/
Author: Курочкин А.П.
Tags: электроника радиотехника электротехника журнал журнал антенны
ISBN: 0320-9601
Year: 2016
Text
ISSN 0320-9601
Antennas
Выпуск 1 (221)
2016
Главный редактор - д.т.н., проф. А.П. Курочкин
РЕДАКЦИОННАЯ КОЛЛЕГИЯ:
Л.П. Андрианова; д.т.н., проф. В.Б. Авдеев; д.т.н., проф. В.С. Верба; д.т.н., проф. А.Д. Виноградов (зам. гл. редактора); д.т.н., проф.
Д.И. Воскресенский; акад. РАН Ю.В. Гуляев; д.т.н., проф. Ф.Ф. Дубровка (Украина); д.т.н., проф. Д.Ф. Зайцев; [д.т.н., проф. В.А. КагЯ
д.т.н., проф. В.А. Кашин; д.т.н., проф. А.И. Козлов; д.т.н., проф. В.П. Кудин (Беларусь); д.ф.-м.н., проф. О.С. Литвинов; к.ф.-м.н.
В.Ф. Лось (1-й зам. гл. редактора); д.т.н., проф. В.П. Мещанов; д.т.н., проф. В.Н. Митрохин; д.т.н., проф. В.А. Обуховец (зам. гл.
редактора): д.т.н., проф. О.Ю. Перфилов; д.т.н., проф. С.Б. Раевский; д.т.н., проф. Д.М. Сазонов; д.т.н., проф. В.А. Сарычев; к.т.н.
А.В. Шишлов; д.т.н., проф. Я.С. Шифрин (Украина); д.т.н. К.С. Щеглов; д.т.н., проф. В.В. Чебышев; Ph.D. (Eng.) А.О. Boryssenko
(США); Ph.D. Jin Mingly (КНР);проф. Kees van't Klooster (Нидерланды); Ph.D. Uhm Manseok (Республика Корея)
Editor-In-Chief - Dr.Sc. (Eng.), Prof. A.P. Kurochkin
EDITORIAL BOARD:
L.P. Andrianova: Dr.Sc. (Eng.), Prof. V.B. Avdeev; Ph.D. (Eng.) A.O. Boryssenko (USA); Dr.Sc. (Eng.), Prof. V.V. Chebyshev; Dr.Sc. (Eng.), Prof.
F.F. Dubrovka (Ukraine); Academician RAS Yu.V. Gulyaev; Ph.D. Jin Mingly (PRC); |Dr.Sc. (Eng.), Prof. V.A. Kaplunl; Dr.Sc. (Eng.), Prof. V.A.
Kashin; Prof. Kees van't Klooster (the Netherlands); Dr.Sc. (Eng.), Prof. A.I. Kozlov; Dr.Sc. (Eng.), Prof. V.P. Kudin (Belarus); Dr.Sc. (Phys.-
Math.), Prof. O.S. Litvinov: Ph.D. (Phys.-Math.) V.F. Los' (First Deputy Editor); Dr.Sc. (Eng.), Prof. V.P. Meshchanov; Dr.Sc. (Eng.), Prof.
V.N. Mitrokhin; Dr.Sc. (Eng.), Prof. V.A. Obukhovets (Deputy Editor); Dr.Sc. (Eng.), Prof. O.Yu. Perfilov; Dr.Sc. (Eng.), Prof. S.B. Raevskii;
Dr.Sc. (Eng.), Prof. V.A. Sarychev; Dr.Sc. (Eng.), Prof. D.M. Sazonov; Dr.Sc. (Eng.) K.S. Shcheglov; Dr.Sc. (Eng.), Prof. Ya.S. Shifrin
(Ukraine); Ph.D. (Eng.) A.V. Shishlov; Ph.D. Uhm Manseok (the Republic of Korea); Dr.Sc. (Eng.), Prof. V.S. Verba; Dr.Sc. (Eng.), Prof. A.D.
Vinogradov (Deputy Editor); Dr.Sc. (Eng.), Prof. D.l. Voskresenskii; Dr.Sc. (Eng.), Prof. D.F. Zaitsev
Научные достижения
ФГУП «ФНПЦ НИИ измерительных систем им. Ю.Е. Седакова»
(г. Нижний Новгород)
Редактор выпуска - д.т.н. А.Ю. Седаков
Содержание
50 лет ФГУП «ФНПЦ НИИИС им. Ю.Е. Седакова»
КОНСТРУКЦИИ, РАДИОПОГЛОЩАЮЩИЕ МАТЕРИАЛЫ И ТЕХНОЛОГИЯ ПРОИЗВОДСТВА
АНТЕННЫХ И ФИДЕРНЫХ УСТРОЙСТВ_______________________________________________
• Математическое моделирование в проектировании и технологии фильтров СВЧ на коаксиальных
керамических резонаторах.
Светлаков Ю. А., Седаков А. Ю., Ивойлова М. М. 8
• Математическая модель составного коаксиального керамического резонатора и ее применение
в проектировании полосно-пропускающих фильтров СВЧ-диапазона.
Козлов В. А., Кунилов А. Л., Ивойлова М. М. 18
Исследование характеристик и методов настройки двухдиапазонных миниатюрных микрополосковых
антенн спутниковой навигации с подложкой из керамического материала.
Илларионов И. А., Дудкин М. И., Кузнецов А. В., Зверева Е. В., Ярославцева И. П. 24
* Конструктивные особенности построения антенной решетки с переключаемой поляризацией
электромагнитного поля.
Калашников Ю. С., Шорохова Е. А. 33
• Технология герметизации антенно-фидерных и волноводных узлов.
Седаков А. Ю., Зефиров В. Л., Хасянова Л. А. 40
о Радиопоглощающий материал с низким уровнем отражения.
Зефиров В. Л., Бакина Л. И., Захарычев Е. А. 45
ПРИКЛАДНЫЕ ЗАДАЧИ, РЕШАЕМЫЕ АНТЕННОЙ ТЕХНИКОЙ_____________________________________________
Состояние и перспективы развития микроволновой радиоинтерферометрии для диагностики
газодинамических процессов. Канаков В. А., Катин С. В., Корнев Н. С., Михайлов А. Л.,
Назаров А. В., Орехов Ю. И., Родионов А. В., Хворостин В. Н. 49
Планарные диэлектрические излучатели для КВЧ-систем диагностики быстропротекающих процессов.
Взятышев В. Ф., Гайнулина Е. Ю., Назаров А. В., Седов А. А., Штыков В. В. 55
• Проектирование и экспериментальные исследования антенн для излучателей мощных
сверхширокополосных электромагнитных импульсов.
Белов А. С., Коконин Д. А., Поляшов А. М. 62
• Искажения сигналов СШП-шумовых РЛС на ионосферной трассе и их влияние на качество приема.
Катин С. В., Козлов В. А., Кунилов А. Л., Ивойлова М. М. 68
• Проектирование микрополосковых антенных решеток миллиметрового диапазона длин волн
с волноводным возбуждением.
Илларионов И. А., Варенцов Е. Л., Кашин А. В., Светлаков Ю. А. 76
АНТЕННЫЕ И ФИДЕРНЫЕ ИЗМЕРЕНИЯ
Внутренняя сравнительная калибровка измерительной системы при экспериментальном исследовании
характеристик обратного рассеяния объектов методом инверсного апертурного синтеза.
Белов Ю. И., Варенцов Е. Л., Дудкин М. И., Илларионов И. А., Шулындин А. Е. * 85
Методика экспериментального исследования характеристик антенных систем в дальней зоне
с повышенной точностью.
Варенцов Е. Л., Кашин А. В. 96
ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ И ФЕРРИТОВЫЕ ПРИБОРЫ ДЛЯ АНТЕННЫХ И ФИДЕРНЫХ УСТРОЙСТВ
• Влияние импульсных сигналов управления на длительность «мертвой» зоны
широкополосного приемника, выполненного на основе многокристального модуля.
Катин С. В., Курапов Д. Е. 109
« Возбуждение поверхностных электромагнитных волн в пластине из метаматериала
на металлической подложке.
Исаева О. В., Кашин А. В., Шорохова Е. А. 116
ЭЛЕКТРОДИНАМИЧЕСКАЯ ТЕОРИЯ АНТЕНН
О сходимости интегральных представлений в самосогласованной задаче об излучении.
Малышев Г. С., Новоселова Н. А., Раевский С. Б., Седаков А. Ю. 121
Contents
Design, radio absorbent materials and engineering of antenna and feeder devices
Mathematical simulation in designing and manufacturing techniques of microwave filters based on coaxial ceramic resonators.
Svetlakov Yu. A., Sedakov A. Yu., Ivoylova M. M. 17
The mathematical model of a composite coaxial ceramic resonator and its application in microwave band-pass filters design.
Kozlov V. A., Kunilov A. L., Ivoylova M. M. 23
Study of the characteristics and tuning techniques of the dual-band circularly polarized microstrip GNSS antennas with ceramic substrate. Illarionov I. A., Dudkin M. I., Kuznetsov A. V., Zvereva Ye. V., Yaroslavtseva I. P. 31
Constructive particularities of designing of the antenna array with switchable polarization of electromagnetic field. Kalashnikov Yu. S., Shorokhova Ye. A. 38
Encapsulation technology for antenna-feeder and waveguide units. Sedakov A. Yu., Zephirov V. L., Khasyanova L. A. 44
Radio-absorbing material providing low reflection level. Zephirov V. L., Bakina L. I., Zakharychev Ye. A. 47
Applied problems resolved by antenna technique
State and prospects of development of microwave radio interferometry for gas-dynamic processes diagnostics. Kanakov V. A., Katin S. V., Kornev N. S., Mikhailov A. L., Nazarov A. V., Orekhov Yu. I., Rodionov A. V., Khvorostin V. N. 53
Planar dielectric emitters for EHF systems for diagnostics of fast processes. Vzyatyshev V. F., Gaynulina Ye. Yu., Nazarov A. V., Sedov A. A., Shtykov V. V. 61
Design and experimental research of antennas for radiators of powerful ultra-wideband electromagnetic pulses. Belov A. S., Kokonin D. A., Polyashov A. M. 67
UWB-noise radars signals distortions while passing the ionospheric trace and their influence on reception quality. Katin S. V., Kozlov V. A., Kunilov A. L., Ivoylova M. M. 74
Design of microstrip antenna arrays with waveguide feeding. Illarionov I. A., Varentsov Ye. L., Kashin A. V., Svetlakov Yu. A. 84
Antenna and feeder measurements
Internal comparative calibration of the measuring system in the experimental investigation of the back-scattering characteristics of objects by the inverse aperture synthesis technique. Belov Yu. I., Varentsov Ye. L., Dudkin M. I., Illarionov I. A., Shulyndin A. Ye. 94
High accuracy measurement technique for far field antenna characteristics. Varentsov Ye. L., Kashin A. V. 108
Semiconductor and ferrite devices for antenna and feeder devices
The pulse control signal influence to the altitude hole of a wideband receiver based on a multichip module. Katin S. V., Kurapov D. Ye. 115
Excitation of surface electromagnetic waves in the metamaterial grounded slab. Isaeva О. V., Kashin A. V., Shorokhova Ye. A. 120
Electrodynamic theory of antennas
127
About convergence of integral representations in a self-consistent radiation problem.
Malyshev G. S., Novoselova N. A., Raevskij S. B., Sedakov A. Yu.
Все статьи, представленные в данном выпуске журнала, соответствуют номенклатуре специальностей научных работников
(Приказ Минобрнауки РФ от 11.08.2009 № 294) по отраслям технических и физико-математических наук.
«Antenny» (Antennas) is a scientific and technical journal on main areas of antenna and feeder devices theory
and engineering. Established in 1966.
Необходимую информацию Вы найдете на нашем сайте: http://www.radiotec.ru
Учредитель ЗАО «Издательство «Радиотехника». Лицензия № 065229.
Свидетельство о регистрации № 016199 от 10 июня 1997 г.
Сдано в набор 21.12.2015. Подписано в печать 21.01.2016. Печ. л. 16. Тираж 400. Изд. № 13.
107031, Москва, К-31, Кузнецкий мост, д. 20/6. Тел ./факс +7(495)621-4837
0320-9601 @radiotec. ш
Дизайн и допечатная подготовка ООО «САЙНС-ПРЕСС».
Отпечатано в ФГУП Издательство «Известия» УД ПРФ
127254, ул. Добролюбова, д. 6. Контактные телефоны: 650-38-80. Заказ № 393
ISSN 0320*9601 © ЗАО «Издательство «Радиотехника», 2016
Незаконное тиражирование и перевод статей, включенных в журнал, в электронном и любом другом виде запрещено
и карается административной и уголовной ответственностью по закону РФ «Об авторском праве и смежных правах»
50 лет ФГУП «ФНПЦ НИИИС им. Ю.Е. Седакова»
ФГУП «Федеральный научно-производственный центр Научно-исследовательский институт изме-
рительных систем имени Ю.Е. Седакова» (далее НИИИС) является многопрофильным современным на-
учно-производственным комплексом в составе Государственной корпорации «Росатом». Он был создан
в 1966 г. как филиал Российского федерального ядерного центра ФГУП «РФЯЦ-ВНИИЭФ» (ВНИИЭФ)
целенаправленно для оперативного решения задач, связанных с разработкой приборов системы автома-
тики специальных изделий в интересах Министерства среднего машиностроения (в настоящее время
«Росатома»). Впоследствии он приобрел самостоятельный статус.
За полувековой период тематика работ института существенно расширилась, возникло множество
связей с другими отраслями, появились конверсионные направления. Современная деятельность инсти-
тута направлена на создание различных приборов в области радиоэлектроники, телеметрии, телемеха-
ники, многоуровневых систем управления в реальном времени, вычислительной техники и твердотель-
ной микроэлектроники. Институт инициирует проведение комплексных научных исследований по ряду
направлений, таких как:
электродинамика и распространение радиоволн;
радиотехника;
радиолокация и радионавигация;
специальная микроэлектроника и микромеханика;
воздействие электромагнитных импульсов и ионизирующих излучений на конструкционные мате-
риалы и полупроводниковые приборы;
автоматизированные системы управления;
диагностика оборудования и неразрушающие методы контроля.
Обозначенные задачи могут быть успешно решены только при использовании широкой номенкла-
туры современных электрорадиоэлементов (ЭРЭ) различного назначения. Поэтому в НИИИС большое
внимание уделяется их разработке и изготовлению, причем в процессе проектирования учитываются не
только технические характеристики блоков и узлов, в составе которых эти элементы применяются, но и
факторы, обеспечивающие необходимые требования условий эксплуатации приборов, в числе которых
всегда были и остаются такие, как минимальные габаритные размеры и масса, максимальная надеж-
ность, устойчивость к воздействию внешних дестабилизирующих факторов, предельно малое энергопо-
требление, низкая стоимость и т.п.
Развитие производства ЭРЭ инициирует активное использование новых методов проектирования
радиоэлектронной аппаратуры (РЭА), позволяющих наиболее полно применять все функциональные
возможности блоков и узлов. В НИИИС осуществлен практически полный переход от гибридно-интег-
ральных технологий к технологиям объемных интегральных или монолитно-интегральных схем. Естест-
венно, что при этом существенно повысились требования к точности изготовления ЭРЭ, поскольку воз-
можность компенсации отклонений параметров элементов от номинальных значений путем механиче-
ской подстройки практически исключается. В свою очередь, точность изготовления элементов и узлов
как высокочастотных аналоговых, так и высокоинтегрированных цифровых электронных компонентов
существенно зависит от результатов их математического моделирования на электродинамическом уров-
не. Однако исследования последних лет показали, что в ряде случаев разработка функциональных узлов,
основанная только на математическом моделировании, не всегда достигает оптимального результата.
Качественно проблему повышения точности изготовления можно решить только в случае применения
системного проектирования, когда математические модели функциональных узлов дополняются моде-
лями технологических процессов, используемых при изготовлении ЭРЭ. При таком подходе удается еще
на начальных стадиях проектирования, до проведения экспериментальных исследований и изготовления
макетов без существенных материальных затрат определить наиболее целесообразный вариант техноло-
гической реализации новых разработок.
В последние два десятилетия в институте выдерживалась тенденция проведения широкого спектра
исследований волновых процессов в линиях передач в СВЧ- и КВЧ-диапазонах длин волн и создания на
их основе различных классов радиотехнических приборов, используемых в радиоизмерениях, радиоло-
4
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
кации, спутниковой навигации, технике средств связи, диагностике быстропротекающих процессов, вы-
числительной технике. Результаты теоретических и экспериментальных исследований ученых и инже-
неров НИИИС представляют собой материал, который в соответствии со своей тематической направ-
ленностью и составил содержание настоящего выпуска журнала «Антенны».
Представленные работы посвящены проектированию и технологии изготовления антенн и функ-
циональных узлов СВЧ- и КВЧ-диапазонов, используемых непосредственно в составе приемопередаю-
щей аппаратуры. По содержанию работы можно условно разделить на несколько рубрик.
Первая рубрика, наиболее объемная, представляет научные исследования, направленные непосред-
ственно на практическое использование при проектировании конструкций, создании технологии произ-
водства антенных и фидерных устройств, разработке и производстве радиопоглощающих материалов с
уникальными свойствами.
Рубрика открывается статьей Ю.А. Светлакова, А.Ю. Седакова, М.М. Ивойловой «Математическое
моделирование в проектировании и технологии фильтров СВЧ на коаксиальных керамических резона-
торах», в которой рассматриваются обобщенные математические модели коаксиальных керамических
резонаторов (ККР), включающие в себя математические модели поверхностей ККР и учитывающие
влияние разбросов конструктивно-технологических параметров используемых материалов.
Вторая статья рубрики авторов В.А. Козлова, А.Л. Кунилова, М.М. Ивойловой «Математическая
модель составного коаксиального керамического резонатора и ее применение в проектировании полос-
но-пропускающих фильтров СВЧ-диапазона» фактически продолжает тематику первой. В ней представ-
лено решение задачи создания полосно-пропускающего фильтра с неэквидистантным расположением
полос прозрачности АЧХ.
Продолжает рубрику статья И.А. Илларионова, М.И. Дудкина, А.В. Кузнецова, Е.В. Зверевой,
И.П. Ярославцевой «Исследование характеристик и методов настройки двухдиапазонных миниатюрных
микрополосковых антенн спутниковой навигации с подложкой из керамического материала». В работе
приводятся результаты проектирования и исследования характеристик двух вариантов миниатюрных
двухдиапазонных антенн для аппаратуры спутниковой навигации.
Четвертая статья рубрики Ю.С. Калашникова и Е.А. Шороховой «Конструктивные особенности по-
строения антенной решетки с переключаемой поляризацией электромагнитного поля» также посвящена
решению практической задачи проектирования. Суть решаемой авторами задачи заключалась в созда-
нии для физических экспериментов, проводимых в ФГУП «РФЯЦ-ВНИИЭФ», конструктивно простой
антенны, в которой должна обеспечиваться возможность оперативного механического переключения
режимов работы: излучение электромагнитных волн линейной и круговой (правой или левой) поляриза-
ций в одной апертуре антенны.
В следующей статье рубрики А.Ю. Седакова, В.Л. Зефирова, Л.А. Хасяновой «Технология гермети-
зации антенно-фидерных и волноводных узлов» предложен оригинальный способ решения практически
важной для разработок института задачи повышения устойчивости к вибрационным и ударным нагруз-
кам антенно-фидерных и волноводных узлов посредством их заполнения вспенивающимся полистиро-
лом марки ПСВ-С.
Завершает рубрику статья В.Л. Зефирова, Л.И. Бакиной, Е.А. Захарычева «Разработка радиопогло-
щающего материала с низким уровнем отражения». Эта работа инициирована потребностями института
в создании отечественных материалов, обеспечивающих подавление «паразитных» электромагнитных
связей в блоках приборов миллиметрового диапазона длин волн с целью уменьшения габаритных разме-
ров и снижения трудоемкости регулировочных работ.
В последние годы совместно с ВНИИЭФ в институте ведутся активные работы по созданию систем
диагностики быстропротекающих процессов, в частности газодинамических процессов. Диапазон ис-
следований в данной области достаточно широк: он включает в себя и развитие общих принципов мик-
роволновой радиоинтерферометрии, и создание конкретных типов планарных диэлектрических антенн.
Другой перспективной прикладной задачей, которая решается разработчиками института в процессе вы-
полнения современных НИР, является создание широкополосных антенн для излучения мощных сверх-
широкополосных импульсов. Кроме того, инженерами и учеными НИИИС проводятся работы, которые
можно отнести к так называемому научно-техническому заделу, обеспечивающему решение целого ряда
прикладных задач. Пять статей по этой тематике образуют следующую рубрику.
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
5
Первая статья, представленная авторами В.А. Канаковым, С.В. Катиным, Н.С. Кореневым, А.Л. Ми-
хайловым, А.В. Назаровым, Ю.И. Ореховым, А.В. Родионовым, В.Н. Хворостиным «Состояние и пер-
спективы развития микроволновой радиоинтерферометрии для диагностики газодинамических процес-
сов», посвящена обзору результатов, полученных в институте в рамках цикла работ по созданию одно-
канальных и многоканальных микроволновых радиоинтерферометров.
Во второй статье данной рубрики авторов В.Ф. Взятышева, Е.Ю. Гайнулиной, А.В. Назарова,
А. А. Седова, В.В. Штыкова «Планарные диэлектрические излучатели для КВЧ-систем диагностики быс-
тропротекающих процессов» приведены результаты разработки одной из составных частей многока-
нальной интерферометрии, а именно создание планарных излучателей на основе многомодовых прямо-
угольных диэлектрических волноводов.
Третья статья рубрики авторов А.С. Белова, Д.А. Коконина, А.М. Поляшова «Проектирование и
экспериментальные исследования антенн для излучателей мощных сверхширокополосных электромаг-
нитных импульсов» представляет результаты решения задач моделирования, изготовления и измерения
амплитудно-временных параметров излучателей сверхширокополосных электромагнитных импульсов.
В четвертой статье рубрики авторов С.В. Катина, В.А. Козлова, А.Л. Кунилова, М.М. Ивойловой
«Искажения СШП-шумовых РЛС на ионосферной трассе и их влияние на качество приема» фактически
представлены результаты формирования научно-технического задела для решения прикладных задач
широкополосной радиолокации с использованием современных радиоэлектронных компонентов, в том
числе и антенной техники. Авторами предложена методика учета искажений СШП-шумовых сигналов
при их распространении в ионосфере Земли, связанных с дисперсией фазовой скорости, поглощением и
рассеянием.
Завершает рубрику статья И.А. Илларионова, Е.Л. Варенцова, А.В. Кашина, Ю.А. Светлакова
«Проектирование микрополосковых антенных решеток миллиметрового диапазона длин волн с волно-
водным возбуждением». Эту работу, как и предыдущую, следует рассматривать как научно-технический
задел для решения прикладных задач.
Институт располагает современной технической базой для проведения антенных и фидерных изме-
рений. Для выполнения исследовательских работ по измерению характеристик антенных систем, а также
их настройке и испытаниям имеются безэховые камеры, которые аттестованы для работ в диапазоне час-
тот от 100 МГц до 178 ГГц. Сотрудниками института разрабатываются и постоянно совершенствуются
методы измерения, повышается точность измерений. По данной рубрике в сборнике представлены две
статьи.
Открывает рубрику измерений электродинамических параметров статья Ю.И. Белова, Е.Л. Варен-
цова, М.И. Дудкина, И.А. Илларионова, А.Е. Шулындина «Внутренняя сравнительная калибровка изме-
рительной системы при экспериментальном исследовании характеристик обратного рассеяния объектов
методом инверсного апертурного синтеза». В ней предложен обобщенный подход к процедуре умень-
шения составляющих погрешности измерения в ближней зоне характеристик рассеяния комплексных
объектов.
Вторая статья «Методика экспериментального исследования характеристик антенных систем в
дальней зоне» представлена Е.Л. Варенцовым и А.В. Кашиным. Она посвящена повышению точности
антенных измерений при использовании методики, в которой совмещены метод сравнения с эталонным
ослаблением и метод трех антенн.
В рамках НИР, которые проводятся в институте, уделяется достаточно много внимания созданию
полупроводниковых и ферритовых приборов, которые используются как в составе антенных и фидерных
устройств, так и в качестве СВЧ- и КВЧ-компонентов приемопередающей аппаратуры бортовых радио-
локаторов. Исследования в этом направлении представлены в журнале отдельной рубрикой.
Первая статья рубрики авторов С.В. Катина, Д.Е. Курапова «Влияние импульсных сигналов управ-
ления на длительность «мертвой» зоны широкополосного приемника, выполненного на основе монокри-
стального модуля» посвящена проектированию полупроводникового приемопередающего устройства,
работающего на одну антенну.
Во второй статье данной рубрики авторов О.В. Исаевой, А.В. Кашина и Е.А. Шороховой «Возбуж-
дение поверхностных электромагнитных волн в пластине из метаматериала на металлической подлож-
ке» рассмотрено возбуждение элементарным электрическим диполем поверхностных электромагнитных
6
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
волн в пластине из метаматериала с отрицательными значениями диэлектрической и магнитной прони-
цаемостей, расположенной на металлической подложке. Данную работу можно рассматривать как один
из первых шагов, сделанных сотрудниками института в области использования новых композитных ма-
териалов с необычными электродинамическими свойствами при разработке антенн и СВЧ-устройств.
Специфика тематической направленности работ, выполняемых в институте, такова, что наибольшее
предпочтение отдается исследованиям в области антенной техники и техники СВЧ в целом, результаты
которых дают непосредственный практический выход, либо имеют прикладной характер, когда возмож-
ность достижения практического результата очевидна. Это вовсе не означает, что теоретические иссле-
дования в области электродинамики и теории антенн отодвигаются на задний план. В коллективе НИИИС
работают доктора и кандидаты наук, аспиранты, успешно осуществляющие фундаментальные исследо-
вания по прикладной электродинамике. К сожалению, объем сборника ограничен. Поэтому в рубрике
«Электродинамическая теория антенн» представлена только одна статья авторов Г.С. Малышева,
Н.А. Новоселовой, С.Б. Раевского, А.Ю. Седакова «О сходимости интегральных представлений в само-
согласованной задаче об излучении».
Последняя статья завершает цикл работ, посвященных юбилею НИИИС и представленных в дан-
ном выпуске журнала «Антенны». Тематическая направленность журнала показывает только часть спек-
тра современной научно-технической деятельности НИИИС, включающей научные исследования и раз-
работку радиотехнической и микроэлектронной аппаратуры, создание программно-технических средств
и автоматизированных систем управления технологическими процессами.
Достигнутый к настоящему времени научный, технический, производственный и технологический
потенциал, а также наличие перспективных направлений развития позволяют институту занимать веду-
щие позиции во всех сферах своей деятельности в рамках Государственной корпорации «Росатом».
Редактор выпуска
Андрей Юлиевич Седаков - д.т.н.,
директор ФГУП «ФНПЦ НИИИС им. Ю.Е. Седакова»
А. Ю. Седаков
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
7
Конструкции, радиопоглощающие материалы
и технология производства антенных
и фидерных устройств
УДК 621.372
Математическое моделирование в проектировании и технологии
фильтров СВЧ на коаксиальных керамических резонаторах
© Авторы, 2016
© ЗАО «Издательство «Радиотехника», 2016
Ю. А. Светлаков - к.т.н., вед. науч, сотрудник, ФГУП «ФНПЦ НИИ измерительных систем им. Ю.Е. Седакова»
(г. Нижний Новгород)
E-mail: niiis@niiis.nnov.ru
А. Ю. Седаков - д.т.н., директор ФГУП «ФНПЦ НИИ измерительных систем им. Ю.Е. Седакова» (г. Нижний Новгород)
М. М. Ивойлова - аспирант, инженер-исследователь, ФГУП «ФНПЦ НИИ измерительных систем им. Ю.Е. Седакова»
(г. Нижний Новгород)
Рассмотрены математические модели коаксиальных керамических резонаторов, учитывающие технологию их изготовления
методами механической обработки керамических заготовок, и полосно-пропускающих СВЧ фильтров на их основе. В модели
полосно-пропускающих фильтров учтены разбросы конструктивно-технологических и электрофизических параметров коакси-
альных керамических резонаторов.
Ключевые слова: коаксиальный керамический резонатор, полосно-пропускающий фильтр, математическая модель, меха-
ническая обработка, керамический материал.
The mathematical models of coaxial ceramic resonators considering production engineering of their manufacturing by a machining
method of ceramic preparations, and band-pass microwave filters on their basis have been observed. The constructive-technological
and electrophysical parameters spreads of coaxial ceramic resonators have been taken into account in the model of band-pass filters.
Keywords: coaxial ceramic resonators, band-pass filter, mathematical model, mechanical treatment, ceramic material.
В современной радиоэлектронике широко используются СВЧ и КВЧ функциональные узлы на основе
микроволновой керамики, обладающей высокой добротностью и термостабильностью. Одной из облас-
тей ее применения в качестве материала являются коаксиальные керамические резонаторы (ККР), на
основе которых разрабатываются малогабаритные полосно-пропускающие фильтры, стабилизирующие
резонаторы автогенераторов дециметрового диапазона длин волн [1]. Конструктивно ККР представляет
собой керамическую втулку, все поверхности которой, кроме одного торца, металлизированы, т.е. явля-
ется закороченным с одного конца четвертьволновым отрезком коаксиальной линии (круглого или квад-
ратного сечения) с диэлектрическим (керамическим) заполнением.
Основным способом серийного изготовления заготовок из керамических материалов является прес-
сование в пресс-формах с последующим обжигом.
Для производства ограниченного количества деталей, необходимого при проведении НИОКР, как
правило, целесообразно использовать технологии, основанные на методах механической обработки се-
рийно выпускаемых керамических заготовок [2]. Микроволновая керамика по механическим свойствам
представляет собой твердые, хрупкие материалы, механическая обработка которых возможна в основ-
ном с использованием абразивных инструментов.
Целью совместных усилий разработчиков, конструкторов и технологов предприятий, разрабаты-
вающих и выпускающих на основе ККР СВЧ и КВЧ функциональные узлы, является повышение качест-
ва создаваемых устройств, улучшение их технических характеристик: сокращение затрат на их разра-
8
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
Конструкции, радиопоглощающие материалы и технология производства антенных и фидерных устройств
ботку и изготовление. Достижение поставленной цели возможно по двум направлениям: во-первых, за
счет совершенствования методов проектирования; во-вторых, за счет создания и внедрения более со-
вершенных технологий изготовления перечисленных устройств. В настоящее время возможности со-
вершенствования методов проектирования в существенной степени исчерпаны. В области разработки
более совершенных технологических процессов неиспользованных возможностей еще достаточно мно-
го. Причем они связаны не только с разработкой принципиально новых технологических процессов, но
и с оптимизацией основных операций существующих технологических процессов на основе математи-
ческого моделирования [3]. При этом становится возможным оптимальный выбор технологического
процесса, необходимого для данного вида механической обработки деталей с заданной степенью точно-
сти, без его предварительной реализации. В этом случае в качестве исходных требований по точности и
качеству обработки используются результаты построения математических моделей функциональных
СВЧ и КВЧ узлов и учет влияния разбросов конструктивно-технологических и физических параметров
входящих в их состав компонентов, производимый по методике, разработанной на основе работы [4].
В настоящей работе рассмотрено влияние разбросов геометрических размеров и отно-
сительной диэлектрической проницаемости четвертьволновых ККР на электрические характеристики
этих резонаторов и предложена методика их учета при проектировании полосно-пропускающих фильт-
ров (ППФ), а также математические модели ожидаемых результатов обработки на основных операциях
технологического процесса механической обработки керамических заготовок ККР. На основе результа-
тов моделирования оценивается пригодность образца для следующей технологической операции, на-
пример, металлизации поверхностей, или необходимость его дальнейшей механической доработки с це-
лью снижения шероховатости обрабатываемых поверхностей, непосредственно влияющей не только на
качество выполнения последующей операции, но и на основные параметры устройства (например, доб-
ротность керамического резонатора [5]).
Все примеры математических моделей и расчетов в данной работе приводятся применительно для
ККР круглого сечения внутренней и внешней поверхностей, но используемые в них подходы не имеют
никаких ограничений применительно к ККР квадратного сечения.
Математические модели поверхностей ККР. Поверхности ККР, образуемые в результате механиче-
ской обработки керамической заготовки, копируют размещение режущих кромок зерен на периферии
абразивного круга с учетом траектории движения инструмента. Наличие люфтов, причиной которых
является ряд факторов, имеющих разную природу: деформация и микроскалывание материала, наличие
люфтов в механизмах обрабатывающего оборудования и др. [6] - приводит к расширению канавок (ри-
сок) на поверхности обрабатываемой заготовки. Это делает возможным использование полученных в
работе [3] результатов при разработке математических моделей поверхностей ККР.
При обработке заготовки материала методом шлифования на ее поверхности остаются канавки от
абразивного инструмента. Математическая модель обрабатываемых поверхностей строится на основе
модели профиля обрабатывающего инструмента. Модель профиля обрабатывающей поверхности абра-
зивного инструмента строится на основе зависимости положения режущих кромок абразивных зерен,
форма которых аппроксимирована эллип-
сом. В модель закладываются геометриче-
ские параметры зерен абразивного материа-
ла и их расположение на обрабатывающей
поверхности [3]. Размещение зерен на по-
верхности абразивного инструмента схема-
тично показано на рис. 1.
Уравнение профиля внешней поверхности керамической заготовки имеет вид [3]
Рис. 1. Графическое представление размещения зерен на поверхности
абразивного инструмента
0<r<r01+rminZ21,w=l,
Fz-y]G2
2С(а„)
ПРИ <
[о < г < г(„_1)л, п = 1,2,..., N, п > 1,
Z = (
^—r- + z0n + zn приО<г<г„л,
2С(а„)
п = \,
(1)
ZmmR2n + z0n — z < ztninR2n + z0n + za
при r = 0, n = 2,3,..., N,
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
9
Конструкции, радиопоглощающие материалы и технология производства антенных и фидерных устройств
где Fz=-B(a„)(r-r0„); Gz = B2(an)(r-r0„)2-4C(a„)[x(a„)(r-r0„)2-Z>]; A(an) = a1 cos2(a„) + Z>2sin2(a„);
B(a„) = 2(62-a2)sin(a„)cos(an); C(a„) = Z>2cos2(an) + a2sm2(an); Z) = a2Z>2; an - случайное число в ин-
тервале 0 < ап< к с равномерным распределением вероятности, определяющее ориентацию режущих
кромок зерен на поверхности абразивного круга; а и b - параметры, определяющие среднюю величину
зерен абразивного круга; N - среднее число зерен, укладывающееся на длине резонатора; zn - осевой
люфт; гОп =-у]С(ап) - сдвиг по оси Or «-го эллипса; z01 = -у[А(аЦ - сдвиг по оси Oz первого эллипса; zo„
(для « > 1) - сдвиг по оси Oz п-го эллипса, определяется из условия существования одного действитель-
ного корня г„-\ уравнения Z"-1 = Z2; z»-i = Z1'!-1(r„_1); (zw-i»r»-i) ~ координаты точки касания двух сосед-
, п 7П 7о ( 7о ±7s2(a„k2 -4С(а„)[л(аи)г2 -Z>
них («-1)-го и «-го эллипсов; Z1>2 - Z^2(r-r0n) + z0„; Z\,>2 =-----:
2С(а„)
г„л - меньший корень уравнения Zf + гл = Z2”+1; rminZ2« = |B(a„)|/[27z(a„)]; zminR2n = В(ап)/\_2^С(а„)] .
При необходимости снижения шероховатости поверхности после этапа шлифования абразивным
кругом в технологический маршрут включается этап тонкого шлифования алмазным кругом. Уравнение
поверхности после тонкого шлифования имеет вид [3]
/ + 2о„ при 0<r<H, neN,
2С(ап)
Z = <
У-4. + 20й+гл при 0<r<H, neN,
2С(ап)
z < z12> Znl z < z(n+l)2 при г = Н, п е N,
zminR2n + z0n — z < zminJ?2n + z0n + zn прИ Г = О, П 6 N,
(2)
ИЛИ
Fr-jGr
2Л(а„)
при zn2 < z < zmin7?2„ + zOn, neN,
F -JG
* гл „
~ ,, \ + '0„
2X(an)
при zminA2„ + zOn + гл < z < znl, n e N,
(3)
H при <
z<z12>
z(n-l)l
« = 1,
z<zn2’
«> 1, neN,
0 при z^R2n + z0„ <z<zmin/f2„ +zOn+zn, neN,
где Fr =-5(aJ(z-z0„); Gr = B2(an)(z-zOn)2-4Z(a„)[c(a„)(z-z0n)2-d]; Frll=-B(an)(z-z(}n-zn);
Gr!S=B2(an)(z-zo„-zn)2 -4Z(a„)[c(a„)(z-z0n -гл)2 -Z)]; H- глубина канавок после тонкого шлифова-
ния; zn\=^^~^-+zQn+z^ zn2^~z~^+zo„-, Сгш=В2(а„)(Я-г0„)2-4С(ай)[л(а„)(Я-г0„)2-р];
2C(a„) 2C(a„)
=-B(an)(H -rOn).
Рис. 2. Вид профиля внешней поверхности: после тонкого шлифова-
ния (сплошная линия); после шлифования абразивным кругом с уче-
том люфта (штриховая линия)
Вид профиля внешней поверхности ре-
зонатора показан на рис. 2.
Внутренняя поверхность керамической
заготовки ККР представляет собой шерохо-
ватую поверхность с большим числом рав-
номерно распределенных по длине отвер-
стия рисок, нанесенных алмазными зернами
сверл.
10
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
Конструкции, радиопоглощающие материалы и технология производства антенных и фидерных устройств
Уравнение профиля, образуемого алмазным сверлом, имеет вид [3]
/"z \ • । 7C\d , ЛХ
Rd =/(z) = -asinl — l-a + y> (2 * 4)
где Rd - уравнение поверхности отверстия; 2а - глубина рисок до шлифования; t - период следования
рисок; d- диаметр отверстия; z - продольная координата.
При необходимости снижения шероховатости поверхности отверстия после сверления алмазным
сверлом в технологический маршрут включается этап тонкого шлифования, осуществляемого ультра-
звуковым способом. Уравнение поверхности после тонкого шлифования будет таким [3]:
^ = /(z) =
. (2nz 7t\ d . .
-asml-----— I - a + — при t - zod + (n -1)/ < z < zod + (n -1)/,
~h+^ при z0d + (n-\)t<z<t-z0d + (n-\)t,
t [ h-a । /г
где n e [1, L/t], n eN;h- глубина рисок после шлифования; L - длина отверстия; zOd =— arcsin - +—
2л- I a J 2
Рис. 3. Вид профиля поверхности отверстия: после тонкого
шлифования (сплошная линия); после сверления алмазным свер-
лом (штриховая линия)
- половина ширины риски после шлифования.
Вид профиля поверхности отверстия после
сверления алмазным сверлом и тонкого шлифо-
вания ультразвуковым способом схематически
показан на рис. 3.
В рассматриваемых математических моде-
лях не учитывается привнесенная тонким шли-
фованием шероховатость участков поверхности
между канавками.
На базе полученных математических моде-
лей ожидаемых результатов механической обра-
ботки поверхностей заготовок ККР могут разра-
батываться математические (электродинамические) модели самих ККР, которые позволяют оценить,
например, значения собственной добротности при заданных параметрах поверхностей.
Математическая модель ККР. Технологический процесс изготовления образцов ККР завершается по-
сле мрталлизации поверхностей керамической втулки (кроме одного торца), при этом профиль шерохо-
ватости керамической втулки переносится на токопроводящие поверхности внешнего и внутреннего
проводников резонатора.
Математическая модель ККР разрабатывается с применением общих методов решения задач при-
кладной электродинамики. Собственные колебания в объемных резонаторах, одним из видов которых
является ККР, описываются однородными уравнениями Максвелла. Решая эти уравнения с учетом гра-
ничных условий для идеально проводящих поверхностей, можно видеть, что основным типом волны для
коаксиальных резонаторов является Т-волна [7]. Условием отсутствия высших типов волн в них являет-
ся неравенство
2 >1 / ---у + -Ц-, (6)
/ ф + <0 16Z?
где L - длина резонатора.
Собственная добротность резонатора, являющаяся одной из основных характеристик ККР, опреде-
ляется при условии, что диэлектрическая проницаемость керамического материала е » 1 и излучением
открытого конца резонатора можно пренебречь [5].
Исходя из этого, в [5] получены выражения для определения собственной добротности резонатора
Q, импеданса резонатора Z, а также получено трансцендентное уравнение резонанса для определения
резонансной частоты ККР соо [8], которые использовались в математических моделях ККР и ППФ на их
основе.
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
11
Конструкции, радиопоглощающие материалы и технология производства антенных и фидерных устройств
Резонансную частоту а>о ККР с учетом емкости открытого конца резонатора С можно найти, решая
трансцендентное уравнение условия резонанса:
Im + iZBtg(fcL) =0,
(7)
f 2y^Ld}
где ZB =
il-O) г„, „ de.
In — - волновое сопротивление коаксиальной линии [7J; С = —In
\d J 2
D-d
- краевая
емкость открытого конца резонатора [9]; k = fc0| 1-i— | - собственные значения резонатора с учетом
\ 20)
потерь [10]; k0 = a^y/s^i - собственные значения для резонатора без потерь; ц - магнитная проницае-
мость керамического материала.
Уравнение (7) можно привести к виду
-JsjUdcOn, (2-1 nLdY (D\
—-In -------- In —
4/r \ D-d J \d)
ctg2 (y/sflLao) + cth2 Г
\ J.
cth2
I 20 J
ctg(T^u£<ab)-
(8)
Собственная добротность резонатора определяется выражением [5]
rl W
<уотг£1п1 —
0 =---------------—, у2 , .----------------=7,
с Т. । D ] I ~ (D \ r г
tg<56»ozrZln — + I—— 2тг1п — + ID
\d ) у 2с% [_ у. d J
(9)
где tgd> - тангенс утла диэлектрических потерь; ст - проводимость керамического материала; Ij - инте-
грал по поверхности внутреннего проводника ККР [5]; Id - интеграл по поверхности внешнего провод-
ника ККР [5].
Импеданс резонатора [5] определяется выражением
thf-^-^l И0^ ) . х 2 Г 0)71 1 + tg2 — L . ( ап А + ng тг~ 12Ч ) i-tiX-^i <40«о
. 2 1 && 1*1.2 f
1 + tg ------ th ---------
\2a\)J ^40<уо
Z — i ZB tg(A£) — ZB
(Ю)
Зная импеданс Z, можно построить АЧХ ККР. В качестве примера на рис. 4 представлены графики
АЧХ ККР с использованием втулки из керамики В100 (е= 100) с тонким шлифованием (сплошная ли-
ния) и без него (штриховая линия).
С помощью численного моделирования для резонаторов, изготовленных из керамики марки В100,
была построена номограмма, изображенная на рис. 5 и определяющая зависимость собственной доброт-
ности ККР от глубины канавок на внешней (Н) и внутренней (й) поверхностях ККР. При обработке
Рис. 4. Графики АЧХ резонатора из керамики В100 до (штри-
ховая линия) и после тонкого шлифования (сплошная линия)
Рис. 5. Номограмма определения требований к шероховато-
сти поверхностей ККР
12
"Антеины", 2016 г., выпуск 1 (221)
Конструкции, радиопоглощающие материалы и технология производства антенных и фидерных устройств
внешней поверхности периферией абразивного круга параметры, определяющие среднюю величину зе-
рен абразивного круга, взяты равными а = 60 мкм и b = 80 мкм. При изготовлении отверстия в заготовке
ККР алмазным сверлом средний период следования рисок по всей длине отверстия составляет Z=20 мкм.
На графиках, приведенных на рис. 5, можно видеть, что на величину собственной добротности ре-
зонатора большее влияние оказывает шероховатость его внутренней поверхности. Применение полу-
ченной номограммы при проектировании ППФ и стабилизированных автогенераторов позволяет по ми-
нимально допустимым для них значениям собственной добротности используемых ККР определить оп-
тимальные требования к параметрам шероховатости поверхностей заготовок ККР.
Учет влияния разбросов конструктивно-технологических и физических параметров. Влияние раз-
бросов геометрических размеров и относительной диэлектрической проницаемости четвертьволновых
ККР на электрические характеристики этих резонаторов оценивалась при проектировании 1111Ф по раз-
работанной методике. Теоретической основой для этой методики послужила предложенная ранее авто-
рами методика учета конструктивно-технологических и физических параметров элементов ферритовых
СВЧ-устройств [4], основные положения которой были использованы при оценке влияния разброса па-
раметров ККР на выходные характеристики ППФ.
При использовании указанной методики применительно к ККР под термином «конструктивно-
технологические параметры» понимались геометрические размеры: длина L, внешний D и внутренний d
диаметры резонатора, а также собственная добротность Q-, под «физическими» - относительная диэлек-
трическая проницаемость материала е.
Для определения относительных отклонений от номинальных значений волнового сопротивления
Zb и резонансной частоты top г данные характеристики ККР рассматривались в виде функциональных
зависимостей от конструктивно-технологических и физических параметров резонаторов: Zb = ZB(s, D, d)
и too r= topr(f, D, d, L, Q).
Все конструктивно-технологические и физические параметры ККР разделены на три группы: «фик-
сированные» параметры е, D и d, которые принципиально невозможно изменять в процессе электриче-
ской регулировки ППФ; «подстраиваемый» параметр L, который можно изменять в процессе регулиров-
ки в некоторых пределах за счет шлифовки открытого торца ККР или подключения к нему укорачи-
вающей емкости С; «условно подстраиваемый» Q - параметр, изменение которого принципиально воз-
можно, но связанно с определенными технологическими трудностями (улучшение качества поверхности
керамической заготовки ККР и толщины металлического покрытия).
Отклонение волнового сопротивления коаксиальной линии 8Z& при выбранных значениях пара-
метров e, D}id. определенных с разбросами Де, Д£> и Д<7 относительно их номинальных значений, пред-
ставляется в виде модуля отношения полного дифференциала выбранной технической характеристики к
ее значению:
<5ZB =
AD
^в
azB s
где Ае = —
в л Л &D л kd
~ = А,. — + Ап---+ А, — ,
£ - D D dd
и Ad= — «коэффициенты разбросов» параметров e,Dvid соответ-
8d ZB
s
A JlbR.
де ZB’ D 8D ZB
ственно.
Отклонение резонансной частоты ККР <5topr можно представить в виде
(П)
D
А *2
М)г
tt>or
Ad~d-
(12)
Stq,r s
где Ae =-^----------, A’d =
8£ »or
д<Ц>г D A,
8D to0r ’ d
d A _8a)0x L
dd d)Or ’ L 8L d)Or
d^Qr Q
8Q tq,,
- «коэффициенты разбро-
сов» параметров E,D,d,LviQ соответственно.
Резонансная частота t»pr определяется из трансцендентного уравнения резонанса (8).
В правой части соотношений (11) и (12) слагаемые, описывающие разброс «фиксированных» пара-
метров е, D и d, берутся со знаком плюс, так как необходимо учитывать их максимально возможный
вклад в отклонение выбранной основной технической характеристики. Слагаемое, описывающее раз-
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
13
Конструкции, радиопоглощающие материалы и технология производства антенных и фидерных устройств
брос подстраиваемого параметра - длины ККР L, берется со знаком минус, чтобы уменьшить результи-
рующее отклонение от номинального значения. Слагаемое, описывающее разброс условно подстраивае-
мого параметра Q, берется со знаком минус, только если есть необходимость и возможность подстраи-
вать этот параметр.
В качестве примера рассмотрим применение методики учета разбросов конструктивно-технологи-
ческих и электрофизических параметров ККР при проектировании двухрезонаторного ППФ с одногор-
бой формой АЧХ.
В качестве основных технических характеристик ППФ, отклонение которых от номинального зна-
чения следует минимизировать, выберем центральную частоту соо и полосу пропускания До. Так как
характеристики ППФ - центральная частота Оо и полоса пропускания До - являются функциями пара-
метров ККР (волновое сопротивления Zb, резонансная частота оог и собственная добротность Q), т.е.
оо = oo(Zb, оог, Q), &со = &a>(Zb, oor, Q), то по значениям 8Zb и д'оог могут быть определены отклоне-
ния <5>Дои <5оо.
Для определения связи центральной частоты ППФ
оо с конструктивно-технологическими и электрофизи-
ческими параметрами представим фильтр в виде четы-
рехполюсника, составленного из двух соединенных по-
следовательно Т-образных звеньев. Структурная схема
ППФ показана на рис. 6.
На рис. 6 приняты следующие обозначения: Zi -
импеданс двух одинаковых ККР; 7?i и Xi - активная и
Рис. 6. Схема двухрезонаторного ППФ реактивная составляющие ККР; ci и сг - емкости связи.
Матрицы передачи звеньев ППФ, приведенного на рис. 6, имеют вид [11]
^_coCi(r2+X2)-.
1 tf + *2
в ^-Ri+i\_Xi-co(ci+2c2){}
1 co22ciC2(R? + X?
D 2<pc2(r2 + X2)-Xi
1 2coc2(r2+X2}
А2 — D} В2 — В1
С2 = Ci D2~ Ai
(13)
Аг -®2
с2 d2
А^А2 4- ВуС2 АЕ2 + B\D2
СуА2 + DyC2 СХВ2 + £),£>2
AyDy + 5]С] 2^4]5[
2С,/)] А^+В^
(14)
А А
(15)
(17)
(18)
Матрица передачи ППФ может быть определена как произведение матриц передачи звеньев (13):
А В
С D
Комплексный коэффициент передачи двухрезонаторного ППФ К с учетом равенства и =Г2=г может
быть представлен в виде [11]
к = 2r = 2r = lrER _ i lrEx
Ar + B + Cr2 +Dr ER + iEx E2r+E2x E2r+E2x
Отсюда получим модуль коэффициента передачи |Х|:
|Х| = 2г/^+4. (16)
Так как АЧХ ППФ в окрестности центральной частоты фильтра too имеет форму одногорбой кри-
вой, то too можно определить из уравнения
д\К\/да> = 0,
которое можно привести к виду
Er^X + Ex^- = 0.
ОСО ОСО
Так как центральная частота ППФ соо является функцией волнового сопротивления Zb, резонансной
частоты ККР й?ог и собственной добротности ККР Q, т.е. coo = F(Zq, co0r, Q), а волновое сопротивление ZB
и резонансная частота ККР <Уог являются функциями вида Zb = F(e, D, d), a>or = F(s, D, d, L, Q), то с уче-
том (15) при подстановке co= coo Er и Ex будут соответственно равны
14
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
Конструкции, радиопоглощающие материалы и технология производства антенных и фидерных устройств
W3R-~w2R —+~W0R -W3X ~^W2X + ~WIX + -^Wox
r _ ^0 ^0 ^0 Z7 _ ^0 ^0 <4)
~ -----------------------------------------------
(19)
Z ’ л Z
Входящие в выражения (19) для Er и Ех члены Иод, Wir, W2R, Wir, Wox, Wix, Wvc, Z определя-
ются через элементы матриц (13) как
WQR = 2RxXx, W1R=2cir(^-X2) + 2R1(c1 + c2)(r2 + X2),
РР2Д = 2c2rXx (Rxr + 7?2 + X2 ) + 4c1c2rX1 (r2 + X?), W3R = 2c2xc2r + Xf )(^r + R2 + X2 ),
Wox = R2-X2, Wxx=4cxrRxXx + 2Xx(cx + c2)(r2+X2),
W2X = c2xr2 (R2 - X2 ) + cx (c, + c2) (R2 + X2 )(2Rxr + R2 +X2),
W3X = 2c2c2r2Xx (R2 + Xx2), Z = c2c2 (/?2 + X2)2 .
При этом Rx = ZB
th(T1®0)[l + tg2(r2®0)]
l + tg2(7’2^) + th2(T1®0)
X =Z tg(72^o)[1~th2(7iftJb)] T n
1 B 1 + tg2 (T2®0) + th2 (7^)’ 1 40®o
T2 = —.
2^
Граничные частоты a>i и а>2 полосы пропускания ППФ Д® = а>2- ®i по уровню -3 дБ от максимума
АЧХ определяются из уравнений \K((D\, 2)! = О,7|АГ(®о)| как его два наименьших решения.
Определяя «коэффициенты разбросов» параметров ППФ, получаем отклонения основных техниче-
ских характеристик 8а>о и 8\со от их номинальных значений:
1 АюОг
W (О
_ Э®0 ®0
। в
ZB 7
^в
ZB
где Az = ^-~, А =------------
3ZB ®0 “flr Э®Ог ®0
— Ах
Ag
Q ’
л _^o Q— «коэффициенты разбросов» параметров Zb, ®ог и Q
9Q ®0
(20)
соответственно;
(21)
ЭД® ZB ЭД® ®Ог ЭД® Q , , _ „ _
где Az = —----л =----------— и АА =----—— «коэффициенты разбросов» параметров Zb, ®рг и Q
в oZq Д® Э®Ог Д® v dQ Д®
соответственно.
В качестве примера приведем численные оценки отклонений основных технических характеристик
ППФ и входящих в их состав ККР. Расчеты проводились для двухрезонаторного ППФ (Jo = 1 ГГц,
ДС= 50 МГц), построенного на основе изготовленных из керамик В100 (е= 100, Де= ±3) и ТЛ/0 (s = 40,
Де= ±2) ККР. При этом отклонения от номинальных значений составляли: размеров резонаторов Д£> =
= Д<У = Д£ = 10 мкм; добротностей AQ = 50.
Отклонение 8Zb, определяемое из выражения (11), для керамики В100 составило 8Zbioo ~ 0,02 при
соответствующих коэффициентах разброса параметров А£ = -0,5, Ad = 1,14, Ad = -1,14. Отклонение 8Zb
для керамики ТЛ/0 - 8Zb4o = 0,03 при соответствующих коэффициентах разброса параметров А£ = -0,5,
Ad= 1,14, Ad= -1,14.
Отклонение Э®ог, определяемое из выражения (12), для керамики В100 составило Э®огюо = 0,0132
(Д/Ьг= 13 МГц), соответствующие коэффициенты разброса параметров Л'= -0,48, A'D= 1,1-10‘3, A'd =
= -23,3-10’3, Л£ = -0,98, Aq= 1,66-10'7. Отклонение Э®ог для керамики ТЛ/0 - Э®оГ4о = 0,0236 (Д/or=
= 24 МГц), соответствующие коэффициенты разброса параметров Л' = -0,49, A'D= -3,2-10’3, A'd = -14,3-10‘3,
4 = -0,98, Ле = 0,910’7.
Для обеспечения отклонения Э®ог, вносимого совокупностью разбросов параметров всех состав-
ляющих элементов, не превышающего 0,1% (Д/ог= 1 МГц), достаточно обеспечить следующее умень-
шение длины ККР: для керамики В100 - на 0,1 мм, для керамики ТЛ/0 - на 0,27 мм, подстраивая частоту
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
15
Конструкции, радиопоглощающие материалы и технология производства антенных и фидерных устройств
Материал £ /о, Гц 8со q Д/о, Гц Л, ZB ^0г aQ
В100 100 109 0,0132 13-Ю6 -0,050 0,97 -4,5 10’5
тл/о 40 109 0,0230 23-Ю6 -0,056 0,95 41-105
Таблица 2. Численные оценки отклонений полосы пропускания 8Да>
Материал £ Д/ Гц 88 со Д(Д/), Гц х ZB 4»ог
В100 100 50-Ю6 0,043 2,2-106 0,90 1,97 -2,1-10’3
тл/о 40 50106 0,070 3,6-106 0,90 1,97 -3 10’3
<9ог вверх. Для подстройки резонансной частоты ККР <9ог вниз можно использовать размещенную на
согласующей плате емкость подстройки, которая будет добавляться к краевой емкости ККР. Чтобы под-
строить частоту <оог с рассматриваемой точностью, необходима возможность изменять емкость под-
стройки для керамики В100 - на 0,6 пФ, для керамики ТЛ/0 - на 0,7 пФ. Исходя из малой величины ко-
эффициента разброса Aq, можно сделать вывод о том, что не имеет смысла рассматривать подстройку
«условно подстраиваемого» параметра Q, так как разброс добротности мало влияет на отклонение резо-
нансной частоты от номинального значения.
Таблица 1. Численные оценки отклонений центральной частоты За>о Численные оценки отклоне-
ний центральной частоты Зсоо и
полосы пропускания 8&а>, опре-
деляемых из выражений (20) и
(21), а также коэффициентов раз-
броса параметров ККР приведе-
ны в табл. 1 и 2.
Результаты расчета, приве-
денные в табл. 1 и 2, показывают,
что коэффициенты разброса па-
раметров AZs и Aq малы по сравнению с коэффициентом А^ и отклонения центральной частоты 8а>о и
полосы пропускания ППФ <5А<о практически полностью определяются отклонением собственной часто-
ты резонаторов 6а>о г от номинального значения.
• На примерах построения математических моделей этапов механической обработки заготовок ККР,
самих ККР и при учете разбросов конструктивно-технологических и физических параметров при
проектировании СВЧ-фильтров на основе ККР показана возможность оптимизации всего цикла их
проектирования и изготовления. Практическое использование рассмотренных в статье моделей по-
зволяет оценивать ожидаемую шероховатость поверхностей керамических деталей (в частности
ККР) еще до этапа изготовления экспериментальных образцов и приблизительно определять основ-
ные технические параметры разрабатываемых ККР, в частности их собственную добротность, и
фильтров на их основе. Следует отметить, что методика учета разбросов конструктивно-технологи-
ческих и физических параметров в совокупности с моделированием элементов ожидаемых резуль-
татов технологических процессов (шероховатость внутренних и внешних поверхностей ККР) в об-
щем случае позволяет выполнять оценку возможных значений основных характеристик СВЧ-
фильтров по заданным параметрам входящих в них элементов и используемым технологиям. Кроме
того, методика позволяет оценить выход годных как элементов, так и данных СВЧ-устройств в це-
лом. Основные положения методики могут быть также использованы при проектировании многоре-
зонаторных полосно-пропускающих и режекторных фильтров на основе ККР.
Литература
1. Козлов В.А., Кунилов А.Л., Светлаков Ю.А., Седаков А.Ю., Ухватова Л.С., Шишкин Д.Р. Технология изготовления и прак-
тическое применение керамических резонаторов в устройствах СВЧ диапазона И Антенны. 2010. № 7 (158). С. 63-66.
2. Антенны и функциональные узлы СВЧ- и КВЧ-диапазонов. Методы расчёта и технология изготовления / под ред. А.Ю.
Седакова. М.: Радиотехника. 2011.
3. Козлов В.А., Светлаков Ю.А., Шишкин Д.Р., Ивойлова М.М. Математическое моделирование основных этапов технологи-
ческого процесса механической обработки керамических и ферритовых деталей СВЧ- и КВЧ-устройств // Физика волно-
вых процессов и радиотехнические системы. 2014. Т. 17. № 3. С. 76-80.
4. Козлов В.А., Светлаков Ю.А., Седаков А.Ю. Учет влияния разбросов конструктивно-технологических и физических пара-
метров феррит-диэлектрических элементов при проектировании СВЧ- и КВЧ-ферритовых устройств И Антенны. 2010. № 7
(158). С. 57-62.
5. Ивойлова М.М. Модель коаксиального керамического резонатора с учетом шероховатости токопроводящих поверхностей //
Труды Нижегородского государственного технического ун-та им. Р.Е. Алексеева. Нижний Новгород. 2015. № 2. С. 29-39.
6. Гаршин А.П., Гропянов В.М., Зайцев Г.П., Семенов С.С. Керамика для машиностроения. М.: ООО Изд-во «Научтехлитиз-
дат». 2003.
7. Никольский В.В. Теория электромагнитного поля. М.: Высшая школа. 1964.
8. Ивойлова М.М., Козлов В.А. Влияние технологических разбросов геометрических размеров и диэлектрической проницае-
мости коаксиальных керамических резонаторов на параметры полосно-пропускающих СВЧ-фильтров // Материалы XXI
16
“Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
Конструкции, радиопоглощающие материалы и технология производства антенных и фидерных устройств
Междунар. научно-технич. конф. «Информационные системы и технологии» ИСТ-2015. Нижний Новгород. НГТУ. 2015.
С. 81-82.
9. Кугушев А.М., Голубева Н.С. Основы радиоэлектроники. М.: Энергия. 1969.
10. Каценеленбаум Б 3. Высокочастотная электродинамика. М.: Наука. 1966.
11. Маттпей Г.Л., Янг Л., Джонс Е.М. Т Фильтры СВЧ, согласующие цепи и цепи связи. М.: Связь. 1971.
Поступила 13 октября 2015 г.
Mathematical simulation in designing and manufacturing techniques
of microwave filters based on coaxial ceramic resonators
© Authors, 2016
© Radiotekhnika, 2016
Yu. A. Svetlakov - Ph.D. (Eng.), Leading Research Scientist, FSUE FRPC "Measuring System Research Institute n.a. Yu.Ye. Sedakov"
(Nizhny Novgorod)
E-mail: niiis@niiis.nnov.ru
A. Yu. Sedakov - Dr.Sc. (Eng.), Director of FSUE FRPC "Measuring System Research Institute n.a. Yu.Ye. Sedakov" (Nizhny Novgorod)
M. M. Ivoylova - Post-graduate Student, Research Engineer, FSUE FRPC "Measuring System Research Institute n.a. Yu.Ye. Sedakov"
(Nizhny Novgorod)
The article presents the mathematical models of the basic stages of machining of coaxial ceramic resonators and construction of
mathematical model of coaxial ceramic resonators. These mathematical models allow sizing up electrodynamics parameters (Q-factor,
impedance, a resonant frequency) of coaxial ceramic resonators. The account of constructive-technological and electrophysical pa-
rameters of coaxial ceramic resonators when designing band-pass microwave filters based on them has been considered. It has been
shown, that the technique of taking into account of spreads of constructive-technological and physical parameters in aggregate with
modeling of elements and expected results of technological processes (roughness of internal and external surfaces of resonators)
generally allows estimating possible values of key specifications of microwave filters.
References
1. Kozlov V.A., Kunilov A.L., Svetlakov Yu.A., Sedakov A. Yu., Ukhvatova L.S., Shishkin D.R. Tekhnologiya izgotovleniya i prakticheskoe
primenenie keramicheskikh rezonatorov v ustrojstvakh SVCh diapazona Ц Antenny. 2010. № 7 (158). S. 63-66.
2. Antenny i fun$sional’nye uzly SVCh- i KVCh-diapazonov. Metody raschyota i tekhnologiya izgotovleniya / pod red. A.Yu. Sedakova.
M.: Radiotekhnika. 2011.
3. Kozlov V.A., Svetlakov Yu.A., Shishkin D.R., Ivojiova M.M. Matematicheskoe modelirovanie osnovnykh e’tapov tekhnologicheskogo
protsessa mekhanicheskoj obrabotki keramicheskikh i ferritovykh detalej SVCh- i KVCh-ustrojstv 11 Fizika volnovykh protsessov i radio-
tekhnicheskie sistemy. 2014. T. 17. № 3. S. 76-80.
4. Kozlov V.A., Svetlakov Yu.A., SedakovA.Yu. Uchet vliyaniya razbrosov konstruktivno-tekhnologicheskikh i fizicheskikh parametrov fer-
rit-die’lektricheskikh e’lementov pri proektirovanii SVCh- i KVCh-ferritovykh ustrojstv 11 Antenny. 2010. № 7 (158). S. 57-62.
5. Ivojiova M.M. Model’ koaksial'nogo keramicheskogo rezonatora s uchetom sherokhovatosti tokoprovodyashchikh poverkhnostej Ц
Trudy Nizhegorodskogo gosudarstvennogo tekhnicheskogo un-ta im. R.E. Alekseeva. Nizhnij Novgorod. 2015. № 2. S. 29-39.
6. Garshin A.P., Gropyanov V.M., Zajtsev G.P., Semenov S.S. Keramika dlya mashinostroeniya. M.: ООО Izd-vo «Nauchtekhlitizdat».
2003.
7. Nikoi'skij V.V. Teoriya e’lektromagnitnogo polya. M.: Vysshaya shkola. 1964.
8. Ivojiova M.M., Kozlov V.A. Vliyanie tekhnologicheskikh razbrosov geometricheskikh razmerov i die’lektricheskoj pronitsaemosti koak-
sial'nykh keramicheskikh rezonatorov na parametry polosno-propuskayushchikh SVCh-fil’trov Ц Materialy XXI Mezhdunar. nauchno-
tekhnich. konf. «Informatsionnye sistemy i tekhnologii» IST-2015. Nizhnij Novgorod. NGTU. 2015. S. 81-82.
9. KugushevA.M., Golubeva N.S. Osnovy radioe'lektroniki. M.: E’nergiya. 1969.
10. Katseneienbaum B.Z. Vysokochastotnaya e'lektrodinamika. M.: Nauka. 1966.
11. Mattej G.L., Yang L., Dzhons E.M.T. Fil'try SVCh, soglasuyushchie tsepi i tsepi svyazi. M.: Svyaz’. 1971.
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
17
Конструкции, радиопоглощающие материалы и технология производства антенных и фидерных устройств
УДК 621.372
Математическая модель составного коаксиального керамического
резонатора и ее применение в проектировании
полосно-пропускающих фильтров СВЧ-диапазона
© Авторы, 2016
© ЗАО «Издательство «Радиотехника», 2016
В. А. Козлов - д.т.н., профессор, начальник отдела, ФГУП «ФНПЦ НИИ измерительных систем им. Ю.Е. Седакова»
(г. Нижний Новгород)
E-mail: vKozlov@niiis.nnov.ru
А. Л. Кунилов - вед. инженер-исследователь, ФГУП «ФНПЦ НИИ измерительных систем им. Ю.Е. Седакова»
(г. Нижний Новгород)
М. М. Ивойлова - аспирант, инженер-исследователь, ФГУП «ФНПЦ НИИ измерительных систем им. Ю.Е. Седакова»
(г. Нижний Новгород)
Предложены математическая модель составного коаксиального керамического резонатора (СКР) в строгой электродинамиче-
ской постановке и методика проектирования на его основе полосно-пропускающих фильтров (ППФ) с неэквидистантным рас-
положением полос прозрачности АЧХ. Приведены результаты экспериментальных исследований изготовленных из керамики
В100 (£ = 100) и ТЛ/0 (£ = 40) образцов СКР и ППФ, подтвердившие адекватность модели СКР и методики проектирования
ППФ.
Ключевые слова: коаксиальный керамический резонатор, математическая модель составного резонатора, проектирование
полосно-пропускающих фильтров.
The article offers an electrodynamically stringent mathematical model of a composite coaxial ceramic resonator (CCCR) and a design
method of band-pass filters (BPF) with non-equidistant location of pass-bands using the above resonators. The results of experimen-
tal studies of CCCR and BPF samples made of B100 (£= 100) and TL/O (£= 40) ceramics, which prove the CCCR mathematical
model and BPF design methodology adequacy have been also shown.
Keywords: coaxial ceramic resonator, mathematical model of composite resonator, band-pass filter design.
При проектировании бортовых радиотехнических устройств СВЧ-диапазона, в спектре выходных сигна-
лов которых присутствуют гармоники основного сигнала (автогенераторы, умножители частоты, усили-
тели мощности, синтезаторы частот), возникает задача фильтрации сигнала основной Частоты /о, решае-
мая, как правило, посредством применения полосно-пропускающих фильтров (ППФ) или фильтров низ-
ких частот (ФНЧ). Применение ППФ в ряде случаев предпочтительнее, так как позволяет исключить из
спектра выходного сигнала не только гармоники сигнала основной частоты nf$ (n > 1), но и сигналы час-
тот обертонов, а также гармоник частот сравнения синтезаторов. Одним из перспективных типов ППФ
СВЧ-диапазона являются фильтры на основе четвертьволновых коаксиальных керамических резонато-
ров (ККР) [1,2]. Однако при использовании ППФ на ККР возникает задача ослабления нечетных гармо-
ник основного сигнала (2п + 1)/о, прохождение которых обусловлено наличием эквидистантных собст-
венных частот четвертьволновых резонаторов.
В настоящей работе предложена колебательная система в виде составного коаксиаль-
ного керамического резонатора, собственные частоты которого имеют неэквидистантное расположение
на частотной оси. Для исследования эффективности применения составного коаксиального керамиче-
ского резонатора (СКР) в частотно-избирательных СВЧ-устройствах в качестве примера были исследо-
ваны характеристики построенного на их основе двухрезона-
торного ППФ со следующим параметрами: центральная часто-
та/о ~ 1 ГГц, полоса пропускания по уровню -3 дБ Д/~ 50 МГц,
ослабление на центральной частоте /о - менее 3 дБ, на частоте
/з = З/о ~ 3 ГГц - не менее 25 дБ.
В качестве модели колебательной системы рассмотрим
резонатор, полученный из двух отрезков коаксиальных линий
с равными внешними и внутренними диаметрами, но с разны-
« ми волновыми сопротивлениями (за счет использования кера-
Рис. 1. Модель СКР: а - отрезок короткозамкну- г \ г
ТОЙ линии с еа; b - отрезок разомкнутой линии с мических материалов с разными диэлектрическими проницае-
£b\ С - краевая емкость мостями ё). Схема модели СКР приведена на рис. 1.
18
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
Конструкции, радиопоглощающие материалы и технология производства антенных и фидерных устройств
Основным типом волны в коаксиальном резонаторе является Т-волна [4]. Критические частоты ко-
лебаний высших типов можно определить из уравнений, полученных с использованием метода частич-
ных областей:
для Е-волн
tg) = ebyl(O2Ebpb-Yie ,
ДЛЯ Я-волн
tg (j(D2£aVa-r2ihla) tg (^<n2£bVb-rlhlb ) = »
(1)
где УА.епт ~ поперечные волновые числа, определяющиеся из уравнений J„(y1£6?/2)y„(yXeZ)/2)-Jn(yleE)/2)x
хУи(у±ет//2) = 0, и = 0, 1,2, ..., т - номер корня л-го уравнения; Jn и Yn - функции Бесселя и Неймана
/7-го порядка; Х±/,шй - поперечные волновые числа, определяющиеся из уравнений J'n(yLhdli)Y^yLhDl2')-
~J'n (j±hD/2)Yn (yihd/2) = 0, и = О, 1,2, ..., т - номер корня и-го уравнения.
При отсутствии высших типов волн импеданс коаксиальной линии Zo, образованной отрезками ли-
ний а и b (без учета краевой емкости С), может рассматриваться как импеданс линии Ь, нагруженной на
импеданс линии а, и будет определяться по формуле [3]
z = =.w tg(Vo)+tg(^/6)/ff7
0 ^ + 'lZa^kblb)/Wb a^-m4{.kalaY^kblbY
vrq Za =\Wa tg(kala) ~ импеданс короткозамкнутого отрезка коаксиальной линии a;
- волновое сопротивление линии а; £а = £0£ - абсолютная диэлектрическая проницаемость; ра = р^р -
абсолютная магнитная проницаемость; D и d-наружный и внутренний диаметры линии; ka =fcOa(l-iaa)
- * рГ/Д1/£> + 1/<7)+1п(Е>/<7)] tg(<5 )
- коэффициент распространения; аа =ам +а„ =—— ----------—\-----—+—- потери в линии а [3];
й)гояЛ1п(£>А0 2
ам - потери в металле; ад - потери в диэлектрике; р - поверхностное сопротивление металла; tg(&) -
тангенс угла потерь в диэлектрике; 1а-длина отрезка линии а; й)г0 - основная резонансная частота СКР;
Wb =4^bl^JY'b)\n(Dld') - волновое сопротивление отрезка коаксиальной линии Ь; кь = kQb(l-iab) -
. . p(l/P + l/d) tgf^)
коэффициент распространения; аь =ам+а =—------------ L +—-—L - потери в линии Ъ [3]; 1ъ - длина
2
отрезка линии Ъ\ m = Wa/Wb - параметр нерегулярности.
Импеданс краевой емкости Zc открытого конца коаксиальной линии b равен
Г7 ’ 1
7 - -!---
с соС
£bd 1 Г 2^71 lbd
где С = —InI ——— I - краевая емкость открытого конца резонатора [3].
Решая трансцендентное уравнение резонанса ImZo + ImZc = 0 после подстановки (1) и (2), при за-
данном параметре нерегулярности т и электрических длинах отрезков линий а и b можно определить
резонансные частоты СКР:
+ j 1 '
L a\~m^kala№kblb} 0)С_
Используя выражения (1) и (2), можно получить импеданс составного резонатора Zp:
ZOZC _к\кз+ к2к4 + i[_k2k3-klk4-а>С(к2 + к2)]
p = Zo + Zc^
(2)
= 0.
(3)
(4)
(coCki + k4)2 + (coCk2 + k3 )2
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
19
Конструкции, радиопоглощающие материалы и технология производства антенных и фидерных устройств
ГДе kx -Wa[Pa2- Pa\Pb\Pb2\ + ^b\.Pb2^ Pa\PblPalY ^2 “ \Ра\ + PblPalPbl ] + ^b [Pb\ + Pa\PalPb2 Ь ^3 “ ~
~ Pa\Pb\Pa2pb2 ~m\Pa\Pb\ ~Pa2Pb2]’ ^4 ~ Ра\Ра2 + Pb\Pb2 +m\.Pa\Pb2 + Ра\ =tg(^Oa^)j Ра2 =
^/,1 =Ш(Мй);^&2 =th(W^)-
Собственную добротность СКР Q можно определить с помощью соотношения [3]
Q =
2ReZp
^(bnZp)
da>
(5)
На графиках рис. 2 приведена зависимость относительного отклонения второй резонансной частоты
СКР А = (3/го ~/г1)/Ло от отношения электрических длин отрезков коаксиальных линий а и Ь, выпол-
Рис. 2. Графики зависимости отклонения А от отношения электрических длин отрезков линий: а - а (еа -40) и b (еь- 100);
б - а (ра = 100) и b (еь = 40) .
Как видно на рис. 2, максимальное отклонение второй резонансной частоты СКР /н наблюдается
при условии равенства электрических длин закороченного и разомкнутого отрезков коаксиальных линии
а и b (Оа/дь ~ 1)-
Для СКР, построенного из отрезков линий равной электрической длины, уравнение (3) примет вид
l-wtg2(0) = »oC^(l + l/^)tg(0). (6)
При отсутствии потерь в резонаторе электрические длины отрезков линий а и b будут равны
0а = к0а1а = 7&ь = коь1ь = ^ь/Ш^ь [5]> Подставляя в уравнение (6) выражения ДЛЯ ва, faliC
при заданных параметре нерегулярности т и частоте <уго, находим геометрические длины la, 1Ь отрезков
линий а и b из соотношений
т tg2 ) + ®ro (j + ~) tg( " 1 = 0, (7)
™ tg2 ) + ®ro I J Wa [ 1 + — 1 tg(pj^arOla) -1 = 0. (8)
' ' 2 \ D-d ) \ m) ’
Внешний вид СКР приведен на рис. 3.
Результаты численных оценок и экспериментальных исследований расстановки собственных резо-
нансов в диапазоне частот от 0 до 4 ГГц образцов СКР № 1 (т = 1,6) и СКР № 2 (т = 0,63), выполненных
из материалов ТЛ/0 и В100, а также выполненного из материала В100 контрольного образца ККР № 3
приведены на рис. 4.
На рис. 4, а видно, что ККР имеет два резонанса, соответствующих Г-волне: на частоте /о = 1 ГГц -
первый (основной) резонанс; на частоте/з = 3 ГГц - второй (трехчетвертной) резонанс. Также наблюда-
ется резонанс на частоте fn~ 2,5 ГГц, соответствующий Яш-волне.
®=®r()
20
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
Конструкции, радиопоглощающие материалы и технология производства антенных и фидерных устройств
На рис. 4,6 и в видно, что СКР № 1 и СКР № 2 имеют
основной резонанс на частоте /о = 1 ГГц, второй резонанс -
на частоте /1 = 3,6 ГГц (СКР №1) и частоте /2 = 2,5 ГГц
(СКР № 2).
Для оценки эффективности применения СКР в частот-
но-избирательных СВЧ-устройствах был проведен расчет и
изготовлен макет двухрезонаторного ППФ на основе образ-
цов СКР № 1 и СКР № 2.
Для определения параметров ППФ, построенного на
СКР, представим его в виде четырехполюсника, составленно-
го из двух соединенных последовательно Т-образных звеньев
[6]. Схема данного четырехполюсника приведена на рис. 5.
Уравнение передачи четырехполюсника, схема которого приведена на рис. 5, имеет вид
=aN
Рис. 3. Внешний вид СКР
и,
А Д'!
- матрица передачи [7].
А\
В{ ^2 ^2 + В] С'
А. _^2
(9)
2
т 4^2 + ^1^2
+ ^1^2 ^1^2 + ^1^2
, где А =
_Ч J \_*2_
Определив обобщенные параметры звеньев четырехполюсника с использованием импедансов СКР
Zp, можно найти обобщенные параметры четырехполюсника, составленного из каскадно включенных
звеньев, путем перемножения их матриц:
'А В
С D
Получив обобщенные параметры четырехполюсника, определим коэффициент передачи ППФ по
формуле [7]
K = 2jj\/Fjfy=2jR&/(AR2 + B + CRlR2 + DRi), (10)
где Ri и Т?2 - входное и выходное сопротивления; F = (AR2 + В + CRXR2 + DRr )/Т?2 - функция передачи.
Внешний вид макета ППФ приведен на рис. 6.
На рис. 7 показаны расчетные АЧХ ППФ в диапазоне частот от 0 до 4 ГГц.
На рис. 7, а видно, что АЧХ ППФ на основе ККР имеет в диапазоне частот от 0 до 4 ГГц две полосы
пропускания: рабочую на центральной частоте /о = 1 ГГц и «паразитную» на центральной частоте
Рис. 5. Схема ППФ в виде двухзвенного четырехполюсника
оценки показаны пунктирной линией, экспериментальные
результаты - сплошной линией)
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
21
Конструкции, радиопоглощающие материалы и технология производства антенных и фидерных устройств
Рис. 6. Внешний вид макета ППФ: 1 - СКР
№ 1; 2 - СКР № 2; 3 - согласующая плата
/з= З/о = 3 ГГц. При этом расчетные потери на частоте
/з = З/о = 3 ГГц примерно равны потерям на частоте /о = 1 ГГц.
АЧХ ППФ на основе СКР № 1 также имеет в диапазоне частот
от 0 до 4 ГГц две полосы пропускания: рабочую на частоте
/о = 1 ГГц и «паразитную» на частоте f\ =3,8 ГГц. При этом
расчетные потери на частоте/1 = 3,6 ГГц примерно равны поте-
рям на частоте /о = 1 ГГц, а потери на частоте /з = 3/о = ЗГГц
составляют не менее 40 дБ.
На рис. 7, б видно, что АЧХ ППФ на основе СКР № 1 и
СКР № 2 имеет в диапазоне частот от 0 до 4 ГГц только одну
сформированную полосу пропускания - рабочую, центральная
частота которой равна /о = 1 ГГц. «Паразитные» полосы пропус-
кания, образуемые на частотах /г = 2,5 ГГц и/i = 3,6 ГГц, формируются со значительными потерями по
отношению к потерям на частоте /о = 1 ГГц: на частоте /г - 2,5 ГГц - более 30 дБ; на частоте f\ = 3,6 ГГц
- более 20 дБ. При этом расчетные потери на частоте/з = З/о = 3 ГГц составляют не менее 30 дБ.
Рис. 7. Графики расчетных АЧХ ППФ на основе: а - СКР № 1 (пунктиром показана АЧХ ППФ на основе ККР № 3); б - СКР
№ 1 иСКР№2
Экспериментальные исследования макета ППФ, изготовленного из образцов СКР № 1 и СКР № 2,
показали, что ослабление на частоте/з = З/о = 3 ГГц составляет не менее 25 дБ.
• В результате проведенных расчетно-теоретических и экспериментальных исследований показана
возможность построения ППФ с ослаблением третьей гармоники основного сигнала за счет приме-
нения СКР. Также областью практического применения рассмотренных СКР могут являться тран-
зисторные автогенераторы со стабилизирующим коаксиальным керамическим резонатором в цепи
обратной связи, в которых подавление гармоник основного сигнала осуществляется непосредствен-
но в стабилизирующем резонаторе, реализованном на СКР.
Таким образом, использование рассмотренных СКР и методики их расчета позволяют расши-
рить возможности применения коаксиальных керамических резонаторов в приемной и передающей
бортовой радиоаппаратуре.
Литература
1. Антенны и функциональные узлы СВЧ- и КВЧ-диапазонов. Методы расчета и технология изготовления / под. ред. Седако-
ва А.Ю. М.: Радиотехника. 2011.
2. Козлов В.А., Кунилов А.Л., Светлаков Ю.А., Седаков А.Ю., Ухватова Л.С., Шишкин Д.Р. Технология изготовления и прак-
тическое применение керамических резонаторов в устройствах СВЧ диапазона // Антенны. 2010. № 7 (158). С. 63-66.
3. Кугушев А.М., Голубева Н.С. Основы радиоэлектроники. М.: Энергия. 1969.
4. Никольский В.В. Теория электромагнитного поля. М.: Высшая школа. 1964.
5. Воинов Б. С. Широкодиапазонные колебательные системы. М.: Сов. радио. 1973.
22
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
Конструкции, радиопоглощающие материалы и технология производства антенных и фидерных устройств
6. Козлов В.А., Кунилов А.Л., Светлаков Ю.А., Шишкин Д.Р., Ивойлова М.М. Проектирование полосно-пропускающих СВЧ-
фильтров на основе коаксиальных керамических резонаторов // Материалы XI Междунар. научно-технич. конф. «Физика и
технические приложения волновых процессов». Екатеринбург: Изд-во УрГУ. 2012. С. 204-205.
7. Маттей Г.Л., Янг Л., Джонс Е.М. Т Фильтры СВЧ, согласующие цепи и цепи связи. М.: Связь. 1971.
Поступила 13 октября 2015 г.
The mathematical model of a composite coaxial ceramic resonator and
its application in microwave band-pass filters design
© Authors, 2016
© Radiotekhnika, 2016
V. A. Kozlov - Dr.Sc. (Eng.), Professor, Head of Department, FSUE FRPC "Measuring System Research Institute n.a. Yu.Ye. Sedakov"
(Nizhny Novgorod)
E-mail: vKozlov@niiis.nnov.ru
A. L. Kunilov - Leading Research Engineer, FSUE FRPC "Measuring System Research Institute n.a. Yu.Ye. Sedakov" (Nizhny Novgorod)
M. M. Ivoylova - Post-graduate Student, Research Engineer, FSUE FRPC "Measuring System Research Institute n.a. Yu.Ye. Sedakov"
(Nizhny Novgorod)
When designing onboard microwave radio devices which output spectrum contains harmonics of the main signal (oscillators, fre-
quency multipliers, power amplifiers, frequency synthesizers), the problem of filtering of the main signal of frequency f0 arises, which
is typically solved by using band-pass filters (BPF) or low-pass filters (LPF). Use of BPFs is preferred in certain cases, as it allows to
exclude not only harmonics of the main frequency nfo (n > 1), but also overtone frequencies and harmonics of comparison frequen-
cies of synthesizers. One of promising types of microwave BPFs is filters based on quarter wavelength coaxial ceramic resonators
(CCR). However, using CCR-based BPFs poses the problem of attenuation of the main signal odd harmonics (2л + l)f0, which are
caused by the existence of equidistant fundamental frequencies of quarter wavelength resonators.
The article presents an oscillatory system in the form of a composite coaxial ceramic resonator (CCCR), which fundamental frequen-
cies have non-equidistant location on the frequency axis. Mechanically, the CCCR consists of two segments of coaxial lines of ceramic
materials with different permittivity, with same diameters of inner and outer conductors, one of which is short-circuited at one end,
connected to each other at their opens ends, and with their inner and outer conductors bonded galvanically. The electrodynamic
model of CCCR has been developed, the critical frequencies of higher type oscillations for TE-waves and TM-waves have been deter-
mined from the equations obtained by using the partial domains method. The analytical expressions for CCCR impedance, fundamen-
tal frequencies and quality factor have been shown. It has been also demonstrated that the maximum deviation of the second reso-
nant frequency of a CCCR from 3fo is achieved when electrical lengths of the two coaxial line segments are equal.
There are also shown the results of experimental studies of CCCR samples made of TL/0 (£ = 40), V100 (s = 100) ceramics and stud-
ies of a control sample of CCR made of V100 ceramics, as well as parameters of dual resonator BPF designed on the basis of the
above samples.
References
1. Antenny i funktsional'nye uzly SVCh- i KVCh-diapazonov. Metody rascheta i tekhnologiya izgotovleniya / pod. red. Sedakova A.Yu.
M.: Radiotekhnika. 2011.
2. Kozlov V.A., Kunilov A.L., Svetlakov Yu.A., Sedakov A. Yu., Ukhvatova L.S., Shishkin D.R. Tekhnologiya izgotovleniya i prakticheskoe
primenenie keramicheskikh rezonatorov v ustrojstvakh SVCh diapazona Ц Antenny. 2010. № 7 (158). S. 63-66.
3. Kugushev A.M., Golubeva N.S. Osnovy radioe'lektroniki. M.: E'nergiya. 1969.
4. Nikol'skij V.V. Teoriya e'lektromagnitnogo polya. M.: Vysshaya shkola. 1964.
5. Voinov B.S. Shirokodiapazonnye kolebatel'nye sistemy. M.: Sov. radio. 1973.
6. Kozlov V.A., Kunilov A.L., Svetlakov Yu.A., Shishkin D.R., Ivojlova M.M. Proektirovanie polosno-propuskayushchikh SVCh-fil'trov na
osnove koaksial'nykh keramicheskikh rezonatorov 11 Materialy XI Mezhdunar. nauchno-tekhnich. konf. «Fizika i tekhnicheskie priloz-
heniya volnovykh protsessov». Ekaterinburg: Izd-vo UrGU. 2012. S. 204-205.
7. Mattej G.L., Yang L., Dzhons E.M.T. Fil'try SVCh, soglasuyushchie tsepi i tsepi svyazi. M.: Svyaz'. 1971.
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
23
Конструкции, радиопоглощающие материалы и технология производства антенных и фидерных устройств
УДК 621.396.67
Исследование характеристик и методов настройки двухдиапазонных
миниатюрных микрополосковых антенн спутниковой навигации
с подложкой из керамического материала
© Авторы, 2016
© ЗАО «Издательство «Радиотехника», 2016
И. А. Илларионов - к.т.н., вед. науч, сотрудник, ФГУП «ФНПЦ НИИ измерительных систем им. Ю.Е. Седакова»
(г. Нижний Новгород)
E-mail: illarionovi@list.ru
М. И. Дудкин - инженер-исследователь 3-й кат., ФГУП «ФНПЦ НИИ измерительных систем им. Ю.Е. Седакова»
(г. Нижний Новгород)
E-mail: dudkin.mikhail.ig@gmail.com
А. В. Кузнецов - начальник конструкторского отдела, ФГУП «ФНПЦ НИИ измерительных систем им. Ю.Е. Седакова»
(г. Нижний Новгород)
E-mail: avkvk@mail.ru
Е. В. Зверева - инженер-исследователь 3-й кат., ФГУП «ФНПЦ НИИ измерительных систем им. Ю.Е. Седакова»
(г. Нижний Новгород)
E-mail: ezvereva@mail.ru
И. П. Ярославцева - инженер-конструктор 2-й кат., ФГУП «ФНПЦ НИИ измерительных систем им. Ю.Е. Седакова»
(г. Нижний Новгород)
E-mail: irinadomcom@mail.ru
Приведены результаты проектирования и исследования двух вариантов миниатюрных двухдиапазонных антенн спутниковой
навигации. Отмечено, что в антеннах использована двухъярусная топология микрополосковых печатных излучателей с под-
ложкой из керамического материала с относительной диэлектрической проницаемостью, равной 9,6 ± 0,7. Исследованы воз-
можности настройки антенн. Показано, что при использовании микрополосковых печатных антенн с толстой подложкой воз-
можно достижение удовлетворительных поляризационных характеристик антенны при однопортовом возбуждении.
Ключевые слова: микрополосковые резонансные антенны, миниатюризация антенн, двухдиапазонные антенны, методы на-
стройки антенн, коэффициент эллиптичности, коэффициент усиления.
The results of the numerical calculations and experimental study of two modifications of the dual-band diminutive GNSS antennas
have been presented. The stacked topology with two patches is used in the microstrip printed antenna design to achieve the dual-
band mode of the antenna with one-port excitation. It has been shown that when using the microstrip printed antennas with a thick
substrate, despite of risk of the efficient excitation of surface modes on the substrate, it is possible to achieve a sufficiently good po-
larization purity of the antenna even if the single-port excitation is used. The manner of tuning of the microstrip antennas on the ce-
ramic substrate have been considered.
Keywords: microstrip patch antennas, antenna miniaturization, dual-band antennas, antenna tuning techniques, axial ratio, gain.
Постановка задачи исследования. Микрополосковые антенны широко применяют в аппаратуре систем
спутниковой навигации GPS и ГЛОНАСС. Это обусловлено как конструктивными преимуществами это-
го типа антенн, особенно малой высотой микрополосковых печатных излучателей (МПИ) по отношению
к длине волны, так и достижимыми характеристиками излучения. МПИ имеют широкую диаграмму на-
правленности (ДН) в ^-плоскости и //-плоскости с максимумом ортогонально плоскости антенны и эк-
рана при возбуждении основной моды TMqiq. ДН МПИ близка к изотропной в одном полупространстве,
что является необходимым для повышения вероятности определения координат объектов по нескольким
спутникам глобальных навигационных систем (PDOP).
При возбуждении в МПИ, согласно резонаторной модели, двух ортогональных мод существует
возможность получения круговой поляризации излучения антенны.
МПИ круговой поляризации допускают уменьшение размеров. Основными методами миниатюри-
зации МПИ являются: 1) применение в качестве подложек материалов с высокой диэлектрической про-
ницаемостью [1]; 2) техника модификации проводников антенны или применение структур в форме ме-
андра [2]; 3) применение закорачивающих стенок и штырей [3]; 4) применение емкостного возбуждения [4].
В работе представлены результаты разработки малогабаритной микрополосковой антенны,
имеющей электрически малые размеры. На рис. 1 схематично представлен МПИ, заключенный внутри
воображаемой сферы радиусом а, обладающей минимальными размерами и описывающей антенну. Это
так называемая сфера Чу [5]. Электрически малыми антеннами называют антенны, удовлетворяющие
24
Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
Конструкции, радиопоглощающие материалы и технология производства антенных и фидерных устройств
критерию ка < 0,5 [5], где к = 2л7Л. Общими свойствами электри-
чески малых антенн являются [6]: 1) добротность антенн Q про-
порциональна (ка)'3-, 2) относительная полоса частот BW пропор-
циональна (ка)3 (т.е. BW« 1/0; 3) коэффициент полезного дейст-
вия (КПД) антенны пропорционален (ка)4. Таким образом, из
приведенных выражений очевидно, что антенна малых размеров
обладает высоким значением добротности и, как следствие, узкой
частотной полосой. Уменьшение размеров антенны также приво-
дит к уменьшению КПД и, следовательно, падению коэффициен-
та усиления (КУ). Все это является основной проблемой, стоящей
перед разработчиками малогабаритных антенн. В случае антенн круговой поляризации дополнительной
проблемой является снижение частотной полосы антенны по заданному уровню коэффициента эллип-
тичности (КЭ).
Проектируемая малогабаритная микрополосковая антенна должна обладать следующими характе-
ристиками: 1) максимальное значение коэффициента стоячей волны (КСВ) антенны в диапазонах LI, L2
ГЛОНАСС не более 2,5; 2) правая круговая поляризация излучения, КЭ в рабочей полосе антенны не
выше 10 дБ, КЭ на центральных частотах диапазонов не более 3 дБ; 3) абсолютное значение КУ в рабо-
чей полосе частот не ниже 3 дБ. Дополнительным требованием к рассматриваемой конструкции антенны
являлось размещение под крышкой-обтекателем, изготовленной из материала со значением относитель-
ной диэлектрической проницаемости в интервале 3,4...4. Нестабильность диэлектрической проницаемо-
сти материала крышки является дополнительной сложностью при проектировании антенны.
В работе также исследуется возможность быстрой регулировки и настройки изготовленной
миниатюрной антенны, рассматривается достижение эмпирическим способом полученных на этапе мо-
делирования характеристик. Основной параметр миниатюризации антенны в этом случае - достижение
минимально возможных размеров. В настоящей работе авторы ориентировались на размеры антенны GPS
навигации 31x31x12,8 мм, приведенной в [7]. Характеристики антенны в упомянутой статье достаточно
близки к требуемым в данном исследовании.
Описание топологии антенн. Численные результаты.
Чтобы обеспечить работу антенны в двух диапазонах
L1 и L2, отношение центральных частот которых равно
1,602/1,246= 1,28, была использована двухъярусная
топология [8] (рис. 2). В целях упрощения конструкции
в антенне осуществляется питание одним штырем ко-
аксиальной линии. Прямой контакт с линией питания
имеет только верхний излучатель МПИ1, отвечающий
за излучение в L1 диапазоне.
Для согласования антенны с коаксиальным волноводом в двух диапазонах варьировались толщины
диэлектрических подложек излучателей. Таким образом, топология антенны подобна топологии, приве-
денной в работах [9, 10]. Однако существенным отличием является то, что в исследуемой двухъярусной
топологии размер диэлектрической подложки верхнего излучателя ограничен, тогда как в [9, 10] попе-
речные размеры подложки верхнего и нижнего излучателей одинаковы. Это может привести к негатив-
ному влиянию на ДН антенны поверхностных мод подложки в результате дифракции последних на реб-
рах диэлектрика. Однако несомненным преимуществом такой топологии является возможность измене-
ния формы патча нижнего излучателя в уже изготовленной антенне, что необходимо при настройке ан-
тенны на резонансную частоту. Эта настройка состоит в подрезке металлического патча - создании ще-
лей и пазов. Необходимость такой настройки обусловлена не только широким технологическим интер-
валом изменения диэлектрической проницаемости крышки, но и возможными нестабильными электри-
ческими характеристиками материала подложки, а также условиями размещения антенны или размера-
ми экрана [11].
В целях минимизации размеров антенны в качестве подложки использовался керамический матери-
ал (алюмооксидная керамика) с относительной диэлектрической проницаемостью в интервале 9,3... 10,3
и тангенсом диэлектрических потерь не более 0,0006.
____ МПИ1
______________ МПИ2
Проводящий экран
Коаксиальный волновод
Рис. 2. Двухъярусная топология антенны
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
25
Конструкции, радиопоглощающие материалы и технология производства антенных и фидерных устройств
Для обеспечения правой круговой поляризации излучения антенны форма нижнего и верхнего пат-
чей была сделана квадратной с подрезанными двумя углами на одной диагонали (рис. 3), что приводит к
возбуждению двух ортогональных мод согласно резонаторной модели излучения [12]. Подобный способ
достижения круговой поляризации имеет недостаток - узкую полосу частот по уровню КЭ, равному
3 дБ, в отличие от двухпортовых схем возбуждения. Однако выбранная схема (однопортовая с подрез-
кой углов) не требует дополнительных слоев диэлектрика с реализацией Т-делителя или гибридного
кольца, что упрощает конструкцию и уменьшает высоту антенны (рис. 3).
Рис. 3. Геометрия исследуемых антенн: Нъ Н2 - толщина подложки нижнего и верхнего микрополоскового излучателя соответ-
ственно; 1, Г, 2, 2' - настроечные пазы в металлизации микрополосковых излучателей
С целью исследования возможностей исследуемой топологии было спроектировано и изготовлено
два варианта антенны: 1) Н\ = 5 мм, Нг = 2 мм (вариант 1); 2) Н\ = 5 мм, Нг = 4 мм (вариант 2). Выбор
толщин керамических подложек осуществлялся исходя из необходимости обеспечить удовлетворитель-
ное согласование антенны одновременно в L1 и L2 диапазонах при однопортовой схеме возбуждения. В
качестве начального значения для процедуры оптимизации использовались параметры, полученные в
соответствии с методом длинных линий [8]:
(1)
1 + 12—
W.
П-1/2
(2)
w=— -2—,
2fr Vr+1
£r + 1 £r — 1
£reff = —--+ —----
re“ 2 2
где W - ширина антенны (для данной антенны ширина W и длина А совпадают);/г - резонансная частота
МПИ квадратной формы без подрезки углов на диагонали; £г - относительная диэлектрическая прони-
цаемость материала подложки; с - скорость света; sreff - эффективная относительная диэлектрическая
проницаемость материала подложки с учетом краевых эффектов; h - высота диэлектрической подложки;
W
, пп — + 0,264
(greff +0,3) h
— = 0,412
h (£reff-0,258) И/ + 08
h
(3)
С
(4)
а =—^=-2дл,
2/r'v greff
АЛ - укорочение длины антенны, вызванное краевыми эффектами; Л - длина стороны квадрата МПИ
(рис. 3).
Для получения правой круговой поляризации излучения на верхнем и нижнем МПИ выполнена
подрезка углов металлизации: сторона подрезанного треугольника верхнего излучателя S\, нижнего 5г
(рис. 3). Подрезка углов приводит к возбуждению двух ортогональных мод с резонансными частотами
52
[8]: /] = /г 1 —у , /2 = Л - Круговая поляризация излучения возникает на частоте, являющейся средним
L л J
52 1
арифметическим необходимым условием при этом является = —, где Q - в первом приближе-
Л Q
26
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
Конструкции, радиопоглощающие материалы и технология производства антенных и фидерных устройств
нии ненагруженная добротность основной моды МПИ квадратной формы, которую определяем по ре-
зультатам моделирования в CST MS.
Результатом решения задачи оптимизации в пакете CST MS являются следующие поперечные раз-
меры антенн: 1) А = 39,7 мм, В = 30,1 мм, 51 = 4,4 мм, S2 = 2,1 мм; 2) А = 39,7 мм, В = 30,2 мм, 51 = 5,5 мм,
S2 = 5,2 мм, где А и В - стороны параллелепипеда подложки верхнего и нижнего излучателя соответст-
венно (рис. 3).
Оба варианта антенны оптимизировались с учетом радиопрозрачной крышки-обтекателя и особен-
ностей их размещения на фланце - корпусе (рис. 4). Заметим, что поскольку разрабатываемые антенны
предполагали универсальное использование на проводящих поверхностях произвольной формы, то в
модели при Z = Zmin (плоскость расположения антенны) использовалось граничное условие типа идеаль-
но проводящей плоскости.
Рис. 4. Модель антенны: а - антенна с основанием; б - радиопрозрачная крышка
Значение относительной диэлектрической проницаемости керамики = 10,2 было получено исходя
из сопоставления результатов моделирования и измерения ранее изготовленной тестовой антенны.
Заметим, что оба варианта антенны имеют толщину подложки, превосходящую максимальное зна-
чение, рекомендуемое для исключения возбуждения поверхностной моды ТЕ\ [13]: Н < 0,3с/{1лfuy[^)9
где Н - толщина подложки; с - скорость света; /и - верхняя частота полосы антенны; сг - относительная
диэлектрическая проницаемость материала подложки. Однако это обоснованный выбор, обеспечиваю-
щий необходимую рабочую полосу частот антенн. Так как антенны не являются элементами решеток,
рекомендуемое значение толщины подложки может быть превышено [14].
На рис. 5, а приведены численно полученные частотные зависимости коэффициента стоячей волны
по напряжению (КСВн) антенны (вариант 1) после оптимизации геометрических параметров в CST MS.
Рис. 5. Графики частотных зависимостей КСВн (а) и КЭ (б) модели антенны (вариант 1)
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
27
Конструкции, радиопоглощающие материалы и технология производства антенных и фидерных устройств
Результаты экспериментальных исследований. На рис. 6 приведены фотографии изготовленных ан-
тенн без крышек.
На рис. 7 приведены частотные зависимости КСВн двух вариантов антенн после настройки.
Из-за нестабильных свойств материала керамической подложки, диэлектрическая проницаемость
которого в изготовленных антеннах оказалась ниже номинального, ранее измеренного значения, в про-
цессе исследований возникала необходимость настройки антенн. Настройка антенн осуществлялась пу-
тем вырезания пазов в металлизации микрополосковых излучателей, что привело к уменьшению значе-
ний резонансных частот. Настройка антенн осуществлялась не только по значению КСВн, но и по изме-
ренной частотной зависимости КЭ антенн, т.е. в процессе настройки измерялись характеристики антенн
в дальней зоне, а именно частотная зависимость КЭ антенн. Далее добивались смещения минимума КЭ
на центральные частоты L1 и L2 диапазонов: 1,602 ГГц и 1,246 ГГц.
На рис. 8 и 9 приведены частотные зависимости КЭ и КУ двух вариантов антенн после настройки.
Измерения и настройка антенн проводились для варианта 1 на металлическом квадратном фланце с раз-
мерами 300x300 мм, а для варианта 2 на металлической цилиндрической поверхности, имеющей в месте
размещения антенны радиус 200 мм и длину примерно 3 м. В таблице приведены основные измеренные
характеристики антенн в требуемой полосе частот.
Вариант антенны с толстой подложкой имеет достаточно широкую полосу частот в L1 диапазоне по
уровню КСВн, равном 2,5, которая составляет более 120 МГц. Это позволило провести плавную на-
Рис. 6. Фото изготовленных антенн (без крышек): а - вариант 1; б - вариант 2 после настройки
Рис. 7. Графики измеренных частотных зависимостей КСВн антенн после настройки: а - вариант 1; б - вариант 2
28
‘Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
Конструкции, радиопоглощающие материалы и технология производства антенных и фидерных устройств
Рис. 8. Графики измеренных частотных зависимостей абсолютных КУ антенн после настройки: а - вариант 1; б- вариант 2
Рис. 9. Графики измеренных частотных зависимостей КЭ антенн после настройки: а - вариант 1; б- вариант 2
Таблица. Основные измеренные характеристики антенн в требуемой полосе частот
Характеристика Вариант 1 Вариант 2 (до настройки) Вариант 2 (после настройки)
L1 (22 МГц) L2 (22 МГц) L1 (22 МГц) L2 (22 МГц) Ы (22 МГц) L2 (22 МГц)
КСВн Макс. 1,6 Макс. 2,5 Макс. 2 Макс. 2,5 Макс. 1,7 Макс. 2,5
КУ, дБ Мин. 4,0 Мин. 3,5 Мин. 4,5 Мин. 3 Мин. 4,5 Мин. 3
КЭ (в полосе), дБ Макс. 10 Макс. 8 Макс. 10 Макс. 15 Макс. 5 Макс. 7
КЭ (центр), дБ 1,2 0,6 7 6,5 1,1 0,5
стройку КЭ антенны, максимальное значение которого составило в данном диапазоне 5 дБ. Разница зна-
чений КУ антенн в L2 диапазоне объясняется, прежде всего, разными условиями размещения антенн,
что является существенным для антенн исследуемого типа [11].
На рис. 10 приведены измеренные ДН антенны (вариант 1), расположенной на металлическом квад-
ратном фланце с размерами 300x300 мм. На этом рисунке представлены угловые зависимости суммар-
ного КУ антенны в двух ортогональных плоскостях. Как видно из рис. 10, ДН симметричны и почти
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
29
Конструкции, радиопоглощающие материалы и технология производства антенных и фидерных устройств
Рис. 10. Измеренные ДН антенны (вариант 1) в двух ортогональных плоскостях: а - на частоте 1,246 ГГц; б - на частоте
1,602 ГГц
Рис. 11. Измеренные ДН антенны (вариант 2) в двух ортогональных плоскостях: а - на частоте 1,246 ГГц; б - на частоте
1,602 ГГц
одинаковы в обеих плоскостях: ширина ДН по уровню -3 дБ на частоте 1,246 ГГц примерно 85°, на час-
тоте 1,602 ГГц примерно 82°-90°.
На рис. 11 приведены измеренные ДН антенны (вариант 2), расположенной на цилиндрической по-
верхности радиусом 200 мм и длиной примерно 3 м. ДН измерены в двух плоскостях: 1) в плоскости,
проходящей через ось цилиндра и антенну - цифра 2 на рисунке; 2) в плоскости, ортогональной оси ци-
линдра и проходящей через антенну - цифра 1 на рисунке. Как видно из рис. 11, ДН неодинаковы в ор-
тогональных плоскостях: в плоскости 2 ДН шире, что согласуется с простейшей моделью, в которой
МПИ линейной поляризации представляется в виде двух магнитных диполей, расстояние между кото-
рыми равно длине антенны, расположенными над идеально проводящим экраном.
Прежде всего асимметрия формы экрана влияет на то, что КУ излучаемых ортогональных мод стано-
виться неодинаковым, что ведет к росту (ухудшению) КЭ МПИ. Однако в исследованиях авторов исполь-
зовалась настройка антенны по частотной зависимости КЭ, что позволило, несмотря на существенную
асимметрию экрана, добиться приемлемых, удовлетворительных значений (см. рис. 9). Угловые осцил-
ляции ДН на рис. 11 объясняются интерференцией первичного поля излучения антенны со вторичным,
являющимся результатом дифракции первичного поля излучения антенны на торцах цилиндра [15].
30
‘Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
Конструкции, радиопоглощающие материалы и технология производства антенных и фидерных устройств
* При использовании микрополосковых печатных антенн с толщиной подложки более Н > 0,06 л/
возможно достижение удовлетворительных поляризационных характеристик антенны при однопор-
товом возбуждении. Экспериментально показано, что при настройке антенн по частотной зависи-
мости КЭ возможно достижение уровней КЭ, близких к 1 дБ, на центральных частотах рабочих
диапазонов даже при существенно несимметричном экране расположения антенны.
Литература
1. Gao S. (Shichang), Qi L., Zhu F. Circularly polarized antennas. John Wiley&Sons, Ltd. 2014.
2. Chen W.-S, Wu C.-K, Wong K.-L. Square-ring microstrip antenna with a cross strip for compact circular polarization operation //
IEEE Trans, on Antennas and Propagation. 1999. V. 47 (10). P. 1566-1568.
3. Wong H., So К.К, Ng K.B., Luk K.M., Chan C.-H, Xue Q. Virtually shorted patch antenna for circular polarization // IEEE Anten-
nas and Wireless Propagation Letters. 2010. V. 9. P. 1213-1216.
4. Wang Z., Fang S, Fu S. A low cost miniaturized circularly polarized antenna for UHF radio frequency identification reader applica-
tions // Microwave and Optical Technology Letters. 2009. V. 51 (10). P. 2382-2384.
5. Volakis J.L, Chi-Chin Ch., Kyohei F. Small antennas. Miniaturization techniques and applications. McGraw Hill. 2010.
6. Kyohei F., Hisaishi M. Modem small antennas. Cambridge University press. 2013.
7. Zhou Y., Chen C.-C, Volakis J.L. Dual band proximity-fed stacked patch antenna for tri-band GPS application // IEEE Trans, on
Antennas and Propagation. 2007. V. 55 (1). P. 220-223.
8. James J.R., Hall P.S. Handbook of microstrip antennas. IEE Electromagnetic Waves Series. 1989.
9. Chen S.Ch., Liu G.C., Chen X.Yu., Lin T.F., Liu X.G., Duan Z.Q. Compact dual-band GPS microstrip antenna using multilayer
LTCC Substrate // IEEE Antennas and Wireless Propagation Letters. 2010. V. 9. P. 421-423.
10. PengX.F., Zhong S.S., Xu S.Q., Wu Q. Compact dual-band GPS microstrip antenna // Microwave and Optical Technology Letters.
2005. V. 44(1). P. 58-61.
11. Ingalls M. W, Smith D. Microstrip antennas for GPS applications // Position Location and Navigation Symposium (PLANS). Palm
Springs. CA. Apr. 2002.
12. Balanis CA. Antenna theory: Analysis and design. Chichester: John Wiley&Sons, Ltd. 2005.
13. Waterhouse R.B. Microstrip patch antennas: A designer’s guide. Boston: Kluwer. 2003.
14. Rao B.R., Kunysz W., Fante R., McDonald К GPS/GNSS antennas. Artech House. 2013.
15. Белов Ю.И., Варенцов Е.Л., Илларионов И.А. Экспериментальное исследование излучающих свойств открытого конца вол-
новода прямоугольного сечения вблизи проводящих объектов // Антенны. 2009. Вып. 12 (151). С. 18-27.
Поступила 13 октября 2015 г.
Study of the characteristics and tuning techniques of the dual-band
circularly polarized microstrip GNSS antennas with ceramic substrate
© Authors, 2016
© Radiotekhnika, 2016
I. A. Illarionov - Ph.D. (Eng.), Leading Research Scientist, FSUE FRPC "Measuring System Research Institute n.a. Yu.Ye. Sedakov"
(Nizhny Novgorod)
E-mail: illarionovi@list.ru
M. I. Dudkin - Research Engineer of 3rd category, FSUE FRPC "Measuring System Research Institute n.a. Yu.Ye. Sedakov"
(Nizhny Novgorod)
E-mail: dudkin.mikhail.ig@gmail.com
A. V. Kuznetsov - Head of Design-Engineering Department, FSUE FRPC "Measuring System Research Institute n.a. Yu.Ye. Sedakov"
(Nizhny Novgorod)
E-mail: avkvk@mail.ru
Ye. V. Zvereva - Research Engineer of 3rd category, FSUE FRPC "Measuring System Research Institute n.a. Yu.Ye. Sedakov"
(Nizhny Novgorod)
E-mail: ezvereva@mail.ru
I. P. Yaroslavtseva - Design Engineer of 2nd category, FSUE FRPC "Measuring System Research Institute n.a. Yu.Ye. Sedakov"
(Nizhny Novgorod)
E-mail: irinadomcom@mail.ru
The main aim of our study is design of the miniaturized microstrip GNSS antenna with LI and L2 GLONASS operating bands. The
technique of the microstrip antenna miniaturizing which has been implemented in our research is to load the antenna by the high-
contrast material - high permittivity ceramic with the relative permittivity equal to 10,2. The stacked topology with two patches is
used in the microstrip antenna design to achieve the dual-band mode of the antenna with one-port excitation. Each patch possesses
the rectangular shape with cut corners to reach the circularly-polarized radiation. We have studied two variants of stacked microstrip
antenna topology with a various set of substrates thickness: 1) 5 mm (lower patch), 2 mm (upper patch); 2) 5 mm (lower patch),
4 mm (upper patch). The starting point of numerical optimization in CST MS is implementation of the transmission-line model of the
microstrip patch antennas. The features of our design are particular placing of the antenna covered by a radome with relative permit-
" Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
31
Конструкции, радиопоглощающие материалы и технология производства антенных и
фидерных устройств
tivity lower than 4 and unstable ceramic properties. Thus the adjusting of the fabricated antennas is required obligatory. Qur method
of the adjusting is slots cutting on the face of a patch. This simple method allowed achieving good antenna characteristics on de-
manded bands. We performed antennas with following dimensions: 1) variant 1 - lower patch 39,7х39,7х5 mm, upper patch
30,7x30,7x2 mm; 2) variant 2 - lower patch 39,7x39,7x5 mm, upper patch 30,2x30,2x4 mm.
The frequency band by VSWR is equal to 2,5 for the first variant is more than 20 MHz in LI and L2 band. But unfortunately the best
axial ratio (AR) < 3 dB is observed only for the central frequencies of specified bands. The AR exceeds 9 dB on the edge of bands for
the first variant. The frequency band by VSWR is equal to 2,5 of the second variant is more than 20 MHz in L2 and more than
120 MHz in LI band. This broad band allows to accommodate the AR of the antenna in LI band by slit on patch face to maximum
4,2 dB in 20 MHz band.
The results of numerical calculations and experimental studies of the crucial antennas characteristics have been presented. It has
been shown that when using the microstrip printed antennas with a thick substrate, despite of risk of the efficient excitation of sur-
face modes on the substrate, it is possible to achieve a sufficiently good polarization purity of the antenna even if the single-port ex-
citation is used.
References
1. Gao S. (Shichang), Qi L., Zhu F. Circularly polarized antennas. John Wiley&Sons, Ltd. 2014.
2. Chen 14/.-S., 144/ C.-K., Wong K.-L. Square-ring microstrip antenna with a cross strip for compact circular polarization operation // IEEE
Trans, on Antennas and Propagation. 1999. V. 47 (10). P. 1566-1568.
3. 14/0/7# H., So K.K., Ng K.B., Luk K.M., Chan С.-H., Xue Q. Virtually shorted patch antenna for circular polarization 11 IEEE Antennas and
Wireless Propagation Letters. 2010. V. 9. P. 1213-1216.
4. l4/a/7# Z., Fang S., Fu S. A low cost miniaturized circularly polarized antenna for UHF radio frequency identification reader applications //
Microwave and Optical Technology Letters. 2009. V. 51 (10). P. 2382-2384.
5. VolakisJ.L., Chi-Chin Ch., Kyohei F. Small antennas. Miniaturization techniques and applications. McGraw Hill. 2010.
6. Kyohei F., Hisaishi M. Modern small antennas. Cambridge University press. 2013.
7. Zhou Y., Chen C.-С., VolakisJ.L. Dual band proximity-fed stacked patch antenna for tri-band GPS application 11 IEEE Trans, on Anten-
nas and Propagation. 2007. V. 55 (1). P. 220-223.
8. James J. R., Hall P.S. Handbook of microstrip antennas. IEE Electromagnetic Waves Series. 1989.
9. Chen S.Ch., Liu G.C., Chen X. Yu., Lin T.F., Liu X.G., Duan Z.Q. Compact dual-band GPS microstrip antenna using multilayer LTCC Sub-
strate 11 IEEE Antennas and Wireless Propagation Letters. 2010. V. 9. P. 421-423.
10. Peng X.F., Zhong S.S., Xu S.Q., Wu Q. Compact dual-band GPS microstrip antenna 11 Microwave and Optical Technology Letters. 2005.
V. 44 (1). P. 58-61.
11. Ingalls M.W., Smith D. Microstrip antennas for GPS applications // Position Location and Navigation Symposium (PLANS). Palm Springs.
CA. Apr. 2002.
12. Baianis C.A. Antenna theory: Analysis and design. Chichester: John Wiley&Sons, Ltd. 2005.
13. Waterhouse R.B. Microstrip patch antennas: A designer's guide. Boston: Kluwer. 2003.
14. Rao B.R., Kunysz W., Fante R., McDonald K. GPS/GNSS antennas. Artech House. 2013.
15. Belov Yu.L, Varentsov E.L., Illarionov LA. E'ksperimental'noe issledovanie izluchayushchikh svojstv otkrytogo kontsa volnovoda prya-
mougol'nogo secheniya vblizi provodyashchikh ob"ektov // Antenny. 2009. Vyp. 12 (151). S. 18-27.
Уважаемые читатели!
В Издательстве «Радиотехника» Вы можете приобрести книгу
Дементьев А. Н., Клюев Д. С., Неганов В. А., Соколова Ю. В.
Сингулярные и гиперсингулярные интегральные уравнения
в теории зеркальных и полосковых антенн
ISBN 978-5-93108-114-4
Впервые изложен самосогласованный метод анализа зеркальных и полосковых антенн, основанный на матема-
тическом аппарате сингулярных и гиперсингулярных интегральных уравнений. Предложены новые строгие высоко-
эффективные методы и алгоритмы расчета характеристик данных антенн. Особое внимание уделено расчету элек-
тромагнитного поля излучения этих антенн в любой точке пространства, включая ближнюю зону, что важно при
решении задач электромагнитной совместимости и электромагнитной экологии. Представлены примеры решения
задач анализа для зеркальных антенн с плоским рефлектором и рефлектором в форме параболического цилиндра,
микрополоскового вибратора, конформных цилиндрических и планарных полосковых рамочных антенн, конформных
полосковых цилиндрических вибраторов.
Для специалистов в области радиотехники и радиофизики, преподавателей вузов, докторантов, аспирантов и
студентов старших курсов соответствующих специальностей.
По вопросам заказа и приобретения книг обращаться по адресу: 107031 г. Москва, Кузнецкий мост, 20/6.
Тел./факс: (495) 625-92-41, тел.: (495) 625-78-72,621-48-37; http://www.radiotec.ru; e-mail: info@radiotec.ru
32
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
Конструкции, радиопоглощающие материалы и технология производства антенных и фидерных устройств
УДК 621.396.67
Конструктивные особенности построения антенной решетки
с переключаемой поляризацией электромагнитного поля
© Авторы, 2016
© ЗАО «Издательство «Радиотехника», 2016
Ю. С. Калашников - ст. науч, сотрудник, ФГУП «ФНПЦ НИИ измерительных систем им. Ю.Е. Седакова» (г. Нижний Новгород)
E-mail: niiis@niiis.nnov.ru
Е. А. Шорохова - д.ф.-м.н., вед. науч, сотрудник, ФГУП «ФНПЦ НИИ измерительных систем им. Ю.Е. Седакова»
(г. Нижний Новгород)
E-mail: eaShorokhova@gmail.com
Предложена конструкция антенной решетки, обеспечивающая излучение электромагнитных волн линейной и круговой (пра-
вой или левой) поляризаций в одной апертуре антенны с помощью механического переключения. Изготовлен макет антенной
решетки. Проведены теоретические и экспериментальные исследования ее характеристик.
Ключевые слова: антенная решетка, микрополосковая антенна, патч-антенна, линейная и круговая поляризации, диаграм-
ма направленности, коэффициент эллиптичности, коэффициент усиления.
IThe very high frequencies antenna array, radiating electromagnetic waves with linear or circular (right or left) polarization by means
of mechanical switching has been designed, manufactured and experimentally studied.
Keywords: antenna array, microstrip antenna, patch antenna, linear and circular polarization, antenna pattern, axial ratio, antenna
power gain.
Для решения ряда практических задач современной радиоэлектроники в СВЧ-диапазоне необходимы
простые в изготовлении антенные системы с минимальными массогабаритными характеристиками и
особенными излучательными свойствами. К таким антеннам относятся, прежде всего, микрополосковые
патч-антенны, которые, имея большое разнообразие схем возбуждения и способность излучать энергию
с линейной, круговой и эллиптической поляризацией, обладают минимальными габаритными размера-
ми, превосходной повторяемостью, низкой стоимостью и относительной простотой изготовления.
Проблеме создания такого типа антенн посвящено достаточно большое количество работ. В част-
ности, в [1-16] показано, что существует класс микрополосковых антенн круговой поляризации с одно-
точечным или многоточечным возбуждением, линейная поляризация излучения в которых может быть
достигнута отстройкой частоты от центральной на 10-20 МГц. В [17-21] рассмотрены некоторые вари-
анты рамочных печатных антенн, которые путем простых изменений в конструкции могут быть линей-
ной или круговой поляризаций. Вместо разомкнутого отрезка проводника для антенны линейной поля-
ризации можно использовать короткозамкнутый отрезок. В работах [22-27] достаточно подробно опи-
саны различные модификации микрополосковых антенных решеток с возможностью получения излуче-
ния линейной и круговой поляризаций, а также с низким уровнем боковых и задних лепестков диаграм-
мы направленности.
Для получения круговой и линейной поляризаций в одной апертуре в нашей работе [28] предложе-
на комбинированная патч-антенна, состоящая из двух излучателей с правой и левой круговыми поляри-
зациями. Линейная поляризация такой антенны обеспечивалась синфазным включением излучателей,
имеющих противоположные направления вращения и поляризационные эллипсы одинаковой амплиту-
ды. Эскиз такой патч-антенны представлен на рис. 1.
Антенна состоит из двух излучателей и выполнена в виде моноблока. На круглом металлическом
основании 1 осесимметрично (в виде пирамиды) помещены круглая диэлектрическая подложка 2 с ниж-
ним излучателем 3 в виде круглой металлической пластины с диаметрально расположенными вырезами,
затем диэлектрическая подложка 4 с верхним излучателем 5 также в виде круглой металлической пла-
стины с диаметрально расположенными вырезами.
Основание 1 выполнено из алюминиевого сплава диаметром 0,43Ло и высотой О,О17Яо, а диэлектри-
ческая подложка 2 - из материала с диэлектрической проницаемостью 8 = 2,1 диаметром О,4Ло и высо-
той О,О13Ло. Здесь длина волны Яо = с//Ь, где с - скорость света в свободном пространстве; /о - рабочая
частота антенны. Нижний излучатель 3 изготовлен из титана толщиной О,ОО7Яо диаметром О,4Ло. Разме-
ры диаметрально расположенных вырезов - О,ОЗЛо х О,ОЗЛо. Диэлектрическая подложка 4 выполнена из
диэлектрического материала с проницаемостью £ = 6 диаметром О,25Ло и высотой 0,013Ао. Верхний из-
" Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
33
Конструкции, радиопоглощающие материалы и технология производства антенных и фидерных устройств
лучатель 5, как и нижний 3, изготовлен из титана толщиной 0,017Ао диаметром О,25Ао. Размеры диамет-
рально расположенных вырезов О,О2Ло х 0,02Яо. Запитка нижнего излучателя осуществляется на расстоя-
нии О,О7Ло от центра антенны, а запитка верхнего излучателя - на расстоянии 0,04Яо от центра антенны.
Точки запитки излучателей (точки I и II на рис. 1, в) находятся диаметрально противоположно под углом
45° относительно вырезов.
Согласно результатам численных расчетов, выполненных с помощью программ трехмерного чис-
ленного моделирования, и экспериментальных исследований макета комбинированной патч-антенны
[28], коэффициент эллиптичности в максимуме диаграммы направленности составил не более 1 дБ, а
коэффициент усиления - порядка 5-6 дБ, что характерно для данного типа антенн.
Следует отметить, что комбинированная патч-антенна [28] может использоваться как самостоя-
тельно, так и, например, в качестве излучателя в составе антенной решетки (АР). АР, состоящая из таких
излучающих элементов (ИЭ), помимо линейной и круговой поляризаций излучения будет обладать бо-
лее высоким коэффициентом усиления (КУ), узким лучом, низким уровнем боковых (УБЛ) и задних ле-
пестков диаграммы направленности (ДН).
В данной работе показана возможность создания фазированной антенной решетки
(ФАР), обеспечивающей излучение электромагнитных волн линейной и круговой поляризаций посредст-
вом механического переключения, описаны конструктивные особенности и приведены результаты экс-
периментальных исследований характеристик макета ее фрагмента из четырех излучающих элементов.
Конструктивные особенности фрагмента АР. Рассмотрим фрагмент АР, состоящий из четырех одно-
типных излучающих элементов, каждый из которых представляет собой комбинированную патч-антенну
[28]. ИЭ расположены на металлическом основании размером 400x400 мм и соединены с помощью дели-
теля мощности ZN4PD1-63W-S+, как показано на рис. 2 и 3. Каждый ИЭ (рис. 4) представляет собой
1 вход
о
4 вход
О
Делитель
мощности
ZN4PD1 63W -S+
1 2 3 4 5
L ООООО
t
3 вход
2 вход
О
5 вход
О
Рис. 1. Патч-антенна: а - внешний вид; б - вид сбоку; Рис. 2. Фрагмент АР (вид сзади)
в - вид сверху
34
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
Конструкции, радиопоглощающие материалы и технология производства антенных и фидерных устройств
проводящую пластину круглой формы, размещенную на диэлектри-
ческой подложке из фторопласта. Внизу проводящей круглой пла-
стины расположен проводящий металлический диск.
Возбуждение антенны осуществляется коаксиальным зондом.
Для формирования излучения с различными типами (правой, левой
круговыми и линейной) поляризаций в верхнем диске диаметрально
прорезаны четыре паза и применена круглая металлическая пово-
ротная крышка с двумя диаметральными пазами. Фиксируя пово-
ротную крышку в определенном положении относительно точки
возбуждения антенны (рис. 5), получаем необходимый тип поляри-
зации. Направление стрелки указывает вид поляризации: L - левая
круговая поляризация, R - правая круговая поляризация. Как пока-
зано на рис. 5, для получения линейной поляризации стрелка должна
быть ориентирована по диагонали.
Рис. 3. Фрагмент АР (вид спереди)
Рис. 4. Излучающий элемент антенной решетки: а - вид сверху без поворотной крышки; б - поворотная крышка для изменения
вида поляризации
Рис. 5. Схема переключения вида поляризации
В соответствии с вышеуказанными особенно-
стями был изготовлен макет фрагмента ФАР из
четырех излучающих элементов, фотография кото-
Рис. 6. Внешний вид макета фрагмента АР
Результаты теоретических и экспериментальных исследований. Чтобы предварительно оценить
значения характеристик излучения данного фрагмента АР еще до изготовления, был выполнен их расчет
с помощью программ трехмерного численного моделирования. Анализ результатов теоретических ис-
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
35
Конструкции, радиопоглощающие материалы и технология производства антенных и фидерных устройств
следований фрагмента ФАР из четырех идентичных ИЭ показал следующее: 1) форма ДН одиночного
ИЭ сильно зависит от его расположения на листе; 2) КУ фрагмента ФАР составляет порядка 11 дБ для
левой поляризации, 12 дБ для правой и 11,7 дБ для линейной; 3) УБЛ фрагмента ФАР равен порядка -30 дБ
для левой поляризации, -26 дБ для правой и -27 дБ для линейной. Низкий уровень задних и боковых ле-
пестков ДН обеспечивался использованием металлического листа-основания больших размеров
(400 х 400 мм), чем это было бы нужно для размещения четырех ИЭ.
Программа проведения экспериментальных исследований макета фрагмента АР предусматривала
выполнение измерений характеристик не только фрагмента ФАР целиком, но и каждого ИЭ отдельно на
частоте 1 ГГц для линейной поляризации в Е- и //-плоскостях и для круговой (левой и правой) поляри-
заций.
В ходе экспериментальных исследований ИЭ АР были получены следующие результаты:
коэффициент стоячей волны по напряжению (КСВн) любого из четырех ИЭ для всех типов поляри-
зации не превышал 2;
максимальный КУ любого из четырех ИЭ для всех типов поляризации составлял порядка 9 дБ;
уровень боковых и задних лепестков ДН относительно максимального значения любого из четырех
ИЭ для всех типов поляризации составлял не менее 20 дБ;
максимальный коэффициент эллиптичности (КЭ) любого из четырех ИЭ для левой и правой круго-
вой поляризации не превышал 3 дБ.
Для фрагмента АР, состоящего из четырех исследованных выше ИЭ, было показано, что:
КСВн фрагмента АР для всех типов поляризации не превышал 2;
максимальный КУ фрагмента АР для всех типов поляризации составлял порядка 14 дБ;
уровень боковых и задних лепестков ДН относительно максимального значения фрагмента АР для
всех типов поляризации составлял не менее 20 дБ;
максимальный КЭ фрагмента АР для левой и правой круговой поляризации не превышал 3 дБ.
На рис. 7 и 8 для наглядности приведены результаты измерений ДН (распределения КУ) ФАР на
частоте 1 ГГц для круговой (левой (рис. 7, а) и правой (рис. 7, б)) и линейной (^-плоскость (рис. 8, а) и
//-плоскость (рис. 8, б)) поляризаций излучения. Следует отметить, что полученные экспериментальные
результаты достаточно хорошо согласуются с расчетными данными, выполненными на этапе проекти-
рования ФАР.
Выполненные теоретические и экспериментальные исследования показали возможность создания
ФАР из патч-излучателей с различными типами поляризации в одной апертуре: круговой с левым
вращением плоскости поляризации, круговой с правым вращением плоскости поляризации и ли-
нейной (при соединении входов левой и правой поляризаций через синфазный сумматор). Различ-
Рис. 7. Графическое представление распределения КУ фрагмента АР на частоте 1 ГГц: а - для левой круговой поляризации
(КУ «14,17 дБ); б - для правой круговой поляризации (КУ « 14,47 дБ)
36
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
Конструкции, радиопоглощающие материалы и технология производства антенных и фидерных устройств
Рис. 8. Графическое представление распределения КУ фрагмента АР на частоте 1 ГГц для линейной поляризации: а - в ^-плоскости
(КУ « 14,37 дБ); б- в Н-плоскости (КУ » 13,93 дБ)
ные виды поляризаций электромагнитного поля обеспечиваются особой конструкцией излучателей
(поворотной крышкой, пазами и фиксаторами) и достигаются механическим переключением.
Следует отметить, что помимо ФАР патч-антенну [28] можно также применить и в качестве
облучателя зеркальной антенны, расположив ее в фокусе параболоида.
Литература
1. Лось В.Ф. Микрополосковые и диэлектрические резонаторные антенны. САПР-модели: методы математического модели-
рования. М.: Радиотехника. 2002.
2. James J.R., Hall P.S. Handbook of microstrip antennas. London: Peter Peregrinus. 1989. V. 1,2.
3. Alsun ML, Chuang S.-L., Lo YT. On slot-coupled microstrip antennas and their applications to CP operation-theory and experiment //
IEEE Trans, on Antennas and Propagation. 1990. V. 38. № 8. P. 1224-1230.
4. Hall P.S., Dahele J.S., James JR. Design principles of sequentially fed, wide bandwidth, circularly polarized microstrip antennas //
IEE Proc. 1989. V. 136. Pt. H. № 5. P. 381-389.
5. Lo Y.T., Engst B., Lee R.Q. Simple design formulas for circularly polarized microstrip antennas // IEE Proc. 1988. V. 135. Pt. H.
№3. P. 213-215.
6. Drewniak J.L., Mayes P.E. ANSERLIN: a broad-band, low-profile, circularly polarized antennas H IEEE Trans, on Antennas and
Propagation. 1989. V. 37. № 3. P. 281-288.
7. Roederer A. G. The cross antenna: a new low-profile circularly polarized radiator H IEEE Trans, on Antennas and Propagation. 1990.
V. 38. №5. P. 704-710.
8. Dubost G. Broadband circularly polarized flat antenna // Proc, of International Symposium on Antennas and Propagation. Japan.
1978. P. 89-92.
9. Ito K. Circularly polarized printed arrays composed of strip dipoles and slots // Microwave Journal. 1987. V. 30. № 4. P. 143-153.
10. Targonski S.D., Pozar D.M. Design of wideband circularly polarized aperture-coupled microstrip antennas // IEEE Trans, on An-
tennas and Propagation. 1993. V. 41. № 2. P. 214-220.
11. Aloni E., Kastner R. Analysis of a dual circularly polarized MSA fed by crossed slots // IEEE Trans, on Antennas and Propagation.
1994. V. 42. № 8. P. 1053-1058.
12. Iwasaki H A circularly polarized small-size MSA with a cross-slot // IEEE Trans, on Antennas and Propagation. 1996. V. 44. № 10.
P. 1399-1401.
13. Kishk A. A., Ittipiboon A., Antar Y, Cuhac M. Slot excitation of the dielectric disk resonator 11 IEEE Trans, on Antennas and Propa-
gation. 1995. V. 43. № 2. P. 198-200.
14. Huang C.-Y, Wu J.-Y., Wong K-L. Cross-slot-coupled MSA and dielectric resonator antenna for circular polarization I I IEEE Trans,
on Antennas and Propagation. 1999. V. 47. № 4. P. 605-609.
15. Lu J.-H, Tang C.-L., Wong K-L. Single-feed slotted equilateral - dielectric resonator antenna for circular polarization // IEEE Trans,
on Antennas and Propagation. 1999. V. 47. № 7. P. 1174-1178.
16. Sanchez-Hernandez D., Robertson I.D. Analysis and design of dual-band circularly polarized microstrip patch antenna // IEEE Trans,
on Antennas and Propagation. 1995. V. 43. № 2. P. 201-204.
17. Патент РФ 2228564. Печатная рамочная антенна / Тарасов Н.П., Козяев Е.Ф. Опубл. 10.05.2004.
18. Ротхаммелъ К. Антенны. М.: Энергия. 1966.
19. Shoamanesh A., Shafai L. Характеристики круговой рамочной антенны над свободным от потерь экраном И Радиотехника
СВЧ: ЭИ/ЦНИИ Электроника. 1982. № 17. С. 14.
"Антенны" 2016 г., выпуск 1 (221)
37
Конструкции, радиопоглощающие материалы и технология производства антенных и фидерных устройств
20. Подторжнов О.М., Ворбьева З.М. Печатные полосковые антенны. М.: Радио и связь. 1982.
21. Патент РФ 2020665. Антенна / Тарасов Н.П. Опубл. 30.09.1994.
22. Патент РФ 2087058. Плоская микрополосковая антенная решетка (варианты) / Орлов А.Б. Опубл. 10.08.1997.
23. Sullivan P.L., Schaubert D.H. Analysis of an aperture coupled microstrip antenna // IEEE Trans, on Antennas and Propagation. 1986.
V. 34. № 8. P. 977-984.
24. Aanandan C.K., Mohanan A., Nair KG. Broad-band gap coupled microstrip antenna // IEEE Trans, on Antennas and Propagation.
1990. V. 38. № 10. P. 1581-1586.
25. Entschladen H, Nagel U. Microstrip patch array antenna И Electron Letters. 1984. V. 20. № 22. P. 931-933.
26. Патент РФ 2156524. Микрополосковая антенная решетка / Орлов А.Б., Лутин Э.А., Желяева Л.Э., Орлов К.А. Опубл.
20.09.2000.
27. Schaubert D.H., Farrar F. G, Sindoris A., Hayes S. T. Microstrip antennas with frequency agility and polarization diversity // IEEE
Trans, on Antennas and Propagation. 1981. V. 29. № 1. P. 118-123.
28. Калашников Ю.С., Шорохова E.A. Комбинированная патч-антенна линейной и круговой поляризаций // Антенны. 2012.
№ 11 (186). С. 30-35.
Поступила 13 октября 2015 г.
Constructive particularities of designing of the antenna array
with switchable polarization of electromagnetic field
© Authors, 2016
© Radiotekhnika, 2016
Yu. S. Kalashnikov - Senior Research Scientist, FSUE FRPC "Measuring System Research Institute n.a. Yu.Ye. Sedakov"
(Nizhny Novgorod)
E-mail: niiis@niiis.nnov.ru
Ye. A. Shorokhova - Dr.Sc. (Phys.-Math.), Leading Research Scientist, FSUE FRPC "Measuring System Research Institute
n.a. Yu.Ye. Sedakov" (Nizhny Novgorod)
E-mail: eaShorokhova@gmail.com
Design of easy-to-manufacture antenna systems with minimum overall dimensions and specific radiated characteristics was always
actual and practically significant problem of the antenna technology. Microstrip patch antennas pertain to such antennas, which hav-
ing the great variety of excitation schemes and ability to radiate energy with linear, circular and elliptic polarization, possess the
minimum overall dimensions, excellent repeatability, low cost and relative simplicity of manufacturing.
In this paper possibility of making of phased array, ensuring radiation of the electromagnetic waves with linear and circular polariza-
tion by means of mechanical switching has been shown, its design philosophy have been described and results of the experimental
studies of the features of the model of its fragment consisting of four radiating elements have been presented. Each radiating ele-
ment represents itself a combined patch antenna manufactured in the form of monoblock. The different types of electromagnetic
field polarization are provided by special construction of radiators and are achieved by mechanical switching.
The combined patch antenna of very high frequencies can be used both independently and as a part of the antenna array or as a
mirror antenna exciter in the focus of paraboloid.
References
1. Los' V.F. Mikropoloskovye i die'lektricheskie rezonatornye antenny. SAPR-modeli: metody matematicheskogo modeiirovaniya. M.: Ra-
diotekhnika. 2002.
2. James J.R., Hall P.S. Handbook of microstrip antennas. London: Peter Peregrinus. 1989. V. 1, 2.
3. Alsun M.I., Chuang S.-L,, Lo Y.T. On slot-coupled microstrip antennas and their applications to CP operation-theory and experiment //
IEEE Trans, on Antennas and Propagation. 1990. V. 38. № 8. P. 1224-1230.
4. Hall P.S., Dahele J.S., James J.R. Design principles of sequentially fed, wide bandwidth, circularly polarized microstrip antennas // IEE
Proc. 1989. V. 136. Pt. H. № 5. P. 381-389.
5. Lo Y.T., Engst B., Lee R.Q. Simple design formulas for circularly polarized microstrip antennas 11 IEE Proc. 1988. V. 135. Pt. H. № 3.
P. 13-215.
6. Drewniak J.L., Mayes P.E. ANSERLIN: a broad-band, low-profile, circularly polarized antennas // IEEE Trans, on Antennas and Propa-
gation. 1989. V. 37. № 3. P. 281-288.
7. Roederer A.G. The cross antenna: a new low-profile circularly polarized radiator // IEEE Trans, on Antennas and Propagation. 1990.
V. 8. № 5. P. 704-710.
8. Dubost G. Broadband circularly polarized flat antenna // Proc, of International Symposium on Antennas and Propagation. Japan. 1978.
P. 89-92.
9. Ito K. Circularly polarized printed arrays composed of strip dipoles and slots 11 Microwave Journal. 1987. V. 30. № 4. P. 143-153.
10. Targonski S.D., Pozar D.M. Design of wideband circularly polarized aperture-coupled microstrip antennas // IEEE Trans, on Antennas
and Propagation. 1993. V. 41. № 2. P. 214-220.
11. Aloni E., Kastner R. Analysis of a dual circularly polarized MSA fed by crossed slots // IEEE Trans, on Antennas and Propagation. 1994.
V. 42. № 8. P. 1053-1058.
12. Iwasaki H. A circularly polarized small-size MSA with a cross-slot 11 IEEE Trans, on Antennas and Propagation. 1996. V. 44. № 10.
P. 1399-1401.
13. KishkA.A., Ittipiboon A,, Antar Y., Cuhac M. Slot excitation of the dielectric disk resonator // IEEE Trans, on Antennas and Propaga-
tion. 1995. V. 43. № 2. P. 198-200.
38
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
Конструкции, радиопоглощающие материалы и технология производства антенных и фидерных устройств
14. Huang C.-Y., Wu J.-Y., Wong K.-L. Cross-slot-coupled MSA and dielectric resonator antenna for circular polarization 11 IEEE Trans, on
Antennas and Propagation. 1999. V. 47. № 4. P. 605-609.
15. LuJ.-H., Tang C.-L., Wong K.-L. Single-feed slotted equilateral - dielectric resonator antenna for circular polarization // IEEE Trans, on
Antennas and Propagation. 1999. V. 47. № 7. P. 1174-1178.
16. Sanchez-Hernandez D., Robertson I.D. Analysis and design of dual-band circularly polarized microstrip patch antenna 11 IEEE Trans, on
Antennas and Propagation. 1995. V. 43. № 2. P. 201-204.
17. Patent RF 2228564. Pechatnaya ramochnaya antenna I Tarasov N.P., Kozyaev E.F. Opubl. 10.05.2004.
18. RotkhammeT K. Antenny. M.: E'nergiya. 1966.
19. Shoamanesh A., Shafai L. Kharakteristiki krugovoj ramochnoj antenny nad svobodnym ot poter' e'kranom // Radiotekhnika SVCh:
E’l/TsNII E'lektronika. 1982. № 17. S. 14.
20. Podtorzhnov O.M., Vorb'eva Z.M. Pechatnye poloskovye antenny. M.: Radio i svyaz'. 1982.
21. Patent RF 2020665. Antenna / Tarasov N.P. Opubl. 30.09.1994.
22. Patent RF 2087058. Ploskaya mikropoloskovaya antennaya reshetka (varianty) I OrlovA.B. Opubl. 10.08.1997.
23. Sullivan P.L., Schaubert D.H. Analysis of an aperture coupled microstrip antenna // IEEE Trans, on Antennas and Propagation. 1986.
V. 34. № 8. P. 977-984.
24. Aanandan C.K., Mohanan A., Nair K.G. Broad-band gap coupled microstrip antenna 11 IEEE Trans, on Antennas and Propagation. 1990.
V. 38. № 10. P. 1581-1586.
25. Entschladen H., Nagel U. Microstrip patch array antenna // Electron Letters. 1984. V. 20. № 22. P. 931-933.
26. Patent RF 2156524. Mikropoloskovaya antennaya reshetka I OrlovA.B., Lutin E'.A., Zhelyaeva L.E'., Orlov K.A. Opubl. 20.09.2000.
27. Schaubert D.H., Farrar F.G., Sindoris A., Hayes S. T. Microstrip antennas with frequency agility and polarization diversity 11 IEEE Trans,
on Antennas and Propagation. 1981. V. 29. № 1. P. 118-123.
28. Kalashnikov Yu.S., Shorokhova E.A. Kombinirovannaya patch-antenna linejnoj i krugovoj polyarizatsij // Antenny. 2012. № 11 (186).
S. 30-35.
Уважаемые читатели!
В Издательстве «Радиотехника» Вы можете приобрести книги
Современные технологии радиомониторинга в спутниковых системах связи и ретрансляции
Под ред. А. В. Кузовникова
ISBN 978-5-93108-117-5
Проведен анализ методов обработки сигналов в системах радиомониторинга. Показаны направления повыше-
ния их эффективности при обнаружении случайных низкоэнергетических сигналов. Рассмотрены методы фильтра-
ции, идентификации и селекции сигналов. Предложены способы цифровой фильтрации сигналов, комплексной обра-
ботки входных случайных низкоэнергетических сигналов. Обсуждаются алгоритмы обработки широкополосных сиг-
налов.
Для специалистов-разработчиков радиотехнических систем. Будет полезна студентам, магистрам и аспирантам,
изучающим теорию и практику применения методов обработки сигналов.
Инденбом М. В.
Антенные решетки подвижных обзорных РЛС. Теория, расчет, конструкции
ISBN 978-5-93108-104-5
Излагаются основы теории, методы расчета и практического проектирования антенных решеток с учетом спе-
цифики активных фазированных и цифровых антенных решеток и их излучающих элементов. Рассматриваются кон-
струкции и характеристики печатно-полосковых многовибраторных излучающих элементов линейной и двойной по-
ляризации. Приводятся результаты расчета характеристик плоских и выпуклых антенных решеток с широкоугольным
сканированием, а также решеток некоторых других типов.
Для специалистов, занимающихся разработками и исследованиями антенных решеток и их элементов.
По вопросам заказа и приобретения книг обращаться по адресу:
107031 г. Москва, Кузнецкий мост, 20/6.
Тел./факс: (495) 625-92-41, тел.: (495) 625-78-72,621-48-37;
http://www.radiotec.ru; e-mail: infb@radiotec.ru
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
39
Конструкции, радиопоглощающие материалы и технология производства антенных и фидерных устройств
УДК 621.396.67; 66.028
Технология герметизации антенно-фидерных и волноводных узлов
© Авторы, 2016
© ЗАО «Издательство «Радиотехника», 2016
А. Ю. Седаков - д.т.н., директор ФГУП «ФНПЦ НИИ измерительных систем им. Ю.Е. Седакова» (г. Нижний Новгород)
В. Л. Зефиров - начальник научно-исследовательской группы, ФГУП «ФНПЦ НИИ измерительных систем им. Ю.Е. Седакова»
(г. Нижний Новгород)
E-mail: vzefirov@niiis.nnov.ru
Л. А. Хасянова - вед. инженер-технолог, ФГУП «ФНПЦ НИИ измерительных систем им. Ю.Е. Седакова» (г. Нижний Новгород)
Предложен оригинальный способ герметизации (пылевлагозащиты), повышения устойчивости к вибрации и ударным нагруз-
кам антенных, волноводных узлов и ВЧ-блоков путем заполнения их вспенивающимся полистиролом марки ПСВ-С. Проведено
опробование способа на макете радиолокационного датчика. Установлена высокая эффективность способа. Отмечено, что
материал, заполняющий полость рупорных антенн, не ухудшает характеристик изделия и защищает его от пыли и влаги.
Ключевые слова: антенно-фидерные устройства, герметизация, диэлектрические показатели, рупорная антенна, диаграм-
ма направленности.
The original method has been proposed for sealing (dust-moisture protection), increasing vibration and impact loads stability for an-
tenna, waveguide units and HF units by filling them with foaming PSV-S polystyrene. The method has been tested using a radar sen-
sor model. The method has been proved to be high-efficient. The material filling the horn antennas cavities does not impair device
characteristics and provides its dust and moisture protection.
Keywords: antenna-feeder devices, encapsulation, dielectric properties, horn antenna, radiation pattern.
Неотъемлемой частью СВЧ-приборов являются антенно-фидерные и волноводные устройства. Специ-
фика условий эксплуатации ряда СВЧ-приборов требует выполнения мероприятий по пыле-, влаго- и
виброзащите таких приборов. Традиционно пыле- и влагозащита волноводных узлов осуществлялась
введением герметизирующих диэлектрических перегородок (полимерных или кварцевых окон) [1,2], а
вибростойкость изделий определялась свойствами клеев (БФ-4, ВК-9), с помощью которых осуществля-
лось крепление элементов (нагрузок, поглотителей, подстроечных диэлектрических деталей) в антенных
узлах, невзаимных и волноводных устройствах. Однако введение диэлектрических пфегородок в волно-
водные тракты неизбежно приводит к явлениям отражения электромагнитных волн (так как их диэлек-
трическая проницаемость больше 2), росту коэффициента стоячей волны (КСВн) узлов и ухудшению
характеристик прибора в целом, а прочность крепления установочных элементов в волноводных трактах
и невзаимных устройствах на клей не всегда достаточна для обеспечения требований устойчивости к
вибрации и ударным нагрузкам волноводных узлов.
В данной работе рассмотрен способ герметизации, основанный на заполнении внутрен-
них полостей волноводных устройств вспененным диэлектриком, полученным непосредственно во
внутреннем свободном объеме СВЧ-устройства.
Герметизации антенно-фидерных и волноводных узлов. Проведенные информационные исследова-
ния по подбору материалов, пригодных для заполнения волноводных устройств СВЧ- и КВЧ-диапазонов,
и технологических приемов заполнения показали, что и в России, и за рубежом ведутся работы в этом
направлении. Как правило, для этих целей применяют пенопласты в виде вкладышей, вспененные в спе-
циальных формах, или интегральные пенопласты, вспенивающиеся непосредственно в изделии.
Анализ литературных источников по свойствам пенопластов выявил отличительную морфологиче-
скую особенность интегральных пенопластов - наличие зоны «промежуточной» плотности (переходной
зоны), образующейся в результате того, что плотность пенопласта увеличивается постепенно от центра к
периферии, переходя в плотную поверхностную корку. Такие материалы имеют в своем объеме сравни-
тельно большое количество открытых ячеек, что увеличивает их гигроскопичность и ухудшает электри-
ческие характеристики. Кроме того, из-за разноплотности эти материалы обладают анизотропией физи-
ческих и электрических свойств по объему изделия, что делает нежелательным их использование для
заполнения СВЧ-устройств [3]. В связи с этим традиционно используемые материалы на основе поли-
уретановых [4], эпоксидных и эпоксидноуретановых пенопластов [5], а также пенополиимид [6] нецеле-
сообразно использовать в качестве материалов для заполнения СВЧ-устройств.
40
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
Конструкции, радиопоглощающие материалы и технология производства антенных и фидерных устройств
Более равномерным распределением физических и электрических свойств по объему материала
имеют закрытоячеистые пенопласты, полученные из вспенивающегося гранулята или порошка. В этих
материалах газообразователь введен в гранулы или порошок в таких количествах, которые обеспечива-
ют фиксированную в определенных пределах плотность вспененного и отвержденного материала [7]. К
таким материалам относятся выбранные для исследований вспенивающийся полистирол марки ПСВ-С,
пеноэпоксид марки ПЭН-И [8] и пеноэпоксид ОПЭК-75. Были измерены диэлектрические характеристи-
ки (диэлектрическая проницаемость е и тангенс угла диэлектрических потерь tg<5) по ГОСТ 22372-77
[11] этих материалов с минимальной приемлемой кажущейся плотностью (табл. 1). Дальнейшее сниже-
ние кажущейся плотности материалов нецелесообразно, так как это ведет к снижению характеристик
материалов по прочности, гигроскопичности и влагопоглощению.
Таблица 1. Сравнение диэлектрических свойств материалов ПСВ-С, ПЭН-И и ОПЭК-75
Измеряемый параметр Наименование материала
ПСВ-С ПЭН-И ОПЭК-75
Кажущаяся плотность, г/см3 0,122 ±0,003 0,117 ±0,002 0,12
Диэлектрическая проницаемость на частоте 1 МГц 1,1 1,2 1,1
Тангенс угла диэлектрических потерь на частоте 1 МГц 6-ю-4 5,5-10’3 410’3
Как видно из табл. 1, пенополистирол превосходит по диэлектрическим характеристикам пеноэпок-
сиды, поэтому именно он был выбран для заполнения волноводных СВЧ-устройств.
Для исследования брали вспенивающийся полистирол ПСВ-С, представляющий собой смесь гранул
разного размера. При использовании исходного сырья заполнение получается неоднородным (размеры
волноводного канала много больше размера гранул сырья), а низкая прочность и теплостойкость клеево-
го соединения внутренних элементов с основанием зачастую приводят к их отрыву и смещению при за-
полнении устройств диэлектриком (при вспенивании полистирола внутренние элементы СВЧ-устройств
испытывают значительные нагрузки).
Чтобы получить максимально од- нородное заполнение устройства, не- Таблица 2. Фракционный состав материла ПСВ-С по размерам частиц
обходимо использовать вспениваю- щиеся гранулы, близкие по размеру. Для этой цели навеску 1720 г ПСВ-С разделили по фракциям с помощью набора сит с постепенным уменыпени- Размер ячейки сита, мм Диаметр частиц, оставшихся на сите, мм Вес фракции, г Массовая доля фракции, %
3 >3 0 0
1,7 2,9-1,7 1100 63,95
ем размера ячеек в последовательно- 1,2 1,6-1,2 350 20,34
ста: 3; 1,7; 1,2; 0,5; 0,063 мм (табл. 2). Для уменьшения сдвигового воз- действия на внутренние элементы тре- 0,5 1,1-0,5 240 14
0,063 0,4-0,063 24 1,4
буется, чтобы увеличение размера гранул при вспенивании было минимальным, но достаточным для
полного заполнения внутреннего пространства СВЧ-устройства и обеспечения заданной конечной плот-
ности материала не более 0,12 г/см3 (табл. 1). Эти условия будут выполняться, если СВЧ-устройство за-
полнять гранулами полистирола, предвспененными до насыпной плотности, равной конечной требуемой
плотности пенопласта. Для предвспенивания использовалась фракция с размером частиц от 1,1 до 0,5 мм,
содержание которой в исходном материале составило 14%. Выбранная фракция по размерам зерен близ-
ка к фракции рассеянного полистирола марки 4, получаемого в промышленности (0,4-0,9 мм) [9].
Предварительное вспенивание гранул полистирола проводили с помощью кратковременной тепло-
вой обработки в кипящей воде. Навеску материала фракции 0,5-1,1 мм в количестве 10-20 г помещали в
стакан из жести (диаметром 70 мм и высотой 110 мм), дно которого было изготовлено из металлической
сетки с размером ячейки 0,063 х 0,063 мм, а верхнюю часть стакана после загрузки навески закрывали
крышкой из сетки с тем же размером ячейки. Стакан с гранулами помещали в кипящую воду на строго
фиксированное время, при этом проводилось постоянное перемешивание материала. По истечении за-
данного времени стакан извлекался из кипящей водяной бани и охлаждался в воде комнатной темпера-
туры. После охлаждения навеска предвспененного материала извлекалась из стакана, сушилась на
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
41
Конструкции, радиопоглощающие материалы и технология производства антенных и фидерных устройств
Таблица 3. Зависимость насыпной плотности предвспененных гра- нул от времени термообработки воздухе в течение 20-24 ч, а затем при температуре 35 ± 5 °C в течение
Время контакта исходного материала ПСВ-С в кипящей воде (100 °C), с 0 3 5 7 20 7 ч в сушильном шкафу при перио- дическом перемешивании, затем гра- нулы выгружались в эксикатор и су- шились над прокаленным силикаге- лем в течение 1-2 суток. Для отделе-
Насыпная плотность материала ПСВ-С, г/см3 0,662 0,173 0,117 0,095 0,056
ния плохо вспенивающихся гранул ПСВ-С (гранул, обедненных порофором) от полученного материала
отсеивали мелкую фракцию, а у оставшейся части определяли насыпную плотность (табл. 3).
Исследования по предварительному вспениванию материала ПСВ-С в кипящей воде показали, что
необходимая нам насыпная плотность ~ 0,11-0,13 г/см3 при гранулометрическом составе исходного ма-
териала ПСВ-С 0,5-1,1 мм достигается в течение ~ 5 с контакта с теплоносителем (кипящей водой).
Далее брали навеску полученной фракции предвспененного полистирола, которую рассчитывали по
формуле P = Vp, где Р - масса материала, г; Г- объем заполняемого устройства, см3; р - плотность
0,11-0,13 г/см3.
Навеску гранул предвспененного полистирола помещали как можно более равномерным слоем в
заполняемое изделие, расположенное горизонтально. Далее открытые каналы изделия заглушали техно-
логическими крышками, а изделие нагревали до температуры 100 °C. В процессе нагревания при окон-
чательном вспенивании гранулы материала размягчаются, расширяются за счет увеличения объема газа
внутри гранул и дополнительного вспенивания пенообразователя и сплавляются между собой, образуя
после охлаждения единый монолитный пеноматериал с равномерной ячеистой структурой [10].
Так как изделия из вспененного полистирола имеют тенденцию к усадке при охлаждении после
вспенивания, охлаждение изделий производилось в вакууме (давление не выше 120 мм рт. ст.) до дос-
тижения изделием температуры ниже 30 °C.
Заполненное по такой технологии пенополистиролом изделие не имеет полостей, и все внутренние
элементы прочно зафиксированы в объеме пенопласта. Недостаточная прочность или наличие дефектов
клеевого соединения внутренних элементов с корпусом в данном случае уже не критичны при эксплуа-
тации изделия в условиях ударных и вибрационных нагрузок, так как надежность обеспечивается самой
конструкцией изделия, исключающей возможность смещения его внутренних элементов.
С целью оценки стабильности характеристик пенополистирола в условиях воздействия знакопере-
менных температур исследовались диэлектрическая проницаемость е и тангенс угла диэлектрических
потерь tg<5no ГОСТ 22372-77 [11] на частоте 1 МГц на образцах диаметром 50 мм и толщиной 4 мм до и
после воздействия пяти термоциклов от -60 °C до +70 °C (с выдержкой при каждой температуре 1 ч).
Результаты представлены в табл. 4.
Из представленных в табл. 4 данных следует, что материал ПСВ-С не гигроскопичен и обладает
стабильными диэлектрическими характеристиками. Следует отметить, что испытания на коррозионную
Таблица 4. Диэлектрические характеристики мате- риала ПСВ-С до и после воздействия пяти термо- циклов от -60 °C до +70 °C активность полистирола данной марки по ГОСТ 9.902-81 [12] выявили, что материал некоррозион- ноактивен.
№ образца Исходные значения После термоциклов На следующем этапе работы проводились экс- периментальные исследования герметизации пено- полистиролом макета радиолокационного датчика. Датчик включал в себя три рупорные антенны, раз- мешенные в пилонах. С одной стороны к фланцам рупорных антенн крепятся приемопередающие мо- дули, а с другой стороны рупоры закрыты радио- прозрачной вставкой, выполняющей функцию ди- электрической линзы для коррекции диаграммы на- правленности, а также защиты рупорной антенны от попадания пыли и влаги.
£ tg<5 £ tg<5
1 1,2 0,0009 1,2 0,0008
2 1,2 0,0007 1,2 0,0007
3 1,2 0,0012 1,2 0,0008
4 1,2 0,0009 1,2 0,0010
5 1,1 0,0012 1,1 0,0008
6 1,2 0,0007 1,2 0,0007
7 1,1 0,0014 1,2 0,0009
8 1,2 0,0008 1,1 0,0009
42
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
Конструкции, радиопоглощающие материалы и технология производства антенных и фидерных устройств
Радиопрозрачная вставка (РПВ) представляет собой пластину, изготовленную из полимерного ма-
териала, который плавно сопрягается с корпусом блока. РПВ приклеивается к корпусу клеем марки ВК-
27. Внутренняя компоновка макета датчика представлена на рис. 1.
Ввиду сложности конструкции макета датчика и требования недопущения попадания материала
ПСВ-С из волноводного канала рупорной антенны в приемопередающий модуль герметизация изделия
производилась в разобранном виде, а именно: каждая антенна заполнялась пенополистиролом отдельно.
На рис. 2 показана рупорная антенна.
Рис. 2. Общий вид пирамидальной рупорной антенны со сту-
пенчатым переходом
Рис. 1. Внутренняя компоновка макета радиолокационного
датчика
По отработанной технологии были заполнены три волноводных канала рупорной антенны для
дальнейших испытаний в составе действующего макета датчика. Обеспечение одинаковой плотности
герметизирующего материала ПСВ-С в каждом рупоре осуществлялось равенством навесок и полнотой
вспенивания.
Далее были проведены исследования влияния герметизирующего материала ПСВ-С на рабочие ха-
рактеристики макета датчика.
В ходе проведенных исследований были измерены диаграммы направленности антенн макета дат-
чика до герметизации материалом ПСВ-С, после герметизации и после воздействия 98% влажности (в
камере влаги при температуре 35 °C в течение 2 ч). До герметизации антенны ее коэффициент усиления
составлял 12,83 дБ, после герметизации - 12,17 дБ, после воздействия влаги - 11,88 дБ. Максимальное
изменение коэффициента усиления составило 1 дБ. Поскольку антенна работает одновременно в режиме
передачи и приема КВЧ-сигнала, то изменение энергетического потенциала макета датчика не превыша-
ет значения 2 дБ.
После герметизации антенны материалом ПСВ-С, заливки низкочастотных плат пенопластом ППУ-
305А и воздействия влаги макет датчика полностью работоспособен и изменение дальности срабатыва-
ния не превысило погрешности измерений (значения 0,05 м).
• В результате проведенных исследований на данном этапе работы выбранный для герметизации ма-
кета датчика диэлектрический пеноматериал марки ПСВ-С удовлетворяет всем предъявляемым
требованиям.
Литература
1. Справочник по радиорелейной связи / под ред. С.В. Бородича. М.: Радио и связь. 1981. С. 67-68.
2. Техника и приборы СВЧ / под ред. Н.Д. Девяткова. М.: Высшая школа. 1970. С. 156-157.
3. Берлин А.А., Шутов Ф.А. Упрочненные газонаполненные пластмассы. М.: Химия. 1980. С. 117-120.
4. Домброу Б.А. Полиуретаны. М.: Госхимиздат. 1962. С. 42-46.
5. Дементьев А.Г., Тараканов О.Г. Структура и свойства пенопластов. М.: Химия, 1983. С. 163.
6. Артемьева В.Н., Кукаркин Е.Н., Коттон М.М. Эластичные материалы на основе полиамидов // Материалы Всесоюзной
научно-практич. конф. Л.: ЛДНТП. 1990. С. 19-23.
7. Павлов В.А. Пенополистирол. М.: Химия. 1973. С. 58-61.
8. ТУ 6-05-5088-76. Пенопласт термореактивный ПЭН-И (полуфабрикат порошковый).
9. ТУ 2214-097-05766575-2002. Полистирол суспензионный вспенивающийся самозатухающий улучшенный ПСВ-СУ.
10. Патент РФ 2400873. Волноводное герметизирующее окно / Епишкина В.Н., Позднякова Р.Д, Ястребов Б.П. Опубл.
27.09.2010. Бюл. №27.
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
43
Конструкции, радиопоглощающие материалы и технология производства антенных и фидерных устройств
11. ГОСТ 22372-77. Материалы диэлектрические. Методы определения диэлектрической проницаемости и тангенса угла ди-
электрических потерь в диапазоне частот от 100 до 5-106 Гц.
12. ГОСТ 9.902-81. Единая система защиты от коррозии и старения. Материалы полимерные. Методы ускоренных испытаний
на коррозионную агрессивность.
Поступила 13 октября 2015 г.
Encapsulation technology for antenna-feeder and waveguide units
© Authors, 2016
© Radiotekhnika, 2016
A. Yu. Sedakov - Dr.Sc. (Eng.), Director of FSUE FRPC "Measuring System Research Institute n.a. Yu.Ye. Sedakov"
(Nizhny Novgorod)
V. L. Zephirov - Head of Research Team, FSUE FRPC "Measuring System Research Institute n.a. Yu.Ye. Sedakov" (Nizhny Novgorod)
E-mail: vzefirov@niiis.nnov.ru
L. A. Khasyanova - Leading Process Engineer, FSUE FRPC "Measuring System Research Institute n.a. Yu.Ye. Sedakov"
(Nizhny Novgorod)
Antenna-feeder and waveguide units are integral part of microwave devices. Specific operating conditions for some microwave de-
vices require some measures for dust sealing, moisture protection and vibration protection of such devices. Traditionally waveguide
units dust sealing and moisture protection were provided by introducing sealing dielectric partitions (polymer or quartz windows), and
devices vibration stability was defined by glue properties (BF-4, VK-9) used for fastening of components (loads, absorbers, adjusting
dielectric parts) in antenna units, nonreciprocal and waveguide devices. However, dielectric partitions introduction into the wave-
guide transmission lines causes inevitably electromagnetic waves reflection effects (as their dielectric constant is higher than 2), units
standing wave factor (SWF) increase and device performance degradation as a whole. As concerns the strength of seat member fix-
ture in the waveguide transmission lines and nonreciprocal devices by glue is not always sufficient to meet the requirements to the
waveguide units vibration stability and impact loads.
The present work proposes an original method of sealing (dust-moisture protection), increasing vibration and impact loads stability
for antenna, wave-guide units and HF units by filling them with scrumming PSV-S polystyrene. The method was tested using a radar
sensor model. The method was proved to be high-efficient. The material filling the horn antennas cavities does not impair device
characteristics and provides its dust and moisture protection.
References
1. Spravochnik po radiorelejnoj svyazi I pod red. S.V. Borodicha. M.: Radio i svyaz’. 1981. S. 67-68.
2. Tekhnika i pribory SVCh / pod red. N.D. Devyatkova. M.: Vysshaya shkola. 1970. S. 156-157.
3. Berlin A.A., ShutovF.A. Uprochnennye gazonapolnennye plastmassy. M.: Khimiya. 1980. S. 117-120.
4. Dombrou B.A. Poliuretany. M.: Goskhimizdat. 1962. S. 42-46.
5. Dement'ev A.G., Tarakanov O.G. Struktura i svojstva penoplastov. M.: Khimiya, 1983. S. 163.
6. Artem'eva V.N., Kukarkin E.N., Kotton M.M. E’lastichnye materialy na osnove poliamidov // Materialy VsesoyuznoJ nauchno-praktich.
konf. L.: LDNTP. 1990. S. 19-23.
7. Pavlov ИА Penopolistirol. M.: Khimiya. 1973. S. 58-61.
8. TU 6-05-5088-76. Penoplast termoreaktivnyj PE'N-I (polufabrikat poroshkovyj).
9. TU 2214-097-05766575-2002. Polistirol suspenzionnyj vspenivayushchijsya samozatukhayushchij uluchshennyj PSV-SU.
10. Patent RF 2400873. Volnovodnoe germetiziruyushchee okno / Epishkina V.N., Pozdnyakova R.D., Yastrebov B.P. Opubl. 27.09.2010.
Byul. № 27.
11. GOST 22372-77. Materialy die’lektricheskie. Metody opredeleniya die’lektricheskoj pronitsaemosti i tangensa ugla die'lektricheskikh
poter' v diapazone chastot ot 100 do 5* 106 Gts.
12. GOST 9.902-81. Edinaya sistema zashchity ot korrozii i stareniya. Materialy polimernye. Metody uskorennykh ispytanij na korrozion-
nuyu agressivnost’.
44
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
Конструкции, радиопоглощающие материалы и технология производства антенных и фидерных устройств
УДК 621.372.855.4
Радиопоглощающий материал с низким уровнем отражения
© Авторы, 2016
© ЗАО «Издательство «Радиотехника», 2016
В. Л. Зефиров - начальник научно-исследовательской группы, ФГУП «ФНПЦ НИИ измерительных систем им. Ю.Е. Седакова»
(г. Нижний Новгород)
E-mail: vzeflrov@niiis.nnov.ru
Л. И. Бакина - инженер-технолог, ФГУП «ФНПЦ НИИ измерительных систем им. Ю.Е. Седакова» (г. Нижний Новгород)
Е. А. Захарычев - к.х.н., ст. науч, сотрудник, лаборатория хроматографии, масс-спектрометрии и элементного анализа,
НИИ химии ННГУ им. Н.И. Лобачевского (г. Нижний Новгород)
E-mail: zakharychev@list.ru
Приведены результаты разработки высокоэффективного радиопоглощающего материала (РПМ) с углеродными наноразмерны-
ми трубками для диапазона электромагнитного излучения частотой 30-37 ГГц. Найдена форма поверхности покрытия, обес-
печивающая достижение высоких поглощающих качеств. Проведены испытания, показана стабильность характеристик РПМ.
Ключевые слова: радиопоглощающий материал, материал с углеродными нанотрубками, стеклянные микросферы, коэф-
фициент стоячей волны по напряжению, измерение радиопоглощающих свойств.
There are presented the results of developing of the high-performance radio-absorbing material (RAM) with carbon nano-tubes for
30-37 GHz electromagnetic radiation frequencies. The coating surface shape has been defined to provide high absorbing properties.
The tests have been carried out and RAM characteristics repeatability has been demonstrated.
Keywords: radio-absorbing material, material with carbon nano-tubes, glass micro-spheres, voltage standing-wave ratio, radio-
absorbing property measurement.
С увеличением мощности и стремлением к миниатюризации приемопередающих устройств часто тре-
буются мероприятия по обеспечению электромагнитной совместимости внутренних элементов ВЧ-бло-
ков без увеличения их массы и габаритов. Обычно эту проблему успешно решают путем применения
специальных радиопоглощающих материалов. Как правило, достаточной мерой является приклеивание
тонких листов из радиопоглощающего материала (РПМ) на внутренние поверхности ВЧ-блоков, что уст-
раняет переотражения излучения от металлических стенок корпуса. Изготовление таких листов в боль-
шинстве случаев осуществляется на основе полимерной матрицы с электропроводными и/или магнит-
ными наполнителями [1-7]. Полимерная матрица в таких материалах в основном обеспечивает прочно-
стные, технологические свойства, теплостойкость и стойкость к воздействию климатических факторов, а
радиопоглощающие свойства обеспечиваются типом и концентрацией наполнителя.
Цель работы - разработка радиопоглощающего материала с низким уровнем отражения.
В НИИИС проводились работы по созданию высокоэффективного РПМ для подавления «паразитных»
связей в герметизируемых ВЧ-блоках приборов миллиметрового диапазона длин волн с целью умень-
шения габаритных размеров и снижения трудоемкости регулировок узлов РЭА. Для получения компо-
зиционного материала, пригодного для изготовления волноводных нагрузок, элементов малогабаритных
безэховых камер и для обеспечения электромагнитной совместимости компонентов монтажа ВЧ-блоков,
в качестве полимерной матрицы для РПМ решено было использовать силиконовый каучук СКТН (ГОСТ
13835-73 или ТУ 2294-002-00152000-96) с катализатором № 68 (ТУ 38.303-04-05-90). В качестве радио-
поглощающих наполнителей испытывали карбонильное железо Р-10 (ГОСТ 13610-79), медный порошок
ПМС-1 (ГОСТ 4960-75), графит ГК-3 (ГОСТ 4404-78), технический углерод К-354 (ГОСТ 7885-86), угле-
родные нанотрубки «Таунит-М» и «Таунит-МД» (ТУ 2166-001-77074291-2012). Кроме наполнителей,
обеспечивающих поглощение электромагнитного излучения (ЭМИ), при создании РПМ в полимерную
матрицу вводили полые стеклянные микросферы марки МС-ВП-А9 группа 5 (ТУ 6-48-91-92), снижаю-
щие отражение ЭМИ от поверхности РПМ.
При подборе оптимального состава РПМ, с целью упрощения методики оценки поглощающих
свойств композиций и уменьшения расхода материалов, использовался «волноводный» метод. Формо-
вание образцов для этой цели осуществляли в специальных фланцах (толщина фланца 3 мм, сечение
волновода 7,2 х 3,4 мм). Фланец встраивали в волноводную линию, подключенную к анализатору цепей,
и измеряли величины максимального коэффициента стоячей волны по напряжению (КСВн) и мини-
мального ослабления в диапазоне частот 30-37 ГГц. Схема прибора для измерения радиопоглощающих
свойств приведена на рис. 1.
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
45
Конструкции, радиопоглощающие материалы и технология производства антенных и фидерных устройств
Рис. 1. Схема прибора для измерения радиопоглощающих
свойств
Эффективность радиопоглощающего наполни-
теля оценивали, сопоставляя рост КСВн и показа-
тель ослабления. Наиболее эффективный РПМ дол-
жен характеризоваться наименьшим ростом КСВн
по мере увеличения показателя ослабления. Для
более легкой интерпретации полученных данных
удобнее представить их в графическом виде, по-
строив графики в координатах «КСВн - Ослабле-
ние» (рис. 2).
О 5 10 15 20
Ослабление, дБ
Рис. 2. Графики зависимости КСВн от ослабления для компо-
зиций с различными наполнителями
Из рис. 2 наглядно видно, что наиболее эффективным наполнителем для РПМ являются углеродные
нанотрубки «Таунит-М». Добавление в композицию СКТН с углеродными нанотрубками «Таунит-М»
стеклянных микросфер МС-ВП-А9 обеспечивает получение композитов с более выгодным соотношени-
<1
а) лАлл б)
Рис. 3. Схема отражения электромагнитной вол-
ны при формировании на поверхности РПП
рельефа: а - без рельефа; б - с рельефом
ем показателей КСВн и ослабления, поэтому для дальнейших исследований решено было использовать
тройные системы: каучук СКТН - углеродные нанотрубки «Таунит-М» - микросферы марки МС-ВП-А9.
Экспериментально было установлено, что наилучшими свойствами обладает РПМ следующего со-
става: 100 в.ч. СКТН; 5 в.ч. катализатора № 68 или № 18; 3 в.ч. углеродных нанотрубок «Таунит-М»;
30 в.ч. стеклянных микросфер марки МС-ВП-А9 группа 5. Материалу данного состава присвоили обо-
значение РПМ-ФЗ. При толщине образца в окне фланца 3 мм величина ослабления (на проход) состави-
ла 9,5 дБ, а величина КСВн не более 5,5.
Также было исследовано влияние формы поверхности
слоя РПМ. Для достижения минимального КСВн при создании
радиопоглощающего покрытия (РПП) часто прибегают к фор-
мированию на поверхности РПП рельефа, способствующего
уменьшению отражения. Принцип такого подхода - увеличе-
ние количества переотражений падающей нормально к по-
верхности электромагнитной волны перед ее отражением об-
ратно в свободное пространство (рис. 3).
Установлено, что лучшие свойства показывают образцы с
углублениями в виде пирамид со стороной основания 2 мм и
углом в вершине 60°. Именно на таких образцах (более 15 шт.)
проводились исследования зависимости КСВн от частоты в
диапазоне от 30 до 37 ГГц. Характеристика поглощения имеет
резонансный тип. Результаты измерений представлены в об-
ласти, ограниченной кривыми (рис. 4).
Характер представленной зависимости указывает, что в большей части исследуемого диапазона
частот образцы из материала РПМ-ФЗ толщиной 1,6 мм с пирамидальными углублениями (с величина-
ми А = 2 и а = 60°), размещенные в измерительной ячейке согласно рис. 7, обеспечивают КСВн от 1,1 до
1,5, что приближенно соответствует величине коэффициента отражения от 1 до 5%.
Дальнейшими исследованиями было установлено, что радиопоглощающий материал РПМ-ФЗ об-
ладает плотностью от 0,68 до 0,80 г/см3, удельным объемным электрическим сопротивлением от 5-103 до
46
Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
Конструкции, радиопоглощающие материалы и технология производства антенных и фидерных устройств
5-105 Омсм, не изменяет характеристик в диапазоне
рабочих температур от -60 °C до +125 °C и после воз-
действия факторов, имитирующих 18-летнее склад-
ское и 3-летнее полевое хранение.
• В результате проделанной работы был разработан
новый радиопоглощающий материал РПМ-ФЗ,
имеющий диапазон рабочих температур от -60 °C
до +125 °C и позволяющий изготавливать листо-
вые заготовки толщиной до 2 мм. Разработана
форма РПП, обеспечивающая достижение высо-
ких радиопоглощающих свойств. РПП в виде
пластин с углублениями в форме пирамид со сто-
роной основания 2 мм и углом при вершине 60°,
изготовленное из материала РПМ-ФЗ, имеет
КСВн на металлической подложке не более 2 в полосе частот шириной не менее 2 ГГц из диапазона
30-37 ГГц.
Рис. 4. Графики зависимости КСВн от частоты для образ-
цов из РПМ-ФЗ
Литература
1. Михайлин Ю.А. Специальные полимерные композиционные материалы. СПб.: Научные основы и технологии. 2008.
2. Журавлев В.А., Сусляев В.И, Доценко О.А., Бабинович А.Н. Композиционный радиоматериал на основе карбонильного же-
леза для миллиметрового диапазона длин волн // Известия вузов. Физика. 2010. № 8. С. 96-97.
3. Fan Z., Luo G., Zhang Z. et al. Electromagnetic and microwave absorbing properties of multi-walled carbon nanotubes/polymer
composites // Materials Science and Engineering B. 2006. V. 132. P. 85-89.
4. Колесов В.В., Петрова Н.Г., Фионов А. С. Радиопоглощающие материалы на основе наполненных полимеров // 16-я между-
нар. крымская конф. «СВЧ-техника и телекоммуникационные технологии». Севастополь. Украина. 2006. С. 594-595.
5. Дамарацкий ИА., Трунов П.А., Алексашенко В.А. Защита объектов от электромагнитного излучения на основе технологии
наноразмерньйс нитевидных структур // Нанотехника. 2010. № 1. С. 35-38.
6. Кондратьев Д.Н., Журавский В.Г. Использование наноструктурных материалов для повышения надежности РЭА // Нано-
индустрия. 2008. № 4. С. 14-18.
7. Кондратьев Д.Н., Журавский В.Г. Применение нанотехнологий и наноматериалов при создании средств приборостроения,
электронных систем и их компонентов // Технологии приборостроения. 2008. № 4 (28). С. 34-47.
Поступила 13 октября 2015 г.
Radio-absorbing material providing low reflection level
© Authors, 2016
© Radiotekhnika, 2016
V. L. Zephirov - Head of Research Team, FSUE FRPC "Measuring System Research Institute n.a. Yu.Ye. Sedakov" (Nizhny Novgorod)
E-mail: vzefirov@niiis.nnov.ru
L. I. Bakina - Process Engineer, FSUE FRPC "Measuring System Research Institute n.a. Yu.Ye. Sedakov" (Nizhny Novgorod)
Ye. A. Zakharychev - Ph.D. (Chem.), Senior Research Scientist of Chromatography, Mass Spectrometry and Elemental Analysis
Laboratory, Chemistry Research Institute of Nizhny Novgorod State University n.a. N.I. Lobachevsky
E-mail: zakharychev@list.ru
In case of power increasing and tending to miniaturize receiving-transmitting devices it is frequently required to provide HF unit in-
ternal components electromagnetic compatibility without increasing their weight and dimensions. Usually it is solved by using special
radio-absorbing materials (RAM). As a rule it is enough to glue thin RAM sheets to HF unit internal surfaces, and in such a way radia-
tion re-reflections from the casing metal walls are eliminated. Such sheets are manufactured in most cases on the basis of a polymer
matrix with electro-conductive and/or magnetic filling materials. The works for creating high-performance RAM to reject "spurious"
communications within millimeter wavelength device sealed HF units in order to decrease the dimensions and reduce electronic radio
equipment unit adjustment labor intensiveness have been carried out in NIIIS. Results of developing of high-performance radio-
absorbing material with carbon nano-tubes for 30-37 GHz electromagnetic radiation frequencies have been presented in this paper.
The tests have been carried out and RAM characteristics repeatability has been demonstrated.
References
1. Mikhajlin Yu.A. Spetsial'nye polimernye kompozitsionnye materialy. SPb.: Nauchnye osnovy i tekhnologii. 2008.
2. Zhuravlev V.A., Suslyaev V.L, Dotsenko O.A., Babinovich A.N. Kompozitsionnyj radiomaterial na osnove karbonil'nogo zheleza dlya
millimetrovogo diapazona dlin voln // Izvestiya vuzov. Fizika. 2010. № 8. S. 96-97.
3. Fan Z.z Luo G.f Zhang Z. et al. Electromagnetic and microwave absorbing properties of multi-walled carbon nanotubes/polymer com-
posites // Materials Science and Engineering B. 2006. V. 132. P. 85-89.
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
47
Конструкции, радиопоглощающие материалы и технология производства антенных и фидерных устройств
4. Kolesov V.V., Petrova N.G., Fionov A. S. Radiopogloshchayushchie materialy na osnove napolnennykh polimerov // 16-ya Mezhdunar.
Krymskaya konf. «SVCh-tekhnika i telekommunikatsionnye tekhnologii». Sevastopol’. Ukraina. 2006. S. 594-595.
5. Damaratskij LA., Trunov P.A., Aleksashenko V.A. Zashchita ob”ektov ot e'lektromagnitnogo izluchenlya na osnove tekhnologii
nanorazmernykh nitevidnykh struktur // Nanotekhnika. 2010. № 1. S. 35-38.
6. Kondrat'ev D.N., Zhuravskij V.G. Ispol'zovanie nanostrukturnykh materialov dlya povysheniya nadezhnosti RE'A // Nanoindustriya.
2008. № 4. S. 14-18.
7. Kondrat'ev D.N., Zhuravskij V.G. Primenenie nanotekhnologij i nanomaterialov pri sozdanii sredstv priborostroeniya, e'lektronnykh sis-
tem i ikh komponentov // Tekhnologii priborostroeniya. 2008. № 4 (28). S. 34-47.
Уважаемые читатели!
В Издательстве «Радиотехника» Вы можете приобрести книги
Гузенко О. Б., Катулев А. Н., Храмичев А. А., Ягельников С. В.
Автоматическое обнаружение и сопровождение динамических объектов на изображениях,
формируемых оптико-электронными приборами в условиях априорной неопределенности.
Методы и алгоритмы
ISBN 978-5-93108-112-0
Исследован конфликт радиоэлектронных средств и синтеза конфликтно-устойчивых систем, способных эффек-
тивно функционировать в условиях интенсивного преднамеренного противодействия; представлены методы кон-
фликтно-устойчивого управления РЭС, а также методы оценки их эффективности.
Для научных работников, преподавателей, аспирантов (адъюнктов), студентов (слушателей) старших курсов
высших учебных заведений по радиотехническим специальностям, связанным с разработкой средств и систем ра-
диолокации и радиоэлектронной борьбы.
Грибков А. С., Грибков В. С., Громов А. Н., Кириллов А. П., Ковалёв С. В., Моряков С. И.,
Нестеров С. М., Олейник В. М., Скоков П. Н., Скородумов И. А.
Радиолокационные характеристики объектов. Методы исследования
ISBN 978-5-93108-111-3
Изложены новые теоретические и экспериментальные результаты в области формирования двухмерных радио-
локационных изображений объектов. Рассмотрено оперативное изготовление макетов объектов и их элементов для
экспериментальных исследований их радиолокационных характеристик. Большое внимание уделено точности и дос-
товерности получаемых теоретических и экспериментальных результатов, основных факторов их определяющих.
Для научных работников, преподавателей, аспирантов (адъюнктов), студентов (слушателей) старших курсов
высших учебных заведений по радиотехническим специальностям, связанным с разработкой средств и систем ра-
диолокации и радиоэлектронной борьбы.
Абрамов A.M.f Гуржин С.Г., Прошин Е.М., Садовский Г.А.
Автоматизация метрологических испытаний цифровых измерительных модулей.
Метод скользящих гистограмм
ISBN 978-5-93108-119-9
Предложен эффективный метод метрологического испытания (метод скользящих гистограмм), направленный
на повышение точности метрологических испытаний. Изложены алгоритмы, модели и показана аппаратно-программ-
ная реализация системы автоматического метрологического испытания на основе предложенного метода, позво-
ляющие оценить статические метрологические характеристики цифровых измерительных модулей. Основная цель
предложенных средств - преодоление метрологических ограничений средств испытаний и измерений за счет преци-
зионных методик, снижающих требования к характеристикам испытательного сигнала.
Для научных работников, преподавателей и студентов, специализирующихся в направлении 12.03.01 «Прибо-
ростроение».
По вопросам заказа и приобретения книг обращаться по адресу: 107031 г. Москва, Кузнецкий мост, 20/6.
Тел./факс: (495) 625-92-41, тел.: (495) 625-78-72,621-48-37; http://www.radiotec.ru; e-mail: info@radiotec.ru
48
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
Прикладные задачи,
решаемые антенной техникой
УДК 621.396.96
Состояние и перспективы развития
микроволновой радиоинтерферометрии
для диагностики газодинамических процессов
© Авторы, 2016
© ЗАО «Издательство «Радиотехника», 2016
В. А. Канаков - д.ф.-м.н., доцент, профессор кафедры радиотехники, Нижегородский государственный университет
им. Н.И. Лобачевского, и.о. заведующего кафедрой радиотехники
E-mail: kanakov@rf.unn.ru
С. В. Катин - д.т.н., профессор, научный руководитель института - начальник департамента организации научной
деятельности, ФГУП «ФНПЦ НИИ измерительных систем им. Ю.Е. Седакова» (г. Нижний Новгород)
E-mail: sKatin@niiis.nnov.ru
Н. С. Корнев - начальник научно-исследовательской группы, ФГУП «ФНПЦ НИИ измерительных систем им. Ю.Е. Седакова»
(г. Нижний Новгород)
E-mail: korneffl5@rambler.ru
А. Л. Михайлов - д.т.н., ст. науч, сотрудник, директор Института экспериментальной газодинамики и физики взрыва -
зам. гл. конструктора ФГУП «Российский федеральный ядерный центр - Всероссийский НИИ экспериментальной физики»
(г. Саров) по газодинамической отработке зарядов
А. В. Назаров - к.т.н., доцент, ст. науч, сотрудник, ФГУП «ФНПЦ НИИ измерительных систем им. Ю.Е. Седакова»
(г. Нижний Новгород)
E-mail: nazarov52@mail.ru
Ю. И. Орехов - д.т.н., ст. науч, сотрудник, начальник научно-исследовательского отдела, ФГУП «ФНПЦ НИИ измерительных
систем им. Ю.Е. Седакова» (г. Нижний Новгород)
E-mail: orekhov@niiis.nnov.ru
А. В. Родионов - ст. науч, сотрудник, ФГУП «Российский федеральный ядерный центр - Всероссийский НИИ
экспериментальной физики» (г. Саров)
В. Н. Хворостин - к.т.н., ст. науч, сотрудник, вед. науч, сотрудник, ФГУП «Российский федеральный ядерный центр -
Всероссийский НИИ экспериментальной физики» (г. Саров)
Представлены результаты разработки и экспериментального исследования радиоинтерферометров миллиметрового диапазо-
на длин волн, адаптированных к различным задачам газодинамики. Определены направления дальнейшего развития микро-
волновой интерферометрии.
Ключевые слова: радиоинтерферометр, радиометр, газодинамический процесс, перемещение, скорость, температура.
IThe results of development and experimental study of radio interferometers of millimeter wavelength range, adapted to the different
problems of gas-dynamics, have been presented. The directions of further progress of microwave interferometry have been defined.
Keywords: radio interferometer, radiometer, gas-dynamic process, displacement, velocity, temperature.
Наряду с лазерной интерферометрией в диагностике быстропротекающих газодинамических процессов
все шире применяется микроволновая радиоинтерферометрия.
Основное достоинство указанных методов - бесконтактность взаимодействия с исследуемыми объ-
ектами (невозмущающий характер), практически непрерывная диагностика в реальном времени.
Несмотря на общность методов, отличия используемых ими электромагнитных волн на 3-4 порядка
по длине волны Я обуславливает ряд принципиальных отличий:
пространственное разрешение, пропорциональное длине волны, обеспечивает предельное разреше-
ние лазерной интерферометрии, однако и разрешение микроволновой радиоинтерферометрии приемле-
мо в большинстве случаев;
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
49
Прикладные задачи, решаемые антенной техникой
эффективность взаимодействия зондирующего излучения с объектами диагностики зависит в том
числе и от шероховатости поверхностей, которая не должна превышать 0,2Л. Для объектов газодинами-
ки характерны шероховатости от 1 до 100 мкм, что создает определенные проблемы для лазерной ин-
терферометрии;
прозрачность объектов диагностики различна в оптическом и микроволновом диапазонах. Боль-
шинство взрывчатых веществ прозрачно для волн микроволнового диапазона и не прозрачно для оптики.
Первой работой по микроволновой радиоинтерферометрии применительно к диагностике быстро-
протекающих процессов газодинамики следует считать работу Б. Коха [1], опубликованную в 1960 г.
Развитие этого метода в семидесятых-восьмидесятых годах XX века прослеживается по публикациям
[2-4]. В 1985 г. сотрудниками LANL (Лос-Аламос, США) разработан и успешно применен радиоинтер-
ферометр (РИ) сантиметрового диапазона [2]. В это же время в НИИИС создан РИ более коротковолно-
вого диапазона, применение которого в газодинамических исследованиях подтвердили неоспоримые
достоинства этого метода - возможности измерения движения фронтов ударноволновых и детонацион-
ных процессов в оптически непрозрачных средах, измерение движения поверхностей с шероховатостью
до (0,1-0,2)Я. Эти преимущества по сравнению с лазерной интерферометрией инициировали дальнейшее
развитие микроволновой радиоинтерферометрии, переход на более короткие длины волн.
В 2007 г. был разработан и метрологически аттестован одноканальный РИ миллиметрового диапа-
зона волн. Его применение в составе газодинамических систем российских федеральных ядерных цен-
тров обеспечило измерение перемещений фронтов ударных и детонационных волн с погрешностью не
более 0,4 мм [3]. Полученные точностные характеристики достигнуты благодаря предложенным техни-
ческим решениям в каждой из трех подсистем РИ - аппаратной (приемопередатчик), аппаратно-програм-
мной (подсистема обработки измерительной информации) и волноводной (антенно-фидерная система).
Приемопередатчик РИ выполнен по супергетеродинной схеме с двухканальной квадратурной реги-
страцией выходных интерференционных сигналов. Передатчик и гетеродин выполнены на основе синте-
заторов с фазовой автоподстройкой частоты. В основу синтезаторов заложено преобразование от частот
сантиметрового диапазона до требуемых частот миллиметрового диапазона умножителями на лавинно-
пролетных диодах (ЛПД) с кратностью преобразования до 30 при синхронизации от кварцевого генера-
тора 100 МГц. Это обеспечивает требуемый уровень выходной мощности при достаточно низком уровне
фазовых шумов.
Волноводная подсистема содержит протяженный гибкий тракт для связи приемопередатчика РИ с
объектом диагностики и облучатель, формирующий требуемое излучение. В качестве тракта применен
диэлектрический волновод (ДВ), обеспечивающий погонные потери не более 2 дБ/м без заметных фазо-
вых искажений и дополнительных потерь при изгибах не менее 20Я [5]. Это позволяет применять тракты
длиной в десятки метров. Достоинством ДВ является также и низкая стоимость, что важно при разруше-
ниях тракта в газодинамических опытах.
Наряду с измерением одномерных характеристик движения газодинамических объектов, выпол-
няемым одноканальным РИ, важно исследование формы диагностируемого объекта и динамики ее из-
менения при газодинамических процессах. Решение задачи реконструкции формы объекта при его дви-
жении можно осуществить определением некоторого ограниченного числа параметров, описывающих с
достаточной точностью форму объекта. В работах [6, 7] обоснована возможность восстановления поля
перемещений движущейся произвольной поверхности второго порядка по результатам измерения ско-
ростей движения десяти локальных областей поверхности и определены требования к многоканальному
РИ. Разработка многоканального РИ завершена в 2013 г.
В отличие от ранее разработанного одноканального РИ в многоканальном РИ предложено построе-
ние приемопередатчика с выходами на промежуточной частоте более 1000 МГц, регистрацией сигналов
на цифровых осциллографах и последующим компьютерным синтезом интерферограмм на доплеров-
ских частотах. Многоканальный РИ выполнен по модульной схеме и может иметь три, шесть или девять
измерительных каналов. Каждый приемопередающий модуль содержит один приемопередающий канал
и два приемных канала, причем частоты передатчиков модулей разнесены на 200 МГц. Кроме того, в
отличие от одноканального РИ, приемопередающее устройство (ППУ) которого имеет один приемопе-
редающий микроволновый выход, предложено разделение приемопередающих каналов ППУ - прием-
ник и передатчик имеют раздельные микроволновые выходы, а выделение отраженного сигнала для пе-
50
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
Прикладные задачи, решаемые антенной техникой
редачи на вход приемника осуществляется на-
правленным ответвителем в волноводном тракте
на ДВ при обеспечении зондирования объекта и
приеме отраженного сигнала одним облучателем.
Выполнение волноводной части трехканального
приемопередающего модуля (ППУ-ЗК) схематич-
но показано на рис. 1, где НО - направленный
ответвитель, БО - блок облучателей.
Рис. 1. Схема волноводной части трехканального приемопере-
дающего модуля
Технические решения, реализованные в многоканальном РИ, позволили уменьшить погрешность из
мерений перемещений до 0,2 мм за счет снижения уровня фазовых шумов до -85 дБн/Гц на частоте ана-
лиза 10 кГц от несущей.
С учетом дифракционного характера формирования зондирующего излучения и его взаимодействия
с объектом диагностики, характерного для газодинамических опытов, обоснована необходимость фор-
мирования зондирующего излучения в виде гауссовых волновых пучков [8]. Разработаны диэлектриче-
ские облучатели [9-11], формирующие волновые пучки с требуемой шириной, обеспечивающие необхо-
димую для многоканального РИ перекрестную «засветку» объектов диагностики. При этом крайне важ-
но формирование волновых пучков Гаусса-Эрмита нулевого порядка [11], обеспечивающих минималь-
ный уровень боковых лепестков (-30 дБ) в зонах перекрытия пучков, упрощение обработки сигналов
многоканального РИ и возможность получения аналитического решения обратной задачи дифракции.
В качестве примера эффективности многоканального РИ приведем результаты эксперимента по
зондированию полета пластины, метаемой продуктами инициированного в ее центре взрыва.
Размещение облучателей многоканального РИ в экспериментальной сборке представлено на рис. 2.
Облучатели, выделенные в группы А, В и С, соответствуют каждому из трех трехканальных блоков мно-
гоканального РИ. Группа 2 - приемопередающие каналы, группы 1 и 3 - пассивные приемные каналы.
В результате эксперимента были зарегистрированы и выделены 27 интерферограмм, соответст-
вующие всем возможным комбинациям передающих и приемных каналов. Необходимо отметить, что
отражение от крайних боковых точек поверхности, особенно при ее приближении к облучателям, обес-
печивается перекрытием периферийных частей волновых пучков, что приводит к инверсиям фазы при-
нятого сигнала кратным я и, соответственно, к ошибкам оценки перемещений, как минимум, на Л/2.
Поэтому достаточно контролировать перемещение не более 15 реперных точек поверхности, что обес-
печивает получение полной информации о движении исследуемого объекта.
Для сравнения с результатами многоканального РИ проведена фотохронометрия полета пластины.
Положения границ пластины, полученные из фотохронограмм, в девять отсчетных моментов времени
показаны на рис. 3 сплошными линиями. Синтезированные профили пластины, соответствующие этим
моментам, приведены на рис. 4. Синтез проводился методом двумерной спайн-аппроксимации на нерав-
номерной сетке узлов.
Перечисленные выше особенности построения многоканального РИ позволили создать однока-
нальный РИ нового поколения с предельно возможными точностными характеристиками измерения пе-
ремещений объекта и новыми функциональными возможностями - одновременным измерением яркост-
ной температуры Тя газодинамического процесса.
Так, выполнение высоко-
частотной части приемопере-
датчика одноканального РИ с
выходом на промежуточной час-
тоте позволило конструктивно
разделить РИ на два отдельных
блока - блок приемо-передатчи-
ка (ПП) и блок квадратурного
фазового детектирования (КФД).
Блоки связаны кабельными ли-
ниями промежуточной частоты
необходимой длины (до 50 м).
Рис. 2. Схема экспериментальной сборки
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
51
Прикладные задачи, решаемые антенной техникой
Рис. 3. Графическое представление данных фотохронографа (сплошные ли-
нии) и интерферометра (точки)
Рис. 4. Графическое представление динамики изменения профиля пластины в
При этом повышается ударопрочность
блока ПП и обеспечивается возмож-
ность параллельной регистрации сиг-
налов доплеровских частот и сигна-
лов ПЧ в блоке КФД, что повышает
надежность проводимых измерений.
Выполнение раздельных каналов
приема и передачи в блоке ПП обес-
печивает возможность одновремен-
ной работы прибора в режимах ра-
диоинтерферометрии и радиометрии.
Особенностью газодинамических
процессов является их малая дли-
тельность (менее 0,1 мс), поэтому для
измерения яркостной температуры с
флуктуационной чувствительностью
АГя ~ 100 К с разрешением по време-
ни 1 мкс требуется, чтобы ширина
полосы частот приемного устройства
РИ была не менее 1 ГГц. Такая полоса
обеспечивается применением в соста-
ве блока ПП широкополосных преоб-
разователей частоты (балансных сме-
сителей).
Подробно результаты реализации
радиометрического канала в однока-
нальном РИ изложены в работе [12].
Совмещение 'в одном приборе
функций измерения параметров дви-
жения, яркостной температуры и ко-
эффициента отражения фронта газо-
динамического процесса позволяет
однозначно определить термодина-
мические характеристики последнего:
объем области пространства, охва-
ченной газодинамическим процессом,
может быть определен с помощью РИ
непосредственно по величине пере-
мещения фронта процесса, давление
во внутренних областях исследуемого
вещества - по связи давления и темпе-
процессе движения ратуры через уравнение состояния [13].
Еще одним перспективным направлением развития микроволновой радиоинтерферометрии являет-
ся переход в субмиллиметровый диапазон длин волн, что позволит существенно повысить пространст-
венное разрешение РИ. Такой переход возможен благодаря тому, что усилители на ЛПД обеспечивают
выходную мощность 100-200 мВт при кратности умножения частот до 30. Это позволяет при после-
дующем умножении на 2 или 4 реализовывать РИ на частотах вплоть до терагерцевого диапазона.
Описанные в работе научные подходы и технические решения позволяют разрабатывать радиоин-
терферометры, адаптированные к разнообразным задачам газодинамики, создавать комбинирован-
ные системы типа радиоинтерферометр-радиометр.
52
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
Прикладные задачи, решаемые антенной техникой
Литература
1. Кох Б. Радиоэлектрические методы исследования быстропротекающих процессов // Физика быстропротекающих процессов /
пер. под ред. НА. Златина. М.: Мир. 1971. Т. 1. С. 382-462.
2. McCall G.H., Bongianni W.L., Miranda G.A. Microwave interferometer for shock wave, detonation and material motion measure-
ments // Rev. Sci. Instrum. 1985. № 8. P. 1612-1618.
3. Михайлов А.Л., Костюков B.E., Орехов Ю.И., Бельский В.М., Канаков В.А., Орлов И.Я., Родионов А.В., Хворостин В.Н.
Некоторые результаты применения в ИФВ РФЯЦ-ВНИИЭФ радиоинтерферометров мм диапазона длин волн для изучения
газодинамических процессов // Труды Междунар. конф. «Экстремальные состояния вещества. Детонация. Ударные волны» /
под ред. А.Л. Михайлова. Саров: ФГУП «РФЯЦ-ВНИИЭФ». 2005. С. 649-654.
4. Поршнев С.В. Радиолокационные методы измерений экспериментальной баллистики. Екатеринбург: УрО РАН. 1999.
5. Панкратов А.Г., Чуркин С. С. Зондирующие устройства микроволновой РИ на диэлектрических волноводах для исследова-
ния объектов на значительных расстояниях // Сб. тезисов докл. Междунар. конф. «Экстремальные состояния вещества. Де-
тонация. Ударные волны». Саров: ФГУП «РФЯЦ-ВНИИЭФ». 2013. С. 360-361.
6. Катин С.В., Дмитриев Н.И., Орехов Ю.И., Михайлов АЛ., Взятышев В.Ф., Канаков В.А., Родионов А.В., Хворостин В.Н.
Многоканальная радиоинтерферометрия - метод диагностики изменения фронтов ударноволновых и детонационных про-
цессов. Концепция и экспериментальное подтверждение // Труды Междунар. конф. «Экстремальные состояния вещества.
Детонация. Ударные волны» / под ред. А.Л. Михайлова. Саров: ФГУП «РФЯЦ-ВНИИЭФ». 2009. С. 617-621.
7. Канаков В.А., Пархачёв В.В. Анализ возможностей измерения параметров сложного движения отражающих поверхностей
многоканальным интерферометром с независимыми и взаимно откалиброванными каналами // Вестник ИНГУ. 2011. № 3.
С. 84-90.
8. Взятышев В.Ф., Михайлов А.Л., Орехов Ю.И., Катин С.В., Родионов А.В. О возможности повышения качества радиоинтер-
ферометрии при диагностике газодинамических процессов специально сформированными зондирующими волновыми об-
разованиями // Труды Междунар. конф. «Экстремальные состояния вещества. Детонация. Ударные волны» / под ред.
АЛ. Михайлова. Саров: ФГУП «РФЯЦ-ВНИИЭФ». 2007. С. 643-647.
9. Патент РФ 2485644. Диэлектрический конический излучатель / Панкратов А.Г., Родионов А.В., Гайнулина Е.Ю., Хворо-
стин В.Н, Взятышев В.Ф. Опубл. 20.06.2013. Бюл. № 17.
10. Патент РФ 2447552. Планарный излучатель / Взятышев В.Ф., Гайнулина Е.Ю., Орехов Ю.И., Макарычев НА. Опубл.
10.04.2012. Бюл. № 10.
11. Штыков В.В., Гайнулина Е.Ю., Назаров А.В. Реализация многомодового режима для синтеза амплитудно-фазового распре-
деления на апертуре диэлектрических планарных облучателей // Материалы 24-й Междунар. Крымской конф. «СВЧ-техника
и телекоммуникационные технологии» (КрыМиКо’2014). Севастополь: Вебер. 2014. Т. 2. С. 623-624.
12. Богданов Е.Н., Иконников В.Н, Канаков В.А., Кашин А.В., Минеев К.В., Михайлов АЛ., Назаров А.В., Орехов Ю.И., Седов А.А.,
Хворостин В.Н. Реализация радиометрического канала в КВЧ интерферометре для диагностики быстропротекающих газо-
динамических процессов // Сб. тезисов докл. Междунар. конф. «Экстремальные состояния вещества. Детонация. Ударные
волны». Саров: ФГУП «РФЯЦ-ВНИИЭФ». 2015. С. 405-406.
13. Зельдович Я.Б., Райзер Ю.П. Физика ударных волн и высокотемпературных гидродинамических явлений. М.: Наука. 1966.
Поступила 13 октября 2015 г.
State and prospects of development of microwave radio interferometry
for gas-dynamic processes diagnostics
© Authors, 2016
© Radiotekhnika, 2016
V. A. Kanakov - Dr.Sc. (Phys.-Math.), Associate Professor, Professor of Department of Radio Engineering, Lobachevsky State Uni-
versity of Nizhni Novgorod, Acting Head of Department of Radio Engineering
E-mail: kanakov@rf.unn.ru
S. V. Katin - Dr.Sc. (Eng.), Professor, Institute Research Leader - Head of Department of Organization of Scientific Activity,
FSUE FRPC "Measuring System Research Institute n.a. Yu.Ye. Sedakov" (Nizhny Novgorod)
E-mail: sKatin@niiis.nnov.ru
N. S. Kornev - Head of Research Group, FSUE FRPC "Measuring System Research Institute n.a. Yu.Ye. Sedakov" (Nizhny Novgorod)
E-mail: korneffl5@rambler.ru
A. L. Mikhailov - Dr.Sc. (Eng.), Senior Research Scientist, Director of the Institute of Experimental Gas-dynamics and Physics of Ex-
plosion - Deputy Chief Designer of FSUE «Russian Federal Nuclear Center - The All-Russian Research Institute of Experimental Phys-
ics» (Sarov) on gas-dynamic testing of charges
A. V. Nazarov - Ph.D. (Eng.), Associate Professor, Senior Research Scientist, FSUE FRPC "Measuring System Research Institute
n.a. Yu.Ye. Sedakov" (Nizhny Novgorod)
E-mail: nazarov52@mail.ru
Yu. I. Orekhov - Dr.Sc. (Eng.), Senior Research Scientist, Head of Research Department of FSUE FRPC "Measuring System Research
Institute n.a. Yu.Ye. Sedakov" (Nizhny Novgorod)
E-mail: orekhov@niiis.nnov.ru
A. V. Rodionov - Senior Research Scientist, FSUE «Russian Federal Nuclear Center - The All-Russian Research Institute
of Experimental Physics» (Sarov)
V. N. Khvorostin - Ph.D. (Eng.), Senior Research Scientist, Leading Research Scientist, FSUE «Russian Federal Nuclear Center-
The All-Russian Research Institute of Experimental Physics» (Sarov)
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
53
Прикладные задачи, решаемые антенной техникой
Along with laser interferometry microwave interferometry is widely used for diagnostics of fast gas-dynamic processes. To the pre-
sent time in Yu.Ye. Sedakov Research Institute of Measuring Systems the single-channel radio interferometer (RI) and multi-channel
RI operating in the millimeter wave range have been developed and metrologically certified. The single-channel RI provides measur-
ing of displacement of fronts of shock and detonation waves with a relative error of about 0,1%. The multi-channel RI allows to re-
store the shape of the diagnosed object or process and to investigate the dynamics of its change.
The technical solutions the use of which ensures the achievement of the specified measurement accuracy of the diagnosed objects
displacement have been described in the work.
The directions of further development of microwave interferometry such as increasing the spatial resolution of measurements, the
transition to the submillimeter wavelength range, enhanced functionality of the device through a combination of measurements of
motion parameters and temperature of the studied object or process have been defined. The possible ways of solving the above
mentioned tasks have been considered.
References
1. Kokh B. Radioe'lektricheskie metody issledovaniya bystroprotekayushchikh protsessov Ц Fizika bystroprotekayushchikh protsessov /
per. pod red. N.A. Zlatina. M.: Mir. 1971. T. 1. S. 382-462.
2. McCall G.H., Bongianni W.L., Miranda G.A. Microwave interferometer for shock wave, detonation and material motion measurements //
Rev. Sei. Instrum. 1985. № 8. P. 1612-1618.
3. Mikhajiov A.L., Kostyukov V.E., Orekhov Yu.I., Bei'skij V.M., Kanakov V.A., Orlov I.Ya., Rodionov A.V., Khvorostin V.N. Nekotorye
rezul'taty primeneniya v IFV RFYaTs-VNIIE'F radiointerferometrov mm diapazona dlin voln dlya izucheniya gazodinamicheskikh prot-
sessov // Trudy Mezhdunar. konf. «E'kstremal'nye sostoyaniya veshchestva. Detonatsiya. Udarnye volny» / pod red. A.L. Mikhajlova.
Sarov: FGUP «RFYaTs-VNIIE'F». 2005. S. 649-654.
4. PorshnevS.V. Radiolokatsionnye metody izmerenij e'ksperimental'noj ballistiki. Ekaterinburg: UrO RAN. 1999.
5. Pankratov A.G., Churkin S.S. Zondiruyushchie ustrojstva mikrovolnovoj RI na dle'lektricheskikh volnovodakh dlya issledovaniya ob"ek-
tov na znachitel'nykh rasstoyaniyakh // Sb. tezisov dokl. Mezhdunar. konf. «E'kstremal'nye sostoyaniya veshchestva. Detonatsiya.
Udarnye volny». Sarov: FGUP «RFYaTs-VNIIE'F». 2013. S. 360-361.
6. Katin S.V., Dmitriev N.I., Orekhov Yu.I., Mikhajiov A.L., Vzyatyshev V.F., Kanakov V.A., Rodionov A.V., Khvorostin V.N. Mnogo-
kanal'naya radiointerferometriya - metod diagnostic izmeneniya frontov udarnovolnovykh i detonatsionnykh protsessov. Kontseptsiya i
e'ksperimental'noe podtverzhdenie // Trudy Mezhdunar. konf. «E'kstremal'nye sostoyaniya veshchestva. Detonatsiya. Udarnye volny» /
pod red. A.L. Mikhajlova. Sarov: FGUP «RFYaTs-VNIIE'F». 2009. S. 617-621.
7. Kanakov V.A., Parkhachyov V.V. Analiz vozmozhnostej izmereniya parametrov slozhnogo dvizheniya otrazhayushchikh poverkhnostej
mnogokanal'nym interferometrom s nezavisimymi i vzaimno otkalibrovannymi kanalami 11 Vestnik NNGU. 2011. № 3. S. 84-90.
8. Vzyatyshev V.F., Mikhajiov A.L., Orekhov Yu.I., Katin S.V., Rodionov A.V. О vozmozhnosti povysheniya kachestva radiointerferometrii
prl diagnostike gazodinamicheskikh protsessov spetsial'no sformirovannymi zondiruyushchimi volnovymi obrazovaniyami // Trudy
Mezhdunar. konf. «E'kstremal'nye sostoyaniya veshchestva. Detonatsiya. Udarnye volny» / pod red. A.L. Mikhajlova. Sarov: FGUP
«RFYaTs-VNIIE'F». 2007. S. 643-647.
9. Patent RF 2485644. Die'lektricheskij konicheskij izluchatel' I PankratovA.G., RodionovA.V., Gajnulina E.Yu., Khvorostin V.N., Vzyaty-
shev V.F. Opubl. 20.06.2013. Byul. № 17.
10. Patent RF 2447552. Planarnyj izluchatel' / Vzyatyshev V.F., Gajnulina E.Yu., Orekhov Yu.I., Makarychev N.A* Opubl. 10.04.2012. Byul.
№ 10.
11. Shtykov V.V., Gajnulina E.Yu., NazarovA.V. Realizatsiya mnogomodovogo rezhima dlya sinteza amplitudno-fazovogo raspredeleniya na
aperture die'lektricheskikh planarnykh obluchatelej 11 Materialy 24-j Mezhdunar. Krymskoj konf. «SVCh-tekhnika i telekommunikatsion-
nye tekhnologii» (KryMiKo'2014). Sevastopol': Veber. 2014. T. 2. S. 623-624.
12. Bogdanov E.N., Ikonnikov V.N., Kanakov V.A., Kashin A.V., Mineev K.V., Mikhajiov A.L., Nazarov A. V., Orekhov Yu.I., Sedov A.A.,
Khvorostin V.N. Realizatsiya radiometricheskogo kanala v KVCh interferometre dlya diagnostic bystroprotekayushchikh gazodi-
namicheskikh protsessov 11 Sb. tezisov doC. Mezhdunar. konf. «E'kstremal'nye sostoyaniya veshchestva. Detonatsiya. Udarnye volny».
Sarov: FGUP «RFYaTs-VNIIE'F». 2015. S. 405-406.
13. Zei'dovich Ya.B., Rajzer Yu.P. Fizika udarnykh voln i vysokotemperaturnykh gidrodinamicheskikh yavlenij. M.: Nauka. 1966.
Уважаемые читатели!
В Издательстве «Радиотехника» Вы можете приобрести книгу
Авиационные системы радиовидения
Под ред. Г. С. Кондратенкова
ISBN 978-5-93108-105-2
Дано систематическое изложение основ теории авиационных систем радиовидения (амплитудные, фазовые,
скоростные и поляризационные портреты, многопозиционные системы, обратное синтезирование). Приведены при-
меры реализации и эффективности различных методов радиовидения. Книга написана с использованием только от-
крытых опубликованных трудов научной школы «Радиовидение» ВВИА им. проф. Н.Е. Жуковского.
Для научных работников и инженеров, а также преподавателей, аспирантов и студентов высших учебных заве-
дений радиотехнического профиля.
По вопросам заказа и приобретения книг обращаться по адресу: 107031 г. Москва, Кузнецкий мост, 20/6.
Тел./факс: (495) 625-92-41, тел.: (495) 625-78-72,621-48-37; http://www.radiotec.ru; e-mail: info@radiotec.ru
54
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
Прикладные задачи, решаемые антенной техникой
537.87
Планарные диэлектрические излучатели
для КВЧ-систем диагностики быстропротекающих процессов
© Авторы, 2016
© ЗАО «Издательство «Радиотехника», 2016
В. Ф. Взятышев - д.т.н., профессор, кафедра «Основы радиотехники», Национальный исследовательский университет
«Московский энергетический институт»
E-mail: vitaidea@yandex.ru
Е. Ю. Гайнулина - инженер-исследователь 3-й кат., ФГУП «ФНПЦ НИИ измерительных систем им. Ю.Е. Седакова»
(г. Нижний Новгород)
E-mail: okatrin@list.ru
А. В. Назаров - к.т.н., доцент, ст. науч, сотрудник, ФГУП «ФНПЦ НИИ измерительных систем им. Ю.Е. Седакова»
(г. Нижний Новгород)
E-mail: nazarov52@mail.ru
А. А. Седов - ст. науч, сотрудник, ФГУП «Российский федеральный ядерный центр - Всероссийский НИИ экспериментальной
физики» (г. Саров)
E-mail: aasedov@gmail.com
В. В. Штыков - к.т.н., доцент, профессор, кафедра «Основы радиотехники», Национальный исследовательский университет
«Московский энергетический институт»
E-mail: shtykovw@yandex.ru
Представлены результаты разработки излучателей для КВЧ-систем диагностики быстропротекающих процессов на основе
многомодовых прямоугольных диэлектрических волноводов. Предложены конфигурации волноводных преобразователей, ко-
торые обеспечивают формирование зондирующего поля с распределением вдоль одной из поперечных координат, близким к
распределению пучка Гаусса-Эрмита нулевого порядка. Приведены результаты теоретического расчета, численного модели-
рования и экспериментального исследования предложенных преобразователей.
Ключевые слова: радиоинтерферометр, диэлектрический волновод, диэлектрическая антенна, зона Френеля, пучок Гэусса-
Эрмита, уравнения связанных волн.
The results of’development of emitters for EHF systems for diagnostics of fast processes on the basis of multimode rectangular di-
electric waveguides have been presented. The configurations of the waveguide converters which generate a probing field distribution
along one of the transverse coordinates close to the distribution of the zero-order Gauss-Hermite beam have been proposed. The re-
sults of theoretical calculation, numerical simulation and experimental study of the proposed converters have been given.
Keywords: radio interferometer, dielectric waveguide, dielectric antenna, Fresnel zone, Gauss-Hermite beam, coupled-mode equa-
tions.
Диапазон крайне высоких частот (КВЧ) находит все большее применение при решении задач радиоло-
кации, диагностики разнообразных процессов, определении физических параметров различных сред. К
таким задачам относятся задачи мониторинга окружающей среды, спектроскопии, диагностики плазмы,
исследования быстропротекающих газодинамических процессов и экспериментальной баллистики. В
частности, одной из актуальных задач является задача реконструкции формы объекта диагностики (ОД).
В случае процессов, длящихся не более нескольких миллисекунд, применение традиционных сис-
тем «радиовидения» для получения изображения невозможно в связи с невозможностью столь быстрого
сканирования пространства. Поэтому для диагностики изменения формы объектов при быстропроте-
кающих процессах приходится использовать многоканальные радиоинтерферометры (МРИ) с числом
независимых параллельных каналов не более десятка. Малое число каналов сокращает объем получае-
мой информации. В связи с этим необходимо для решения каждой конкретной задачи найти достаточное
их число, а также выбрать способ обработки получаемых сигналов.
При ограниченном числе каналов МРИ не менее важным является обеспечение такой формы ам-
плитудно-фазового распределения (АФР) зондирующего поля на поверхности ОД, которое не снижает
достоверности информации, извлекаемой из сигналов каналов МРИ.
Особенность использования МРИ в экспериментальной баллистике заключается еще и в том, что
существует реальная угроза полного уничтожения аппаратуры и антенной системы при проведении ка-
ждого измерения. Указанная проблема может быть решена путем выноса аппаратуры из зоны экспери-
мента, использования в качестве соединительного тракта КВЧ прямоугольного диэлектрического волно-
вода (ПДВ) с волной НЕ\\ и применения диэлектрических антенн, расположенных непосредственно в
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
55
Прикладные задачи, решаемые антенной техникой
зоне эксперимента. Это позволяет обеспечить удовлетворительные технико-экономические показатели
качества МРИ.
Цель работы - разработка излучателей для КВЧ-систем диагностики быстропротекающих
процессов на основе многомодовых прямоугольных диэлектрических волноводов.
Зондирующее поле МРИ порождает на поверхности ОД поверхностные токи, которые являются ис-
точниками вторичного поля - поля дифракции. Обычно при исследовании газодинамических процессов
и решении задач баллистики характерные размеры поперечного сечения ОД £>obj меняются приблизи-
тельно от 16 до 64 длин волн Л, а расстояние до него от R « ЮЛ до 7? ~ 60Л.
Согласно [1], если
Z г) р 2D
0,25 + 0,51-^-1 (1)
I л J л
то точка наблюдения находится в промежуточной зоне излучателя или зоне Френеля. Правая граница в
неравенстве (1) не менее 32, а левая - не более 2,25. Таким образом, если 2,25£>obj < R < 32£>obj, то при-
емные антенны МРИ будут находиться в зоне Френеля полей дифракции.
При использовании в тракте МРИ ПДВ простейшей антенной является торец волновода. У такой
антенны поперечные размеры имеют порядок длины волны (£>а * Л). Если обратиться к неравенствам (1),
то можно найти границу дальней зоны антенны в виде торца ПДВ: она начинается с расстояния
2D2
R > —2- « 2Л. Следовательно, вся рабочая область интерферометра попадает в дальнюю зону антенной
Л
системы. Полуширина диаграммы направленности диэлектрической антенны по уровню половинной
мощности [1] равна Д0 = 83,5°Л/Л//)а = 83,5°.
Сечение области, в которой переносится половина мощности поля излучения, равно
Dos = 2Л tg(A0) ® 17Л.
Это означает, что уже на ближней к излучателю границе рабочей области R » ЮЛ при максималь-
ном поперечном сечении ОД Z)Obj ~ 64Л менее половины мощности зондирующего поля будет перехва-
тываться поперечником ОД. Это заметно уменьшит динамический диапазон аппаратуры, что нежела-
тельно. Выход состоит в увеличении размеров поперечного сечения антенны.
Если принять £)а®6Л, то Д0»34° и £>о,5»1,35/?. Для рабочей области 10Л<7?<60Л это дает
13,5Л <£>о,5 81Л, что вполне приемлемо с энергетической точки зрения. Из неравенств (1) следует, что
при Da« 6Л ОД принятых размеров в пределах рабочей области будет находиться в ближней или про-
межуточной зонах зондирующего поля антенны интерферометра.
Первоначально в качестве диэлектрической антенны с широкой апертурой была применена антенна
в виде конуса с углом при вершине около 10°. Однако конусная диэлектрическая антенна, как и всякая
другая, из-за конечных размеров поперечного сечения создает в пространстве поле с неравномерным
АФР [1], что в дальней зоне проявляется в виде боковых лепестков диаграммы направленности. Для од-
ноканального интерферометра это не имеет существенного значения, но при реконструкции профиля
поверхности ОД с помощью МРИ неравномерности АФР затрудняют извлечение информации и, как
следствие, снижают ее достоверность. Это обстоятельство определило необходимость перехода от осе-
симметричной конусной антенны к антенне в виде планарного клина (рис. 1).
Неравномерности АФР такого излучателя вдоль оси х находятся за пределами ОД, и их влияние на
результаты измерений уменьшается (при
этом, правда, несколько уменьшается и ди-
намический диапазон МРИ). К тому же по-
казанная на рис. 1 конфигурация излучателя
имеет технологические преимущества по
сравнению с конусом: планарный излуча-
тель вместе с отрезком ПДВ можно изготав-
Рис. 1. Геометрия диэлектрической антенны в виде планарного клина ливать вырубкой из листа диэлектрика.
56
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
Прикладные задачи, решаемые антенной техникой
Однако проблема влияния на точность измерений неравномерности АФР в направлении оси у оста-
ется. Согласно [2], в области плавных переходов волноводов поля близки по форме к модифицирован-
ным типам волн ПДВ с цилиндрическим фазовым фронтом. Поэтому при малых углах при вершине
клина в нем распространяется волна, похожая на волну типа НЕп ПДВ. Используя [3], можно устано-
вить, что это приближение справедливо при 2а< 17°. Таким образом, распределения амплитуд сторон-
них токов в плоскости торца клина близки к распределениям полей основной моды ПДВ сечением
2а х 2В. Скачки нормальной компоненты электрического поля и скачки высших производных АФР мо-
ды НЕп на боковых поверхностях приводят к неравномерности АФР поля излучения.
Неравномерность АФР можно уменьшить, сглаживая распределение поля на торце излучателя.
Наиболее подходящим для МРИ АФР является распределение в виде функций Гаусса-Эрмита (функций
параболического цилиндра [4]). На то есть, по крайней мере, две причины.
Во-первых, гауссовское распределение токов в антенне в дальней зоне обладает диаграммой на-
правленности, близкой к преобразованию Фурье от функции Гаусса, т.е. с практическим отсутствием
боковых лепестков. Поскольку, в соответствии с [1], АФР в зоне Френеля может быть получено коррек-
цией фазы сторонних токов, то можно ожидать, что в интересующей нас области пространства АФР бу-
дет близко к функции Гаусса.
Во-вторых, известно, что в зоне дифракции Френеля хорошей математической моделью полей яв-
ляются пучки Гаусса-Эрмита (ПГЭ), которые представляют собой частные решения волнового уравне-
ния в параксиальном приближении [5, 6]. Возможность такой аппроксимации полей упрощает алгоритм
обработки сигналов МРИ.
С учетом изложенных соображений была предпринята попытка получить АФР на торце излучателя,
близкое к распределению Гаусса, путем суммирования мод широкоформатного прямоугольного волно-
вода (ШПДВ). Конфигурация волноводного преобразователя для излучателя МРИ, в котором реализует-
ся эта идея, показана на рис. 2, где 1 - регулярный ПДВ, 2 - клиновидный переход, 3 - фазовый коррек-
тор на основе регулярного многомодового ШПДВ.
Предполагалось, что на стыке клина и ШПДВ будут возбуждаться моды с необходимыми амплиту-
дами, а фазовый корректор обеспечит необходимые фазовые соотношения между модами. Численное
моделирование и эксперименты показали, что характеристики АФР улучшаются, но достичь желаемого
результата не удается: поле излучения имеет заметную неоднородность, характер которой зависит от
расстояния вдоль продольной оси системы.
Причина состоит в том, что амплитуды мод высших типов, возбуждаемых на входе ШПДВ, малы, и
возможности управления ими ограничены только выбором угла при вершине клина и его длиной. Таким
образом, конструкция, представленная на рис. 2, не имеет достаточного числа независимых степеней
свободы для достижения нужного результата.
В конфигурации волноводного преоб-
разователя, показанной на рис. 3, функции
перехода к ШПДВ и подбора требуемых ам-
плитуд и фаз мод ШПДВ разделены. Синтез
требуемого АФР осуществляется в ШПДВ
(области 3 и 4). Для этого используются уз-
кие прямоугольные сквозные щели. Подбор
амплитуд осуществляется подбором длины
L и положения Ко щелей. Фазовый корректор
длиной Zphcr (область 4) обеспечивает син-
фазное сложение мод на торце преобразова-
теля. Дополнительным элементом регули-
ровки является ширина ШПДВ. Симметрич-
ное расположение щелей обеспечивает фор-
мирование симметричного АФР.
В соответствии с принципом Гюйген-
са-Кирхгофа задачу синтеза АФР зонди- рис. з. Конфигурация планарного клиновидного волноводного преоб-
рующего ПОЛЯ МОЖНО заменить задачей СИН- разователя с прямоугольными щелями
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
57
Прикладные задачи, решаемые антенной техникой
теза распределения эквивалентных электрических и магнитных токов в плоскости торца ШПДВ. Эти
токи однозначно связаны с лежащими в этой плоскости компонентами поля Нх, Ну, Ёх и Ёу. В первом
приближении можно заменить истинные поля полями мод регулярного ПДВ.
Требуемые для синтеза АФР комплексные амплитуды мод можно найти, используя обобщенный
ряд Фурье. Система базисных функций строится на основе собственных волн ПДВ, найденных в при-
ближении парциальных волн, распространяющихся под углом к продольной оси ШПДВ. В качестве
парциальных волн использовались волны планарного диэлектрического волновода [5].
Согласно [5], в открытых линиях передачи существуют медленные волны дискретного спектра и
вытекающие волны, которые быстро затухают в направлении продольной оси волновода. Поэтому воз-
можным оказывается аппроксимация заданной функции суммой мод только дискретного спектра ПДВ.
В рамках принятой модели ПДВ в его поперечном сечении существуют только компоненты Нх и
Ёу. Задача синтеза АФР на торце ШПДВ решается относительно компоненты Нх, которая представляет-
ся в форме усеченного ряда Фурье:
Здесь N- полное число членов ряда; Ап, Нп (gyy), gy - комплексная амплитуда, компонента магнитного
поля, поперечное волновое число моды с номером п соответственно. Для заданной функции Ф(у) иско-
мые комплексные амплитуды равны
Л = J ®<y)Hn(gyy)dy.
Полагаем, что на торце ШПДВ вдоль оси у должно быть сформировано АФР, соответствующее
ПГЭ нулевого порядка. Тогда функция Ф(у) будет иметь вид
Ф(Т) = 77=Д
ехр
(2)
71 УавВ
где 2aGB - ширина ПГЭ по уровню потока мощности на торце излучателя, равному е 1.
Конечная сумма мод воспроизводит заданное АФР с ошибкой. Величина этой ошибки зависит от
соотношения ширины ШПДВ 2 В и ширины пучка 2aGB. Если 2B«2aGB, то среднеквадратичное от-
клонение (СКО) Нх(у) от Ф(у) велико, так как поля ШПДВ вдали от его границ малы. Если же пучок
значительно уже ШПДВ, то поля мод слишком велики на периферии пучка, а их малое число не способ-
но в сумме дать малые значения. Поэтому существует соотношение между 2В и 2aGB, которое обеспе-
чивает минимум СКО. Исследования зависимости величины ошибки от ширины ШПДВ и числа сумми-
руемых мод показали, что минимум СКО имеет место при aGB « В/3 « О,ЗВ.
В частности, для ШПДВ шириной 2В = 4Л минимальное значение СКО имеет порядок 10'3 и дости-
гается при aGB = 0,282В.
Для определения параметров щелей, которые обеспечивают требуемые амплитуды мод, была со-
ставлена и решена система уравнений связанных волн. Уравнения получены в предположении, что щели
представляют собой малое возмущение. При этом они заменялись эквивалентными электрическими то-
ками
. 5АР •• • лй • л г
j ----, или j = куДР = кяДеЕ.
Здесь Де - изменение диэлектрической проницаемости в области возмущения.
Эти токи использовались в лемме Лоренца [5]. В результате была получена система уравнений свя-
занных волн (СУСВ) в следующей форме:
-р- = - i Л exp[i 2^vz],
58
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
Прикладные задачи, решаемые антенной техникой
где z - нормированная на длину волны продольная координата, отсчитываемая вдоль щели; C{z)^v -
погонный коэффициент связи мод ц и v (здесь и далее индексы д и v состоят из двух общепринятых ин-
дексов волн ПДВ), равный
C(z\v = а>£01 A£(x,y,z)E(x,y)vE(x,y)_//<75'; (3)
E(x,y)v и Е(х,у)_;; - собственные функции ПДВ; U= U^-UV - разность коэффициентов замедления
волн типа ц и у. В (3) интегрирование производится по поперечному сечению волновода.
Решение СУСВ проводилось численно методом Рунге-Кутта. Поскольку раздельное управление
большим числом мод практически невозможно, то при решении были учтены только первые три моды
ПДВ типа НЕпт -НЕп, НЕп и НЕХ5.
При решении системы было обнаружено, что неуправляемые высшие моды ШПДВ не позволяют
добиться сколько-нибудь приемлемых результатов синтеза. Поэтому сечение ШПДВ было ограничено
размерами, при которых в волноводе могут распространяться только три указанные моды. Для ШПДВ
сечением 0,31252x42 при ширине щелей 2W= 0,16Л и расстоянии между их осями 2Уо = 0,962 близкие
к требуемым для синтеза АФР вида (2) значения амплитуд достигаются при длине щелей, равной
L « 1 ,32. В результате обмена энергией амплитуды волн изменяются так, как показано на рис. 4.
Специальная процедура для определения длины фазового корректора не применялась. Его длина под-
биралась путем минимизации СКО. Численный эксперимент показал, что наилучший результат достига-
ется при Lphcr ~192 (рис. 5). При такой длине фазового корректора ошибка (СКО) 8имеет порядок 0,1%.
Рис. 4. Графики зависимости модулей амплитуд мод ШПДВ Рис. 5. Графики зависимости амплитуды суммы трех мод на
от продольной координаты торце ШПДВ (сплошная кривая), амплитуды ПГЭ (точки) и
СКО (штриховая кривая) от поперечной координаты
В описанной выше методике синтеза АФР не учитывается отражение от торцов прямоугольных ще-
лей. Как показало численное моделирование, наличие отражения приводит к существенному искажению
АФР. Для уменьшения отражения прямоугольные щели были заменены на щели, имеющие форму зерна
чечевицы (рис. 6). Зависимость полуширины такой щели от продольной координаты задается выражением
w
W(z) = 4-^z(L-z).
L
Решение СУСВ было получено для нескольких значений длины щели L при 2% = 0,162. На рис. 7
приведены результаты решения при длине щелей L = 22. При этой длине достигается минимальное зна-
чение СКО суммы мод от ПГЭ (рис. 8). Как и для прямоугольной щели, ошибка аппроксимации ПГЭ 8
не превосходит 0,2%. Длина фазового корректора для чече-
вицеобразной щели составляет около 172 вместо значения
192 для прямоугольной щели.
Длина фазового корректора, при которой обеспечива-
ется синтез требуемого АФР с допустимыми отклонениями,
полученная при численном моделировании, оказалась рав-
ной £phcr« 142. Отличие от расчетного значения £рьсг ® 172
может быть связано как с неточностями расчетов, так и с рис. 6. Профиль щели в виде зерна чечевицы
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
59
Прикладные задачи, решаемые антенной техникой
Рис. 7. Графики зависимости модулей амплитуд мод ШПДВ от
продольной координаты при чечевицеобразной форме щелей
Рис. 8. Графики зависимости амплитуды суммы трех мод на
торце ШПДВ (сплошная кривая), амплитуды ПГЭ (точки) и
СКО (штриховая кривая) от поперечной координаты при че-
чевицеобразной форме щелей
Рис. 9. Конфигурация экспериментального образца волноводного преоб-
разователя
тем, что при численном решении СУСВ не учитывались вытекающие волны. Они не участвуют в фор-
мировании АФР на торце ШПДВ, однако могут изменить фазовые соотношения в сечении, примыкаю-
щем к концам щелей, что, в свою очередь, приводит к изменению длины фазового корректора.
Для проведения экспериментальных исследований был изготовлен образец преобразователя, пока-
занный на рис. 9. С учетом технологических возможностей в экспериментальном образце чечевицеоб-
разные щели были заменены на шестиугольные равновеликой площади.
Эксперименты проводились на длине волны Л = 3,2 мм. Размеры элементов преобразователя имели
следующие значения: сечение регулярного ПДВ 2a*2b = 1 х2,2 мм; угол при вершине клина 2а = 10°;
сечение ШПДВ 2ах2Б = 1 х 13,1 мм; длина фазового корректора £рьсг«45,3 мм; ширина щели
2Wq = 0,45 мм; длина щели L = 5,2 мм; расстояние между осями щелей 2Уо = 3 мм. Материал преобразо-
вателя - фторопласт, диэлектрическая проницаемость s= 2,1.
На рис. 10 приведены экспериментальные амплитудные и фазовые распределения составляющей
электрического поля Ёу на расстоянии 20 мм от апертуры преобразователя.
Как показали результаты измерений, формируемые преобразователем АФР практически совпадают
с распределением Гаусса-Эрмита нулевого порядка на расстояниях от 20 до 100 мм. Отличие обуслов-
лено погрешностями измерительной уста-
новки.
Распределение поля по второй из по-
перечных координат (координате х) близко
к распределению поля моды НЕ и в связи с
выбором толщины клиновидного перехода
и ШПДВ, равной толщине возбуждающего
преобразователь регулярного одномодово-
го ПДВ.
• Разработанный и экспериментально
исследованный планарный диэлектри-
ческий излучатель для КВЧ-систем
диагностики быстропротекающих про-
цессов обеспечивает формирование
зондирующего поля с распределением
вдоль одной из поперечных координат,
близким к распределению пучка Гаус-
са-Эрмита нулевого порядка. Распре-
деление поля вдоль второй попереч-
ной координаты близко к распределе-
нию поля основной моды ПДВ.
Рис. 10. Графики экспериментальных зависимостей модуля (а) и фазы
(б) поля излучения (сплошные кривые) и ПГЭ нулевого порядка (штри-
ховые кривые)
60
‘Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
Прикладные задачи, решаемые антенной техникой
Литература
1. Марков ГТ., Сазонов Д.М. Антенны. М.: Энергия. 1975.
2. Шевченко В.В. Плавные переходы в открытых волноводах. М.: Наука. 1969.
3. Штыков В.В. Собственные типы волн металлодиэлектрического клина // Техника и приборы СВЧ. 2011. № 2. С. 29-34.
4. Янке Е., Эмде Ф., Лёш Ф. Специальные функции (Формулы, графики, таблицы). М.: Наука. 1964.
5. Вайнштейн Л.А. Электромагнитные волны. М.: Радио и связь. 1988.
6. Виноградова М.Б., Руденко О.В., Сухоруков А.П. Теория волн. М.: Наука. 1979.
Поступила 13 октября 2015 г.
Planar dielectric emitters for EHF systems
for diagnostics of fast processes
© Authors, 2016
© Radiotekhnika, 2016
V. F. Vzyatyshev - Dr.Sc. (Eng.), Professor of Department «Fundamentals of Radio Engineering» of National Research University
«Moscow Power Engineering Institute»
E-mail: vitaidea@yandex.ru
Ye. Yu. Gaynulina - Research Engineer of 3rd category, FSUE FRPC "Measuring System Research Institute n.a. Yu.Ye. Sedakov"
(Nizhny Novgorod)
E-mail: okatrin@list.ru
A. V. Nazarov - Ph.D. (Eng.), Associate Professor, Senior Research Scientist, FSUE FRPC "Measuring System Research Institute
n.a. Yu.Ye. Sedakov" (Nizhny Novgorod)
E-mail: nazarov52@mail.ru
A. A. Sedov - Senior Research Scientist, FSUE «Russian Federal Nuclear Center - The All-Russian Research Institute of Experimental
Physics» (Sarov)
E-mail: aasedov@gmail.com
V. V. Shtykov - Ph.D. (Eng.), Associate Professor, Professor of Department «Fundamentals of Radio Engineering» of National
Research University «Moscow Power Engineering Institute»
E-mail: shtykovw@yandex.ru
•
Currently one of the topical problems of diagnostics of fast gas-dynamic processes and experimental ballistics is the task of the re-
construction of the object surface shape. This problem can be solved with the use of a multichannel radio interferometer (MRI). Since
the number of MRI channels is limited, it's important to provide such a form of amplitude-phase distribution (APD) of the probing
field on the surface of the object, which doesn't reduce the reliability of the information extracted from the signals of the MRI chan-
nels. The feature of the use of the MRI in experimental ballistics is the fact that in the vast majority of cases the object is in the near
or intermediate field of the interferometer antenna.
In the article it has been shown that as the MRI antenna it's advisable to use a planar dielectric emitter generating the probing field
with the APD along one of the transverse coordinates as a function of Gauss-Hermite of zero order, consisting of a stimulating single-
mode rectangular dielectric waveguide (RDW), a wedge-shaped transition and a segment of multimode wide format RDW (WRDW)
with inhomogeneities in the form of two narrow through slits. The desired APD may be obtained by summing the modes excited in
WRDW. Selection of the modes amplitudes is done by choosing the configuration, sizes and position of the slits. To ensure in-phase
addition of the modes at the end (aperture) of the emitter a phase corrector is used.
The article presents the results of calculations using the coupled-mode equations, numerical simulation and experimental study of the
proposed emitter. It has been shown that taking into account the error of the measurements the APD generated by the emitter coin-
cides with the distribution of Gauss-Hermite of zero order at the distances from the aperture from 20 to 100 mm.
References
1. MarkovG.T., SazonovD.M. Antenny. M.: E’nergiya. 1975.
2. Shevchenko V.V. Plavnye perekhody v otkrytykh volnovodakh. M.: Nauka. 1969.
3. Shtykov И И Sobstvennye tipy voln metallodie’lektricheskogo klina // Tekhnika i pribory SVCh. 2011. № 2. S. 29-34.
4. Yanke E, E'mde F, Lyosh F. Spetsial’nye funktsii (Formuly, grafiki, tablitsy). M.: Nauka. 1964.
5. Vajnshtejn L.A. E’lektromagnitnye volny. M.: Radio i svyaz’. 1988.
6. Vinogradova M.B., Rudenko O.V,, SukhorukovA.P. Teoriya voln. M.: Nauka. 1979.
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
61
Прикладные задачи, решаемые антенной техникой
УДК 621.396
Проектирование и экспериментальные исследования антенн
для излучателей мощных сверхширокополосных
электромагнитных импульсов
© Авторы, 2016
© ЗАО «Издательство «Радиотехника», 2016
А. С. Белов - к.ф.-м.н., начальник отдела, ФГУП «ФНПЦ НИИ измерительных систем им. Ю.Е. Седакова» (г. Нижний Новгород)
E-mail: alexis-belov@yandex.ru
Д. А. Коконин - инженер-исследователь 3-й кат., ФГУП «ФНПЦ НИИ измерительных систем им. Ю.Е. Седакова»
(г. Нижний Новгород)
E-mail: kokonin_da@mail.ru
А. М. Поля шов - инженер-исследователь 1-й кат., ФГУП «ФНПЦ НИИ измерительных систем им. Ю.Е. Седакова»
(г. Нижний Новгород)
E-mail: frustum@rambler.ru
I Представлены результаты разработки антенн излучателей мощных сверхширокополосных электромагнитных импульсов для
проведения критериальных исследований стойкости радиоэлектронных систем к воздействию данного вида излучения.
Ключевые слова: сверхширокополосное электромагнитное излучение, антенна комбинированного типа, антенно-фидерная
система с параболическим рефлектором.
IWe present the development results of antennas of powerful ultra-wideband electromagnetic pulses radiators. These radiators pro-
vide the experimental investigations of radio electronic system immunity to the effect of radiation of this type.
Keywords: ultra-wideband electromagnetic radiation, combined antenna, parabolic reflector antenna.
Термином «сверхширокополосное электромагнитное излучение» (СШП ЭМИ) (в англоязычной литера-
туре используется термин UWB - ultra-wideband) обозначают класс электромагнитных импульсных сиг-
налов длительностью менее 1 нс.
Благодаря значительной ширине спектра рабочих частот СШП ЭМИ может эффективно воздейст-
вовать практически на все виды радиоэлектронной аппаратуры [1]. В связи с этим обеспечение электро-
магнитной стойкости современных радиотехнических систем, входящих в состав информационных и те-
лекоммуникационных сетей, систем управления, спутниковой навигации, к воздействию сверхширокопо-
лосных электромагнитных помех является в настоящее время актуальной и значимой проблемой [2—4].
Для проведения испытаний радиоэлектронных систем на стойкость к воздействию СШП ЭМИ не-
обходимо создание эффективных излучателей сверхширокополосных электромагнитных импульсов,
что, в свою очередь, требует разработки новых типов излучающих антенно-фидерных систем (АФС), а
также мощных генераторов высокого напряжения с субнаносекундным фронтом для их возбуждения.
В настоящей работе представлены результаты разработки излучающих сверхшироко-
полосных АФС, приведены описания созданных излучателей СШП ЭМИ и результаты исследований их
характеристик.
Рис. 1. ТЕМ-рупор как часть бико-
нической антенны
Анализ антенно-фидерных систем для излучения СШП ЭМИ. Для
излучения сверхширокополосных электромагнитных импульсов суще-
ствует целый ряд известных конструкций АФС.
Так, при необходимости излучения во всех направлениях требуется
АФС с круговой диаграммой направленности (ДН). В этом случае АФС
может быть реализована в виде конической или биконической антенны.
При постановке задачи о направленном воздействии СШП ЭМИ
коническая и биконическая антенны недостаточно эффективны. Обуже-
ние ДН в азимутальной плоскости можно реализовать, если в бикониче-
ской антенне вырезать сектор с угловой шириной в несколько десятков
градусов. Полученная таким образом конструкция (рис. 1) является
ТЕМ-рупором [5].
62
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
Прикладные задачи, решаемые антенной техникой
Возбуждение ТЕМ-рупора осуществляется от его вершины, и основная часть энергии устремляется
к раскрыву. Если / - длина плеча рупора, а 1а- угол его раскрыва в Е-плоскости, то разность хода вол-
ны между краем и центром определяет запаздывание возбуждения края относительно центра рупора
(расположенного на его оси) на время А/ = /(1 - cos а) /с. Это приводит к ослаблению поля в дальней зо-
не. Для уменьшения времени Аг при заданном раскрыве необходимо уменьшать угол раскрыва, тем са-
мым удлиняя рупор, что приводит к значительным массогабаритным характеристикам.
Волновое сопротивление классического ТЕМ-рупора составляет порядка 200 Ом. Это приводит к
серьезной проблеме согласования волновых сопротивлений ТЕМ-рупора и фидера, соединяющего его с
генератором.
Этих недостатков лишены АФС комбинированного типа, представляющие собой комбинацию из-
лучателей электрического и магнитного типов.
АФС комбинированного типа. Основным преимуществом антенн данного типа по сравнению с ТЕМ-
рупором являются существенно меньшие габаритные размеры (линейные размеры примерно равны по-
ловине пространственной длительности импульса) [6].
Базовый вариант антенны комбинированного типа, показанный на рис. 2, представляет собой ком-
бинацию электрического монополя (элемент У), магнитных диполей (элемент 2) (активного и двух пас-
сивных) и ТЕМ-рупора (элемент 3) [7]. Благодаря конструктивному решению использования в комбини-
рованных антеннах излучателя электрического типа в виде ТЕМ-рупора удается значительно расширить
полосу пропускания антенны.
Ввиду отсутствия значимого влияния пассивных магнитных диполей на характеристики антенны от
этих элементов было решено отказаться. В результате конструкция антенны приобрела вид, представ-
ленный на рис. 3.
Конструктивно антенна комбинированного типа представляет собой основание, выполненное в ви-
де уголка, на одной стороне которого закреплен электрический монополь, формирующий также один из
лепестков ТЕМ-рупора. Два профилированных ребра жесткости задают форму раскрыва ТЕМ-рупора, а
также совместно с частью электрического монополя и уголкового основания образуют магнитный ди-
поль. Подобным образом с приме-
нением профилированных ребер
жесткости, задающих форму рас-
крыва, и металлического листа,
формирующего его поверхность,
выполнен второй лепесток ТЕМ-
рупора, который крепится к дру-
гой стороне уголкового основа-
ния. Возбуждение антенны осу-
ществляется посредством зонда,
соединенного со свободным кон-
цом электрического монополя.
Для подключения к фидеру вход
антенны выполнен в виде коакси-
ального высоковольтного разъема
50 Ом - 50 кВ.
Результаты моделирования
разработанной АФС в программ-
ном пакете CST Microwave Studio
представлены на рис. 4 и 5.
На основе предложенной
конструкции был изготовлен экс-
периментальный образец (ЭО)
АФС комбинированного типа,
внешний вид которого представ-
лен на рис. 6. Рис. 3. Разработанная конструкция антенны комбинированного типа
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
63
Прикладные задачи, решаемые антенной техникой
Рис. 4. Графическое представление модельного распределения
КСВн АФС комбинированного типа в полосе частот 0,1-7 ГГц
б)
Рис. 5. Модельные трехмерные ДН АФС комбинированного типа на различных частотах: а - 0,5 ГГц; б - 1,6 ГГц; в - 3,6 ГГц
Экспериментальные результаты измерения коэффициента стоячей волны по напряжению (КСВн)
ЭО АФС комбинированного типа представлены на рис. 7.
При использовании для возбуждения разработанного ЭО АФС комбинированного типа полупро-
водникового генератора высоковольтных импульсов напряжения на основе модуля формирования пере-
пада напряжения на ФИД-ключах ГИН-40 разработки ЗАО «НПК «ФИД-Техника» (г. Санкт-Петербург)
был создан испытательный излучатель СШП ЭМИ для проведения испытаний малогабаритных образцов
радиоэлектронных систем.
Характерная осциллограмма импульса напряжения, зарегистрированная на расстоянии 10 м от рас-
крыва антенны, представлена на рис. 8, где - коэффициент преобразования измерительного преобра-
зователя напряженности импульсного электрического поля ИППЛ-Л.
Рис. 6. Фото ЭО АФС комбинированного типа
64
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
Прикладные задачи, решаемые антенной техникой
Рис. 7. Графическое представление КСВн ЭО АФС комбини-
рованного типа
Рис. 8. Осциллограмма, зарегистрированная на расстоянии
10 м от раскрыва ЭО АФС комбинированного типа: ослабле-
ние 1:10,98; Л’пр =4,58-10'4 В/(В/м)
Параметры излучателя СШП ЭМИ с АФС комбинированного типа представлены в табл. 1.
Таблица 1. Параметры излучателя СШП ЭМИ с АФС комбинированного типа
Наименование характеристики Значение
«Напряжение излучения» U=E*R 12,5 кВ
Длительность фронта импульсов напряженности электрического поля между уровнями от ОД до 0,9 от амплитудного значения, не более 150 пс
Длительность импульсов напряженности электрического поля по уровню 0,5 от амплитудного зна- чения, не более 190 пс
Ширина ДН 60 град
АФС с параболическим рефлектором. Для получения более
узконаправленного излучения необходимо использование АФС с
большой апертурой, в частности, систем с параболическим реф-
лектором.
В целях обеспечения проведения испытаний крупногабарит-
ных объектов был разработан излучатель СШП ЭМИ с АФС с
параболическим рефлектором. В качестве параболического реф-
лектора была выбрана офсетная антенна СТВ-2,4-1.1-АУМ с раз-
мерами рабочей области 2400 х 2670 мм. Возбуждение АФС осу-
ществляется ЭО антенны комбинированного типа, рассмотрен-
ным выше. Внешний вид разработанного излучателя СШП ЭМИ
с АФС с параболическим рефлектором представлен на рис. 9.
Осциллограммы импульсов напряжения, зарегистрирован-
ные на расстоянии 10 м, 20 м и 27 м от фокуса рефлектора, пред-
ставлены на рис. 10, а, б и в соответственно. Для возбуждения
АФС использовался генератор высоковольтных импульсов на-
пряжения ГИН-40.
Зарегистрированные параметры излучателя СШП ЭМИ с
АФС с параболическим рефлектором представлены в табл. 2.
Рис. 9. Фото излучателя СШП ЭМИ с АФС с
параболическим рефлектором
Таблица 2. Параметры излучателя СШП ЭМИ с АФС с параболическим рефлектором
Наименование характеристики Значение
R = Юм /? = 20 м Я = 27м
Амплитудное значение напряженности электрического поля, кВ/м 7,7 8,3 8,3
Длительность фронта импульсов напряженности электрического поля между уровнями от 0,1 до 0,9 от амплитудного значения, пс 122 90 81
Длительность импульсов напряженности электрического поля по уровню 0,5 от амплитудного значения, пс 146 102 98
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
65
Прикладные задачи, решаемые антенной техникой
Таким образом, в пределах безэховой камеры,
где проводились исследования, амплитуда напря-
женности электрического поля, создаваемого излу-
чателем СШП ЭМИ с АФС с параболическим реф-
лектором, практически остается неизменной вдоль
оси рефлектора, а длительность и время нарастания
фронта излучаемых импульсов уменьшается с рос-
том расстояния.
• В рамках проведенных работ реализована
идея комбинации излучателей электрического
и магнитного типов в компактной комбиниро-
ванной антенне с общим входом, которая
Рис. 10. Осциллограммы, зарегистрированные на расстоянии
10 м (а), 20 м (5) и 27 м (в) от фокуса параболического рефлек-
тора: ослабление 1:10,98; /Спр = 4,58-10’4 В/(В/м)
предназначена для эффективного излучения мощных электромагнитных импульсов. Предложенная
АФС комбинированного типа компактна, имеет малый вес, обеспечивает высокую эффективность
излучения СШП импульсов и широкую полосу пропускания. Большая электрическая прочность
данной АФС позволяет обеспечить высокую излучаемую мощность. Кроме того, она может быть
использована в качестве элемента для активных антенных решеток с электронным управлением ДН
излучения.
При использовании разработанной АФС комбинированного типа в качестве облучателя пара-
болического рефлектора удалось увеличить эффективность излучателя (амплитуда напряженности
электрического поля на одном и том же расстоянии от АФС возросла более чем в 6 раз). Разрабо-
танный излучатель СШП ЭМИ с АФС с параболическим рефлектором позволяет проводить иссле-
дования стойкости радиоэлектронных систем к воздействию СШП ЭМИ с различными временами
нарастания фронта и длительности излучаемых импульсов путем размещения испытуемого объекта
на различных расстояниях от раскрыва параболического рефлектора.
Литература
1. Воскобович В.В. Актуальность и современное состояние проблемы защиты технических средств от сверхширокополосных
импульсов большой мощности И Технологии ЭМС. 2004. № 3. С. 17-24.
2. Gardner R.L. Electromagnetic terrorism. A Real danger // Proc, of the Xlth Symposium on Electromagnetic Compatibility. Wro-
claw, Poland. June 1998.
3. Wik M. W., Gardner R.L., Radasky W.A. Electromagnetic terrorism and adverse effects of high power electromagnetic environments H
Proc, of 13th International Zurich Symposium and Technical Exhibition on EMC. Feb. 16-18, 1999. P. 181-185.
4. Loborev V, Parfenov Yu., Fortov E., Sini E. About potential possibility of commitment of large-scale terrorist acts by using elec-
tromagnetical devices // Book of Abstracts of Ultra-Wideband Short-Pulse Electromagnetic 5 «Euroem 2000». Edinburg. 2000. P. 7.
5. Сахаров К.Ю. Излучатели сверхкоротких электромагнитных импульсов и методы измерений их параметров. М.: Москов-
ский государственный институт электроники и математики. 2006.
6. Андреев Ю.А., Буянов Ю.И., Кошелев В.И. Комбинированная антенна с расширенной полосой пропускания И Радиотехника
и электроника. 2005. Т. 50. № 5. С. 585-594.
7. Андреев Ю.А., Буянов Ю.И., Кошелев В.И Сверхширокополосные комбинированные антенны для мощных источников
микроволнового излучения И Сб. докл. 3-й междунар. научно-практич. конф. «Электронные средства и системы управле-
ния». Томск. 2005. Ч. 1. С. 135-138.
Поступила 13 октября 2015 г.
66
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
Прикладные задачи, решаемые антенной техникой
Design and experimental research of antennas
for radiators of powerful ultra-wideband electromagnetic pulses
© Authors, 2016
© Radiotekhnika, 2016
A. S. Belov - Ph.D. (Phys.-Math.), Head of Department, FSUE FRPC "Measuring System Research Institute n.a. Yu.Ye. Sedakov"
(Nizhny Novgorod)
E-mail: alexis-belov@yandex.ru
D. A. Kokonin - Research Engineer of 3rd cat., FSUE FRPC "Measuring System Research Institute n.a. Yu.Ye. Sedakov"
(Nizhny Novgorod)
E-mail: kokonin_da@mail.ru
A. M. Polyashov - Research Engineer of 1st cat., FSUE FRPC "Measuring System Research Institute n.a. Yu.Ye. Sedakov"
(Nizhny Novgorod)
E-mail: frustum@rambler.ru
The aim of the presented paper is design of the powerful ultra-wideband electromagnetic pulses (UWB EMP) antennas. These anten-
nas provide carrying out criterion research of the radio electronic systems stability to the influence of this type of radiation. The actu-
ality is determined by the increase in system sensitivity to external noise, which is associated with the increase in the integration of
components and its performance, and by the need for the protection from possible deliberate usage of devices built on the principles
of UWB EMP.
The problems of modeling, manufacturing and measuring of amplitude-time parameters of UWB EMR radiators based on the com-
bined antenna and parabolic reflector antenna, have been solved in the paper.
The designed combined antenna is compact, has low weight, and provides high efficiency of UWB EMP radiation and wide bandwidth.
The high electric strength of the combined antenna provides a high radiated power.
When using as a feed of a parabolic reflector the developed combined antenna helped to increase the efficiency of the radiator (the
amplitude of the electric field at the same distance from the antenna-feeder system increased more than 6 times). In addition, the
designed parabolic reflector antenna provides the possibility of the research with a variety of the rise time and duration time of the
radiated pulses when using one generator with fixed parameters.
References
1. Voskobovich V.V. Aktual'nost' i sovremennoe sostoyanie problemy zashchity tekhnicheskikh sredstv ot sverkhshirokopolosnykh im-
pul'sov bol'shoj rtroshchnosti Ц Tekhnologii E'MS. 2004. № 3. S. 17-24.
2. Gardner R.L. Elestromagnetic terrorism. A Real danger // Proc, of the Xlth Symposium on Electromagnetic Compatibility. Wroclaw,
Poland. June 1998.
3. Wik M.W., Gardner R.L., Radasky W.A. Electromagnetic terrorism and adverse effects of high power electromagnetic environments //
Proc, of 13th International Zurich Symposium and Technical Exhibition on EMC. Feb. 16-18, 1999. P. 181-185.
4. Loborev И, Parfenov Yu., Fortov E., Sinl E. About potential possibility of commitment of large-scale terrorist acts by using electromag-
netical devices // Book of Abstracts of Ultra-Wideband Short-Pulse Electromagnetic 5 «Euroem 2000». Edinburg. 2000. P. 7.
5. Sakharov K.Yu. Izluchateli sverkhkorotkikh e'lektromagnitnykh impul'sov i metody izmerenij ikh parametrov. M.: Moskovskij gosu-
darstvennyj institut e'lektroniki i matematiki. 2006.
6. Andreev Yu.A., Buyanov Yu.I., Koshelev V.I. Kombinirovannaya antenna s rasshirennoj polosoj propuskaniya Ц Radiotekhnika i e'lek-
tronika. 2005. T. 50. № 5. S. 585-594.
7. Andreev Yu.A., Buyanov Yu.I., Koshelev V.I. Sverkhshirokopolosnye kombinirovannye antenny dlya moshchnykh istochnikov mikrovol-
novogo izlucheniya Ц Sb. dokl. 3-j mezhdunar. nauchno-praktich. konf. «E'lektronnye sredstva i sistemy upravleniya». Tomsk. 2005.
Ch. 1. S. 135-138.
Уважаемые читатели!
В Издательстве «Радиотехника» Вы можете приобрести книгу
Золотарев И. Д., Березовский В. А.
Пеленгация в декаметровом диапазоне при многоцелевой ситуации
ISBN 978-5-88070-354-8
В книге рассмотрена методология исследования радиоприемных устройств (РПУ) систем радиоконтроля, функ-
ционирующих в сложных условиях в декаметровом диапазоне в верхней полусфере Земли. Дано построение данного
класса РПУ ФПГ. Для решения задачи построения РПУ разработан метод на основе сигнальных матриц в сочетании с
быстрым обратным преобразованием Лапласа.
Для специалистов в области создания систем радиоконтроля, радиолокации и пеленгации. Может быть полезна
преподавателям, студентам и аспирантам вузов.
По вопросам заказа и приобретения книг обращаться по адресу: 107031 г. Москва, Кузнецкий мост, 20/6.
Тел./факс: (495) 625-92-41, тел.: (495) 625-78-72,621-48-37; http://www.radiotec.ru; e-mail: info@radiotec.ru
“Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
67
Прикладные задачи, решаемые антенной техникой
УДК 621.396.98
Искажения сигналов СШП-шумовых РЛС на ионосферной трассе
и их влияние на качество приема
© Авторы, 2016
© ЗАО «Издательство «Радиотехника», 2016
С. В. Катин - д.т.н., профессор, зам. директора института по научной работе, ФГУП «ФНПЦ НИИ измерительных систем
им. Ю.Е. Седакова» (г. Нижний Новгород)
E-mail: niiis@niiis.nnov.ru
В. А. Козлов - д.т.н., профессор, начальник отдела, ФГУП «ФНПЦ НИИ измерительных систем им. Ю.Е. Седакова»
(г. Нижний Новгород)
E-mail: vKozlov@niiis.nnov.ru
А. Л. Кунилов - вед. инженер-исследователь, ФГУП «ФНПЦ НИИ измерительных систем им. Ю.Е. Седакова»
(г. Нижний Новгород)
М. М. Ивойлова - аспирант, инженер-исследователь, ФГУП «ФНПЦ НИИ измерительных систем им. Ю.Е. Седакова»
(г. Нижний Новгород)
Приведены результаты численной оценки ожидаемых искажений СШП-шумовых сигналов на высотах от 100 км до 1000 км
при максимальной солнечной активности на средних широтах. Методами моделирования исследованы особенности приема
таких сигналов РЛС с обработкой взаимно-корреляционным методом и методом двойного спектрального анализа.
Ключевые слова: СШП-шумовые сигналы, модель ионосферы, дисперсионные искажения сигналов, СШП-шумовая РЛС.
The article shows the numerical assessment results of the expected UWBN-signals distortion at altitudes from 100 km to 1000 km
subject to maximum solar activity in the middle latitudes. The reception features of such radar signals with cross-correlation method
and the double spectral analysis method processing have been studied by the modeling methods.
Keywords: UWB-noise signals, ionospheric model, signal dispersion distortions, UWB-noise radar.
При проектировании перспективных РЛС наземного и космического базирования, использующих СШП-
сигналы, важной задачей является определение изменений формы огибающей и спектра, а также изме-
нения поляризации излучаемой линейно поляризованной волны при прохождении зондирующих сигна-
лов через ионосферу Земли, учет которых позволит обеспечить условия оптимального приема отражен-
ного сигнала. Теоретические оценки ожидаемых изменений огибающей СШП-сигналов в виде моноцик-
ла Гаусса и радиоимпульсов с линейной частотной модуляцией (ЛЧМ) рассмотрены в работах [1,2].
Вместе с тем вопросы прохождения через ионосферу СШП-шумовых (СШПШ) сигналов и их приема в
научно-технической литературе освещены недостаточно полно.
В работе приведены результаты численной оценки ожидаемых искажений СШПШ-сигналов
на высотах от 100 км до 1000 км при максимальной солнечной активности на средних широтах. Мето-
дами моделирования исследованы особенности приема таких сигналов РЛС с обработкой как взаимно-
корреляционным методом (ВКО), так и методом двойного спектрального анализа (ДСА).
Виды дисперсионных искажений СШПШ-сигналов РЛС на ионосферной трассе. При распростра-
нении СШП-сигналов в ионосфере Земли происходит их взаимодействие с ионизированными слоями
ионосферы, вследствие чего наблюдаются искажения, связанные с дисперсией фазовой скорости, по-
глощения и рассеяния.
Для исследования искажений СШП-сигналов, связанных с дисперсией фазовой скорости, рассмат-
ривалось волновое уравнение, описывающее распространение плоской волны в холодной плазме в вы-
сокочастотном приближении, вида [1]
= (1)
8т 8z 2с
где Е - напряженность электрического поля; <ае2 = 4тгс2?/е/юе - квадрат плазменной частоты; Ne - кон-
центрации электронов в ионосфере; е - заряд электрона; те - масса электрона; т- t-z/c - замена пере-
менной.
При его решении можно получить зависимость напряженности электрического поля сигнала Е от
высоты в виде [1]
68
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
Прикладные задачи, решаемые антенной техникой
00 / I------\
E = Af£o(T_M)jo (2)
от J V V cost? j
о
где Л - функция Бесселя нулевого порядка; Ео - падающая волна; в - угол падения волны по отноше-
1 f 2
нию к нормали; Q = — I ®е dh - параметр, характеризующий «оптическую толщину» ионосферы, зави-
2с J
сящий от высоты.
Эффектами поглощения можно пренебречь для СШП-сигналов с /о > 100 МГц, рассеяние на слу-
чайных неоднородностях среды является несущественным для СШП-сигналов с/о > 1 ГГц [3].
Угол поворота плоскости поляризации линейно поляризованной волны у/ при прохождении через
ионосферу Земли определяется как [4]
Qolcos#' Qttxcos#'
у/ = ------й__________ ~ ? )
(щ2-<y2cos20')cos(? ®2cos0
где а>в - ларморовская частота электронов в геомагнитном поле; 9' - угол между направлением распро-
странения волны и направлением геомагнитного поля.
Таким образом, изменение поляризации излучаемой генератором линейно поляризованной волны при
распространении в ионосфере зависит от частоты, угла падения и «оптической толщины» ионосферы.
Модели ионосферы и СШПШ-сигналов РЛС. При проведении исследований использовалась модель
ионосферы [5] при достижении максимального уровня концентрации электронов в ионосфере на сред-
них широтах (наихудшие условия), наблюдающемся в
марте в дневные часы на 60° северной широты и 150°
восточной долготы, при среднем значении числа Вольфа
150 (относительцое число солнечных пятен).
График зависимости концентрации электронов Ne
от высоты h при данных условиях приведен на рис. 1.
Как видно на рис. 1, максимум концентрации элек-
тронов находится на высоте ~ 300 км.
Модель СШПШ-сигнала создавалась на основе
спектральной 5нш(/) и временной £7нш(0 функций
нормального «белого» шума, определяемых соотноше-
ниями [6]
Рис. 1. График зависимости концентрации электронов Nc
от высоты h
17Нш(0 = Д0<(0, (5)
где ст - параметр, определяющий ширину спектра; A(t) - огибающая; £(t) - стационарный гауссовский
случайный процесс с нулевым математическим ожиданием.
Для численного моделирования использовалось значение ширины спектра СШПШ-сигнала
ДГш = 600 МГц при центральной частоте /о = 1 ГГц.
Моделирование прохождения СШПШ-сигнала через ионосферу. При проведении моделирования
исследованию подлежали временная и спектральная формы СШПШ-сигнала на высотах 100 км, 200 км,
300 км, 600 км, 900 км и 1000 км при нормальном распространении 0= 0°.
На рис. 2 приведены временные формы СШПШ-сигнала без дисперсионных искажений (а) и на вы-
сотах 100 км (б), 200 км (в), 300 км (г), 600 км (б) и 1000 км (е).
На рис. 2 видно перераспределение выбросов сигнала, вызванное смещением временных интерва-
лов, соответствующих более низкочастотной части спектра СШПШ-сигнала, влево по временной оси:
рис. 2, а и б - области 7 и 2; рис. 2, б и в - области 2 и 4, 3 и 5; рис. 2, д и е - области б и 7. При этом ми-
нимальные искажения временной формы СШПШ-сигнала наблюдаются на высоте 100 км (рис. 2, б),
максимальные - на высоте 300 км (рис. 2, г).
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
69
Прикладные задачи, решаемые антенной техникой
Рис. 2. Временные формы СШПШ-сигнала на различных высотах
Рис. 3. Спектры СШПШ-сигнала на различных высотах
На рис. 3 приведены спектральные формы СШПШ-сигнала без дисперсионных искажений (а) и на
высоте 300 км (б). Видно, что форма спектра СШПШ-сигнала при прохождении через ионосферу прак-
тически не искажается.
Полученные значения угла поворота плоскости поляризации у/ в зависимости от высоты h для час-
тот в полосе рассматриваемого СШПШ-сигнала при 0=0° приведены на рис. 4, на котором можно ви-
деть, что при f> 0,7 ГГц величина у/ не превышает 45°.
70
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
Прикладные задачи, решаемые антенной техникой
Исследование влияния дисперсионных искажений
СШПШ-сигналов на качество приема отраженных
сигналов РЛС. Модели РЛС с обработкой сигнала
методами ВКО и ДСА. Исследования проводились на
двух вариантах построения СШП-шумовых РЛС - с об-
работкой сигнала взаимно-корреляционным методом и
методом двойного спектрального анализа.
Функциональная схема РЛС с обработкой сигнала
методом ВКО приведена на рис. 5.
На схеме рис. 5 приняты следующие обозначения:
ГС - задающий генератор СШПШ-сигнала; Д - дели-
тель; УМ - выходной усилитель мощности передатчика;
ШЛЗ - широкополосная многоотводная линия задержки;
ПРМ - широкополосный приемник; МК - многоканаль-
ный коррелятор.
Взаимно-корреляционный метод обработки отраженного сигнала основан на процедуре определе-
ния взаимно-корреляционной функции отраженного и опорного сигналов, реализуемой многоканальным
коррелятором.
Сигнал на выходе ПРМ r](t) выражается формулой
77(0 = 40^(0, (6)
Рис. 4. Графики зависимости угла поворота плоскости
поляризации (/от высоты h: 1 -f~ 0,7 ГГц; 2 -/= 0,9 ГГц;
3-/= 1,1 ГГц; 4-/= 1,3 ГГц
где A(t) - огибающая; £(Z) - стационарный случайный процесс с нулевым математическим ожиданием,
корреляционной функцией К$(г) = М{£(/)£(Г + т)} и временем корреляции
Сигнал на выходе ШЛЗ 7/о(/, То) выражается формулой
77О(Г,ТО) = Л(7 - т0)<0 - т0),
(7)
где То - задержка опорного сигнала в ШЛЗ.
Выходным эффектом взаимно-корреляционной обработки сигналов т/(7) и r]0(t, то) на выходе МК
является среднее значение корреляционного интеграла вида
+ОО
К(т0) = М
(8)
Структурная схема модели РЛС с обработкой сигнала методом ВКО, созданная на основе схемы
рис. 5, представлена на рис. 6.
На схеме рис. 6 приняты следующие обозначения: ГС - задающий генератор СШПШ-сигнала; БЗ -
блок задержки; БУЗ - блок управляемой задержки; X - перемножитель; ФНЧ - фильтр низкой частоты;
МК - многоканальный коррелятор.
Функциональная схема РЛС с обработкой сигнала методом ДСА приведена на рис. 7, где приняты
следующие обозначения: ГС - задающий генератор СШПШ-сигнала; Д - делитель сигнала; УМ - вы-
ходной усилитель мощности передатчика; ПРМ - широкополосный приемник; С - сумматор сигнала
передатчика с выходным сигналом ПРМ; АС1 - анализатор спектра последовательного типа; АД - ам-
плитудный детектор; ФВЧ - фильтр верхних частот; АС2 - анализатор спектра параллельного типа.
Метод ДСА основан на принципе определения спектра модуляции спектра суммарного сигнала ГС
и отраженного сигнала на выходе сумматора С, реализуемом последовательным АС1 и параллельным
АС2 анализаторами спектра с использованием следующих соотношений [6]:
УМ *— ГС □ д -* ШЛЗ —>
ПРМ > +—-i—, МК
Рис. 5. Схема РЛС с обработкой сигнала методом ВКО
БЗ
БУЗ
Рис. 6. Структурная схема модели РЛС с обработкой сигнала
методом ВКО
"Антенны" 2016 г., выпуск 1 (221)
71
Прикладные задачи, решаемые антенной техникой
для спектра шумового сигнала <р+(/) на выходе ГС
+ /ZA 1 !Г/о-
(рЧП = —7г=ехр —
сгл/2я L 2\ сг
для спектра суммарного сигнала (/) на выходе сумматора С
<Р~(П =
If/o-ZVV, *nRf\
exp — ——— 1 + cos —
L 2 k cr ) Д c )
для функции времени Ф(7) после ФВЧ
х к
Ф(0 = -7Г
(Тл/2тг
1 п2 Г ^0 ~ t
ехР “~—
12 к сг
|21 47cRSst
cos----------—
1 с
(9)
(Ю)
(Н)
1
а 41л
для центральной частоты/м спектра сигнала Ф(?) на выходе параллельного анализатора спектра АС2
Z 27?5S
/м=---------
С
(12)
В этих формулах приняты следующие обозначения:/о - центральная частота спектра СШПШ-сигнала; R
- дальность до цели; Ss - скорость развертки по частоте в АС 1.
Подробно принцип работы СШП-шумовой РЛС с обработкой сигнала методом ДСА рассмотрен в
[6-8].
Структурная схема модели РЛС с обработкой сигнала методом ДСА, разработанная на основе схе-
мы рис. 7, представлена на рис. 8.
На схеме рис. 8 приняты следующие обозначения: ГС - задающий генератор СШПШ-сигнала; БЗ -
Рис. 7. Схема СШП-шумовой РЛС с обработкой сигнала ме-
тодом ДСА
Рис. 8. Структурная схема модели РЛС с обработкой сигнала
методом ДСА
Моделирование работы СШП-шумовых РЛС с учетом дисперсии принимаемого сигнала. Исследо-
вания возможности приема отраженных СШПШ-сигналов с учетом их искажений при прохождении че-
рез ионосферу Земли проводились на двух вариантах построения РЛС с обработкой сигнала методами
ДСА и ВКО. РЛС и цель находились на высотах, соответствующих максимуму концентрации электро-
нов в ионосфере, дальность до цели составляла R\ = 600 м и Rz = 6000 м.
На рис. 9 приведены временные формы опорного (а) и принимаемых сигналов при 7?i = 600 м (б) и
У?2 = 6000 м (в).
На рис. 9 можно видеть, что для данных высот характерные выбросы принимаемых сигналов со-
храняются, несмотря на искажение их формы, и смещаются вправо по оси времени на величину ~ 0,7 нс
(рис. 9, б), на величину ~ 3,3 нс (рис. 9, в).
На рис. 10 приведены результаты моделирования работы РЛС с обработкой сигнала методом ВКО
при Ri = 600 м (a), Rz = 6000 м (б), в качестве сравнения на рис. 10, в приведены результаты моделиро-
вания без учета дисперсии принимаемого сигнала.
На рис. 10 видно, что искажение зондирующего СШПШ-сигнала при прохождении через ионосфе-
ру приводит к расширению корреляционного максимума и смещению его в область больших задержек.
На рис. 11 приведены результаты моделирования работы РЛС с обработкой сигнала методом ДСА
при 7?i = 600 м (a), Rz = 6000 м (б), в качестве сравнения приведены результаты моделирования без учета
дисперсии принимаемого сигнала при Ri = 600 м (в), Rz = 6000 м (г).
На рис. 11 видно, что искажение зондирующего СШПШ-сигнала при прохождении через ионосфе-
ру приводит к расширению спектра модуляции на выходе АС2 и смещению его максимума в область
больших частот.
72
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
Прикладные задачи, решаемые антенной техникой
Si-------г
-5^-------i------«------1------i------»------i------i______I______•------
1.2 1.205 1,21 1.215 1,22 1.225 1,23 1.235 1,24 1,245 1,25
t, мкс
a)
t, MKC
Рис. 10. Графическое представление результатов моделиро-
вания работы РЛС с обработкой сигнала методом ВКО
_________________________________________________
Рис. 9. Временные формы опорного и принимаемых сигналов
РЛС
/*100 МГц
Рис. 11. Графическое представление результатов моделирования работы РЛС с обработкой сигнала методом ДСА
Для обоих методов обработки отраженного сигнала наблюдаемое смещение определяемого рас-
стояния до цели является одинаковым, для Rz = 6000 м это смещение соответствует величине 0,5 м в
большую сторону.
• Теоретические исследования прохождения СШПШ-сигнала через ионосферу Земли показали нали-
чие дисперсионных искажений, приводящих к изменению временной формы сигнала. При этом
форма огибающей энергетического спектра СШПШ-сигнала остается практически без изменений,
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
73
Прикладные задачи, решаемые антенной техникой
поворот плоскости поляризации излучаемой линейно поляризованной волны более чем на 45° на-
блюдается для частот спектра ниже 0,7 ГГц.
Результаты моделирования работы СШП-шумовых РЛС с обработкой сигнала методами ВКО
и ДСА показали их работоспособность в условиях прохождения СШПШ-сигналов через ионосферу.
При этом для РЛС с обработкой сигнала методом ВКО наблюдается расширение взаимно-корреля-
ционной функции со смещением ее максимума в область больших задержек, соответствующих
большим расстояниям, для РЛС с обработкой сигнала методом ДСА - расширение спектра частот
модуляции спектра суммарного сигнала на входе приемного устройства со смещением его макси-
мума в область более высоких частот, соответствующих большим расстояниям. Таким образом, для
обоих типов РЛС необходимо введение поправок к измеренным ими расстояниям.
Литература
1. Белов А. С., Яркина Е.Ю. Особенности распространения сверхширокополосных электромагнитных импульсов в ионосфере
Земли// Сб. трудов XIV науч. конф, по радиофизике. ИНГУ. 2010. С. 16-17.
2. Бонч-Бруевич А.М., Петренко П.Б., Сычев М.П. Оценка показателей качества согласованной фильтрации широкополосных
сигналов, с учетом влияния диспергирующих свойств среды распространения И Сб. трудов XVII Междунар. науч. конф.
«Информатизация и информационная безопасность правоохранительных органов». Москва. 2008. С. 35-^40.
3. Лазоренко О.В., Черногор Л.Ф. Сверхширокополосные сигналы и физические процессы. Методы анализа и применение И
Радиофизика и радиоастрономия. 2008. Т. 13. № 4. С. 270-322.
4. Брюнелли Б.Е., НамгаладзеА.А. Физика ионосферы. М.: Наука. 1988.
5. ГОСТ 25645.146-89. Ионосфера Земли. Модель глобального распределения концентрации, температуры и эффективной
частоты соударений электронов.
6. Пуарье Д. Возможность использования шумового квазимонохроматического сигнала в радиолокации // Зарубежная радио-
электроника. 1969. № 7. С. 12-22.
7. Ивойлова М.М. Математическая модель сверхширокополосной шумовой РЛС с обработкой сигнала методом двойного
спектрального анализа // Материалы XI Междунар. научно-технич. конф. «Физика и технические приложения волновых
процессов». Екатеринбург: Изд-во УрГУ. 2012. С. 31.
8. Шишкин Д.Р., Ивойлова М.М. Обработка отраженных сигналов в СШП-шумовой РЛС методом двойного спектрального
анализа и особенности его практической реализации И Материалы XVIII Междунар. научно-технич. конф. «Информацион-
ные системы и технологии» ИСТ-2013. Нижний Новгород. 2013. С. 38.
Поступила 13 октября 2015 г.
UWB-noise radars signals distortions while passing the ionospheric trace
and their influence on reception quality
© Authors, 2016
© Radiotekhnika, 2016
S. V. Katin - Dr.Sc. (Eng.), Professor, Deputy Director of Institute, FSUE FRPC "Measuring System Research Institute
n.a. Yu.Ye. Sedakov" (Nizhny Novgorod)
E-mail: niiis@niiis.nnov.ru
V. A. Kozlov - Dr.Sc. (Eng.), Professor, Head of Department, FSUE FRPC "Measuring System Research Institute n.a. Yu.Ye. Sedakov"
(Nizhny Novgorod)
E-mail: vKozlov@niiis.nnov.ru
A. L. Kunilov - Leading Research Engineer, FSUE FRPC "Measuring System Research Institute n.a. Yu.Ye. Sedakov"
(Nizhny Novgorod)
M. M. Ivoylova - Post-graduate Student, Research Engineer, FSUE FRPC "Measuring System Research Institute n.a. Yu.Ye. Sedakov"
(Nizhny Novgorod)
In the design of perspective ground and space-based radars which use UWB-noise signals an important task is to determine possible
changes in their temporal and spectral forms, as well as the change in polarization of radiated by a radar linearly polarized wave
when sounding signals passing through Earth’s ionosphere because the account of these factors will make it possible to provide opti-
mal conditions for the reflected signal reception. During propagation in the Earth’s ionosphere any UWB-signals interact with the ion-
ized layers of the ionosphere, resulting in distortion connected with the phase velocity dispersion, absorption and scattering. The ef-
fects of absorption and scattering can be neglected with the given UWBN-signals parameters f0 = 1 GHz, AFN = 600 MHz.
When carrying out researches the ionosphere model has been used when it reached the electron concentration maximum level in the
ionosphere at middle latitudes (the worst case conditions) which is observed in March in the afternoon, at 60° north latitude and
150° east longitude, at the average value of Wolf number which is equal to 150 (relative number of sunspots). While conducting
modeling the research subjects were temporal and spectral forms of UWBN-signals at altitudes of 100 km, 200 km, 300 km, 600 km
and 1000 km under normal propagation 0=0.
74
"Антенны" 2016 г., выпуск 1 (221)
Прикладные задачи, решаемые антенной техникой
According to the results of modeling the polarization plane rotation of the linearly polarized wave at the lower limit of the UWBN-
signals spectrum does not exceed 45°.
In the article the dispersion distortions features of the UWBN-signals temporary form have been investigated and there is shown the
absence of the energy spectrum form distortions of these signals. The functional scheme of UWB-noise radar with signal processing
of the cross-correlation method (CC) and the double spectral analysis method (DSA) and the structural schemes of their models have
been reviewed. Radar UWBN-signals reception issues at different altitudes have ben investigated by the modeling methods. It has
been shown that in the radar with signal processing CC method a cross-correlation function peak expands and shifts to the increasing
delay. In the radar with signal processing DSA method the output signal spectrum expands and its maximum shifts to the increasing
frequency. The results make it possible to make corrections to the measured values of the distance from the radar to the reflecting
surface.
References
1. Be/ovA.S., Yarkina E.Yu. Osobennosti rasprostraneniya sverkhshirokopolosnykh e'lektromagnitnykh impul'sov v ionosfere Zemli // Sb.
trudov XIV nauch. konf. po radiofizike. NNGU. 2010. S. 16-17.
2. Bonch-Bruevich A.M., Petrenko P.B., Sychev M.P. Otsenka pokazatelej kachestva soglasovannoj fil'tratsii shirokopolosnykh signalov, s
uchetom vliyaniya dispergiruyushchikh svojstv sredy rasprostraneniya // Sb. trudov XVII Mezhdunar. nauch. konf. «Informatizatsiya i
informatsionnaya bezopasnost' pravookhranitel'nykh organov». Moskva. 2008. S. 35-40.
3. Lazorenko O.V., Chernogor L.F. Sverkhshirokopolosnye signaly i fizicheskie protsessy. Metody analiza i primenenie // Radiofizika i ra-
dioastronomiya. 2008. T. 13. № 4. S. 270-322.
4. Bryuneiii B.E., Namgatadze A.A. Fizika ionosfery. M.: Nauka. 1988.
5. GOST 25645.146-89. lonosfera Zemli. Model’ global’nogo raspredeleniya kontsentratsii, temperatury i e’ffektivnoj chastoty soudarenij
e'lektronov.
6. Puar'e D. Vozmozhnost' ispol'zovaniya shumovogo kvazimonokhromaticheskogo signala v radiolokatsii Ц Zarubezhnaya radioe'lek-
tronika. 1969. № 7. S. 12-22.
7. Ivojtova M.M. Matematicheskaya model' sverkhshirokopolosnoj shumovoj RLS s obrabotkoj signala metodom dvojnogo spektral'nogo
analiza // Materialy XI Mezhdunar. nauchno-tekhnich. konf. «Fizika i tekhnicheskie prilozheniya volnovykh protsessov». Ekaterinburg:
Izd-vo UrGU. 2012. S. 31.
8. Shishkin D.R., Ivojtova M.M. Obrabotka otrazhennykh signalov v SShP-shumovoj RLS metodom dvojnogo spektral'nogo analiza i
osobennosti ego prakticheskoj realizatsii // Materialy XVIII Mezhdunar. nauchno-tekhnich. konf. «Informatsionnye sistemy i
tekhnologii» IST-2013. Nizhnij Novgorod. 2013. S. 38.
Уважаемые читатели!
В Издательстве «Радиотехника» Вы можете приобрести книгу
Гринев А. Ю., Темченко В. С., Багно Д. В.
Радары подповерхностного зондирования. Мониторинг и диагностика сред и объектов
ISBN 978-5-88070-341-8
Рассмотрены актуальные вопросы диагностики подповерхностных сред и объектов инфраструктуры (дорожных
покрытий, кабелей, трубопроводов) радарами подповерхностного зондирования (РПЗ). Впервые комплексно иссле-
дованы все этапы реконструкции электрофизических и геометрических параметров подповерхностных сред и объек-
тов, а также алгоритмы формирования трехмерных радиоизображений объектов многоканальными РПЗ. Исследова-
ны особенности решения прямой и обратной задачи реконструкции с учетом характеристик РПЗ. Использована элек-
тродинамическая модель реальной системы «передающая антенна - слоистая среда (объект) - приемная антенна»
для повышения точности реконструкции. Показано применение методов и технологий в многоканальных многофунк-
циональных радарах подповерхностного зондирования. Приведена структура программного обеспечения многока-
нального РПЗ и представлены результаты натурных испытаний.
Для научных сотрудников, аспирантов и инженеров, специализирующихся в области разработки и использова-
ния радаров подповерхностного зондирования. Может быть полезна специалистам-практикам для расширения сфе-
ры приложений РПЗ, преподавателям и студентам.
По вопросам заказа и приобретения книг обращаться по адресу:
107031 г. Москва, Кузнецкий мост, 20/6.
Тел./факс: (495) 625-92-41, тел.: (495) 625-78-72,621-48-37;
http://www.radiotec.ru; e-mail: info@radiotec.ru
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
75
Прикладные задачи, решаемые антенной техникой
УДК 621.396.67
Проектирование микрополосковых антенных решеток
миллиметрового диапазона длин волн с волноводным возбуждением
© Авторы, 2016
© ЗАО «Издательство «Радиотехника», 2016
И. А. Илларионов - к.т.н., вед. науч, сотрудник, ФГУП «ФНПЦ НИИ измерительных систем им. Ю.Е. Седакова»
(г. Нижний Новгород)
E-mail: illarionovi@list.ru
Е. Л. Варенцов - начальник научно-исследовательской группы, ФГУП «ФНПЦ НИИ измерительных систем им. Ю.Е. Седакова»
(г. Нижний Новгород)
E-mail: elvarentsov@mail.ru
А. В. Кашин - д.т.н., зам. гл. конструктора, ФГУП «ФНПЦ НИИ измерительных систем им. Ю.Е. Седакова» (г. Нижний Новгород)
E-mail: aKashin@niiis.ru
Ю. А. Светлаков - к.т.н., вед. науч, сотрудник, ФГУП «ФНПЦ НИИ измерительных систем им. Ю.Е. Седакова»
(г. Нижний Новгород)
E-mail: niiis@niiis.nnov.ru
Приведены результаты проектирования и исследования микрополосковых антенных решеток восьмимиллиметрового диапа-
зона длин волн. Для достижения высокого значения КПД в антеннах реализована гибридная техника питания/возбуждения с
использованием волновода прямоугольного сечения. Представлены результаты исследования одномерной и двумерной мик-
рополосковых антенных решеток.
Ключевые слова: микрополосковые антенные решетки, последовательное возбуждение, апертурное возбуждение микро-
полосковых антенн, волновод прямоугольного сечения.
The results of numerical calculations and experimental studies of the microstrip antenna arrays characteristics have been presented.
The hybrid feeding technique has been used in the microstrip antenna array design to achieve the high efficiency. The radiation pat-
terns and reflection coefficients of the one-dimensional and two-dimensional microstrip antenna arrays have been measured and
compared with numerical results.
Keywords: microstrip antenna array, series feed, aperture coupling, rectangular waveguide.
Развитие технологий изготовления микрополосковых антенн стимулировало их применение в различ-
ных областях военной техники, а также в гражданских коммерческих проектах [1]. Применение микро-
полосковых излучателей, как одиночных, так и решеток, имеет ряд преимуществ [2]: малые размеры,
что приводит к снижению массогабаритных характеристик всей антенно-фидерной системы в целом;
низкая стоимость; технологичность, пригодная для массового изготовления.
Цель работы - исследование характеристик антенной решетки восьмимиллиметрового диа-
пазона длин волн с микрополосковыми печатными излучателями и волноводным возбуждением, обеспе-
чивающим высокий коэффициент полезного действия (КПД) антенны.
При построении микрополосковых антенных решеток применяют два типа микрополоскового воз-
буждения (питания) [3]: последовательное и параллельное. Каждый тип питания имеет как свои пре-
имущества, так и недостатки. Однако существует общий недостаток микрополосковых техник возбуж-
дения антенных решеток - это низкий КПД (до 30%) вследствие больших потерь энергии в диэлектрике
подложки, омических потерь и потерь на паразитное излучение, что особенно критично в миллиметро-
вом диапазоне электромагнитных волн [4]. Чтобы устранить этот недостаток (главным образом потери
на излучение и диэлектрические потери), была предложена система возбуждения на основе металличе-
ского волновода прямоугольного сечения [5]. С помощью такой гибридной волноводно-микро-
полосковой техники можно добиться существенного роста КПД (до 75% и выше) в микрополосковых
антенных решетках миллиметрового диапазона длин волн.
В данной работе приведены результаты теоретического и экспериментального исследования харак-
теристик излучения двух типов микрополосковых решеток восьмимиллиметрового диапазона длин волн,
использующих волноводное возбуждение. Первый тип - это одномерная решетка (линейка), излучаю-
щими элементами которой являются микрополосковые печатные излучатели (МПИ) прямоугольной
формы. С целью получения наибольшего коэффициента усиления (КУ) в линейке реализуется резонанс-
ный тип возбуждения с максимумом диаграммы направленности (ДН), направленным перпендикулярно
к широкой стенке питающего магистрального волновода. Второй тип - двумерная решетка, излучающи-
76
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
Прикладные задачи, решаемые антенной техникой
ми элементами которой являются последовательно питаемые патч-антенны квадратной формы. В дву-
мерной решетке также реализован резонансный режим излучения. Проектирование и оптимизация кон-
фигурации излучателей в обеих антенных решетках осуществлялись в пакете трехмерного моделирова-
ния CST MS.
Основными задачами исследования являлись: 1) исследование достижимой рабочей полосы частот
в антенных решетках; 2) экспериментальное исследование частотной зависимости коэффициента полез-
ного действия изготовленных антенных решеток; 3) разработка простых технологических приемов изго-
товления микрополосковых антенных решеток.
Результаты расчета и экспериментального исследования одномерной антенной решетки. Концеп-
ция гибридного возбуждения, как видно из рис. 1, заключается в следующем: основная мода волновода
прямоугольного сечения TEi0 возбуждает прорезанные в широкой стенке волновода продольные щели
(рис. 1, б), которые в свою очередь возбуждают микрополосковые печатные излучатели (рис. 1, а), рас-
положенные на верхней стороне диэлектрической подложки. Метод возбуждения МПИ в данном случае
аналогичен апертурному [6]. Нижний слой металлизации диэлектрической подложки с прорезанными
Рис. 1. Конструкция (модель) одномерной микрополосковой линейки с волноводным возбуждением: 1 - возбуждающий волно-
вод; 2 - микрополосковый печатный излучатель на диэлектрической подложке; 3 - щели на нижнем слое металлизации подложки
Заметим, что построение антенной решетки в восьмимиллиметровом диапазоне возможно без ис-
пользования МПИ, при этом излучающими элементами в решетке становятся щели, а сама решетка ста-
новится классической волноводно-щелевой [7] со слоем диэлектрического материала над апертурой.
Однако подобное построение решетки будет обладать существенным недостатком - щели будут эффек-
тивно возбуждать поверхностные моды подложки, что повлечет за собой или отказ от использования
диэлектрических подложек [7], или необходимость использования тонких мембран [8]: и то и другое
сильно осложнит технологию изготовления антенны.
Электродинамическая система «волновод - щель - МПИ», использованная в данной работе, подоб-
на системам излучателей, используемых в волноводно-микрополосковых переходах [9, 10] только в
весьма упрощенной форме, не требующей использования многослойных плат или металлизированных
отверстий.
Отметим также другой, более сложный способ формирования возбуждающего волновода в восьми-
миллиметровом диапазоне длин волн с помощью металлизированных отверстий в диэлектрической под-
ложке - SIW (substrate integrated waveguide) [И], который использует LTCC технологию или техноло-
гию изготовления печатных плат с металлизированными отверстиями.
Использование МПИ в составе волноводной линейки (см. рис. 1) приводит к следующему положи-
тельному эффекту: используемые МПИ прямоугольной формы имеют ширину ДН меньше, чем ширина
ДН излучающей щели, расположенной в широкой стенке волновода. Таким образом, снижаются эффек-
ты взаимодействия излучателей в составе решетки как друг с другом, так и с окружающими объектами,
что особенно важно при проектировании одномерных решеток. На рис. 2, а и б приведены результаты
расчета в CST распределения напряженности электрического поля вблизи резонансной щели в широкой
стенке волновода сечения 7,2x3,4 мм, а также угловое распределение коэффициента направленного дей-
1Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
77
Прикладные задачи, решаемые антенной техникой
ствия (КНД) в плоскости YOZ, проходящей через ось антенны, на частоте 32 ГГц. На рис. 2, в и г те же
распределения приведены для случая возбуждения МПИ щелью. Как видно из графиков, КНД МПИ
больше КНД одиночной щели примерно на 1 дБ. Осциллирующий характер угловой зависимости КНД
объясняется эффектами взаимодействия первичного поля излучения с металлическими деталями ан-
тенны (см. рис. 1).
Исходными данными проектирования одномерной решетки являлись: полоса рабочих частот
32...35 ГГц, ширина ДН не более 10°, уровень боковых лепестков (УБЛ) не более -13 дБ, линейная по-
ляризация излучения. Тип разрабатываемой и исследуемой антенны - резонансная, возможные отклоне-
ния максимума ДН от нормали к широкой стенке волновода не более 3°. Резонансный режим использу-
ется, чтобы добиться наибольшего значения КУ, при этом возможные отклонения максимума ДН с из-
менением частоты допускаются в пределах четверти ширины ДН по половинной мощности. Поперечные
размеры возбуждающего волновода были выбраны стандартными в восьмимиллиметровом диапазоне
7,2x3,4 мм. В качестве подложки микрополосковой решетки был использован фольгированный диэлек-
трик Rogers 3003 толщиной 0,508 мм и с относительной диэлектрической проницаемостью е= 3.
При расчете микрополосковой антенны с последовательным возбуждением ширину ДН по уровню
мощности 0,5 можно оценить по формуле [12] Д0о,5= 51/ал, град, где ax~LxIX-, Л - длина волны; Lx -
длина линейки. Исходя из требований к ширине ДН, грубо определяем число излучателей N= 10 при
Л =8,7 мм (/о = 34,5 ГГц).
Щели в широкой стенке волновода продольные, следовательно, антенную линейку можно предста-
вить в виде эквивалентной схемы, состоящей из параллельно соединенных нормированных адмиттансов
Yn [13] (рис. 3). В данном случае Y„ = Gn + ]Bn - это не просто адмиттанс щели, а адмиттанс системы
«щель - МПИ». Связь щелей с полем волновода переменно-фазная, поэтому расстояние между щелями
выбиралось равным d- Awg/2, где Awg - длина волны в волноводе для основной моды. Поскольку тип
антенной линейки резонансный, на конце волновода на расстоянии Awg/4 размещается короткозамы-
кающий поршень (КЗ).
Рис. 2. Графическое представление результатов расчета: а, в - распределения напряженности электрического поля на расстоя-
нии 0,5 мм от резонансной щели в волноводе (а) и от МПИ (в); б, г - углового распределения КНД щели (б) и МПИ (г) (черные
линии на рисунках слева - контуры щели и МПИ)
78
"Антенны" 2016 г., выпуск 1 (221)
Прикладные задачи, решаемые антенной техникой
Как следует из эквивалентной схемы, в условиях резонанса
каждого излучателя Yn « Gn входной адмиттанс резонансной ан-
N
тенны Y = ^Yn =1, а значения эквивалентной нормированной
77=1
проводимости излучателя с номером п в случае равноамплитуд-
ного распределения возбуждения Gn = 1/N, где А = 10.
Ключевым элементом в проектировании антенной линейки
является определение необходимых геометрических параметров Рис. 3. Эквивалентная схема микрополоско-
системы «щель - МПИ». Была проведена процедура параметри- вой линейки с возбуждением от волновода
ческого исследования влияния геометрических размеров щели и МПИ на резонансную частоту антенны
/о с помощью пакета CST MS. Подобно параметрическим исследованиям, выполненным в работах [5,
14], исследовалось влияние длины и ширины щели и МПИ на заданную резонансную частоту и уровень
коэффициента S21, который определяет эквивалентную нормированную проводимость излучателя. Ис-
следования проводились на модели, представленной на рис. 4, а. На рис. 4, б приведена частотная зави-
симость коэффициента S2 ь Начальными значениями в процедуре синтеза оптимальных размеров щели и
МПИ являлись: 1) длина щели /slot = ^/^^/(e + l)/?], ширина щели wslot = 0,2/slot; 2) ширина МПИ
Рис. 4. Система «щель - МПИ»: а - модель системы; б - график частотной зависимости коэффициента S21
Результаты проектирования одномерной
решетки. Основные размеры антенны, по-
лученной в процессе решения задачи синте-
за, приведены на рис. 5, а. На рис. 5, б пока-
зано рассчитанное амлитудное распределе-
ние основной компоненты напряженности
электрического поля Ех на частоте 34,5 ГГц
на расстоянии 1 мм от поверхности МПИ
антенны. Видно, что на резонансной частоте
в антенне реализовано равноамплитудное
распределение возбуждения.
На рис. 6 представлены эксперимен-
тально полученные частотные зависимости
коэффициента отражения (КО) двух изго-
товленных антенных линеек. Антенны на-
страивались с помощью подбора оптималь-
ного положения короткозамыкателя. Рабочие
полосы частот по уровню КО -10 дБ:
1) 33,4...35,5 ГГц-антенна 1;
2) 33.. .35,2 - антенна 2.
Рис. 5. Фотография изготовленной антенной линейки (а) и рассчитан-
ное относительное распределение основной компоненты напряженно-
сти электрического поля в ближней зоне на резонансной частоте (б)
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
79
Прикладные задачи, решаемые антенной техникой
На рис. 7-10 представлены угловые распреде-
ления абсолютного значения КУ антенны 1 в плос-
кости Н (плоскость YOZ, см. рис. 7): сплошная ли-
ния - экспериментальные результаты, штриховая -
результаты расчетов. Измерения КУ проводились в
дальней зоне с помощью измерительного комплек-
са антенно-фидерных систем (ИК АФС), разрабо-
танного ФГУП «ФНПЦ НИИИС им. Ю.Е. Седако-
ва». Погрешность измерения КУ составила ±1 дБ.
Значение КУ антенны 1 в полосе частот
33,5...35 ГГц составляет 15...15,8 дБ, что всего на
0,3 дБ меньше теоретического значения, получен-
ного в CST MS. Заметим, что на частоте 35 ГГц (см.
рис. 10) экспериментальная ДН отклонена на 2,3°
от нормали к антенне, что не превышает предел,
установленный выше. При этом теоретическая кри-
Рис. 6. Графики измеренных КО двух изготовленных антен- вая КУ в отличие от экспериментальной на частоте
ных линеек: I - антенна 1; 2 - антенна 2 35 ГГц имеет явный деградированный характер.
Рис. 8. Графики угловых распределений КУ в /7-плоскости на
частоте 34 ГГц
Рис. 7. Графики угловых распределений КУ в /7-плоскости на
частоте 33,5 ГГц
Рис. 9. Графики угловых распределений КУ в /7-плоскости на
частоте 34,5 ГГц
Рис. 10. Графики угловых распределений КУ в /7-плоскости на
частоте 35 ГГц
80
"Антенны" 2016 г., выпуск 1 (221)
Прикладные задачи, решаемые антенной техникой
Ширина ДН в //-плоскости варьируется в ин-
тервале 8,1...8,3°. УБЛ антенны в //-плоскости не
превышает уровень -13 дБ в полосе частот
33...34,5 ГГц, на частоте 35 ГГц УБЛ -12 дБ, что
объясняется нарушением равноамплитудного рас-
пределения возбуждения.
В Е-плоскости ширина экспериментальной
ДН антенны составляет 50...70° в полосе частот, а
теоретической 67° на частоте 33,5 ГГц (см. рис. 11).
Основные характеристики антенн 1 и 2, полу-
ченные экспериментально, приведены в таблице.
Оценим КПД изготовленных антенн на часто-
те 34,5 ГГц. Для этого воспользуемся подходом,
описанным в работе [14]. Подход для оценки КНД
в [14] был использован для двумерной решетки, в
данном случае модифицируем его для одномерного
случая. Как известно [15], КНД линейного излуча-
Рис. 11. Графики угловых распределений КУ в /^-плоскости на
частоте 33,5 ГГц
теля в режиме наклонного и попе- речного излучения можно оценить по формуле 27 0-1,11—, (1) л где L = 55 мм - длина излучателя. С учетом направленности элемента решетки получим 27 * Da=l,ll—Gel, (2) Л где Gei - КУ элемента одномерной решетки (см. рис. 3), принимаем Таблица. Основные характеристики антенн 1 и 2
Характеристика Антенна 1 Антенна 2
Частота, ГГц 33,5 34 34,5 35 33,5 34 34,5 35
КУ, дБ 15 15 15,5 15,8 15 14 15,2 14,7
УБЛ, дБ -13 -14 -13 -12 -13 -13 -14 -12
Ширина ДН в Я-плоскости, град 8,1 8,3 8,5 8,3 7,7 8,1 7,8 8,7
Ширина ДН в Яплоскости, град 50 50 52 50 71 74 67 56
КО, дБ -10,6 -12,5 -19 -15 -11,5 -11 -и,з -12
равным 4 дБ.
Коэффициент усиления антенной решетки найдем в соответствии с формулой
Gel
Л
(3)
где г) - КПД антенны.
В результате получаем оценку г) = 90%, что является довольно большим значением для антенн, по-
строенных с использованием микрополосковых линий, но приемлемым значением для волноводно-
щелевых антенн.
Результаты проектирования двумерной решетки. Топология одномерной микрополосковой антенной
решетки, приведенная выше, была использована при построении двумерной антенной решетки (рис. 12
и 13). Двумерная решетка состоит из восьми микрополосковых линеек с последовательным возбуждени-
ем МПИ квадратной формы с угла. МПИ находятся вне линии питания и соединяются с ней отрезками
микрополосковых линий (рис. 12). Антенная линейка с волноводным возбуждением является в данном
случае питающим, магистральным волноводом.
В качестве подложки микрополосковой решетки был также использован фольгированный диэлек-
трик Rogers 3003 толщиной 0,508 мм и с относительной диэлектрической проницаемостью е = 3 (изме-
рения на 10 ГГц). Резонансная частота излучения спроектированной двумерной решетки 33 ГГц.
В магистральном волноводе реализован резонансный режим с короткозамыкателем. Расстояние
между излучающими элементами по оси OX dx = 0,5Awg, где Awg - длина волны в волноводе. В излучаю-
щих микрополосковых линейках реализован режим бегущей волны с отклонением максимума ДН ан-
тенны от нормали к плоскости антенны: dy > Ят, где Ят - длина волны основной моды микрополосковой
линии. Начальное значение для стороны квадрата МПИ в процедуре синтеза оптимальных размеров
'Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
81
Прикладные задачи, решаемые антенной техникой
Рис. 12. Двумерная микрополосковая линейка с волноводным возбуждением: а - конструкция (модель) (7 - вход волновода;
2 - расположение короткозамыкателя; 3 - микрополосковые линейки с МПИ); б - топология излучателей
выбиралось равным W = + В результате возбуждения МПИ квадратной формы с угла, со-
гласно резонаторной модели [1, 16], возбуждаются две вырожденные моды (1, 0) и (0, 1). Поляризация
излучения МПИ в данном случае линейная.
Оптимизация размеров МПИ и щелей проводилась с помощью CST MS. На рис. 14 приведено рас-
считанное амплитудное распределение напряженности электрического поля на частоте 33 ГГц на рас-
стоянии 0,6 мм от поверхности МПИ антенны.
На рис. 15 представлена экспериментально полученная частотная зависимость КО изготовленной
антенны. Рабочие полосы частот по уровню КО -10 дБ - 32,7.. .34,7 ГГц.
На рис. 16 представлены измеренные ДН двумерной решетки в Я- и ^-плоскостях. Как видно из
графика, координата максимума ДН в Я-плоскости 0н = О°, что соответствует резонансному режиму
Рис. 15. График измеренного коэффициента отраже-
ния изготовленной антенной решетки
SM|
Рис. 14. Графическое представление рассчитанного относительного
распределения основной компоненты напряженности электрического
поля в ближней зоне на резонансной частоте
82
"Антенны" 2016 г., выпуск 1 (221)
Прикладные задачи, решаемые антенной техникой
возбуждающего волновода. В Е-плоскости (рис. 16)
координата максимума ДН Ое = 5° - луч отклонен в
сторону от магистрального волновода. КУ антенны
на частоте 33 ГГц равен 22 дБ. Оценка КПД антен-
ны, выполненная согласно рекомендациям [14],
rj =
• В данной работе приведены методики проек-
тирования одномерной и двумерной антенных
решеток восьмимиллиметрового диапазона
длин волн. Главная особенность исследуемых
решеток - применение волновода прямо-
угольного сечения в качестве возбуждающего
элемента конструкции. Использование подоб-
ной гибридной техники возбуждения позво-
лило увеличить КПД микрополосковых реше-
ток: для линейной решетки до 90%, для дву-
мерной решетки до 70%.
Другим эффектом применения гибридной техники является расширение рабочей полосы
частот до 6% в резонансном режиме по уровню КО -10 дБ, что предоставляет разработчику
осуществлять гибкую настройку антенн.
Гибридная техника сочетает в себе конструктивную простоту и удовлетворительные характе-
ристики излучения микрополосковых антенн.
В работе приведены удовлетворительно согласующиеся результаты теоретического и экспери-
ментального исследований двух типов антенных решеток: одномерной и двумерной.
Рис. 16. ДН двумерной решетки на частоте 33 ГГц: сплошная
линия - в /^-плоскости; штрихпунктирная линия - в //-плос-
кости
Литература
1. James J.P., Hall P.S., Wood С. Microstrip antenna theory and design. London: Peregrinus. 1981.
2. Mailloux R.J. , McIlVenna J.F., Kernweis N.P. Microstrip array technology // IEEE Trans, on Antennas and Propagation. 1981.
№ 29. P. 25-37.
3. Balanis C.A. Antenna theory: Analysis and design. NY: John Wiley & Sons, Inc. 1997.
4. Мануйлов М.Б., Лерер BA., Синявский Г.П. Методы расчета и новые применения волноводно-щелевых антенных решеток //
Успехи современной радиоэлектроники. Зарубежная радиоэлектроника. 2007. № 5. С. 1-29.
5. Van der Wilt F.P., Strijbos J.H.M. A 40 GHz planar antenna using hybrid coupling // Proc, of the Conf. “Perspectives on Radio
Astronomy: Technologies for Large Antenna Arrays”. 1999. P. 129-134.
6. Waterhouse R.B. Microstrip patch antennas: A designer’s guide. Boston: Kluwer. 2003.
7. Воскресенский Д.И, Степаненко В.И., Филиппов В.С. и др. Устройства СВЧ и антенны. Проектирование фазированных
антенных решеток. М.: Радиотехника. 2003.
8. Rebeiz G.M. Millimeter-wave and terahertz integrated circuit antennas // Proc, of the IEEE. 1992. V. 80. №11.
9. Kim K. W., Na C.H., Woo D.S. New dielectric-covered waveguide-to-microstrip transitions for Ka-band transceivers // IEEE MTT-S
Int. Microwave Symp. Dig. June 2003. V. 2. P. 1115-1118.
10. Artemenko A., Maltsev A., Maslennikov R., Sevastyanov A., Ssorin V. Design of wideband waveguide to microstrip transition for
60 GHz frequency band // Proc, of the 41st European Microwave Conference 2011. Manchester, UK. 2011. P. 838-841.
11. Yan L., Hong W., Hua G., Chen J., Wu K, Cui T.J. Simulation and experiment on SIW slot array antennas // IEEE Microwave and
Wireless Components Letters. 2004. V. 14. № 9. P. 446-448.
12. Kraus J.D., Marhefka R.J. Antennas for all applications. New York: McGraw-Hill. 2002.
13. Elliott R. S. Antenna theory and design. Englewood Cliffs, NJ: Prentice-Hall. 1981.
14. Wu W., Yin J., Yuan N. Design of an efficient X-band waveguide-fed microstrip patch antennas // IEEE Trans, on Antennas and
Propagation. 2007. V. 55 (7). P. 1933-1939.
15. МарковГ.Т., СазоновД.М. Антенны. M.: Энергия. 1975.
16. Yu В., Wu D., Seo К. Low cost, low side-lobe array of waveguide-fed microstrip antennas // 8th Internal Symp. on Antennas,
Propagation and EM theory. 2008. P. 800-802.
Поступила 13 октября 2015 г.
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
83
Прикладные задачи, решаемые антенной техникой
Design of microstrip antenna arrays with waveguide feeding
© Authors, 2016
© Radiotekhnika, 2016
I. A. Illarionov - Ph.D. (Eng.), Leading Research Scientist, FSUE FRPC "Measuring System Research Institute n.a. Yu.Ye. Sedakov"
(Nizhny Novgorod)
E-mail: illarionovi@list.ru
Ye. L. Varentsov - Head of Research Team, FSUE FRPC "Measuring System Research Institute n.a. Yu.Ye. Sedakov"
(Nizhny Novgorod)
E-mail: elvarentsov@mail.ru
A. V. Kashin - Dr.Sc. (Eng.), Deputy Chief Designer, FSUE FRPC "Measuring System Research Institute n.a. Yu.Ye. Sedakov"
(Nizhny Novgorod)
E-mail: aKashin@niiis.ru
Yu. A. Svetlakov - Ph.D. (Eng.), Leading Research Scientist, FSUE FRPC "Measuring System Research Institute n.a. Yu.Ye. Sedakov"
(Nizhny Novgorod)
E-mail: niiis@niiis.nnov.ru
The aim of our research is study of the radiation characteristics of the Ka-band microstrip antenna arrays which are excited with a
rectangular waveguide. The utilization of the rectangular waveguide provides high efficiency of the microstrip arrays.
The results of the theoretical and experimental studies of the one-dimensional and two-dimensional microstrip antenna arrays with
hybrid waveguide feed have been showed in this paper. The antenna elements of the treated arrays are microstrip patch antennas.
To provide the high gain the resonance condition is imposed in the arrays with maximum of the radiation pattern set perpendicular to
broad wall of the exciting waveguide. The designing and optimization of the geometrical parameters of the arrays have been pro-
vided with CST MS.
The significant objects were: 1) studies of the maximal operating frequency bandwidth of the array; 2) studies of the frequency de-
pendence of the efficiency; 3) design of the simple and helpful technological methods of fabrication of the microstrip arrays with
waveguide feed.
The main feature of the studied arrays is implementation of the exciting rectangular waveguide. This feature provides increase of the
efficiency of microstrip arrays which is 90% in one-dimensional case and 70% in two-dimensional one. The other effect is expanding
of the relative bandwidth up to 6% for the Si less than -10 dB. This permits the gradual and simple adjustment of the manufactured
antennas.
The hybrid technique of excitation combines the designing simplicity and satisfactory radiation characteristics of the microstrip an-
tenna arrays. The results of numerical calculations and experimental studies of the crucial antennas characteristics presented in the
paper are in good agreement.
References
1. JamesJ.P., Hall P.S, Wood C. Microstrip antenna theory and design. London: Peregrinus. 1981.
2. MaiHoux RJ. , McHVenna J.F., Kernweis N.P. Microstrip array technology // IEEE Trans, on Antennas and Propagation. 1981. № 29.
P. 25-37.
3. Balanis C.A. Antenna theory: Analysis and design. NY: John Wiley & Sons, Inc. 1997.
4. Manuilov M.B., Lerer V.A., Sinyavskij G.P. Metody rascheta I novye primeneniya volnovodno-shchelevykh antennykh reshetok // Us-
pekhi sovremennoj radioe'lektroniki. Zarubezhnaya radioe'lektronika. 2007. № 5. S. 1-29.
5. Van der Wilt F.P., Strijbos J.H.M. k 40 GHz planar antenna using hybrid coupling // Proc, of the Conf. "Perspectives on Radio Astron-
omy: Technologies for Large Antenna Arrays". 1999. P. 129-134.
6. Waterhouse R.B. Microstrip patch antennas: A designer's guide. Boston: Kluwer. 2003.
7. Voskresenskij D.I., Stepanenko V.I., Filippov V.S. i dr. Ustrojstva SVCh i antenny. Proektirovanie fazirovannykh antennykh reshetok.
M.: Radiotekhnika. 2003.
8. Rebeiz G.M. Millimeter-wave and terahertz integrated circuit antennas // Proc, of the IEEE. 1992. V. 80. № 11.
9. Kim K.W., Na C.H., Woo D.S. New dielectric-covered waveguide-to-microstrip transitions for Ka-band transceivers // IEEE MTT-S Int.
Microwave Symp. Dig. June 2003. V. 2. P. 1115-1118.
10. Artemenko A., Maltsev A., Maslennikov R.f Sevastyanov A., Ssorin V. Design of wideband waveguide to microstrip transition for 60 GHz
frequency band // Proc, of the 41st European Microwave Conference 2011. Manchester, UK. 2011. P. 838-841.
11. Yan L.f Hong W.f Hua G., Chen J., Wu К., Си! T.J. Simulation and experiment on SIW slot array antennas // IEEE Microwave and Wire-
less Components Letters. 2004. V. 14. № 9. P. 446-448.
12. Kraus J.D., Marhefka RJ. Antennas for all applications. New York: McGraw-Hill. 2002.
13. Elliott R.S. Antenna theory and design. Englewood Cliffs, NJ: Prentice-Hall. 1981.
14. 144/ W.f Yin J., Yuan N. Design of an efficient X-band waveguide-fed microstrip patch antennas // IEEE Trans, on Antennas and Propa-
gation. 2007. V. 55 (7). P. 1933-1939.
15. Markov G.T.f SazonovD.M. Antenny. M.: E'nergiya. 1975.
16. Yu B., Wu D., Seo К Low cost, low side-lobe array of waveguide-fed microstrip antennas // 8th Internal. Symp. on Antennas, Propa-
gation and EM theory. 2008. P. 800-802.
84
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
Антенные и фидерные измерения
УДК 621.396.67
Внутренняя сравнительная калибровка измерительной системы
при экспериментальном исследовании характеристик обратного
рассеяния объектов методом инверсного апертурного синтеза
© Авторы, 2016
© ЗАО «Издательство «Радиотехника», 2016
Ю. И. Белов - к.ф.-м.н., зав. лабораторией ФГБНУ НИРФИ (г. Нижний Новгород)
E-mail: belov@nirfi.sci-nnov.ru
Е. Л. Варенцов - начальник научно-исследовательской группы, ФГУП «ФНПЦ НИИ измерительных систем им. Ю.Е. Седакова»
(г. Нижний Новгород)
E-mail: elvarentsov@mail.ru
М. И. Дудкин - инженер-исследователь 3-й кат., ФГУП «ФНПЦ НИИ измерительных систем им. Ю.Е. Седакова»
(г. Нижний Новгород)
E-mail: dudkin.mikhail.ig@gmail.com
И. А. Илларионов - к.т.н., вед. науч, сотрудник, ФГУП «ФНПЦ НИИ измерительных систем им. Ю.Е. Седакова»
(г. Нижний Новгород)
E-mail: illarionovi@list.ru
А. Е. Шулындин - вед. инженер-исследователь, ФГУП «ФНПЦ НИИ измерительных систем им. Ю.Е. Седакова»
(г. Нижний Новгород)
E-mail: shulindinae@gmail.com
Развит обобщенный подход к процедуре уменьшения составляющих погрешности измерения характеристик рассеяния ком-
плексных объектов в их ближней зоне методом инверсного апертурного синтеза. Приведены рекомендации по выбору конфи-
гурации и параметров измерительной системы. Представлены экспериментальные и теоретические оценки эффективности
разработанных методов калибровки.
Ключевые слова: антенна, инверсный апертурный синтез, радиолокационное рассеяние, программная модель.
In the paper a generic approach to the procedure of measuring error components reducing has been developed for the scattering
characteristics measurements of complex objects in its near-field zone by the technique of inverse synthetic aperture. Some recom-
mendations for choice of configuration and parameters of the measuring system, as well as the experimental and analytical estimates
of the developed calibration methods have been presented.
Keywords: antenna, inverse aperture synthesis, radar scattering, software model.
Исследование характеристик рассеяния объектов является актуальной задачей: оно проводится для оп-
ределения диаграмм обратного рассеяния (ДОР) и оценки эффективной площади рассеяния (ЭПР) раз-
личных объектов с целью контроля или снижения их радиолокационной заметности. Развитие вычисли-
тельной техники значительно увеличило эффективность методов расчета, основанных как на аналитиче-
ской теории дифракции электромагнитных волн, так и на использовании численных методов. Однако
эти методы, даже при современном высоком качестве электромагнитного моделирования характеристик
рассеяния объектов, не исключают необходимости экспериментальных методов исследований для полу-
чения качественных и количественных оценок ЭПР.
В работе проводится определение характеристик обратного рассеяния объектов в их ближней
зоне, что является актуальной задачей в силу ряда причин. Первая причина состоит в том, характеристи-
ки рассеяния объектов желательно знать для условий окружения свободным пространством, имитация
которых осуществляется в безэховых камерах (БЭК), имеющих, как правило, ограниченные размеры
(большие БЭК дороги и уникальны), поэтому условия дальней зоны для объектов в них часто не реали-
зуемы. Вторая причина состоит в том, что существует необходимость определения характеристик об-
ратного рассеяния объектов непосредственно в ближней зоне при разработке систем предупреждения
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
85
Антенные и фидерные измерения
столкновений автомобилей, систем стыковки различных аппаратов и т.д. И, наконец, измеряемые сигна-
лы рассеяния от объектов в их ближней зоне демонстрируют увеличение интенсивности сигналов об-
ратного рассеяния на расстояниях от объекта в интервале 2-3 его линейных размеров [1]. Это физически
очевидно, так как в ближней зоне плотность потока электромагнитного излучения в так называемом
«прожекторном» луче выше, чем в главном луче диаграммы направленности [2]. Следовательно, при
измерениях можно реализовать большие отношения сигнал/шум, понимая под шумом нежелательные
отражения от окружающих измерительную установку конструкций.
Следующей побудительной причиной, позволяющей развивать методы измерений объектов в их
ближней зоне, является современная возможность проведения векторных измерений (амплитуда и фаза)
полей обратного рассеяния объектов. Измеренные данные позволяют рассчитывать ЭПР объектов с по-
мощью алгоритма, называемого инверсным апертурным синтезом (ИАС), обработки сигналов, измерен-
ных не только в дальней зоне объектов, но и в их ближней зоне [2]. В алгоритме ИАС восстанавливается
отражательная способность объекта, однозначно связанная с ЭПР, есть возможность формировать алго-
ритмы, помогающие выделять характерные признаки цели при их частичном облучении (что часто неиз-
бежно при близком расположении антенн радара от объекта), при разных ракурсах освещения.
Методика измерений характеристик обратного рассеяния в ближней зоне объектов с использова-
нием ИАС. Кратко изложим содержание алгоритма ИАС для квази-плоских объектов (характерный раз-
мер объекта по одной из декартовых координат, определенных в центральной его части, много меньше
характерных размеров по другим его координатам). Распространение алгоритма на трехмерные объекты
не представляется затруднительным (см., например, [3]).
Алгоритм состоит из двух частей:
1) получение комплексного распределения отражательной способности исследуемых объектов с
использованием его освещения в ближней зоне электромагнитной сферической волной в диапазоне час-
тот [4] и модельного представления составляющих объекта как не взаимодействующих сферических
рассеивателей - рассеивающих центров [5];
2) вычисление ЭПР обратного рассеяния и калибровка, использующие соотношение между ком-
плексным распределением отражений от объекта и его ЭПР, полученное в алгоритме ИАС для измере-
ний в дальней зоне объектов [6].
Первая часть алгоритма известна в литерату-
ре как SWISAR метод, схема измерений которого
показана на рис. 1.
Полагаем объект двухмерным с максималь-
ным размером D, квази-плоским, расположенным
в начале декартовой системы координат и имею-
щим возможность вращаться по оси 0 (азимут) по
отношению к направлению на освещающую ан-
тенну. Объект представляется как набор незави-
симых и ненаправленных точечных рассеивателей
с координатами р, (р к полярной системе коорди-
нат с центром на оси вращения, расположенных на
расстояниях d\ и di от фазовых центров излучаю-
Рис. 1. Схема измерения характеристик обратного рассеяния
методом ИАС
щей и приемной антенн соответственно. Характеристики амплитуды и фазы рассеянного поля в сово-
купности определяют двухмерную функцию отражательной способности *Р(р, ср) объекта в плоскости
при сканировании направления излучения по азимутальному углу 0.
Излучающая антенна (Е), расположенная на расстоянии 7?i от центра вращения объекта, формирует
электромагнитное поле с распределением Gb(ai) в направлении на объект. Рассеянное поле Es(f, 0) из-
меряется приемной антенной (R) с ДН бк(аг), расположенной на расстоянии 7?г под бистатическим уг-
лом /3 к излучающей антенне:
оо in _i—(<А+^2)
£s(/,0)= f f СЧ(р,<р)——-----G^G^aJpdpdcp,
J J dydj
oo 12
86
"Антенны" 2016 г., выпуск 1 (221)
Антенные и фидерные измерения
где С - константа, определяющаяся параметрами системы, исключается в результате процесса калиб-
ровки; dx = ^R2 + р2 - 2R{p cos(<p -0), d2- 7^2 + Р1" cos(^> - 0 - /?) - расстояние от центра враще-
ния объекта до фазовых центров излучающей и приемной антенн соответственно;
. (рът((р-0У} . ( psin(q)-0 -
aY = arcsm -——-------- , а2 = arcsm ———----— - угловые аргументы диаграмм распределения уси-
\ dl ) I d2 )
ления антенн.
Распределение отражательной способности методом ИАС определяется интегрированием по часто-
те f зондирующего сигнала и азимутальному углу сканирования:
оо 2л
'F(p,^)=J J E^f,e)^f,e,P,(p)dfde,
О о
где к измеренному рассеянному полю применяется интегральный оператор £(/,0,р,<р) =
(dxd2~)f „ , ,
= е z , использующим «фокусирующую» функцию, которая компенсирует затухание
^e(«i)gr(«2)
и фазу рассеяния сферической волны, отраженной от каждой точки объекта.
Модуль комплексного спектра плоских волн распределения отражающей способности структурных
составляющих лоцируемого объекта будет представлять собой распределение ЭПР обратного рассеяния
как функцию углов ракурса и частот облучения объекта:
.-2л- 00 00 2тГ, Л •
-12—R г /• 12—(xcos0+ysm0)
<т(/,0) = е Я I I Ч/(х>У)е Я dxdy,
—оо—оо
где ЭПР(/,0) = |<т(/,0)|2.
Обязательной и важной процедурой
радиолокационных измерений объектов в
их ближней зоне является калибровка
(рис. 2), т.е. приведение в соответствие из-
меренных данных к величинам размерности
ЭПР эталона, для чего рассчитанная ЭПР
объекта нормируется на ЭПР эталона.
Обычно в качестве эталона применяют сфе-
ру, диск или вертикальный цилиндр, ЭПР
которых рассчитываются достаточно точно.
В результате выполнения операции калибровки, по сути, вычисляется реакция математической сис-
темы обработки измеренных данных для любого объекта рассеяния на квазиточечный источник рассея-
ния. Таким образом, производится взвешивание полученных обработкой величин приписанными калиб-
ровкой значениями ЭПР. Калибровочная сфера должна быть по возможности малой (по сравнению с
линейным размером апертур использованных антенн), но сигнал от нее должен превышать сигнал от
фона (отражения от посторонних объектов и стен БЭК) для повышения точности измерений.
Привлекательным свойством метода является возможность получения с его помощью изображения
радиолокационного объекта сложной формы, составленного из набора невзаимодействующих рассеи-
вающих центров [7]. При этом изображение с помощью решения прямой задачи об излучении и с помо-
щью калибровки переводится в распределение квази-ЭПР [1, 2], что важно для разработки радиолокаци-
онных систем ближнего действия. Проблемным в методе является измерение объектов, ЭПР которых
определяется многократными отражениями, например, радиолокационный уголок, сопла реактивных
двигателей и др.
Величина, которая называется в данной статье отражательной способностью, хотя терминологиче-
ски тождественна, но отличается от отражательной способности в радиометрии, которая определяется
как отношение потока излучения, отраженного от поверхности, к падающему потоку [8]. Получаемое в
обработке распределение отражательной способности используется как изображение зондируемого объ-
Рис. 2. Процедура нормировки в методе ИАС
'Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
87
Антенные и фидерные измерения
екта, представленное в виде набора отражающих невзаимодействующих центров [7]. Этот подход по-
зволяет сравнить оптическую идентификацию объекта с его радиоизображением в миллиметровом диа-
пазоне, а также получить и традиционную радиолокационную характеристику зондируемого объекта -
эффективную площадь рассеяния.
Полученное в результате обработки данных, измеренных в ближней зоне объекта рассеяния, рас-
пределение отражательной способности дополнительно может быть использовано для расчетов (в при-
ближении невзаимодействующих рассеивателей) полей рассеяния на внешних окружностях, отстоящих
от окружности измерений на любые расстояния. Сделанные оценки погрешности при выполнении таких
алгоритмов позволяют сделать вывод о возможности значительной экономии времени измерительных
процедур при исследовании свойств обратного рассеивания различных объектов.
Установка для измерений ЭПР обратного рассеяния методом ИАС. Для исследования возможностей
использования метода ИАС в ближней зоне рассеяния объектов с целью построения функциональных
зависимостей квази-ЭПР объектов в их ближней зоне была создана лабораторная измерительная систе-
ма, использующая квази-моностатический режим измерений рассеянного поля (рис. 3), т.е. когда антен-
ны системы разделены на приемную и передающую, при этом бистатический угол между осями антенн
в проекции на горизонтальную плоскость сканирования равен нулю.
Рис. 3. Схема квази-моностатической измерительной системы
Измерительная система состоит из поворотного устройства с колонной из материала с диэлектриче-
ской проницаемостью, близкой к 1, на котором вращается исследуемый объект вокруг вертикальной оси.
В качестве измерительного оборудования использовался векторный анализатор цепей, к портам которо-
го подключены приемная и передающая антенны.
Совпадение геометрического образа исследуемого объекта (в оптическом диапазоне) и его образа,
представленного в виде амплитудного и фазового распределения отражательной способности, наиболее
заметно для фазового распределения токов, связанных с элементами поверхности рассеяния, дискрети-
зированными в процедуре измерений и обработки данных, что иллюстрируется рис. 4. Эксперименталь-
ные исследования проводились в восьмимиллиметровом диапазоне частот (25...37,5 ГГц) с шагом по
частоте 50 МГц на расстоянии фазовых центров антенн до оси вращения объектов ~ 300 мм.
Анализ и оценка факторов влияния на погрешности восстановления распределений отражатель-
ной способности для объектов простой формы. Оценка и последующая разработка методов уменьше-
ния влияния при экспериментальных исследованиях отдельных структурных составляющих измери-
тельной установки и параметров измерений являются важной задачей настоящей работы. Данный под-
ход в работе по аналогии с терминологией, введенной в [9], назван методом внутренних сравнительных
калибровок. Внутренние сравнительные калибровки, использующие априорную информацию о характе-
ристиках рассеяния калибровочного объекта, а также электромагнитное моделирование обеспечивают
превращение измерительной системы в прецизионную, когда погрешность измерений характеристик
любых объектов практически будет соответствовать погрешности измерения сигналов от калибраторов
(например, металлических сфер).
Авторами был проведен анализ основных факторов, влияющих на точность восстановления отра-
жательной способности (по критерию совпадения формы радиоизображений сферических объектов с их
геометрическими образами) и, как следствие, точность расчета ЭПР. Они включают в себя:
88
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
Антенные и фидерные измерения
Рис. 4. Графическое представление результатов измерения отражательной способности различных объектов методом ИАС
(слева направо: фото объекта, амплитуда и фаза вычисленной отражательной способности): а - металлического диска; б - ме-
таллической сферы; в - диэлектрического фланца
форму передаточных характеристик излучающей и приемной антенн, включая частотную эволю-
цию положения фазового центра;
искажения, присутствующие в измеренном поле, связанные с влиянием фона, формируемым отра-
жениями от опорно-поворотного устройства, наличием элементов креплений объекта и конструкций,
свойствами радиопоглощающего материала и структурой БЭК;
конечную развязку излучающей и приемной антенн;
полосу частот излучения;
дискретизацию аргументов по частоте и углу вращения объекта.
Дисперсионные характеристики антенн. На практике стандартная калибровка векторного анализатора
цепей TOSM (Through - Open - Short - Match) проводится на концах кабелей, подключаемых к портам.
В связи с этим обстоятельством требуется учитывать дисперсионные характеристики адаптеров и ан-
тенн, подключенных к калиброванным кабелям векторного анализатора цепей, включая эволюцию фа-
зового центра применяемых антенн, в зависимости от частоты. Неопределенность дисперсионной харак-
" Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
89
Антенные и фидерные измерения
теристики при восстановлении отражательной
способности приводит к изменению масштаба то-
чечных рассеивателей и размытию их границ. На
рис. 5 показано изменение амплитуды отража-
тельной способности по радиальной координате в
зависимости от погрешности дисперсионной ха-
рактеристики антенн AD, приведенной к средней
длине волны частотного диапазона.
Выбор расстояния до объекта. Исследования,
проведенные с калибровочными сферическими
объектами [1] (рис. 6) и коническими объектами
[10], показали, что для увеличения отношения сиг-
нал/шум в измерениях можно использовать со-
кращения дальней зоны от 2 до 20. При этом вели-
чины квази-ЭПР отличаются от ЭПР на 5-10 дБ.
Рис. 5. Графическое представление влияния дисперсионной Рассеянные поля измеряются на окружности ра-
харакгеристики антенн на распределение амплитуды отража- диусом R = 2D, где D является характерным ли-
тельной способности нейным размером исследуемого объекта.
Исследуемый объект в случае применения
слабонаправленных антенн будет освещен цели-
ком, что приведет к незначительной разнице ам-
плитуд откликов от точек рассеяния объекта. Ма-
лые сокращения дальней зоны позволяют не ис-
пользовать в алгоритме обработки измеренных
данных коррекцию на диаграммы направленности
антенн, что существенно облегчает обработку.
Диаграммы направленности в широком диапазоне
частот даже таких простых антенн, как пирами-
дальные рупоры, изменяются с частотой, что не-
обходимо учитывать.
На рис. 7 представлены зависимости ампли-
туды принятого рассеянного поля при различных
расстояниях до объекта (5D и 2D), пересчитанные
Рис. 6. Графическое представление изменения принятой мощ- с помощью преобразования Фурье измеренных
ности от металлической сферы 030л г г j г г
данных от частотного аргумента во временную
область. Выделение рассеянного сиг-
нала на большем расстоянии произво-
дится легче простейшими методами
стробирования, но при этом интенсив-
ность принятого сигнала уменьшается
на порядок.
Исследования изменения значе-
ний квази-ЭПР [1] или RCS1 и RCS2
[10] с расстоянием от исследуемого
объекта рассматривались в эксперимен-
тах с проводящими сферами 0100 мм
и 0150 мм. Измерения сигналов об-
ратного рассеяния в описываемой ус-
тановке были проведены на расстоя-
ниях от центра сферы до апертур от-
крытых концов волноводов восьми-
миллиметрового диапазона, равных
Рис. 7. Графическое представление влияния изменения расстояния до объекта
на амплитуду принятого рассеянного поля
90
Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
Антенные и фидерные измерения
312, 760 и 1095 мм. Результаты расчетов квази-ЭПР, нормированных на значение квази-ЭПР, получен-
Рис. 8. Графическое представление значений квази-ЭПР для сферы 0100 мм (а) и 0150 мм (б)
Дальняя зона для рассеянного сферами сиг-
нала находилась на расстоянии примерно 2 м для
сферы 0100 мм и 4,5 м для сферы 0150 мм. Вели-
чины сокращений т расстояния дальней зоны для
расстояний, на которых были проведены измере-
ния, и значения квази-ЭПР, нормированных на зна-
чение квази-ЭПР* полученное для сферы 0100 мм
на расстоянии 312 мм, приведены на рис. 9.
Пространственный фон. При радиолокационных
измерениях всегда уделяется большое внимание
ослаблению эффектов влияния окружающих
предметов на результаты измерения и увеличению
информационного сигнала, поэтому важно не
только обеспечить отсутствие посторонних токо-
проводящих объектов в зоне эксперимента, но и
увеличить развязку антенных систем. На рис. 10
приведены значения амплитуды при-
нятого рассеянного поля, пересчитан-
ные с помощью преобразования Фурье
измеренных данных от частотного ар-
гумента во временную область, от ме-
таллической сферы до и после укры-
тия области эксперимента радиопо-
глощающим материалом (РПМ) и уве-
личения развязки между антеннами.
Современные векторные анализа-
торы цепей позволяют в широком
диапазоне частот провести предвари-
тельные измерения сигналов от уста-
новки и стен БЭК в отсутствие цели
(пространственный фон). Комплекс-
ные значения ЭТИХ сигналов запоми- Рис. ю. Графическое представление влияния пространственного фона и раз-
наются и вычитаются векторным спо- вязки антенн на амплитуду принятого рассеянного поля
Рис. 9. Графики зависимости квази-ЭПР для сфер 0100 мм (/)
и 0150 мм (2) от расстояния
Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
91
Антенные и фидерные измерения
собом (как комплексные числа) после проведения измерений полей обратного рассеяния от объектов в
тех же точках, где были измерены значения сигналов фона. Полученные характеристики рассеяния та-
кой «очисткой» от влияния фона помогают оценить вклад полигона в результаты измерений. Данный
подход позволяет частично исключить влияние посторонних объектов в области эксперимента (рис. 11).
р, мм
а)
б)
Рис. 11. Графическое представление влияния фона и развязки антенн на распределение амплитуды отражательной способности
до (а) и после (б) пространственной коррекции
Дискретизация по азимутальному углу.
Для обеспечения отсутствия в изображени-
ях ложных источников рассеяния, вплоть
до значений p = R, необходимо обеспечить
линейный пространственный шаг на дуге
окружности измерения рассеянного поля не
более половины длины волны верхнего
предела диапазона рабочих частот Л/2 (т.е.
Дг < Л/2) АО < 2arctg
что подтвер-
ждают экспериментальные исследования
(рис. 12) и моделирование. Наличие апри-
орной информации о расположении объек-
та и его размерах снижает это жесткое тре-
бование до величины Дг » 2Л.
Диапазон частот и дискретизация по
частоте. Диапазон частот определяет раз-
решающую способность по радиальной
Рис. 12. Графическое представление влияния дискрета по азимутально-
му углу на распределение амплитуды отражательной способности
координате ApKS -/min), которая ограничивается рабочей полосой установки. При этом номи-
нальный дискрет по дальности составляет величину Др = 4Л/(2тг)2. На рис. 13 показано, что разрешаю-
щая способность по радиальной координате определяет неопределенность положения предполагаемого
точечного рассеивателя, а уменьшение дискрета по дальности (0,5 мм) является излишне информатив-
ным.
Шаг по частоте при измерениях с помощью метода ИАС в ближней зоне не превышает размер вы-
борки по теореме Котельникова-Найквиста Af <c/(2-2R). Увеличение частотного шага ведет к появле-
нию в области восстановления отражательной способности ложных откликов (рис. 14).
92
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
Антенные и фидерные измерения
Рис. 13. Графическое представление влияния разрешающей
способности по радиальной координате на распределение
амплитуды отражательной способности
Рис. 14. Графическое представление влияния шага по частоте
на распределение амплитуды отражательной способности
Калибровка и расчет ЭПР. На рис. 15 приведены (слева направо) фотография, изображение распреде-
ления отражательной способности и ДОР для сферы 0150 мм и алюминиевого параллелепипеда
215x90x40 мм в сравнении с калибровочной сферой 0100 мм. Значения отражательной способности
получены при коррекции измеренных комплексных данных рассеянных полей на дисперсионные харак-
теристики антенн и пространственного фона. ДОР (распределение обратной ЭПР по азимутальному уг-
лу) рассчитаны после пространственной фильтрации отражательной способности, отклонение ЭПР от
среднего значения составляет не более 7%.
Отклонение‘отношения средних значений ЭПР для сфер 0150 мм и 0100 мм составляет не более
20% от теоретической (КС8Сфера= лт2) во всем диапазоне частот измерения. Теоретическая ЭПР прямо-
Рис. 15. Примеры экспериментального исследования характеристик рассеяния объектов методом ИАС
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
93
Антенные и фидерные измерения
угольной пластины в направлении нормали к поверхности рассчитывается как RCSnpHM
4ЛГ 2,2 /
= —ай (где а и
Л2
b - стороны прямоугольника), при этом отклонение экспериментального результата составляет также не
более 20%.
• В результате проведенной работы определены требования и даны рекомендации по выбору пара-
метров измерительной системы для исследования характеристик рассеяния объектов методом ИАС.
Увеличение расстояния от апертур антенн системы до оси вращения объекта уменьшает дина-
мический диапазон измеряемого рассеянного поля и, как следствие, точность восстановления отра-
жательной способности объекта, а увеличение дискрета сканирования по азимутальному углу
уменьшает область восстановления отражательной способности. Неопределенность при учете дис-
персионных характеристик антенн и СВЧ-трактов приводит к изменению масштаба и размытию
границ отражательной способности. Методика «пространственной чистки» паразитных переотра-
женных сигналов и учет развязки антенн позволяют качественно повысить точность восстановле-
ния отражательной способности. Рабочий диапазон частот измерений определяет разрешающую
способность метода ИАС, при этом увеличение числа точек по частоте в этом диапазоне не целесо-
образно.
Результаты экспериментальных исследований показали, что применение метода ИАС с ис-
пользованием методов внутренней сравнительной калибровки измерительной системы позволяет
получать результаты измерения квази-ЭПР от углового и частотного аргументов исследованных
простых объектов в их ближней зоне с погрешностью порядка 20%, которая удовлетворяет требо-
ваниям большинства задач радиолокационных измерений [11].
Литература
1. Белов Ю.И, Минеев С.Е., Тихонов А.Н. Измерения бистатической ЭПР объектов в их ближней зоне // Сб. тезисов Между-
нар. научно-технич. конф. ИСТ-2010. Н.Новгород. НГТУ им. Р.Е. Алексеева.
2. Taylor J.M., Terzuoli A. J. On the concept of near field radar cross section // IEEE AP-S Intemat. Symp. Canada. 13-18 July 1997.
V. 2. P. 1172-1175.
3. Lopez-Sanchez J.M, 3-D radar imaging using range migration techniques // IEEE Trans, on Antennas and Propagation. 2000. V. 48.
№ 5. P. 728-737.
4. Broquetas A., Palau J., JofreL., Cardama A. Spherical wave near-field imaging and radar cross-section measurement // IEEE Trans,
on Antennas and Propagation. 1998. V. 46. № 5. P. 730-735.
5. Schuler K., Becker D., Wiesbeck W. Extraction of virtual scattering centers of vehicles by ray-tracing simulations // IEEE Trans, on
Antennas and Propagation. 2008. V. 56. № 11. P. 3543-3551.
6. Broquetas A., Jofre L., Cardama A. A near field spherical wave inverse synthetic aperture radar (SWISAR) technique // IEEE AP-S
Symp. Dig. Chicago, IL. July 1992. V. 2. P. 1114-1117.
7. Buddendick H., Eibert T.F. Incoherent scattering-center representations and parameterizations for automobiles // IEEE AP Magazine.
2012. V. 54. № 1. P. 141-147.
8. Слеттер Ф.Н. Радиометрические проблемы дистанционного зондировании // ТИИЭР. 1985. Т. 73. № 6. С. 56-72.
9. Slater D. Near-field antenna measurements. Artech House Inc. 1991.
10. LaHaie I. J. Overview of an image-based technique for predicting far-field RCS from near-field measurements // IEEE AP Magazine.
2003. № 6. P. 159-169.
11. Майзелъс E.H., Торгованов В.А. Измерение характеристик рассеяния радиолокационных целей. М.: Сов. радио. 1972.
Поступила 13 октября 2015 г.
Internal comparative calibration of the measuring system
in the experimental investigation of the back-scattering characteristics
of objects by the inverse aperture synthesis technique
© Authors, 2016
© Radiotekhnika, 2016
Yu. I. Belov - Ph.D. (Phys.-Math.), Head of Laboratory of Physics Research Institute
E-mail: belov@nirfi.sci-nnov.ru
Ye. L. Varentsov - Head of Research Team, FSUE FRPC "Measuring System Research Institute n.a. Yu.Ye. Sedakov"
(Nizhny Novgorod)
E-mail: elvarentsov@mail.ru
94
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
Антенные и фидерные измерения
М. I. Dudkin - Research Engineer of 3rd category, FSUE FRPC "Measuring System Research Institute n.a. Yu.Ye. Sedakov"
(Nizhny Novgorod)
E-mail: dudkin.mikhail.ig@gmail.com
I. A. Illarionov - Ph.D. (Eng.), Leading Research Scientist, FSUE FRPC "Measuring System Research Institute n.a. Yu.Ye. Sedakov"
(Nizhny Novgorod)
E-mail: illarionovi@list.ru
A. Ye. Shulyndin - Leading Research Engineer, FSUE FRPC "Measuring System Research Institute n.a. Yu.Ye. Sedakov"
(Nizhny Novgorod)
E-mail: shulindinae@gmail.com
Research of the characteristics of scattering fields is made to determine the backscatter!ng diagrams and the radar cross section
(RCS) of an object with the aim to control and reduce radar visibility.
Vector measurements (amplitude and phase) of the objects backscattering fields in their near-field area allow calculating the object
RCS with the processing algorithm, called inverse aperture synthesis (IAS), which reconstructs the reflectivity of an object uniquely
associated with the RCS.
This paper analyzes the main factors influencing the accuracy of reflectance reconstruction (by the coincidence of the radio image
with a geometric shape) and, as a consequence, the accuracy of the RCS calculation: the distortions presented in the measured field
and related to the influence of the background (quality of the anechoic chamber, the rotary support, presence of the fastening ele-
ments), finite isolation of the emitter and receiver antennas, the transmission characteristics of the antennas, including the frequency
dependence of the phase center position, the radiation frequency band and frequency step, choice of the distance and the azimuth
angle sampling.
The experimental results have shown that the presented method allows to obtain results of objects RCS measurements with an accu-
racy of about 20%, which fits the requirements of the majority of tasks.
References
1. Belov Yu.I., Mineev S.E., Tikhonov A.N. Izmereniya bistaticheskoj E’PR ob”ektov v ikh blizhnej zone // Sb. tezisov Mezhdunar.
nauchno-tekhnich. konf. IST-2010. N.Novgorod. NGTU im. R.E. Alekseeva.
2. Taylor J.M., Terzuoli A.J. On the concept of near field radar cross section // IEEE AP-S Internat. Symp. Canada. 13-18 July 1997. V. 2.
P. 1172 -1175.
3. Lopez-Sanchez J. M. 3-D radar imaging using range migration techniques // IEEE Trans, on Antennas and Propagation. 2000. V. 48.
№ 5. P. 728-737.
4. Broquetas A., Palau J., Jofre L, Cardama A. Spherical wave near-field imaging and radar cross-section measurement // IEEE Trans, on
Antennas and Propagation. 1998. V. 46. № 5. P. 730-735.
5. Schuler K., Becker D., Wiesbeck W. Extraction of virtual scattering centers of vehicles by ray-tracing simulations // IEEE Trans, on
Antennas and Propagation. 2008. V. 56. № 11. P. 3543-3551.
6. Broquetas A., Jofre L., Cardama A. A near field spherical wave inverse synthetic aperture radar (SWISAR) technique // IEEE AP-S
Symp. Dig. Chicago, IL. July 1992. V. 2. P. 1114-1117.
7. Buddendick H., Elbert T.F. Incoherent scattering-center representations and parameterizations for automobiles // IEEE AP Magazine.
2012. V. 54. № 1. P. 141-147.
8. SletterF.N. Radiometricheskie problemy distantsionnogo zondirovanii // TIIE’R. 1985. T. 73. № 6. S. 56-72.
9. Slater D. Near-field antenna measurements. Artech House Inc. 1991.
10. LaHaie I.J. Overview of an image-based technique for predicting far-field RCS from near-field measurements // IEEE AP Magazine.
2003. № 6. P. 159-169.
11. MajzeTsEN., Torgovanov V.A. Izmerenie kharakteristik rasseyaniya radiolokatsionnykh tselej. M.: Sov. radio. 1972.
Уважаемые читатели!
В Издательстве «Радиотехника» Вы можете приобрести книгу
Гринев А. Ю., Гиголо А. И.
Математические основы и методы решения задач электродинамики
ISBN 978-5-93108-095-6
Последовательно рассмотрен математический аппарат, необходимый для изучения электродинамики. Подробно
исследованы основные аналитические и численные методы решения задач электродинамики, проведен обзор про-
граммных и алгоритмических средств решения прикладных задач электродинамики.
Для студентов, обучающихся по направлениям «Радиотехника» и «Радиоэлектронные системы и комплексы».
Может быть полезно аспирантам, инженерам и сотрудникам научно-исследовательских институтов при повышении
квалификации.
По вопросам заказа и приобретения книг обращаться по адресу:
107031 г. Москва, Кузнецкий мост, 20/6.
Тел./факс: (495) 625-92-41, тел.: (495) 625-78-72,621-48-37;
http://www.radiotec.ru; e-mail: info@radiotec.ru
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
95
Антенные и фидерные измерения
УДК 621.396.67
Методика экспериментального исследования характеристик
антенных систем в дальней зоне с повышенной точностью
© Авторы, 2016
© ЗАО «Издательство «Радиотехника», 2016
Е. Л. Варенцов - начальник научно-исследовательской группы, ФГУП «ФНПЦ НИИ измерительных систем им. Ю.Е. Седакова»
(г. Нижний Новгород)
E-mail: elvarentsov@mail.ru
А. В. Кашин - д.т.н., зам. гл. конструктора, ФГУП «ФНПЦ НИИ измерительных систем им. Ю.Е. Седакова» (г. Нижний Новгород)
E-mail: aKashin@niiis.ru
Представлена методика измерения характеристик антенн, совмещающая метод сравнения с эталонным ослаблением и метод
трех антенн. Предложенная схема измерения, реализованная в разработанном измерительном комплексе, существенно по-
вышает точность измерений. Метрологически обосновано снижение погрешности измерения. Приведены результаты компью-
терного моделирования процесса измерения и ряда экспериментальных работ.
Ключевые слова: антенна, методика измерения, характеристики антенны, коэффициент усиления, диаграмма направлен-
ности, степень кроссполяризации, погрешность измерения, программная модель.
The measurement technique based on the combination of the comparison and the three antennas methods has been described. The
proposed measuring scheme implemented in the existing measurement complex provides rise of the measurement precision. The
analytical and metrological proof of the lowering of the measurement's inaccuracy has been presented. The results of the program-
ming model and experimental works have been given.
Keywords: antenna, measurement, antenna characteristics, gain, pattern, crosspolarization content, inaccuracy measurement, soft-
ware model.
Совершенствование способов измерения характеристик антенн всегда имеет важное значение при их
разработке, изготовлении и серийном сопровождении. Измерение параметров антенн требует соответст-
вующего метрологического обеспечения. Сохраняется тенденция к повышению точности (достоверно-
сти) результатов экспериментальных исследований, что является одной из актуальных задач [1-3]. Дру-
гой актуальной задачей является максимальная реализация потенциальных технических и расширение
функциональных возможностей существующих измерительных установок при минимуме материальных
затрат.
В ФГУП «ФНПЦ НИИИС им. Ю.Е. Седакова» разработан измерительный комплекс (ИК АФС),
предназначенный для автоматизированного измерения основных характеристик антенн. Функциональ-
ная схема ИК АФС представлена на рис. 1.
Диапазон рабочих частот ИК АФС составляет от 100 МГц до 178 ГГц. Принцип действия ИК АФС
основан на методе измерений характеристик испытуемой антенны, расположенной в дальней зоне, с ис-
пользованием одной (метод двух антенн) или двух (метод сравнения) технологических антенн. При этом
технологическая и испытуемая антенны располагаются на поворотных устройствах в безэховой экрани-
рованной камере (БЭК).
Основой приемной подсистемы (ППС) [4] ИК АФС является анализатор спектра, режим работы ко-
торого зависит от активированного поддиапазона работы комплекса:
поддиапазон 100 МГц...2 ГГц - сигнал от приемной антенны через коммутаторы блока управления
ППС поступает напрямую в приемный тракт анализатора спектра и детектируется им на несущей частоте;
поддиапазон 2... 17,44 ГГц - сигнал от приемной антенны поступает в блок управления ППС на вход
коаксиального смесителя, преобразованный и усиленный сигнал ПЧ 23,7 МГц поступает на вход анали-
затора спектра;
поддиапазон 17,44...178 ГГц - сигнал от приемной антенны через волноводный преобразователь
частоты «вниз» (делитель) переводится на промежуточную частоту (ПЧ), поступает на блок управления
ППС, который коммутирует ПЧ сигнал 310,7 МГц на приемный тракт анализатора спектра, и детектиру-
ется на частоте ПЧ во всем волноводном диапазоне.
На предприятии разработана и внедрена в практику антенных измерений методика [5] эксперимен-
тальных исследований с повышенной точностью основных характеристик антенн: коэффициента усиле-
96
“Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
Антенные и фидерные измерения
Рис. 1. Схема ИК АФС
ния (КУ), степени кроссполяризации (СК), ширины диаграммы направленности (ДН) и положения мак-
симума. Методика основана на использовании стандартизованной аппаратуры ИК АФС с дополнением
его функционально-структурной схемы.
Способ измерения с повышенной точностью основных характеристик антенн основан на методе
сравнения разницы принятых мощностей с эталонным ослаблением. В качестве эталонного ослабления
принимается высокоточный калиброванный плавный аттенюатор, внесенный в тракт ППС. Именно этот
аттенюатор является единственным дополнительным оборудованием к существующему аппаратному
обеспечению комплекса, необходимым для проведения измерений по данной методике.
Измерение параметров антенн происходит в соответствии со схемой, представленной на рис. 2.
Выбранный способ измерения характеристик антенн аналогичен известному методу сравнения с
эталонным ослаблением, например, способ измерения КУ антенн [6], в котором требуется несколько
плавных аттенюаторов, перекрывающий желаемый диапазон частот измерений.
В работе представлена методика, обеспечивающая не только измерение КУ, но и СК, и шири-
ну ДН по уровню половины мощности, а также предложена уникальная схема измерения: плавный коак-
сиальный аттенюатор включен в приемный тракт анализатора спектра ППС, что позволяет использовать
только один аттенюатор с частот-
ным диапазоном от 20 МГц до
2 ГГц, охватывающий измерение
во всем диапазоне работы ком-
плекса (от 100 МГц до миллимет-
рового диапазона длин волн).
Измерение степени кроссполя-
ризации. На первом этапе
при измерении СК однотипные
антенны подключаются: одна
(А1) - к тракту излучающей под-
системы (ИПС) [7], другая (А2) -
к тракту ППС (вариант № 1 на
рис. 2). Обе антенны ориентиру-
ются максимумами излучения
Вентиль
Фидер (2-17,44 ГГц)
Преобразователь частоты
«вверх» (17,44-178 ГГц)
навстречу друг другу, устанавли- Рис. 2. Схема измерения с повышенной точностью параметров антенн
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
97
Антенные и фидерные измерения
(1)
вается рассогласованная поляризация полей излучающей и приемной антенн. Регистрируется показание
индикатора (ППС), удобное для отсчета («а - отклик ППС), при этом показание ослабления аттенюатора
выводится в начало шкалы ближе к 0 дБ (М - коэффициент передачи аттенюатора).
На втором этапе поляризация полей излучающей и приемной антенн согласованная, соот-
ветствующая максимуму излучения. Устанавливается значение коэффициента передачи аттенюатора N2,
при котором отклик ППС соответствует первоначальному показанию (tzA).
Аналогично проводятся измерения для А1 и АЗ, а также А2 и АЗ (варианты № 2 и № 3 рис. 2), при
этом устанавливаются значения коэффициента передачи аттенюатора У3 и N4, N$ и соответственно.
Оцениваемые мощности P(t), принятые ППС, определяются выражениями
= Gx G2 Pr(Zi)fK^[mx,M2,P±^\nx,
к 4лг R J k 2 7
/ \2
kUmx,m2,P}n2,
k ЧТСК J
, x 2 Z
Pia3) = G1G3PR(d^ К*Амх,М3,р±^
k 4лгЛ 7 k 2
<
/ \2
Ш = Gx G3 PR( K^MX,M3,P)N4,
k J
P2i3(t5) = G2G3P^5)[^] kUm2,M3,P±?-]n5,
k чТСК J k Z J
s \2
P2_3(/6) = g2 g3 Pr(/6) 4^ I ^Е(М2,М3,^)У6,
I k AnR J
где G\, ..., G3 - КУ антенн в направлении на парную антенну; Pr(Zi), ..., Рк(1в) - создаваемые ИПС мощ-
ности на выходе в моменты времени Л -t(> соответственно; Л(/,) - рабочая длина волны; k = c/f\c- ско-
рость света; f - рабочая частота измерения; R - расстояние между раскрывами излучающей и приемной
антенн; М,..., Nf, - значения коэффициентов передачи, которые обратно пропорциональны ослаблени-
ям, введенным на аттенюаторе; Л?рЕ - коэффициенты поляризационных потерь; М\, ...,М3 - СК по
мощности антенн; /? - угол между большими осями эллипсов поляризации поля излучаемой и приемной
антенн.
Коэффициент поляризационных потерь при совпадении направления вращения векторов поляриза-
ции (так как антенны однотипные) выражается формулой [8]
_(1 + 7^7^)2со82^ + (7л^7 + 7Л4Г)28т2/?
(1 + МЛиЧес) ’
где Mad, Мес - СК по мощности излучающей и приемной антенн.
Выбором ослаблений на аттенюаторе обеспечивается Р^=Р- аА. С учетом того, что при измерении
Р= 0, а поляризация антенн близка к линейной (т.е. М « 1, М2 « 1, М3 « 1), при условии
PgStp = const, P(tp = аА(/г) = const, Л(?;) = const, Gx(0,(p) = const, G2(0,<p) = const, G3(0,<p) = const, (3)
98
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
Антенные и фидерные измерения
Для расчета суммарной погрешности измерения СК на основании выражения (4), исключая условие
(3), получим
n&w2аг)су(0^;)су.±1(0'>г) .
где Nt =-----------—"-------------’~ номеРа паРных антенн.
Первичными случайными величинами для вычисления \[м по (5) являются величины N'(. Относи-
тельная погрешность косвенных измерений \/л7 будет определяться как
= 8т - относительная погрешность величины N',.
где
Формула относительной погрешности величины N- будет иметь вид
(7)
Составляющие выражения (7) означают следующее: —‘- = 8Ni - относительная погрешность плавного
м
др др
аттенюатора; —— = = 1 % - случайная погрешность флуктуации мощности ИПС;------= <5jnstab - 3,5%
Tr(^) Р(*1~)
- случайная погрешность нестабильности ППС; -^-^ = 8 ? = 210“4% - нестабильность частоты системы;
n'm
определяется отношением и характеризует погрешность совмещения осей максимального из-
лучения/приема пары антенн (отклонение по азимуту, поляризации и углу места, а также линейное сме-
щение, т.е. влияние погрешности юстировки поворотных устройств на ДН -3F ).
В лабораторной системе координат имеют место погрешности юстировки поляризационных блоков
опорно-поворотных устройств (ОПУ) № 1 и № 2, перпендикулярности азимутальной и поляризационной
осей. Погрешности такого рода приводят к невозможности совмещения максимумов излучающей и при-
емной антенн, т.е. линейное смещение осей максимального излучения/приема антенн <5ime и их угловое
смещение ^angi. Относительная погрешность установки антенных систем в требуемое положение
c>z = +^нпе рассчитывается исходя из конструкции ОПУ и их юстировочных параметров.
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
99
Антенные и фидерные измерения
Рис. 3. Графическое представление влияния юстиро-
вочных параметров стендового оборудования на ис-
кажение ДН антенны
Для оценки влияния юстировочных параметров
стендового оборудования на искажение ДН антенны
представим главный лепесток в виде функции Гаусса
Z а Л2
F(6») = exp --------- 41п2
I ^0.5 j
(/о,5 - ширина ДН по уровню
половины мощности в исследуемой плоскости), что
вполне адекватно для большинства антенн. Таким обра-
зом, относительная погрешность ДН из-за влияния юсти-
ровочных параметров определяется выражением
dF(0) А6>
д0 F(0)
81п2-^
(Го>5)
(8)
где &0 = 8у/о,5 ~ абсолютное отклонение лабораторной
системы координат.
Для отклонения в пределах главного лепестка ДН антенны на угол A# из выражения (8) получим
8рг = ±|81п2 (рис. 3). Соответственно выражение для расчета относительной погрешности измерения
СК будет выглядеть как
-±T_7^J'vr‘(^'1+ 5^2) +—^-(5^3 + 8n<^ +—$-(8N'5 +8N'6) ,
2v M у -ZV| TV з TV $
(9)
где
$N'i ~ -^Ni + + ^instab + (^/) + $Fr + • (10)
Здесь 8P - относительная погрешность, обусловленная переотражением в БЭК.
Измерение коэффициента усиления. Реализация измерений КУ проводится вчетыре этапа.
На первом этапе антенны подключаются: одна (А1) - к излучающему тракту ИПС, другая
(А2) - к приемному тракту ППС. Обе антенны ориентируются максимумами излучения навстречу друг
другу при согласованной поляризации. Регистрируется показание индикатора (ад - отклик ППС), при
этом значение коэффициента передачи аттенюатора N\.
На втором этапе А2 заменяется на АЗ, т.е. в измерении участвуют А1 и АЗ, и аттенюатором
устанавливается показание индикатора ад, зафиксированное на первом этапе (Л^ - коэффициент переда-
чи аттенюатора).
На третьем этапе А1 заменяется на А2, т.е. в измерении участвуют А2 и АЗ, и аттенюатором
устанавливается показание индикатора ад (N$ - коэффициент передачи аттенюатора).
На четвертом этапе антенны исключаются из тракта. Приемный и передающий тракты со-
единяются напрямую, и аттенюатором устанавливается показание индикатора ад (N4 - коэффициент пе-
редачи аттенюатора).
Оцениваемые мощности, принятые ППС, определяются формулами
\ / X 2
^(O^^rOtvI K^(MXfM2,P)Nx,
/ \2
P^(t2) = GxG3PM K^(Mx,M3,P)N2,
< \ ) (11)
z \2
Рз-2(Ч) = С2С3Р^А^\ K^(M2,M3,P)N3,
Ук(*4) = ^r(^)^4-
100
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
Антенные и фидерные измерения
Выбором ослаблений на аттенюаторе обеспечивается Р- аА. С учетом того, что Д = О, при условии
(3), выражение для расчета КУ примет вид
_ AnR (l + Mx)(l+jM2M3)
Cji — 1 Л (1 + y]MxM2 )(i + 3/MlM3) V У1 y2 ’
_4л-А (1 + Af2)(l + >MW) /л^У4
(-To — 2 я (l + ylMlM2)(l + ']M2M3) VMy3
г _ 4л-A Cjo — (1 + m3)(i+у1мхм2) |У1_У4
3 Л (1 + yjMxM3 )(\ + у1м2М3) \У2Уз
(12)
Для расчета суммарной погрешности измерения КУ на основании формулы (12), исключая условие
(3), получим
4ttR f T- ~ ' 1 (1 + M,)(l + >/M2M3) _(i+5/m1m2)(i+Vm1m3)_ (i + M2)(i+y/MxM3) _(i + ylMlM2)(l + ylM2M3) (1 + м3)(1+5/м1м2) iN3 N4 G2(O39(p3)G3(03,q)3) \ M ^2 ^2(^1 ’@1)63(^2’^2)
^1 Л
< G2 _ 4 л-A ~~r /ТУ2 G^02j(p2)G3(029(p2) yM N3 Gi(0l,q)i)G3(03,(p3)
G3 ^R |y; y; g^o^g^cpo
Л V^2 N3 Gx(02,(p2)G2{03,(p3)
(13)
где N-
<5G =±
2TV2
(14)
(15)
G (0Z,^;)
Отношение —---------- характеризуют погрешности совмещения осей максимального излуче-
^(^±1’^11)
ния/приема пары антенн - 3Fy.
Первичными случайными величинами для вычисления КУ являются У-, Mj, Я, R. Относительная
погрешность косвенных измерений КУ будет выглядеть как
дяУ ( да У мду'У Иду; У Г1ДУзУ Иду; У <<>
— + — +------------Ч + -—-Ч +--------Ч +-------Д + 8GM + 2\-8Fv
Я ) (. R ) (iN'J [2^) ^2 N3 ) 1^2 N'4 J GM <2 Fr
где ДА/R ~8K~ относительная погрешность измерения расстояния между антеннами.
Формула относительной погрешности величины У- будет иметь вид
х -4. ( А4 У f У
к Ni J [PM) Ш
Составляющая 3GM в (14) есть влияние множителя в квадратных скобках в выражении (13) при
расчете КУ.
Таким образом, получим
Г <1 V <1 V <1 V <1 V 1 11,/2
<5Gi=± 82+8f+\—8n<x I +1 -3N,2 j +1~<>лгз1 +1 ~t8n'4 j +(^gw(^i)) +(^gim(^2)) +(^сш(^з)) >
Г (\ V <1 V <1 V (\ V i i1/2
<5G2=± 82+8f+\—8N'X I + -5A'2 + -<5yv'3 +1т^Г4] ^G2m(M2S)2A8G2M(M3tf+-~8Fr
Г <1 A2 V <1 У <1 У i i1/2
<5G3^± <52+<5j+l j + 7^'2 + 7<^V'3 +It^7v'4 +(^G3.w(3^i))2+(8G2iM{M3)Y+~3Fy
,(16)
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
101
Антенные и фидерные измерения
YAQ 8м = ±^M+^fl+^stab+^ >
2 Mi Mi у/ M2 -\]Mi -Jm3
i + л/, i+JaTJaT i+JmJm
дс1м(М2)-8М2
^С1м(^з)~^мз
i+>MV^2J’
(17)
аммммтв лшжжммм вммммш ммаммм»
i+Jm^jm; i+JmiJm;
^G2m(^i)~^MI
г дм MM
j+MM i+MMJ’
$G2M (^2 ) - $M2
2M2
J + M2
i+MM i+MM>
(18)
дс2м(Мз)-8Мз
' MV^T лММ" '
j+MM'i+MM ,
&G3M (M1) - 8Mi
P+Jm^Jm^ i+Jm^Jm
$G3m(M2) ~$M2
^G3M^3)~^M3
_4м^щ___рм^м^_2
i+MM 1+MMJ’
(19)
' 2M3 _ 4m~i4^ _ '
j+m3 1+mm 1+MM>
Измерение ширины ДН. Реализация измерений ширины ДН проводится втри этапа.
На первом этапе антенна (А1) подключается к излучающему тракту ИПС (устанавливается на
ОПУ № 1). В качестве приемной антенны, подключенной к приемному тракту ППС, можно использо-
вать любую антенну, работающую в требуемом диапазоне частот (устанавливается на ОПУ № 2). Ан-
тенны ориентируются максимумами излучения навстречу друг другу (согласованная поляризация), и
устанавливается требуемая плоскость поляризации. Регистрируется показание индикатора (ад - отклик
ППС), при этом ослабление аттенюатора Ni, Ао - координата испытуемой антенны вокруг азимутальной
оси ОПУ № 1, соответствующая максимуму ДН.
На втором этапе ослабление аттенюатора уменьшается на 3 дБ (У2, дБ = М, дБ - 3 дБ), и пово-
ротом испытуемой антенны вокруг азимутальной оси влево устанавливают показание индикатора ад,
зафиксированное на первом этапе, Д^5 - координата испытуемой антенны вокруг азимутальной оси
ОПУ № 1, соответствующая левой границе ДН по уровню 0,5 мощности (-3 дБ).
На третьем этапе определяется координата испытуемой антенны вокруг азимутальной оси
ОПУ № 1, соответствующая правой границе ДН по уровню 0,5 мощности (-3 дБ) А^ аналогично второ-
му этапу.
Оцениваемые мощности, принятые ППС, определяются формулами
P°(ti) = Gi(A0)G2PR(ti)(^\
K*e(Mi,M2,/3)Ni,
z х 2
pr(z2) = g1(4r5)g2/’r(/2)I^| k*e(Mi,m2,P)n2,
4 7 k 4л R J
/’L(/3) = C?i(^5)G27’Ra3) K^Mi,M2,p)N2,
x 7 \4nR J
(20)
102
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
Антенные и фидерные измерения
Выбором ослаблений на аттенюаторе обеспечивается /’=PR = PL= аА. С учетом того, что при изме-
рении поляризация антенн согласована, т.е. /?= О, и при условии (3)
Gi(4s) _ <4 (4x5) _ N2 о 5 (21)
Ц(4>) G1(4>) м ’ ’
Значение ширины ДН антенны по уровню 0,5 мощности рассчитывают в соответствии с формулой
Г0,5 ~ 4/5 ~ 4/5
Для расчета суммарной погрешности измерения ширины диаграммы направленности на основании
формулы (21), исключая условие (3), получим
(22)
Ц(4>) <?1(4>) <
где у
Первичными случайными величинами для вычисления данных отношений по (22) являются вели-
чины N'i. Относительная погрешность косвенных измерений будет выглядеть как
F F U N\ J [N2 .
(23)
где-^ = ^,
Формула относительной погрешности величины N'f будет иметь вид
(24)
При представлении главного лепестка ДН антенны функцией Гаусса относительная погрешность
определения ширины ДН при F(0) = 0,5 имеет вид (рис. 4)
л +Д0 +1
^=±— = ±т
Го,5 2
1 , (1+5И 1 . (1-5,
-----In — - I-----In -
41п2-0,5 ) А/41п2--0,5
(25)
Результаты математического моделирования и экспериментальных исследований. Для подтвер-
ждения теоретического определения границ погрешности измерения характеристик антенн по разрабо-
танной методике и сокращения продолжительности испытаний создана стохастическая программная
модель измерений с использованием законов распределения случайных величин [9, 10]. В качестве паке-
та программирования выбрана программная среда LabView. Разработанная программная модель позво-
ляет имитировать натурный эксперимент во всем диапазоне рабочих частот (от 100 МГц до 178 ГГц) и
позволяет достаточно быстро провести исследования на
значительном интервале значений.
На рис. 5 приведены результаты моделирования изме-
рения СК антенн в зависимости от ее заданного значения и
погрешности модельного эксперимента. При этом Mi =
- М2 = М3, G\ = G2 = G3 = 10 дБ, /0,5 1 = /о,5 2 = /0,5 3 - 30°.
Анализ проводился для восьми выборок по 1024 итерации в
каждой выборке.
Как видно из представленных графиков, математиче-
ское ожидание значения СК модельного эксперимента и его
погрешность не зависят от диапазона частот измерения,
погрешность измерения возрастает с уменьшением СК. Не-
возможность проводить измерения значения СК ниже -
60 дБ обусловлено ошибками в системе координат стендо-
вого оборудования, т.е. погрешностями юстировки стендо-
Рис. 4. Графическое представление относительной
погрешности определения ширины ДН из-за неоп-
ределенности значения ДН по мощности
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
103
Антенные и фидерные измерения
Рис. 5. Графики зависимости моделированного значения (а) и погрешности (б) СК от ее заданного действительного значения
вого оборудования, которые делают невозможным настроиться на провал поляризационной диаграммы
антенны.
Значительная погрешность при моделировании измерения СК в диапазоне от 0 до -5 дБ (что харак-
терно для антенн с круговой поляризацией) объясняется недостаточно характерной разницей основной и
кроссовой компонент поляризации и, как следствие, неточной настройкой угла поворота оси системы
координат стендов и точностью настройки плавного аттенюатора.
Рис. 6 характеризует показатели точности при моделировании измерения СК при отличии характе-
ристик одной из антенн (в данном случае № 3). Таким образом, при значительном различии СК (порядка
5 дБ) антенн, участвующих в измерении, погрешность измерения возрастает и тем больше, чем СК
меньше.
Погрешность измерения КУ составляет порядка 8g = 4,4% и в общем случае не зависит от характе-
ристик используемых антенн, в том числе возможно использование антенн с круговой поляризацией.
Ограничение в использовании произвольных антенн при измерении КУ накладывается, как показано на
рис. 7, на ширину их ДН.
Погрешность измерения ширины ДН также практически не зависит от частотного диапазона. По-
грешность измерения ширины для антенн с шириной ДН менее 1° (рис. 8) значительно возрастает. Дан-
ное обстоятельство обусловлено ошибками системы координат стендов, т.е. погрешностями юстировки
стендового оборудования, которые делают невозможным точную настройку на максимум ДН антенны.
Рис. 6. Графики для анализа показателей точности при моделировании измерения СК при различии характеристик одной из
антенн
104
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
Антенные и фидерные измерения
Рис. 7. График для анализа показателей точности при моде-
лировании измерения КУ от ширины ДН
На рис. 9-12 представлены некоторые результа-
ты экспериментальных исследований и программно-
го моделирования основных характеристик антенн с
помощью методики измерения с повышенной точно-
стью.
Натурный эксперимент проведен на четырех
расстояниях, на каждом из которых выполнено три
измерения, в результате чего получен статистиче-
ский набор данных по 12 экспериментам. По изме-
ренным данным рассчитано математическое ожида-
ние измеряемой величины и рассчитаны границы
погрешности измерения по аналитическим выраже-
ниям.
Приведены результаты моделирования для 12
итераций. За первичные входные данные программ-
ной модели были приняты результаты расчета мате-
матического ожидания КУ, СК и ширины ДН антенн,
полученные при натурном эксперименте. По изме-
ренным данным рассчитано математическое ожидание моделируемой величины и рассчитан разброс
величины модельного измерения.
Как видно из представленных результатов, программная модель хорошо согласуется с натурным
экспериментом, а среднеквадратическое отклонение модельных измерений, приведенное к абсолютной
погрешности, в большинстве своем лежит в пределах границ абсолютной погрешности натурного экспе-
римента, вычисленных аналитически.
Далее приведена сравнительная таблица с некоторыми результатами экспериментальных исследо-
ваний основных характеристик антенн по стандартизованной методике измерения (МИ) на ИК АФС, а
также по методике с повышенной точностью и результатами моделирования.
Как видно из приведенных результатов, при исследовании основных характеристик антенн по ме-
тодике с повышенной точностью значительно сократилась погрешность измерения по сравнению со
стандартизованной МИ. Основной причиной этого стало исключение значительной части составляющих
аппаратной погрешности приемной и излучающей подсистем, которые в сумме составляют от 23% до
30% в зависимости от частотного диапазона измерения, а внесенная погрешность калиброванного плав-
ного аттенюатора имеет достаточно низкие границы (менее ±3%). К тому же, при измерении КУ в состав
Рис. 8. Графики зависимости значения погрешности при моделировании измерения ширины ДН от заданного действительного
значения
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
105
Антенные и фидерные измерения
Рис. 9. Графическое представление характеристик дипольной антенны П6-45 на частоте 0,1 ГГц
Рис. 10. Графическое представление характеристик рупорной антенны РА-8 на частоте 31 ГГц
Рис. 11. Графическое представление характеристик рупорной антенны РА-5 на частоте 65 ГГц
Measurement inaccuracy
Model inaccuracy
в Measurement
----mean Meas
• Model
——mean Model
3 4 5 6 7 8 9 10 11 12
number of point
Рис. 12. Графическое представление характеристик рупорной антенны РА-2 на частоте 178 ГГц
106
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
Антенные и фидерные измерения
Таблица. Результаты экспериментальных исследований основных характеристик антенн
Частота Уровень Границы погрешности
Стандартизованная МИ МИ с повышенной точностью Программная модель
Измерение коэффициента эллиптичности
0,1 ГГц -48 дБ ±32,2% (+1,21 дБ; -1,69 дБ) ±18,72% (+0,75 дБ; -0,90 дБ) ±16,15% (+0,65 дБ; -0,76 дБ)
31 ГГц -34 дБ ±33,9% (+1,27 дБ;-1,80 дБ) ±9,59% (+0,40 дБ; -0,44 дБ) ±4,81% (+0,20 дБ; -0,21 дБ)
65 ГГц -32 дБ ±32,5% (+1,22 дБ; -1,71 дБ) ±13,03% (+0,53 дБ; -0,61 дБ) ±6,41% (+0,27 дБ; -0,29 дБ)
178 ГГц -36 дБ ±30,2% (+1,15 дБ;-1,56 дБ) ±22,0% (+0,86 дБ; -1,08 дБ) ±6,96% (+0,29 дБ; -0,31 дБ)
Измерение КУ
0,1 ГГц 1,4 дБ ±42,9% (+1,55 дБ; -2,44 дБ) ±4,42% (+0,19 дБ; -0,20 дБ) ±3,46% (+0,15 дБ; -0,15 дБ)
31 ГГц 25,7 дБ ±43,2% (+1,56 дБ; -2,46 дБ) ±4,43% (+0,19 дБ; -0,20 дБ) ±2,64% (+0,11 дБ; -0,12 дБ)
65 ГГц 26,3 дБ ±43,2% (+1,56 дБ; -2,46 дБ) ±4,43% (+0,19 дБ; -0,20 дБ) ±4,17% (+0,18 дБ;-0,19 дБ)
178 ГГц 35,7 дБ ±43,2% (+1,56 дБ; -2,46 дБ) ±7,77% (+0,32 дБ; -0,35 дБ) ±7,69% (+0,32 дБ; -0,35 дБ)
Измерение ширины ДН
0,1 ГГц 156,3° ±41,7% (±65,13°) ±4,41% (±6,89°) ±4,37% (±6,80°)
31 ГГц 11,6° ±40,1% (±4,65°) ±4,43% (±0,51°) ±6,04% (±0,69°)
65 ГГц 10,7° ±36,3% (±3,88°) ±4,44% (±0,47°) ±4,89% (±0,52°)
178 ГГц 2,5° ±33,3% (±0,83°) ±10,43% (±0,26°) ±16,73% (±0,39°)
суммарной погрешности по стандартизованной методике входит погрешность КУ эталонной (техноло-
гической) антенны, которая составляет от 10% до 20% в зависимости от типа и частотного диапазона
эталонной антенны.
Важно отметить, что программная модель выявила, а натурный эксперимент подтвердил:
максимальная точность измерения СК наблюдается при одинаковых (различие не более 3 дБ) зна-
чениях СК измеряемых трех антенн, погрешность увеличивается при уменьшении СК, динамический
диапазон измерения СК ограничен 60 дБ;
погрешность измерения КУ снизилась до ±5%;
при ширине ДН более 5° погрешность измерения ширины ДН не превышает ±5%, при уменьшении
ширины ДН возрастает погрешность ее измерения, связанная с ошибками системы координат стендов.
• Анализ используемой номенклатуры антенн показывает, что погрешность измерения характеристик
антенн в виде простых пирамидальных рупоров с шириной ДН не менее 10° ниже, т.е. именно этот
тип антенн выгоднее использовать в качестве зондовых антенн из-за простоты конструкции и хо-
рошей повторяемости характеристик при изготовлении, как это отмечалось в [11, 12]. Данная мето-
дика применима для высокоточных измерений характеристик антенн, для которых можно посту-
питься временными затратами, в частности при аттестации параметров зондовых антенн.
Литература
1. Методы измерения характеристик антенн СВЧ / под ред. Н.М. Цейтлина. М.: Радио и связь. 1985.
2. Hollins J.S., Lyon T.J., Claton L. Microwave antenna measurements. Atlanta, Georgia, USA: Scientific - Atlanta, Inc. 1976.
3. Бирюков C.B., Чередов А.И. Метрология: Тексты лекций. Омск: ОмГТУ. 2000.
4. Подсистема приемная для измерения параметров антенн ППС. ЯНТИ.411712.009. № 28091-04 Гос. реестра средств измере-
ний РФ.
5. Методика выполнения измерений. Измерение параметров антенн с повышенной точностью. ГВАТ.410171.003Д60.1.
6. Патент РФ 2116653. Способ измерения коэффициента усиления исследуемой антенны / Зайцев Ю.А., Спиридонов Ю.А.
Опубл. 27.07.1998.
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
107
Антенные и фидерные измерения
7. Подсистема излучающая для измерения параметров антенн ИПС. ЯНТИ.411712.010. №28092-04 Гос. реестра средств из-
мерений РФ.
8. Либин В.А. Некоторые характеристики антенн произвольной поляризации // Радиотехника и электроника. 1960. № 5.
С. 1788-1796.
9. Кубланов М.С. Математическое моделирование. Методология и методы разработки математических моделей механических
систем и процессов. Учеб, пособие. М.: МГТУ ГА. 2004.
10. Петров А.В. Моделирование систем. Учеб, пособие. Иркутск: ИГТУ. 2000.
11. Варенцов Е.Л., Данилов А.А., Илларионов И.А., Кашин А.В. Исследование излучающих свойств пирамидальной рупорной
антенны Н-образного сечения // Антенны. 2010. Вып. 7 (158). С. 33-37.
12. Илларионов ИА. Характеристики излучения и рассеивающие свойства антенн СВЧ и КВЧ диапазонов, расположенных
вблизи проводящих объектов, в широкой полосе частот. Дисс. ... канд. техн. наук. Нижний Новгород. 2011.
Поступила 13 октября 2015 г.
High accuracy measurement technique
for far field antenna characteristics
© Authors, 2016
© Radiotekhnika, 2016
Ye. L. Varentsov - Head of Research Group, FSUE FRPC "Measuring System Research Institute n.a. Yu.Ye. Sedakov"
(Nizhny Novgorod)
E-mail: elvarentsov@maii.ru
A. V. Kashin - Dr.Sc. (Eng.), Deputy Chief Designer, FSUE FRPC "Measuring System Research Institute n.a. Yu.Ye. Sedakov"
(Nizhny Novgorod)
E-mail: aKashin@niiis.ru
The antenna measurement methods improvement has an enormous value in the process of antennas development. The antenna pa-
rameters measurement requires adequate metrological maintenance to improve the accuracy (reliability) of experimental results.
In this paper, the methodology of experimental studies of the antenna characteristics in the far field has been described, the analyti-
cal and metrological proof of the lowering of the measurement inaccuracy and the results of computer simulation and some experi-
mental works have been presented.
The technique is based on the use of standardized equipment of measurement system, with minor additions in its functional and
structural schemes. The method of high accuracy measuring of the antenna characteristics is based on the method of comparison
with the reference attenuation. The standard high-precision calibrated smooth attenuator indication is used as the reference attenua-
tion.
The authors have proposed a unique measurement scheme: a smooth coaxial attenuator is included in the receiving channel of the
spectrum analyzer of the receiving subsystem that allows using only one attenuator with the frequency range from 20 MHz to 2 GHz,
which covers the entire range of measurement system (from 100 MHz to 178 GHz).
This method is applicable for high-precision measurements of the antenna characteristics, for which due to the importance of know-
ing their exact values measurement time can be forgone, especially for certification of probe antenna options.
References
1. Metody izmereniya kharakteristik antenn SVCh / pod red. N.M. TsejtHna. M.: Radio i svyaz’. 1985.
2. Hollins J.S., Lyon T.J., Claton L. Microwave antenna measurements. Atlanta, Georgia, USA: Scientific - Atlanta, Inc. 1976.
3. BiryukovS.V., CheredovA.I. Metrologiya: Teksty lektsij. Omsk: OmGTU. 2000.
4. Podsistema priemnaya dlya izmereniya parametrov antenn PPS. YaNTI.411712.009. № 28091-04 Gos. reestra sredstv izmerenij RF.
5. Metodika vypolneniya izmerenij. Izmerenie parametrov antenn s povyshennoj tochnost’yu. GVAT.410171.003D60.1.
6. Patent RF 2116653. Sposob izmereniya koe’ffitsienta usileniya issleduemoj antenny I Zajtsev Yu.A., Spiridonov Yu.A. Opubl. 27.07.1998.
7. Podsistema izluchayushchaya dlya izmereniya parametrov antenn IPS. YaNTI.411712.010. № 28092-04 Gos. reestra sredstv izmerenij RF.
8. Libin V.A. Nekotorye kharakteristiki antenn proizvol’noj polyarizatsii // Radiotekhnika i e’lektronika. 1960. № 5. S. 1788-1796.
9. Kubianov M.S. Matematicheskoe modelirovanie. Metodologiya i metody razrabotki matematicheskikh modelej mekhanicheskikh sistem i
protsessov. Ucheb. posobie. M.: MGTU GA. 2004.
10. Petrov A.V. Modelirovanie sistem. Ucheb. posobie. Irkutsk: IGTU. 2000.
11. Varentsov E.L., Danilov A.A., Illarionov I.A., Kashin A.V. Issledovanie izluchayushchikh svojstv piramidal’noj rupornoj antenny N-
obraznogo secheniya 11 Antenny. 2010. Vyp. 7 (158). S. 33-37.
12. Illarionov LA. Kharakteristiki izlucheniya i rasseivayushchie svojstva antenn SVCh i KVCh diapazonov, raspolozhennykh vblizi provod-
yashchikh ob”ektov, v shlrokoj polose chastot. Diss.... kand. tekhn. nauk. Nizhnij Novgorod. 2011.
108
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
Полупроводниковые и ферритовые приборы
для антенных и фидерных устройств
УДК 621.396
Влияние импульсных сигналов управления
на длительность «мертвой» зоны широкополосного приемника,
выполненного на основе многокристального модуля
© Авторы, 2016
© ЗАО «Издательство «Радиотехника», 2016
С. В. Катин - д.т.н., профессор, научный руководитель института - начальник департамента организации научной
деятельности, ФГУП «ФНПЦ НИИ измерительных систем им. Ю.Е. Седакова» (г. Нижний Новгород)
E-mail: niiis@niiis.nnov.ru
Д. Е. Курапов - вед. специалист, ФГУП «ФНПЦ НИИ измерительных систем им. Ю.Е. Седакова» (г. Нижний Новгород)
E-mail: odysey__st@rambler.ru
Рассмотрено влияние импульсных сигналов управления монолитной интегральной схемой отключателя на длительность
«мертвой» зоны широкополосного приемника приемопередающего устройства с импульсным режимом работы, выполненного
в виде многокристального модуля. Предложены технические решения для подавления спектральных составляющих импульс-
ных сигналов управления, действующих в цепи СВЧ-сигнала.
Ключевые слова: импульсные сигналы, многокристальный модуль, устройства СВЧ.
The paper is concerned with the monolithic integrated circuit switch pulse control signal influence to the altitude hole of the wideband
receiver of the pulse mode multichip module. The suppression methods of the RF spectral harmonics of the pulse control signal oper-
ating in the RF network have been proposed.
Keywords: pulse signals, multichip module, microwave devices.
Современные летательные аппараты оснащены комплексом систем автоматики, обеспечивающим дос-
тижение наибольшей эффективности применения. В ряде летательных аппаратов используются им-
пульсные командные радиоальтиметры (РА), формирующие исполнительную команду по достижении
определенной высоты до земной поверхности. Высокие требования по массогабаритным характеристи-
кам, предъявляемые к приборам радиоэлектронного оснащения современных видов летательных аппара-
тов, обуславливают перспективность вариантов построения РА, использующих одну общую антенну для
приемного и передающего трактов.
Одним из основных устройств РА является приемопередающее устройство (ППУ). Работа ППУ на
одну антенну требует установки на его выходе антенного коммутатора. Как правило, развязка в антен-
ном коммутаторе между выходом передатчика и входом приемника не превышает значения 15...30 дБ,
вследствие чего часть энергии зондирующего импульса передатчика действует на входе приемника, вы-
зывая наличие на его выходе «импульса местной связи». Для предотвращения данного эффекта часто
используют один или несколько отключателей приемника, отключающих его вход во время действия
зондирующего импульса передатчика. Отключатели приемника устанавливают в его входных каскадах.
Для измерения расстояний, составляющих несколько десятков метров, длительность зондирующих
импульсов передатчика может достигать значения нескольких десятков наносекунд. При этом длитель-
ности спада и нарастания фронтов импульсных сигналов, при помощи которых осуществляется управ-
ление такими устройствами ППУ, как амплитудные модуляторы, переключатели, отключатели, достига-
ет значения 3...20 нс. Спектральные составляющие таких сигналов управления, проходя через управ-
ляемое устройство (отключатель, амплитудный модулятор и т.п.) со входа управления на выход СВЧ-
" Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
109
Полупроводниковые и ферритовые приборы для антенных и фидерных устройств
сигнала, могут усиливаться приемным и передающим трактами ППУ и оказать существенное влияние на
работу РА. Это особенно актуально для широкополосного ППУ, работающего в дециметровом диапазо-
не длин волн.
Наиболее негативное воздействие спектральные составляющие импульсных сигналов управления,
прошедшие в цепь СВЧ-сигнала, оказывают на приемный тракт ППУ, приводя к увеличению длительно-
сти «мертвой» зоны приемника. Под «мертвой» зоной приемника будем понимать временной интервал от
начала зондирующего импульса передатчика до момента восстановления чувствительности приемника.
В работе рассматривается прохождение спектральных составляющих импульсных сигналов
управления в цепь СВЧ-сигнала на примере монолитной интегральной схемы (МИС) отключателя, ко-
торая может быть использована как в качестве отключателя приемника, так и в качестве амплитудного
модулятора в тракте передатчика.
стоянии, высокой развязкой в закрытом состоянии [1].
Прохождение спектральных составляющих импульсных сигналов управления в цепь СВЧ-сигнала
через внутреннюю структуру МИС отключателя. Широкое распространение в качестве МИС отклю-
чателей получили МИС на полевых транзисторах Шотки (ПТШ), построенные по последовательно-
параллельной схеме (рис. 1), обладающие высоким быстродействием, малыми потерями в открытом со-
Для расчетов использовалась
модель МИС отключателя, пред-
ставляющая собой трехмерную
топологию микросхемы, в соответ-
ствующие точки которой подклю-
чены модели транзисторов. Элек-
трические параметры топологии
микросхемы рассчитывались в
САПР CST Microwave Studio, и
результаты расчетов в виде матри-
цы S-параметров использовались в
САПР AWR Microwave Office, где
в соответствующие точки подклю-
чались модели транзисторов.
В качестве модели транзис-
Рис. 1. Электрическая схема МИС отключателя тора использована нелинейная мо-
дель Angelov_2, входящая в состав стандартных моделей системы проектирования Microwave Office [2].
Параметры модели транзисторов задавались на основе параметров тестового транзистора - вольт-
амперных, вольт-фарадных и S-параметров, предоставленных российским производителем МИС отклю-
чателя.
Прохождение спектральных составляющих импульсных сигналов управления в цепь СВЧ-сигнала
МИС отключателя моделировалось следующим образом. На входы управления модели МИС подавались
противофазные импульсы с амплитудой -5 В, длительностью г = 100 нс, длительностью фронтов спада и
нарастания Тф= 100 нс, скважностью Q- 10. На СВЧ-выходах, подключенных к нагрузке 50 Ом, кон-
тролировалось выходное напряжение. Результаты моделирования представлены на рис. 2.
Рассмотрим импульс на СВЧ-выходе МИС отключателя, соответствующий фронту спада управ-
ляющего импульса. Приближенно сигнал S(f) аналитически может быть описан суммой двух экспонент,
одна из которых инвертирована во времени и умножена на весовой коэффициент:
(1)
где сигнал Si(t) определяется выражением
< Ае
(2)
t\ » 106 нс, a t2 » 109 нс.
Подставив выражение (2) в выражение (1), получим временную функцию сигнала S(t):
110
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
Полупроводниковые и ферритовые приборы для антенных и фидерных устройств
Рис. 2. Графическое представление импульсов на СВЧ-выходах МИС отключателя: а - импульсы, соответствующие фронтам
спада и нарастания управляющих импульсов; б - импульс, соответствующий фронту спада в крупном масштабе
>2 ’
S(t) = Ае~а>- ВАеа>. (3)
Теперь по известному спектру экспоненциального сигнала с использованием свойств линейности
спектров и инвертирования сигнала во времени можно найти спектр сигнала S(f):
S(f) = Sl(f)-BS^f) = [ 5(0e'j2^dt = А-----?--------------1 ~B\-j A^f{X + B}. (4)
\a + \2nf a-}2nf ) а1 2 *+(2л-/)2 а2+(2л/)2
При параметрах сигнала А = 0,007 В, В = 3,2, а = 0,7 нс-1 амплитудно-частотный спектр сигнала в
логарифмическом масштабе будет иметь вид, представленный на рис. 3.
Для определения эффективной ширины спектра сигнала найдем его энергию:
00
• Az
*2
®4-10~4 В2нс,
Z1
-2оТ
С
(5)
Зависимость части энергии сигнала от ширины полосы частот определяется следующим образом:
F F
гт гт
Em(Fm) = 2j |S(/)|2# = 2j
о о
А2а2(1-В)2
(а2 +4тг2/2)2
A24n2f2(l + B)2
(а2 +4тг2/2)2
df =
= 2 А2
1 + B2 t (2jtf\ 2Bf
------arctg ——-------т---
2na { a J a2 + 4л-2/2
(6)
На рис. 4 зависимость Em(F^ представлена графически.
Как видно из рис. 4, до 50% энергии сконцентрировано в полосе частот F = 0...200 МГц, а 90%
энергии находится в полосе частот F = 0... 1350 МГц. Принимая во внимание факт, что 90% энергии сиг-
Рис. 3. Графическое представление амплитудно-частотного
спектра сигнала
/ъ. МГц
Рис. 4. График зависимости части энергии сигнала от ширины
полосы частот
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
111
Полупроводниковые и ферритовые приборы для антенных и фидерных устройств
нала находится в достаточно широкой полосе частот, можно предположить, что часть спектральных со-
ставляющих импульсных сигналов попадет в полосу приемных частот приемника и вызовет индициро-
вание сигнала на его выходе.
Прохождение спектральных составляющих импульсных сигналов в цепь СВЧ-сигнала МИС отклю-
чателя моделировалось при длительности фронтов спада и нарастания управляющих импульсов
Гф = 6 нс, 10 нс, 20 нс. Будем полагать, что форма импульсов на СВЧ-выходах МИС отключателя суще-
ственно не меняется, меняются их параметры: амплитуда А, весовой коэффициент В, крутизна а. Пара-
метры сигнала на СВЧ-выходах МИС отключателя, полученные в результате моделирования, а также
рассчитанные по формулам (5) и (6) энергия сигнала и зависимость части энергии от полосы представ-
лены в таблице.
Таблица. Параметры сигнала на СВЧ-выходах МИС отключателя
Тф, НС А, В В а \ нс Es, х (О’4 В2 нс Полоса частот, МГц
С долей энергии 50% С долей энергии 90%
3 0,007 3,2 0,7 4 200 1350
6 0,005 3,4 0,35 4,5 100 500
10 0,003 4 0,3 2,6 65 400
15 0,0025 3,6 0,2 2,2 55 300
20 0,002 4 0,16 2,1 40 230
Как видно из таблицы, увеличение длительности фронтов спада и нарастания управляющих
импульсов приводит к существенному сужению полосы частот, где сосредоточена основная энергия
спектральных составляющих импульсных сигналов в цепи СВЧ-сигнала МИС отключателя. Обеспече-
ние длительности фронтов спада и нарастания управляющих импульсов Гф = 6...15нс позволит
существенно уменьшить уровень спектральных составляющих импульсных сигналов, попадающих в
полосу рабочих частот приемника дециметрового диапазона длин волн, но не приведет к существенному
увеличению длительности «мертвой» зоны приемника.
Современные МИС усилителей обеспечивают усиление в широкой полосе частот, начиная от
нескольких сотен мегагерц. Так как 50% энергии спектральных составляющих импульсных сигналов
сосредоточено в низкочастотной области, то это может привести к выходу каскадов усиления в режим
насыщения. Для подавления низкочастотных спектральных составляющих импульсных сигналов управ-
ления возможно использование фильтров высоких частот (ФВЧ), устанавливаемых на выходе МИС от-
ключателя.
Для подтверждения правильности расчетов были произведены измерения сигнала на СВЧ-выходе
отключателя твердотельного ИУЯД.434833.001 ТУ (изготовитель ФГУП «РНИИРС», г. Ростов-на-Дону).
Данный отключатель обладает в диапазоне частот F= 100...2500 МГц потерями в режиме пропускания
1 дБ, потерями в режиме запирания 45 дБ, временем переключения режимов 5 нс. Для управления ре-
жимами отключателя требуется два противофазных сигнала. Измерения проводились следующим обра-
зом: на управляющие входы отключателя подавались противофазные импульсы управления с генератора
импульсов с амплитудой U= -5 В, длительностью Тф = 100 нс, скважностью 0=10; СВЧ-выходы микро-
схемы были нагружены на нагрузку 50 Ом; сигнал на одном из выходов отключателя контролировался
при помощи осциллографа; для получения спектра контролируемого сигнала использовался анализатор
спектра. На рис. 5 приведены сигнал на СВЧ-выходе отключателя и его спектр при различных значениях
длительности фронтов импульсов управления.
Как следует из рис. 5, с увеличением длительности фронтов импульсов управления происходит
уменьшение амплитуды сигнала на СВЧ-выходе отключателя, увеличивается их длительность (сужается
полоса частот, где сосредоточена основная энергия), форма выходного сигнала существенно не меняет-
ся, что подтверждают расчеты. Спектр выходного сигнала при различных Тф в большей степени сосре-
доточен в области низких частот по сравнению с расчетным. Это объясняется тем, что для измерений
использован менее быстродействующий выключатель по сравнению с расчетным (быстродействие 5 нс
и 3 нс соответственно).
112
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
Полупроводниковые и ферритовые приборы для антенных и фидерных устройств
Рис. 5. Графическое представление выходных сигналов и их спектров при различных длительностях фронтов импульсов управ-
ления: а - Тф = 5 нс; б - Тф = 10 нс; в - Тф = 20 нс
На рис. 6 приведены: а - спектр сигнала на СВЧ-выходе отключателя при длительности фронтов
импульсов управления Гф = 5 нс; б - спектр сигнала на выходе ФВЧ (эллиптический фильтр пятого по-
рядка с частотой среза/= 900 МГц, потерями в полосе запирания не менее 30 дБ), установленного после
отключателя, при Тф = 5 нс; в - спектр сигнала на выходе ФВЧ при Тф = 10 нс.
Рис. 6 показывает, что использование ФВЧ на выходе отключателя позволяет эффективно подав-
лять низкочастотные составляющие спектра, обладающие наибольшей энергией, что исключает переход
усилителей, установленных после отключателей в приемном или передающем трактах, в режим насы-
щения. Уменьшение уровня высокочастотных составляющих спектра, которые могут попасть в полосу
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
113
Полупроводниковые и ферритовые приборы для антенных и фидерных устройств
400
400
Start 1ОМ№
«Res BW 100 Hz
VBW1OOHZ
Sweep flFFT) “531 *(1вМ pta)
Start 10 MHz Stop 1000 GHz
«RM BW 100 HZ VBW100H2 Sweep (FFT) ~531 S (1001 pts)
«)
рабочих частот ППУ, обеспечивается за счет
увеличения длительности фронтов спада и на-
растания импульсов управления отключателем.
Контролировать длительности фронтов
спада и нарастания импульсов управления воз-
можно при помощи RC-цепочек с соответст-
вующей постоянной времени, установленных на
входах управления МИС отключателей, ампли-
тудных модуляторов и т.д.
При значительном коэффициенте усиления
тракта одного ФВЧ, устанавливаемого на выходе
отключателя или модулятора, может быть не-
достаточно. Количество ФВЧ и места их уста-
новки в тракте ППУ определяются на этапе раз-
работки функциональной схемы, например, при
помощи моделирования ППУ на системном
уровне.
На рис. 7 представлен сигнал с выхода де-
тектора широкополосного приемника импульс-
ного ППУ дециметрового диапазона длин волн в
момент отключения приемника. Коэффициент
усиления тракта приемника Кр ® 100 дБ. В со-
став приемника входят два отключателя, после
которых установлены ФВЧ третьего порядка, а
также третий ФВЧ, установленный перед по-
следним каскадом усиления тракта промежуточ-
ной частоты. Отключатели управляются при по-
мощи логических элементов, длительность фрон-
тов которых составляет Тф = 3‘нс. На рис. 7, а
показан сигнал с выхода детектора при отсутст-
вии RC-цепочек на входах управления
отключателей, а на рис. 7, б показан сигнал с
выхода детектора при использование RC-цепо-
чек с постоянной времени т= 8 нс (тф ® 20 нс) на
входах управления отключателей.
Как видно из рис. 7, увеличение длитель-
ности фронтов импульсов управления отключа-
телями приемника при помощи дополнительных
RC-цепочек позволило сократить «мертвую»
зону приемника на t = 90 нс.
• Для минимизации влияния спектральных
составляющих импульсов управления от-
Рис. 6. Графическое представления подавления спектральных КЛЮчателями (переключателями, модулято-
составляющих импульсных сигналов управления рами и т.п.) на работу приемника ППУ де-
циметрового диапазона длин волн могут применяться ФВЧ 3...5-го порядка, устанавливаемые в
приемном тракте после отключателей, а также RC-цепи на входах управления отключателями,
формирующие длительность фронтов спада и нарастания Тф = 6... 15 нс.
Литература
1. Гассанов Л.Г. и др. Твердотельные устройства СВЧ в технике связи. М.: Радио и связь. 1988.
2. AWR design environment simulation and analysis guide. Ver. 7.5 / Applied Wave Research. 2007. URL: http://wwwZappwave.com.
Поступила 13 октября 2015 г.
114
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
Полупроводниковые и ферритовые приборы для антенных и фидерных устройств
Рис. 7. Графическое представление влияния импульсов управления отключателями широкополосного приемника на его
«мертвую» зону
The pulse control signal influence to the altitude hole
of a wideband receiver based on a multichip module
© Authors, 2016
© Radiotekhnika, 2016
S. V. Katin - Dr.Sc. (Eng.), Professor, Institute Research Leader - Director of Institute Scientific Department
of FSUE FRPC "Measuring System Research Institute n.a. Yu.Ye. Sedakov" (Nizhny Novgorod)
E-mail: niiis@niiis.nnov.ru
D. Ye. Kurapov - Leading Expert, FSUE FRPC "Measuring System Research Institute n.a. Yu.Ye. Sedakov" (Nizhny Novgorod)
E-mail: odysey_st@rambler.ru
The pulse command radio altimeter is used in the modern aircrafts to form the executive command on the given altitude. The com-
mon antenna for a transmitter and a receiver is used. The transceiver module is one of the most important elements of the radio al-
timeter. The common antenna transceiver needs to maintain a few switches to switch out the receiver input during the probe signal.
The pulse control signal spectral harmonics, through-passing to the switch output, could be amplified in a receiver or a transmitter
and could make an essential impact on the altimeter functioning. The most negative impact is the altitude hole increase.
The paper concerns the pulse control signal spectral harmonics passing through the MMIC switch depending on the pulse edges and
its influence to the altitude hole. The suppression methods of the pulse control signal spectral harmonics to eliminate its influence to
the altitude hole have been proposed.
References
1. Gassanov L.G. i dr. Tverdotel’nye ustrojstva SVCh v tekhnike svyazi. M.: Radio i svyaz’. 1988.
2. AWR design environment simulation and analysis guide. Ver. 7.5 / Applied Wave Research. 2007. URL: http://wwwZappwave.com.
Уважаемые читатели!
В Издательстве «Радиотехника» Вы можете приобрести книгу
Бортовые цифровые антенные решетки и их элементы
Под ред. Д. И. Воскресенского
ISBN 978-5-88070-338-8
Рассмотрены характеристики бортовых активных фазированных антенных решёток с цифровым диаграммооб-
разованием и обработкой сигнала и созданные на их основе распределительные и излучающие устройства в СВЧ-
диапазоне.
Для инженеров, занимающихся разработкой цифровых антенных решёток. Может быть полезна студентам,
обучающимся по направлению «Радиотехника».
По вопросам заказа и приобретения книг обращаться по адресу: 107031 г. Москва, Кузнецкий мост, 20/6.
Тел./факс: (495) 625-92-41, тел.: (495) 625-78-72,621-48-37; http://www.radiotec.ru; e-mail: info@radiotec.ru
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
115
Полупроводниковые и ферритовые приборы для антенных и фидерных устройств
УДК 537.876.4
Возбуждение поверхностных электромагнитных волн
в пластине из метаматериала на металлической подложке
© Авторы, 2016
© ЗАО «Издательство «Радиотехника», 2016
О, В. Исаева - инженер-исследователь, ФГУП «ФНПЦ НИИ измерительных систем им. Ю.Е. Седакова» (г. Нижний Новгород)
E-mail: olyashnova@rambler.ru
А. В. Кашин - д.т.н., зам. гл. конструктора, ФГУП «ФНПЦ НИИ измерительных систем им. Ю.Е. Седакова»
(г. Нижний Новгород)
E-mail: aKashin@niiis.nnov.ru
Е. А. Шорохова - д.ф.-м.н., вед. науч, сотрудник, ФГУП «ФНПЦ НИИ измерительных систем им. Ю.Е. Седакова»
(г. Нижний Новгород)
E-mail: eaShorokhova@gmail.com
Рассмотрено возбуждение элементарным электрическим диполем поверхностных электромагнитных волн (ПЭВ) в пластине из
метаматериала с отрицательными значениями диэлектрической и магнитной проницаемостей, расположенной на металличе-
ской подложке. Исследованы дисперсионные характеристики поверхностных волн ТМ-типа. Проанализирована поперечная
структура полей ПЭВ. Рассчитана мощность, переносимая этими волнами вдоль пластины.
Ключевые слова: поверхностные электромагнитные волны, метаматериалы, элементарный электрический диполь, вектор
Пойнтинга.
The excitation of surface electromagnetic waves by a point electric dipole in the metamaterial grounded slab with negative permittiv-
ity and negative permeability has been considered. The dispersion characteristics of surface TM-waves have been investigated. The
transverse structure of the surface waves has been analyzed. The power transferred by these waves has been calculated.
Keywords: surface electromagnetic waves, metamaterials, point electric dipole, Poynting vector.
В последние годы при разработке СВЧ-устройств и антенн начинают использовать новые композитные
материалы с необычными электродинамическими свойствами, в частности, метаматериалы. Одной из
причин создания и исследования метаматериалов является стремление сдвинуть резонансы традиционно
используемых материалов, например, металлов, определяемых зависимостью комплексной диэлектри-
ческой проницаемости от частоты, в область более низких частот. С другой стороны, возможно увели-
чение частоты магнитных резонансов, определяемых частотной зависимостью магнитной проницаемо-
сти. При определенных условиях в некотором диапазоне частот метаматериалы могут одновременно
иметь отрицательные значения эффективных диэлектрической и магнитной проницаемостей. Впервые
отрицательное лучепреломление на границе метаматериала теоретически предсказано в работе [1] и экс-
периментально подтверждено в работах [2, 3].
Большое число публикаций посвящено исследованию возможности создания идеальной линзы на
основе пластины из метаматериала, позволяющей добиться «сверхразрешения», не ограниченного ди-
фракционным пределом. В частности, в работе [4] показана принципиальная возможность создания при
помощи такой линзы локальной концентрации стационарного электромагнитного поля с эффективной
шириной области локализации, меньшей длины волны. Метаматериалы способны поддерживать по-
верхностные плазмон-поляритоны, т.е. поверхностные электромагнитные волны с высокой степенью
локализации вблизи границ раздела при одновременном существовании обратных волн в объеме мате-
риалов. Установлено, что в слоистых структурах, содержащих материалы с одновременно отрицатель-
ными значениями диэлектрической и магнитной проницаемостей, могут существовать поверхностные
волны [5]. Исследованию дисперсионных характеристик таких волн посвящено большое число работ
(см., например, [6-10]).
Современные метаматериалы находят применение в технике СВЧ [11]. Они используются при соз-
дании линий передач с отрицательной дисперсией, на основе которых могут быть сконструированы
многочастотные резонаторы, фазовращатели и другие элементы СВЧ-трактов. В антенной технике ме-
таматериалы применяются для получения высокоимпедансных поверхностей, уменьшения взаимного
влияния элементов антенных решеток, при конструировании антенн с излучающей поверхностной вол-
ной [12].
116
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
Полупроводниковые и ферритовые приборы для антенных и фидерных устройств
Рис. 1. Геометрия задачи
В последнее время большое внимание уделяется исследованию возможности улучшения характери-
стик микрополосковых антенн путем применения подложек из метаматериалов. Важную роль в этом
случае играют поверхностные волны, возбуждаемые на границе метаматериала. Исследованию характе-
ристик поверхностных волн в плоском слое из материала с отрицательными значениями диэлектриче-
ской и магнитной проницаемостей посвящены работы [6, 7, 13, 14].
В данной работе исследовано возбуждение по-
верхностных волн элементарными диполями в пластине из
метаматериала на идеально проводящей подложке. Геометрия
задачи показана на рис. 1. Свойства метаматериала характери-
зуются относительными диэлектрической £\ и магнитной /л\
проницаемостями. Верхнее полупространство заполнено од-
нородной средой с проницаемостями ф и /лг. Толщина пласти-
ны а, источник расположен в точке с координатами (0, 0, zo).
Рассмотрим возбуждение элементарным вертикальным
электрическим диполем монохроматических поверхностных
ГЛГ-волн вблизи верхней границы пластины. В этом случае
задача сводится к решению системы двух уравнений Гельмгольца (в пластине и в верхнем полупро-
странстве) для векторного потенциала, который в силу симметрии задачи имеет одну отличную от нуля
компоненту Az - А:
ДЛ2 + ^о£2р2Л2 = -je при z > а, (1)
ДА} +кд£1р1А1 = 0 при 0 < z < а. (2)
Здесь ко - волновое число в вакууме; je - плотность электрического тока в источнике.
Решение уравнения (2), удовлетворяющее граничным условиям при z = 0 и z = а, а также условиям
излучения, можно представить в виде
А _ Ilkffa 7exp(-A:0K2(z0-a))sh(A:0K1z)H^)(VA)/;JA
1 4л: J кхк2 ch(&0K]a)Z)
где II - токовый момент источника; к\ 2 = ^h1 - £j 2Ц] 2 ; h - переменная интегрирования; Нд2- (х) - функ-
ция Ханкеля нулевого порядка второго рода;
D = — th(£0Kj а) +—. (4)
к2
Равенство D = 0 представляет собой дисперсионное уравнение для собственных волн пластины.
При £\,/л\ <0 из уравнения (4) можно найти нормированные на ко постоянные распространения hs по-
верхностных волн, распространяющихся вдоль гра-
ницы z = а. На рис. 2 приведены зависимости hs от
параметра коа для различных значений £t и /л при
£2=№=1- Эти значения выбраны таким образом,
чтобы показатели преломления волн вне и внутри
пластины по модулю были равны единице. Анализ
приведенных зависимостей показывает, что увели-
чение толщины пластины а приводит к уменьшению
постоянной распространения hs и, следовательно, к
увеличению фазовой скорости поверхностной волны.
К такому же результату приводит увеличение моду-
ля относительной диэлектрической проницаемости
материала пластины.
Вычисление интеграла (3) методом вычетов по-
зволяет получить выражения для полей поверхност-
ных волн и найти среднее значение плотности пото-
"Антенны" 2016 г., выпуск 1 (221)
117
Полупроводниковые и ферритовые приборы для антенных и фидерных устройств
(5)
ка энергии этих волн. Вертикальная компонента вектора напряженности электрического поля внутри
пластины может быть представлена в виде
Е = к h3 exp(~koK^zo ~ q))sh(^isz)Нр2)(И)
IZ 2 0 s k1sk2s ch(^0Klsa)(6r>/6/2)|/i=As
где £o - характеристический импеданс вакуума; г - горизонтальное расстояние от источника до точки
наблюдения.
Заметим, что амплитуда поля внутри пластины экспоненциально убывает при удалении источника
от границы метаматериала.
Используя асимптотические представления функций Ханкеля при больших значениях аргумента,
получаем выражения для радиальной составляющей вектора Пойнтинга:
_ (ZZ)2£oifo, ,4 ехр(-2koK2s(zo - a))sh2(fc0Klsz)
4ят ^28ch XkoK^a^dDldh)}
и мощности, переносимой поверхностной волной внутри пластины:
:0Klsa)(5Z)/5A)s |_
Здесь индекс s означает, что соответствующее выражение взято при h = h$.
Аналогично вычисляются поля и мощность, переносимая поверхностной волной в верхнем полу-
пространстве:
_ (Z/)2£0£02£2 , ,4 exp(-2£0K2s(z0 -a))exp(-2^0K2s(z - а
-----~л
р _ (II)2 ^kfa {к exp(-2£0K2s(z0-g))
1 4 ° K&Lch2(k0Klsa'
K^dDidh^
_(Л)2£о*оЧ exp(-2AoK2s(zo-a))
Г2 -
(6)
(7)
(8)
(9)
4 4
Анализ выражений (6) и (8) показывает, что потоки энергии поверхностной волны внутри пластины
и над ней имеют противоположные направления. На рис. 3 представлены зависимости радиальной ком-
поненты вектора Пойнтинга от координаты z при s\ =2, /ц = 0,5 для двух значений параметра коа = 0,02 и
коа = 0,03. Видно, что поле поверхностной волны локализовано вблизи границы метаматериала, причем
степень локализации зависит от толщины пластины.
На рис. 4 приведены зависимости нормированной мощности, переносимой поверхностными волна-
ми вдоль границы метаматериала, от параметра коа при si = -2 и Ц1 =-0,5.
Кривые 2 и 3 характеризуют мощности, переносимые поверхностной волной вне и внутри пластины
соответственно, кривая 1 - суммарную мощность.
Рис. 3. Графики зависимости нормированных значений ради-
альной компоненты вектора Пойнтинга от координаты z
Рис. 4. Графики зависимости нормированной мощности, пере-
носимой поверхностными волнами, от параметра к$а
118
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
Полупроводниковые и ферритовые приборы для антенных и фидерных устройств
На рис. 5 показаны аналогичные зависимости
в логарифмическом масштабе для различных зна-
чений si и pi, нормированные на значение коэф-
фициента АГ = /24'о(^оО2/4. Видно, что характер
зависимости мощности от параметра к$а при из-
менении значений диэлектрической проницаемо-
сти метаматериала не меняется, но значения мощ-
ности при фиксированной величине к$а уменьша-
ются с ростом модуля относительной диэлектри-
ческой проницаемости.
• Проведенные расчеты показали, что элемен-
тарный электрический диполь, расположен-
ный вблизи пластины из метаматериала, мо-
жет возбуждать поверхностные волны ТМ-
типа, распространяющиеся вдоль границы Рис. 5. Графики зависимости нормированной мощности, пере-
метаматериала. Фазовая скорость этих волн носимой поверхностными волнами, от параметра к^а
определяется электродинамическими характеристиками метаматериала и толщиной пластины. По-
токи энергии поверхностной волны внутри и вне пластины имеют противоположные направления.
Внутри пластины существует обратная волна, у которой направления потока энергии и фазовой
скорости противоположны. При этом направление суммарного потока энергии совпадает с направ-
лением фазовой скорости волны.
Проведенные исследования показывают возможность создания на основе метаматериалов ан-
тенн поверхностных волн с электрически управляемой диаграммой направленности.
Литература
1. Веселого ВТ. Электродинамика веществ с одновременно отрицательными значениями 8 и р // УФН. 1967. Т. 92. №7.
С. 517-526.
2. Shelby R., Smith D.R., Shultz S. Experimental verification of a negative index of refraction // Science. 2001. V. 92. P. 77-79.
3. Smith D.R., Pendry J.B., Wiltshire M.C.K. Metamaterials and negative refractive index // Science. 2004. V. 305. P. 788-792.
4. Шевченко В.В. Локализация стационарного электромагнитного поля при помощи плоской границы метаматериала // УФН.
2011. Т. 181. №11. С. 1171-1182.
5. Ильин Н.В., Кондратьев ИГ., Смирнов А.И Истинные поверхностные волны, направляемые метаматериалами И Изв. РАН.
Серия физическая. 2008. Т. 72. № 1. С. 130-134.
6. Baccarelli Р., Burghignoli Р., Lovat G., Paulotto S. Surface-wave suppression in a double-negative metamaterial grounded slab //
IEEE Antennas and Wireless Propagation Letters. 2003. V. 2. P. 269-272.
7. Mahmoud S.F., Viitanen A. J. Surface wave character on a slab of metamaterial with negative permittivity and permeability H Pro-
gress In Electromagnetics Research. 2005. V. 51. P. 127-137.
8. Шевченко В.В. Основные моды симметричного планарного волновода из метаматериала И Радиотехника и электроника.
2010. Т. 55. № 9. С. 1052-1055.
9. Семенцов Д.И, Филатов Л.Д., Обрубов М.С. Поверхностные волны на границе «левой» и «правой» сред // Радиотехника и
электроника. 2012. Т. 57. № 7. С. 750-757.
10. Мальцев В.И, Шатров АД. О трехкратном вырождении поверхностных волн в пластине из метаматериала И Радиотехника
и электроника. 2012. Т. 57. № 2. С. 187-191.
11. Вендик И.Б., Вендик ОТ. Метаматериалы и их применение в технике сверхвысоких частот (Обзор) И ЖТФ. 2013. Т. 83.
Вып. 1. С. 3-28.
12. Слюсар В. Метаматериалы в антенной технике: основные принципы и результаты // Первая миля. 2010. № 3-4. С. 44-60.
13. Shu W., Song J.M. Complete mode spectrum of a grounded dielectric slab with double negative metamaterials // PIER. 2006. V. 65.
P. 103-123.
14. Kim K. Y., Cho Y.K., Tae H.-S. Guided mode propagations of grounded double-positive and double-negative metamaterial slabs with
arbitrary material indexes // Journal of Korean Physical Society. 2006. V. 49. № 2. P. 577-584.
Поступила 13 октября 2015 г.
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
119
Полупроводниковые и ферритовые приборы для антенных и фидерных устройств
Excitation of surface electromagnetic waves
in the metamaterial grounded slab
© Authors, 2016
© Radiotekhnika, 2016
О. V. Isaeva - Research Engineer, FSUE FRPC "Measuring System Research Institute n.a. Yu.Ye. Sedakov" (Nizhny Novgorod)
E-mail: olyashnova@rambler.ru
A. V. Kashin - Dr.Sc. (Eng.), Deputy Chief Designer, FSUE FRPC "Measuring System Research Institute n.a. Yu.Ye. Sedakov"
(Nizhny Novgorod)
E-mail: aKashin@niiis.nnov.ru
Ye. A. Shorokhova - Dr.Sc. (Phys.-Math.), Leading Research Scientist, FSUE FRPC "Measuring System Research Institute
n.a. Yu.Ye. Sedakov" (Nizhny Novgorod)
E-mail: eaShorokhova@gmail.com
Excitation of electromagnetic surface waves (ESW) by an elementary electric dipole in the metamaterial grounded slab with negative
permittivity and negative permeability has been considered. The dispersion equation has been obtained and the dispersion character-
istics of surface TM-waves have been studied. The dependences of ESW propagation constants on the metamaterial electromagnetic
properties and plate thickness have been analyzed. Main attention has been paid to the energy characteristics of the waves. The av-
erage values of the radial component of ESW Poynting vector have been calculated. It has been shown that ESW energy flows out-
side and inside the plate have opposite directions. The directions of an energy flow and a phase velocity are opposite inside the plate.
The distribution of the energy flow density in the structure cross section has been calculated. The dependence of power carried by
these waves along the plate on the structure parameters has been researched.
References
1. Veselago V.G. E'lektrodinamika veshchestv s odnovremenno otritsatel’nymi znacheniyami e i p // UFN. 1967. T. 92. № 7. S. 517-526.
2. Shelby R., Smith D.R., Shultz S. Experimental verification of a negative index of refraction // Science. 2001. V. 92. P. 77-79.
3. Smith D.R., Pendry J.B., Wiltshire M.C.K. Metamaterials and negative refractive index // Science. 2004. V. 305. P. 788-792.
4. Shevchenko 1414 Lokalizatsiya statsionarnogo e’lektromagnitnogo polya pri pomoshchi ploskoj granitsy metamateriala Ц UFN. 2011.
T. 181. № 11. S. 1171-1182.
5. Il'in N.V., Kondrat'ev LG., Smirnov A.I. Istinnye poverkhnostnye volny, napravlyaemye metamaterialami Ц Izv. RAN. Seriya
fizicheskaya. 2008. T. 72. № 1. S. 130-134.
6. BaccarelH P., Burghignoli P., Lovat G., Pauiotto S. Surface-wave suppression in a double-negative metamaterial grounded slab 11 IEEE
Antennas and Wireless Propagation Letters. 2003. V. 2. P. 269-272.
7. Mahmoud S.F., Viitanen AJ. Surface wave character on a slab of metamaterial with negative permittivity and permeability // Progress
In Electromagnetics Research. 2005. V. 51. P. 127-137.
8. Shevchenko V.V. Osnovnye mody simmetrichnogo planarnogo volnovoda iz metamateriala // Radiotekhnika i e’lektronika. 2010. T. 55.
№ 9. S. 1052-1055.
9. Sementsov D.L, Filatov L.D., Obrubov M.S. Poverkhnostnye volny na granitse «levoj» i «pravoj» sred 11 Radiotekhnika i e’lektronika.
2012. T. 57. № 7. S. 750-757.
10. Mal'tsev V.P., Shatrov A. D. О trekhkratnom vyrozhdenii poverkhnostnykh voln v plastine iz metamateriala 11 Radiotekhnika i e’lek-
tronika. 2012. T. 57. № 2. S. 187-191.
11. Vendikl.B., Vendik O.G. Metamaterialy i ikh primenenie v tekhnike sverkhvysokikh chastot (Obzor) // ZhTF. 2013. T. 83. Vyp. 1. S. 3-28.
12. Slyusar V. Metamaterialy v antennoj tekhnike: osnovnye printsipy i rezul’taty 11 Pervaya milya. 2010. № 3-4. S. 44-60.
13. Shu W., Song J.M. Complete mode spectrum of a grounded dielectric slab with double negative metamaterials // PIER. 2006. V. 65.
P. 103-123.
14. Kim K.Y., Cho Y.K., Tae H.-S. Guided mode propagations of grounded double-positive and double-negative metamaterial slabs with
arbitrary material indexes // Journal of Korean Physical Society. 2006. V. 49. № 2. P. 577-584.
120
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
Электродинамическая теория антенн
УДК 621.378.82
О сходимости интегральных представлений
в самосогласованной задаче об излучении
© Авторы, 2016
© ЗАО «Издательство «Радиотехника», 2016
Г. С. Малышев - аспирант, кафедра «Физика и техника оптической связи», Нижегородский государственный
технический университет им. Р.Е. Алексеева
E-mail: physics@nntu.nnov.ru
Н. А. Новоселова - к.т.н., доцент, кафедра «Физика и техника оптической связи», Нижегородский государственный
технический университет им. Р.Е. Алексеева
С. Б. Раевский - д.т.н., профессор, кафедра «Физика и техника оптической связи», Нижегородский государственный
технический университет им. Р.Е. Алексеева, засл, деятель науки РФ
А. Ю. Седаков - д.т.н., профессор, кафедра «Физика и техника оптической связи», Нижегородский государственный
технический университет им. Р.Е. Алексеева; директор ФГУП «ФНПЦ НИИ измерительных систем им. Ю.Е. Седакова»
(г. Нижний Новгород)
Показано, что в самосогласованной задаче об излучении, приводящей к системе линейных однородных интегральных урав-
нений, особенности, которые присутствуют в интегральных представлениях, являются устранимыми и позволяют решать за-
дачи на собственные функции и собственные значения, определяющие базис представления полей излучения в открытом
пространстве. *
Ключевые слова: интегральные уравнения, апертура, собственные функции, собственные значения, базис.
It has been shown that in a self-consistent problem of radiation, which leads to a homogeneous system of linear integral equations,
features that enter into the integral representations are removable and allow one to solve problems on their eigenfunctions and ei-
genvalues, determining basis of the representation of radiation fields in the open space.
Keywords: integral equations, aperture, eigenfunctions, eigenvalues, basis.
В [1,2] показано, что самосогласованная задача об излучении приводит к двум независимым системам
линейных однородных интегральных уравнений:
ЕР J ГО v Ло 4л- J $0 Ер- dS, ro (1)
Е<р 4л- J р г0 р ’0 4 л- J v So p~ikro dS, ro (2)
где Sb - площадь апертуры излучающей поверхности (рис. 1); в
плоскости z — О r0 = ^R2 + p2-2p7?cos(^-p0) ; R, в, (р- сфериче-
ские координаты (рис. 2).
Поверхность излучения So лежит в плоскости z = О (рис. 2);
Р = 7хо + Уо» хо > Уо “ декартовые координаты точек источника
на плоскости So; р, ср- полярные координаты.
Излучающая поверхность So - плоская поверхность с произ-
вольной границей. В частности, это может быть отверстие в экра-
не ИЛИ открытый конец диэлектрического волновода (ДВ). Рис. 1. Геометрия излучающей поверхности
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
121
Электродинамическая теория антенн
Система (1) может быть получена из системы (2) (и наобо-
рот) с помощью перестановочного принципа двойственности
[3,4]:
Ер Нр, Е(р, £ р.
Рассматривая левые части уравнений (1) и (2) как поля соз-
даваемые источником, например, торцом круглого открытого
диэлектрического волновода (ОДВ), и полагая их заданными
(требуемыми), представляем их конкретной записью, например:
Ep(R,(p) = Ae~rRcos(«<p), H9{R,(p) = Bs~yRsm(rup),
E (R,q>) = B.f^e~yR sin(«<p), Hr(R,(p) = A J^e~yR cos(rap).
Рис. 2. Сферическая система координат
Взяв в качестве излучателя торец круглого диэлектрического волновода, компоненты поля внутри
ДВ представляем в виде
= A^^to2 -p2)j„(axp)cos(n(p)e~l0z =a2AlJn(alp)cos(n(p)e~'0z,
E^=-i pAxaxJ'n{axp) + n^-BxJn{axp) cos(n<p)e
£®1)=:i —^Jn^a\P} + C0P\a\BvJ'n(axp') sin(w<p)e
LP _ •
= a2B1J„(a1p)sin(n^)e-l^z,
-ipz
(4а)
->£z
,-i^z
i л^^-Л1/й(а1р) + Д51а1^(о!1р) sin(rap)e
. P
H^=-\ mEya^J'^py+^-nBxJ^p) cos(n<p)e
L p J
В представлении поля во внешней области делаем замену функции Бесселя Jn на функцию Ханкеля
второгорода Н„2):
Е^ =a2^iH(2}(a2p)co3(ncp)er'pz,
Е{2)=-1 рА2а2Н’У\а2р) + п^-В2Н{2\а2р) cos(mp)e~tfiz,
_Р
L P j
^-nA2H(2\a2p) + <ур2бх2В2я;(2)(а2р) sm(«p)e-1/iz
#<2) = a2B2H{2 )(a2p)sm(^)e-1^z,
n^A2H{2\a2p) + pB2a2H'P{a2p) sin(rap)e
. P J
^2) = -i а>£2а2А2Н'1^2\а2р') + — nB2H^2\a2p) cos(H<p)e,/?z.
L p J
В выражениях (4a) и (46) индекс 1 соответствует полям внутренней области, индекс 2 - полям во
внешней среде, а а\ и «2 - соответствующие этим областям поперечные волновые числа. Приравниваем
тангенциальные компоненты поля на границе р-а\
(46)
-i/?z
Е^\ \р^а = £(2) \р=а ’
lp=<7 = Я12)| z \р-а
1р=а = £(2)| Ч> \р=а-
1р=а = я(2)| Ч> \р=а
122
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
Электродинамическая теория антенн
В развернутом виде эта система имеет вид
ayAxJn{axa) - alA2H^\a2a) = О,
«12517»(«1а) - «252^2>(«2а) = °’
—nAxJn(axa) + озрхахВхJ'n(axa) nA2H(2\a2d) - 63p2a2B2H'l22i (а2а) = О,
а а
(5)
азЕ^А^^а) + —nBlJn(a1a) - а>£2а2А2Н'^2\а2а) -—пВ2Н^2\а2а) = 0.
а а
Приравнивая нулю определитель системы (5), получаем дисперсионное уравнение волн ДВ:
*1 J'n(axd) g2 Н'„(2)(а2а) рх J'n(axa) Вг Н$2\а2а)
axJn(axa) а2 Н(2)(а2а) Jl«, J„(аха) а2 Н(2\а2а)
п а, -а2 ~ 2 ~~ 2\
-еМа2),
а а2ах
(6)
где g; и Д - относительные диэлектрическая и магнитная проницаемости в соответствующей среде.
Данное уравнение решается относительно продольного волнового числа. При этом на каждом шаге
поиска корней дисперсионного уравнения вычисляются выражения
«1 = коУ]п2-р2 , а2 = -ik0<]p2-п%,
где р = р/к0 - это постоянная замедления.
Система (5) позволяет выразить коэффициенты А2, В\ и В2 через коэффициент Ль Из первых двух
уравнений системы (5) имеем
Л — #1 (**!**) я о _ *7»(^1Р) д
2 ^Н(2\а2а) ” 2 а2Н{2\а2а)
Подставляем выражения (7) в четвертое из уравнений (5):
. Т,, ч Р _ т , . a2axJn(axa) г_,(2). . . Р axJAaxa) п .
03£xaxAxJ„(axa) + — nB1Jn(ala)-a>£2—, ”——Н„ ’(а2а)Ах ~—п——” 1 Вх =0,
а «2Нп Ла2а) а а2
(7)
oraj2
gi>7»(«i^) s2H'^\a2a)
axJn(axa) a2H^2\a2a)
Из полученных выражений находим
аза2
gi J'n(axa) g2 Н$2\а2а)
«1 Л(«1а) «2 Н(2\а2а)
4,
азаА1 g2 Я»2)(«2^)
a2H^aia)
~п(а2 -а2)н^2\а2а)
4-
(8), (9)
Подставив формулы (7)-(9) в выражения (4а) и (46), выражаем компоненты поля через коэффици-
ент А\. Это позволяет записать поля Н^, Ер, НрмЕ<рь правых частях уравнений (1) и (2) в виде сумм со-
ответствующих компонент полей волн круглого ОДВ:
Ер =%AlmE(pm), Hp=^AXmH^\ Ну^А^Н^, Ev = ^AXmE^.
m=\ m=\ m=\ m-\
Подставляем разложения (10) в правые части систем (1) и (2), а выражения (3) в левые и получаем
Ae~rR cos(rap) = Alm [ [dpd<p0,
~ihb
'--pdpdtpQ,
ro
(Ю)
т=1 о О
. м 2ти<хз
7И=1 о 0
(П)
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
123
Электродинамическая теория антенн
В.
М p~ilcro
^AXm\\H^^—-pdpd(p0,
о о 0
I— . М 2я-оо .
’ т=1 о О
'---p dpd(pQ.
ro
(12)
(13)
В системах (11) и (12) сделана замена бесконечного предела суммирования на конечный, так как
для заданных частоты и индекса п можно найти только конечное число М корней дисперсионного урав-
нения (6).
Далее рассмотрение ведем только для системы (11). Для поиска коэффициентов разложения А\т
можем воспользоваться методом коллокаций. Записываем уравнения (11) в точках
(Ri,<Pi),i= 1, ...,М/2,
где i - это номер точки (/?,, (pi).
Точки (Ri,<pi) являются узлами коллокации. В итоге получаем систему из М уравнений для М неиз-
вестных Aim, т = 1,2,...,М. Решив эту систему, можем найти поля Hv и Ер, которые, в свою очередь,
создают поля с заданными распределениями (3).
Необходимо рассмотреть вопрос о сходимости интегралов в (11) и (12), имеющих особенности.
Действительно, уравнения (11) и (12) записываются для узлов коллокаций (Ri,(pi), поэтому знаменатель
го в подынтегральных функциях будет иметь вид г0 = д/л2 + р2 - 2pRt cos(<pz-<р0). В пределе при (ро -> <р(
и р -> R, знаменатель обращается в нуль, что дает особенность интегрирования.
Будем считать для определенности, что в области интегрирования находится только один узел кол-
локации (Ri,<pi). Окружим его площадкой, ограниченной координатами <ро= <pi, (р^ = <р2 и р = R\, р = R2
(рис. 3). Обозначим через S область, окружающую указанную площадку (заштрихованная область на
<Ро
2л-
<Р2
<Р>
<Р\
Лр '
\<р
/?1 Ri R2
Р
рис. 3). Тогда всякий интеграл из(11)и(12) может быть представлен в
виде
,-i^O
jjf(P,<Po)^—dpd<p0 =|/(p,<?0)-
0 0 0 5
+ ptyo Z(P>Po)------dp ,
J J r0
R\
где под/(р, <po) понимается одна из функций рН^\ рЕ^\ рН^ и
рЕ™.
г0
г0
dpd(pQ +’
(14)
Рис. 3. Расположение площадки, огра-
ничивающей узел коллокации (7?z, (pi)
Первый интеграл в правой части выражения (14) является сходящимся. Необходимо исследовать на
сходимость второй интеграл:
7 е-’^0 7 dp
I d<p0 f{p,(p0)-----dp= I d(p0\ /(p,^0)(cos(^r0)-isin(^0))-2- = I1+I2,
* * Tn * * Гл
<P\ R\ Pi R\
(15)
где введены обозначения
11 = ( d<pQ [ /(p,p0)cos(fo-0)-£, I2 =—i f d(p0 [ /(p,<p0)sm(^r0)-^.
J J r0 • J r0
pi 0 pi R\
(16)
Рассмотрим первый интеграл из (16). Функция f(p, (ро) ограничена во всей области интегрирования,
что ясно из выражений (4а) и (46). Тогда согласно теореме о среднем можем записать
Р2 r2 , Р2 R2 ,
11 = Г d(p0 Г f(p,(p0)cos(kr0)— < J d<p0 [ -£,
* * ifa * * 7л
(pi <P\ R\
(17)
124
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
Электродинамическая теория антенн
где /тах - это максимальное значение функции f(p, <ро) в области интегрирования (максимальное значе-
ние функции cos(£r0) равно единице).
Интеграл по переменной р в правой части неравенства (17) берется аналитически:
(£>2 ^2 Ф2 ^2
1, < р™ f d? J iP-=r “ f f , 2 2 =
<P2
P2
= /max. Jln[2r0(7?2) + 2/?2-2/?;cos(pz-p0)]tZp0- jln[2r0(/?1) + 2/?1-2/?,cos(p/-p0)]<7p0 >,
<P1
<P1
где r0(T?i,2) - значения го при p = 7?i и p = R2 соответственно.
Рассмотрим первый интеграл в правой части неравенства (18). Согласно теореме о среднем можем
записать
Р2
J 1п[2г0(Я2) + 2R2 - 2R, cos(p, -(po)\d<po < £тахДр,
Pl
где \(p ~ (p2 -<Pi, Lmax - максимальное значение натурального логарифма в области интегрирования.
Осуществляя предельный переход при -» 0, получаем
Р2
lim [ In [2r0 (Т?2) + 2R2 - 2Rt cos(^- - <p0)]dfy>0 - 0 •
Д<р-»0 J
Pl
Очевидно, что и второй интеграл в правой части неравенства (18) также будет ограничен. Анало-
гично можно показать, что интеграл Ь из (16) стремится к нулю при стягивании в точку области интег-
рирования, ограничивающей узел коллокации. Таким образом, (Ii +12) -> 0 при \ip —> 0, Др —> 0, то есть
при стремлении сегментов \(р и Др к нулю можно не учитывать второй интеграл в правой части выра-
жения (14). С вычислительной точки зрения это означает, что, начиная с некоторых достаточно малых
значений \<р и Др, интеграл по области 5 (рис. 3) примет вполне определенное значение, которое будет
практически неизменным при дальнейшем уменьшении величин Др и Др.
Рассмотрим численный пример. Исследуем интеграл
2^”
(19)
о о
из правой части (11). Для определенности зададимся следующими параметрами: а - 1 мм - радиус ДВ;
п = 1 - азимутальный индекс волн световода; т = 1 - номер волны с азимутальным индексом п, то есть
рассматриваем основную волну НЕп; = 4, ё2 = 1, Д - р2 -1; Ri = 0,8а, р, = л76 - радиальная и азиму-
тальная координаты узла коллокации;/= 470 ГГц - частота, на которой будет производиться расчет.
Для численного исследования сходимости интеграла (19) производился расчет интеграла
I=[ff^^pdpd<p0 (20)
s г°
по области 5 (рис. 3). Этот интеграл можно рассматривать как функцию, зависящую от двух парамет-
ров - Др и Др, то есть I = Т(Др, Др). При стремлении Др -> 0, Др -> О значение интеграла Т должно
стремиться к значению интеграла (19).
Для начала будем полагать, что величина Др фиксирована и равна Др= л750. На рис. 4 представлен
процесс сходимости интеграла (20) по переменной р при указанном значении Др = л:/50. По оси абсцисс
откладываются значения а!1\р, по оси ординат - значения интеграла (20).
Из рис. 4 видно, что при фиксированном Др наблюдается хорошая сходимость интеграла (19) по
переменной р.
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
125
Электродинамическая теория антенн
Рис. 4. Графическое представление значений интеграла (20), рассчитанных для различных значений параметра Др при фикси-
рованном значении \(р = яг/50: а - реальная часть интеграла (20); б - мнимая часть интеграла (20)
Теперь исследуем сходимость интеграла (19) по переменной ср. Зафиксируем параметр Др, положив
его равным значению Др = 0,01<х На рис. 5 представлен процесс сходимости интеграла (19) по перемен-
ной ср при указанном значении Др. По оси абсцисс откладываются значения я7Д«р, а по оси ординат -
значения интеграла (20).
Im(I)xio-
1375,673 г
1375,672-
1375,671
1375,67
1375,664,
1375,669
1375,666
1375,665
1375,668
1375,667
1375,663----------------'---'-------'--------•
50 55 60 65 70 75 80 85 90 95
я7Д#>
_________________________а)_________________________________________________ty_______________________
Рис. 5. Графическое представление значений интеграла (20), рассчитанных для различных значений параметра Д^ при фикси-
рованном значении Др = 0,01 я: а - реальная часть интеграла (20); б - мнимая часть интеграла (20)
Из рис. 5 видно, что при фиксированном Др наблюдается хорошая сходимость интеграла (19).
• Доказана сходимость интегральных представлений (1), (2) и возможность использования метода
коллокаций для решения системы интегральных уравнений, соответствующей самосогласованной
задаче об излучении. Показано, что формулировка самосогласованной задачи приводит к канониче-
ской форме систем интегральных уравнений (1), (2), позволяющих синтезировать требуемое поле
набором полей собственных волн заданного источника.
Литература
1. Раевский А. С., Раевский С.Б. Самосогласованность краевых задач теории излучения // Антенны. 2014. Вып. 2 (201). С. 3-6.
2. Малышев Г.С., Новоселова НА., Раевский С.Б., Седаков А.Ю. Самосогласованная задача об излучении из круглого отвер-
стия в бесконечном идеально проводящем экране И Антенны. 2015. Вып. 3 (214). С. 3-9.
3. Вайнштейн Л.А. Электромагнитные волны. М.: Радио и связь. 1988.
4. Неганов В.А., Осипов О.В., Раевский С.Б., Яровой Г.П. Электродинамика и распространение радиоволн / под ред. В.А. Не-
ганова и С.Б. Раевского. М.: Радиотехника. 2007.
Поступила 13 октября 2015 г.
126
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
Электродинамическая теория антенн
About convergence of integral representations
in a self-consistent radiation problem
© Authors, 2016
© Radiotekhnika, 2016
G. S. Malyshev - Post-graduate Student of Department of Physics and Technology of Optical Communication,
Nizhny Novgorod State Technical University n.a. R.E. Alekseev
E-mail: physics@nntu.nnov.ru
N. A. Novoselova - Ph.D. (Eng.), Associate Professor of Department of Physics and Technology of Optical Communication,
Nizhny Novgorod State Technical University n.a. R.E. Alekseev
S. B. Raevskij - Dr.Sc. (Eng.), Professor of Department of Physics and Technology of Optical Communication,
Nizhny Novgorod State Technical University n.a. R.E. Alekseev; Honored Scientist of RF
A. Yu. Sedakov - Dr.Sc. (Eng.), Professor of Department of Physics and Technology of Optical Communication,
Nizhny Novgorod State Technical University n.a. R.E. Alekseev; Director of FSUE FRPC "Measuring System Research Institute
n.a. Yu.Ye. Sedakov" (Nizhny Novgorod)
We consider the self-consistent problem of the flat aperture radiation which comes to the solution of the homogeneous system of
Fredholm integral equations of the second kind:
itUjU t e~ikro
F f W
4/7 J Hp
So
г e i6i)£ г e
dS,
\(l)£ C Q ^r°
, ds'Hp-^\E^ds-
г0 c r0
so
e~itob
(1)
(2)
The homogeneous boundary problem (the problem on the eigenfunctions and eigenvalues) provides a basis for representation of the
field created by the specified sources. It has been shown that the integral equations (1), (2) have removable singularities, allowing to
solve them by the collocation method.
References
1. Raevskij A. S.f Raevskij S.B. Samosoglasovannost’ kraevykh zadach teorii izlucheniya Ц Antenny. 2014. Vyp. 2 (201). S. 3-6.
2. Maiyshev G.S.f,Novoselova N.A., Raevskij S.B., Sedakov A.Yu. Samosoglasovannaya zadacha ob izluchenii iz kruglogo otverstiya v
beskonechnom ideal’no provodyashchem e’krane Ц Antenny. 2015. Vyp. 3 (214). S. 3-9.
3. Vajnshtejn L.A. E’lektromagnitnye volny. M.: Radio i svyaz’. 1988.
4. Neganov V.A., Osipov O.V., Raevskij S.B., Yarovoj G.P. E’lektrodinamika i rasprostranenie radiovoln I pod red. V.A. Neganova i S.B.
Raevskogo. M.: Radiotekhnika. 2007.
Уважаемые читатели!
В Издательстве «Радиотехника» Вы можете приобрести книгу
Иларионов Ю. А., Раевский А. С., Раевский С. Б., Седаков А. Ю.
Устройства СВЧ- и КВЧ-диапазонов. Методы расчета. Алгоритмы. Технологии изготовления
ISBN 978-5-88070-351-7
Обобщены результаты работ авторов по расчету, исследованию и технологической реализации устройств СВЧ-
и КВЧ-диапазонов. Дано краткое описание методов прикладной электродинамики, использованных при проведении
расчетов, и сопутствующего этим методам математического аппарата, включая изложение элементов теории специ-
альных функций. Рассмотрены технологические процессы, связанные с производством типовых функциональных
узлов СВЧ- и КВЧ-диапазонов.
Для специалистов, занимающихся проектированием функциональных узлов СВЧ-, КВЧ- и оптического диапазо-
нов волн. Может быть полезна докторантам, аспирантам и студентам радиофизических и радиотехнических специ-
альностей.
По вопросам заказа и приобретения книг обращаться по адресу:
107031 г. Москва, Кузнецкий мост, 20/6.
Тел./факс: (495) 625-92-41, тел.: (495) 625-78-72,621-48-37;
http://www.radiotec.ru; e-mail: infb@radiotec.ru
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)
127
Электродинамическая теория антенн
Уважаемые читатели!
В Издательстве «Радиотехника» Вы можете приобрести книги
Беденко С. В., Воробьев А. А., Дергунов И. И., Журавлева В. А., Занозин А. В.,
Коробейников А. Ю., Коробейников Ю. А., Михайлова Т. А., Миханов Н. П.,
Мокрушина И, С., Сай П. А., Сычев И. А., Цурков М. Л., Шевчук В. И., Ягольников А. С.,
Ягельников С. В.
Электромагнитная совместимость радиоэлектронных средств и радиоконтроль.
Методы оценки и эффективности
ISBN 978-5-93108-113-7
Впервые дан обзор основных международных и национальных принципов управления радиочастотным спек-
тром, принципов использования радиочастотного спектра в развитых странах, в том числе и в Российской Федера-
ции, способов (механизмов) регулирования и управления использованием радиочастотного ресурса с учетом интере-
сов радиоэлектронных средств, обеспечивающих обороноспособность страны, путей и методов конверсии радиочас-
тотного спектра, проводимой в интересах расширения его использования средствами гражданского назначения.
Изложены уникальные методы решения широкого круга задач в области электромагнитной совместимости ра-
диоэлектронных средств, таких как детерминированная и вероятностная оценка ЭМС РЭС и радиосистем, обоснова-
ние различного рода мероприятий, направленных на обеспечение ЭМС РЭС, радиоконтроль использования радио-
частотного спектра радиоэлектронными средствами.
Для инженеров и сотрудников научных и проектных организаций, решающих проблемы использования радиочастот-
ного спектра и обеспечения ЭМС РЭС. Может быть полезна студентам, магистрам и аспирантам технических вузов, а
также специалистам гражданских и военных радиочастотных органов.
Многоэлементные антенные системы. Матричный подход
Сазонов Д. М.
ISBN 978-5-93108-093-2
Представлены сложные передающие и приемные многоэлементные антенные системы для радиосредств с циф-
ровой обработкой информации. Обсуждены способы измерения взаимного влияния элементов антенных решеток.
Дана классификация полей рассеяния радиоволн антенными решетками. Исследована возможность идеальной ра-
диомаскировки антенных систем. Показано применение матричного подхода к анализу и оптимизации адаптивных
антенных систем. Рассмотрены задачи анализа и синтеза характеристик направленности, а также энергетические
характеристики передачи мощности между антенными решетками.
Для научных сотрудников и специалистов, работающих в области радиолокации, связи, теории и техники ан-
тенн. Может быть полезна аспирантам и студентам старших курсов радиотехнического профиля, которые специали-
зируются в указанных областях.
Маршалов Т. А., Евдокимов Н. О., Костенко Е. А., Киселев Д. С., Сосновский А. В.,
Барзаковский А. Ю., Крюков И. Н.
Радиолокационные средства охранного мониторинга. Теория и практика построения
ISBN 978-5-93108-107-6
Показаны результаты системного анализа методов и принципов определения совокупности физических харак-
теристик радиолокационных целей, которые оказывают определяющее влияние на параметры и структуру отражен-
ных сигналов. Представлены математические модели радиолокационных сигналов и пассивных помех с учетом влия-
ния различных факторов. Систематизированы и обобщены результаты исследования путей совершенствования воз-
можностей радиолокационных средств охранного мониторинга по обнаружению и распознаванию малоразмерных
целей сложной архитектуры.
Для научных работников, инженеров, студентов высших учебных заведений, работающих и обучающихся по
направлениям системного анализа, моделирования и совершенствования радиолокационных средств охранного мо-
ниторинга.
По вопросам заказа и приобретения книг обращаться по адресу:
107031 г. Москва, Кузнецкий мост, 20/6.
Тел./факс: (495) 625-92-41, тел.: (495) 625-78-72,621-48-37;
http://www.radiotec.ru; e-mail: infb@radiotec.ru
128
"Антенны", 2016 г., выпуск 1 (221)