке колебатеJ1ьных кон-
1уров на частоту сигнала напряжение на втором контуре оn:тает по
фазе от напряжения на первом контуре на 90°.
Учитывая сказанное ранее, для нахождения амплитуд сигналов,
подводимых к диодам, переместим вектор U т 2 параллельно самому
себе так, чтобы его середина совпадала с концом вектора Umi· Длины
векторов Uml и Umll определяют амплитуды сигналов, подводимых
соответственно к диодам Д1 и Д2• Из рисунка следует, что они равны.
Значит будут одинаковы напряжения U1 и U2 , а выходное напряжение
детектора окажется равным нулю.
ECJiи частота сигнала ниже резонансной частоты колебательных
контуров, то последовательное сопротивление второго контура AJIЯ
276
iroкa / L, имеет емкостный характер и, следовательно, этот ток опере·
жает создающую его ~. д. с. (рис. 12-7, б). Напряжение на втором
колебательном контуре Um 2 опережает создающий его ток на 90°.
Складывая вектор Umi с соответствующими половинами вектора U т 2,
получаем амплитуды напряжений, приложенных к диодам. При этом
1U1 1 > 1U2 1· Поэтому выходное напряжение детектора оказывается
положительным. Если еще уменьшить частоту сигнала, то фазовый
сдвиг между Е2 и / L, увеличится. За счет этого при постоянных напря·
жениях на колебательных контурах вектор Uml возрастет а вектор
Urnll уменьшится и положительное напряжение на выходе детектора
возрастет. При сравнительно малых отклонениях частоты сигнала от
частоты настройки колебательных контуров (в пределах их полосы
пропускания) амплитуды напряжений на контурах практически со·
храняются пос'fоянными и с уменьшением частоты сигнала от значе·
ния fo угол 1р и выходное напряжение почти линейно растут. При рас·
стройках сигнала, выходящих за пределы полосы пропускания коле
бательных контуров, напряжения
на контурах существенно умень
шаются, что соответственно приво
дит к уменьшению напряжений U1
и U2 , а следовательно, 1' уме11ьше-
11ию выходного напряжения детек
тора. Сказанное иллюстрируется
левой ветвью рис. 12-8 .
Когда частота сигнала превы-
Рис. 12-8.
шает резонансную частоту ко.~еба-
тельных контуров, последовательное сопротивление второго контура
для тока / L, становится индуктивным. При этом ток / L, отстает от
э. д. с. Е2 . Векторная диаграмма напряжений, подводимых в этом слу·
чае к диодам, показана на рис. 12-7 . в. Выходное напряжение детек
тора с учетом сказанного ранее в данном случае является отрицатель
ным и изменяется в соответствии с правой ветвью рис. 12-8.
Сравнение рис. 12-4 и 12-8 показывает, что в пределах полосы
пропускания колебательных контуров они достаточно хорошо совпа
дают. Чтобы перегибы детекторной характеристики не влияли на работу
детектора, ширина полосы пропускания колебательных контуров долж·
на удовлетворять неравенству
Пч. д ~ 3 Лfмакс·
(12-8)
Для обеспечения такой полосы пропускания необходимое экви·
валентное затухание колебательных контуров
fJ3 = Пч. д/Т\fо·
(12-9)
Анализ показывает, что при выборе полосы пропускания колеба·
тельных контуров в соответствии с условием (12-8) коэффициент пере
дачи дифференциального детектора определяется формулой, приводи·
мой в литературе [3, 4, 35):
к о35к 2Лfмакс
ч.д= • р "-п--·
ч.д
(12-10)
rде р - коэффициент включения диодных детекторов ко второму
колебательному контуру; Кд - коэффициент передачи последователь
ного детектора с нагрузкой Ri или R2 (8-14); Лfмакс - максимальная
277
девиация частоты сиrнала: Пч.11. - полоса ттроттускания избиратель
ной системы детектора. В э1ом случае под И т в <f:ормуле (12-7) следует
понимать амплитуду сигнала 11а первом контуре.
Формула (12-10) с погрешностью менее 15-20% справедлива
для значений параметра связи между колебательными контурами fJ =
= 1 + 4. С ростом параметра связи коэффициент передачи детектора
увеличивается. Однако при ТJ > 3 это увеличение становится незна
чительным, а уровень искажений возрастает. Поэтому практически
следует выбирать значение параметра связи от 1,5 до 2,5. Погреш
ность формулы (12-10) при этом не превышает 10%. Качество работы
детектора существенно зависит от симметричности плеч детектора,
на что следует обращать внимание при налаживании схемы.
м
д,
а
+
-1
и,
м
Uz
Rz
+
Рис. 12-9,
Как будет показано в § 12-4, с целью ослабления действия помех
в передатчиках ЧМС искусственно поднимает высокие моду.н1рую
щие частоты (вводят предыскажения). Длн нормального воспроиз
ведения сигнала в приемниках на выходе детектора ставятся специаль
ные фильтры, которые «Заваливаюr» верхние модулирующие частоты.
Таким фиJ1ьтром служит цепочка RФСФ на рис. 12-9 . Кроме того, ре
зистор RФ ослабляет шунтирующее действие входа следующего кас
када на нагрузку детектора, что позволяет выбирать большие нагру
зочные сопротивления и получать больший коэффициент передачи
детектора.
Сопротивление резистора RФ берут обычно равным входному
сопротивлению следующего каскада, а емкость конденсатора СФ опре
деляют из равенства
10-4
СФ= RФ -Свх,
(12-11)
где С8 х - входная емкость первого каскада ниqкочастотного тракта.
Пример 12-1. Определить параметры дифференциального частот
ного детектора при/\= 0,01, fпр = 6.5 МГц, Лfмnкс = 75 кГц, fмакс =
= 12 кГц (данные соответствуют каналу звукового сопровождения теле
видения). Следующий каскад имеет входное сопротивление R8 , = 2 кОм
и входную емкость С8 х = 200 пФ.
Согласно условию (12-8) ширина полосы пропускания колеба
тельных контуров детектора должна удовлетворя11, неравенству П ч.д ~
~3·75·103 = 225·103 Гц. Выбираем Зliачение параметра свя1и между
278
контурами fJ = 1,6. При двух одинаковых связанных колебательных
контурах эквивалентвое затухание первого контура определяется урав
нением [3,26]:
<\1 =111 (\ +'11 2).
(12-12)
В нашем случае 1\эt = 0,01 (\ + \,6) 2 = 0,0356. По формуле (12-9)
вычисляем подосу пропускания колебательных контуров: Пч.д =
= 0,0356 · 1,6 · 6,5· 10 6 = 0,37 · 10 6 Гц, что удовлетворяет неравенству
(12-8) и может быть принято. Определяем эквивалентную емкость кон
туров по формуле (7-13):
с- 3.10-4
-
6.10-12 ф
з- 6,5 .106
-
4
.
Согласно выражению (6-60) индуктивность катушек колебательных
контуров
1
L= 6,282. 6,52. 1012. 46. 10 12 = 13,2. 10-0 Г.
Согласно табл. 6-1 такая индуктивность реализуема и может быть
принята.
Собственную проводимость колебательного контура находим по
формуле (5-18): g = 0,01·6,28·6,5·106 ·46· 10- 12 = 1,85· 10- 0 См. Вы
бираем RФ = Rвх = 2 кОм, тогда согласно выражению (12-11) СФ =
= (10- 4 /2· 103) - 2.10·10 = 5· 10-~ Ф (выбираем по приложению 3
СФ = 0,047 мкФ). Выбираем диоды типа Д9А (S = 10 мСм, С"" =
= 1 пФ). Их внутреннее сопротивление R1 = llS = 1/10- 2 = 100 Ом.
С учетом сопротивления резистора RФ входное сопротивление
следующего каскада равно 4 кОм. Согласно схемам, изображенным
на рис. 12-6 и 12-9, для переменных токов звуковой частоты парал
лельно нагрузке первого диода включена цепочка из последовательно
соединенных резисторов RФ Rвх.у.н.м.ч и R2 , а параллельно нагрузке
второго диода - цепочка R1 , RФ и Rвх.у.н.м.ч· Наличие этих цепочек
может вызвать нелинейные искажения за счет неодинаковости нагрузки
детектора по постоянному и переменному токам. Если выбирать на
грузочные сопротивления диодов из условия
(12-13)
то неравенство (8-21) будет выполняться (нелинейные искажения
будут отсутствовать). Таким образом, R1 = R2 = 1,1 (2· 103 + 2· 103) =
= 4,3· 103 Ом. Поскольку R = 43 R1, то входное сопротивление детек
торов вычисляем по формуле (8-16): Rвх.д = О,5·4300 = 2150 Ом,
а коэффициент передачи по графикам, изображенным на рис. 8-6, -·
он равен 0,84. Согласно схеме, изображенной на рис. 12-6, каждый из
детекторов подключается к части второго контура. Если входное со
противление одного детектора Rвх.д• то согласно выражениям (7-22)
и (5-18) эквивалентное затухание второго колебательного контура с уче
том действия обоих детекторов
1132=б (1 +2р2 -t[--) .
g вх.д.
(12-14)
Чтобы входное сопротивление детекторов незначительно шунти
ровало кодебательный контур, считается допустимым, когда б 3 ~
277
,,::; 1,2 11. Из формулы (12· 14) имеем:
р~Jfo,5gRвx.д(;!- 1).
(12-15)
В нашем случае р = УО,5·2150· 1,85· 10 5 (1,2 - 1) = O,OG. Со·
гласно выражению (12-IO) коэффициент передачи детектора
2. 75. 1()3
Кч. д = 0,35 · 0,06 · 0,84----зr:JV = 0.0011.
Емкости конденсаторов, шунтирующих нагрузочные резисторы,
вычисляем по: формуле (8-18), по;1агая mмакс = 0,1 (благодаря ОА),
V1-o 12
С1=С2 =6,28· 12. \()3 • 4,3. JОз. 0,1=31·10 -1 Ф.
По приложению 3 принимаем С1 = С2 = 0,033 мкФ, что удовлет·
воряет неравенству (8-15).
На рис. 12-9 приведена схема частотного детектора с двумя рас
строенными колебательными контурами. Две одинаковые катушки
u
связи включены в коллектор-
ную цепь транзистора, исполь
зуемого в ограничителе ампли
туды. Каждая из них индуктивно
связана (с одинаковым коэффи
циентом связи) с катушками
f двух колебательных контуров.
__..:::...1..i::::::::~~:::!:LI_::__;....
Оба колебательных контура не
frf1fz
имеют индуктивной связи друг
с другом и симметрично рас-
Рис. 12-10.
смотрены относительно среднеА
частоты сигнала, т. е. промежу
точной частоты приемника (рис. 12-10). Напряжение с первого коле•
бательного контура подводится к последовательному детектору с дио
дом Д1 н нагрузкой R1 , а со второго к детектору - с диодом Д2 н на
грузкой R2 (см. рис. 12-9). При идентичности детекторов и колебатель
ных контуров выходное напряжение схемы определяется разностью
напряжений U1 и U2• Согласно рис. 12-10 Uвых = Кд (Umt - Uта).
т. е. пропорционально отрезку АБ. Определяя длину этого отрезка
для различных частот сигнала, можн·о получить детекторную харак
теристику данной схемы. Она соответствует графику, изображенному
на рис. 12-8 .
Коэффициент передачи данного детектора записывается уравне·
11ием (4,35]
к о7к 2дfмакс
ч.д= 'р д-п--·
ч.д
(12-16)
Здесь обозначения соответствуют формуле (12-IO), а под Um в фор
муле (12-7) понимается амплитуда напряжения на каждом из колеба·
тельных контуров.
В схеме рассматриваемого детектора характеристикой избира
тельной системы служит обобщенная начальная расстройка
(12-Щ
280
Необходимое эквивале11т11ое затухание колеОательных контуров
вычисляют по формуле (12-9), заменив 11 на 11 1 • Для хорошей работы
этого детектора также требуется обеспечивать симметричность пара
метров каждого из его плеч. Коэффициент передачи детектора с двумя
расстроенными колебательными контурами увеличивается с ростом
обобщенной нача.1ьной расстройки, но при 11 1 > 3 это увеличе1111е ста
новится малым, сопровождаясь ростом искажений. Поэтому следует
выбирать 111 от 1,5 до 2,5. При этих значениях погрешность формулы
(12-16) не превышает 10%.
Сопоставление формул (12-16) и (12-11) показывает, что коэффи
циент передачи детектора с двумя расстроенными колебательными
контурами при прочих равных ус;rовиях в два раза больше, чем у диф
ференциального детектора. Но избирательная система этого детектора
несколько сложнее в изготовлении и настройке, чем у дифференциаль
ного детектора.
На рис. 12-11 показана схема дробного детектора или детектора
отношений. Его характерной особенностью является слабая чувстви-
-1
Рис. 12-11.
тельность к быстvым изменениям амплитуды сигнала, особенно при
малых девиациях частоты. Благодаря этому перед ним можно не ста
вить ограничитель амплитуды. Уровень искажений сигнала в дробном
детекторе несколько выше, чем в рассмотренных ранее детекторах,
причем с увеличением девиации частоты искажения возрастают. Дроб
ный детектор часто применяется в звуковом канале современных теле
визионных приемников.
Сопротивления нагрузочных резисторов R1 и R2 в данном детек
торе выбираются малыми (единицы килоом), а коэффициент включе
ния диодов ко второму колебательному контуру равным 0,5. За счет
этого эквивалентное затухание второго колебательного контура опре
деляется в основном входным сопротивлением последовательных
диодных детекторов.
Полярность включения диодов в данной схеме такова, что постоян
ные составляющие токов диодов замыкаются через одну и ту же цепь
и проходят в одном направлении. Например, для диода Д1 - это ре
зисторы R3 , R1 , R2 , R4 , диод Д2 и катушка второго контура. Поляр
ность напряжений, создающихся на нагрузочных резисторах, пока
зана на рисунке. Резисторы Ra и R4 служат для симметрирования плеч
схемы. Их сопротивление не превышает 200-300 011.
Параллельно нагрузочным резисторам включен конденсатор С8
большой (ед.и11ицы и .десятки микрофарад) емкости, благодаря чему
281
постоянная времени нагрузки детек1оров получается значительной
и составляет обычно О, 1 - 0,2 с.
Катушка первого ко.1ебате.1ьного контура L1 индуктивно связана
с катушкой второго контура L2 и катушкой L3 . Но катушки L2 и L1
индуктивноА связи 11е имеют.
Сопротивление конденсаторов С1 , С2 и С4 для токов п ромежуточ·
ной частоты сравнительно ма.10 Сопротивление резистора Rr. состав·
ляет десятки ом. Эrот резистор служит для увеличения затухания цепи
катушки L8 и расширения ее nо.1осы пропускания. Поэтому можно
считать, что к первому диоду подводится полное напряжение с катушки
1. 1 и с верхнеА половины второго колебательного контура, а ко второму
д11оду - с катушки L3 и нижней половины второго контура. Параметр
связи между колебате.1ыiыми контурами выбирается равным 0,5.
I<онцы катушки L3 включаются так, чтобы напряжение на ней совnа·
днло по фазе с напряжением на первом колебатеды1ом контуре. Сле·
довательио, для определения амплитуды сигналов, подводимых к дно·
дам, будут справедливы векторные диаграммы рис. 12-7, если заме
нить в них вектор Ит 1 на Иmз· Связь между катуш1<ами L1 и Lз выби·
рается такой, чтобы Ита = (0,3 + 0,35) Иmi· Для этого необходимо,
чтобы коэффициент связи между первой и третьей катушками
kсв~-з = (0,35 + 0,45), а L3 = (0,25 + 0,5) L1.
(12-18)
При этих условиях для векторных диаграмм рис. 12-7 в сравни
телыю широком диапазоне частот сигнала сумма амплитуд напряже-
11ий Uml и Иml 1 сохраняется практически постоянной.
Под воздействием напряжений Ит 1 и Ит 11 конденсаторы С1 и С2
заряжаются каждый через свой диод до напряжений U1 и U1 соответ
ственно, практически равных амплитудам сигнала, подводимым к дно·
дам. Полярность напряжений показана на рисунке. Сумма напряже·
ш1й U1 + U2 подводится к конденсатору С3 и заряжает его. В устано-
1Jившемся режиме можно считать, что на конденсаторе С3 напряжение
U3 = U1 + U2 • С учетом сказанного ранее о постоянстве суммы И ml +
;- И ml 1 при изменениях частоты сигнала напряжение U8 сохранится
неизменным.
Поскольку сопротивления резисторов R1 и R1 равны, то потен·
циал точки б равен половине напряжения U3 и сохраняется посrо·
янным п:эи неизменном напряжении U3 Напряжения на резисторах
обозначены через U10 и U?JJ. Очевидно, что их сумма равна U8 •
Если частота сигнала равна частоте настройки колебательных
контуров, то U1 = U2 и потенциал точки а равен потенциалу точки
б. Выходное напряжение схемы создается между точками а и б и в дан·
ном случае равно нулю.
Когда частота сигнала станет меньше частоты настройки колеба·
тедьных контуров, амплитуда сигнала, подводимого к первому диоду,
станет больше амплитуды сигнала, подводимого ко второму диоду.
За счет этого U1 > U2 и положительный потенциал точки а окажется
больше, чем точки б. Следовательно, выходное напряжение схемы ста·
нет положительным. По мере понижения частоты сигнала положи
тельное выходное напряжение увеличивается. Когда частота сигнала
станет выходить за пределы полосы пропускания колебательных кон
туров, то напряжение на них начнет уменьшаться. Эrо приведет к сни
жению выходного напряжения детектора при бо.1Jьших расстройt·твах
и к перегибу характеристики детектора, как это показано на рис. 12-1:1.
282
При превышении частоты сигнала 11ад резонансной частотой коле
бательных контуров Um!! станет больше Umi• а выходное напряжение
будет отрицательным. Таким образом, детекторная характеристика
данной схемы также соответствует рис. 12-8.
Если за счет действия помехи амплитуда сигнала начнег доста
точно быстро возрастать, то это приведет к соответствующему увели
чению токов диодов. Последнее, казалось бы, должно увеличить напря
жения на конденсаторах С1 и С2 , а следовательно, и сумму напряже
ний U1 + U2 . Но так как параллельно этим конденсаторам включен
конденсатор бо.~ьшой емкости С3 , то напряжение на нем быстро изме
ниться не сможет и останется практически прежним. Увеличение тока
диодов приведет к дополнительному заряду конденсатора С3 • Таким
образом, при быстром увел11чении амплитуды входного сигнала токи
диодов также увеличиваются, а напряжение на их нагрузках практи
чески сохраняется прежним. Это, согласно закону Ома, эквивалентно
уменьшению сопротивления вагрузки диодов, а значит и их входного
сопротивления. Последнее повышает шунтирующее действие детекто
ров на второй колебательный контур, увеличивает его эквивалентное
затухание, что будет противодействовать возрастанию амплитуды сиг
нала на этом колебательном контуре.
При быстром уменьшении амплитуды входного сигнала гоки дио
дов уменьшатся, а напряжения на конденсаторах С1 и С2 оставутся
практически неизменными. Это адекватно увеличению входного сопро
тивления детекторов, что будет способствовать возрастанию напряже
ния на втором колебательном контуре. Таким образом, большая инер
ционность нагрузки диодов и малое сопротивление их нагрузочных
резисторов весьма существенно противодействуют быстрым измене
ниям амплитуды детектируемого сигнала. Для обеспечения малой
чувствительности схемы к быстрым изменениям амплитуды сигнала
сопротивления нагрузочных резисторов и емкость конденсатора сле
дует выбирать согласно неравенствам
R1 =R2 ~ (0,3 +0,4)/g2 ;
(12-19)
с >- 0,1+0,2
з-.- R1+R2 '
(12-20)
rде g2 - собственная проводимость второго колебательного контура.
Полосу пропускания и эквивалентное затухание колебате.~ьных
контуров детектора определяют формулы (12-8) и (12-9). Сопротив.~е
ния нагрузочных резисторов и параметры корректирующего фильтра
для дробного детектора определяются соотношениями (12-13) и (12-11).
Коэффициент передачи дробного детектора с допустимой для инженер
ных расчетов погрешностью определяется уравнением [4,35)
К ~О 07рК 2 Л/мnкс
(12-21)
ч. .11~
'
.11 Пч.д •
В этом случае в формуле (12-7) под Ит следует полагать амплитуду
сигнала на первом колебательном контуре, т. е. обозначения соответ
ствуют формуле (12- \О).
Пример 12-2. Определить основные параметры дробного детектора
по исходным данным примера 12-1.
Выбираем параметр связи между колебательными контурами '1 '] =
= 0,5. Индуктивность контурных катушек и эквивалентные емкости
сохраняем такими же, как в примере 12-1. Согласно формуле (12-12)
283
зквивалентное затухание первого колебательного контура б31 =
= 0,01 (1 + 0,52) = 0,0125. Тогда согласно уравнению (12-9) полоса
пропускания контуров Пч.• = 0,0125·0,5·6,5· 108 = 4· IOf Гц, что
не удовлетворяет неравенству (12-8). Поэтому принимаем в соответ
ствии с (12-8) Лч.в. = 3· 75· 103 = 225· 103 Гц. Для обеспечения такой
полосы пропускания из формулы (12-9) и (12-12) получим уравнение
для расчета эквивалентного затухания колебательных контуров:
б
Лч.д
3 = (I + 112) rilo. В нашем случае
225. 103
б, = (1+0,52)0,5. 6,5. 100 = О,О5б
Такое затухание может быть обеспечено соответствующим под
бором связи первого колебательного контура с выходом транзистора
предыдущего каскада, а второго - со входом детекторов. По формуле
(5-18) вычисляем эквивалентную проводимость колебательных конту·
ров: g 9 = О,056·6,28·6,5·108 ·46·10-12 = 1,05·10-4 См, а собствен
ная проводимость контура будет 1,9· 10-ъ См.
Сопротивление нагрузочных резисторов определяем по формуле
(12-19):
1
R1 =R2 .s;; (0,3 + 0,4) l,OS. 10
_
4 (2700-3700) Ом.
По приложению 3 принимаем R1 = R1 = 3,3 кОм, что обеспе
чивает нужное затухание второго колебательного контура. При зтом
R1 IR1в. = 330/100 = 33. Согласно рис. 8-6 имеем к.= 0,8 и Rви. =
= 2100 Ом. Пользуясь выражением (12-14), вычисляем эквивалент
ное затухание второго колебательного контура:
бзt =0,01 ( 1+ 2100~ ·1~9~210 ъ) = 0,14,
что больше требуемого. Для обеспечения нужного затухания согласно
формуле (12-14) необходимо снизить коэффициент включения до
Р= у0,5Rвх. .е(~-1)=
=У0,5· 2°103 .1,9.10-ъ(~~~ -1) = 0,3
Параметры корректирующего фильтра и емкости конденсаторов
С1 и С2 сохраняем такими же, как в примере 12-1, поскольку в нем со
противления нагрузочных резисторов лишь на 30% больше. По нера·
венству (12-20) емкость конденсатора
с ~ O,l +О,2 -(15..!..30) 10-0 Ф·
3--2 .3,3•103-
•
•
по приложению 3 принимаем С8 = 22 мкФ.
По формуле (12-21) находим:
2. 75. 103
кч.А=0,07 .0,3 •0,8 225 . 103 О,011.
284
Коэффициент передачи получился в 1,6 раза больше, чем у диффе
ренциального частогного детектора. Это является следствием того, что
в дифференциальном детек1оре ко.:1ффициент включения диодов к коле
бательному ко111уру значительно меньше, чем у дробного детектора
(для примеров 12-1 и 12-2 в 5 раз). Сказанное является одной из при
чин широкого применения дробного детектора в трактах промежу·
точной частоrы, выполненных на транзисторах.
В ламповых приемниках входное сопротивление усидителя моду
лирующей частоты обычно бывает высоким (более 0,5 МОм), поэтому
для таких приемников в дифференциальном детекторе можно выби
рать достаточно большие сопротивления нагрузочных резисторов
(сотни килоом), что позволяет согласно выражению (12-14) повышать
коэффициент включения диодов ко второму колебательному контуру
до 0,5. Это примерно на порядок увеличивает коэффициент передачи
детектора по сравнению с данными примера 12-1 . С учетом сказанного
в ламповых приемниках оказывается выгодным применять дифферен
циальный детектор с ограничителем амплитуды вместо дробного детек·
тора.
Существуют и другие схемы частотных детекторов, но они, как
правило, дают большой уровень искажений [5].
t2-3. оrРАНИЧИТЕЛИ АМПЛИТУДЫ
Для устранения вредной амплитудной модуляции сигнала поме
хой идеальныil ограничитель должен иметь амплитудную характери
стику, состоящую из двух отрезков прямых 1, показанных на рис. 12-12.
При амплитудах входного сиг-
2-"
Uolzm
Рис. 12-12.
нала, меньших порога ограниче
ния Unop• ограничитель рабо·
тает как обычный усилитель и
его амплитудная характеристи
ка линейна. Если амплитуда
входного напряжения превы
шает пороговое значение, то
амплитуда выходного напряже
ния сохраняется постоянноil и
не зависит от амплитуды вход
ного сигнала. Следовательно, в
рабочей области коэффициент
усиления ограничителя амплитуды должен изменяться обратно про
порционально амплитуде входного сигнала, что технически выпол·
ни1ь весьма трудно.
Выбрав амплитуду немодулированного входного сигнала Uoвxm
значительно больше порогового напряжения идеального ограничителя,
можно добиться полного устранения вредной амплитудной модуляции
сигнала помехой, если коэффициент вредноil амплитудной модуля·
ции удовлетворяет неравенству
mn.вx~ 1-Unop/Uoвxm
(12-22)
При выполнении этого неравенства все изменения амплитуды
входного сигнала под воздействием вредной амплитудной модуляции
помехой происходят при значениях, больших порогового, т. е. в об
ласти идеальноil работы ограничителя. При этом коэффициент модуля
ции выходного напряжения тu.вых равен нулю.
285
В случае известных значений порога ограничения и ко•1J11ипи·
ента мадуJJяции mп.вх из формулы (12-22) можно найти требуемое
значение амплитуды входного сигнала, которое обеспечит устране
ние вредной амплитудной модуляции. Аналогично можно выбирать
схему ограничителя амплитуды по его пороговому напряжению, если
заданы Иовх.m И mп.вх·
Амплитудные характеристики реальных ограничителей чаще всего
имеют вид, соответствующий штриховой кривой 2 на рис. 12-12 . Пора·
говое напряжение определяют в точке П перегиба характеристики.
Этой точке на рисунке соответствует выходное напряжение И п.ищm·
Если выбрать амплитуду входного сигнала по формуле (12-22) и обоз
начить через Иовыхm амплитуду выходного сигнала в рабочей точке,
то остаточный коэффициент модуляции выходного сигна,1а ограничи·
теля амплитуды
т _И11в-.хт-Ип.выхm_ 1 Ип.выхm
(12-23)
п.вых -
Иuвыхm
-
Иовыхm'
Эффективность работы ограничителя оценивается к о э ф ф и и и·
ентом ограничения, характеризующимуменьшениеампли·
тудной модуляции сигнала:
Когр = mп. 8 ,lmп. вых
( 12-24)
Кроме этого коэффициента характеристиками ограничителя амп.~и
туды являются также пороговое напряжение и выходное напряжение
Иuвхm• соответствующее амплитуде немодулированного выходного
сигнала при пороге ограничения.
Чем больше коэффиuиент· ограничения и амплитуда выходного
напrяжения в рабочей точке И08 ыхm• тем лучше считается ограничи·
тель амплитуды. При прочих равных условиях лучшим считается
также тот ограничитель, который имеет меньший порог ограничения,
ибо в этом с.~учае требуется меньшее напряжение входного сигнала
И08 xm в рабочей точке.
Простейшим ограничителем амплитуды является диодный. Для
его оrуществления параллельно нагрузочному колебательному контуру
последнего каскада усилителя напряжения промежуточной частоты
включаются диоды, па аноды которых подается небольшое запираю·
щее напряжение И3 . Когда амп.~итуда сигнала на колебательном кон·
туре меньше запирающего напряжения, диоды закрыты и усилитель
работает 11ормаJ1ьно. В случае превышения амплитуды сигнала над
запирающим напряжением диоды открываются и шунтируют колеба·
тельный контур, уменьшая усиление и стабилизируя выходное напря·
жение каскада. Чем больше сигнал, тем меньше внутреннее сопротив·
ление диодов и меньше усиление. На рис. 12-13 приведен вариант схемы
подобного ограничителя амплитуды. Здесь резистор R1 используется
как сопротивление коллекторного фильтра и, кроме того, с него сни·
мается запирающее напряжение И31 для первого диода. Положитель·
ный потенциал этого напряжения через контурную катушку подво
дится на катод диода, а отрицательный - непосредственно к аноду.
Для второго диода запирающее напряжения И 32 снимается с рези·
стара R2 , который вместе с резистором Rз образует делитель напряже·
ния.
Существенным недостатком диодного ограничителя является то,
что при открытых диодах уве.~ичивается эквивалентное затухание
колебательного контура и ухудшается избирательность каскада. За·
пирающее напряжение в рассматриваемой схеме обычно берется рав•
286
ным 0,7 - l В, а пороговое напряжение при этом оказывается равным
0,9 - 1,2 В, т. е. примерно на 0,2 В больше. Выходное напряжение
ограничителя амплитуды в рабочей точке превышает пороговое на
О, 15 - 0,25 В. Коэффициент ограничения диодного ограничителя
достигает 20-30 дБ.
На рис. 12-14 изображена схема транзисторного ограничителя
амплитуды. Он работает за счет отсечки обоих полупериодов коллек
торного тока транзистора при больших уровнях входного сигнала.
Для увеличения коэффициента ограничения и снижения порогового
напряжения транзистор работает при малом коллекторном напряже-
Рис. 12-13 .
Рис. 12-14 .
нии (не более 2-3 В) и без эмиттерного резистора. Для обеспечения
такого режима напряжение питания подводится с делителя напряже
ния R1 , R1 . Его параметры выбираются так, чтобы ток делителя в 2-3
раза превышал ток коллектора. Для этого следует брать
R Еко -Е'ко
Е'ко
2=
31
и Ri=~·
кА
_
кА
(12-25)
Работу ограничителя можно пояснить, используя выходные ха
рактеристики транзистора, изображенные на рис. 12-15 . Пусть Е~0
(rочка Д) напряжение питания, поступающее с делителя напряжения.
Для постоянного тока в цепи коллектор - эмиттер имеется только одно
287
сопротивление резистора RФ. Поэтому нагруэочноА линиеА по постоян
ному току будет прямая 1, проведенная из точки Д под углом а.1 , зиа
чение которого определяется уравнением ctg а.1 = RФ (IЗJ. Выберем на
этоА прямоА рабочую точку А примерно посредине между точками Г
и Д, что соответствует току базы 16 = 50 мкА. Если сопротивление
колебательного контура, включенного в коллекторную цепь, равно
PiR031 , то нагрузочная линия 2 для переменного тока проllдет через
точку А под углом а.2 к оси абсцисс. Значение этого угла находится
из уравнения ctg а.2 = PrRoз1·
При подведении ко входу транзистора гармонического сигнала
соответственно изменяется ток базы и, следователыю, ток коллек-
Рис. 12-15.
тора. Но изменения тока коллектора имеют ограничения. В течение
полупериода, соответствующего отрицательному напряжению вход
ного сигнала, ток базы возрастает. Но если он достигнет значения
16 = 70 мкА, то при дальнейшем увеличении отрицатеJ1ьного вход
ного напряжения и тока базы ток коллектора уже не сможет увели
чиваться, так как это должно было бы происходить 110 отрезку нагру
зочноА линии 2, находящемуся в области насыщения f131. Таким обра
зом, при возрастании отрицательного напряжения на базе ток коллек
тора не может превысить значения / к.макс• соответствующего "ТОчке Б
на погрузочноА прямой 2. Иначе говоря, при "ОТрицательиоА nолуволне
входного сигнала произойдет отсечка положительной полуволны тока
коллектора.
Во время положительной полуволны входного сигнала (с ростом
напряжения сигнала) ток базы и соответственно ток коллектора умень
шаются. При / 6 = О транзистор практически будет закрыт (/к = 0).
Дальнеllшее увеличение положительного напряжения на базе не умень
шит тока коллектора, если не учитывать обратный ток. Следовательно,
будет ограничена 11 отрицательная полуволна коллекторного тока,
соответствующая положительной полуволне входного сигнала. Та
ким образом, при большом уровне сигнала, когда ток базы / 6 > 70 мкА
или / 6 <О, происходит ограничение коллекторного тока в течение
обоих полупериодов согласно рис. 12-16 . При малых уровнях входного
сигнала коллекторный ток не ограничивается и соответствует штри
ховой линии на рис. 12-16 .
В курсах радиотехники доказывается, что ток сложноА формы
(например, синусоида с двусторонним ограничением и частотой f0)
может представляться суммой гармонических токов [15]. Частоты этих
288
токов будут кратны частоте fo. т. е. равны f0 , 2/0 , 3/0 , 4fn и т. д. Кроме
них, при несимметричном ограничении имееп·я еще и постоянная rо
ставляющая тока. Поскольку нагрузка транзистора в схеме изобра
женной на рис. 12-14, избирательная (колебательный контур, ~астроен
ный на частоту /0), то ее сопротивление будет достаточно большим лишь
для то1<а с частотой f0 • Поэтому напряжение на колебательном контуре
определяется практически только первой гармоникой тока и будеr
синусоидальным при любой форме тока коллектора. Амплитуды от
дельных гармонических составляющих, естественно, зависят от формы
ограниченного тока. Но в рассматриваемом режиме транзистора поrде
наступления режима ограничения форма коллекторного тока сохра
няется почти неизменной при увеличении
входного сигнала. Поэтому почти неиз-
менной будеr амплитуда первой гармо
ники коллекторного тока, а вместе с тем
и амплитуда напряжения на выходном
конrуре ограничителя. Следовате.1ьно, в
рассма гриваемом режиме каскад работает
как оr·рани•1итель амплитуды и его ам
птнудная характеристика ока·1ываетrя
близкой к штриховой кривой 2 на рис.
12-12 .
При уменьшении напряжения пита
ния прямая 1 (см. рис. 12-15) переместится
вправо Б.паr·одаря этому уменьшатся о·r
резки АБ и АВ. что снизит порог ограни
чения. Но поскольку при этом уменьшится
Iн.манс
Il(A
t
о ......_ __.. ... L.- L.- L._"
Рис. 12-16.
ампJrитуда первой гармоники коJrлекторного тока, то меньше станет
и уровень выходного сигнала. Поэтому при выборе rежима опреде
ляют, что важнее получить: малый порог ограничения или большее
выходное напряжение. Амплитуда переменного напряжения на вы
ходе транзисторного ограничителя обычно составляеr (25 - 40)%
напряжения источника питания ко.1лекторrюй цепи Е~ 0 При низком
напряжении питания приходится брать сравнитеJ1ыю малое сопротив
ление фильтра. Поэтому для выполнения необходимого соотношения
между углами а.1 и а.2 обычно приходится применять неполное включе
ние колебательного контура, обеспечивая выпо.1нение неравенства
(12-26)
1де g1 - собственная проводимость первого колеба'Гt'льного контура;
Т] - параметр связи между колебательными контурами.
Пороговое напряжение ограничителя в первом приближении
можно считать равным напряжению база - эмиттер в рабочей точке U 6,.
Оrю определяется по входным характеристикам транзистора и соот
ветствует характеристике 16 = 50 мкА, на которой лежит рабочая
точка транзистора. Для высокочастотных транзисторов четырехсотой
серии эго напряжение равно примерно 0,25-0,35 В.
В первом приближении амплитуду напряжения на первом коле
бательном контуре схемы. изображенной на рис. 12-14, можно вы
числить по формуле
Ивых т = 1,2 g1 (i~Т]2) (lк.макс -/кА).
Здесь значения токов должны сооrветствовать рис. 12-15.
10 Боброо Н. В.
(12-27)
289
Сопротивление резистора в цепи базы определяется формулой
R __ iЕ~о1-1ИбэА1В
б-
/
1,•
к. макс- кА
Коэффициент ограничения транзисторного ограничителя обычно
составляет 20-30 дБ.
Пример 12-3 . Определить параметры ограничителя амплитуды,
выпо.1ненного на транзисторе П403, полагая, что за ним стоит диффе
ренциа.1ьный детектор, параметры которого соответствуют примеру
12-1. Считать Еко = -9 В, ~ = 48, mп.пх = 0,5.
Принимаем Е~0 = -3 В и сопротивление фильтра RФ = 2 кОм
(характеристики рис. 12-15 соответствуют транзистору П403 и прямая 1
проведена для RФ = 2 кОм). Выбираем рабочую точку транзистора А,
для нее ток коллектора / кА = 1 мА. Вычисляем по формуле (12-25)
9-3
сопротив.1ения резисторов R2 = 3
•
10_3 = 2000 Ом (по приложению 3
3
принимаемR2= 2кОм)иR1= 2
.
10_3 = 1500 Ом (по приложению 3
0,3
U,f
Рис. 12-17,
принимаем R2 = 1,5 кОм). Положим в
[fi Мl(д правой части неравенства (12-26) чис
ленное значение коэффициента 0,65.
Тогда 0,65 RФ=О,65·2000=1300 Ом.
Этому значению соответствует прямая
2 на рис. 12-15. Тогда согласно вы
ражению (12-26) коэффициент включе
ния первого колебательного контура к
транзистору р1 = V 0,65 · 2000 (1 +
+ 1,62) 1,85- 10 °=0,29.
На рис. 12-17 приведена вход
ная характеристика транзистора П403.
Так как при коллекторном напряже
нии более 2 В ток коллектора мало
зависит от напряжения, то восполь-
зуемся указанной характеристикой,
соответствующей Ек = -5 В. В рабочей точке А ! 6 = 50 мкА и
UбэА = 0,34 В. Следовательно, можно считать Unop ~ UбэА = 0,34 В.
Согласно рис. 12-15 / к.макс= 1,85 мА. По формуле (12-28) вычисляем:
R-
3 -о. 34 48-1 5.1os о·
6- 1,85•103-103 -
'
М,
по приложению 3 принимаем Rб = 150 кОм. По.1ьзуясь форму
лой (12-22), находим амплитуду входного сигнала:
Unop
0,34
Иовхm= 1-
= -1 -050,68 В,
mп.вх
'
Это напряжение и должно быть выходным напряжением усили
теля напряжения промежуточной частоты. Согласно выражению (12-27)
определяем
Иовых т = 1,2 1185 . 10°;2~ + 1162) (1,85-1) I0-&=4,5 В.
290
Напряжение между коллектором и эмиттером транзистора будет
в р1 раз меньше. Оно равно 0,29·4,5 = 1,3 В, что составляет 0,43
E~u и соответствует сказанному ранее о том, что Uрвыхm ::::::: (0,25 +
0,4) Е~ 0. Согласно данным примера 12·1 (Кч.д = 0,0071) выходное
напряжение детектора Umo = Кч.дUовыхт = 0,0071 ·4,5 = 0,032 В,
что гораздо меньше выходного напряжения детекторов приемников
АМС.
t2-4 . ДЕЯСТВИЕ ПОМЕХ ПРИ ПРИЕМЕ ЧМС
Рассмотрим вначале одновременное воздействие на детектор ЧМС
гармонического сигнала и гармонической помехи. Будем полагать,
ч10 амплитуда сигнала Um 1 больше, чем амплитуда помехи Um 2 · Ча·
стоты сигнала и помехи считаем неравными. Для решения поставлен·
ной задачи можно воспользоваться векторной диаграммой рис. 8-11.
Как уже отмечалось в § 8-3, результирующее напряжение в этом слу·
чае может быть представлено как большее напряжение сигнала, имею·
щее за счет действия помехи амплитудную модуляцию с коэффициен·
том модуляции, определяемым формулой (8-32), и частотную модуля·
цию. Индекс частотной модуляции определяется углом q>, на кото·
рый отклоняется ве1пор результирующего напряжения от своего сред·
него значе11ия, т. е. от вектора сигнала. Если выполняется условие
Um1 > 2Um2•
(12-291
то с допустимой для инженерных расчетов погрешностью можно счи·
тать, что максимальный угол q>, определяющий максимальный индекс
1\lОдуляции, определяется уравнением
tg (/Jп. макс= UmvUm1
(1~-30)
Это равенство становится более строгим при лучшем выполнении
неравенства (12-29) и можно считать, что максимальный индекс моду·
ляции сигнала помехой (12-2)
'Фп. мnкс = IJ>п, макс = Um2!U mt·
(12-31)
С помощью ограничителя амплитуды, порог срабатывания кото
рого определяется условием (12-22) и соответствует штриховой окруж·
1юсти / на рис. 8-11, можно устранить вредную амплитудную модуля·
цню сигнала помехой.
Выходное напряжение детектора ЧМС увеличивается с ростом
девиации частоты или с ростом максимального индекса полезной мо·
дуляции сигнала Фс.мnкс· Таким образом, отношение сигнала к помехе
на выходе детектора ЧМС пропорционально отношению индексов
полезной и помеховой модуляции:
Ugc/U Qп =Фе. макс/Wп. макс•
(12-32)
Применяя широкополосную полезную модуляцию сигнала при
выполнении неравенства (12-29), можно добиться существенного уве·
л11чения отношения сигнал/помеха на выходе детектора. Учитывая
выражения (12-31) и (12-32), можно записать:
(12-33)
291
С.11едователь11n, в расrм11триваЕ'мом случае при выполнении нера
венr1 uа (12-29) детектор ЧМС уJ1учшает отношение сигнал/помеха
в чис.ло раз равное индексу поле..~ной частотной модуляции. А послед-
1111й може1 t"iьп ь взят достаточно большим Так, для данных примера
12-1 в соо1веТ\"1вии с формулой (12-2) Фе.макс= 75· 103/~. 103 =
=
6,1. Есл1< положить для примера 12-1 Fмакс = 4 ,5 · 103 Гц, то полу
чим Фс.м~~кс = 75 10:1/4,5· 103 = 17.
nри амплитудной модуляции максим11льное значение полезного
коэффициента модуляции не може1 превышать единицы. Поэтому
rогласно формуле (8-35). полагая для примера m0 = тз= 0,5 и U пт =
Ит~= О.5Ит 1 = О,5Ист• получим:
ИQc 1
.
теU~m (теUст)Ист1 ..,.
Иgп вы•=2m~U~m = 2 mп Uпт Uпт вх
_
8Ист1
-
Ипт вх'
Таким оt"iразом, наибольшее возможное улучшение отношения сиг
нал/помеха при выполнении у(·ловия (12-29) и те = 1 в детекторе АМС
нс превышает 8. Пр11 радиовещании коэффиr111ент модуляции АМС
обычно равняется О"З Для такого значения коэффициента модуляции
отношение сигнал/помеха на выходе детектора АМС при прочих рав
ных условиях будет лишь в 2,4 раза больше отношения сигнал/помеха
11а входе деrектора
Осо6Е'нно боJ1ьшое ослабление действия помех при частотной
модуляции достигае1·ся в приемниках, работающих в диапазонах
метровых и более коро1ких волн. В эт11х диапазонах полосы пропуска
ния приемников выбираются весьма широкими, что позволяет исполь
зовать большой индекс модуляции сигнала Именно этим объясняется
то, что в канале звукового сопровождения 1-елевидения помехи практи
чески не прослушиваются даже в больших городах с высоким уровнем
нромышленных помех, хотя на сигнал изоt"iражения эти помЕ'хи дей
ствуют достаточно сильно.
В § 10-3 быJ10 показано, что при действии шумовой помехи ее
интенсивность на выходе детектора vменьшается с росrом ч~стоты
модуляции. Аналогичное явление имеет место и в детекторе ЧМС,
что способствует Е'Ще 11учшему ослаблению шумовоli помехи, чем в де
текторе АМС. Детальное исследование этого вопроса впервые выпол
нено В. И. Сифоровым [26]. Он показал, что при переходе от амплитуд
ной модуляции к частотной при прочих равных условиях и выпоюrе
нии неравенства (12-29) выигрыш в отношении сигнал/помеха при
шумовой помехе
Qш = VЗФс.макс
и в случае импульсной помехи
Qи = 2'1:с. макс
(12-34)
(12-35)
Есл11 неравенство ( 12-29) не выполняется, то индекс модуляции
сигнала помехой становится настолько бо.1ьшим, что детектор ЧМС
не может ослабить действие помехи.
В соотве1сгвии с формой детекторной характери(·тики, изображен
ной на рис 12-/j, при наличии шумовой помехи наибольшее действие
на детектор ЧМС будут оказывать те ее составляющие, которые имеют
бо.'!ьшую девиацию частоты. Следователь110, поставив на выхuде деrе1{-
292
тора корректирующую цепочку R~СФ (см. рис. 12-6), можно сушеrт
Вt.'ННО ослабить высшие модулирующие частоты и соответствующие
нм сос1авляющие шумовоli помехи, а значи·1, добиться дополнительного
ослабления ее действия. Чтобы корректирующая цепочка не приво·
дил1:1 к .WКажению r1риннмаемого сигнала, 11 передатчике соответст-
11енно поднимаю'! уровень составляющих сигнала в области высших
часто1 модуляции
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ ДЛЯ ПОВТОРЕНИЯ
1. Какими nар11метрами харак1еризуен.:я сигнал с час101ной мо
дуляцией?
2. Каков характер и ширина спектр;~ ЧМС при различных зна
чениях индекса модуляции? В чем состоит отличие спектра ЧМС от
спектра АМС?
3. Каково назна•1ение ограничителя амплитуды в приемнике ЧМС?
Нарисуйте с1 руктурную схему приемника ЧМС и объясните назна
чение ее -элемt·н юв.
4. Какова доJ1ж1iа быть форма детекторной характеристики идеаль
ного детектора ЧМС? В чем отличие от нее реаJJьных хар1.1кrеристик?
5. Какие параметры характеризуют детекторы ЧМС? дайте их
определения.
6. Нарисуйте схему дифференциального детектора и объяс11и1е
1Jринцип его работы.
7. Какова схема и принцип рабо1 ы детектора с двумя расстроен
ными ко11турами? Сравните основные 11араметры этого де1ектора с диф·
q,ере.щиальным детектором
1:1. Нарисуйте схему и объясните приннип работы дробt1ого детек
тора. Каковы его преимущества и недостатки?
9. В чем состоит назначение корректирующего фильтра 11а выходе
детекторов ЧМС?
10. Каковы формы амплитудных характеристик идеального и
реального ограничителей амплитуды?
11. Какие параме1ры определяют свойства ограничи1еJ1ей амп;ш
туды?
12. Каковы схема и принцип работы диодного ограничителя ам
плитуды?
13 Нарисуйте схему и объясните работу транзисторного ограни
чителя амплитуды.
14 Как следует выбирать амплитуду входного сигнала огр;ши
чи1ел11 амплитуды?
15 Благодаря чему и при каких условиях в детекторе ЧМС можно
поJ1уч1пь лучшее ослаблrние действия помехи, чем в детекторе АМС?
ЗАДАЧИ
12·1. Определите rопро1ивления нагрузочных резисторов и коэф·
фициент передачи дифференциального детек1орз по исходным дан
ным примера 12-1, el'JIИ он применяется в ламповом приемнике при
RФ+Rвх= б·105Ом 11 Пч.д= 225 кГц.
Оrвет: R1 = R2= 300 кОм; Кл=О91:!; Кч.л= 0,23.
293
12-2 . Какова должна быть амплитуда входного сигнала ограни·
чителя амплитуды, если его пороговое напряжение Unop = 0,3 В и
m0 = 0,4?
Ответ:0,5В.
12-3 . Определите выигрыш в отношении сигнал/помеха при пе
реходе от амплитудноi! модуляции к частотноi! в случае действия
шумовой помехи, если максимальная девиация частоты Лfт = 150 кГц,
ё1 на11большая частота модуляции Fмакс = 10 кГц.
Ответ:26.
rn11. в11. tз
ОСО&ЕННОСТИ ТЕЛЕВИЗИОННЫХ ПРИЕМНИКОВ
t3-t. ХАРАКТЕРИСТИКА ТЕЛЕВИЭИОННОrо СИГНАЛА
И СТРУКТУРНЫЕ СХЕМЫ ТЕЛЕВИЗИОННЫХ ПРИЕМНИКОВ
ЧЕРНО·&ЕЛОГО ИЭО&РАЖЕНИЯ
Телевизионный сигнал состоит из трех компонентов: изображения,
управления работой телевизионного приемника (синхронизации) и
звукового сопровождения. Первые две составляющие создаются пеrе
датчиком с амплитудной модуляцией и передачей одноi! боковой (верх-
11ей) полосы с неполным подавлением несущей, а третья - передат-
к
~о
Ко
------
11/
IЗ
0,5 -~
/1
11
/
f
1,Z5МГц
G,5МГч
f1u1
8МГц
Рис. 13-~.
чиком с частотной модуляцией. Оба передатчика работают на общую
ан1е11ну. По стандарту, принятому в СССР, несущая частота передат
чию1 звукового сопровождения f038 на 6,5 МГц выше несущей частоты
передатчика изображения fоиз· Огибающая спектра сигналов изобра
жения и управления имеет вид кривой 1 (рис. 13-1). а сигнала зву
кового сопровождения - кривой 2. Согласно рисунку полная ширина
спектра телевизионного сигнала составляет 8 МГц. Для обеспечения
передачи сигнала при допустимом уровне искажений несущая частота
сигнала должна в 5 - 10 раз превышать ширину его спектра. Следо
оательно, несущая частота сигнала изображения доJ1ж11а быть nыше
40 МГц. Это обстоятельство определяет использование метрово1 о и
294
дениметрового диапазонов волн для систем телевидения. В СССР опре
делено 12 частотных каналов для передачи телевизионных программ.
Для приема сигналов любого из этих каналов в современных прием
никах имеется 12 фиксированных настроек на каждый из них.
Из-за отмеченных в § 1-3 недоста rков приемников прямого усиле
ния, особенно сильно проявляющихся в диапазонах декаметровых и
бо.1ее коротких во.1н, в нашей стране телевизионные приемники стро
ятся только по супергетеродинной схеме. На рис. 13-2 изображена типо
вая структурная схема, по которой выполняется большинство совре
менных телевизионных приемников. Ее первые три элемента (ВЦ,
УРС и ПЧ) имеют 12 комплектов избирательных систем и обеспечи
вают настройку на любой нз 12 каналов телевизионных программ.
В канале промежуточной частоты имеется два сигнала: АМС (юо
бражения и синхронизации) и ЧМС (звукового сопровождения). Детек
тор АМС преобразует их следующим образом. За счет детектирования
АМС на нагрузке детектора создается напряжение, соответствующее
его закону модуляции. Это напряжение усиливается видеоусию1-
телем (ВУ) и используется для управления работой электронно-луче
вой трубки. Воздействие на детектор несущей частоты сигнала изобра
жения и ЧМС создает режим детектирования двух сигналов: одного -
г-------г-------,
1
1
1
'
1
--------------
....J
--------------------------~
11
t'ИС, l .:1-L .
1
1
1
1
_
_J
с постоянной амплитудой и частотой и второго - с постоянной амнли
тудой, но переменной частотой. За счет этого на нагрузке детектора
выделяется напряжение разностной частоты. Ero амплитуда получится
постоянной, а частота будет изменяться по закону модуляции второго
сигнала, т. е. по закону модуляции ЧМС звукового сопровождения.
Среднее значение частоты этого сигнала окажется равным разности
между несущими час1отами сигналов изображения и звукового сопро
вождения, т. е. 6,5 МГц (см. рис. 13-1). Поэтому для его выделения
в нагрузке ВУ применяется избирательная система - обычно два
связанных колебательных контура, настроенных на данную частоту.
Напряжение этой частоты поступает в канал звукового сопровождения,
295
!1Леме1п1,1 которого заключены в штриховой прямоугольник 2. Он со·
<1ои·1 из у< илителя напряжения промежуточной частоты звука
(~'НПЧ, 8 ), настроенного на 11астоту 6,5 МГц, ограничителя амплитуды
ЮА), детек1сра ЧМС и усилителя напряжения модулирующей частоты
эвука (УНМЧ). К выходу последнего подключается громкоговоритель.
При использовании дробного детектора ограничитель амплитуды может
отсутствовать.
Система АРУ предназначена для поддержания постоянства видео·
сигнала, подводимого к катоду кинескопа. Для этого управляющее
напряжение АРУ регулирует усиление каскада УРС и обычно первого
каскада УНПЧ. Оно создается за счет выпрямления строчных син
хронизирующих импульсов, так как их амплитуда не зависит от харак
•1ера передаваемого изображения, а прямо пропорциональна уровню
11ринимаемого сигнала (уровню несущей в радиовещательном сигнале).
Для этого до выпрямителя АРУ в специальном каскаде стробируются
импульсы синхронизации, поступающие с выхода видеоусилителя
и с выхода системы строчной развертки. При их совпадении во вре
мени, характеризующем наличие синхронизации, выпрямитель создает
управ.~яющее напряжение. Модулирующее напряжение телевизионного
АМС кроме видеосигнала содержит специальные импульсные сигналы,
синхронизирующие работу системы развертки кинескопа. Эти импульсы
передаются в интервалы времени, в течение которых происходит пере
ход от одной строки к другой (строчная синхронизация) и от одного
кадра изображения к другому (кадровая синхронизация). Благодаря
этому они не влияют на информативную часть сигнала изображения.
Кроме 1ого, по своей амп;1итуде они отличаются от сигнала и~ображе
ния, находясь в области «чернее черного». За счет этого их можно выде
J1ить из выходного напряжения видеоусилителя с помощью обычного
оrраничите.1я амплитуды по минимуму, который в телевидении назы
вают селектором синхронизирующих сигналов (ССС). После уси.~ения
в усилителе синхронизирующих импульсов (УСС) синхронизирующие
импульсы подводятся к генераторам пилообразного напряжения раз
вертки изображения по кадрам (ГПНК) и по строкам (ГПНС). Выход
ные напряжения этих генераторов позволяют синхронизировать дви
жение луча кинескопа по экрану с движением луча на передающей
1рубке передатчика. Кроме того, за счет выпрямления усиленных строч
ных синхронизирующих импульсов в специальном высоковольпюм
выпрямителе (ВВ) создается постоянное напряжение для питания анода
кинескопа (около 15-20 кВ). Детальное описание системы управлс1111я
движением луча по экрану кинескопа приводится в пособиях по теле
видению, а также в описаниях схем телевизоров [21) и не входи г
в задачу настоящей книги.
t3-2 . ОСО&ЕННОСТИ ЭЛЕМЕНТОВ КАНАЛОВ ИЗО&РАЖЕНИЯ
И ЗВУКОВОГО СОПРОВОЖДЕНИЯ
На рис. 13-2 элементы канала изображения заключены в штрихо
вой прямоугольник 1. Их иногда называют общим каналом те.1евизора,
поскольку в нем совместно проходят все три компоненты телевизион
ного сигнала.
В§ 5-7, 6-7, 6-8 и 9-3 рассмотрены специфические особенности по
строения входных цепей, усилителей радиосигнала и преобразовате.1ей
частоты телевизионных приемников. Конструктивно эти элементы вы-
296
полняются в общем стандартизованном блоке переключателя телеви
зионных канаJюв (ПТ К). В настоящее время используются его десятая
и одиннадцатая модификации В последней подстройка частоты гете
родина щуществляется с помощью варикапа, включаемого параллrльно
гетеродинному контуру (см. рис. 6-10). Схемы llTK и параметры его
элементов приводятся в описаниях телевизоров
Оценим повышение чувствите.1ьности телевизионного приемни1<;
(с учетом тоJ1ько его собственных шумов), которое дает применени1·
каскадного усилителя радиосигнала, выполненного на двойном триод~·
типа 6H231l, применяемом в последних модификациях телевизоров.
Обычно в преобразователе частоты используется триод-пентод ти11а
6ФIП. На входе усилителя радиосигнала и преобразователя •1астоrы,
как правило, IJMeeт место режим согласования. Решение этой задачи
выполним, используя следующие два примера.
Пример 13-1. Вычислить коэффициент шума преобразователя час
тоты телевизионного приемника, выполненной на лампе типа 6ФIП
в режиме согласования при полном включении входа лампы к контуру
для первого (49, 75 МГц) и двенадцатого (226 МГu) каналов Режим ра
боты преобразоватеJIЯ соответствует данным примера 9-4 (Sпр =
= 0,925 мА/В), а его схема - рис. 9 6. Гетеродин увеличивает ко:1ффи
циент шума пентодной части лампы на 20%. По данным таблицы 112-1
определяем параметры nентодной части лампы: Сgк = 5, 1 пФ; Б =
= 45· 10- 21 См/Гц2.
По формуле (4-11) вычисляем входную проводимость Лi!~tпы д.~я
первого gg,<1=45·10- 21
· 49,752 • 1012 = 1,12· 10 -4 См и для двенадцатого
кана.~ов g~. 12 = 2,3· 10 3 См. Согласно схеме рис. 9-6 емкость входного
колебательного контура преобра:юватеJ1я частоты состоит из входноi1
емкости Jiампы, емкости монтажа и собственной емкости контурной
катушки. Будем считать емкость монтажа 5 пФ и емкость катушки
0,9 пФ. Тогда из форму.1ы (6-54) эквивалентная емкость колебатеJ1ь
ного контура С3 =О+ О+ 0,9 +О+ 5,1 + 5 = 12 пФ. Полагая соб
ственное затухание катушки равным 0,02, по формуле (5-18) вычисляем
собственную резонансную проводимость колебнельного контура для
первого канала g1 =О,02·6,28·49.75·106 • 12· 10- 12 = 75· 10 - 6 См и
для двенадцатого I<аналаg12 = О,02·6,28·226·10 6 ·12·10- 12 = 34 10-ь
См Для ламп паль•шковой серии коэффициент входного шума (см.§ 4-3)
равен 3,9. Шумовое сопротивление пен1одной части лампы вычисляем
по формуле (4-53), подставляя крутизну преобразования (0,925 мСм):
ll·I0-3 ( 2.5
2,1.10-з)
Rш=(11+2.7)103 925·10 11+ 209252.10-12
= 53·I03Ом.
Вычисляем коэффициент шума преобразователя частоrы в режиме
согласования по формуле (6-50) для первого канала:
(3,9-1) 1,12.10- 1
Шс~= 2 +75.10 в+l,12· I0- 1 +
+4·53 · 10 1 (75.10 -u+1.12 · 10 -4 )=43,3
и д.1я двенадцатого канала
_
(3,9-1) 2,3· 10 -3
•
•
•
-:;
•
о-з -"
Шш-2+34 . IQ-.; + 2.3
.IO3+453103(3410+2,31)--u64
С учетом шумов rе1еродина полный коэффициент шума преобразо
вате.~я частоты Шс~п = 1,2·43,2 = 52 и Шс12п = 1,2·564 = 675.
2$7
Пример 13-2 . Вычислить коэффициент шума телевизора для пер
nого и дзенадца1ого каналов, если на е1·0 входе включен каскодныii
усилитель, выполненный иа лампе типа 6Н2ЗП, а вторым каскадом яв
ляется преобразователь частоты, рассчитанный в примере \3,1. Пара
метры входного колсбате.1ьного контура считать такими же, как в при
мере 13-1. Из табJ1ицы П2-1 для лампы типа 6Н23П находим S =
10,5 мА/В; Б = 4010- 21 См/Гц2; Rш = 240 Ом.
По формуле (4-11) для первого канала ggкi = 40 · 10 - 21
·49, 752 Х
Х 1012 = \. 10- 4 См и д.1я двенадцатого канала ggкl2 = 40· 10 -12
·2266 Х
х 10-12 = 2,05· 10- 3 См.
Коэффициент шума триодного усилителя в режиме согласования
в соответствии с формулой (6-50) для первого канала
Ш=2+l3•9
-
l)io-4 + 4.240(75·10-в+10-4)= 5
cl
75.10о+ю4
11 для двенадцатого канала
ш-2+(З,9-t)2•05'~о-з + .240(З •10-s+ 205·\О-З)
-
85
ci2 -
34. 10 -s+2.05. 10-з 4
4
•
-
•
На основании формулы (6-3) и данных§ 6-12 коэффициент усиленl'я
по мощности первого каскада, выполненного по схеме с общим катодом,
на первом канале
КР 1 =S!ggк=10,5·10-з;10-4 =105;
на двенадцатом канале
КР12 = 10,5. 10-з;2,О5 · 10-з = 5, 12.
Согласно сказанному в§ 6-12 и формуле (4-64) коэффициент шума
каскадной схемы для первого канала
Ш1 -1
5-1
Ш~к=Ш1 +--к;-=5+105 = 5,05
и для двенадцатого канала
8,5-1
Ш12к=В,5+5,12= 10.
Будем полагать усиление по мощности каскадной схемы равным
усилению ее первого каскада, так как усиление второго каскада прак
тически равно единице. Тогда в соответствии с формулой (4-64) ко::кр
фициент шума усилителя радиосигнала и преобразователя частоты д.1я
первого канала
и для двенадцатого канала
675-1
Ш12пр = 10+~ = 142.
Данные примеров 13-1 и 13-2 показывают существенное уменьше
ние коэффициента шума телевизора в случае применения каскодного
триодного усилителя, особенно для двенадцатого канала. Характери
стическое сопротивление телевизионных кабе.1ей равно 75 Ом. Будем
полагать, что внешние помехи много меньше собственных шумов при
емника (!А= \), коэффициент передачи кабе.~я КрФ = О,9;П&Ф =
298
= 8 МГц и'\' = 10. Тогда согласно формуле (4-72) для температуры 290 К
чувствительность телевизора без усилителя радиосигнала для первого
канала Ем~= V4·1,38°ID 2з.290.75.8.I08.\0 (1-1+5210,9)=
= 23,4. 10-в В и для двенадцатого канала соответственно ЕAoJ'il =
= 85· 10 -6 В. При наличии каскодного усилителя радиосигнала для пер
вого канала EAoi=у'4•1,38 ·10--23 ·290 ·75 ·8 ·108 ·10 (1-1 +-
+ 5,54/0,9) = 7,6· I0- 0 В н для двенадцатого канала ЕА612 = 38,6 Х
Х 10-в В. Следовательно, каскодный усилитель увеличивает чувстви
тельность телевизионного приемника по напряжению в 2-3 раза.
Избирательные системы тракта промежуточной частоты канала
изображения (ПЧ + УНПЧ) выбираются так, чтобы их кривая избира
тельности была близка к штриховой кривой 3 на рис. 13-1 . Ее характер
ной особенностью является то, что она обеспечивает ослабление несу
щей частоты сигнала изображения в два раза по отношению к осталь
ным составляющим телевизионного сигнала. Согласно кривой 3 полоса
пропускания тракта промежуточной частоты должна быть около 7 МГц.
Для ее обеспечrния промежуточная частота канала изображения выби
рается около 35-40 МГц, а избирательная система формируется 11з
нескольких расстроенных резонансных (или пар связанных) контуров.
Э10 позволяет получить наибольшее усиление при минимальном числе
каскадов (см.§ 7·3). В некоторых последних модификациях телевизоров
(«Старт-6») в преобразователе частоты применяют многоконтурные
фильтры сосредоточенной избирательности (ФСИ), описанные в § 7-5 .
Пр11 наличии ФСИ, обеспечивающих необходимую избирательность по
соседним каналам, в УНПЧ могут применяться резисторные кас1<ады,
описанные в § 7-6 .
Детекторы AJ\\C современных телевизоров обычно яв.1яются пос.~е
довательными и выполнены на полупроводниковых диодах. Их верхняя
граничная частота согласно сказанному ранее должна быть равна 7 МГц,
поэтому при минимально осуществимой емкости конденсатора нагрузки
(8 15) нельзя брать больших сопротивлений нагрузочных резисторов.
Так, при С= 20 пФ и тмакс = 0,8 из формулы (8-18) получим:
VI -0,82
R:о:::;6,28 ·7 .юв .0,8 .2 .1О11 = 860 Ом
При таком сопротивлении нагрузочного резис1ора коэффициент
передачи и входное сопротивление детектора окажутся очень низкими.
Для их повышения последовательно с нагрузочным резистором вклю
чают корректирующую индуктивность Lкор• показанную на рис. 13-3 .
Она позволяет при прочих равных условиях увеличить нагрузочное
сопротивление детектора в 1,5-2 раза и повысить его коэффициент
передачи и входное сопротивле-ние. Действие этой индуктивности можно
пояснить следующим образом. Согласно рис. 13-3 в нагрузке детектора
образуется параллельный контур LкорС. Выбирая его собственную ча
стоту вблизи верхней граничной частоты низкочастотного тракта,
достигают подъема амплитудно-частотной характеристики детектора
в этой области частот вместо ее завала при наличии одного конденсатора
(см. рис. 8-7). Нагрузочный резистор оказывается включенным в ко,1е
бате.1ы1ый контур и способствует расширению его кривой избиратель
ности, а следовательно, и увеличению верхней граничной частоты кас
када.
Поскольку верхняя граничная частота оказывается достаточно
близкоi1 к промежуточной, то при ма.1ой емкости конденсатора С в на-
299
грузке детектора филырация напряжения промежуточной частоты ока
зывается недос1аточной Для ее увеJ1ичения между выходом де1еюора
и входом видеоусили 1еля включается специальный дроссель Др. Он
вместе с входной емкостью усилителя образует добавочный фильтр,
уве.1ичивающий филь·~ рацию напряжения промежу·ючной '<~астаты.
На рис. 13-3 показана типовая схема видеоусилителя, имеющего
три выхода в соответствии со сказанным в§ 13-1 Два индуктивно свя
занных контура L1 C1 настраиваются на частоту 6,5 МГц и позволяют
выделить напряжение промежуточной частоты канала звукового сопро
вождения. Чтобы это напряжение не пос1упало на кинескоп и в селек-
н ссс
~1
Рис, 13-3.
тор си11хро11изирующих импульсов, включается филырующиi! контур
L2C2 . Он настраивае1ся на час1оту 6,5 МГц и делает rютенциаJ1 точки а
для токов данной часто1ы равным потенциалу шасси Благодаря этому
все оста.1ьные элемен1ы анодной цепи лампы не влияют на ее усилитеJ1ь
ные свойства вблизи час1оты 6,5 МГц. Чтобы этот колебательный кон·
тур слабо влиял на усиление видеосю·налз, его полоса пропускания
должна бы rь раеной ширине спектра ЧМС звукового сопровождения,
т. е сост11вля1ь 150-250 кГц. Для этого эквивалентное затухание
колебательного контура должно соответствовать формуле (4-28)
"-
o.i5+ 0•25- о02в~ оозs
U3-
65-
'
•
'
'
Остальные элемен1ы анодной цепи R1 , L8 , L4 и R 8 образуют нагруз
ку лампы для видеосигнала. Катушки индуктивностч служат для подъе
ма амплитудно-частотной характеристики в области верхних чаl·1от
(примерно так же, как в схеме детектора) с цеJ1ью увеличения усиления
и расширения полосы пропускания
С помощью разделительных резисторов R2 и k 8 усиленный сигнал
подводится к кинескопу и сис1еме выделения синхронизирующих им·
пульсов.
Для усиления напряжения промежуточн(\й чагто1 ы сиrнащ1 звуко
вого сопровождения обычно используются два ламповых или транзис-
300
торных каrкад;~. Их чз~ирательными системами служат пары <:ВЯ'lан
ных контуроr.
R качестве детектора ЧМС чаще исполыуется дробный детектор,
коrорый не требуеr применения ограничителя амплитуды. В некоторых
телеви:'юрах («Старт-6»1 в первом каскаде УНПЧ 18 осуществляется огра
ничение ампли rуды с помощью двух диодов, как описано в§ 12-3 . После
де1ектора ЧМС сигнал звукового сопровождения поступает на усилитель
звуковых частот (один или два каскада)
Принципиальные схемы каналов изображения и звукового сопро
вождения приводятся в описаниях телевизоров На них, как правило,
указываются параметры всех '!Лементов.
Огибающая спектра сигналов цветного телевидения по принятому
в нащей стране стандарту соответствует рис. 13-1 . Поэтому основные
характеристики трактов радиосигнала и первой промежуточной частоты
телевизоров черно-белого и цветного изображения практически одина
ковы. Различия имеют место в системе разделения сигналов за счет
присутствия в rелевизорах цветного изображения элемен rов, обеспечи
вающих выделение составляющих основных цве1овых компонент. Сле
довательно, характеристики основных каналов rеJ1евизоров черно-бе
лого и1ображения, описанные в данной главе, соответствуют аналогич
ным характеристикам телевизоров цветного изображения.
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ ДЛЯ ПОВТОРЕНИЯ
1. И1 каких компонентов состоит телевизионный сигнал? Каково
их назна•1ение? Каков спектр телевизионного си1·нала?
2. Нарисуйте структурную схему rелевнзионного приемника и
объясните назначение ее элементов
3. Какими элемен rами структурной схемы разделяются компоненты
телевизионного сигнала?
4. Какие элементы образуют каналы: изображения, звукового со
провождения и управления работой кинескопа?
5. Какие элементы структурной схемы управляют движением луча
на экране кинескопа?
6. Каковы особенности элементов радиотракта телевизионного при
емника?
7. По каким схемам выполняются усилители напряжения промежу
точной частоты каналов изображения и звукового сопровождения? Чем
определяются их полосы пропускания и почему?
8. Каковы отличительные особенности детектора АМС и видеоуси·
лителя в телевизионных приемниках?
9. Каково назначение фильтра L2C2 в схеме, изображенной на
рис 13-3?
rnABAtA
ПРАВИЛА ПОСТРОЕНИЯ ПРИНЦИПИАЛЬНЫХ СХЕМ
РАДИОПРИЕМНИКОВ
t4·t. ОСНОВНЫЕ ЦЕПИ КАСКАДОВ
Принципиальной схемой радиоприемника называют графttческое
изображение всех его мементов, содержащихся в каждом кш:каде, и сое
динений между этими элементами. Для выполнения таких схем приме
няется общепринятая система условных обозначений, описанная в ли·
301
тrратуре и изучающаяся в курсах основ раднотехники или радиотех
нических цепей [ 14, 15).
Все цепи, образующие принципиальную схему отдельного каскада
и всего приемника, по их назначению можно разделить на четыре группы.
1. Цепи переменного тока, по которым сигнал передаетсЯI от преды·
дущего каскада к последующему. В нелинейных каскадах (детектор,
11реобразователь частоты) спектры входного и выходного сигналов су
ществ<:нно отличаются, что должно учитываться при построении схем
их входных и выходных цепей. В системе АРУ выходным сигналом яв
J1яегся управляющее напряжение.
2 Цепи постоянного тока, обеспечивающие подачу напряжения
от источника питания на коллектор (анод и экранную сетку) транзи
стоrа (лампы).
3 Цепи постоянного тока, создающие на базе (сетке) напряжение
в соответствии с выбранным режимом работы электронного прибора.
4. Цепи пС'ременного (постоянного) тока для питания нитей накала
ламп
Составляя принципиальную схему приемника из схем отдельных
каскаJ:ов, необходимо так электрически соединить входы поrледvю
ших с выходами предыдущих каскадов, чтобы отмеченные выше первые
три цr11и не нарушали работоспособности друг друга. Особое внимание
r1rи этом следует обращать 11а то, чтобы соединительные э,1ементы не
соJдавали короткого замыкания для первой и второй цепей, а во второй
11 1ретьей цепях - не образовывали разрывов гальванической связи
между источниками питания и соответствующими злектродами элект
ро1111ых приборов.
В ламповых приемниках нити накала включаются по трем возмож
ным схемам: а) параллельной; б) последовательной; в) смешанной. Па
раллельная схема чаще всего применяется в приемниках, питающихся
от сети переменного тока черРз выпрямитель с трансформатором. В та
ких приемниках, как правило, используются лампы с одинаковым
напряжением накала (обычно 6,3 В). ПоследоватРльная схема 11споJ1ь
зуется ча:це в приемниках, питающихся от сети постоянного или пере
менно~ о гока (с выпрямителем без трансформатора). Лампы в таких
приемниках выбирают с одинаковым током накала.
Если в приемнике применяются лампы с разным напряжением или
током нliкала, то обычно прибегают к смешанной схеме соединения ни
тей 11ака.1а.
Через емкости катод - нить накала могут образовываться вредные
обратные связи между различными каскадами. Особенно сильным~~ они
оказываются в диапазонах метровых и более коро1ких волн, так как
в данных диапазонах сопротивление указанной емкости сгановится м<1-
J1ым. Для устранения этих связей нити накала ламп радиотракта таких
приемников включают через фильтры, сос1оящие из последоват~Jiьно
включенных дросселей и параллельно включе1шых конденсаторов с за
земленной средней точкой. Такие же фильтры включаюr в цепи н1пРй
nодогрева катодов ламп первых каскадов УНПЧ при высокой проме/\\у·
точной частоте.
14·1 . nостРОЕНИ'Е СОЕДИНИТЕЛЬНЫХ ЦЕПЕА
МЕЖДУ СМЕЖНЫМИ КАСКАДАМИ
Смежными каскадамивприемникеназываютте,вко
торых выходной сигнал предыдущего каскада через соединительные
цепи подводится на вход последующего каскада. Рассматривая особен·
302
ности соединения смежных каскадов на отдельных примерах, выясним
основные правила построения принципиальной схемы прием11ик11.
1. Соединение входной цепи с усилителем радиосигнала (преобрu·
зователем частоты). В данном случае соединительные цепи должны
обеспечит~ подачу выходного сигнала входной цепи на участок база -
эмиттер транзистора (сетка - катод лампы) и необходимого напряже
ния смещения на базу (сетку) электронного прибора первого каскад::~
приемника. Иначе говоря, сосдинитеJJьные элеме1пы должны образu
вать первую и треiью цепи по кJJассификации, приведенной в§ 14·1.
Роторы в бJюке конденсаторов переменной емкости, с помощыо
которых настраиваются коJ1ебательные кон1уры радиотракта прием
ника, обычно соединяются с шасси. Эмиттер (катод) электронного при
бора первого каскада за счет конденсатора С3 (Ск), вкJJюченного пара.1-
лельно эмиттерному (катодному) резистору (см. рис. 4-1, 5-2, 6-1, 6-2,
7-2, 9-3) для токов частоты сигнала также соединен с шасси приемника.
Поэтому подключенный к шасси полюс колебательного контура входной
Рис. 14-1 .
цепи для токов частоты сигнала оказывается соединенным с эмиттером
(катодом) электронного прибора первого каскада приемника, если он
построен по схеме с общим эмиттером (катодом). Если первый каскад
приемника построен по схеме с общей базой (сеткой), то для токов ча
стоты сигнала окажется соединенной с шасси база (сетка) электронного
прибора Таким образом, полюсы колебате.1ьного контура входной цепи
и вход электронного прибора первого каскада, имеющие нулевой потен
циал для токов частоты сигнала, оказываются соединенными друг с дру
гом через шасси. Следовательно, для подведения выходного сигнала ВЦ
ко входу первого каскада радиотраJ\та следует соединить высокоnотен
циальный полюс выхода ВЦ с высокопотенциальным электродом входа
электронного прибора первого каскада, т. е. с базой (сеткой) при схеме
с общим эмит~ером или с эмиттером (катодом) в случае схемы с общей
базой (сеткой). Сказанное иллюстрируется штриховой линией 1 на
рис. 14-1 . Здесь схема ВЦ соответствует рис. 5-4, б, а схема первого
каскада приемника - рис. 4-1. Конденсатор С61 предотвращает замыка
ние резистора R(, по постоянному току через нижнюю часть катушки
контура ВЦ. Этот резистор обеспечивает постоянное напряжение на
базе, нужное для выбранного режима работы транзистора. Чтобы на
конденсаторе Сб 1 не происходило большого падения напряжения сиг
нала, выбор его емкости определяется по методикам, описанным в § 6-2 .
Таким образом, включение одного конденсатора С61 обеспечивает нор-
303
мальную работу первой и третьей цепей, других <ЭлемNrтов для обr1110-
вания рассматриваемого соединения не требуется.
Если первым каскадом приемника является прt>образоватею, ча
стоты, то в случае построения его по схеме, изображенной на рис. 9-5,
соединение входа ПЧ с выходом ВЦ можно осуществить также через
разде.1ительный конденсагор С6 , так как вход э1ого преобразователя
идентичен входу каскада резонансного усилителя (см. рис. 4-1).
В случае регулировки усиления первого каскада системой АРУ
(см. рис. 11-2, а) выход фильтра АРУ надо было бы подключать к точке
а схемы, изображенной на рис. 14-1 (к базе транзистора). Но при этом
конденсатор фильтра АРУ оказывается включенным параллельно
участку база - эмиттер транзистора. Благодаря очень малому сопро
тивлению для токов частоты сигнала этот конденсатор замкнет нако
рогко вход первого каск11да, т. е. нарушит работо~пособность первой
цепи. По<Э1ому по:тоянное напряжение на базу транзистора в этом
случае следует подавать через контурную катушку входной цепи и
через провод, показанный штриховой .1инией / на рис. 14-2 Включе
ние конденсатора фильтра АРУ в колебате.1ьный контур практически
Рис. 14-2.
не скамегся на диапазонных
свойствах контура, так как
емкость 'Э 1ого конденсатора
намного порядков больше
максимальной ем1<0сти кон-
1ура Конденсатор Сб, не
обходимый в схеме, изобра
женной на рис. 14-1, в дан
ном случае не нужен. При
в1<лючении этого конденсато
ра цепь базы по постоянному
току оказывается разорван
ной, что исключает подачу на
нее пос·1оянных напряжений.
Аналогично выполняют-
ся соединительные цепи в
J1амповом приемнике. По:кольку напряжение смещения в ламповых
каскадах создастся на катодном резисторе, то его обычно подают через
контурную катушку входной цепи. При регулировке усиления первого
каскада системой АРУ управляющее напряжение также можно подво
дить через контурную катушку, включив конденсатор фильтра АРУ
в колебательный контур, как показано на рис. 11-4.
2. Соединение двух каскадов высокочастотного тракта должно
обеспечивать работоспособность первых трех 11епей, определенных
в § 14-1.
Если предыдущим каскадом является резонансный усилитель
с последовательным питанием коллекторной цепи, то rro контурной ка
тушке протекает коллекторный ток транзистора. Поэтому она не может
быть использована для подачи нужных постоянных на,пряжений на
базу транзистора сJrедующего каскада. Для подачи этих напряжений
чаще всего используют катушку связи, с помощью которой напряжение
полезного сигнала подводится с выхода предыдущего на вход последую
щего каскада. Сказанное иллюстрируется рис. 14-3.
Если предыдущий каскад является резонансным усилителем с па
раллелыюй схемой питания (см. рис. 6-1 , в), то катушку колебатель-
110го ко1пура можно использовать д.1я подачи постоянных напряжений
на базу (см. рис. 14-2).
3J4
В случае применения в предыдущем каскаде в качестве избиратель
ной системы двух или более связанных колебательных контуров (см.
рис. 5-2 и 7-2) ее первый и последний контуры не имеют гальванической
связи друг с другом. Поэтому первый колебательный контур можно
использовать для подачи питающего напряжения на коллектор тран
зистора предыдущего каскада, а последний - для подведения постоян·
ных напряжений на базу транзистора следующего каскада. При регу-
Рис. 14-3.
лировке усиления последующего каскада системоli АРУ конденсатор
фильтра АРУ включается в последний колебательный контур анало
гично схеме, изображенной на рис. 14-2 .
Если предыдущиli каскад выполнен по резисторной схеме (см.
рис. 7-8), вход следующего каскада можно подключить только через
разделительный конденсатор Сб· При этом управляющее напряжение
системы АРУ на следующиli каскад нельзя подавать по схеме, изобра·
женной на рис. 11-2, а, так
как конденсатор фильтра
АРУ замкнет накоротко вход
следующего каскада для то
ков частоты сигнала. Для
подачи управляющего напря
жения можно воспользовать
с11 схемой, изображенной на
рис. 14-4 .
·
В пьезоэлектрических и
пьезокерамических фильтрах
резонаторы не пропускают
постоянный ток, благодаря
Рис. 14-4 .
чему вход и выход таких
фильтров не имеют гальванической связи. Поэтому выход фильтра мо·
жет быть непосредственно (без разделительного конденсатора С6) под·
ключен ко входу следующего каскада, если в нем обеспечено постоян
rюе напряжение на базе транзистора (например, от делителя Rб и Rб
на рис. 4-1). Однако при этом управляющее напряжение системы АРУ
нельзя подавать по схеме, изображенной на рис. 11-2, а, так как послед
ниli резонатор фильтра не пропустит постоянное напряжение на вход
последующего каскада. Управляющее напряжение в этом случае можно
11одводить по схеме рис. 14-4 . Если система АРУ работает с задержкой,
то напряжение задержки и параметры цепочки Rб и R(s выбирают так,
ч1обы обеспечивалось необходимое исходное смещение на базе транзи
с1ора.
305
3. Соединение высокочастотного каскада с детектором. Если изби
рательная система каскада имеет два и более связанных колебательных
контурсв, то ее последний контур можно использовать для замыкания
цепи диода по постоянному току и выполнять детектор по последователь·
ной схеме. Такой вариант схемы показан на рис. 8-3, а. В данно:>.1 случае
не требуется дополнительных соединительных элементов. Когда изби·
рательная система каскада состоит из одного колебательного контура
и он используется для подачи коллекторного напряжения на транзи·
стор, то детектор выполняют по параллельной схеме (см. рис. 8-3, 6).
Соединительным элементом между каскадами в этом случае служит
конденсатор С. При необходимости иметь последовательную схему де·
тектора для передачи сигнала от каскада ко входу детектора применяют
катушку связи (см. рис. 8-10).
Способы соединения выхода детектора со входом усилителя напря·
жения модулирующей частоты достаточно подробно описаны в § 8-2.
t4-J . СПОСО&Ы ПЕРЕКЛЮЧЕНИЯ ПОДДИАПАЗОНОВ
В подавляющем большинстве современных приемников, имеющих
более двух поддиапазонов, их переключение производится специальным
переключателем поддиапазонов. С его помощью для каждого поддиапа
зона во всех колебательных контурах радиотракта .и.гетеродина ·ВКЛЮ·
чается отдельный комплект катушек. Это в значительной степени облег·
чает налаживание приемника, так· как.к.каждой катушке подк.nючается
свой подстроечный конденсатор и первичная настройка колебательных
контуров различных поддиапазонов является незаsисимой. Применение
катушек с магнитными сердечниками позволяет подгонять их индуктив·
ность и значительно уменьшить размеры. Поэтому при использовании
малогабаритных полупеременных конденсаторов общие размеры всех
колебательных контуров радиотракта оказываются сравннтельно ма·
лыми даже при большом числе поддиапазонов (20, 25]. Работа подоб·
ноrо переключателя поддиапазонов рассматривается при разборе схемы
приемника в § 14-5 .
В приемника·х километровых и rектометровых волн с двумя поддиа
пазонами иногда переключение поддиапазонов осуществляется разделе
нием контурных катушек иа две секции. Для более длинноволнового
п·оддиапазона в колебательный контур включается вся катушка, а для
более коротковолнового - одна секция. Однако при этом первичное
налаживание колебательного контура для обоих поддиапазонов оказы
вается взаимозависимым. Кроме того, при работе на более коротковол·
новом поддиапазоне «свободная» (невключенная) часть катушки вместе
с монтажными емкостями и собственной емкостью образует колебатель
ный контур, который будет влиять на работающий контур. Для устра·
нения этого «свободную» секцию катушки обычно замыкают накоротко
с помощью переключателя поддиапазонов.
t4·4 . ПРАВИЛА ЧТЕНИЯ ПРИНЦИПИАЛЬНЫХ СХЕМ
ПРИЕМНИКОВ
Чтение принципиальной схемы включает в себя умение определить:
1) назначение каждого каскада и каждого элемента; 2) основные харак
теристики и параметры каскадов; 3) структурную схему приемника;
4) основные характеристики и параметры приемника. Сказанное пока
зывает, ско.~ь большая информация может быть получена при умении
306
читать принципиальную схему, что особенно важно при налаживании
и ремонте приемника.
Выясним основные правила чтения принципиальных схем.
Опрер;еление целевого назначения кажр;ого каскар;а выполняется
по следующим признакам: а) вид схемы и параметры нагрузки; б) тип
и способ включения в схему электронного прибора.
1. В х од н а я ц е п ь состоит из избирательных систем, чис.~о
которых равно числу поддиапазоиов приемника. Эти системы коммути
руются переключателем поддиапазонов. Характерной особенностью
при этом является подключение внешней немагнитной или встроенной
ферритовой антенны. В приемниках с переменной настройкой колеба
тельные контуры различных поддиапазонов од11око11турной входной цепи
настраиваются одним конденсатором переменной емкости, входящим
в общий блок. Выход избирательных систем входной цепи подключается
ко входу первого каскада приемника (усилителrо радиосигнала или
преобразователю частоты).
2.Каскады усилителя радиосигнала прием
ников с переменной настройкой в качестве нагрузки содержат избира
тельную систему, состоящую из одиночного колебательного контура,
перестраиваемого в диапазоне частот за счет изменения емкости или
индуктивности. В радиовещательных, радиолюбительских и связных
приемниках контуры радиотракта, как правило, настраиваются конден
саторами переменной емкости. Именно такая настройка контуров опи
сывается в дальнейшем. В каждом колебательном контуре радиотракта
многодиапазонных приемников применяются сменные катушки. Их
число равно числу поддиапазонов. Настройка каждого колебательного
контура на всех поддиапазонах осуществляется одним и тем же кон
денсатором переменной емкости, для чего к нему с помощью переключа
теля поддиапазонов подключаются отдельные катушки. В этих каскадах
применяются высокочастотные транзисторы (четырехсотой или трехсо
той серии) или пентоды (серии К или Ж). Чаще всего электронные при
боры включаются по схеме с общим эмиттером (катодом). В приемниках
конца метрового и дециметровом диапазонов могут применяться уси•
лители с общей базой (сеткой), обладающие большим устойчивым уси
лением. В этих же диапазонах применяется каскадное включение элект
ронных приборов, что-также позвмяет иметь.большее устойчивое уси•
ление. В телевизионных приемниках этот каскад выполняется на двой·
ном триоде с целью снижения коэффициента шума.
В приемниках с фиксированной настройкой колебательные кон
туры имеют только элемент подстройки частоты. В телевизионных при
емниках колебательные контуры усилителя радиосигнала обычно
не имеют элементов подстройки частоты, о чем говорилось в§ 5-7 . Уси
литель радиосигнала редко содержит более одного каскада.
3.Преобразователи частоты,какправило,вка
честве нагрузки име~от избирательную систему с фиксированной на
стройкой на промежуточную частоту. Во многих типах приемников та
кой системой служит ФСИ. Электронным прибором в ПЧ является вы
сокочастотный транзистор или пентод, обычно того же типа, который
используется в усилителе радиосигнала. Во многих ламповых прием
никах в преобразователе частоты применяется комбинированная лампа
триод - пентод. Ее триодная часть используется в схеме гетеродина.
Характерноil особенностью этого каскада является наличие гетеро
динной цепи, благодаря которой к нему кроме напряжения сигнала под
водится еще и напряжение гетеродина. Для схемы гетеродина характер
ны условия, обеспечивающие искусственное образование положитель-
11*
307
1ю1'1 обратной связи: трех1оче<11юе вклю<1е11ие колсбате.qьноrо контура
1< э.1ектрu111юму прибору ИJJИ наличие специа.1ы1ой катушки обратной
связи, связанной с контурной катушкой. Об этом говорилось в § 9-2 .
В гетеродинах многод11апазонных приемников число сменных кон
турных катушек, естественно, равно чисJ1у поддиапазонов и они комму.
т11руются общим для всего приемника переключателем поддиапазонов.
В современных приемниках преобразователи частоты, как прави.10,
выпот1яются с отдельным гетеродином и содержат два транзистора
1:.1и одну двойную лампу.
4.Усилители напряжения промежуточной
ч а с т о т ы в качестве нагрузки имеют избирательную систему с фик·
с1tрованной 11астройкой. Тракт промежуточной частоты обычно содер·
жит два и бо.1ее усилительных каскадов. При наличии в преобразова-
1с.1е частоты ФСИ отдельные каскады усилителя напряжения промежу·
точной частоты транзисторных приемников могут быть рсзисторными
l'JJИ резонансными. В некоторых приемниках избирательные системы
э1их каскадов идентичны с теми, которые используются в преобразо
uате.1е частоты (например, два связанных ко.1ебательных контура).
Электронными приборами этих каскадов также являются высоко·
частотные транзисторы или пентоды. Но в приемниках декаметровых
и более коротких волн максимальные рабочие частоты электронных
11риборов, используемых в УНПЧ, ниже, чем у электронных приборов,
11риме11яющихся в радиотракте. Как правило, усиление одного или не·
скольких каскадов уси.1ителя напряжения промежуточной частоты ре·
rу.~ируется системой АРУ.
5. Детектор АМС в качестве нагрузки имеет резистор, зашу.н
тированный конденсатором сравнительно небольшой емкости (в тран·
зисторных приемниках тысячи пикофарад, а в ламповых - сотни пико
фарад). Электронным прибором в детекторе АМС служит обычно полу
проводниковый диод. Напряжение сигнала к детектору подводится от
и:-~бирате.~ьной системы последнего каскада усилителя напряжения
11ромежуточной частоты (в супергетеродинном приемнике) или от по·
следнего каскада усилителя радиосигнала (в приемнике прямого уси·
лени я).
Параллельно всей нагрузке детектора или ее части, как прави.10,
включается переходная цепо<1ка с ручным регулятором громкости. В
приемниках второго и третьего к.1ассов детектор АМС обычно служит
и выпрямителем системы АРУ.
6. Де т е к т о р ы ЧМС современных приемников строятся
по схеме дифференциального или дробного детектора. В них исполь
зуются два полупроводниковых диода, к каждому из которых последо·
ватель110 подключается своя нагрузочная цепочка.
Выходное напряжение детектора через переходную цепочку, в ко
торую часто входит ручной регулятор громкости, подается на вход
11ервого каскада усилителя напряжения модулирующей частоты.
7.Транзисторный ограничитель
ампли•
т уд ы по своей схеме и типу транзистора практичес1<И не отличается
от каскада усилителя напряжения промежуточной частоты. Но напри·
жение на коллекторе у него, как правило, меньше за счет исподьзова·
ння специального делителя напряжения (см. рис. 12-14).
Диодный ограничительамплитудыхарактеризуется
включением двух диодов параллелыю колебательному контуру избира
тельной системы, находящейся на входе детектора ЧМС.
8.Каскад усилителя напряжения моду •
лирующей частотынагружен резистором. Вэтих каскадах
308
применяются низкочастотные транзисторы (например, сороковой се·
рии), пентоды (серии С) и триоды (серий С или Н), включенные по схеме
с общим эмиттером (катодом). Если выходной каскад приемника выпол·
нен по двухтактной схеме, то предпоследний каскад имеет фазоннверс·
ную схему. Ее характерной особенностью является наличие двух выхо
дов, напряжения которых равны, но противоположны по фазе, что тре
буется для работы последующего двухтактного каскада. Достигается
это двумя способами. В первом случае включают два нагрузочных ре
зистора: один - в цепь коллектора (анода), другой
-
в цепь эмиттера
(катода). Во втором случае в коллекторную (анодную) цепь ставят транс·
форматор, вторичная обмотка которого имеет среднюю точку, соедн·
ненную с шасси. Этот трансформатор является низкочастотным и имеет
железный или пермаллоевый сердечник, что отличает его от высокоча
стотных трансформаторов по условному изображению на схеме (жирная
полоса между обмотками, как показано на рис. 14-5).
9.Выходные каскадырадиовещательныхирадиолкбн·
тельских приемников обычно являются усилителями мощности. Они
должны обеспечивать нормальную работу громкоговорителя или науш
ников. В первом случае выходная мощность сигнала составляет от О, 1
до 5-10 Вт, а во втором - около 0,025-0,05 Вт.
Сопротивление громкоговорителей не превышает 10-20 Ом, а на
ушников 600-2000 Ом, что, как правило, меньше оптимального сопро·
тивления нагрузки транзисторов и особенно ламп. Поэтому на выходе
эти каскады обычно имеют согласующие низкочастотные трансформа·
торы, что также является их характерной особенностью. Электронными
приборами в выходных каскадах служат достаточно мощные низкоча·
стотные транзисторы или пентоды (серии П).
В соответствии с требованиями ГОСТ смежные каскады в прин
ципиальной схеме приемника доджны расп0д02аться в один ряд сдева
направо по ходу основного сигнада. Если они не умещаются в один ряд,
то схему разбивают на два ряда, но во втором (нижнем) ряду расположе
ние каскадов также должно быть слева направо. Это в значительной
степени облегчает чтение принципиальной схемы и позволяет определить
назначение каскадов с учетом известной их последовательности в струк
турной схеме.
Определение основных характеристик каскадов (рабочих частот и
коэффициентов усиления) производится на основании изучения их прин·
ципиальной схемы и спецификации к ней, в которой приводятся пара·
метры основных элементов схемы.
Так, граничные частоты отдельных поддиапазонов приемника (если
они не указаны в описании схемы) с известной степенью точности можно
определить, вычислив минимальные и максимальные эквивалентные ем
кости одного из колебательных контуров радиотракта и используя ин·
дуктивностн контурных катушек.
Промежуточная частота приемника может быть вычислена по пара
метрам одного нз колебательных контуров этого тракта приемника.
В случае применения в тракте промежуточной частоты ФСИ она может
быть определена по типу фильтра и данным приложения 5.
Коэффициент усиления не может превышать своего устойчивого
значения. Поэтому, опредrлив по справочнику параметры электрон·
ного прибора каскада, можно вычислить устойчивый коэффициент уси
ления по формуле (6-32), подставляя в нее максимальную рабочую ча
стоту каскада, найденную указанным ранее способом.
Коэффициент усиления резнсторных каскадов ориентировочно
ыожно определить по сопротивлению нагрузочного резистора и пара·
309
метрам 9лектронных приборов данного и следующего каскадов. Ллst
етого используют формулу (7-46).
Структурную схему приемника и ее полное изображение легко
выполнить после установления целевого назначения всех каска)!.оо. Так,
например, наличие преобразователя частоты неизбежно опреде.1яет
построение приемника по супергетеродинной схеме, а его отсутствие -
по схеме прямого усиления. Обозначим нелинейные каскады приемника
буквами: П - преобразователь частоты и Д- детектор АМС. Число
каскадов усилителя радиосигнала обозначим цифрой, стоящей перед
буквой П; усилителя напряжения промежуточной частоты - цифрой,
помещенной между буквами П и Д; усилителя модулирующего напря·
жения - цифрой, стоящей после буквы Д. Принятые условные обозна
чения позволяют весьма кратко записать формулу структурной схемы
любого приемника. Например, в супергетеродинном транзисторном
приемнике сРоссия-301• нет усилителя радиосигнала, есть два каскада
усилителя напряжения промежуточноil частоты и три каскада усили·
теля модулирующего напряжения. Следовательно, формула его струк·
турной схемы будет О-П-2-Д-3.
Для детектора ЧМС введем соответствующий индекс у буквы
дчмс· Тогда для канала звукового сопровож.в.ения телевизора «Ре
корд-333» указанная формула запишется так: 1-П-3-Д-2·дчмс·2. Она оз
начает, что он супергетеро)!.инноrо типа, в нем есть один каскад усили
тел11 радиосигнала, три каскада усилителя первой промежуточной ча
стоты, два каскада усилителя напряжения второй промежуточной час
тоты (выделяющейся детектором АМС как разность несущих сигна.~rов
изображения " звукового сопровождения) и два каскада усилителя на
пряжения модулирующей частоты.
Ооре•елеиие основных харатеристик приемника производя!' на
основании анализа его струхтурноА схемы и характеристик отдельных:
каскадов: Так, число его рабочих помиапазонов и их граничные ча
~::тоты, естественно, совпадают с аналогичиыми характеристиками вход
ной цепи или усилителя радиосигнала. Максимальная выходная мощ
ность оценивается по типу громкоговорителя в соответствии с расшиф
ровкой его обозначения на схеме, описанноil в § 3-2. Полоса пропуска
ния приемника находится по характеристикам имеющегося в нем ФСИ,
а при его отсутствии - по характеристикам избирательных систем, нс·
пользующихся в тракте промежуточной частоты.
Чувствительность приемника с известной степенью точности можно
рассчитать делением выходного напряжения последнеrо каска.а.а УНПЧ
на произведение коэффициентов передачи всех каскадов высокочастот
ного тракта приемника, включая входную цепь. Приближенные значе
ния коэффиnиентов усиления этих каскадов определяются согласно
сказанному ранее в данном параграфе и в главах, посвященных деталь
ному описанию отдельных каскадов. Выходное напряжение УНПЧ
в транзисторных приемниках можно полагать равным 0,5-1 В, а в лам
повых - 1-2 в.
Применение данных правил чтения принципиальной схемы буде·t
рассмотрено в следующем параграфе.
t4-5. РАЗ&ОР ПРИНЦИПИАЛЬНОМ СХЕМЫ ПРИЕМНИКА
Рассмотрим прющипиальную схему транзисторного приемника
второго класса «ВЭФ-202», приведенную на рис. 14-5 . Каскады на схеме
расположены в два ряда. В левом верхнем уrлу схемы изображены шты-
310
ревая антенна (ША), используемая обычно в декаметровом д11апазопе
во.~н. и гнездо А для включения внешней проволочной антенны. Следо
вательно, цепи, связанные с зтими злементами, должны образовывать
входную цепь приемника. Кроме того, по правилу расположения кас
кадов в принципиальной схеме входная цепь, как первый элемент при
емника, должна быть самым левым элементом в се первом (верхнем)
ряду.
В приемнике «ВЭФ-202:. имеется 7 поддиапазонов: первые пять от
но~ятся к декаметровому диапазону волн, шестой - к гектометровому
(СВ) и седьмой - к километровому (ДВ) диапазонам. Поскольку схемы
колебательных контуров входной цепи и гетеродина для первых четырех
поддиапазонов идентичны, то на рис. 14-5 с целью упрощения показаны
контуры первого (25 м), пятого (52-75 м), шестого (СВ) и седьмого (ДВ)
поддиапазонов. Переключатель поддиапазонов в приемнике - барабан
ного типа. Катушки и друrие смежные злементы каждого поддиапазона
расположены на отдельной плате, имеющей серебряиые контакты. Они
изображены для первого поддиапазона (25 м) справа от линии / и слева
от линии 11. С.лева от линии / и справа от линии / / показаны неподвиж
ные пружинные контакты. При фиксированном положении переключа
теля они п.~отно прижимаются к контактам платы, обеспечивая соедине
ние злементов, смонтированных на плате с остальными злементами при
емника. На рис. 14-5 положение контактов переключателя соответствуl!т
включению первого - 25-го метрового поддиапазона. Схема входной
цепи, соответствующая этому положению, показана на рис. 14-6 . Из
рисунка следует, что входная цепь имеет автотрансформаторную связь
с штыревой антенной и трансформаторную СВ$1ЗЬ через катушку связи
Lt со входом первого каскада. Катушка L1 является контурной. Парал
.r~ельно конденсатору перемеююА емкости С9 (С11ин = 9 nФ и С11111 кс =
=т= 365 пФ), с помощью которого настраиваетсв кo.лeбwreльltblit контур,
включен конденсатор С5 емкостью 240 пФ. Конденсаторы С. и С5 умень
шают козффиQнент диапазона колебательного контура 11 предназначены
дJIЯ рас-rяrНШU1ия иастройхи. Максимальное значение эJtВИвапентной
коктурной емкости
с
(Смаке+ С6) Cs (365 +240) 62 57 З ф
з.макс=сll8КС+С1+Сt = 365+240+62
1П1
а минимальное
(9+240)62
С,. 11ив= 9+240+62 49,б пФ.
Следовательно, согласно формуде (5-50), коэффициент диапазона
колебательного контура первого поддиапазона k11.1 = У 57,3/49,6= 1,08.
Хотя монтажные емкости и емкости антенны несколько уменьшат каэф
фициент диапазона, он будет достаточным, так как граничные частоты
рассматриваемого радиовещательного диапазона соетаВJIЯIОТ 11, 7-
12, 1 МГц ·(k" = 12,1/11,7 = 1,04).
Характерной особенностью схемы приемника является то, что ро
торы блока конденсаторов переменной емкости С3 и С40 (см. рие. 14-5)
соединяю}'Ся с шасси через конденсатор с. достаточно болывой емкости
(0,05 мкФ). Его сопротивление на мкнимальной рабочей частоте прием
ника 150 кГц составляет всего 0,04 Ом. Позтому AJIЯ токов с частотой
сигнала можно считать роторы этих конденсаторов соединенными с шас
си. Необходимость такого включения будет объяснена при разборе схемы
преобразователя частоrы.
111
w
-
...
---
...
~
---
.... [Н
-.
......
н
-i l ---tH
_ll~+
1
1
1
1
1
1"'
v
311
Вн<.>шняя проволочная антенна подключается ко входному колеба·
тrльному контуру через конденсатор С1 емкостью 8,2 пФ. Это обесnечи·
опет малую расстройку колебательного контура внешней антенной даже
при большой длине ее провода.
Контурная катушка и катушка
связи расположены на общем кар
касе с магнитным сердечником, пе
ремещая который можно изменять
индуктивность контурной катушки
и обеспечивать начальную подст
ройку колебательного контура.
Рис. 14-6.
Для второго - пятого nоддиа
пазонов (31, 41, 49 и 52-75 м) схе
ма входной цели о:тается такой же.
Отличие заключается лишь в коли
че:тве и емко:тях добавочных кон
денсаторов, с помощью которых
обеспечивается нужное перекрыти.е
по частоте. В этом легко убедиться,
есди мысленно подключить контакты плат этих поддиаnазонов к неnод·
вижным контактам переключателя с соответствующими номерами.
Иная схема входной цепи применяется на шестом (СВ) и седьмом
(ДВ) поддиаnазонах, nо:кольку в них используется магнитная (ферри·
товая) антенна МА. Ее элементы - катушки 1..11
-
1.. 15 , намотанные
11а общем ферритовом сердечнике, показаны в нижнем лево." углу схемы.
Они изображены между по.цвижными контактами плат двух последних
поддиапазонов с целью более плотного построения схемы (использова·
иия свободного места).
Подсоединив. подвижные контакты платы .седьмого поддиапаэона
(ДВ) к неподвижным контактам переключателя поддиапазонов с соот
ветствующими номерами, получим
схему ВЦ, изображенную на рис,
14-7 . Катушка 1..15 является контур- А
ной. Параллельно ей подключены
конденсатор переменной емкости С3 с.,
и подстроечныА конденсатор С18
(5-20 пФ). При средней емкости
подстроечного конденсатора (13 пФ)
КО9ффициент диапазона контура
k-
- ./365+13
JГJI 9+13 4,1.
За счет монтажной емкости и
емкости катушки он будет немного
меньше, но обеспечит работу в тре·
буемом диапазоне частот 150-
408 кГц.
Катушка La является катуш
кой связи контура ВЦ со входом
первого каскада, который подклю
чается к неА через конденсатор С47 •
1
1
н,
К n~plllM!J
lt4ClttU!J
"
1
s
1
,
'
Рис. 14-7.
с"
с"I
Внешняя проволочная антен
на соединяется через резистор R1
с катушкой 1..11 • Она индуктивно связана через общий магнитный сер·
дечник с контурной !{атушкой 1..15 • Таким образом, при работе с внеш·
314
ней антенной входная цепь выполнена по схеме с индуктивной связью
с антенной. Резистор R1 (6,8 кОм) служит для ослабления связи с внеш
ней антенной, поскольку ее действующая высота гораздо больше, чем
у магнитной антенны. Это необходимо потому, •по в диапазонах гекто
метровых и особенно километровых волн уровень внешних атмосферных
и промышленных помех весьма высок.
Схема входной цепи для шестого диапазона (СВ) соответствует
рис. 14-7 .
Выходной сигнал входной цепи на всех поддиапазонах через раз
дедительный конденсатор С47 (0,01 мкФ) подводится к базе транзистора
Т1 первого каскада приемника, выполненного по схеме с общим эмит
тером (см. рис. 14-5). Этот транзистор (типа П423) является высокоча·
стотным. В его коллекторной цепи включен нагрузочный резистор R18
с очень малым сопротивлением (270 Ом). Последовательный контур, со·
стоящий из конденсатора С49 и катушки индуктивности L~0 • включен
для токов высокой частоты между коллектором и эмиттером транзи
стора Т1 через конденсаторы С45 и С48 достаточно большой емкости
(0,05 мкФ). На резонансной частоте его сопротивление весьма мало
и он шунтирует нагрузочный ре31!стор R18• Настраивая этот контур на
промежуточную частоту приемника, можно в значительной степени
повысить ослабление сигналов, частоты которых близки к промежуточ
ной частоте. Таким образом, этот контур является фильтром, подавляю·
щим прием сигналов на частотах, близких к промежуточной.
Своеобразна схема питания коллектора транзистора Т1 . Напряже
ние на коллектор подводится с эмиттерного резистора R44 транзистора
Т8 и составляет всеrо 1,45 В. При столь низком коллекторном напряже
нии проводимость прямой передачи транзистора существенно зависит
от коллекторного напряжения. Регулируя его системой АРУ, можно
изменять усиление каскада. О способе этой регулировки будет сказано
дальше. При указанном коллекторном напряжении проводимость пря·
мой передачи транзистора составляет около 18-20 мСм. Поэтому сог·
ласно формуле (7-46) коэффициент усиления каскада во всех поддиапа
зоиах приемника Ко....рс ~ (18 + 20)-10"1'·270 = 4,8 + 5,4, что при•
мерно равно устойчивому усилению транзистора на макси·
мальной частоте сигнала (в первом поддиапазоне она составит 12,1
МГц).
Таким образом, каскад с транзистором Т1 является резисторным
усилителем радиосигнала. Выходной сигнал этого каскада через раз
делительный конденсатор С50 подводится к базе транзистора Т2 (типа
П423), который включен по схеме с общим эмиттером. В его коллектор
ной цепи стоит ФСИ, состоящий из четырех связанных колебательных
контуров, настроенных на фиксированную частоту. Такая нагрузка
характерна для преобразователя частоты. Нижний конец эмиттерного
резистора R20 через конденсатор С45 соединен с шасси. Левый полюс
эмиттерного конденсатора С51 через контакт 10 переключателя поддиапа
зонов и катушку L16 (в первом поддиапазоне) соединяется с нижним кон·
цом эмиттерного резистора. Подобным образом включается катушка
связи с гетеродинным колебательным контуром в преобразователяJ!i
частоты (см. рис. 9-9). Действительно, катушка L18 (см. рис. 14-5) ин·
дуктивно связана с катушкой L1 ., , имеющей отвод от сре дн ей то чк и, ко·
торая через контакт 15 переключателя поддиапазонов, конденсатор
С39 (1000 пФ) и резистор R5 (27 Ом) соединена с эмиттером транзистора
Т5 • Концы катушки L17 через контакты переключателя 11 и 14 подклю
чаются к последовате.1ьно подключенным конденсаторам (С41 + С42),
Сб!J и (С18 + С40). Конденсатор С40 является переменным, входящим
315
в блок, с помощью которого перестраиваются колебательные контуры
входной цепи. Кроме того, через контакт переключателя поддиапазонов
11 и резистор R12 верхний конец катушки L17 подключается к отрица
тельному полюсу источника коллекторного напряжения, а ее нижний
конец через контакт 14 и резистор R4 (75 Ом) - к коллектору транзи
стора Т5 , что обеспечивает подачу напряжения питания на коллектор.
База транзистора Т5 через конденсаторы С44 (0,05 мкФ), С41 (0,05 мкФ)
и С42 (10 мкФ) по переменным токам соединяется с верхним концом ка
тушки L17 , т. е. одним полюсом колебательного контура. Другой полюс
колебательного контура, как указывалось ранее, через контакты 14
и резистор R4 соединяется с коллектором.
Таким образом, имеется характерное для гетеродинов трехточечное
включение колебательного контура к электродам транзистора. Следо
вательно, транзистор Т5 и колебательныА контур L17 С41 с.2 С18 С88 и С40
образуют гетеродин. Гетеродинное напряжение через катушку связи
L18 вводится в цепь эмиттера транзистора Т2 , которыА используется
в схеме преобразователя частоты.
Благодаря большой емкости конденсаторы С41 11 С41 практически
не влияют на диапазонные свойства контура гетеродина. Эти свойства
определяют конденсаторы С18 , С88 и С40 • Соответствующим подбором ем
кости конденсатора С88 и индуктивности L17 (путем регулировки подвиж
ным сердечником) устанавливаются необходимые граничные частоты
колебательного контура и обеспечивается сопряжение настройки ко11-
тура гетеродина в соответствии с рис. 9-13, а.
Как уже отмечалось в§ 9-2 и 9-3, при работе приемника в диапазоне
декаметровых волн необходимо принимать меры к повышению стабиль
ности частоты и напряжения гетеродина, а также положения рабочей
точки преобразователя частоты. С этоА целью коллекторные токи тран
зисторов Т2 и Т5 стабилизируются с помощью специального каскада,
собранного на транзисторе Т8• Коллекторные токи транзисторов Т2 и
Т5 протекают через транзистор Т8 и через резисторы R8 , R14 и R13 по
ступают к положительному полюсу источника питания.
В цепи база - эмиттер транзистора Т0 включен полупроводниковый
диод Д1 • Он подключен к источнику питания через резисторы R39 , R11 ,
R14 и R13• Сопротивление резистора R11 значительно больше других и
именно оно в основном определяет режим работы диода Д1 •
При понижении напряжения источника питания уменьшается ток
через диод, его рабочая точка смещается влево, а внутреннее сопротив
ление возрастает. Благодаря этому увеличивается падение напряжения
Е11. на диоде. Это напряжение отрицательным потенциалом приложено
к базе, а положительным - к эмиттеру транзистора Т6• За счет увели
чения напряжения Ев. транзистор Т8 открывается и его внутреннее со
противление уменьшается. Падение напряжения на транзисторе Т8
также уменьшается, что приводит к некоторому увеличению падения
напряжения на транзисторах Т2 и Т5 • При повышении напряжения ис
точника питания происходит обратное явление. Таким образом, вклю
чение транзистора Т8 в эмиттерные цепи транзисторов Т2 и Т5 приводит
к стабилизации их коллекторного напряжения, а следовательно, и ре
жима работы.
Если при изменении температуры увеличится коллекторный ток
транзисторов Т2 и Т5 , то увеличится падение напряжения на резисторе
R8 , которое через диод Д1 в положительной полярности подводится
к базе транзистора Т6 • Это вызовет смещение его рабочей точки так,
что увеличится внутреннее сопротивление транзистора, что будет пре
пятствовать возрастанию коллект::рнь;х токов транзисторов Т2 и Т5•
316
Обратный проце.:с произойдет при уменьшении их коллекторных токов.
Следовательно, наличие_ транзистора Т6 стабилизирует колJ1екторные
токи гетеродина и преооразователя частоты.
Эмиттерный ток транзистора Т6 , проте~ая через резистор R13 , соз
дает стабиJ1ьное напряжение между базои транзистора Т1 и шасси.
Это способствует лучшей регулировке усиленин первого каскада систе
мой АРУ.
Выходное напряжение преобразовате.1я частоты через катушку
связи L35 подводится на вход транзистора Т3 • В его коллекторную цепь
включены два колебательных контура L36C63 и L37C65 , имекщие внеш
неемкостную связь через конденсатор С64 • Настройка этих ко:1ебатель
ных контуров фиксированная. Все это указывает на то, что этот тран
зистор используется в каскаде усиления напряжения промежуточной
частоты. Транзистор включен по схеме с общим эмиттером. Через ка
тушку связи L38 выходное напряжение рассмотренного каскада под
водится ко входу транзистора Т4 , также включенного по схеме с общим
эмиттером. В его ко.1.1екторную цепь вкюочен контур L39C68 с фиксиро
ванной настройкой, что также соответствует каскаду усилите.1я напря
жения промежуточной частоты. С помощью катушки связи L40 выход
ное напряжение данного каскада подводится к последоватеJ1ьному
диодному детектору. Он состоит из диода Д2 и нагрузочной цепочки
R47 C70 • Переменное напряжение детектора через фильтр R29 C71 , разде
лительный конденсатор С85 и резистор R49 подводится к ручному регу
лятору громкости R30 , а от него через цепочку C72 R46 на вход низ1юча
стотного транзистора Т7 типа МП41. Последний включен по схеме с об
щим эмиттером и в коллекторной цепи имеет нагрузочный резистор R34 •
Следовательно, данный каскад является резисторным усилителем и
первым усилительным каскадом в низкочастотном тракте. Параллельно
нагрузочному резистору R34 включена цепочка, состоящая из последо
вательно соединенных конденсатора С75 и резистора Rзв с регу.rтируемым
сопротивлением. Такая цепочка используется в качестве ручного регу
.1ятора верхней граничной частоты низкочастотного тракта, т. е. в ка
честве ручного регулятора тембра.
Выходное напряжение каскада, выполненного на транзисторе Т7 ,
непосредственно (без разделительного конденсатора) подводится ко вхо
ду транзистора Т8 типа МП41, включенного по схеме с общим эмиттером.
В его коллекторную цепь включен низкочастотный трансформатор,
вторичная обмотка которого имеет среднюю точку, соединенную с шасси
через резистор R40 с малым сопротивлением (75 Ом). Такое соединение
характерно для инверсного каскада усилителя напряжения модулирую
щей частоты, стоящего перед выходным двухтактным каскадом прием
ника. Выходной каскад собран на двух низкочастотных транзисторах
Т9 и Т10 типа МП41. В коллекторные цепи этих транзисторов включен
выходной трансформатор, ко вторичной обмотке которого подключен
громкоговоритель.
Рассмотрим работу системы АРУ. Выпрямителем этой системы
яв.1яется детектор. Постоянная составляющая выходного напряжения
детектора через фильтр АРУ R28C60 + С61 подводится на базу транзи
стор.а Т3 и регулирует усиление первого каскада усилителя напряжения
промежуточной частоты. Транзистор Т3 , кроме того, используется как
усилитель постоянного тока системы АРУ, выполненный по схеме с об
щим коллектором. Его нагрузкой служит эмиттерный резистор Rн·
Падение напряжения на этом резисторе, как уже указывалось ранее,
используется для питания коллектора транзистора Т1 и f1"гулирует уси
ление первого каскада приемника.
317
Через резистор R21 постоянная составляющая выходного напряже
ния детектора, т. е. управляющее напряжение системы АРУ, подводится
к цепочке R24 R10 н часть его, падающая на резисторе R10 , поступает на
базу транзистора Т4• За счет этого регулируется усиление второго кас·
када усилителя напряжения промежуточной частоты. Таким образом,
система АРУ управляет усилением трех каскадов приемника: усилителя
радиосигнала, выполненного на транзисторе Т1 , и двух каскадов уси·
лителя напряжения промежуточной частоты, работающих на транзи·
сторах Тз и Т4.
Эмиттерный резистор R44 транзистора Тз через резисторы R10 ,
R.,., R21 и R28 последовательно включен с диодом детектора Д2 . При этом
Обозначение 1Емкость,11 Обозначение 1Емкость,~
на схеме
пФ
на схеме
пФ1
-
1
С1
8,2
См
1000
С2, Ces
62
Се,
180
Сз. Сю 9-365 Cfi!• Си, 1000
Съ1• С"
с,
220
Cs, С11•
240
Cr.4• Съв
12
Cts• Са1
Сье
9,1
С1•• Сзо, 68
Сез, Свs•
Сзs• Сса
Сее
390
С1"
4-15
Саа
10
С11• См 5-20
С10
3300
Саз
360
Cn
470
Сзв
43
С11
270
Cs1
82
Обозначение
на схеме
1 С.Опро· 1
тивле·
нце. Ом
Обозначение
на схеме
Ri. R40
75
R1
Rs
27
R,
Re, R4s
390
Ra. R27• Ra&
Rв. Rit
220
R,
R1e
820
Rs, Ria
R1e
270
R11
R1c• R•• Rэs. Rсэ
560
R1•• Rз1
R'!ftl
180
R11• Rte
Ra1
47
Ri~· R17
Rэо
120 R111• R"в, Rм
R11
5
R1e
R4s
68
Rи
318
Таблица 14-1
Обозначение
на схеме
С47, Cet• Сев•
С7в• С7в
Cat• С11• С44,
с4•• c4R
C&t• C&"J, С88,
Св1• Снз
Сее, С74, С1е• Саъ
с.,
Сс2• С11
С71
с80
Се1• См
Емкость,
мкФ
0,01
0,05
0,05
20
0,3
10
0,22
50
500
Таблица 14-2
1Сопро-~ Обоэна-1 Сопро
тив.11е- чение на т11вле-
иие, кО схеме ю1~. кОм
6,8
Ra
1,5
2,2
Rso ню
2,7
Ru.
1,8
8,8
2.4
R.ав
3,9
22
8,2
1,0
5,1
10
15
27
отрицательный потенциал напряжения, выделяющегося на резисторе
R44 , подключается к аноду, а положительный - к катоду диода. За счет
этого детектор работает с задержкой и АРУ приемника является задер
жанной (см. рис. 11-6). Режим диода Д2 подобран так, что напряжение
задержки не вносит больших искажений в работу детектора.
На основании проведенного разбора принципиальной схемы при·
емника формулу его структурной схемы можно записать так: 1-П-2-Д-3.
Основные характеристики каскадов и всего приемника определя·
ются при решении задач, приведенных в конце данной главы.
Емкости конденсаторов и сопротивления резисторов приемника при·
ведены в таб.1. 14-1 и 14 -2 .
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ ДЛЯ ПОВТОРЕНИЯ
1. Что такое принципиальная схема приемника?
2. Каковы основные цепи каскадов приемников? Определите ваз·
начен'*! каждой из них.
3. Какие каскады приемника называются смежными?
4. Каковы условия выполнения соединительных цепей между
смежными каскадами?
5. Нарисуйте объединенную схему вхоАной цепи и каскада уси·
лителя радиосигнала. В чем отличие соединительных цепей между этими
элементами при различных схемах входных цепей?
6. Каковы особенности соединения двух смежных каскадов высо
кочастотного тракта приемника?
7. Каковы особенности соединительных цепей между каскадами
при регулировке их усиления системой АРУ?
8. Как осуществляется переключение поддиапазонов в современ·
ных приемниках?
9. Каковы основные задачи чтения принципиальной схемы прием·
ни ка?
10. По каким признакам с помощью принципиальной схемы можно
определить назначение каскада? Сформулируйте их для каждого ка·
скада приемника.
11. Как, пользуясь принципиальной схемой приемника, можно
опреАелить основные характеристики каскадов?
12. Можно ли на основании принципиальной схемы ориентироВО'lио
определить параметры самого приемника? Каков путь решения этой
задачи?
ЗАДАЧИ
14-1 . Определите ориентировочно полосу пропускания, осла6ление
при расстройке 10 кГц и коэффициент прямоугольности при ослаблении
10 преобразователя частоты приемника, собранного по схеме, изобра·
женной на рис. 14-5, полагая эквивалентное затухание его контуров рав·
ным 0,01 и промежуточную частоту равной 465 кГц.
От в е т: П ::::::: 9,3 кГц, d10 ::::::: 31,4 дБ, Кп~о ::::::: 1,5.
14-2 . Определите ослабление, создаваемое первым и вторым каска
Аами усилителя напряжения промежуточной частоты приемника (см.
319
рис. 14-5) при расстроflке 1О •<Гц, полагая исходные данные такими же,
t<ак в примере 14-1 .
Ответ:d1= 9,25;d11= 4,3.
14-3 . Каково общее ос:.~абление, создаваемое в тракте промежуто 1 1-
ной частоты приемника (см. рис. 14-5) при расстройке 10 кГц.
Ответ:d~1470(63,4дБ).
14-4 . Определите наибольшие возможные коэффициенты усиления
nервого и второго каскадов усилителя напряжения промежуточноii
частоты приемника (см. рис. 14-5), полагая ток коллектора равным 1 мА
и напряжение на коллекторе равным 5 В. Параметры транзистора П422
соответствуют параметрам транзистора П402.
Ответ:Ко1=8,8; К02=17,6.
14-5 . Определите возможный коэффициент преобразования преоб
разовате.1я частоты приемника (см. рис. 14-5) с учетом исходных данных
примеров 14-1 и 14-4 . Параметры транзистора П423 соответствуют пара
метрам транзистора П403.
Ответ:16.
14-6 . Определите чувствительность приемника (см. рис. 14-5), есл11
отношение сигнал/шум на входе детектора равно 5, действующее значе
ние напряжения шума на входе детектора равно 0,05 S. коэффициент
передачи входной цепи равен 0,25? При решении задачи использовать
данные§ 14-5 и задач 14-4 и 14-5 .
Ответ:82мкВ.
14-7 . Определите минимально возможное ослабление по зеркаль
ному каналу для первого поддиапазона приемника (см. рис. 14-5), При
решении задачи использовать материалы § 14-5, полагая эквивалентное
затухание контура входной цепи равным 0,01.
Ответ: 17,5 дБ.
rnА1АtS
НАЛАЖИВАНИЕ ПРИЕМНИКА
15-1 . АППАРАТУРА ДЛЯ НАЛАЖИВАНИЯ ПРИЕМНИКОВ
После монтажа и сборки приступают к налаживанию приемника,
необходимому для обеспечения его работоспособности и заданных
параметров и характеристик. Основными этапами этой работы явля
ются: 1) проверка правильности монтажа; 2) проверка и подгонка
режима работы электронных приборов; 3) проверка работоспособ
ности и обеспечение основных характеристик и параметров каскадов
в соответствии с требуемыми значениями; 4) проверка работоспособ
ности регулировок и доведение их характеристик и параметров до
требуемых значений.
При правильном выполнении указанных операций основные
параметры приемника, как правило, удовлетворяют заданным (или
расчетным) значениям.
Налаживание приемника рациональнее начинать с выходного
каскада, переходя затем поочередно к предыдущим каскадам. Это
позволяет выполнить работу при минимальном количестве наиболее
простых измерительных приборов. Кроме того, такая последователь
ность работы исключает необходимость повторных налаживаний каска
дов.
320
При налаживании каскадов и приемнJtка в. цел.ом .применяют
следующие измерительные приборы:
1) высокоомный вольтметр д.~я измерения постоянного напря
жения с входным сопротивлением не менее 5-20 кОм/В и пределами
измерений 0-1, 0-IO, 0-100, 0-500 В;
2) миллиамперметр постоянного тока с пределами измерен11й
0-10 и 0-100 мА;
3) измеритель сопротивлений с пределом измерений до 1000 Ом,
100 кОм и 10 МОм.
Вместо этих трех приборов может использоваться один, позво
ляющий измерять напряжения, токи и сопротив.'!ения (например,
тt1па Ц-4313). Такие приборы называют сокращенно авометрами
(амперметр, вольтметр, омметр);
4) во.1ьтметр для измерения переменных напряжений с часто
тами до 5-10 кГц (типа ИВ-4 - измеритель выхода);
5) ламповый мил.1ивольтметр с пределами измерений 0-20,
0-100 мВ (типа ВЗ-14) и .'lамповый вольтметр с пределом измерений
0-10 В (например ВК7-9 или ВК7-15);
6) звуковой генератор (типа 3Г-10);
7) генератор стандартных сигналов (ГСС), рабочий диапазон
которого перекрывает диапазон рабочих частот приемника (типа Г4-18);
8) испытатель ламп и транзисторов (типа ИЛ-14);
9) электронный осциллограф (типа Cl-49) с приставкой для на
блюдения кривых избирательности (типа РК-2);
10) измеритель нелинейных искажений (типа ИНИ).
Вместо заводских измерительных приборов могут применяться
самодел ы 1ые.
Правильность монтажа схемы контролируется путем проверки
соответствия всех соединений принципиальной схеме. Если монтаж
выполняется печатным способом, то проверяется правильность пайки
навесных элементов в соответствующие гнезда платы и правильность
присоединения лепестков или 1<онтактов соединитедьных разъемов,
с помощью которых данная плата включается в общую схему. В про
цессе этой работы провёряется также сООтвеtсtвие паспортных зна
чений сопротивлений резисторов и емкостей конденсаторов их номи
нальным значениям, указанным на схеме.
Особое внимание обращается на обнаружение ошибок монтажа,
которые могут привести к короткому замыканию источника питания.
Это особенно важно в транзисторных приемниках, так как в них, как
правило, не ставится плавких предохранителей в цепь источника,
а мощность источников питания (батарей) крайне ограничена. .
В приемниках, питающихся от сети, также проверяется правиль
ность монтажа выпрямителя. При этом жt>лательно проверить исправ-
1юсть силового трансформатора. Для этого вынимают предохранитель
в цепи выпрям.~енного тока и включают трансформатор в сеть. Если
через 30-40 мин температура трансформатора не превысит 30-50° С,
то можно считать, что он не имеет короткозамкнутых витков, а изо
ляция его обмоток нормальная.
Проверяя правильность выполнения схемы, следует обращать
внимание на качество паек. П.1охне пайки, как правило, приводят
к нарушению работоспособности каскадов, а следовательно, и всего
приемника.
Поскольку низкочастотные цели не рассматривались в книге,
то в данной главе не описывается их налаживание. Этому вопросу
посвящены пособия по усилителям низких частот.
321
tS-2. ПРАВИЛА ИЗМЕРЕНИЯ НАПРIНСЕНИА, ТОКОВ
И СОПРОТИВЛЕНИИ В ЦЕПЯХ РАДИОПРИЕМНИКОВ
Вольтметр и амперметр имеют собственное внутреннее сопро
тиВJiение Rv и RA. Поэтому при поJ1ьзовании ими необходимо пра
вильно определять погрешности, могущие возникнуть при измере
ниях. На шкале приборов имеется специальный цифровой указатель
класса прибора (0,5; 1,0; 2,0; 5,0), определякщий максимальную по
грешность его показаний. Цифра указателя показывает погрешность
показаний прибора в процентах от максимального значения измеряе
мой величины на данной шкале. Если вольтметр класса 1,0 имеет
шкалу 0-10 В, то его максимальная погрешность измерений на этой
шкале составляет 1% от 10 В, т. е. 0,1 В. Для миллиамперметра класса
0,5 со шкалой 0-100 мА она будет 0,5 мА.
Отсчет показаний по шкале прибора принято производить с точ-
ностью до 0,5 деления шкалы. Как правило, эта ве.'lичина близка
и/
"
Rin
+
11""
Еио
___ _ _,.__+-1~-i
-
Рис. 15-1 .
к максимальной погрешности при
бора и не имеет смысла отсчиты
вать показания по шкале с боль
шей точностью, ибо они не будут
Rt/I достоверны. Например, пусть шкала
миллиамперметра класса 0,5 с пре
деJюм измерений 0-10 мА имеет
100 делений. Цена одного деления
его шкалы соответствует \0/100=
= 0,1 мА, а максимальная погреш
ность 0,05 мА. Следовате.1ьно, 0,5
деления шкалы равны макси
мальной погрешности измерения.
Измерение напряжений. Оценим погрешности измерения напря-
жений. на электродах транзистора каскада резонансного усилителя,
собранноrо по схеме, изображенной на рис. 4-1, если параметры схемы
соответствуют примеру 6-7, а вольтметр класса 1,0 имеет шкалу 0-10 В
и внутреннее сопротивление 1 кОм. Внутреннее сопротивление источ
ника питания и сопротивление контурной катушки для постоянных
токов считаем равными нулю. Максимальная погрешность измерения
у выбранного вольтметра согласно сказанному ранее равна 0,1 В.
Поэтому результаты измерения следует записывать, округляя их
до десятых долей вольта.
При выбранной рабочей точке транзистора (Ек = -5 В и lк =
= 1 мА) его внутреннее сопротивление постоянному току на участке
коллектор-эмиттер согласно закону Ома Rin = 5/10-8 = 5· 109 Ом.
Поэтому для постоянного тока схему, изображенную на рис. 4-1, можно
представить рис. 15-1 . Согласно закону Ома напряжение на резисторе
Rб (напряжение между базой и шасси)
,
R(i(Eк0 -URФ) 6,2°108(9-1)
Vб = Rб+Rб
(6,2+9,1) 109 = 3•2 В.
Напряжение на эмиттерном резисторе (между эмиттером и шасси)
U3 = l3R3 = R31као= 10-· •3 ·103 •0,98 = 3В; напряжениемеждуКОЛ•
лектором и шасси Uк=Ек+U9 = 5+3= 8 В.
Включим вольтметр между базой транэ-истора и шасси для изме
рения напряжениg U(,. Он покажет 0,7 В, хотя соrласно сделаю1ым
322
ранее расчетам напряжение между указанными точками должно быть
равно 3,2 В. Причину этого расхождения легко выяснить, ес.1и на
рис. 15-1 между базой и шасси мысленно включить внутреннее сопро
тивление вольтметра. В этом случае сопротивление между базой и шасси
Rf;Rv
6,2. lОЗ. lОз
Rб= Rf;+Rv = (6,2+ 1) IОЗ = 860 Ом.
Следоваrе.1ыю, если пренебречь изменением падения напряжения
на сопротивлении фильтра при подключении воJ1ыметра, то согласно
закону Ома напряжение на вольтметре
R6
860 (9-1)
Uб = R6 +Rб (Еко-URФ) = 860+9100 = О, 7 В,
что соответствует его показанию.
Погрешность измерения в данном случае составляет
Uf;-U6
3,2- 0,7
U' 100%= З2 100%=80%,
б
'
что недопустимо.
Е~ли вольтметр имел бы внутреннее сопротивление, равное
100 кОм, его показание. для рассматриваемого случая было бы равно
3, 1 В, а погрешность измерения составляла бы 3,2%. Следовательно,
чем больше внутреннее сопротимение вольтметра, тем
меньшей погрешностью измерений он обладает.
Сказанное позволяет сде.11ать вывод о том, что за
счет ВЩJтреннего сопротшмен.ш вальтметра его показа
ния всегда будут меньше истиюшго напряжения, имею
щегося на том резисторе, параллельно которому он
подключается.
Для определения условий выбора внутреннего соп
ротивления вольтметра воспользуемся рис. 15-2 . Здесь
R - резистор, на котором необходимо измерить напря
n
~
Рис. 15-2 .
жение. Будем полагать, что подключение вольтметра незначительно
изменяет ток / в цепи, в которую включен резистор R. Тогда паде
ние напряжения на резисторе при отключенном вольтметре U = 1R.
При вКJJюченном вольтметре падение напряжения на резисторе и
вольтметре
Относителы~ая погрешность при измерении напряжения составляет
U-U'
R
-и-= Ьv= R+Rv'
Отсюда при заданной погрешности измерения внутреннее соnро
тив.1ение вольтметра до.1жно быть
(15-1)
323
Пример 15-1 . Каково должно быть внутреннее сопротивление
1ю.'1t..1ме·1ра, чтобы при измерении напряжения между ко.1лектором
11 шасси в схемах, изображенных на рис. 4-1 и 15-1, погрешность изме
рений не превыша.1а 0,04 (4% )?
Из рис. 15-1 следует, что для постоянного тока между кол.1ек
тором и шасси последовате.1ьно вк.11ючены сопротивдения R;n и R 3 ,
т. е. резистор с сопротивлением R = 5000 + 3000 = 8000 Ом. Со
г.1асно формуле (15-1) Rv ~ 8000 (1/0,04-1) = 192· 10 3 = 192 кОм.
Данные этого примера показывают, что для измерения напря
жений на электродах транзисторов необходимо использовать вольт
метры с внутренним сопротивлением не менее 200 кОм.
Внутренние сопротивления транзисторов на участках баз - эмит
тер и б1ва - ко.мектор гораздо больше, чем сопротивление между кол
лектором и эмиттером [13]. Поэтому д.'!я непосредственного 11змере-
1111я шшряжений между э.1ектродами база - эмиттер 11 база
-
ко:тектор
необходимы вольтметры с внутренним сопротивлением более 1-5 МОм.
При на.1ичии вольтметров с внутренним сопротивлением, равным
сотням киJюом, эти измерения выпо.7111яют косвенно. С помощью во.1ьт
мстра измеряют напряжения в точках база - шасси (И(,), ко;1,1ектор
-
шасси (И.) и эмиттер - шасси (И 8 ). На основании этих измерений, по..1ь
зуясь формулами
(15-2)
вычисляют междуэлектродпые напряжения транзистора.
Измерение токов. Амперметры и миллиамперметры включаются
в uе11ь измеряемого тока последовательно (в разрыв цепи). При этом
сопротив.1ение участка цепи, в котором измеряется ток, увеличива·
ется за счет внутреннего сопротивления прибора. Поэтому ток в цепи
уменьшается ·и измерения тока, проводимые с помощью указанных
приборов, получаются с погрешностью. Если сопротивление участка
цепи равно R. то можно показать, что внутреннее сопротивление при
бора до.1жно быть
(15-3)
rде Ь 1 - допустимая относительная погрешность измерения.
Пример 15-2 . Определить максимально допустимое внутреннее
сопрогивление миллиамперметра, с помощью которого можно изме
рить эмиттерный ток транзистора в схемах, изображенных на рис. 4-1
или 15-1. Миллиамперметр включается в разрыв цепи (в точке а на
рис. 15-1). Разрывать цепь и включать миллиамперметр следует, есте
ственно, при выключенном источнике питания каскада. Допустимая
относительная погрешность измерений 0,04 (4% ).
Согласно рис. 15-1 в цепи измеряемого тока по:ледовате.11ьно
включены сопротивления RФ• R;п и R3 • Результирующее сопротив
ление составляет 620 + 5uuo + 3000 = 8620 Ом. Следовательно,
сог.1асно формуле (15-3) RA ~ О,04·8620 = 345 Ом.
При налаживании приемников не всегда представляется возмож
ным разрывать цепь для включения миллиамперметра. Поэтому ток
в цепи можно измерить косвенно с помощью вольтметра, если в этой
цепи вк.1ючен резистор с известным сопротивлением R. Для этого
11аралле.11ьно резистору включают во.1ьтметр и измеряют падение
напряжения на резисторе ИR: По измеренному напряжению на осно-
324
вании закона Ома вычисляют протекающиА в цепи ток. Внутреннее
сопротивление вольтметра должно удов.1етворять неравенrтву (15-1 ).
Примеr 15-З. Определить эмиттерный ток в схеме, нзображенноi'1
на рис. 4- , если на эмиттерном резисторе с сопротивлением 3000 Ом
измерено напряжение 3 В.
Согласно закону Ома /3 = ИR/R = 3/3000 = 10-3 А.
Измерение сопротивлений производится спе11иальными измери
тельными приборами. В них используются последоватrльно включен
ные: источник напряжения, миллиамперметр, магазин сопротив.1е
ний иди резистор с градуированным переменным сопротивлением.
В эту же цепь включается резистор, сопротивление которого надо
измерить. Ток в получившеi!ся измерительноi! цепи зависит от ее
полного сопротивления. Поэтому шкалу миллиамперметра можно
проградуировать непосредственно в единицах сопротивления (омы,
килоомы, мегаомы). При подобном методе измерений через измеряе-
111ыi! резистор протекает ток. Поэтому при выполнении измерений
непосредственно в схеме приемника необходимо выключать его источ
ник питания. Кроме того, следует обращать внимание на то, чтобы
параллельно измеряемому резистору не были подключены цепи, спо
собные проводить постоянный ток.
Пример 15-4 . Определить сопротивление резистора Rб.п в схеме,
11зображенно/:1 на рис. 9-5, если при подключении к нему измерите.'lя
сопротивлений последний показал сопротивление Rиз = 3900 Ом.
Известно, что сопротивления резисторов Rб.г = R~б. = 9100 Ом, а
сопротивление резистора Rб.r = 4700 Ом.
Согласно рисунку параллельно резистору Rб.п включена цепочка
из последовательно соединенных резисторов Rб.п• Rб.r и Rб.r· Их
суммарное сопротивление R = 9100 + 9100 + 4700 = 22 900 Ом. Со
гласно формуле, определяющей результирующее сопротивление Rиэ
двух параллельно включенных резисторов Rб.п и R, получаем:
R'
-
RизR - 3900 . 22 900 4700 Ом.
б. п- R-Rиз - 22 900 -3900
Измерение индуктивностей и собственного затухания контурных
катушек выполняют с помощью специальных приборов. При отсут
ствии их это можно сде.'!ать
с помощью ГСС и лампового
вольтметра, соединив их по
схеме, показа нноi! на рис.
15-3 . Емкость конденсатора С
выбирают примерно равной
эквивалентной емкости коле-
бательного контура, в кото-
Рис. t 5-3.
рыi! будет поставлена ка-
тушка. Эта емкость должна быть определена с погрешностью не
более 15%. Сопротивление резистора R должно в 30-40 раз превы
шать эквивалентное сопротивление контура LC. Для определения
эквивалентного сопротивления контура используют формулу (4-20),
выбирая значение fJ в соответствии с типом катушки и качеством ее
выполнения (от 0,01 до 0,02). На выходе ГСС устанавливают наи
большее выходное напряжение. В ламповом вольтметре используют
шкалу с наименьшим пределом измерения (с наибольшей чувствитель
ностью). Перестраивая ГСС вблизи собственной частоты контура f0
325
(6-60), определяют ее значение по максимальному показанию вольт
метра. Затем определяют частоты (f1 и f2), при которых показания
вольтметра составляют 0,71 максимального значения. После этого по
измеренной частоте /0 и известной емкости конденсатора С находят
по формуле (6-60) индуктивность катушки. Ее собственное затуха-
ние согласно выражению (4-28) б = ''(/1 •
'1 5-3. ПРОВЕРКА и подrОНКА РЕЖИМА
ЭЯЕКТРОННЫХ ПРИ&ОРОВ
Проверку электронных приборов, как правило, осуществляют
на специальных приборах - тестерах. Основная проверка заключается
в измерении проводимости прямой передачи (крутизны) в типовом
режиме.
После проверки правильности монтажа к приемнику подключают
источник питания. По истечении 2-5 мни, необходимых для про
грева всех злемеятов приемника, измеряют напряжения на электродах
электронных приборов по методикам, описанным в§ 15-2 . Если в отдель
ных каскадах оС5наружено несоотве'l'Ствие измеренных напряжений
расчетным значениям, то за счет смены резисторов, определяющих
зти напряжения, осуществляют их подгонку. Вначале подгоняют
базовое напряжение, так как оно наиболее сильно влияет на рабочий
~·ежим, а затем коллекторное. Для увеличения отрицательного напря
жения на базе следует уменьшать сопротивление резистора Rб· Сни
жать напряжение на коллекторе удобнее всего увеличением сопро
тивления резистора фильтра. В ламповых каскадах подгонку режима
начинают с регулировки напряжения смещения, а заканчивают напря
жением на аноде. Увеличение смещения на сетке достигают повыше
нием сопротивления катодного резистора. Для снижения экранного
напряжения следует увеличить сопротивление резистора Rg2, а для
снижения анодного напряжения - повысить сопротивление резистора
фильтра.
Проверку и подгонку режима удобнее начинать с выходного кас•
када, так как он потребляет наибольший ток от источника питания.
Изменение этого тока может повлиять на режимы работы электронных
приборов других каскадов.' Затем подгоняют режим остальных каска
дов, переходя от последующих к предЫдущим. Особе внимание сле
дует обратить на точность обеспечения режима электронных прибо
ров нелинейных каскадов: преобразователя частоты, гетеродина и
ограничителя амплитуды. Подгонка режимов электронных приборов
в усилительных (линейных) каскадах допустима с погрешностью
5-10%, а в нелинейных 4-6%.
Следует отметить, что перед установкой деталей (катушек индук
тивности конденсаторов, резисторов) необходимо проверять соответ
ствие их параметров требуемым значениям. Это в значительной сте
пени упростит и облегчит налаживание приемника.
'1 5-4. НАЯАЖИВАНИЕ ДЕТЕКТОРА АМС
В диодном детекторе АМС нет питающих напряжений и настраи
ваемых элементов. Поэтому он, как правило, не нуждается в нала
живании, если параметры диода и нагрузки соответствуют расчет
ным значениям с погрешностью не более 10-20%.
326
t5·5. НАЛАЖИВАНИЕ УС-ИЛИТЕJНI КАПРIНСЕНМI
ПРОМЕЖУТОЧНОR ЧАСТОТЫ
Налаживание усилителя напряжения промежуточной частоты
заключается в настройке его резонансных систем и проверке устой
чивости работы. Рассмотрим выполнение этих работ применительно
к различным типам каскадов. Начинать налаживание следует с по
следнего каскада и заканчивать первым. Поскольку система АРУ
изменяет усиление регулируемых каскадов, то перед настройкой высо
кочастотных каскадов следует выключить эту систему. Наиболее
просто это делается замыканием накоротко конденсатора фильтра АРУ.
1. В резисторном каскаде нагрузкой служит активное сопротив
ление. При правильном выборе нагрузочного резистора этот каскад
обычно не _~ебует дополнительной настройки. Проверке подлежит
только коэффициент усиления на промежуточной частоте. Для этого
на выход каскада подключают ламповый вольтметр, а на вход - гене
ратор стандартных сигналов. При этом необходимо учитывать, что
выходное сопротивление ГСС активное и составляет 50-100 Ом. Не
по~редственное подключение выхода ГСС к базе транзистора (см.
рис. 7-8) очень сильно зашунтирует по постоянному току резистор Rб
и нарушит рабочий режим транзистора, который практически закро
ется напряжением, выделяемым на эмиттерном резисторе. Поэтому
в данном случае необходимо подключать выход ГСС через конденса
тор. Этот кон.в;енсатор вместе с входным сопротивлением каскада обра
зует делитель напряжения для выходного сигнала ГСС. Чтобы на кон
денсаторе не создавалось большого падения напряжения сигнала
и он практически весь подводился бы ко входу каскада, емкостное
сопротИВJJение конденсатора на частоте сигнала должно быть в 20-
30 раз меньше входного сопротивления каскада. Далее ГСС настраи
вают на промежуточную частоту приемника и подбирают такой мак
симальный выходной сигнал генератора (при выключенной модуля·
цни), при котором еще обеспечивается работа каскада в линейном
участке амплитудной характеристики. Перегиб амплитудной харак
теристики начинается в тот момент, когда относительный прирост
выходного напряжения становится меньше относительного прироста
входного напряжения каска.в.а. Коэффициент усиления каскада опре·
деляется частным от деления амплитуды выходного напряжения на
амплитуду входного напряжения. При этом следует проверить, в ка
ких значениях проградуированы шкалы вольтметра и генератора.
В большинстве случаев они градуируются в среднеквадратичных
(действующих) значениях синусоидального напряжения, которые
в 1,41 раза меньше амплитудных значений.
При отсутствии лампового вольтметра коэффициент усиления
каскада можно измерить, пользуясь ГСС и измерителем выхода. Но
это измерение выполняется при настроенных и работающих последую
щих каскадах. Измеритель выхода включают на выход приемника.
Генератор переводят в режим амплитудной модуляции с коэффициен
том модуляции 0,3 и включают на вход налаживаемого каскада. Ампли·
туду выходного напряжения ГСС устанавливают так, чтобы показа·
ния измерителя выхода соответствовали нормальному выходному
напряжению приемника, что обеспечивает линейный режим работы
детектора. Если производить измерения при меньших выходных
напряжениях, то детектор приемника может оказаться в нелинейном
режиме, что не позволит правильно определить границу линейного
327
у•rастка амплитудной характеристики настраиваемого каскада. После
этого проверяют указанным ранее способом соответствие этого вход-
1юго напряжения линейному участку амплитудной характеристики.
Запоминают уровень выходного сигнала ГСС, соответству~сщий дан
rюму измерению Uci. Затем переключают выход ГСС на вход каскада,
следующего за налаживаемым, и увеличивают выходной сигнал ГСС
до такого значения U, 2 , которому соответствует выходное напряже
ние приемника, имевшее место при первом измерении. Очевидно, что
коэффициент усиления каскада будет Кок= Uc 21Uc 1 •
2. В резонансном каскаАе необходимо настроить колебательный
контур на требуемую частоту. Эта частота равняется промежуточноii
частоте приемника в резонансном усилителе или одноii из частот рас
стройки в усилителе с расстроенными каскадами. В последнем слу
чае частота расстройки выбирается на основании расчета приемника.
Наиболее удобно настраивать колебательный контур, пользуясь
измерителем выхода ИВ, включив на вход каскада ГСС в реЖиме ампли
тудной модуляции с коэффициентом модуляции 0,3. При этом, есте
ственно, все последующие каскады должны быть уже настроенными.
Настройка начинается с определения резонансной частоты каскада.
Для этого устанавливают уровень выходного сигнала гсс равным
0,1-0,2 В (0,5-1 В для лампового каскада), а частоту - в 2-2,5
раза выше промежуточной частоты приемника. После этого начинают
медленно уменьшать частоту ГСС, наблюдая за показаниями ИВ.
После появления сигнала на выходе приемника, уменьшая частоту
ГСС, определяют значение f0 , которому соответствует максимальный
выходной сигнал приемника. Эта частота равна резонансной частоте
каскада. При данном измерении по мере роста выходного сигнала
приемника уровень сигнала ГСС следует уменьшать так, чтобы пока
зания ИВ были близки к нормальному выходному напряжению прием
ника.
Для определения резонансной частоты каскада можно было бы
начать перестройку ГСС с частоты, гораздо меньшей промежуточной
частоты приемника. Но в этом случае при определении резонансной
частоты каскада может быть допущена существенная ошибка, так как
выходное напряжение ГСС содержит ряд высших гармоник. Поэтому
при подходе к резонансной частоте каскада из области меньших частот
первые показания ИВ и первый максимум выходного напряжения
приемника могут быть результатом действия одной из высших гар
моник сигнала ГСС. Так, при резонансной частоте каскада 466 кГц
и начальной частоте ГСС 200 кГц первое максимальное показание ИВ
может быть обнаружено при частоте сигнала 233 кГц за счет действия
второй гармоники сигнала ГСС. Во избежание подобной ошибки в опре
делении резонансной частоты каскада необходимо начинать перестройку
ГСС из об.1асти больших частот. В этом случае первый максимум пока
заний ИВ будет соответствовать истинной резонансной частоте кас
када.
Если измеренная частота отличается от необходимой, то настраи
вают колебатедьный контур имеющимся в нем элементом подстройки:
перемещением сердечника в катушке или подстроечным конденсато
ром. Для этого устанав.1ивают на гсс нужную резонансную частоту
каскада и вращают сердечник катушки иди ротор подупеременного
конденсатора в сторону, соответствующую увеличению выходного
напряжения приемника. Вращение прекращают, добившись макси
мума выходного напряжения. По~ле этого проверяют, в каком поло
жении находится рабочий орган элемента подстройки. Если он нахо-
328
дится в среднем положении, то колебательный контур настроен пра·
вильно. Когда максимум выходного напряжения соответствует край
ним положениям органа подстройки, то колебательный контур не
настроен на нужную частоту, а настройка лишь максимально при
ближена к ней. При настройке за счет изменения индуктивности этому
соответствует положение сердечника, когда он полностью вывернут
из катушки (минимальная индуктивность при магнитном сердечнике
и максимальная при немагиитиом) или когда его середина точно
совмещена с серединой катушки (максимальная индуктивность при
магнитном сердечнике или минимальная при немагнитном). В слу
чае настройки за счет изменения емкости крайние положения органа
подстройки соответствуют максима.'!ьной или минима.'!ьной емкости
подстроечного конденсатора.
Если указанное приближение к нужной частоте соответствует
максимальной индуктивности катушки или максимально!! емкости
подстроечного конденсатора, то резонансная частота ко.1Jебательного
контура выше требуемой. Для ее понижения следует увеличить емкость
о:новноrо конденсатора колебательного контура на 5-10% и снова
произвести настроllку контура элементом подстроi!ки. Если максимум
выходного напряжения приемника достигается почти при том же
положении органа подстройки, то следует еще увеличить емкость
конденсатора ко.1Jебательного контура. Настройка колебательного
контура будет выполнена точно, если после увеличения емкости кон
денсатора максимум выходного напряжения приемника будет соответ
ствовать промежуточному (нс крайнему) положению органа подстройки.
Если приближение Fастройки колебательного контура к нужной
частоте соответствует минимальной индуктивности катушки или ем·
кости подстроечного конденсато~а. то резонансная частота колеб~тель
ного контура ниже требуемой. Для ее повышения следует уменьшить
емкость основного конденсатора колебательного контура на 5-10%
и произвести указанную регулировку снова до выполнения условий,
указывающих на точную настройку колебательного контура.
После точной иастроi!ки колебательного контура измеряют коэф·
фициент усиления каскада, пользуясь показаниями измеритеJIЯ выхода
и переключая последовательно выход ГСС со входа налаживаемого
каскада на вход последующего. Затем измеряют полосу пропускания
каскада и ширину его кривой избирательности при ослаб.'!ении, рав
ном 10. Для этого включают ГСС на вход каскада и при точной на·
стройке его частоты на резонансную частоту каскада /0 устанавливают
амплитуду rигнала, соответствующую нормальному выходному на·
пряжению приемника. Затем увеличивают выходной сигнал ГСС в
1,41 раза и расстраивают частоту ГСС относительно резонансной ча·
стоты каскада в область меньших частот до тех пор, пока выходное
напряжение приемника не станет равным нормальному. Замечают
значение этоi! частоты /1 • Затем, увеличивая частоту ГСС, делают
ее выше /0 и добиваются значения f2 , при котором выходное напря
жение снова станет равным нормальному. Очевидно, что по.'!оса про
пускания каскада П = /2 - fi. Если ширина полосы пропускания
оказывается уже требуемой, то ее можно расширить включением парал
J1ельно колебательному контуру соответствующего шунтирующего
резистора. Если она будет шире требуемой, то сузить ее можно умень·
шением коэффициента включения входа следующего каскада к коле
бате.'!ыюму контуру. При наличии катушки связи для этого уме11ь
ш111от ее связь с контурной катушкой. При емкостном включении
входа следующего каскада изменяют соответственно емкости конден·
329
са торов колебательного контура, увеличивая согласно рис. 6-1, б
смко.:ть конденсатора С и уменьшая емкость конденсатора С'. На
помним, что при снижении коэффициента включения входа следую
щего каскада к колебательному контуру в транзисторном усилителе
) wеньшится коэффициент усиления каскада. Окончательное решение
(' необходимости снижения коэффициента включения принимается
на основании того, какоl! параметр каскада (коэффициент усилен11я
11ли полосу пропускания) желательно сохранить равным расчетному.
В ламповом каскаде, если внутреннее сопротивление лампы меньше
трех эквивалентных сопротивлениil контура, некоторого сужения
полосы пропускания можно также достигнуть применением неполного
включения контура в анодную цепь лампы. Но это неизбежно при
ведет к снижению коэффициента усиления каскада.
Для определения коэффициента прямоугольности расстраивают
частоту ГСС относительно резонансноil частоты каскада и определяют
частоты f~ и f: , на которых при десятикратном превышении выход-
1юго напряжения ГСС над значением, имевшим место при точной на
стройке ГСС на резонансную частоту каскада, выходное напряжение
приемника будет равно нормальному. Согласно формуле (5-9) коэф
фициент прямоугольности
к010= '~-'~.
f2-f1
ЕслирасстройкиЛf1= fo- f1иЛf1=f1- f0, а также Лf: =
= fo -f~ и Лf~ = f~ -f0 различаются не более чем на 10-15%, а коЭФ
фициент прямоугольности криаоil избирательности отличается от
теоретического значения 10 не более чем на 15-20%, то это свиде•
те.•1ьствует о допустимом уровне обратных связеi! в каскаде, а следо
вательно, и о достаточноil его устойчивос:тн. Подтверждением того же
служит р~rсхождение фактического и расчетного коэффициентов уси·
~ения не более чем на 15-20%.
При наличии осциллографа и приставки к нему можно сравни
тельно быстро снять кривую избирательности и определить ее сим
метричность, а также полосу пропускания и коэффициент прямоуголь"
ности.
3. В каскаде с двумя связанными контурами первоначально настра
иваются оба колебательных контура в резонанс на промежуточную
частоту по описанной ранее методике. Настройку начинают со второго
контура. Поскольку оба колебательных контура оказывают взаим·
ное влияние друг на друга, то после настройки первого колебатель
ного контура вновь по~ледовательно подстраивают второй и первый
контуры. Если связь между колебательными контурами не превышает
критическую (кривая избирательности одногорбая), то полосу про
пускания, коэффициент прямоугольности и коэффициент усиления
каскада измеряют по методике, описанной для резонансного усили
теля. Когда связь больше критической (кривая избирательности -
двугорбая), то при измерениях коэффициента усиления следует на·
страивать ГСС на частоту, соответствущую провалу в средней части
кривой избирательности. При измерении полосы пропускания и коэф
фициента прямоугольности исходное значение входного сигнала опре
деляют при настройке ГСС на частоту горбов кривой избирательности.
И уже по отношению к этому значению для определения частот f1 и f2
повышают входной сигнал в 1,41 раза, а для частот f~ и t; - в 10 раз.
О значении параметра связи между колебательными контурами
можно судить по коэффи!..1.иенту прямоугольности кривой избиратель-
330
1юсти с учетом данных табл. 15-1 . При параметре связи,· бмыuем
критического, для этой цели можно использовать значения относи
тельной глубины провала кривой избирательности на средней частоте
С=Имакс-Ис
Ииакс '
где Uмакс - максимальное выходное напряжение, соответствующее
горбам кривой избирательности, а Uc - напряжение в средней части
кривой (в провале).
Таблица 15-1
Параметр связи
0,5
0,75
\,О
\,5
2.0
2.41
Коэффициент пря-1 4,4
4,1
3,2
2,71
2,48
2,32
моугольности
Относите.льная rлуби-1 о
о
о
0,0751 0,2
0,29
на провала
u,;u1
1
1,25 1,56 2,0
3,25 1 5,0
6,8
Если конструкция приемника позволяет размыкать второй ко.r.е
бательный контур, то при наличии лампового вольтметра параметр
связи определяется на основании следующей методики. Включают
вольтметр параллельно первому колебательному контуру, настраи
вают оба контура в резонанс при включе11ном вольтметре и записывают
показания лампового вольтметра U1 • После этого размыкают второй
колебательный контур, подстраивают первый контур и записывают
значение напряжения на нем U1 • По отношению И3Меренных напря
жений из табл. 15-1 находят параметр связи. Приближенную оценку
уровня обратных связей в каскаде можно получить по критериям,
приведенным д.ля резонансного усилителя.
4. В каскцах с миоrоконтурными фильтрами параметр связи между
колебательными контурами согласно данным § 7-5 выбирается меньше
единицы. При этом настройку колебательных контуров фильтра вы·
полияют в следующем порядке. На выход приемника включают изме
ритель выхода, а на вход каскада - ГСС в режиме амплитудной моду
ляции. Частоту выходного сигнала ГСС устанавливают равной проме
жуточной частоте приемника, к<>Эфрициент модуляции равным 0,3,
а уровень выходного напряжения таким, чтобы измеритель выхода
зафиксировал напряжение 0,5-0,7 нормального выходного напряже·
ния приемника. После Э1'0ГО настраивают последний колебательный
контур по максимуму выходного напряжения приемника, затем -
предпоследний и далее до первого. Чтобы учесть взаимодействие коле·
бательных контуров производят их повторную подстройку, начиная
с последнего и переходя последовательно к первому контуру.
Параметры каскада (коэффициент усиления, полосу пропуска
ния, коэффициент прямоугольности) измеряют по методике, описанной
применительно к каскаду резонансного усилителя.
5, В каскаде с пьезокерамическим или пьезомеханическим фильтром
(см, рис. 7-3) настраивают толь~о входной согласующий ко.лебательиый
з:и
кnнтур фильтра. Его настроАка выполняется по методике, приведен·
t1ой в п. 2. При этом особое внимание уделяют проверке соответствия
его полосы пропускания расчетным данным (она должна быть в 2,5 -
3,5 раза шире полосы пропускания фильтра).
При наличии лампового вольтметра это делают в следующем
порядке. Вольтметр включают параллельно колебательному контуру,
а ГСС - на вход каскада. После этого, пользуясь показаниями лампо
вого вольтметра, по методике, приведенноА в п. 2, производят настройку
колебательного контура и измеряют его полосу пропускания. Если
011а окажется уже требуемой, то ее расширяют, шунтируя контур
внешним резистором. После проверки полосы пропускания колеба·
тельного контура измеряют основные параметры каскада в соответ
ствии с рекомендациями, указанными в п. 2. При измерении полосы
пропускания каскада следует учитывать, что в ее пределах могут
иметь место неравномерности кривоА избирательности, значения кото·
рых соответствуют данным табл. п 5. Границы же полосы пропуска
ния каскада определяЮ'rся при ослаблении в 2, а не 1,41 раза, как
для других каскадов.
6. В каскаде с електромеханичес:ким фильтром согласно рис. 7-5
11ет настраиваемых элементов. Поэтому для него только измеряют
основные параметры с учетом рекомендациА, сделанных в п. 5.
f5·6 . НАЛАЖИВАНИЕ ПРЕО&РАЗОВАТЕЛЯ ЧАСТОТЫ
В преобразователе частоты подлежат настройке две избиратель
ные системы: выходная и гетеродинная.
Выходная избирательная система в зависимости от ее схемы на
страивается согласно методикам, приведенным в § 15-5, при нерабо
тающем гетеродине. Последнее достигается удалением из схемы гете
родинного транзистора, если он включается в схему через специаль
ную панельку, или замыканием накоротко гетеродинного колебатель-
1юrо контура. Ко входу преобразовательного транзистора подклю
чается выход ГСС, настроенного на промежуточную частоту, и каскад
настраивается как усилительный.
Избирательная система rетеродина должна обеспечить: а) сопря
жение настройки с сигнальными колебательными контурами; б) тре
буrмый рабочиА диапазон приемника; в) степень положительной обрат
ной связи, необходимой для самовозбуждения.
Перед настройкой избирательноА системы гетеродина восстанав
ливают его работоспособность (вставляют в гнездо транзистор. или
снимают перемычку, замыкавшую гетеродинный контур). Сердечник
катушки контура гетеродина и ротор параллельного сопрягающего
конденсатора устанавливают в положение, определяющее среднее
значение их индуктивности и емкости. Проверяют наличие режима
самовозбуждения в гетеродине. Для этого ГСС, включенный на входе
преобразователя, настраивают на минимальную частоту диапазона,
а роторы блока конденсаторов переменной емкости ставят в положе
ние, соответствующее их максимальной емкости. В ГСС включают
внутреннюю модуляцию. Затем, медленно изменяя настройку ГСС
в область меньших частот, наблюдают за показаниями измерителя
выхода. Если он зафиксирует появление сигнала на выходе прием
liика, то настраивают ГСС по максимуму выходного напряжения и
отмечают значение частоты fct· Перестройка ГСС при указанной опера
ции должна производиться медленно, так как полоса пропускания
332
тrакта промежуточной частоты обычно бывает достаточно узкой. CJ<O·
рость перестройки должна быrь равной полосе пропускания прием·
ни ка в секунду.
Ес.11и указанной фиксации выходного напряжения не произойдет,
то медленно перестраивают ГСС, повышая его частоту относительно
минимальной частоты диапазона. При работающем гетеродине в этом
случае должно быть зафиксировано появление выходного напряже
ния приемника, максимуму которого соответствует частота сигнала fci·
Отсутствие выходного напряжения при указанных перестройках,
как правило, имеет место при неработающем гетеродине. Проверить
наличие генерации проще всего с помощью лампового во.1ьтметра.
11одключив его паралле.тьно гетеродинному колебательному контуру
или между коллектором гетеродинного транзистора и шасси в схеме,
аналогичный рис. 9-5 . При работающем гетеродине вольтметр измерит
напряжение. При этом следует помнить, что амплитуда переменного
напряжения на колебательном контуре гетеродина не превышает
15-20% коллекторного (анодного) напряжения транзистора (лампы).
С учетом этого выбирается рабочая шкала вольтметра. Если замкнуть
накоротко гетеродинный контур, то генерация должна прекратиться,
а показания во.11ьтметра должны упасть до нуля. Если же вольтметр
не фиксирует напряжения гетеродина, то необходимо повысить в нем
положительную обратную связь. Для этого следует приблизить ка
тушку обратной связи к контурной катушке (см. рис. 9-5) или уве
личить коэффициент включения колебательного контура к участку
база-эмиттер транзистора (поднять выше точку подключения эмит
терного конденсатора к средней части катушки связи в схеме, изобра
женной на рис. 9-9).
Обеспечив режим генерации, находят указанным ранее способом
частоту f cl. При верхней настройке гетеродина устанавливают частоту
ГСС равной fc 1 + 2f пр= f31 • Медленно понижая и повышая частоту
ГСС относительно f31 , находят такое значение частоты, при котором
получается максимальное напряжение на выходе приемника. Этим·
фиксируется прием сигнала по зеркальному каналу. Далее емкость
конденсаторов переменной емкости устанавливается минимальной
и находятся частоты fcl и f ~•· соответствующие максимальной частоте
гетеродина. Если частоты fci и fcs отличаются от граничных частот
диапазона не более чем на 5-6%, то индуктивнос1 ь катушки гете
родинного колебательного контура соответствует расчетному зна
•rению. Но окончапимьную настройку гетеродинного контура можно
выполнить только после настройки колебательных контуров радио
тракта. Поскольку данная операция относится к налаживанию пре
образователя частоты, то ее описание дается в данном параграфе.
С помощью лампового вольтметра измеряют напряжение гетеро
дина, подводимое к преобразователю частоты при средней и крайних
частотах диапазона. Для этого вольтметр включают между шасси
и эмиттером транзистора (см. рис. 9-5) или между шасси и управляю
щей сеткой пентода (см. рис. 9-6). Если минимальное значение этого
напряжения отличается от расчетного более чем на 15-25%, то регу
лировкой связи с гетеродином добиваются нужного значения измеряе
мого напряжения.
1.Сопряжение настроек в трех точках вы
полняется в с.т('дующей последовательности. Частота выходного сиг
нала ГСС устанавливается равной расчетному значению средней ча
стоты точного сопряжения, а роторы конденсаторов переменной ем
кости фикс11руются в подожении (близком к среднему), которому
333
по шкале настроАки приемника также соответствует данная частота
точного сопряжения. После этого вращением сердечника катушки
гетеродинного контура добиваются появления сигнала на выходе
приемника. Прекращают вращение сердечника при максимальном
выходном сигнале. Затем проверяют правильность настройки гете
родинного ко.~ебательного контура с учетом данных п.2 § 15-5 о поло
жении сердечника в катушке. При правильной настройке колебатель
ного контура сопряжение в средней точке считается достигнутым,
после чего производят сопряжение на максимальной частоте точного
сопряжения. Для этого роторы блока конденсаторов переменной ем
кости устанавливают в по.~ожение, которому по шкале настройки при
емника соответствует нужная частота точного сопряжения. На эту же
частоту настраивают ГСС. Вращением ротора параллельно включен
ного сопрягающего конденсатора добиваются появления сигнала
на выходе приемника. Останавливают вращение ротора при максимадь
ном выходном напряжении и проверяют правильность настроi!ки коле
бательного контура по положению ротора подстроечного конден
сатора.
После этого проверяют правильность выбора емкости последо
вательно включенного сопрягающего конденсатора. Настраивают
ГСС на минимальную частоту точного сопряжения и устанавливают
роторы блока конденсаторов переменной емкости в положение, кото
рому по шкале настроАки приемника соответствует необходимая ча
стота тоtJиого сопряжения. Медленно вращая ручку настройки при
емника, добиваются появления сигнала на выходе приемника. Пре
кращают вращение при максимальном выходном напряжении. Если
при этом частота настройки приемника отличается от нужноi! частоты
точного сопряжения не более чем на 3-4% 1 то емкость последова
тельно включенного сопрягающего конденсатора выбрана правильно.
Если частота настройки приемника больше требуемо!!, то емкость
сопрягающего конденсатора надо увеличит~. на 10-12% и наоборот.
После изменения емкости проверяют по укаэанноi! ранее методике
частоту точного сопряжения. Выполнив 9ТR операции, следует еще
раз проверить точность сопряжений в той же последовательности.
·
2.Сопряжение с параллельно включенным
к о н д е н с а т о р о м обеспечивается выполнением следующих опе
раций. Роторы блока конденсаторов переменной емкости ставятся
в положение, соответствующее минимальной частоте точного сопря
жения. На нее же настраивается ГСС. Вращением сердечника катушки
гетеродинного контура добиваются появления напряжения на выходе
приемника. Прекращают вращение при максимальном выходном сиг
нале. Если колебательный контур настроен точно, то переходят к ре
гулировке сопряжения на верхней частоте. Его выполняют с помощью
параллельно включенного сопрягающего конденсатора по методике,
приведенной в п.1 данного параграфа.
3.Сопряжениеспоследовательновключенным
конденсатором достигается следующим образом. Роторы
блока конденсаторов переменной емкости устанавливают в положение,
которому по шкале приемника соответствует настройка на максималь
ную частоту точного сопряжения. На ту же частоту настраивают ГСС.
Вращением сердечника катушки гетеродинного контура добиваются
появления сигнала на выходе приемника. Прекращают вращение
при максимальном выходном напряжении приемника. Убедившись
в правильности настройки ко.1ебательноrо контура, переходят к про
верке правильн<Jсти выбора еыкости последовательно включенного
334
еопрягающего конденсатора по методике, указанноА в · п.1
· .IU!fr.!нlNI
параграфа.
Коэффициентпреобразованиякаскадаизмеряется
после ero полного налаживания по следующей методике. ~станав
ливают роторы блока конденсаторов в положение максимальной емко
сти. На вход каскада включают ГСС в режиме внутренней модуляции
(коэффициент модуляции 0,3, частота модуляции 400 Гц) и настраи
вают его па минимальную частоту данного дипазона. Уровень выход-
1юго сигнала ГСС подбирают так, чтобы он был больше расчетноА
чувствительности приемника в Ко 8.цКо у.ре раз. После этого, мед
ленно перестраивая ГСС, находят частоту, соответствующую максимуму
выходного напряжения приемника. Корректируют амплитуду сигнала
ГСС до значения Uc 1 ,,,, при котором выходное напряжение приемника
будет нормальным. После этого уменьшают выходное напряжение
ГСС в число раз, соответствующее расчетному значению коэффициента
преобразования. Переключают ГСС на вход первого каскада усили
теля напряжения промежуточной частоты. Настраивают ГСС на про
межуточную частоту и подбирают уровень его выходного сигнала Ucsm•
при котором вновь получается нормальное выходное напряжение
приемника. Коэффициент преобразования вычисляют по отношению
Кепр = U~1mlUc1m·
. Аналогично
ивмеряют коэффициент преобразования для макси
мальной частоты диапазона, установив роторы блока конденсаторов
в поJЮЖение миflимальной емкости.
t5-7. НдЛАЖИlдНИЕ УСИЛИТЕЛЯ РдДИОСИrНАЛд
При налаживании каскада усилителя радиосигнала необходимо
обеспечить подгонку диапазона рабочих частот, градуировку шкалы
настройки, измерение основных параметров и проверку устойчивости
работы. В подавляющем большинстве приемников рассматриваемыА
каскад ямяется резонансным усилите.1;1ем. Поэтому рассмотрим реше
ние указанных задач применительно к такому каскаду.
1. Подгонка АИ&аазона осуществляется в следующей последова
тельности. Сердечник контурной катушки устанавливается в среднее
положение, роторы конденсаторов переменноА емкости - в положение
максимальноА емкости, а ротор nодстроечного конденсатора - в по
ложение, при котором его емкость меньше среднего значения на вход
ную емкость лампового вольтметра. Последняя обычно указывается
в паспорте вольтметра и составляет 2-7 пФ. Указанную операцию
легко выполнить, пользуясь тем, что шкала подстроечного конден
сатора прямоемкостная, а его минимальная и максимальная емкости
известны. На вход каскада включается ГСС, настроенный на минималь
ную частоту диапазона при включенной модуляции, а его выходное
напряжение устанавливается равным 0,1 В. Параллельно колебатель
ному контуру каскада включается ламповый вольтметр. При работаю
щем каскаде вольтметр, как правило, отметит наличие выходного
сигнала. После этого вращением сердечника катушки настраивают
колебательный контур на частоту сигнала. Затем ставят роторы блока
конденсаторов переменной емкости в положение минимальной емко
сти, а ГСС перестраивают на максимальную частоту диапазона. С по
мощью подстроечного конденсатора колебательного контура настраи
вают его на частоту сигнала. При этом следят за тем, чтобы настройка
осуществлялась при положении ротора подстроечного конденсатора,
позволяющего увеличить ero емкость на входну10 емкость лампового
вольтметра. Э:го необходимо для тоrо, чтобы впоследствии иметь воз
можность настроить колебательный контур на нужную частоту при
вык.'lюченном вольтметре. Ее.пи настройка по.пучилась при большеА
емкости, то уменьшают емкость подстроечноrо конденсатора до нуж
ного значения и настраивают колебательный контур увеличением
индуктивности катушки за счет допо.пнительноrо введения в нее сер
дечника. Пос.пе этого повторно проводят настройку ко.пебательноrо
контура на минимальной и максимальной частотах диапазона по той же
методике.
Данная методика настройки колебательного контура на край·
ние частоты позволяет иметь наибольший коэффициент диапазона.
Еt·ли настраивать контур в начале диапазона за счет изменения емко·
сти, а в конце - за счет изменения индуктивности, то потребовался
бы подстроечный конденсатор с большим диапазоном изменения емко
сти, а значит и с большой средней емкостью. Действительно, в начале
диапазона эквивалентная емкость контура максимальная и для не
большого отн.осительноrо ее изменения потребовалось бы большое
абсолютное изменение емкости ко.пебательноrо контура, обеспечивае-
мое подстроечным конденсатором.
,
2. Градуировку шкалы осущестмяют в такой последовате.nьНОС!IFи.
Записывают 6-8 значений опорных частот данного поддиапа:юна,
значения которых кратны десяткам или сотням килогерц. Так, а дна·
пазоне частот 150-408 кГц ими могут быть 150, 200, 250, 300" 350
и 400 кГц. В диапазоне 525-1605 кГц можно взять опорные частоты
600, 700, 800, 900, 1000, 1200, 1400 и 1600 кГц. Пос.пе этого настраи·
вают ГСС на первую опорную частоту и, вращая ручку настройки
приемника, добиваются максимального показания ламriового вольт·
метра, включенного· параллельно конденсатору переменноА емi:ости
выходного ко.пебательноrо контура усилителя радиосиrна.па. При •ero
отсутствии вольтметр подключается к конденсатору переменной емко
сти контура входной цепи. По пОJ1ожению фиксатора настройки (стрелка,
нить) отмечают на шкале настройки приемника точку, соответствую
щую данной опорной частоте.
Подк.пючени~ .памп()вого вольтметра к контуру вызывает неко
торую погрешность градуировки шкалы. Но она обычно не превышает
3-5%, что вполне допустимо. Действительно, параллельно конден
сатору переменной емкости контуров радиотракта кроме монтажных
емкостей подключаются подстроечные и добавочные конденсаторы
для обеспечения нужного коэффициента диапазона (см. рис. 5-4, 14-6
и 14- 7). Суммарное значение этих емкостей обычно превышает 50-70 пФ,
что значительно больше входной емкости ламповых вОJ1ьтметров
(2-7 пФ).
Повторяя описанные ранее операции для остальных опорных
частот, получают их отметки на шкаде. В дальнейшем по этим точ
кам вычерчивают шкалу настройки данного поддиапазона. Интер·
по.пируя по ней, опреде.'lяют другие частоты настройки, в частности
частоты точного сопряжения, необходимые для сопряжения настройки
контура гетеродина.
3. Измерение основных параметров каскада (коэффициента уси
ления, подосы пропускания, коэффициента прямоугольности) выпол
няют на крайних точках поддиапазона по методикам, приведенным
в п.2 § 15-5, измеряя выходное напряжение каскада ламповым водьт·
метром.
4. О степеt1н устойчивости каскада можно судить по критериям,
приведенным в п. 2 § 15-5 .
3~6
f 5-8 . НАЛАЖИВАНИЕ ВХОДНОА ЦЕПИ
На.1ажива1111е Dходвой цепи вк.1ючает в себя подгонку диапазона
рабочих частот колебател~,ного контура, градуировку шкалы, на
стройку специальных филы рующих цепей и измерение о::новных
параметров. Налаживание входной цепи обычно выполняется сразу
rю~JtE' налаживания усилителя радиосигнала в каждом рабочем под·
д11апа1011е присмни1<а, что эконо~~ит время, несбходимое на перекто·
ч~ние измерительных приборов.
1 Подгонка диапазона частот колебателыюго контура входной
цепи при наличии в приемнике усилителя радиосигнала выполняется
n с.1едующем порядке. Ламповый водьтметр остается включенным
lla ВЫХОДС )'CИЛllTCJIЯ, а ГСС ПОДКЛЮЧаеТСЯ КО ВХОДУ ПрИеМНИКа через
эквива.1с11т антенны, параметры которого определяются 110 данным
§ 2-1 . По~.1е это~о подгоняют начальную и ко11е•111ую частоты диапа·
зона так же, I<ак это описано в п.1 § 15-7 дJIЯ колебательного кон·
тура усили rеля радиосигнала.
Erюr в приемнике нет усилителя радиосигнала, то граничные
часто1ы llолебателыюго контура входной цепи подгоняют, вкдючив
r1аралле.1ь110 ему ламповый вольтметр. После этого выполняют опе
рации, описанные в п.1 § 15-7 .
2. Градуировка шкапы по настро1iке контура входной цепи в при
емнике с усилите.1ем радиосигнала не производится, так как она выпол·
иена при налаживании усилителя. При отсутствии усилитедя радио
сигна.1а ШI<ала приемника градуируется по настройке колебатель
ного контура входной цепи согласно методике, приведенной в п.2
§ 15-7.
3. Настройку фипьтра, включенного во входную цепь (см. рис. 5-9)
и ослабляющего сигналы промежуточной частоты, производят в еле·
дующей по::ледовательности. Входную цепь и усилитель радиосиг·
нала (если он есть) органом перес1ройки приемника настраивают
на крайнюю частоту диапазона, ближайшую к промежуточной ча·
стоте. На вход приемника включают ГСС, установив у него макси
мальный выходной сигнал и частоту, равную промежуточной частоте
приемника. На выход уси.1итеJ1я радиосигнала (при его отсутствии -
на выход входной цепи) включают ламповый во.1ыметр. Если вольт·
метр не фиксирует наличия сигнала, то его переключают на шка.т~у
с меньшим пределом измерения (с большей чувствительностью при·
бора). Зафиксировав сигнал, начинают настраивать контур фильтра
(сердечником катушки L 1 на рис. 5-9) так, чтобы сигнал на выходе
радиотракта уменьшался. Настройку ведут до получения минимума
сигнала. Пр и необходимости переключают вольтметр на шкалу с мень
шим пределом измерения. Правильность настройки фи.т~ьтра про
веряют в соответствии с рекомендациями, приведенными в п.2 § 15-5.
4. Основным параметром входной цепи является коэффициент
передачи. Его определяют на крайних частотах каждого поддиапа·
зона по показаниям во.т~ьтметра и выходного сигнала ГСС. В случае
наличия усилителя радиосигнала учитывают его коэффициент усиле·
ния, измеренный при налаживании усилителя.
fS-9 . НАЛАЖИВАНИЕ СИСТЕМЫ АРУ
В системе АРУ нет настраиваемых элементов. Критерием пра·
вильности ее работы является выпо.~нение условий (11-4), что про
вt>ряется по амплитудной характеристике приемника. В системе за-
12 Бобров Н. В.
337
д<.'ржанной АРУ проверяе1'Ся также значение напряжения задержки.
Д.1я эrого при схеме АРУ, изображенной на рис. 11-10, с помощью
вольтметра измеряется напряжение на резисторе R3 • Если оно ока
жется больше требуемого, то уменьшают сопротивление резистора R3
и наоборот. В усиленной АРУ измеряют коэффициент усиления ус11-
лите,1я. Это выполняется (применительно к схеме, изображенной
на рис. 11-8) измерением постоянных напряжений U на резисторе R
и ИR, между шасси и подвижным контактом потенциометра R1 • При
этом ко входу приемника от ГСС подается немодулированный сигнал,
превышающий его чувствительность. Коэффициент усиления каскада
по постоянному току определится отношением К = UR !И.
у
1
t5-t0. НАЛАЖИВАНИЕ ДЕТЕКТОРОВ ЧМС
и оrРАНИЧИТЕЛЕА АМПЛИТУДЫ
Налаживание детекторов ЧМС и ограничителей амплитуды вклю
чает в себя: настройку избирательной системы, проверку симметрич
ности плеч и формы детекторной характеристики, измерение порога
ограничения. Описанная ниже методика позволяет использовать
для этого наиболее простые измерительные приборы.
1. Настройку избирательной системы дифференциального и дроб
ного детекторов выполняют в следующей последовательности. На
вход ограничителя амплитуды подают немодулированный сигнал
от ГСС, а параллельно нагрузочному резистору нижнего диода (R 2
на рис. 12-6 и 12-11) подключают вольтметр постоянного тока. Уро
вень выходного сигнала ГСС выбирают меньше порога ограничения
ограничителя амплитуды. В этом случае между приращениями вход
ного сигнала и показаниями вольтметра имеет место линейная зави
симость (увеличение вдвое входного сигнала приводит к двойному
уве.1ичению показаний вольтметра). Далее настраивают ко.1ебатель
ные контуры по методике, приведенной в п.3 § 15-5 .
Избирательную систему детектора с расстроенными колебатель
ными контурами настраивают следующим образом. На вход ограни·
чителя амплитуды подают немодулированный сигнал от ГСС, а парал·
лельно резистору R2 (см. рис. 12-9) подключают вольтметр постоян
ного тока. Амплитуду выходного сигнала ГСС выбирают меньшей
порога ограничения ограничителя, а частоту - равной меньше1i ча
стоте настройки одного из колебательных контуров ({1 на рис. 12-10).
После этого настраивают нижний колебательный контур схемы (см.
рис. 12-9) на эту частоту по методике, изложенной в п.2 § 15-5 . Затем
включают вольтметр между шасси и верхним концом резистора R1 ,
а ГСС настраивают на частоту f2 • По максимуму показаний вольтметра
настраивают верхний колебательный контур схемы по той же ме
тодике.
2. Проверку симметричности плеч детектора выполи я~от после
снятия детекторной характеристики и проверки ее формы. Для этого
вольтметр постоянного тока включают на выход детектора, т. е. между
шасси и точкой а на схемах, изображенных на рис. 12-6, 12-9 и 12-11.
Измерения проводят в следующей последовательности. Устанавли·
вают амплитуду немодулированного выходного сигнала ГСС постоян
ной и меньшей порога ограничения. Изменяют частоту ГСС ступенями,
составляющими 10% полосы пропускания детектора. Для каждой
338
из этих частот записывают показания вольтметра. К.огда в соответ
ствии с изменением знака расстройки частоты сигнала относительно
промежуточной частоты приемника изменяется полярность выход
ного напряжения, меняют вкдючение полюсов вольтметра к схеме.
По:ле этого в координатной сис1еме, показанной на рис. 12-8, строят
детекторную характеристику. Если ее ветви симметричны с погреш
ностью менее 10%, то добавочной регулировки не требуется.
Переход характеристики через нулевое значение напряжения
при частоте, отличной от промежуточной, свидетельствует о непра
вильной настройке колебательных контуров. В этом случае их следует
подстроить.
Когда один максимум детекторной характеристики оказывается
существенно больше другого, следует улучшить симметрию схемы.
При расхождении в максимуме характеристики не более чем на 10-
15%, этого можно достигнуть включением последовательно с одним
из диодов резистора с сопротивлением, составляющим 10% сопротив
ления нагрузочных резисторов детектора. Включать добавочный
резистор необходимо в то плечо, которое определяет больший «горб»
характеристики.
3. Измерение порога ограничения ограничителя выполняют после
настройки детектора. Для этого вольтметр постоянного тока включают
паралле.1ьно нагрузочному резистору детектора, соединенному с шасси
(R 2 на рис. 12-6). Немодулированный сигнал от ГСС подают на вход
ограничителя амплитуды. Частота выходного сигнала ГСС устанав
ливается равной промежуточной частоте приемника. Пос.'!е этого
изменяют ступенями уровень выходного сигнала ГСС и записывают
<'Оответствующие им показания вольтметра. Уровень сигнала повы
шают до тех пор, пока рост показаний вольтметра практически пре
Бращается. По полученным данным в координатной системе, пока
занной на рис. 12-12, строят амплитудную характеристику ограничи
теля. На ней согласно § 12-3 находят пороговое напряжение (порог
ограничения). Для дробного детектора аналогичным образом снятая
характеристика определяет его ограничительные возможности.
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ ДЛЯ ПОВТОРЕНИЯ
1. В какой по:ледовательности налаживают каскады приемника?
Какие измерительные приборы необходимы для этого?
2. Как проверяется правильность монтажа схемы приемника?
3. Каковы при•шны возникновения погрешностей при измерении
напряжений и токов вольтметром и амперметром? Какими соображе
ниями с.1едует руководствоваться при выборе этих измерительных
приборов?
4. Каковы косвенные способы измерения сопротивлений?
5. Как можно измерить индуктивность и затухание контурной
катушки при отсутствии специальных измерителей?
6. В какой по:ледовательности и почему следует проверять и
по.дгонять режимы электронных приборов в каскадах приемника?
Какая погрешность допустима при этом?
7. Каковы задачи налаживания усилителя напряжения промежу
точной частоты? Какова методика налаживания его каскадов: а) ре
зисторного; б) резонансного; в) с двумя связанными контурами; r) с
12*
339
м11огоконтур11ым фильтром; д) с пьс:юкерамическим, пьезомеханиче
ским и электромеха11и•1ескнм qщт,трами?
8. Каков~ ме1од11ка настройки резона11с11ого контура, иэмерения
его полосы пропускания и коэффициевта прямоуrолыюсти резо11анс
ной кривой?
9. В какой последовательности настраиваются колебательные
контуры фильтров сосредоточенной избирательности? Какова мето
дика измерения их параметров? Каковы методнки из~1ерс11ин пара
метра связи между двумя связанными колсбательными контурами?
10. По каким признакам можно судить о степени устойчивости
избирателhного каскада?
11. Из каких соображений выбирается амплитуда входного сиг
няла при налаживании усилитель11ых каскадов? Какой шкалой вольт
метра выгоднее пользоваться лр11 и1мерении выходного наnрнжения
каскада и почему?
12. Какие задачи решаюrся при налаживании прсобра1оваrе.1я
•1астоты? Какими способаr.~и можно убедиться в работоспособносТ11
гетеродина? Какова методика сопряжения настройки колебательного
контура гетеродина с настройкой контуров тракта радиосигнала?
13. Какие цели ставятся при налаживании усилитсля радиоснг
нала? Какова методика подгонки его граничных частот? Каким спо
собом можно проградуировать шкалу настройки приемника;~
14. Какие задачи решаются при налаживавии вход•1ой цепи?
Каковы методики их выполнения? Как настраивается фильтр, ослаб
ляющий сигнал промежуточной частоты?
15. Как измерить в системе АРУ напряжение задержки, управля
ющее напряжение и коэффициевт усиления по постоянно\lу току?
16 Какие задачи необходимо решить при налаживании огравичи
теля амплитуды и детектора ЧМС? Какова методика снятия детектор
ной характерисrики н измерения порога ограничения?
ЗАДАЧИ
15·1. Какова максимальная погрешность и пена деления шкалы
вольтметра класса 1,0? Шкала имеет 30 дедений при пределе измере
ний 0-3 в.
Ответ:0,1Ви0,1В.
15-2 . С какой погрешностью можно измерить напряженпя вольт
метром по условиям задачи 15-1?
Ответ: 0,1 В.
15-3 . Каковы будут показания вольтметра с внутренним соп ро
т11вле1111ем 10 кОм при измерении им 11а11ряжения на коллекторе, базе
и эмиттере тра11зистора каскада, рассчита1111ого в пример~ 6-7'
Полагать внуrреннее сопротивление rранзисторз в пр:щессе изме-
рений ПОСТОЯНllЫМ.
Ответ: 7,9 В; 2,43 В; 2,62 В.
15-4 . Как следует записать оrвсты задачи 15-3, если шкала nальт
метра 1теет 50 делений, ега класс 2,0, а предеды измеренин Шl(П.1Ы
О-10В?
Ответ:7,9±0,2В;2,4±0,2В;2,G .:!:0,2В.
340
rп •в• t6
ОСНОВНЫЕ ИСПЫТдНИЯ ПРИЕМНИКОВ
16-t . ПОДГОТОВКА ПРИЕМНИКА К ИСПЫТдННIМ
Перед проведением испытаний следует проверить работоспособ-
11оп ь приемника. Это особенно вюыю, если приемник дJiительное
1Jремя не эксплуатировался. Если приемник зимоl1 долго находилсн
lJ нсотап.1иваемом помещении, то перед испытанием и проверкой его
следуеr выдержать в теплом помещении в 1ечение 2-3 ч. При подс,б
ном медленном прогревании удаляется BJraгa, сбразукщаяся на ~1с-
1а.1.1ичсских предметах при внесении в теп.1ое помещение. Иэлишння
п.1ажность ухудшает изоляцию отдельных деталей и приводит к нару
шению режима работы э.1ектронных приборов, особенно в .1амповых
приемниках, у rюторых напряжение питания анодных цепей достигаеr
200-300 В. Если до испытаний приемник находился в сухом, отаплн
ваемом помсще11ии, то проверку его работоспособности можно выпо.1-
11я1ь без предварительной выдержки.
Проверку начинают с включения источников питания. После этого,
подключив антенну и оконечный прибор (если он внешний или выклю
чающийся), устанавливают ручным регулятором громкости макси
мальное усиление. Затем, вращая ручку настройки, стараются осу
ществить прием сигналов радиовещательных станций. Если это уда
ется на всех поддиапазонах приемника при хорошем качестве зву
чания, то можно считать приемник работоспособным. При отсутствии
приема сигналов необходимо найти неработающий каскад и устра
нить неисправность. Сравнительно часто причиной неисправности
служат п.1охие контакты в панелях, в которые вставляются лампы
и транзисторы. Поэтому при выключенном источнике питания следует
поочередно проверить плотность и хорошее качество этих контактов
у всех э.1ектронных приборов, вынимая их из панелей и вставляя
сбратно до упора фиксаторов или цоколя лампы. Если нет уверен
ности в исправности электронных приборов, их проверяют с помощью
соответствующих испытателей, заменяя неисправные лампы или тран
зисторы.
Обнаружение неисправного каскада удобнее начинать с низко
частотного тракта. Для этого включают источник питания и подклю
чают ГСС на вход детектора. Генератор настраивают на промежуточ
ную частоту приемника, его выходное напряжение устанавливают
равным 0,4-0,6 В при частоте модуляции 400 Гц и коэффициенте мо
ду.1яции, равном 0,3. Затем увеличивают усиление приемника руч
ным регулятором громкости. Наличие на выходе приемнИI<а чистого
звукового сигнала (тона) с частотной модуляцией, громкость кото
рого изменяется при вращении ручки регулятора громкости, свиде
тельствует о нормальной работе всего низкочастотного тракта.
Отсутствие звукового сигнала па выходе приемника свидетель
ствует о неисправности в детекторе или каскадах низкочастотного
1ракта. Для определения неисправного каскада следует воспользо
ваться звуковым генератором. Установив на выходе генератора сиг
нал частотой 400-600 Гц и амплитудой 0,4-0,5 В для транзисторного и
2-3 В для лампового приемников, включают его на вход пос.1еднего
каскада низкочастотного тракта. Если этот каскад двухтактный, то
генератор включают параллельно первичной обмотке трансформа
тора, стоящего на выходе предпоследнего каскада. При исправном
выходном каскаде в громкоговорителе доджен прослушиваться чис-
341
1ыil звуковой тон, соответствующий установленной частоте генератора.
После этого уменьшают амплитуду выходного сигнала генератора в
число раз, примерно равное коэффициеНl у усиления предпоследнего
каскада, и включают его на вход этого каскада. Наличие чистого зву
кового сигнала на выходе приемника подтвердит нормальную работу
предпоследнего каскада. Подобным образом проверяются все кас·
кады низкочастотного тракта, включая первый. При исправности
схемы, электронных приборов и нормальном режиме их работы рабо·
тоспособность низкочастотного тракта, как правило, обеспечиваетсн.
Работоспособность тракта промежуточной частоты удобнее про·
верять при нормально работающем низкочастотном тракте. Для этого
при включенной внутренней модуляции ГСС настраивают на промежу·
точную частоту приемника. Устанавливают амплитуду выходного сиг·
нала ГСС около 0,05-0,J В и подводят его на вход последнего каскада
тракта промежуточной частоты. При исправности этого каскада на
выходе приемника появится звуковой сигнал с частотой модуля11иr1
генератора. Затем уменьшают амплитуду выходного сигнала rенера·
тора соответственно коэффициенту усиления предпоследнего кас·
када и включают его на вход этого каскада. При нормальной работе
каскада на выходе приемника будет слышен чистый звуковой сигна.т.
Подобным образом проверяют остальные каскады тракта, включая
преобразователь частоты (в режиме усиления).
В случае исправности тракта промежуточной частоты преобра·
зователь частоты проверяют в нормальном режиме его работы. Дюr
этого перестраивают ГСС вблизи частоты настройки приемника. При
работающем гетеродине на выходе приемника должен появиться ЭР.У·
ковой сигнал с частотой модуляции генератора. После этого, пере·
клю•1ив генератор на вход усилителя радиосигнала и вход прием
ника, аналогичным образом проверяют работоспособность усили·
теля радиосигнала и входной цепи.
При включении генераторов стандартных и звуковых сигналов
на входы каскадов приемника следует учитывать рекомендации по
предотвращению нарушения режима работы электронных приборов,
данные в гл. 15. Убедившись в нормальной работе всего приемника,
приступают к его испытанию.
t6·2. СТРУКТУРНАЯ СХЕМА ИСПЫТАННА ПРИЕМНИКА
Для снятия характеристик приемника к нему подключается не
обходимая измерительная аппаратура по схеме, изображенной на
рис. 16-1 . Здесь ЗГ - звуковой генератор; ГСС
-
генератор стан·
дартных сигналов; ЭА - экви
валент антенны; П - приемник;
ОП - оконечный прибор (или
его эквивалент по входному со
противлению); ИВ - измеритель
выхода; ИНИ - измеритель
нелинейных искажений.
Для устранения погрешно
стей, возникающих за счет
Рис. t6-t.
действия внешних (атмосферных
и промышленных) помех, про
веряют их уровень. С зтой целью настраивают ГСС (в режиме внут
ренней модуляции с коэффициентом модуляции, равным 0,3) на ча·
стоту настройки приемника 11 устанавливают такой уровень ero выход.
342
1rого сигнала, чтобы показания ИВ соответствовали нормал1..ноvу выхоn•
ному напряжению U с.11 приемника. При этом ручной регулятор
громкости устанавливают в положение, соответствующее максимальному
усилению приемника, а ручной регулятор полосы пропускания или тем
бра - в положение наиболее широкой полосы пропускания. После
этого выключают модуляцию у ГСС и с помощью ИВ измеряют напря
жение Иш+п собственных и внешних помех. Затем, замкнув накоротко
вход приемника (гнезда антенна -земля), подобным же образом изме
ряют напряжение собственных шумов Иш приемника. При отношении
U ш+пl U 111 не более \, \ - 1,2 действием внешних помех можно пренебречь и
приступать к испытанию приемника. Если это отношение более 1,2, то
следует учитывать действие помех согласно сказанному в с.1едующем
параграфе. Если указанное отношение больше 2 -3, следует найти бди
жайшие наиболее мощные источники промышленных помех и попы
таться удалить от них место испытания приемника. В заводских и ла
бораторных условиях испытания высокочувствительных приемников
выполняют в специальных экранированных комнатах, предотвраща
ющих воздействие на приемник внешних помех. В любительских ус
ловиях не всегда имеется полный комплект измерительной аппара
туры, показанной на рис. 16-1 . В этом случае испытания приемника
можно выполнить в местной радиошколе. Однако при наличии только
ГСС и ИВ в любительских условиях можно снять основные характерис
тики приемника: чувствительности, избирательности, амплитудную,
а также пзмерить уровень комбинационных искажений.
За 11ормальные климатические условия окружающей среды при
испытаниях приемников приняты: температура 20 ± 5 °С, атмосфер
ное давление 750-+- 30 мм рт. ст. и относительная влажность 65 ± 15%.
t6-3 . CHSIJИE ХАРАКТЕРИСТИК ЧУВСТВИТЕЯЬНОСТИ
Выходное напряжение детектора, а следовательно, и приемника
зависит от параметров модуляции сигнала (коэффициента модуля
ции при АМС и девиации частоты при ЧМС). Поэтому эти параметры
должны соответствовать ГОСТ на испытание приемников. За стандарт
ный коэффициент модуляции принято значение 0,3, а стандартной де
виацией частоты звукового сигнала телевизионных программ и прог
рамм радиовещания с частотной модуляцией в метровом и децимет
ровом динпазонах считают значение 75 кГц.
При постоянной амплитуде несущей входного сигнала выходное на
пряжение приемника зависит также от частоты модуляции. Поэтому
при испытаниях приемников за стандартное значение этой частоты при
нято 400 Гц. В большинстве радиовещательных приемников именно
вблизи этой частоты получается наибольшее значение коэффициента
усиления. Следует отметить, что коэффициент модуляции около 0,3
и частота модуляции около 400 Гц наиболее часто имеют место в радио
вещательных программах.
Выходную мощность и напряжение прием
ника, соответствующие стандартному коэффициенту модуляции, при
нято называть н о р м а л ь н ы м и. Максимальное значение коэф
фициента модуляции в радиовещательных программах и системах
связи достигает 0,9-0,95. Этим значениям коэффициента модуляции
соответствуют наибольшие возможные значения выходной мощности
инапряжения.Ихпринятоназыватьноминальными.Именно
343
на них рассчитываются выход11ые каскады приемш1ка и выбираетr.я
1ип гро11.коговор1пеля. За стандартное соот11оше11ие между 1юrма.~ь·
ной Рпых. 11 и номинальной Рвых"~ом выходными мощностями прием·
11ика взято Рвых.пом = 10 Рв-.х.н (Иных.t1ом = 3,16 Иных. 11 ). Поскольку
нелинейные искажения увеличиваются с ростом выходной мощности,
то они обычно измеряются при нормальной выходной мощ11ости.
Для снятия характеристик чувствиrе.~ьности собирают схе~1у
нзмерений, соответствующую рис. 16-1, исключив из нее ЗГ и ИНИ.
Если в технических условиях на параметры приемника не ого
ворены частоты, при которых должна измеряться чувствите.~ь11ость,
то ее следует измерять на крайних и средней частотах камдого под·
диапазона. Поскольку чувствителыюсть приемника в пределах каж
дого поддиапазона изменяется достаточно плавно и в сраtшительно
малых пределах, то по полученным трем точкам можно построить за
висимость чувствите.1ьности от частоты в каждом поддиапазоне.
Чтобы избежать излишних погрешностей, следует перед испыта
ниями и в их процессе (•1ерез каждые 20-30 мин) проверя rь правил1..
ность значений питающих напряжений приемника и измерителыюii
аппаратуры, а также уровень внешних помех, если испыта11ш1 про·
водятся не в экранированной комнате.
Измерение чувствительности приемника производят в сдедующе11
последовательности. Устанавливают ручной регулятор громкости
в положение максимального усиления, а ручные регуляторы поJюсы
пропускания и тембра - в подожение наиболее широкой поJюсы про
пускания. Настраивают приемник по его шкале на нужную ча.:тоrу.
Устанавливают такую же частоту сигнала ГСС и подстраивают его
по максимуму показаний ИВ. Параметры модуляции сигна.1а доджны
быть взяты стандартными. Амплитуду сигнала ГСС подбирают такой,
11ри которой выходное напряжение приемника было бы равно нор·
мальному. Измеритель выхода в данном случае, естественно, изме
рит результирующее напряжение, вызванное действием сигна.1а и
внешних помех, а также собственных шумов приемника Uс+ш+п· Сред·
неквадратичное (действующее) значение этого напряже11ия, в едини
цах которого обычно градуируется шкала ИВ, согласно сказанному
в§ 4-3 и 10-6, можно записать уравнением Ис+ш+п = V V~+u~, +---
-
+ U~. где Uсо Uш• Uп - действующие значения напряжений сиг
нала, шума и помех.
Чувствительность приемника измеряется при заданном оrношении
U/Uш ~ Yu· Для учета внешних помех можно ЗJписать U ш+а =
= VViu + и~ = Иш v1 +V~jU'fn = ИшА. Тогда отношенне
Uc+ш+r/U 111 = Vr(V~+VJi+V~)/Vш=J/.y(;+A2. Пользуясь этим
выражением, можно определить нужное з11ачение выходного сигнаJiа ГСС
rю требуемому значению Yu и измеренной величине А = Uш+п/Uш·
Если Yu > 4А, то действием внешних помех допустимо пренебрегать,
так как погрешность измерений будет не более 5 - 7% . А при Yu > 4
с такой же погрешностью можно считать Uс+ш+а ~ Uс• что 11ск.1ючает
необходимость указанных ранее расчетов при и1мt'рЕ'11и11 чувствитсль·
f!OCПJ. Ес.'rи после указанных проверок подучившееся отношенне сиг
Ра:1/шум не ~rеньше требуемого, то значение выходного с11гt1а.ы ГСС,
T'l1.1y•1e111JO~ в данном измеренни, будет равно чувствительности прием-
1111 ка. Когда отношенпе сиг над/шум ниже требуемого, то уменьшают
344
усиление приемника ручным регу.11ятором громко~ти. После этого уве
л11ч1tвают сигнал ГСС до значения, которому соответствует нормаль
ное выходное напряжение приемника. За rем снова измеряют уровень
соб~твенных шумов. Он, естественно, окажется меньшим. Если при
этом отношение сигнал/шум станет равным требуемому, то новое зна
чение выходного сигнала ГСС и опреде.1яет чувствительность прием
ника. При отношении сигнал/шум, от.1ичном от требуемого, снова
11зменяют уси.1ение приемника ручным регулятором громкости так,
чтобы получило:ь нужное значение отношения сигнал/шум на выходе
приемника (при меньшем значении этого отношения усиление следует
уменьшить и наоборот). Подобным образом измеряют чувствительность
приемника на всех необходимых частотах рабочего поддиапазона и про
веряют, удовлетворяет ли она требуемым значениям.
Измерение чувствительности приемников ЧМС производится по
той же ме1одике. Для этого, естественно, используется ГСС с частот
ной модуляцией.
16-4. СНЯТИЕ ХАРАКТЕРИСТИК ИЗБИРАТЕЛЬНОСТИ
Д.1я снятия кривой избирательности в соответствии с ее определе·
нием, приведенным в § 1-2, пользуются структурной схемой, приме
нявшейся при измерении чувствительности. Обы 11но кривую избира·
те.1ьности снимают на максимальной и минимальной рабочих часто
тах приемника. В первом с.'!учае она получается наиболее широкой,
во втором - наиболее узкой. Ручные регуляторы громкости 11 по.1осы
пропускания ставятся в поJюжение максима.1ьного усиления и наиболее
широкой полосы пропускания. Вначале настраивают приемник и ГСС
так, как это выполня.1ось при измерении чувствите.т1ьности. При этом
замеряют первое значение входного сигнала Е Ао• соответствующее
нулевой расстройке Лf = f с - f 0 • Затем повышают частоту ГСС так,
чтобы расстройка Лf' составляла примерно 0,25-0,35 расчетного зна
чения по.1осы пропускания приемника. После этого увеличивают сиг·
над ГСС до уровня, при котором выходное напряжение приемника
снова станет равным нормальному, и записывают значение расстройки
11 напряжения входного сигнала приемника. Значения расстройки
выбирают так, чтобы бы.10 удобно отсчитывать частоту по шкале ГСС.
Для этого расстройку берут кратной делениям нониуса шкалы настройки
ГСС. Сделав И3мерение второй точки кривой, увеличивают расстройку
ГСС еще на такую же ступень Лf' и находят новое значение входного
сигнала, соответствующее нормальному выходному напряжению при·
емника. Подобные измерения производят до значения расстройки,
несколько превышающего то, при котором должно опреде.11яться ослаб
ление по со~еднему 1<аналу. Затем такими же ступенями изменяют
расстройку ГСС в область частот, меньших частоты настройки прием
ника. По полученным данным строят кривую избирательности в коор·
динатноii системе, показанной на рис. 1-2 . По ней определяют дей
ствительные полосу пропускания, ослабление по соседнему каналу,
а также коэффициент прямоуго.1ыюсти кривой избирательности прием·
вика и сравнивают полученные значения с заданными.
В приемнике ЧМС выходное напряжение детектора, а следова
тельно, и всего приемника зависит от частоты сигнала. Поэтому для
снятия его кривой избирательности вместо измерителя выхода с.~едуеr
110льзова1ься ламповым во.1ьтметром, который вк.1ючают в коллек-
345
торную цепь последнего каскада тракта промежуточноll частоты (обычно
ограни•1ителя амплитуды). При этом желательно, чтобы входная ем-
1юсть вольтметра не превышала 0,3-0,5% емкости колебательного
контура, к которому он подключается. Первоначальный замер напря
жения этим вольтметром производится при на.~ичии на входе прием
ника ГСС с частотной модуляцией. Уровень выходного сигнала ГСС
устанавливается таким, при котором по показаниям ИВ выходное
напряжение приемника равно нормальному. После этого у ГСС выклю
чается модуляция и снятие кривой избирательности производится
по показаниям лампового вольтметра согласно описанной ранее ме
тодике. При этом за исходное выходное напряжение ГСС принимается
такое его максимальное значение, которое еще находится в пределах
линейного участка характеристики ограничителя амплитуды.
Для снятия двухсигнальной кривой избирательности пользуются
структурной схемои измерений чувствительности с добавлением вто
рого ГСС, используемого в качестве источника мешающего сигнала.
Его выход подключают ко входу приемника через эквивалент антенны.
Используя сигнал первого ГСС, при выключенном втором ГСС изме
ряют чувствительность приемника. После этого включают второй ГСС.
Его настраивают на частоту f n• отличающуюся от частоты настройки
первоrо генератора f с на значение, равное расстройке соседнего канала.
Сигнал второго генератора должен иметь стандартные параметры мо
дуляции. Его амплитуду Еп1 согласно сказанному в § 1-2 подбирают
так, чтобы выходное напряжение приемника U п.вых отличалось на 3 дБ
от нормального, получающегося при работе только первого генератора
с включенной модуляцией. Затем увеличивают расстройку второго
генератора относительно первого до значения, равного двум расстрой
кам соrеднего канала, и снова определяют амплитуду сигнала второго
генератора Еп2, который соответствует изменению выходного напря
жения приемника на 3 дБ по отношению к нормальному, получаю
щемуся при работе только первого генератора. Естественно, что для
двойной расстройки соседнего канала выходной сигнал второго гене
ратора будет больше, чем при одинарной расстройке. Подобные опе
рации производят до значения расстройки, в 3-4 раза превышающей
расстройку соседнего канала. Затем аналогичные измерения выпол
няют для таких же по значению, но обратных по знаку расстроек вто
рого генератора относительно первого ГСС. По полученным данным
вычисляют отношение dп = Enl Е Ао для каждой расстройки и строят
l<ривую двухсигнальной избирательности в координатной системе,
аналогичной изображенной на рис. 1-2 . При этом по оси ординат откла
дывают значение dп. Иногда снимают кривую трехсигнальноii изби·
рательности в соответствии с ее определением, приведенным в § 1-2 .
Для снятия характеристики двухсигнальной избирательности
приемников ЧМС пользуются приведенной ранее методикой, но ГСС,
естественно, должны быть с частотной модуляцией.
Для проверки ослабления по зеркальному каналу используют струк
турную схему измерения чувствительности. Вначале настраивают все
приборы и приемник так, как это требуется для измерения чувстви
тельности на максимальной рабочей частоте приемника. После этого
перестраивают ГСС на частоту зеркального канала и увеличивают
уровень его сигнала до максимально возможного значения. Если при
этом ИВ не зафиксирует наличия сигнала на выходе приемника, то мед
ленно перестраивают ГСС в области меньших и больших частот до обна
руже1шя напряжения на выходе. Обнаружив это напряженliе, настра
ивают частоту ГСС по максимуму выходного напряжения приемника
346
и устанавливают напряжение сигнала ГСС Е Аз' соответствующее нор
мальному выходному напряжению приемника. После этого вычис
ляют ослабление по зеркальному каналу d3 = Е А/ Е Ао· Если при
выполнении указанных операций ИВ не зафиксирует наличие выход
ного сигнала приемника, то ослабление по зеркальному каналу счи
тают больше значения Емак/Е Ао• где Емакс - максимальная амплитуда
выходного сигнала ГСС. Для приемников ЧМС измерения выполняют
так же, но генератор должен быть с частотной модуляцией.
Ослабление по промежуточной частоте измеряют, пользуясь струк
турной схемой для измерения чувствительности. Первоначально ГСС
и приемник настраивают на рабочую частоту, наиболее близкую
к промежуточной, и измеряют чувствительность приемника. После
этого перестраивают ГСС на промежуточную частоту приемника и уве
личивают его сигнал до максимального значения. Если при этом
на ИВ отсутствуют показания, то медленно перестраивают ГСС
в области меньших и больших частот до появления выходного сигнала
приемника. Перестройку прекращают при максимальном uыходном
напряжении приемника. Устанавливают выходной сигнал ГСС Е Анр
так, чтобы выходное напряжение приемника равнялось нормальному.
Тогда ослабление по промежуточной частоте d = ЕА / Елu· Если
пр
пр
сигнал на выходе приемника не обнаруживается, то считают, что
dпр > Емак/ЕАо'
Для приемника ЧМС измерения производят по той же методике,
но при этом используют ГСС с частотной модуляцией.
t6-5 . СНЯТИЕ АМПЛИТУДНОЯ ХАРАКТЕРИСТИКИ
Для снятия амплитудной характеристики используют структур
ную схему измерения чувствительности. Приемник настраивают на час
тоту, при которой его чувствительность наилучшая (значение Е Ао
наименьшее). Производят контрольное измерение чувствительности.
После этого выключают АРУ и снимают амплитудную характерис
тику приемника. Для этого устанавливают выходной сигнал ГСС рав
ным 0,5 Е Ао и измеряют выходное напряжение приемника. Затем уве-
личивают сигнал ГСС ступенями, равными 0,5 Ем• и снова производят
замеры выходного напряжения. Измерения производят до таких уров
ней входных сигналов, при которых прирост выходного напряжения
становится значительно меньше (в 3-4 раза) прироста входного сигнала.
По полученным данным строится амплитудная характеристика прием
ника при неработающей АРУ. По ней находится точка перегиба и опре
деляется максимальный входной сигнал, ограничивающий линейный
участок характеристики.
После этого по аналогичной методике снимается амплитудная
характеристика при работающей АРУ. В этом случае ступени увели
чения входного сигнала берут такими, при которых выходное напря
жение возрастает на 10-15% . Заканчивают измерения при значении
входного сигнала, оговоренном в условиях на испытание приемника
или на качество действия АРУ (11-4). По полученным данным строят
амплитудную характеристику. Масштаб по оси входных сигналов
берут логарифмическим, а по оси ординат - линейным. По амп.~итуд
ной характеристике находят значения параметров В и Д (11-4), опре
деля1сщие качество работы АРУ.
347
t6-6. CHSITИE ХАРАКТЕРИСТИК
ДЛSI ОЦЕНКИ ИСКАЖЕНИИ
Оценка амплитудно-частотных искажений производится по х а •
рактеристике верности воспроизведенияпри
нимаемого сигна.1а. Для ее снятия используют структурную схему,
изображенную на рис. 16-1, без ИНИ. В начале при выключенном ЗГ
всю аппаратуру и приемник настраивают на минимальную рабочую
частоту приемника, на которой его полоса пропускания наf:более узкая.
Затем производят контрольный замер чувствительности. Пос.~е этого
у ГСС выключают внутреннюю модуляцию и включают внешнюю от ЗГ,
у которого устанавливают частоту, равную стандартной частоте моду
ляции ГСС (400 Гц). Амплитуда выходного напряжения ЗГ подбирается
так, чтобы выходное напряжение приемника было равно нормальному.
При этом коэффициент модуляции ГСС будет иметь стандартное значе
ние (0,3), что фиксируется по измерителю глубины модуляции ГСС.
Затем, поддерживая выходное напряжение ЗГ постоянным, изменяют
его частоту до значений, на 20-25% больших и меньших, чем расчет·
ное значение полосы пропускания низкочастотного тракта приемника.
При эгом для каждого значения частоты ЗГ 11змеряют выходное напря·
жение приемника. По полученным данным строят характеристику
верности воспроизведения. По оси абцисс откладывают частоту моду
ляции в .1огарифмическом масштабе, а по оси ординат-выходное напря
жение приемника в линейном масштабе (см. рис. 8-7). По характерис
тике верности воспроизведения находят наибольшее выходное напря·
жение Ивых.макс и напряжения, соответствующие низшей Ир" и вы:·
шей UF модулирующим частотам приемника. Подставляя зна•rения
в
этих напряжений в формулы (1-2) вместо коэффициентов усилен и ;i
приемника, вычисляют коэффициенты амплитудно-частотных искаже
ний на низшей и высшей частотах модуляции.
При наличии в приемнике ручного регулятора полосы пропускани;1
или тембра снимают вторую кривую верности воспроизведения при
положении указанных регуляторов, соответствующих самой узкой
полосе пропускания приемника. Эта характеристика позволяет оце
нить качество работы ручных регуляторов полосы пропускания.
Нелинейные искажения оценивают по коэффициенту гармониr(,
для измерения которого используют структурную схему измерениi'I,
изображенную на рис. 16-1 . Вначале при выключенных ЗГ и ИНИ про
изводят контрольный замер чувствительности. Затем у ГСС вык.11с
чают внутреннюю модуляцию и включают внешнюю от ЗГ, обеспечивая
11орма.1ыrые параметры модуляции. Делается это для того, чтобы закон
модуляции сигнала был возможно ближе к гармони•1ескому, ибо выход
ное напряжение ЗГ имеет значитеJ1ыю меньший уровень высших гармо-
1111ческих состав.1яющих по сравнению с внутренним модулятором ГСС:.
Затем в1<лючают ИНИ и, пользуясь его показаниями, снимают дв2
характеристики нелинейных искажений.
Модуляционная характеристика нелине1"1·
н ы х и с к а ж е н и й представляет зависимость коэффициента гар
моник от коэффициента модуляции при постоянной амплитуде несуще:i
сигнала. Ее типичный вид изображен на рис. 16-2 . Она позволяет оце
нить не.1инейные искажения как при нормальном выходном нап1>я·
женин (т = 0,3), так и при номинальном (т = О,3·0,316 = 0,948).
Резкое увеличение коэ:f>фициента гармоник при больших коэ·р
фициентах модуляции объясняется тем, что в по:ледних каскадах
3413
ни1кочастотного тракта входные сигналы становятся большими и pa-
fioтa каскадов происходит в существенно криволинейном участке
nо.1ьт-амперных харакrС'ристик их э.1ектронных приборов
Модуля11ионная характеристика снимается при по::тоянной ампли
·1уде сигнала, соответствующей чувствительности приемника.
Амплитудпой характеристикой не.1и11ей-
11 ы х 11 с к а ж е 11 и ii на1"1вают зависимость коэффициента гармоник
от амплитуды входного сигна.1а при постоянном значении коэффициента
~юдуляции. Для ее снятия исnоJiьзуют внешнюю модуляцию ГСС от ЗГ.
Чаще всего измерения производят при стандартном коэффициенте
Аtоду.1яции, равном 0,3. Но д.1я оценки максимально возмомных иска
>hений снимают такую же характеристику при т = 0,9 + 0,95. На
рис. 16-3 приведены типовые амплитудные характеристики нелиней-
11ых искажений приt>мника. При малых входных сигналах увеличение
коэ<j:фициента гармоник объясняется повышением искажений в детек-
kг
0,20
0,15
Q,10
0,05
о
Рис. 16-2 .
т
kг
0,20
0,15
0,10
O,QS
Рис. 16-3 .
торе, а при больших - возрастанием искажений в низкочастотных
каскадах за счет увеличения их входного сигна.т1а.
Модуляционная и амп.1штудная характеристики нелинейных иска
жений позводяют иметь достаточно полное представление об уровне
нелинейных искажений приемника при различных режимах его работы.
t6·7. ДОПОЛНИТЕЛЬНЫЕ ИСПЫТАНИЯ ПРИЕМНИКОВ
Кроме рассмотренных ранее производят испытания приемников,
позволяющие опредеJшть его дополнительные эксплуатационные ха
рактеристики.
Точность градуировки шкалы приемника проверяют, пользуясь
структурной схемой измерения •1увствительности. Для э1ого настраи
вают приемник по ero шкаJ1е на одну из частот, соответствующую деле
нию шкалы. Затем настранвают ГСС по максимуму выходного напря
жения приемника. По шкале частоr ГСС опреде.1яют истинную частоту
настройки прием11ика. Следуеr помнить о том, что точность отсчета
частоты ГСС обычно не превышает 2%. Если нужна более точная гра
дуировка шкалы приемника, то вместо ГСС в качестве источника сиг
на:1а испо;~ьзуют специальные генераторы - кварцевые ка.111браторы
(например, КК-6).
Перекрытие соседних поддиапазонов в многодиапазонных 11рием
ни1<ах и крайние частоты поддиаш~зонов измеряю~ 110 методике, при
меняемой при проверке градуировки шкалы.
Излучение колеб.~ннй rетеродинз проверяют с п::~мащь'О специаль
ных радиоприемных устройств, которые поз1JОJ1нют и.Jмсрнrь напря-
34~
женность поля сигнала. Такими устройствами могут быть измер111ели
помех или компараторы. Их антенну помещают от антенны прием
ника на заданном расстоянии, например 1 м.
Климатические испытания приемников производят в следующем
порядке. Помещают приемник на заданное время в термо- или баро
камеру с необходимыми условиями окружающей среды. После этого
проверяют основные характеристики приемника и работоспособность
органов управления (при низких температурах смазка в подшип
никах может замерзнуть и ручки регу.1яторов не будут вращаться).
Оценка устойчивости работы приемника производится по измене
нию его основных характеристик (чувствительности, избирательности)
при крайних допустимых значениях питающих напряжений.
В некоторых случаях проверяют срок непрерывной работы прием
ника до нарушения его работоспособности. Этот критерий определяет
надежность работы приемника в нормальных условиях эксплуатации.
Могут производиться и другие испытания, в зависимости от назначения
приемника, например проверка на устойчивость при механических
вибрациях для приемников, устанавливаемых на подвижных объектах.
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ ДЛЯ ПОВТОРЕНИЯ
1. Какова методика подготовки приемника к испытаниям? Как
оценивают работоспособность приемника?
2. С помощью каких измерений можно определить неисправ
ный каскад приемника?
3. Какова структурная схема испытаний приемника? Какие из
мерительные приборы для этого необходимы? Каковы типовые кли
матические условия для испытаний приемников?
4. Как можно устранить действие внешних помех при испытании
приемника?
5. Какова методика измерения чувствительности приемника?
Какую выходную мощность (напряжение) приемника называют нор
малыюй и номинальной? Какова связь между ними?
6. Какие стандартные параметры модуляции сигналов приняты
при испытаниях приемников?
7. Опишите методику снятия кривой избирательности приемни
ков АМС и ЧМС. Как с помощью этой характеристики определить по
.nосу пропускания, ослабление по соседнему каналу и коэффициент
nрямоугольности?
8. Какова методика снятия двух- и трехсигнальных характерис·
тик избирательности? Как можно измерить ослабление по зеркаль·
ному каналу и ослабление сигнала г.ромежуточной частоты?
9. Опишите способ снятия амплитудной характеристики прием
ника. Как с ее помощью можно проверить качество работы системы
АРУ?
10. Какова методика снятия характеристики верности воспроиз·
ведения приемника?
11. Какие зависимости определяют модуляционная и амплитуд•
ная характеристики нелинейных искажений? Каковы методики их;
снятия?
12. Какие испытания проводят для оценки эксплуатационны.х~
1Характеристи1С приемника?
350
rnABAl7
КРАТКИЙ ОЧЕРК РАЗВИТИЯ РАДИОПРИЕМНОА
ТЕХНИКИ И ЕЕ ЗАДАЧИ НА СОВРЕМЕННОМ ЭТАПЕ
Не будет преувеличением сказать, что одним из важнейших усло
вий прогресса человеческого общества является развитие и совер
шенствование средств связи. Даже ближние космические полеты были
бы практически невозможны, если бы не было современных средств
радиотехнической связи. Именно радиосвязь обеспечивает передачу
информации в любой уголок земного шара в весьма короткое время.
Благодаря существованию систем радиосвязи в последние три-четыре
десятилетия намного возросла безопасность экспедиций в полярные
и другие малодоступные районы по сравнению с концом прошлого
и началом нынешнего веков. Работа современного воздушного и мор
ского транспорта была бы крайне затруднена, а в некоторых случаях
и невозможна, если бы не существовало современных систем радиосвязи
радионавигации и радиолокации. Эти средства наравне с системами ра
диовещания и телевидения стали обыденными техническими прибо
рами в большинстве областей современной науки, техники и в быту.
Именно с этих позиций следует подходить к оценке работы А. С. По
пова, создавшего оригина.'!ьную аппаратуру для нового средства связи
с использованием электромагнитных волн. Характерно, что своего
успеха он добился в результате целеустремленной многолетней ра
боты над поисками нового средства связи для военно-морского флота,
способного обеспечивать связь в любых метеорологических ус.'!овиях
на значительные расстояния. Ведь еще в девяностых годах прошлого
столетия связь между кораблями и между кораблями и портами была
оптической (фонари, сигнальные флаги) и звуковой (сирены). А. С. По
пов, работая в одном из учреждений военно-морского флота, хорошо
понимал ограниченные возможности таких средств связи, дальность
действия которых значительно сокращалась в условиях плохой погоды.
Создав в 1895 г. первый приемник энергии электромагнитных
волн, возникающих при грозовых разрядах, Александр Степанович
Попов писал: «В заключение могу выразить надежду, что мой прибор
при дальнейшем усовершенствовании его может быть применен к пере
даче сигналов на расстояния при помощи быстрых электрических коле
баний, как только будет найден источник таких колебаний, обладаю
щий достаточной энергией».
Спустя несколько месяцев он создал такой источник, а затем про
демонстрировал работу линии радиосвязи с пишущим приемом на рас
стоянии 250 м. В 1899 г. совместно с П. Н. Рыбкиным и Д. С. Троицким
он довел дальность действия телефонной радиосвязи до 25 км, а в
1900 г. - до 47 км. Это уже значительно превышало дальность дей
ствия средств связи, применявшихся на кораблях. Радиолиния, раз
работанная А. С. Поповым, помогла спасти русских рыбаков, унесен
ных на льдине в Финский залив.
В начале ХХ века А. С. Поповым были сконструированы первые
корабельные радиостанции и его мечты о создании нового средства
связи осуществились. Но чиновники царского правительства, не верив
шие в силу и способности русских ученых, не поддержали предло
жение А. С. Попова об организации производства радиостанций на оте
чественных предприятиях. Они обратились за помощью к иностранной
фирме. Последняя для работы была вынуждена пригласить А. С. По
пова в качестве консультанта. До конца своих дней (1906 r.) А. С. По-
351
пав продолжал ('ОВt>ршенствовать конструкции корабе.'lьных радио
станций.
В пос.'!едующие годы в11Jють до Ве.~икой Октябрьской социа.1ист11-
•1еской рево,1юции развитие радиотех1111ки в России практически осу
ществля.1ось отдельными группами ученых-энтузиастов. Лишь Совет
ская в.'!асть созда.1а в нашей стране должные условия для развития
радиотехники. 21 июля 1918 г. В. И. Лениным бы.~ подписан декрет
«О централизации радиотехнического де.'!а», а 2 декабря того же года
он утвердил положение о Нижегородской радиолаборатории. В этой
J1аборатор11и были объединены .1учшие радиоспециалисты страны.
В 1923 г. в Петрограде была создана центральная радиолаборатория
(ЦРЛ), ставшая в да.'!ы1ейшем ос1ювным научным ценrром rю раз
работке радиовещательных приемников.
Высоко ценя деловую сметку и творческую инициативу народных
масс, наш:~ партия всегда стремилась привлекать их к решению сложных
народнохтяйственных задач. Для э1ого 28 июля 1924 г. постанов
лением СНК была разрешена постройка частных радиоприемных стан
ций. Это постановление по.1ожило начало развитию массового радио
любите.11>ства в стране. Радиолюбители во многом способствовали осво
ению декаметрового диапазона волн, что позволило при весьма малых
мощностях радиопередатчиков организовать радиосвязь на расстоя
ние в десятки тысяч километров. С радиол~сбите.'lьства начинаJIИ свою
1ворческую деятельность такие крупные ученые, как В. И. Сифоров,
работы которого в течение многих десятилетий в значительной степени
способствуют развитию отечественной радиоприемIIой техники. На еже-
1од11ых выстаnках радиотсбительского творчества уже многие годы
представ.1яются не толы<о новые конструкции любительских прием-
11иков, но и большое количество весьма важных для различных отрас
лей народного хозяйства приборов. Лучшие из них многократно удо
стаивались премий и медалей ВДНХ.
Многие радиотсбители работали и работают в настоящее nремя ради
стами в по.1ярных 11 других малодоступных районах. Один из них
Э. Т. Кренк(•,1ь, был участни1<0м легендарной экспедиции на дрейфующей
J1ьдине в paiioнe Северного полюса, обеспечивавшей, в частности, пер
вый беспо~адочный перелет советских самолетов в США через по.1юс.
Нспо.1ьзовы111е кристалличС'сI<ИХ детекторов (1906-1908 гг.) вместо
когерС'ра, применявшегося в первых конструкциях радиоприемников,
позволи.10 существенно повыси1 ь их чувствительность. IIрименеюtе
электронных ламп в качестnе уси,1ителей 11апряжения модулирующих
частот, а затС'М и радирсигвалов да.10 возможность дальнейшего уJ1уч
шения параметров радиоприемников.
В 1913 г. немецкий ученый Мейснер открыл принцип, позволив·
ший ему создать первый ламповый генератор с самовозбуждением
при трансформаторной обратной связи. В этом же году а11глийски1"1
ученый Раунд предложил этот принцип для автодинного приема не
затухающих радиотелеграфных сигна.~ов. С этого времени начинается
внедрение ламповых радио11рием11иков и исполь:ювание их в раздич
ных линиях радиосвязи.
В 1919 г. американский ученый Армстронг построил первый су
пергетеродинный приемник. Но плохие характеристики эле1<тро11-
11ых ламп того времени и работа в диапазонах километровых и гекто
метровых водн не позволили испо.1ьзовать преимущества этого пmз
радиоприемника. Более эф'fJективным оказался открытый Армстров
rом в 1922 г. метод регенеративного радиоприема, широко применяв
шийся в ламповых приемниках 20-х и начала 30-х годов. ТоЛ11КО паяв-
352
л1>11ие м1ю1·осеточных ламп, исполыуемых для преобразования час-
1оты (1932-1934 гг.), позво.1ило создать супергетеродинные прИl'М·
ники с дучшими характеристиками, чем у приемников прямого усиJ1е
ния при одинаковом и даже меньшем числе каскадов.
В 1935 г. Армстронг построил первый 11рисмник частотно-модулн
рованных сигна.1ов и показал возможность .'!учшсго ослаб.~ения по
мех в нем. В 1936 г. В. И. Сифоров (в СССР) и J(росби (в США) неза
висимо друг от друга теоретичес1ш доказаJIИ преимущества, которые
можно по.1учить при переходе от амплитудной модуляции сигнадон
J{ час1отной.
Уч('11ые многих стран занима.11ись разработкой радиолиний с 11м
пу.11ьс110й модуляцией. Первые образцы нмпу.1ьсных радиолокацион
ных станцпil были созданы в нашей стране под руководством Ю. Б. Коб
зарева 11 А. В. Агеева. От приемников этих станций требуются весьма
ны~окая •1увствите.1ыюсть и ннзкий уровень 11скажений принимае
мого сиг11а.1а. Указанные параметры приемников в значительной сте
пени опредС.1ЯЮТ КЗI{ дальнос1ь действия радио.'lоканионных станций,
так и точность их работы. Поэтому создание подобных приемников
было крупным успехом отечественной радиопромышленности и харак
теризовало высокий уровень выполнения науч11ых исследований и кон
структорских разрабоrок нашими учеными и инженерами, рабоrа
вшими в области радиоприемной техники.
В 30-х годах радиотехническая промышленность в нашей стране
объединяла многие достаточно мощные предприятия. Она выпускала
лучшие по тем временам радиопередатчики и прои:водила боJ1ьшими
сериями радиоприемники различного назначения.
В книге В. И. Шамшура «Первые годы советской радиотехники
11 радиол~сбительства» подробно 11з.1ожена история развития отечест
венной радиотехники и советского радиолюбительства.
Советскими учеными выполнены фундаментальные исследования, ко
торые ста.111 базой для создания теории радиоприема. Еще в 20-х го
дах в отечественном журнале «Телеграфия и телефония без проводов»
пуб.1иковадись оригинальные работы В. К. Лебединского, А. А. Петров
ского, А. И. Берга 11 И. Г. Фреймана. Они послужили основой для
создания первых методик радиотехничес1шх расчетов, в том чис.1е и
для элементов приемников прямого усиления.
На о~нове проведенных теоретических исследований в 30-х годах
В. И. Сифоров разрабоrал методики расчета ламповых уси.'!ителей,
детекторов и специфических каскадов супергетеродинного приемника.
Результаты этих исс.'!едований и до настоящего времени испо;1ьзуются
при проектировании радиоприемников. В эти же годы В. А. Котель
никовым была разработана теория потенциа.'!ыюй помехоустойчивост11
приема при флюктуационных помехах. Н. Н. Крыловым быJiо прове
дено исследование воздействия атмосферных помех на работу радио
приемника, Л. Б. Слепяном и В. И. Сифоровым разработана теории
диодного детектора, А. А. Писто.'!ькорсом внесен огромный вклад
в изучение свойств приемных антенн различных типов.
Работы крупнейших советских ученых Н. Д. Папедекси, Л. И. Ман
дедьштама, А. Н. Щукина, Ю. Б. Кобзарева, В. И. Сифорова, С. И. Ев
тянова и других послужили основой для создан11я общей теории не.1и
нейных систем и импульсных устройств, применяющихся в р.адиопри
емниках.
Фундаментальные исследования по изучению физических свойств
полупроводников были выполнены в 30-х и 40-х годах под руководством
А. Ф. Иоффе. Они послужили, в частности, основой ддя разработки
353
ноnого класса электронных приборов - транзисторов, которые впервые
быди созданы в США Бардиным, Браттейном 11 ШокJJИ в 1948 г. Исполь·
зование транзисторов позволило создать радиоприемники с малыми
размерами, массой и мощностью питания, что способствовало быстрому
прогрессу в развитии многих областей техники, особенно авиацио11·
ной 11 космической. Транзисторы дали возможность производить весьма
портативные радиовещательные приемники с индивидуальными источ
никами питания, широко вошедшие в современную жизнь.
Огромную роль в подготовке радиоспециалистов в нашей стране
сыграJJ учебник В. И. Сифорова «Радиоприемные устройства», вышед·
шиii первым изданием в 1939 г. В течение многих лет этот учебню<
яв.1яется основным во всех вузах страны. Он выдержал пять изданий.
Большая работа проведена советским ученым А. П. Сиверсом по
разработке и созданию приемников магистральной радиосвязи. Бес
ненный вклад внесли ведущие советские радиоспециалисты в разра
ботку и налаживание производства новой радиоприемной аппаратуры
в годы Великой Отечественной войны.
В послевоенные годы нашими учеными разработаны электрон
ные приборы и методы построения радиотрактов приемников, позво
,1ившие повысить их чувствительность в сантиметровом диапазоне.
Особую ценность имеют работы Н. Г. Басова и А. М. Прохорова, кото·
рые открыли возможность создания молекулярных усилителей и гене
раторов. Л. С. Гуткин разработал теорию и методику расчета работы
диодных детекторов и преобразователей частоты при использовании
их на сверхвысоких частотах. Оригинальные исследования выполнены
В. И. Тихоновым по изучению свойств шумовой помехи. Работы
Я. Д. Ширма на во многом способствовали развитию теории приема
импульсных сигналов при различных видах модуляции с учетом дей·
ствия помех. Исследования Н. И. Чистякова позволили создать тео
рию и методику расчета частотных детекторов. А. А. Куликовский,
С. Е. Фалькович, Ю. Л. Симонов и другие разработали основы оптималь
ного применения транзисторов в радиоприемной технике.
Большинство книг советских авторов по радиоприемной технике
и в частности учебник В. И. Сифорова изданы за рубежом и получили
мировое при:iнание.
Как и прежде, перед специалистами в области радиоприемных
устройств стоят три основные проблемы, решение которых будет спо
собствовать дальнейшему развитию радиоприемной техники. Ими
нвляются: а) создание высококачественных радиоприемных устройств
д.Т\я осваиваемых диапазонов волн (от миллиметрового до оптического);
б) разработка эффективных способов ослабления действия помех и по·
вышения чувствительности приемников; в) совершенствование эксплуа
тационных характеристик и повышение надежности работы радиоприем
ной аппаратуры. Решение двух последних проблем особенно важно при
создании новых космических радиотехнических комплексов и гло
бальных систем связи и навигации в воздушном и морском транспорте.
К ближайшим задачам развития отечественной бытовой радио·
э.1ектроники и радиоприемной техники относятся: резкое увеличение
производства телевизоров для приема программ с цветным изображе
нием, переход на производство транзисторных радиоприемников и теле
визоров для большинства освоенных диапазонов волн, а также рас
ширение сети телевизионных станций системы «Орбита», позволяющих
непосредственно принимать программу центрального телевидения
практически в любом месте нашей необъятной Родины и в других стра•
нах социалистического лагеря.
354
Тип
тран-
зистора
П402
П403
П416
П411
ГТ310Б
Тип
ПРИЛОЖЕНИЕ 1
ПАРАМЕТРЫ ВЫСОКОЧАСТОТНЫХ ТРАНЗИСТОРОВ
и диодов
Таблица П!-1
Парам~тры транзисторов
Ко9ффи- Предель-
Сопро- Выход- Проход- Обрат- Режим при
ц11ент
TllBЛe· ная ем- ная ем- ныn ток
измерении
ная ча- ние ба-
усилею1я
стота fa•
кость
кость
коллек-
1
110 току
зы r6,
~'di с". тора /ко• ик. 1к•
а.
МГц
Ом
пФ
мкА
в
мА
0,94
50
100
14
6
15
5
1
0,98
100
50
10
7,5
1О
5
1
0,99
120
50
9
7
5
5
1
0,993
360
50
4,5
2,2
2
2
1
0,98
129
75
12
2,5
5
5
1
Таблица Пl-2
Входная проводимость g 11 , мСм, при lк = 1 мА
Частота, МГц
траизи-
1
1
стара
0,5
1
3
5 110115120130140 1 50
П402
П403
П411
П416
ГТ310Б
0,7 0,8 1,7 2,7 4"5 6,7
-
-
-
-
0,6 0,7 0,85 1,25 3,3 6,7
-
-
-
-
0,9 0,93 1
1,04 1,1 1,25 1,5 2 3,1 5
1,8 1,8 2
2,4 3,1 5
-
-
-
-
0,5 0,53 0,6 0,7 3,2 6,5
-
-
-
-
Таблица Пl-3
Выходная проводимость g 22 , мкСм, при lк = 1 мА
тп1
Частота, МГ1t
тра:зн- ---,l,_-----,l--,-l--..,.1---,1--,-1--..,..l----
cтopa
О,')
3
5
10
15
20
30
40
5U
П402 7
112033200500-
-
-
-
П403 9
101316
49
80-
-
-
-
П411 9
9,3 10 13
20 50 125 170 250 330
П416 10,5 11
12 15
50
75-
-
-
-
ГТ310Б 7
8
910
40
70-
-
-
-
355
Таблица П1-4
Модуль проводимости прямой передачи 1 Y21 J, мСм, при lк = 1 мА
т1
Час1ота, МГц
з~g~~а ~0-,5___,l~-,--,-l~з---,l~s~'/~1-o--.l~-,5---:l~2-o-.,-l~з1-1-/~4-,1....,.-l~fi1-1
П402 30
П403 31
П411 40
П416 31
ГТ310Б 26
30303029,529
-
-
-
-
31 31 31 30,5 29,5
-
-
-
-
404040404040373430
31313131
30-
-
-
-
26262625,525
-
-
-
-
Таблица Пl-5
Входная емкость Сн, пФ, при lк = 1 мА
т1
Частота, МГц
тр~::. 1
/
/
1
/
/
1
1
з11стора 0,' )
\,0
3.0
5
10
15
20
ЗJ
40
50
П402 160 150 135 130 110 85 -
-
-
-
П403 150 140 125 120 115 90 -
-
-
-
П411 -
-
3130,5303030282622
П416 -
-
120 101
9284--
-
-
ГТЗlОБ -
756560
5645-
-
-
-
Таблица П1-6
Параметры точечных диодов
Средний Прямая
Обратная
Постонн- Макси-
Емкость
вы прям-
ное обрат- мальна>1
Тип
.,енный
проводи-
проводи-
нос напря- частота
анод-
диода
мость s, мость sобр'
fК(КС' катод
ток/0, мА,
мСм
жение
Сак• пФ
не болеэ
мкСм
иобр' в Гц
-
ША
16
2,5
0,025
20
150
1,0
дlВ
25
7,5
0,01
30
150
1,0
ДIЕ
1:2
10,0
0,0025
100
150
\,О
д'2А
50
50
0,04
10
150
1.0
д2Е
16
10
0,0025
125
150
1,0
ДJА
2.1
10
0,025
10
80
1,0
д9Ж
15
10
0,025
100
80
1,0
356
Тип
д1юда
ДГЦ27
Д.Ю2
д231
Д813
Д816
Д817
Д902
Тип
лампы
IЖ24Б
IЖ29Б
1ж:юв
6ЖIП
6Жi!П
6Ж11П
6Ж33А
6ФIП
6К4П
6Н:23П
Тип
·
лампы
1)1(24Б
1ЖШБ
1Ж:ШБ
6ЖIП
6Ж9П
6Ж11П
6ЖЗ3А
6ФIП
6К4П
6IB:Jll
Таблица П\-7
Емкость полупроводниковых диодсв, nФ
Напря..ке11ие между элсктродам11, В
о
3
5
10
15
80
30
20
15
10
8
7
78
60
52
47
42
33
27
980
760
740
71.1
700
670
650
370 250
190
150
100
-
-
620 450
400
385
370
340
320
570 :п5
330
315
300
275
260
17
14,5
12,5
11
9,5
6,5
4,'5
ПРИЛОЖЕНИЕ 2
ПдРдМЕfРЫ ПРИЕМНО-УСИЛИfЕЛЬНЫХ ЛАМП
Сопротив-
Нопря- Ток вто- Напря-
лен11е ре-
!(рут11з-
Напря- Ток ано-
зистора
жение
да /а•
жение poll сетки жение в цепи ав- на ха-
анода
второй /К2' мА, смеще- томатиче- рак те-
Еа, В
мА
сетки 11е более ния Eg• ского сме- рист11к11
Eg2' В
в
щен11я
S, мА/В
Rк• Ом
60
0,95
45
0,1
о
-
0,9
60
5,3
45
0,5
о
-
2,5
12
0,8
12
0,15
о
-
0,65
120
7,35
120
3
-
200
5,15
150
15
150
4,5
-
80
17,5
150
25
150
7,5
-
50
28
120
8,5
100
4
-
120
4,5
250/100 11/6,4
100
2,7
3/0
-
3.7/4
250
10
100
3
-
68
4,4
-
120
15
-
-
-
680
10,5
-
Наиболь-
В нут-
Шумо- шее со-
рен11ее Емкость
F.мкость
Емкость вое соп- противле- !(о эф-
сопро-
Ct'TKa-
анод- ротивле- 11ие ре·
фИl\11•
тивле-
катод
сетка-анод
катод
ние Rш' знстора ент
ние Ri' Сgк• пФ
cga• пФ Сак• пФ
в цепи
Б·llJ-21
кОм
кОм
сет1<и
(См/Гц')
Rg• МОм
-
3,6
О,ОС8
2,95
6
2,2
2,5
-
5
0,005
3,0
7
1
5
600
8,5
0,015
3,5
13
-
-
;юо
4,3
0,035
2,35
1,5
1
9,1
150
8,5
0,03
3
0,35
1
56
36
13,5
0,04
3,45
0,24
0,3
185
450
3,6
003
3,3
2,8
1
17,3
700/6 5,1/2,6 0,006/2,6
7,412
7
0,5
45
850
6,0
0,0035
6,3
3,5
0,5
2. ')
25
3,6
1,5
0,2
0,24
l
41)
357
ПРИЛОЖЕНИЕ 3
ПАРАМЕТРЫ ПОСТОЯННЫХ РЕЗИСТОРОВ
И КОНДЕНСАТОРОВ ПОСТОЯННОЙ ЕМКОСТИ
Таблица П3-1
Шкала номинальных сопротивлений резисторов
Допустимые отклонения, %
±5
±10
±20
±5
±10
±20
Единицы, десятки, сотни о.~1. килоом, мегао.41
1,0
1,0
1,0
3,3
3,3
3,3
1,1
3,6
1,2
1,2
3,9
3,9
1,3
4,3
1,5
1,5
1,5
4,7
4,7
4,7
1,6
5,1
1,8
1,8
5,6
5,6
2,0
6,2
2,2
2,2
2,2
6,8
6,8
6,8
2,4
7,5
2,7
2,7
8,2
8,2
3,0
9,1
Таблица П3-2
Шкала номинальных емкостей конде.1саторов
Допустимые отклонения, %
±5
±10
±20
::!" 5
::': 10
±20
Единицы, десятки, сотни и mьlслчи пикофарад
1,0
1,0
1,0
3,3
3,3
3,3
l,1
3,6
1,2
1,2
3,9
3,9
1,3
4,3
1,5
1,5
1,5
4,7
4,7
4,7
1,6
5,1
1,8
1,8
5,6
5,6
2,0
6,2
2,2
2,2
2,2
6,8
6,8
6,8
2,4
7,5
2,7
2,7
8,2
8,2
3,0
9,1
Микрофарады
0,010
0,01
0,010
0,33
0,33
0,33
0,012
0,012
0,47
0,47
0,47
0,015
0,015
0,015
0,68
0,68
О,68
0,018
0,018
1,0
1,0
1,0
o,u22
0,022
0,022
1,5
1,5
1,5
0,027
О,027
2,2
2,2
2,2
358
Продолжение табл. ПЗ-2
Допусп1мые отклонения, %
±5
1
±10
1
±20
±5
1
±10
1
±20
0,033
0,0.''!3
0,033
3,3
3,3
3,3
о,о:ш
О,039
-
4,7
4,7
4,7
0,047
0,047
0,047
6,8
6,8
6,8
О,056
0,056
-
10
10
10
О,068
О,068
О,068
15
15
15
0,082
О,082
-
22
22
22
0,10
0,10
0,10
33
33
33
О,15
0,15
0,15
47
47
47
0,22
0,22
0,022
68
68
68
П р 11 меч ан и е Эл2ктр1л11тические конденсатор;~ выпускаются с номн·
нальными смкостимн 1, 2, 5, 10, 50, 100, 200, 500, 1000, 2000, 5000 мкФ.
Моμка
блока
КПЕ
КПЕ
КПЕ
КП4-ЗА
КПЕ·З
кnтм
КПТМ-4
КПЕ
Тип 1
конден-
сатора
ПРИЛОЖЕНИЕ 4
ПАРАМЕТРЫ КОНДЕНСАТОРОВ
ПЕРЕМЕННОЙ ЕМКОСТИ
Таблица П4-1
Блоки из двух конденсаторов переменной емкости
Емкость
Диэлек- с мин• CMRICC'
подстро-
ечноr·о
В каких приемниках при-
три к
пФ
пФ конден·
меняется
сатора,
пФ
Воздух 12 495
-
«Э,Рир-67»,
«Родина-65»
Воздух 10 365
-
«Спидола», «ВЭФ-12»
Воздух
9 270
-
«Альпинист»
Твердый 6 200
-
«Маяк», «Микро», «Э;>а»
Твердый 7 210 3-7
«Нева-2»
Твердый 4 220
-
«Гау Я», «Селга»
Твердый 5 260 2-8
«Орбита», «Юпитер»
Твердый 2 120
-
«Сюрприз»
Таблиц а П4-2
nолстроечные керамические конденсаторы
"мкость, пФ
КПК-112-714-1516-251 ~'-.'Ю 1 -
1-
1
-
КПК-2 6-60 10-100 25 -150 75 -200 125-250 200-325 275-375
359
w
"'
о
ПРИЛОЖЕНИЕ 5
ПАРАМЕТРЫ ФИЛЬТРОВ СОСРЕДОТОЧЕННОА ИЗЕИРА ТЕЛЬНОСТИ
Фильтры
nLезомеханич::-ские
1
пьез::ж ерам1-1t1сrкне
1
Парзмстр
"'
'?
"'
"t
-+
"t
.;,
~
~
с:
с
с:
t:
t:
с:
с:
'9
'9
&
&
&
'9
'9
с:
-
с:
-
с:
с:
с:
Чис.10 з1к'11ьсв nz
1112131314
4
4
Средняя частота /0 , кГц
1
465 .±: 2
1
465:!:~.s
\
Поло~а пропускания ПФ,
кГц (при ос.1аб.1ении
на границе)
OcJiaбJ!E'HИE' при расстрой
ке :±: 10 кГц от сред
ней частоты d, дБ
1
7-10
19-1416.~-1017-9,518,5-12,51
(2)
(2)
(2)
(2)
(2)
116-124F126 1··41 1461 40 1
Коэффицисн! ослабления 1 0 св / о,451 0,25 / 0,25 /
0,25
1
на среднеи частоте q
'
1
G1
О.5
/
О,835
1
Номинальная про-
вх
'
водимость, мСм Gвых 1
1
\
0,417
\
Cnx 1
1
-
1
Емкости конденса -
торов настрой-
ки, пФ
Свых 1
1
-
1
электромеханичес1<ие
'°
"'
.. ..
.;,
'°
'°
....
....
.;,
u?
t:
с:
ЭМФП-5-465-13
'9
'9
::;;
::;;
0)
О)
5
15
1
5
465 ± 1,5
5,6-6,418,4-9,6 112,2-13,8
(1,41)
(1,41)
(1,41)
56
1
42
1
26
О,37 1
0,45 1
0,4
1
0,1
30013001300
1500 1 2200 1 3300
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1 Бс.100 11. Ф" Дрызrо Е. В. Справо 1111ик по транзисторныJt
ра;шопр11емникам. М" "Совеrское rадио", НПО. 519 с. с ИJI.
2 БepreJlhCOH и. г" Дадерко н. к" Пароль н. в. Приемно
усилительные лампы повышенной над~жности. Снравочник. М., "Совет·
с кое радио", 1%2 G48 с. с ил.
3. Радиоприемные устройства М" "Советское радио", 1971.
496 е с ил. Авт.: Н. В. Бобров, Г. В. Максимов, В. И. Мичурин и др.
4. Расчет радиоприемников. М" Воениздат, 1971. 496 с. с ил.
Авт.: Н. Н. Бобров, Г. В. Максимов, В. 11. Мичурин и др.
5. Бобров Н. В. Радиоприемные устройства. М" Госэнерrоиздат,
1958 448 с. с ил.
6. Великан Я. Н" Гельмонт 3. Я., Зеллах Э. 8 . Пьезокерами
ческис фильrры. М., "Связь", 1966. 396 с. с ил.
7. Гозолинr В. Применение полевых транзисторов. М" "Энергия",
1970 160 с. с ил.
8. Гут кии JI. С., Лебедев В. А., Сифоров В. И. Радиоприемные
устройства. м" "Советское радио", ч. 1, 1961. 704 е. с ил. ч. 2, 1963.
410с.сил.
9. Дольник А. Г. Громкоговорители. М" "Энергия", 1964. 32 с.
с ил.
10. Драбкин А. Л., Зузенко В. Л. Антенно-фидерные устройства.
М" "Советское радио", 1961 816 с. с ил.
11 Екимов В. Д., Павлов К. М. Проектирование радиоприемных
у:троiiстн М" "Связь", 1970. 504 с. е ил
12 Екимов В. Д. Расчеr и конструирование транзисторных радио
приемников. М" "Свнзь", 1972. 216 с. с ил.
13. Жеребцов и. п. Основы ЭЛt'КТроники. М" "Энергия", 1974.
464с.сил.
14. Зrут М. А. Условные обозначения и схемы. М" "Энергия",
1964. 112 с. е ил.
15. Изюмов Н. М. Основы радиотехники. М., "Связь", 1965.
542с.сил.
16. Калихман С. Г., Левин Я. М. Основы теории и расчета радио
вещательных приемников на полупроводниковых приборах. М., "Связь",
1%9, 480 С. С llЛ.
17. Крылов Г. М" Смир1юв Г. А. Транзисторные усилители с
автоматической регулировкой усиления. М" "Энергин", 1967 168 с. с ил.
18. Левандовский Б. А. Шкалы и верньерные устройства. М"
Госэнсрrоиздат, 1952. 64 с. е ил.
19. Левитин Е. А., Левитин Л. Е. Радиовещательные приемники.
J\\" "Энергия", 1967. 368 с. с и.1
20. Ломанови•1 В. Справочник по радиодеталям. М., Изд-во
ДОСААФ, 1966. 64 с. с Ид.
361
21. Манн Г., Фишер Г. Тrлевизио11ные приемники и приемные
телевизионные антенны. М" "Энергия", 1964. 326 с. с ил.
22. Палшков В. В. Радиоприемные устройства. М" "Связь", 1965.
544с.сил.
23. Петров А. И., Шматчеико В. Ф. Полосовые электромехани
ческие фит.тры радиочастот. М" Госэнергоиздат, 1961. 300 с. с ил.
24. Радиоприемные устройства на полупроводниковых приборах.
Проектирование и расчет. Под ред. Р. А. Валитова, А. А. Кули
ковского. М" "Советское радио", 1968. 384 с. с ил.
25. Роrинский И. Ю. Детали миниатюрной аппаратуры М"
"Энергия", 1971. 120 с. с ил.
26. Сифоров В. И. Радиоприемные устройства. М., Воениздат,
1954. 804 с. с ил.
27 Справочник радиолюбителя. Под ред. А. А. Куликовского.
М" Госэнергоиздат, 1961. 500 с. с ил.
28. Транзисторы. Справочник под ред. И. Ф. Николаевского.
М., "Связь", 1969. 624 с. с ил
29. Трохименко я. К. Радиоприемные устройства на транзисто
рах. Киев, изд-во "Техника", 1964. 416 с. с ил.
30 Харченко К. П. УКВ антенны. М., Изд-во ДОСААФ, 1969.
112с.сил.
31. Хомич В. И. Приемные ферритовые антенны. М" Госэнерго
издат, 1963 64 с. с ил.
32. Щуцкоii К. А. Транзисторные усилители высокой частоты
М" "Энергия", 1967. 128 с с ил.
33. Фалькович С. Е" Музыка З. Н. Чувствительность радиопри
емных устройств с транзисторными усилителями. ,';\" "Энергия", 1970.
121:! с. с ил.
34. Фрид Е. А., Азарх С. Х. Пьезокерамические фильтры М"
"Энергия", 1967. 40 с. с ил.
35 Чистяков Н. И., Сидоров В. М. Радиоприемные устройства.
М" Связьиздат, 1974. 401:! с. с ил.
ОГЛАВЛЕНИЕ
Предисловие ко второму изданию ••.•• ,
З
Гл а в а 1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О РАДИОПРИЕМНЫХ УСТ-
РОЙСТВАХ.... • .
.
.
.
•.....•.•
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
•
5
1-1. Назначение, структурная схема и области применения
радиоприемныхустройств........... • .
.
.
.
.
5
1-2 . Основные функции, характеристики и классификация
радиоприемников..................
6
1-3 . Основные структурные схемы приемников . ,
.
•.
12
Контрольные вопросы для повторения • . . . . . .
16
Гл а в а 2. НЕКОТОРЫЕ СВЕДЕНИЯ О ПРИЕМНЫХ АН-
ТЕННАХ.•.•.
.
•..•.
.
.
.
.
••..•.•.
.
.
•...•
17
2-1 . Основные характеристики приемной антенны
.
.
.
.
.
.
17
2-2. Зависимость параметров приемной ангенны от ее кон-
струкции................. • .
.
.
.
.
.
.
.
18
Контрольные вопросы для повторения . ,
.
.
.
.
•...
20
Задачи................... • .
.
.
.
.
.
.
21
Гл а в а 3. НЕКОТОРЫЕ СВЕДЕНИЯ ОБ ОКОНЕЧНЫХ
ПРИБОJ1ЛХ............................. 21
3-1 . Параметры оконечного прибора, определяющие ха-
ра1перистикиприемника......... • .
.
.
.
.
.
.
21
3-2. Око11ечные приборы радиовещате.~ьных и радиоте-
лефонныхприемныхустройств.............. 22
3-3. Оконечные приборы телевизионных приемных устройств 23
Контрольные вопросы для повторения • . . . . . . . . .
23
Гл а в а 4. НЕКОТОРЫЕ СВЕДЕНИЯ ИЗ ТЕОРИИ УСИЛЕ-
НИЯСИГНАЛОВ••.••.••••.•.
.
.
•..•••.•.
.
24
4-1. Общие сведения о работе усилительного каскада . • .
.
.
24
4-2 . Эквивалентная усилительная схема транзистора и лампы 26
4-3. Исто11ники собственных шумов радиоприемного устрой-
ства .........•.•... ...• . ,
.
.
•
28
4-4. Коэффициент шума
.
.
•............
40
4-5- .
Чувствительность радиоприемного устройства .
44
Контрольные вопросы для повторения • . . . .
45
Задачи......... • .
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
46
363
Гл а в а 5. ВХОДНЫЕ Щ':П11
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
47
5-1. Назначение, характерисr11ки и классификацня.
47
5-2 . Избирательные свойсша одиночного и двух связа1111ых
контуров........................ . 48
5-3 . Принципиальные и эквивалентные схемы од11око11 rурных
входных цепей при немагнитных антеннах . . . . . . . . 54
5-4. Входная цепь с трансформаторной связью при перемен-
нойнастройке.....................
62
5-5 . Входная цепь с nнешнеемкостной связью.
.
.
.
.
.
.
70
5-G. Входная цепь с трансфор,1аторно-емкос1ной связью.
7:З
5-7. Входные цепи те.1евизионных приемн11ко11
.
.
74
5-8. Входные пепи приемников с магнитными антеннами .
78
Ко11троль11ые вопросы для повторения .
87
Задачи..................
88
Г .11 а в а 6. УСИЛИТЕЛИ РАДИОСИГНАЛОВ
89
6-1. Назначение, основные определения, характеристики и
к.11ассификация...................... 89
6-2 . Схемы транзисторных и ламповых резонансных усил11-
те.1ей........................... 90
G-3 . Эквивалентная схема каскада резонансного усилителя 96
6-4 . Анализ свойств обобщенной схемы резонансного усили-
теля............................ 97
6-5 . Обратные связи в резонансном усилителе .
.
.
.
.
.
.
.
99
6-6 . Коэффициент шума усилительного каскада
.
.
.
.
.
.
.
105
6-7 . Обеспечение диапазонных свойств колебательного кон-
тура............................ 113
6-8 . Усилитель с двойным автотрансформаторным включе-
ниt'м контура при переменной настройке . . . . . . . . 117
6-9 . Усилитель с трансформаторным включением входа с.11е-
дующегокаскада..................... 128
6-10. Усилитель с внутриемкостной связью со входом следу-
ющегокаскада.............
129
6-11 . Многодиапазонные усилители
.
.
.
.
.
1.зо
6-12. Каскадные усилители
.
.
.
.
.
.
.
.
.
131
Контрольные вопросы для повторения .
134
Задачи.................
135
Гл а в а 7. УСИЛИТЕЛИ НАПРЯЖЕНИЯ ПРОМЕЖУТОЧ-
НОЙЧАСТОТЫ.......................... 136
7-1 . Назначение, классификация и основные характеристики 136
7-2 . Многокаскадный резонансный усилитель.
.
.
.
.
.
.
.
.
138
7-3. Усилитель с попарно расстроенными каскадами .. .. ,
143
7-4 . Усилитель с двумя связанными 1юнтурами .... . ,
.
,
148
7-5 . Усилитель с фильтрами сосредоточенной избиратель-
ности............................ 152
7-6 . Резисторный усилитель .
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
160
7-7 . Комбинированные усилите.11и приемников амп.1итудно-
и частотно-модулированных сигналов . . . . . . . . . . 162
7-8 . Выбор схемы 1ракта промежуточной частоты по требуе-
мому коэффициенту прямоугольности .
163
Контрольные вопросы для повторения . . . . . . . . .
164
Задачи........................... 165
364
Гл а n а 8. ДЕТЕКТОРЫ АМПЛИТУШ-Ю-МОIIУЛИrОВАН-
НЫХ СИГНАЛОВ .
166
8-1 . Назначе!lие, при1щип рDбо1ы и основные хара1перис-
п1ки...............
166
8-2 . Лиодныii Д('тектор .
.
.
.
.
.
.
.
170
8-3 . Детrк г11рова11ие двух с11п1а"1оп
.
182
Конгро.1ы1ые во11росы для повторения .
185
Задачи..................
186
Гл ;i в а 9. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ
186
9-1. Принцип работы, классификация и ос1ювf1ые характе-
ристики.......................... 186
9-2 . Тран~исторные и ламповые гетеродины.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
191
9-3. Транэисторные и J!амповые преобра:ювате"1и частоты с
отдельным1·етсроди1юм.... ............. 197
9-4 . Транэистор11ые и лам110вые преобразовате"1и Ч!!стоты с
совмсщевиымгетеродином................ 204
9-5. Изб1tрательиость супергетеродинного приемника. И11тер-
ференцио11ныепомехи................... 207
9-6. Выбор промежуточной частоты
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
•
213
9-7. Сопряжение настроек контуров супергетеродинного при-
емника.................. •
.
.
.
.
.
•
217
Кон rроJ1ьные nопросы для повторения • . . . . . •
.
.
.
227
Задачи..... •
.
.
.
.
,....•..•.".
.
.
.
.
.
229
Г .~а в а 10. ПОМЕХИ РАДIЮПРИЕМУ И МЕРЫ БОРЬБЫ С
ними .
229
10-1. Определения, классификация и основные характерис-
тикипомех........................ 229
10-2. Действие импульсных помех 11а э,1ементы радиоприем-
ника............................ 231
10-3. Действие флюктуациоиноll (шумовой) ПОМ('ХИ на э.1е-
ментырадиоr~риемника................
233
10-4. Помехи от радиостанций .
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
235
10-5. Атмосферные помехи .
.
••.............
236
10-6. Промышленные помехи
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
237
10-7. Общие соображения об оr,1аб"1с1111и де1iствил помех.
241
Контрольные во11росы д"1я повторения. . .
•.
242
Задачи•......................•
.
•.
242
Гл а в а 11. РЕГУЛИРОВКИ В ПРИЕМНИКАХ
.
•.•.•
.
212
11-1. Назначение, виды и 11ри11ципы осуществ.1с11ия реrу.;~11-
ровок......................
242
11-2. Рl'гулировка усилсния в транзисторных и ламповых
приемниках.................
243
11-3. Простая АРУ тра1вистор11ых приемников. ,
243
11-4. Простая АРУ ламновых пр11смш1ков
.
.
.
.
258
11-5. Задержанная АРУ
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
2И
11-6. Уси.1с1шая АРУ
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
263
11-7. Схемы АРУ с рсгу.1ир01шоii ~:ежк;~сю1д111,~х C'ЗЯ:Jcii
.
265
11-8. Ручные рсrупяторы громко~ти .
.
267
11-9 Регую1 горы по.1щ'ы пропускания 11 тс~1бра
268
1\ш11ролы1ыс uonpocы д"1н nов1орен11я. . .
270
Задачи....................
270
365
Г .1 а в а 12. ПРИЕМНИКИ ЧАСТОТНО-МОДУЛИРОВАН-
НЫХ СИГНАЛОВ ..... .
271
12· 1. Основные характеристики частотJю-моду.1ированного
сигнала......................
271
12·2. Детекторы частотно-модулированных сиг11а.1ов .
273
12-3. Ограничители амплитуды
.
.
.
.
.
.
.
285
12-4. Действие помех при приеме ЧМС.
.
.
.
•...
291
Контро.1ы1ые вопросы для повторения. . . . . •
293
Задачи.....................
293
Гл а в а 13. ОСОБЕННОСТИ ТЕЛЕВИЗИОННЫХ ПРИЕМ-
ни ков
294
13-1. Характеристика те.~евизионного сигнала и структур-
11ые схемы телевизионных приемников черно-белого изо-
бражения. ........................ 294
13-2. Особенности элементов каналов изображения и звуко-
вогосопровождения...................
296
Контрольные вопросы для повторения. . . . . . . . . . 301
Гл а в а 14. ПРАВИЛА ПОСТРОЕНИЯ ПРИНЦИПИАЛЬ-
НЫХСХЕМРАДИОПРИЕМНИКОВ... • • . • .
.
.
.
.
•..
301
14-1. Основные цепи каскадов .
.
.
.
.
.
.
•.........
301
14-2. Построение соединительных цепей между смежными
каскадами......................... 302
14-3. Способы переключения под.диапазонов
.
.
.
.
.
.
.
.
.
306
14-4. Правила чтения принципиальных схем приемников 306
14-5. Разбор принципиальной схемы приемника
.
310
Контрольные вопросы для повторения . . .
319
Задачи...... • .
.
.
.
.
.
.
.
.
.
••..
319
Гл а в а 15. НАЛАЖИВАНИЕ ПРИЕМНИКА
.
.
.
320
15-1. Аппаратура для налаживания приемников .
.
.
.
.
.
.
320
15-2. Правила изыерения напряжений, токов и сопротив.1е-
1111йвцепяхрадиоприемников............. 322
15-3. Проверка и подгонка режима электронных прибо-
ров............... • .
.
.
•........
326
15-4. Налаживание детектора АМС.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
326
15-5. Налаживание усилителя напряжения промежуточной
частоты... • .
.
.
.
.
.
•......·.
.
327
15-6. Налаживание преобразователя частоты
.
.
.
.
.
.
.
.
332
15-7. Налаживание усилителя радиосигнала.
.
•.•.•.•
~35
15-8. Налаживание входной цепи .
.
.
.
.
.
.
•.......
337
15-9. Налаживание системы АРУ.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
337
15-10. Налаживание детекторов ЧМС и ограничителей ам-
плитуды.......................
338
Контрольные вопросы для повторения . . . . . . .
33::1
Задачи.......... • .
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
340
Гл а в а 16. ОСНОВНЫЕ ИСПЫТАНИЯ ПРИЕМНИКОВ
366
16-1. Подготовка приемника к испытаниям .•.
16-2. Структурная схема испытаний приемника .
16-3. Снятие характеристик чувствител~,ности
.
16-4. Снятие характеристик избирательности, •
341
342
343
345
16-5 . Снятие амплитудной характеристики
.
.
.
.
.
347
16-G . Снятие характеристик для оценки искажений
348
16-7 . Дополнительные испытания приемников
.
.
349
Контро.1ы1ые вопросы для повторения . . . .
350
Гл а в а 17. КРАТКИЙ ОЧЕРК РАЗВИТИЯ РАДИОПРИЕМ-
НОЙ ТЕХНИКИ И ЕЕ ЗАДАЧИ НА СОВРЕМЕННОМ ЭТАПЕ 351
П р и л о ж е н и е 1. Параметры высокочастотных транзисторов
идиодов.................. 355
П р и л о ж е н и е 2. Параметры приемно-усилительных ламп 357
П р и л о ж е н и е 3. Параметры постоянных резисторов и кон-
денсаторов постоянной емкости . . . . . . 358
П р и л о ж е н и е 4. Параметры конденсаторов переменной ем-
кости.................... 359
П р и ложен и е 5. Параметры фильтров сосредоточенной из-
бирательности
360
Списоклитературы•... . • .
.
.
.
.
•.••.•.•
361
Никоnай Васиn~.евич & о 6 р о в
РдДИОПРИЕМНЫЕ УСТРОЯСТВд
•
РедакторВ.П.Васильев
Редактор издательства А. Г. К о э лов а
Переплет художника А. А. И в ан о в а
Технический редактор Т. А. Масло в а
КорректорЗ. Б. Драновская
•
Сдано 1 набор 5/111 1976 r. Подnисано к nечати 23/IX 1976 r.
Т-15148. Формат 84Х108 1/32, Бумаrа тиnоrрафская N!! 1.
Ycn. nеч. n. 19,32 . Уч.-иэд. п. 27,69.
Тираж 100 ООО экэ. Зак. НО 539. Цена 1 р. 35 к,
Иэдате.n"ст10 ссЭ н • р r и R•,
Москва, М-114, Шnооэовая наб., 10
Ор11ена Трудовоrо Красноrо Знамени Ленинrродско1
nроиэ1одственно-техннческое объединение ссПечотныА: Двор•
имени А. М. Гор"коrо Соt0эnоnиrрафпрома
nри Государственном комитете Со1ета Министров СССР
по деnам и.1датеп"ств, nоnиграфии и книжной торговли.
197136, Ленинrрад, П-136, Гатчинская yn., 2 6.