/
Tags: электротехника
Text
“^jlf
с м клич
ПРОЕКТИРОВАНИЕ
СВЧ УСТРОЙСТВ
РАДИОЛОКАЦИОННЫХ
ПРИЕМНИКОВ
С. М. Клич
ПРОЕКТИРОВАНИЕ
СВЧ УСТРОЙСТВ
РАДИОЛОКАЦИОННЫХ
ПРИЕМНИКОВ
МОСКВА «СОВЕТСКОЕ РАДИО» 1973
6Ф2.124
К49
УДК 621.396.966.001.2
Клич С. М. Проектирование СВЧ устройств радиолока-
ционных приемников. М., «Сов. радио», 1973, 320 с.
Дается систематическое изложение вопросов проектирова-
ния и расчета СВЧ устройств радиолокационных приемников
сантиметровых и миллиметровых волн: антенных переключа-
телей, устройств защиты приемника, балансных смесителей
малого и большого сигналов, малошумящих усилителей, гете-
родинов и вспомогательных СВЧ элементов (мостов, атте-
нюаторов и нагрузок). Приводятся примеры расчета параме-
тров и обоснования для выбора элементов или схем того или
иного типа. Даются также примеры практически используе-
мых волноводных конструкций СВЧ устройств с указанием
основных электрических размеров и экспериментально полу-
ченных характеристик.
Книга предназначена для радиоинженеров и радиотехни-
ков, занимающихся разработкой радиолокационных и других
СВЧ приемников, и студентов радиотехнических специально-
стей вузов и техникумов.
Табл. 10, рис. 109, библ- 244 назв.
0344-054
К 046(01)-73 15’73
(§) Издательство «Советское радио», 1973.
Предисловие
Известно, что СВЧ устройства радиолокационного
приемника весьма существенно влияют на такие важные
характеристики РЛС, как дальность действия и надеж-
ность работы. Несмотря на широкое развитие радиоло-
кационной техники, проектирование этих устройств до
сих пор остается одной из наиболее трудных задач для
инженера-разработчика, не имеющего большого опыта
работы в этой области. Такое положение в значительной
степени.вызвано недостаточным освещением этих вопро-
сов в соответствующей литературе.
Поэтому желательно создание книги, в которой с до-
статочной степенью детализации, необходимой для прак-
тического проектирования, было бы дано систематиче-
ское изложение вопросов проектирования СВЧ устройств
радиолокационных приемников с учетом современного
состояния техники и электроники СВЧ.
Настоящая книга представляет собой попытку в из-
вестной мере удовлетворить эту потребность. При ее на-
писании ставилась задача по возможности ответить на
вопросы, возникающие в процессе проектирования: каки-
ми схемами и техническими средствами реализуются те
или иные функциональные узлы, элементы и СВЧ устрой-
ство в целом, какими электрическими характеристиками
они должны обладать, каковы методы расчета и проек-
тирования этих устройств, как выполнены практически
используемые конструкции и какими они обладают па-
раметрами.
Разумеется, при столь ограниченном объеме книги
невозможно дать достаточно исчерпывающие ответы на
эти вопросы, ответы, которые отражали бы все многооб-
разие современной техники радиоприема на СВЧ. Поэто-
му в книге рассмотрены в основном только такие вопро-
сы и технические решения, которые, по мнению автора,
являются достаточно характерными, распространенными
или практически важными, но не получившими необхо-
димого освещения в современной литературе. Материал
книги изложен неодинаково подробно. Наиболее деталь-
но излагаются проектирование и расчет антенных пере-
ключателей, устройств защиты приемника и смесителей
(гл. I ,11). Это обусловлено тем, что они являются неотъ-
емлемыми элементами большинства СВЧ устройств при-
емников РЛС, а вопросы их практического проектирова-
ния на протяжении длительного периода (после изда-
ния книг известной Массачусетской серии) не получали
должного отражения в литературе, посвященной прием-
никам СВЧ. Ряд других вопросов *) из-за ограниченно-
сти объема автор вынужден рассматривать кратко,
однако ссылки на литературу (которыми автор широко
пользуется), где они рассмотрены более подробно, по-
зволяют надеяться, что все затрагиваемые в книге во-
просы могут быть изучены достаточно подробно.
Значительная часть книги написана на основе опыта
работы и результатов исследований автора (ряд из них
публикуется впервые, например расчет параметров ба-
лансного антенного переключателя, расчет и исследова-
ние балансных смесителей большого и малого сигнала и
др.). Вместе с тем, для систематического изложения во-
просов расчета и проектирования автор стремился обоб-
щить и по возможности полнее охватить (в частности,
путем ссылок на литературу) другие опубликованные
материалы по рассматриваемым вопросам. Учитывая со-
временную тенденцию к освоению коротковолновой части
диапазона миллиметровых волн и все возрастающее при-
менение миллиметровых волн для решения ряда научных
и практических задач, автор стремился уделить также
достаточно внимания особенностям проектирования вол-
новодных элементов и устройств миллиметрового диапа-
зона. (В этом диапазоне волн в настоящее время волно-
воды являются основным типом линии передачи для соз-
дания СВЧ устройств и поэтому применяются почти
повсеместно.) Все это позволяет надеяться, что книга бу-
дет полезной не только студентам и молодым специали-
стам, впервые изучающим предмет книги, но и сможет
заинтересовать специалистов, обладающих определен-
ным опытом работы.
В особенности те из них, которые касаются относительно но-
вых устройств СВЧ (в частности, малошумящих усилителей и гете-
родинов на полупроводниковых диодах) и которым посвящена об-
ширная не только журнальная, но и книжная литература.
Материал кйигй Изложен в основном на примере вой-
новодных устройств сантиметрового и миллиметрового
диапазонов волн, тем не менее, большая часть этого ма-
териала (в частности, все расчетные соотношения) в рав-
ной степени пригодна и для проектирования СВЧ
устройств приемников, использующих другие типы линий
передачи: коаксиальные, полосковые и микрополосковые.
Значительная часть материала книги (кроме гл. 1) имеет
также прямое отношение к проектированию СВЧ
устройств приемников нерадиолокационного применения:
для систем связи, радиофизических исследований и др.
При написании книги автор стремился сделать ее
доступной не только инженерам и студентам вузов, но
также техникам и учащимся старших курсов техникумов
радиотехнических специальностей. Из-за ограниченности
объема все расчетные соотношения приводятся без вы-
водов, однако везде, где только это возможно, даны
ссылки на литературу, в которой эти выводы имеются.
Инициатива написания этой книги всецело принадле-
жит А. А. Чеснокову (ныне покойному) и заведующе-
му кафедрой -радиоприемных устройств Ленинградского
Электротехнического института им. В. И. Ульянова
(Ленина) профессору А. И. Сиверсу, которые всемерно
стимулировали автора на эту работу, проявляли неиз-
менный интерес к ней и оказывали поддержку. Автор им
глубоко признателен за это. Автор благодарен также
доктору техн, наук А. Н. Выставкину и канд. техн, наук
А. А. Визелю за полезные советы, внимание к работе и
ее поддержку. Он выражает свою благодарность рецен-
зентам кандидатам техн, наук И. П. Боровикову,
В. А. Петрову, А. В. Вайсблату, а также К. А. Меркурь-
еву и Б. А. Борину, прочитавшим отдельные главы кни-
ги, за сделанные ими полезные критические замечания,
учтенные при подготовке рукописи к печати.
Параграф 3 главы 3 написан канд. техн, наук
И. С. Миценгендлером.
Автор с благодарностью примет от читателей все за-
мечания и предложения по улучшению книги, которые
следует направлять в издательство по адресу: Москва,
Главпочтамт, а/я 693.
Автор
Перечень основных обозначений и сокращений
Ск—эквивалентная емкость корпуса диода,
Свых — выходная емкость смесителя,
С, С (и) —нелинейная емкость перехода (выпрям-
ляющего контакта) полупроводникового
диода.
С(0), С ((/о) —емкость параметрического диода при на-
пряжениях смещения нуль и
Сер, Co=l/So—'Постоянная составляющая емкости и об-
ратная величина постоянной составляю-
щей жесткости параметрического диода
при воздействии накалки,
F — коэффициент шума,
Fji, ^норм —коэффициент шума и нормированный
коэффициент шума смесительного диода,
Fey — общий коэффициент шума смесителя
с УПЧ,
Fy, Fn4—коэффициент шума МШУ и УПЧ,
Fny, Fji6b—коэффициент шума ППУ, УТД и ЛБВ
соответственно,
Fs, FyS, Fo—суммарный коэффициент шума приемни-
ка в общем случае, с МШУ и без МШУ
соответственно,
f, fo, fcp—частота в общем случае, а также резо-
нансная или средняя частота полосы
пропускания (диапазона рабочих ча-
стот) ,
fc, fr, fs — частота сигнала,' гетеродина и зеркаль-
ного канала приема (зеркальная) соот-
ветственно,
/пч — промежуточная частота,
/раз, f2 раз, /зраз— разностная частота и ее вторая и третья
гармоники соответственно,
/кр—критическая частота переключательного,
ограничительного и параметрического
диодов,
/х, /п — холостая частота и частота накачки
ППУ,
А/ — полоса пропускания или диапазон рабо-
чих частот,
Д/пч, Д/свчу—полоса пропускания УПЧ и СВЧУ,
Д/у, Д/пу, Д/утд, Д/лбв—полоса пропускания МШУ, ППУ, УТД
и ЛБВ соответственно,
Д^раб — диапазон рабочих частот,
Afnep — диапазон изменения частоты передат-
чика,
Л/эл —диапазон электронной настройки гетеро-
дина,
/ц 0, /пи — ПОСТОЯННЫЙ и импульсный токи поджи-
га РЗП,
/о—постоянный ток, постоянная составляю-
щая тока смесительного и параметриче-
ского диодов; постоянный ток питания
ТД и генераторных диодов,
/ооптДорэб — оптимальное и рабочее значения посто-
янной составляющей тока смесительного
диода,
/+—ток положительного смещения переклю-
чательного диода,
К, Кн—фактический и номинальный коэффи-
циенты усиления (передачи) мощности,
Ку, КПу, ЛуТд, /Слбв—номинальные коэффициенты усиления
МШУ, ППУ, УТД и ЛЕВ соответ-
ственно,
/Сд — качество переключательного или огра-
ничительного диодов,
L, LH— номинальные потери (ослабление),
Ацер, Ацр, Азап—потери передачи, приема (пропускания)
и запирания соответственно,
Ln, /-12, /-23 — потери в циркуляторе,
Lp, LP3l3, £раз бс—развязка плеч АП, волноводных мостов
и входных плеч БС соответственно,
£фп, Афз — потери пропускания и запирания фильт-
ра,
Аат, До, АПрсд, АСв—ослабление аттенюатора, направленного
и предельного ответвителей, предельно-
го аттенюатора и элемента связи ответ-
вителя соответственно,
LR, Абс—номинальные потери преобразования
смесительного диода (НБС) и баланс-
ного смесителя,
Амс, Абс—фактические потери преобразования
диода или смесителя (НБС, БС) при
малом и большом сигналах,
Ак, As—эквивалентная индуктивность корпуса
диода,
та, mt—относительный уровень амплитудных и
частотных шумов гетеродина соответ-
ственно,
N—динамический диапазон входных сигна-
лов,
А’пер, Pc, Pui — мощности передатчика, сигнала и шу-
мов,
Ри, РСр — импульсная и средняя мощности падаю-
щей волны,
А’заж — мощность зажигания РЗП,
Рпрос — мощность, просачивающаяся с выхода
УЗП,
Рпл мощность плоской части просачивающе-
гося импульса,
дою Рнеп доп—максимально допустимая импульсная и
непрерывная мощности для усилитель-
ного или смесительного диода,
Ррас— средняя мощность, поглощаемая в пере-
ключательном или ограничительном
диоде,
Рпор—пороговая чувствительность приемника,
порог ограничения в ограничителе,
/’нас—мощность насыщения усилителя или сме-
сителя,
Рг, Рг опт—произвольная и оптимальная (по мини-
муму коэффициента шума) мощности ге-
теродина, подводимые к смесительному
диоду,
Рг вх, —мощность гетеродина, подводимая ко
входу смесителя и требуемая для пита-
ния всех смесителей СВЧУ соответ-
ственно,
/’гвых, -Рвых — выходная мощность гетеродина,
Рш г — мощность шумов гетеродина,
Рн — мощность накачки в ППУ,
р — коэффициент включения диода в кон-
тур ППУ, комплексная частота,
Q — динамическая добротность параметриче-
ского диода,
R — нелинейное активное сопротивление пе-
рехода (выпрямляющего контакта) по-
лупроводникового диода,
R8, г-—эквивалентное последовательное сопро-
тивление потерь параметрического и пе-
реключательного диодов (соответствен-
но) при нулевом и отрицательном сме-
щениях,
Рэ, Гэ — эквивалентные активные сопротивления,
шунтирующие линию передачи в диод-
ном выключателе (ограничителе) при ре-
зонансе в состояниях пропускания и за-
пирания соответственно,
Рд— выходное сопротивление смесительного
диода по ПЧ,
РБС —выходное сопротивление балансного сме-
сителя по ПЧ,
RQ, д>пч _ сопротивления нагрузки смесительного
диода по постоянному току и смесителя
по ПЧ,
г, rs — суммарное последовательное сопротивле-
ние потерь объема полупроводника и
выводов диода.
r+ — эквивалентное последовательное сопро-
тивление потерь переключательного
(ограничительного) диода при положи-
тельном смещении (на высоком уровне
мощности),
Snpoc — подавление просачивающейся мощности
в БАП,
5Ш, Зшо — коэффициенты подавления .шумов гете-
родина в БС с учетом и без учета раз-
баланса фаз,
S= 1 /С — нелинейная жесткость параметрического
диода,
«$эл — крутизна электронной настройки гетеро-
дина,
Т, То=293°К — абсолютная температура, в градусах
Кельвина,
Тш — шумовая температура, в градусах Кель-
вина,
ТПу — шумовая температура ППУ,
/ш— относительная шумовая температура,
^бс—шумовое отношение балансного смеси-
теля,
tr, /го— шумовое и удельное шумовое отноше-
ния гетеродина,
ty— времена восстановления и установления
в АП и УЗП,
^окр—температура окружающей среды,
U, и — напряжение,
£/п0, Un и—постоянное и импульсное напряжения
поджига РЗП,
Uq — постоянное напряжение смещения или
питания,
иПр — обратное напряжение пробоя диода,
Up, U2p, U3p—выходное напряжение смесителя разно-
стной частоты (действующее значение)
и ее второй и третьей гармоник соот-
ветственно,
Upe3, Uогр — напряжения на резонаторе и отражателе
клистрона,
</уПр — управляющее напряжение на замедляю-
щей системе ЛОВ,
W— волновое сопротивление линии передачи,
Wn— энергия пика просачивающейся мощно-
сти,
ТГП доп — максимально допустимая энергия пика
для усилительного или смесительного
диодов,
X — модуль реактивного сопротивления,
У— полная проводимость,
Z — импеданс,
а — коэффициент регенерации ППУ,
Р = (Ох/о)с — отношение частот в ДПУ,
д — разбаланс амплитуд щелевого моста,
Г — модуль коэффициента отражения,
Глер, I пр—модуль коэффициента отражения в ре-
жимах передачи и приема (пропускания)
соответственно,
Гд, Грс—(модуль коэффициентов отражения, сме-
сительной камеры и входных плеч БС,
9, Л0, ft, ДФ — фазовые углы и сдвиги фаз в БАП,
Л, Л — длины волн в волноводе (в линии пере-
дачи) и в воздухе соответственно,
р—коэффициент стоячей волны (КСВ),
Рпер, рпр — КСВ в режимах передачи и приема
(пропускания) соответственно,
рд — входной КСВ смесительной камеры (дио-
да),
Рве —входной КСВ плеч балансного смеси-
теля,
Рат, рнаг — КСВ аттенюатора и нагрузки,
-c=CRSt r(Uo), т(0) —постоянная времени параметрического
диода в общем случае и при смещениях
нуль и Uq,
ти — длительность импульса,
—сдвиг фазы напряжения на смеситель-
ном диоде, обусловленный рассогласо-
ванием последнего,
Д<РПЧ —разбаланс фаз балансного смесителя,
ф, Дф — разность фаз СВЧ колебаний,
со — круговая частота,
(Ос, (Ох, (Он — частоты сигнала, холостого контура и
накачки в ДПУ,
(Осо, (Ох о — резонансные частоты в ДПУ.
АП — антенный переключатель,
БАП — балансный антенный переключатель,
БС, НБС — балансный и небалансный смесители,
ДБШ — диод с барьером Шоттки,
ДПУ—двухконтурный параметрический усили-
тель,
МШУ — малошумящий усилитель,
ОД — обращенный диод,
ПФЦ— переключаемый ферритовый циркулятор,
ПЧ — промежуточная частота,
РЗП — разрядник защиты приемника,
СВЧУ — СВЧ устройство,
ТД — туннельный диод,
ТКД — точечно-контактный диод,
УЗП—устройство защиты приемника,
УТД—усилитель на туннельном диоде,
ФАП — ферритовый антенный переключатель.
ВВЕДЕНИЕ
В.1. Общие замечания
Современные радиолокационные станции используют-
ся для решения чрезвычайно большого круга задач в об-
ласти народного хозяйства, военной техники и науки —
начиная с навигации судов и самолетов и предупрежде-
ния их столкновения с препятствиями и кончая прогно-
зированием погоды и космическими исследованиями мето-
дом планетной радиолокации [1]. Многообразие решае-
мых задач неизбежно связано с большим разнообразием
методов построения, технического воплощения и особен-
ностей РЛС различного назначения. Это в полной мере
относится и к радиолокационным приемникам, являю-
щимся неотъемлемой и одной из важнейших частей лю-
бой РЛС. Однако, при всем разнообразии требований,
схем и конструкций приемников имеется ряд методов по-
строения функциональных узлов и элементов и техниче-
ских решений для них, которые в тех или иных вариан-
тах чаще всего используются, являются характерными и
основополагающими для построения более сложных ра-
диолокационных приемных устройств. Исходя из этого
в книге будут изложены вопросы проектирования только
наиболее распространенных и типичных СВЧ устройств*)
(СВЧУ) и их элементов для радиолокационных прием-
ников.
Из-за весьма большого числа подвижных объектов,
оборудуемых в настоящее время радиолокационной аппа-
ратурой, в наибольших количествах выпускают и приме-
няют нестационарные наземные и бортовые РЛС, уста-
навливаемые на автомашинах, судах, летательных аппа-
ратах и других носителях, которые в, большинстве
*> В ранней технике радиолокации, когда эти устройства имели
простую схему и выполнялись в виде конструктивно единого узла,
их называли радиочастотной головкой (РЧГ) или высокочастотной
головкой (ВЧГ). Такие названия часто применяют и теперь. Однако
СВЧ устройство современного малошумящего радиолокационного
приемника нередко выполняют в виде отдельного блока или даже
отдельных блоков и узлов, поэтому названия РЧГ и ВЧГ в общем
случае не являются подходящими,
случаев работают на сантиметровых (сж) волнах диапа-
зона СВЧ. Кроме того, существует тенденция к более
широкому использованию радиоаппаратуры и, в частно-
сти, РЛС миллиметрового {мм) диапазона волн, которые
обеспечивают высокую разрешающую способность при
малых размерах антенн. СВЧУ сантиметровых волн, осо-
бенно коротких, еще часто создают на объемных волно-
водных элементах (как правило, прямоугольного попе-
речного сечения). На мм волнах волноводы применяют
почти повсеместно. По указанным причинам, учитывая
ограниченный объем книги, в ней будут рассмотрены
вопросы проектирования СВЧУ см и мм диапазонов волн
в основном на примере волноводных конструкций. По-
этому в дальнейшем мы будем без специальных оговорок
называть СВЧ узлы и элементы волноводными. Тем не
менее большая ча-сть материала книги в равной степени
пригодна и для проектирования СВЧУ, использующих
другие типы линий передачи: коаксиальные, полосковые,
микрополосковые.
Заметим, что в настоящее время проводятся интен-
сивные исследования и разработки миниатюрных СВЧ
устройств на микрополосковых линиях передачи (так на-
зываемые интегральные СВЧ схемы) {2,3]. К их примене-
нию в РЛС см волн уже приступают. Исследование мик-
рополосковых элементов мм диапазона еще только на-
чинается. Специфические вопросы проектирования
подобных устройств являются предметом специального
рассмотрения и выходят за рамки этой книги.
В.2. Коэффициент шума и чувствительность приемника
Радиолокационные приемники предназначены для
приема сигналов, отраженных от объектов, подлежащих
радиолокационному обнаружению и наблюдению. Чем
более слабый по мощности сигнал может быть принят
приемником, т. е. обнаружен на его выходе, тем выше
чувствительность приемника, которая является его важ-
нейшей характеристикой, определяющей дальность дей-
ствия радиолокатора. Как известно, чувствительность при-
емника зависит от уровня шумов на его выходе. Источ-
никами этих шумов являются шумы, поступающие из
антенно-фидерного тракта, и шумы, возникающие в са-
мом приемнике и проходящие на его выход. Как прави-
ло, последние вносят основной вклад в выходные шумы
12
приемника. Для оценки величины собственных шумов
приемника и отдельных его каскадов пользуются шумо-
выми параметрами — коэффициентом шума или шумо-
вой температурой Тш. В литературе шумовую темпера-
туру называют также эффективной или эквивалентной
шумовой температурой [4, 5, 7].
Определения коэффициента шума и шумовой темпе-
ратуры, их физический смысл и вывод формул для рас-
чета этих параметров детально рассмотрены в учебной и
технической литературе, в частности, в книгах [4—9]. По-
этому здесь мы приведем только основные соотношения
для их расчета.
Коэффициент шума линейного шумящего четырехпо-
люсника (например, волноводного элемента, усилителя,
смесителя, линейной части приемника) равен
F=Pm вых/Рш вхК= (АпвхК + Рш вых соб') /Рщ вхК —
— 1 +-Рщ вых соб/Рш вхК— I +-РШвхэ/Ршвх, (В.1)
где Рш вх — мощность шумов, поступающих от источника
сигнала на вход четырехполюсника на частоте сигнала;
Р ш вых— суммарная мощность шумов на выходе четы-
рехполюсника, обусловленная как собственными (вну-
тренними) источниками шума, так и внешними шумами,
поступающими на его вход; Рщвыхсоб — часть полной
мощности шумов на выходе, которая обусловлена толь-
ко собственными шумами четырехполюсника; Ршвхэ=
:==Р ш вых соб/К" — эквивалентная мощность собственных
шумов четырехполюсника, приведенная к его входу; К —
коэффициент передачи (усиления) четырехполюсника по
мощности.
Результат расчета коэффициента шума по формуле
(В.1) не зависит от того, какие значения величин Рш и К
будут использованы — фактические или номинальные,
важно только, чтобы все эти величины были одинаково
определены. Напомним, что номинальной мощностью
источника (генератора, антенны, выхода усилителя) на-
зывается наибольшая мощность, которую этот источник
передает в согласованную нагрузку (при этом полные
сопротивления источника и нагрузки являются комплекс-
но сопряженными величинами). Номинальный коэффи-
циент передачи (усиления) мощности четырехполюсника
равен отношению номинальных мощностей на его выхо-
де и входе, т. е. Кн — Рвых н/^вхи. При практических рас-
четах F удобнее пользоваться номинальными значения-
ми величин Лпн и причем, даже в тех случаях, когда
в действительности согласование сопротивлений на входе
и выходе четырехполюсника отсутствует. При этом сле-
дует иметь в виду, что как РВых п и соответственно Кн,
так и коэффициент шума четырехполюсника зависят от
его согласования по входу.
Величина коэффициента шума, как видно из (В.1),
зависит также от мощности шумов, поступающих на вход
четырехполюсника от источника 'сигнала. Наиболее рас-
пространенным значением Лпвх, принимаемым для рас-
чета и измерения F, является номинальная мощность
шумов источника сигнала, находящегося при стандарт-
ной (комнатной) температуре Го = 293°К, равная
Рщ вх н = kTo^fjji. (В.2)
Здесь &= 1,38-10“23 дж!град — постоянная Больцмана;
Д/ш — эквивалентная шумовая полоса четырехполюсни-
ка, равная ширине основания эквивалентного прямо-
угольника, имеющего ту же площадь, что и реальная
амплитудно-частотная характеристика, и высоту, равную
коэффициенту передачи четырехполюсника на централь-
ной частоте. Коэффициент шума, соответствующий вели-
чине Ршвхн, называется стандартным (или комнатным)
коэффициентом шума, который далее будет называться
просто коэффициентом шума. Заметим и подчеркнем, что
под мощностью Ршвхн, учитываемой формулой (В.1),
понимается только та часть мощности входных шумов,
которая поступает на вход четырехполюсника по каналу
принимаемого сигнала в полосе Д/ш. Если в реальном
случае шумы источника сигнала поступают на вход четы-
рехполюсника также и по побочным, вредным каналам
приема (например, зеркальный канал приема в суперге-
теродинном приемнике), то мощность таких побочных
шумов величиной -Ршвхн не учитывается, а только добав-
ляется к собственным шумам четырехполюсника, т. е.
включается в величину Ршвыхсоб или Рщвхэ, что, разу-
меется, приводит к возрастанию их значений и, следова-
тельно, к возрастанию коэффициента шума (подробнее
см. § В.З) [4, 11, 12].
По аналогии с (В.2) величину Ршвхэ можно предста-
вить в виде:
Рш ВХ Э = kTrnAfui' (В.З)
В дальнейшем для краткости будем называть просто шу-
мовой полосой,
Тогда коэффициент шума -равен
F — 1 +РШ вхэ/^7’оА/ш= 1 + Тш/Т0= 1 + U (В.4)
где 1ш = Тш/Тп — относительная шумовая температура.
Из (В.4) получаем
Тш=(/’-1)Го; /m = F-l. (В.5)
Величины F и /щ являются безразмерными шумовы-
ми характеристиками, отличаются друг от друга на еди-
ницу и количественно выражаются безразмерным чис-
лом. Шумовая температура Тш выражается в градусах
Кельвина. На практике коэффициент шума чаще оцени-
вается не в единицах, а в децибелах, т. е. F(d6) =
-101gF(ed).
Как видно из (В.4), минимальное значение F, соот-
ветствующее идеальному, нешумящему четырехполюсни-
ку (каскаду, приемнику), равно 1 (0 дб). Характерны-
ми величинами F для современных супергетеродинных
приемников см и мм волн являются 14-20 дб (Тш^
«ЮОч-'ЗО 000°К [2].
Заметим, что при практических расчетах коэффици-
ента шума и шумовых мощностей в супергетеродинных
приемниках СВЧ и его входных элементах и каскадах
во многих случаях можно принять
(В.6)
где А/пч — полоса пропускания тракта промежуточной
частоты (ПЧ) по уровню 3 дб. Это обусловлено тем, что
полоса пропускания элементов СВЧ, как правило, много
больше А/пч, вследствие чего коэффициент передачи
(усиления) этих элементов можно считать приблизитель-
но постоянным в пределах полосы пропускания УПЧ.
Следовательно, мощность шума, достигающего выхода
УПЧ, определяется амплитудно-частотной характеристи-
кой последнего. А для УПЧ, являющегося многоконтур-
ным усилителем, как известно, А/ш~А/пч [4, 5].
Из формул (В.1) — (В.4) видно, что ’рассмотренный
коэффициент шума является шумовой характеристикой,
усредненной в некоторой полосе частот А/ш, в частности
в полосе частот тракта ПЧ при использовании соотно-
шения (В.6). Такой коэффициент шума называется инте-
гральным в отличие от дифференциального коэффициен-
та шума, определяемого на заданной частоте по фор-
мулам (В.1), (В.4) при Д/ш—>0 [7, 11]. Следовательно,
коэффициент шума УТ1Ч, определенный с уче-
том (В.6), будет интегральным коэффициентом шума,
поскольку усреднение шумов производится во всей
его рабочей полосе частот. Определенный таким же
образом коэффициент шума СВЧ устройства или радио-
локационного приемника в целом можно уже рассмат-
ривать (с некоторой степенью приближения) как диф-
ференциальный коэффициент шума, поскольку усредне-
ние шумов в данном случае производится не по всей
СВЧ полосе пропускания, а только по незначительной ее
части, равной А/Пч, вблизи любой из входных рабочих
частот (как уже отмечалось, в большинстве случаев
А/свч>Л/пч). При этом, чем уже будет полоса Д/пч, тем
ближе будем к выполнению условия Д/ш—И) и тем бо-
лее точно будет определен дифференциальный коэффи-
циент шума СВЧ устройства и его зависимость от часто-
ты F(f). В дальнейшем под коэффициентом шума СВЧ
элементов и устройств и его частотной зависимостью бу-
дем понимать дифференциальный коэффициент шума.
Рассмотрим частный случай пассивного шумящего
четырехполюсника, обладающего номинальными потеря-
ми Ан=1/Кн и находящегося при абсолютной температу-
ре Т. Таким четырехполюсником является любой реаль-
ный фидер (волновод) или СВЧ элемент (например,
ферритовое устройство — вентиль, циркулятор), антенно-
фидерный тракт РЛС и т. д. Коэффициент шума и шу-
мовая температура подобного четырехполюсника с поте
рями равны [4, 5]
При Т = То
FnoT=l +т^н-1)> 1 0 (В.7)
Тш ПОТ = Т (Лн— 1) . (В.8)
F ПОТ == Тн = 1 / Кн- (В.9)
Следовательно, коэффициент шума пассивных СВЧ эле-
ментов с потерями, находящихся при нормальной темпе-
ратуре То, равен величине их потерь. Чем ниже потери,
тем меньше шумы, вносимые этими элементами.
До сих пор рассматривались шумовые характеристи-
ки одиночного четырехполюсника (каскада). Для схемы,
состоящей из двух последовательно соединенных четы-
рехполюсников (двухкаскадная схема), коэффициент
16
шума и шумойая температура определяются по форму-
лам (4—9]
Л2=Л+(/;2-1)/7<н1, (В.10)
7'ш12==7'ш14' Упй/^Сн!. (В.11)
Соотношения (В.10), (В.11), как известно, легко рас-
пространяются на любую многокаскадную схему:
F = Fi -f- (F2—О/Лш+'^з—1)/^Chi^Ch2+ • •.
... + (В. 12)
7’ш=7’ш1+17’ш2//<н1 + 7'шз//<н1-7<Н2+ ...
. .. + Тшп/Лн! • Ан2 ••• (В.13)
Формулы (В.10) 4-'(В13) справедливы для таких мно-
гокаскадных схем, у которых наиболее узкополосным
каскадом является последний, при этом предполагается,
что общая полоса шумов ~Л[шп, где Д/ ш п — ПОЛОСЯ
шумов последнего каскада. Практически во всех схемах
приемников эти условия выполняются, т. к. в противном
случае величины F и Тш могут возрасти. Более общий
вид формулы (В. 12), учитывающий соотношение полосы
шумов различных каскадов, приведен в [4].
Из формул (В.10) — (В.13) видно, что наибольший
вклад в общий коэффициент шума многокаскадной
схемы вносит первый каскад, поскольку его шумы полно-
стью входят в суммарные шумы приемника. Шумы каж-
дого последующего каскада, приведенные ко входу пер-
вого, оказываются ослабленными на величину коэффи-
циента усиления всех предыдущих каскадов. Очевидно
также, что чем больше коэффициент усиления первого
каскада, тем меньше влияние шумов второго (практиче-
ски нередко вносящего заметный вклад в общие шумы)
и всех последующих каскадов. Поэтому для уменьшения
общего коэффициента шума при проектировании СВЧУ
приемника с входным СВЧ усилителем стремятся сде-
лать его малошумящим (с минимально возможным ко-
эффициентом шума), а усиление — возможно большим.
Заметим, что пассивные СВЧ элементы с потерями
(например, элементы антенно-фидерного тракта) могут
существенно ухудшить шумовые характеристики отдель-
ных каскадов и приемника в целом. Действительно, пусть
на входе некоторого каскада СВЧУ (усилителя, смесите-
ля) с коэффициентом шума FK имеется волноводный
2—38 17
Элемент с потерями Ан при Температуре T = T$. Из фор-
мул (В.9) и (В.10) следует, что.общий коэффициент
шума такого' каскада >с потерями на входе равен
F = L^F^, (В. 14)
т. е. коэффициент шума каскада возрастает в Лн раз.
В частности, если FK = 6 дб, а Ан = 3 дб, то F(d6)=6 +
+ 3 = 9 дб, следовательно, коэффициент шума из-за влия-
ния потерь увеличился в 2 раза. Отсюда видно, как важ-
но свести к минимуму потери СВЧ элементов, находя-
щихся в первых каскадах СВЧУ.
Таким образом, зная номинальные потери Ln пассив-
ных элементов СВЧУ, номинальные коэффициенты уси-
ления мощности Кп и коэффициенты шума отдельных
каскадов приемника, можно, пользуясь формулами
(В.7) — (В.14), вычислить общий коэффициент шума и
шумовую температуру его линейной части *) (или какой-
либо группы каскадов этой части).
Величина коэффициента шума определяет, как уже
указывалось, чувствительность приемника вообще и,
в частности, его пороговую чувствительность, численно
равную номинальной мощности сигнала на входе прием-
ника, при которой на выходе его линейной части мощ-
ность сигнала равна мощности шумов [4, 5, 6]:
Fпор = kTоА/ш (F + ВЫХ— 1 ) =
— kTokfia (/ш + ^ia вых), (В.15)
где /а вых = Та вых/То — относительная температура шумов
па выходе антенно-фидерного тракта**), подводимых ко
входу приемника. Для многих РЛС см и мм волн, осо-
бенно бортовых, а также при измерениях чувствительно-
сти приемников с помощью генераторов стандартных
сигналов (ГСС), когда ко входу приемника вместо антен-
*) Как известно, к линейной части приемника относится та его
часть, которая находится до детектора, т. е. элементы и устройства
СВЧ и ПЧ трактов супергетеродинного приемника. Особенностью
линейной части приемника является отсутствие преобразования
спектрального состава принимаемого сигнала при его прохождении
через линейную часть, несмотря на преобразование радиочастоты
сигнала.
**) Напомним, что .шумы ан тонн о-фидерного тракт а складываются
из шумового излучения космоса, атмосферы и Земли, принимаемого
антенной наряду с сигналом, и из собственных тепловых шумов,
обусловленных наличием активных потерь в антенне и тракте [4,
стр. 407].
ного тракта подключается выход ГСС, /авых~1. Тогда
с учетом (В.6) получаем
Pnop = kT.\fn4F = 4A0-^\fT14-F (вт). (В.16)
Формула (В.16) является наиболее употребительной
для расчета пороговой чувствительности радиолокацион-
ных приемников. При практических расчетах и измере-
ниях Рпор последняя выражается чаще всего не в едини-
цах мощности, а в децибелах относительно (ниже) 1 мет,
которые обозначаются дбм:
P.„(<?M=101g >„--(^ = 176- F(<5.5)- 101gWnJ.
(В. 17)
Например, при F=10 дб и Afn4 = 4 мгц величина РПор =
= 100 дбм.
В.З. Блок-схема СВЧ устройства радиолокационного
приемника
Супергетеродинные приемники обеспечивают наиболь-
шие чувствительность и избирательность по сравнению
с другими типами приемников: детекторными, пря-
мого усиления и сверхрегенеративными [5, 6, 9, 10]. По-
этому почти все приемники РЛС строятся по супергете-
родинной схеме. Современные радиолокационные прием-
ники отличаются большим разнообразием схем и в .ряде
случаев большой сложностью, что обусловлено широким
кругом задач, решаемых с помощью РЛС, и разновид-
ностями их принципов построения [1]. Однако для огра-
ничения объема книги основные, наиболее характерные,
функциональные элементы и узлы СВЧУ приемника
здесь и далее будут рассмотрены на примере СВЧУ наи-
более распространенной схемы импульсной РЛС, широко
используемой в радиолокации с момента ее зарождения
по настоящее время (рис. В.1).
В супергетеродинном приемнике основное усиление
принимаемого сигнала до необходимого уровня произво-
дится в УПЧ. Поэтому наиболее важная задача СВЧУ
сводится, в сущности, к тому, чтобы преобразовать при-
нятый СВЧ сигнал в сигнал промежуточной частоты.
Однако поскольку СВЧУ является входным устройством
приемника (первым каскадом) то его коэффициент
В данном случае имеется в виду укрупненная разбивка прием-
ника на каскады: СВЧ устройство — первый каскад, УПЧ — второй.
ю
Антенна
Антенный
л ннтенныи
ч переключатель
*lCwS$S$S и устройство
// защиты
h приемника
Малоисумя ~
щий
усилитель,
Pi
Устройство
подавления
зеркального
канала
Рис. В.1. Блок-схема СВЧ устройства типичного приемника некогерентной импульсной РЛС.
ю
шума, как следует из § В.2, почти полностью определяет
общий коэффициент шума и тем самым чувствительность
приемника. При этом предполагается, что полоса пропу-
скания Д/пч выбрана на основе исходных данных [5, 6,
10] и, следовательно, однозначно определена. Поэтому
для достижения максимальной чувствительности указан-
ный процесс преобразования частоты сигнала должен
происходить с минимальным ухудшением отношения
сигнал/шум на выходе преобразователя по сравнению
с его величиной на входе приемника, т. е. схема СВЧУ
должна обеспечивать минимальный коэффициент шума.
Рассмотрим назначение отдельных элементов СДЧУ
(рис. В.1). В импульсных РЛС для излучения
мощных импульсов передатчика и приема слабых
отраженных от цели сигналов используется одна и та же
антенна*). Для осуществления такого режима работы
используется антенный переключатель (АП) с устройст-
вом защиты приемника. На время излучения импульса
передатчика АП подключает антенну к фидерному трак-
ту передатчика и запирает вход приемника, при этом
мощный СВЧ г.мпульс Рпер поступает в антенну без зна-
чительного ослабления, а затухание между антенным
трактом и входом приемника (в данном случае — вход
малошумящего усилителя) становится очень большим.
Тем не менее часть мощности передатчика просачивает-
ся из передающего тракта (тракта высокого уровня мощ-
ности) на вход приемника, а устройство защиты прием-
ника ослабляет эту мощность до безопасного для прием-
ника уровня. Такая защита особенно важна тогда, когда
входным каскадом приемника является малошумящий
усилитель (МШУ) или смеситель на полупроводниковых
диодах, поскольку последние могут ухудшить свои пара-
метры или даже .полностью выгореть под воздействием
импульсной мощности в несколько сот милливатт. В за-
висимости от выбранной схемы АП функции устройства
защиты выполняются либо элементами самого АП, либо
от него не зависящими специальными элементами (гл. I).
После окончания импульса передачтика АП автоматиче-
ски и с минимальной задержкой (порядка единиц микро-
секунд) переключает антенну с передачи на прием, т. е.
обеспечивает прохождение принятого антенной слабого
*) В некоторых типах РЛС, например, допплеровских с непре-
рывным излучением, применяют раздельные антенны на прием и
редачу [1].
сигнала Рс 'без значительного ослабления «на вход прием-
ника и исключает потери мощности этого сигнала на
ответвление в тракт передатчика. Поочередное подклю-
чение антенны к передающему и приемному трактам
производится антенным переключателем синхронно с им-
пульсной работой передатчика.
Принятый импульсный сигнал Рс, отраженный от це-
ли, поступает в МШУ, предназначенный для предвари-
тельного усиления Рс, и через устройство подавления
зеркального канала приема (назначение которого будет
рассмотрено ниже) попадает в смеситель, в котором и
происходит преобразование СВЧ сигнала Рс в импульс-
ный сигнал промежуточной частоты РСпч. Для получения
такого преобразования к смесителю подводится часть
мощности непрерывных колебаний гетеродина, частота
которых /г отличается от fc на величину промежуточной
частоты /пч, т. е. /г^сТ/пч. Уровень подводимой мощ-
ности гетеродина во много раз (на 5—10 порядков) пре-
восходит мощность преобразуемого сигнала Рс (отличие
уровней мощности сигналов в различных элементах
СВЧУ качественно показано на рис. В.1 разной толщи-
ной соединительных стрелок и разной высотой условных
изображений импульсных радиоколебаний и шумов).
Коэффициент шума смесителей см и мм волн имеет
довольно значительную величину и возрастает по мере
укорочения рабочей длины волны (от 5—7 дб на длин-
ных см волнах и до 20 дб на коротких мм волнах). Для
снижения коэффициента шума СВЧУ и, следовательно,
всего приемника используется МШУ, коэффициент шума
которого, как правило, существенно ниже, чем у смеси-
теля, а коэффициент усиления достаточно большой (по-
рядка 15—20 дб). На рис. В.1 условно показано, как
в результате усиления уровни сигнала и шума на выхо-
де МШУ возрастают (при этом отношение Рс/Рш на вы-
ходе, как это следует из (В.1), становится меньше, чем
на входе МШУ, из-за добавления собственных шумов
усилителя Рш вых соб) .
Рассмотрим назначение устройства подавления зер-
кального канала приема *\ Напомним, что зеркальный
канал приема супергетеродинного приемника находится
*> Для краткости будем пользоваться термином «подавле-
ние f3». В тех случаях, когда в качестве устройства подавления f3
используется СВЧ фильтр (в простейшем варианте объемный резо-
натор), его часто называют преселектором.
йа частоте f3 (и в ее окрестности), расположенной на оси
частот симметрично fc по отношению к /г, т. е. являю-
щейся зеркальным отображением fc (рис. В.1). В радио-
локационном приемнике зеркальный канал является
побочным и вредным каналом приема. Его появление обу-
словлено тем, что /пч=/с—fr=fr—fa, т. е. сигнал проме-
жуточной частоты, равной разности частот гетеродина и
преобразуемого сигнала, выделяется на выходе смесите-
ля независимо от того, будет ли частота выше или ниже
/г. Вследствие этого по каналу f3 в приемник может про-
никать сильный сигнал случайной или умышленной по-
мехи от внешних радиосредств и этот же канал f3 может
стать причиной ухудшения коэффициента шума СВЧУ.
Устройство подавления f3 должно предотвратить или су-
щественно уменьшить влияние того и другого вредного
воздействия. Для обеспечения помехозащиты по каналу
f3 устройство его подавления должно иметь затухание
на частоте f3 порядка 25—30 дб или более.
Рассмотрим влияние зеркального канала на коэффи-
циент шума. Современные СВЧУ радиолокационных при-
емников являются, как правило, широкополосными
устройствами, приблизительно одинаково пропускающи-
ми как fc, так и /з, т. е. полоса пропускания СВЧУ
А/свчу>|/с—/з|=2/пч. Следовательно, шумы источника
сигнала (антенны, ГСС) и МШУ поступают в смеситель
(с последующим преобразованием в промежуточную
частоту) по двум частотным каналам /с и f3, а полезный
сигнал Рс принимается только на одной частоте fc
(рис. В.1). Это приводит к возрастанию коэффициента
шума.
Действительно, мощность шумов источника сигнала
Ршвхн=АТоА/пч, учитываемая формулой (В.1), остается
неизменной, несмотря на шумы, поступающие на часто-
те f3. Последние же, будучи статистически независимы-
ми от шумов частоты fQ (некоррелированные шумы),
после преобразования в промежуточную частоту ариф-
метически складываются по мощности с шумами часто-
ты fc. Это эквивалентно возрастанию выходной мощно-
сти МШУ (Лпвыхн) на частоте fc. Если предположить,
что коэффициент усиления и спектральная плотность
мощности собственных шумов МШУ на частотах fc и f3
одинаковы, то номинальная выходная мощность шумов
МШУ в полосе А/пч на каждой из частот fc и f3 равна
(Рш вых н) с,з— (kTo&fПЧ“Н-Рш вхэ) *Кн,
а суммарная выходная мощность шумов на обеих часто-
тах вдвое больше, т. е.
(Рщ вых н) с+з =2(kT0Nfпч + -Рш вх э) Кб»
Следовательно, коэффициент шума МШУ при наличии
зеркального канала в режиме радиолокационного приема
равен
F Cf3 = (Рш вых н) с+з/^ш ВХ нКн — 2F, (В.18)
где F— коэффициент шума усилителя при отсутствии
зеркального канала, определяемый формулой (В.4). Та-
ким образом, наличие зеркального канала приема в су-
пергетеродинном приемнике увеличивает коэффициент
шума широкополосного МШУ в два раза (на 3 дб) по
сравнению с его величиной -при отсутствии канала f3.
Аналогичным рассуждением нетрудно показать, что
в случае неравенства коэффициентов усиления МШУ на
частотах fc и /3 коэффициент шума усилителя равен [12]
^с4-з==/?(1 + Кбз/Кб с) , (В. 19)
где /Сне и /Снз — номинальные коэффициенты усиления
на частотах /с и /3 соответственно. Следовательно, если
/Снз<сКне, то Fc+3—F, т. е. реализуется минимальный
коэффициент шума усилителя и приемника в целом. За-
дачу обеспечения условии
/Снз^с/Сне (В.20)
в схеме СВЧУ выполняет устройство подавления f3
(рис. В. 1). Это устройство должно быть выполнено та-
ким образом, чтобы в рабочей полосе частот принимае-
мых сигналов на fc его коэффициент передачи был бли-
зок к единице, а в соответствующей полосе частот зер-
кального канала — значительно меньше единицы (напри-
мер, затухание больше 15 дб). Разумеется, если исполь-
зуемый МШУ является узкополосным и его амплитудно-
частотная характеристика удовлетворяет условию (В.20),
то никакого дополнительного устройства подавления /3
не требуется.
Заметим, что если в схеме СВЧУ отсутствует МШУ,
т. е. после АП и устройства защиты следует смеситель,
то снижение коэффициента шума при использовании
устройства подавления f3 на входе смесителя будет уже
не 3 дб, как с широкополосным МШУ, а заметно меньше
(до 1 —1,5 дб). Если же смесительное диоды недостаточ-
но высококачественны, то эффект снижения коэффици-
ента шума может быть весьма малым (десятые доли дб)
или вообще отсутствует. Это обусловлено рядом причин,
указанных в § 2. 5.
С другой стороны, применение устройства подавле-
ния f3 влечет за собой определенное усложнение конст-
рукции и настройки СВЧУ и уменьшение, как ’правило,
широкополосности последнего (§ 2.5, 3.6). По указан-
ным причинам, а также из-за отсутствия до 'недавних
пор достаточно высококачественных смесительных дио-
дов устройства подавления f3 в радиолокационных при-
емниках, не содержавших МШУ, до настоящего времени
не применялись, если это не требовалось по соображени-
ям обеспечения помехозащиты. Теперь же, когда появи-
лись высококачественные смесительные диоды с барье-
ром Шоттки (§ 2.2), подавление f3 для снижения коэф-
фициента шума в ряде случаев может оказаться целесо-
образным даже при отсутствии МШУ.
Продолжим рассмотрение блок-схемы рис. В.1. Пре-
образованный по частоте сигнал РСпч поступает из сме-
сителя в УПЧ для основного усиления. Для получения
максимальной чувствительности приемника в соответст-
вии с (В.17) полоса пропускания УПЧ выбирается воз-
можно меньшей, в основном исходя из условия удовле-
творительного воспроизведения спектра сигнала [4—6, 10].
Следовательно, несущая частота преобразованного сиг-
нала РСпч должна достаточно хорошо совпадать со сред-
ней частотой полосы пропускания УПЧ (/пч). Это озна-
чает, что во всех условиях эксплуатации РЛС разность
частот гетеродина и передатчика (отраженного сигнала)
должна быть приблизительно равна /пч, т. е.
I fc-/г| ~/пч- (В.21)
Выполнение этого условия обеспечивается применением
системы автоматической подстройки частоты (АПЧ) ге-
теродина под частоту передатчика *\ Необходимость си-
стемы АПЧ обусловлена тем, что в процессе эксплуата-
ции РЛС частоты гетеродина и передатчика по разному
изменяются (по величине и знаку) под воздействием из-
*> В некоторых типах РЛС [1], например в РЛС с внутренней
когерентностью, где частоты передатчика и гетеродина жестко свя-
заны с частотой одного и того же стабильного задающего генерато-
ра, необходимость в системе АПЧ отпадает.
менений питающих напряжений,' условий окружающей
среды (температуры, высоты, механических воздействий
и др.) и полного сопротивления СВЧ нагрузки [13]. По-
мимо этого, в РЛС с перестройкой рабочей частоты ча-
стота передатчика специально изменяется в определен-
ных пределах, а частота гетеродина с помощью системы
АПЧ следует за всеми изменениями /с, так чтобы выпол-
нялось условие (В.21).
В радиолокационных приемниках с автономным гете-
родином обычно используется автономная система АПЧ
(рис. В.1), в состав которой входят элемент связи с пе-
редающим трактом (делитель мощности), смеситель
АПЧ и электронная схема АПЧ, содержащая цепи
промежуточной и низкой частоты. Сущность работы
системы АПЧ сводится к следующему. В момент из-
лучения импульса передатчика небольшая часть его
мощности (от единиц до десятков мет в импульсе) ответ-
вляется через делитель мощности в качестве входного
сигнала Рс апч на смеситель АПЧ, к которому подводят-
ся также непрерывные колебания гетеродина Рг. Им-
пульсный сигнал разностной частоты с выхода смесите-
ля Рраз управляет работой схемы АПЧ, которая в свою
очередь электрически или механически может изменять
частоту гетеродина. Если /раз отличается от /пч, схема
АПЧ начинает перестраивать частоту гетеродина в на-
правлении сближения /раз к /пч. Эта перестройка проис-
ходит до тех пор, пока не будет достигнуто /раз—/пч
[4, 5, 6]. Таким образОлМ обеспечивается стабилизация
частоты преобразованного отраженного сигнала РСпч.
Делитель и регулятор мощности гетеродина пред-
назначены для установления необходимого уровня мощ-
ности Рг на каждом смесителе.
Из всего изложенного видно, что по уровням СВЧ
мощности, действующим в различных элементах, -схему
СВЧУ можно разделить на две части: тракт высокого
уровня мощности (делитель мощности, АП и устройство
защиты приемника) и тракт низкого уровня мощности
(остальные элементы). В элементах первого импульсная
мощность имеет величину от единиц до сотен киловатт,
в элементах второго — не превосходит, как правило,
100 мет как импульсной, так и непрерывной (в цепи ге-
теродина) мощности. Функционально тракт низкого уров-
ня мощности удобно подразделять на канал сигнала, ка-
нал АПЧ и канал гетеродина.
Необходимо подчеркнуть, что рассмотренные элемен-
ты схемы СВЧУ, за исключением МШУ и устройства
подавления f3, являются обязательными элементами ра-
диолокационных приемников большинства импульсных
РЛС. Малошумящие усилители применяются в радиоло-
кационных приемниках не всегда. Решение вопроса ис-
пользования МШУ определяется совокупностью конкрет-
ных условий и требований: заданной чувствительностью
приемника, наличием или возможностью создания подхо-
дящего МШУ, допустимыми весом и размерами СВЧУ
и пр. В настоящее время по мере совершенствования
конструкций и характеристик МШУ их использование
в РЛС становится все более распространенным.
В.4. Общие требования к СВЧ устройствам
радиолокационных приемников
1. Минимальный коэффициент шума СВЧУ.
Это требование является наиболее важным, посколь-
ку FCB4y почти полностью определяет коэффициент шу-
ма приемника и его чувствительность. Повышение же по-
следней позволяет увеличить максимальную дальность
действия РЛС Даже в тех случаях, когда необходимая
дальность действия ограничена, обеспечение высокой
чувствительности приемника оказывается тем не менее
целесообразным, т. к. позволяет (согласно основному
уравнению радиолокации (6]) снизить мощность передат-
чика, а вместе с нею рабочие напряжения, габариты и
вес последнего. При этом повышается надежность и
долговечность передатчика и, как правило, уменьшается
общий вес РЛС. Обеспечение минимального коэффи-
циента шума СВЧУ означает, очевидно, одновременное
требование минимальных потерь в тракте принимаемого
сигнала СВЧУ.
В дальнейшем для краткости будем пользоваться тер-
мином «потери», имея в виду «номинальные потери».
2. Минимальные изменения амплитуды сигнала раз-
ностной частоты на выходе смесителя АПЧ и минималь-
ный уровень гармоник этой частоты.
Выполнение этого требования является одним из важ-
ных условий обеспечения стабильной работы системы
АПЧ гетеродина. Как известно, нарушения в работе си-
стемы АПЧ ухудшают характеристики РЛС либо вооб-
ще могут вывести ее из строя [6].
Ё процессе работы кЛС .в реальных условиях измё-
йяются в значительных пределах частота и мощность
передатчика и гетеродина, уровень гармоник частот fc и
fr на входе смесителя АПЧ, уровень мощности передат-
чика, 'просачивающейся в смеситель АПЧ .по паразитным
каналам связи (уровень «наводок»). Схема, режим рабо-
ты и конструкция канала АПЧ СВЧ устройства должны
быть выбраны такими, чтобы в указанных условиях ра-
боты изменения амплитуды сигнала разностной частоты
на выходе смесителя и уровень гармоник этого выходно-
го сигнала были бы малы по сравнению с амплитудой
основного сигнала.
3. Широкополосностъ элементов СВЧУ и устройства
в целом.
Широкополосные СВЧУ, обладающие широкой поло-
сой рабочих частот, позволяют работать с перестройкой
частоты передатчика РЛС и обеспечивают относитель-
ную неизменность характеристик приемника при измене-
нии частоты сигнала (передатчика). Практически всегда
желательно иметь полосу пропускания СВЧУ и его эле-
ментов больше минимально необходимой величины, опре-
деляемой диапазоном изменения частоты fc и величина-
ми /пч и А/пч (2.8), т. к. при этом уменьшается влияние
изменений условий окружающей среды на характеристи-
ки СВЧУ, упрощается его настройка и эксплуатация.
В частности, упрощается и сводится к минимуму под-
стройка элементов СВЧУ при замене входящих в него
электровакуумных и полупроводниковых приборов СВЧ.
Даже в тех случаях, когда для обеспечения помехоза-
щищенности или для подавления f3 оказывается необхо-
димым использовать относительно узкополосные пресе-
лекторы (фильтры), остальные элементы СВЧУ целесо-
образно иметь широкополосными.
4. Надежная защита малошумящего усилителя или
(при отсутствии МШУ) смесителя сигнала от поврежде-
ния просачивающейся мощностью передатчика или мощ-
ными сигналами помех, принимаемыми антенной извне.
О необходимости защиты от просачивающейся мощ-
ности передатчика уже говорилось в § В.З. Наряду
с этим в паузе между импульсами передатчика, т. е.
в режиме приема отраженных сигналов, а также в усло-
виях выключенной РЛС в ее антенну (через основной
или боковые лепестки диаграммы направленности) и да-
лее в приемный канал могут попадать достаточно мощ-
ные сигналы помех от других близко расположенных
РЛС, которые в состоянии повредить чувствительные
к перегрузкам входные элементы тракта сигнала СВЧУ.
Надежная защита этих элементов от всевозможных опас-
ных по уровню мощности сигналов должна обеспечи-
ваться устройством защиты приемника.
5. Малое время восстановления коэффициента усиле-
ния (потерь) тракта сигнала СВЧУ после окончания им-
пульса передатчика или мощного сигнала помехи, 'При-
нятого извне.
После окончания действия мощного импульса пере-
датчика (или помехи) в элементах АП, устройствах за-
щиты приемника и МШУ начинаются переходные про-
цессы восстановления исходных электрических состоя-
ний (полных сопротивлений и связанных с ними .потерь,
некоторых напряжений), существовавших до воздейст-
вия мощного СВЧ импульса. Время восстановления
электрических характеристик СВЧУ после перегрузки
влияет на способность приемника принимать сигналы,
отраженные от близко расположенных объектов; чем
меньше это время, тем меньше минимальная дальность
приема.
6. Достаточно большой динамический диапазон вход-
ных сигналов, определяемый линейным участком ампли-
тудной характеристики СВЧУ (§ 2.1).
В ряде РЛС отношение мощностей максимального и
минимального .принимаемых сигналов, отраженных от
цели, может быть очень большим (80—100 дб или бо-
лее), при этом необходимо, чтобы амплитудные искаже-
ния принимаемых сигналов (возникающие при работе на
нелинейном участке амплитудной характеристики СВЧУ)
отсутствовали. В противном случае происходит искаже-
ние или потеря принимаемой информации.
7. Помехоустойчивость СВЧУ, определяемая его из-
бирательностью (т. е. уменьшением коэффициента пере-
дачи на заданной соседней и зеркальной частотах) и
устойчивостью к воздействию мощных сигналов помех
(см. п. 4) [6, 9]. Обеспечение помехоустойчивости рас-
ширяет возможность работы РЛС в условиях случай-
ных и умышленных помех.
8. Стабильность характеристик СВЧУ во времени и
в различных условиях окружающей среды.
В процессе эксплуатации СВЧУ в различных усло-
виях окружающей среды (температура, влажность, вы-
30
сота, вибрационные условия) необходимо, чтобы изме-
нения его характеристик были минимальными и не при-
водили к их ухудшению за пределы допустимых значе-
ний.
9. Надежность, обеспечивающая 'безотказную работу
в течение определенного промежутка времени.
Надежность является одной из важнейших эксплуа-
тационных характеристик аппаратуры и количественно
оценивается вероятностью безотказной работы в течение
заданного промежутка времени [10, 14, 15]. Следует учи-
тывать, что, как показывают расчеты, надежность радио-
локационных приемников определяется в значительной
степени (а в ряде случаев почти полностью) надежно-
стью СВЧУ. Это обусловлено тем, что надежность элект-
ровакуумных и полупроводниковых приборов, входящих
в состав СВЧУ, ниже (в некоторых случаях — значи-
тельно) надежности других электрорадиоэлементов, вхо-
дящих в состав приемника [15].
10. Простота обслуживания, удобство регулировок и
контроля.
Выполнение этого требования способствует сохране-
нию характеристик СВЧУ в течение всего срока службы.
Схема и конструкция СВЧУ должны предусматривать
возможность замены электровакуумных и полупровод-
никовых 'Приборов СВЧ с минимальной последующей
подстройкой элементов СВЧУ.
11. Малые габариты и вес.
Выполнение этого требования особенно важно для
нестационарных РЛС (судовых, самолетных, ракетных
и др.).
Заметим, что некоторые из перечисленных требова-
ний противоречивы и одновременное полное их выполне-
ние 'невозможно. Поэтому практически принимают ком-
промиссные решения. Кроме того, в ряде случаев нет
необходимости одновременно удовлетворить все требо-
вания. Например, для стационарных РЛС малые габа-
риты и вес не имеют существенного значения, в РЛС
дальнего обнаружения не требуется малого времени вос-
становления, во многих РЛС не требуется стабильности
фазовых характеристик и т. д.
Глава первая
АНТЕННЫЕ ПЕРЕКЛЮЧАТЕЛИ И УСТРОЙСТВА
ЗАЩИТЫ ПРИЕМНИКА
1.1. Основные характеристики и общие требования
к антенным переключателям и устройствам
защиты приемника
Как следует из §§ В.З, В.4, АП служит для быстрого
и синхронного с работой передатчика переключения ан-
тенны РЛС из тракта высокого уровня мощности на вход
приемни;<а (после окончания импульса передатчика) и
обратного ее переключения в момент начала излучения
следующего мощного импульса (рис. 1.1). Задача
устройства защиты приемника (УЗП) —снижение до
безопасного (для входного СВЧ усилителя или смеси-
теля) уровня проникающих на вход приемника больших
импульсных сигналов во всех условиях эксплуатации
РЛС. Источниками таких больших сигналов являются
как собственный передатчик (постоянное воздействие),
так и соседние работающие РЛС (случайное и, как пра-
вило, кратковременное воздействие).
Проникновение на вход УЗП некоторой доли мощно-
сти передатчика (Рут) обусловлено конечной величиной
развязки (затухания), которую создает АП между пере-
дающим и приемным трактами во время работы пере-
датчика. Большие сигналы помех от соседних станций
могут поступать на вход УЗП из антенны через ее основ-
ной и боковые лепестки диаграммы направленности
в паузе между импульсами передатчика, т. е. в те перио-
ды времени, когда антенна с помощью АП подключена
к приемнику для приема полезных сигналов Рс
(рис. 1.1,5). Следует подчеркнуть, что такие сигналы
могут попадать из антенны в приемное устройство не
только во время работы РЛС, но и в условиях полно-
стью выключенной станции. Таким образом, в общем
случае УЗП должно обеспечивать защиту приемника ц
в условиях выключенной РЛС,
32
Заметим, что практически, как будет видно из даль-
нейшего, часто функции АП и УЗП полностью или.ча-
стично совмещаются в едином СВЧ узле. Именно поэто-
му антенный переключатель по традиции в большинстве
случаев относят к приемному устройству, хотя в отличие
от УЗП он, строго говоря, является элементом антенно-
фидерного тракта, а не собственно приемника. Поэтому,
если АП выполняет только функцию переключения ан-
тенны (например ферритовый АП, рассматриваемый
ниже), его проектирование и разработку следует прово-
дить в составе антенно-фидерного тракта, а не в соста-
ве СВЧУ приемника.
к приемнику
К приемнику
Рис. 1.1. Схематическое изображение работы антенного переключа-
теля и устройства защиты приемника:
а) режим излучения импульса передатчика; б) режим приема отраженного
сигнала.
Для характеристики свойств АП и УЗП пользуются
двумя группами параметров: а) параметрами высокого
уровня, б) параметрами низкого уровня. Первые харак-
теризуют АП и УЗП при воздействии на них мощных
импульсов передатчика или мощных помех, вторые —
при прохождении слабых принимаемых сигналов.
Основными параметрами высокого уровня являются:
1. Коэффициент стоячей волны напряжения (КСВ)
при передаче рпер, характеризующий степень согласования
импеданса АП с линией передачи *). Величина рпер в со-
При измерении рПеР к АП вместо антенного тракта подклю-
чают согласованную нагрузку с КСВ «1.
3—38 33
вокупности с КСВ следующего за АП антенно-фидерно-
го тракта определяет согласование СВЧ нагрузки ’пере-
датчика.
^.Потери передачи (Апер), равные отношению номи-
нальных мощностей в плечах 1—2 антенного переклю-
чателя (рис. 1.1,а) и характеризующие потери мощности
передатчика в АП.
3. Развязка плеч АП (Ар), равная отношению номи-
нальных мощностей в плечах 1—3. Развязка характери-
зует величину РуТ и проверяется в АП, не содержащих
элементов УЗП.
4. Потери запирания УЗП (L3an), характеризующие
ослабление сигнала высокого уровня при его прохожде-
нии через УЗП. Этот параметр используется в СВЧ
выключателях и ограничителях, рассматриваемых ниже.
5. Просачивающаяся мощность (Р^ос), характери-
зующая мощность передатчика на выходе УЗП*>.
6. Время восстановления (/в), определяющее продол-
жительность перехода АП и УЗП из режима передачи
в режим приема, т. е. время перехода от схемы рис. 1.1,а
к схеме рис. 1.1,6. Параметр tB есть время, по истече-
нии которого приемник восстанавливает способность
принимать слабые сигналы после прекращения импуль-
са передатчика, т. е. сигналы, отраженные от близко рас-
положенных целей.
К основным параметрам низкого уровня относятся:
1. Потери в режиме приема (Апр), характеризующие
ослабление принимаемого сигнала при его прохождении
через АП и УЗП (рис. 1.1,6). В устройствах, выполняю-
щих только функции УЗП, этот параметр называют еще
потерями пропускания. Величина Lnp определяется как
отношение номинальных мощностей в плечах 2—3 АП
или на входе — выходе УЗП.
2. КСВ антенного переключателя и УЗП в режиме
приема (рПр) при согласованной нагрузке. Этот параметр
позволяет определить возможное изменение общих по-
терь .приема при работе этих устройств на рассогласо-
ванную нагрузку.
Кроме перечисленных, для обеих групп параметров
общим является также диапазон рабочих частот (полоса
пропускания) М.
*) В § 1.3 будут (рассмотрены два вида этого параметра энер-
гия пика и плоская часть просачивающейся мощности, которыми ха-
рактеризуют ряд УЗП.
При проектировании АП и УЗП необходимо руковод-
ствоваться следующими общими требованиями, вытекаю-
щими из § В.4, а именно: величины параметров Лр, Лзац
и А/ должны быть максимальны, а остальные минималь-
ны. Требование большой развязки Lp обусловлено тем,
что при его выполнении облегчаются условия как разра-
ботки, так и использования УЗП, поскольку уменьшает-
ся поступающая на УЗП часть мощности передатчика.
Создание больших потерь запирания Азап необходимо для
обеспечения надежной работы следующего после УЗП
каскада (усилителя или смесителя). Требование малых
потерь передачи Апер является очевидным для сохране-
ния мощности передатчика, а малое КСВ при передаче
рпеР необходимо обеспечить, главным образом, потому,
что мощность СВЧ генератора передатчика (в частности
магнетрона) может уменьшиться при работе на рассогла-
сованную нагрузку, т. е. при КСВ, заметно превышаю-
щем единицу. Одновременное выполнение всех об-
щих требований к электрическим параметрам АП и
УЗП не всегда является обязательным и зависит от кон-
кретных условий использования этих устройств: назначе-
ния РЛС, диапазона рабочих частот и т. д. Например,
для РЛС дальнего и сверхдальнего обнаружения малое
время восстановления необязательно, а при работе пере-
датчика на фиксированной частоте не требуется широ-
кая полоса пропускания. Наконец, весьма важное об-
щее требование к УЗП — обеспечение защиты приемни-
ка без использования каких бы то ни 'было питающих и
управляющих (импульсных) напряжений, формируемых
вне УЗП. Другими словами, требуется пассивная рабо-
та УЗП, при которой единственным управляющим сиг-
налом, под воздействием которого меняется затухание
УЗП (от Апр до £3ап), будет сама СВЧ мощность, посту-
пающая на вход УЗП. Это требование в настоящее вре-
мя еще не всегда выполнимо.
1.2. Классификация и схемы антенных
переключателей
Из всех известных схем АП достаточно широкое
практическое применение в РЛС получили три схемы:
а)ответвительный АП (ОАП), б) балансный АП (БАП),
в) ферритовый АП (ФАП).
Ответвительная схема АП является одной из наибо*
лее ранних схем АП, применявшихся в радиолокации.
Она широко использовалась в РЛС до появления БАП
на щелевых мостах и ферритового АП. Работа схемы
ОАП основана на использовании двух различных пере-
ключательных элементов, включенных в линию передачи
между передатчиком и антенной. В качестве переключа-
тельных элементов применяют специальные газоразряд-
ные приборы СВЧ — резонансные разрядники.
Антенна. РБП РБП Передаю-
Рис. 1.2. Схема ответвительного антенного переключателя.
Известно несколько вариантов последовательного и
параллельного включения разрядников в волновод АП
[1, 2, 3]. Одна из распространенных схем ОАП (рис: 1.2)
содержит параллельно включенный разрядник в ответвле-
нии приемника и последовательно включенный разряд-
ник в волноводе передатчика и использует свойства ко-
роткозамкнутого и разомкнутого отрезков линии длиной
А/4 и А/2 соответственно [4]. Во время излучения мощ-
ного импульса передатчика оба разрядника пробивают-
ся и представляют собой сопротивления, близкие к ко-
роткому замыканию. Поэтому мощность передатчика
лишь с небольшими потерями проходит в антенну. Функ-
ции УЗП в этой схеме выполняет разрядник в плече
приемника, называемый разрядником защиты приемни-
ка (РЗП). При приеме сигнала низкого уровня разряд-
ники не горят. Поэтому разрядник, последовательно
включенный в плечо передатчика и называемый разряд-
ником блокировки передатчика (РБП), создает для сиг-
36
нала Рс полуволновый разомкнутый на конце отрезок
волновода, имеющий очень большое входное сопротивле-
ние. (При необходимости приема сигналов в относитель-
но широкой полосе частот — до 5% от средней частоты
рабочего диапазона — используют два последовательно
включенных РБП [1].) РЗП, включенный параллельно,
в этом случае «прозрачен» для сигнала Рс и пропускает
его с незначительными потерями в приемник.
По своим электрическим параметрам ОАП заметно
уступает схемам БАП и ФАП. Наиболее существенный
его недостаток — ограниченная широкополосность
(A/7fo^44-!5% даже при использовании двух РБП) из-
за сильного влияния импеданса негенерирующего пере-
датчика на величину максимально возможных потерь
приема АПр [1]. Другими недостатками схемы ОАП яв-
ляются: необходимость использования двух типов раз-
рядников (РЗП и РБП) общим числом до трех и свя-
занные с этим ограничения по долговечности и надежно-
сти АП, значительные потери передачи из-за потерь
в РБП, наличие большого КСВ рПер, действующего крат-
ковременно до момента возникновения разряда в раз-
рядниках на начальном участке импульса передатчика.
Например, в тщательно отработанной конструкции ОАП
(рис. 1.2) 3-см диапазона с двумя РБП получено: АПер = 1,14-1,5 дб
(в зависимости от конструкции сопряжения РБП с волноводом) при
Рпер = 10 кет, = 2 дб на краях полосы частот Af/fo=4,5°/o (поте-
ри приема ОАП измеряли, как эго обычно принято, при самом не-
благоприятном импедансе негенерирующего передатчика, имитируе-
мого подвижным короткозамыкающим поршнем в волноводе).
Схему ОАП следует считать устаревшей. В настоящее
время в новых разработках РЛС см и мм волн она не
применяется. Поэтому ответвительный АП в этой книге
далее не рассматривается. Вопросы его проектирования
детально изложены в [1]. Расчет характеристик ОАП дан
в |[1, 3, 5], параметры РЗП и РБП приведены в [1, 2, 6, 7].
В отличие от ОАП, балансный и ферритовый АП яв-
ляются четырехплечными СВЧ устройствами (плечи 7,
2, 3, 4 на рис. 1.3, 1.4). Рассмотрим их работу в самом
общем виде (белее подробно см. в §§ 1.4, 1.5).
Схема БАП (рис. 1.3) состоит из двух одинаковых
волноводных мостов (§5.1) и двух одинаковых переклю-
чательных элементов (§ 1.3), включенных между моста-
ми. Работа схемы основана на определенном соотноше-
нии (балансе) амплитуд и фаз СВЧ колебаний, распро-
страняющихся в двух волноводных каналах схемы. Как
37
известно, в силу свойств моста любого типа (§ 5.1) при
подаче СВЧ колебаний в одно из его плеч их мощность
поровну распределяется между двумя другими (баланс
амплитуд), не ответвляясь в четвертое плечо, при этом
возникает определенный сдвиг фаз колебаний в плечах,
куда поступает мощность. Величина относительного сдви-
га фаз зависит от типа моста. Мощность передатчика
Рпер, подводимая к плечу 1 БАП (рис. 1.3), делится мос-
том (1) пополам с относительным сдвигом фаз ф и по-
, Рис. 1.3. Схема балансного антенного переключателя.
ступает далее к переключательным элементам. Под воз-
действием этой мощности высокого уровня входное со-
противление переключательных элементов становится
близким к нулю, поэтому практически вся падающая
на них мощность отражается и возвращается в плечи
1', 2' моста (/). При этом относительный сдвиг фаз от-
раженных колебаний на входе плеч 1', 2' определяется не
только исходной величиной ф, но и разностью расстоя-
ний от моста до каждого переключательного элемента
Эта разность расстояний выбирается такой, чтобы при
обратном распространении через мост (/) мощностей
Р^12 из плеч Г, 2' обеспечивалась бы синфазность их
колебаний в плече 2 и противофазность — в плече /.
В результате обе отраженные мощности Атер/2 сумми-
руются в плече 2 и поступают из него в антенну. Таким
образом мощность передатчика без заметных потерь ока-
зывается переданной в антенну.
*> На рис. 1.3 эта разность расстояний отсутствует (равна нулю),
что соответствует частному, но наиболее распространенному случаю
БАП, использующему мосты с величиной ф = 90°. Более подробно
этот случай см. в § 1.4.
Некоторая часть мощности передатчика просачивает-
ся через переключательные элементы и попадает в плечи
3', 4' моста (2). Расстояния от переключательных эле-
ментов до этого моста делают такими, чтобы (с учетом
исходного фазового сдвига колебаний на входе переклю-
чательных элементов) получить такой относительный
фазовый сдвиг просачивающихся колебаний на входе
плеч 3', 4', при котором после прохождения этих колеба-
ний через мост (2) они были бы синфазны в плече 4 и
противофазны в плече 3. Таким образом просачиваю-
щиеся мощности переключательных элементов склады-
ваются в плече 4 и поглощаются там согласованной на-
грузкой (Рпэосе). К приемнику поступает лишь неболь-
шая часть (Рпросд) этой мощности, обусловленная не-
идеальным балансом амплитуд и фаз просачивающихся
колебаний в плече 3 (неодинаковость амплитуд и непол-
ная противофазность). По этой и некоторым другим при-
чинам (§ 1.4) иногда оказывается необходимым исполь-
зовать на выходе БАП дополнительное устройство защи-
ты приемника (рис. 1.3).
При приеме из антенны сигнала Рс низкого уровня
переключательные элементы обладают весьма малым за-
туханием. Поэтому сигнал Рс, распространяясь через
мост (/), делится им по мощности пополам с соответст-
вующим фазовым сдвигом, проходит через переключа-
тельные элементы и мост (2) и снова объединяется
в единый сигнал на выходе плеча (3), т. е. на входе при-
емника. Такое прохождение сигнала Рс из плеча 2 в пле-
чо 3, как нетрудно убедиться на основе вышеизложенно-
го, полностью аналогично прохождению части мощности
передатчика (в виде просачивающейся мощности Aipocs)
из плеча 1 в плечо 4. Так осуществляется в схеме БАП
разделение путей следования мощностей высокого и низ-
кого уровня.
Работа ферритового АП основана на использовании
невзаимных свойств четырехплечного ферритового цир-
кулятора (рис. 1.4) [8, 9]. Сущность этих невзаимных
свойств заключается в следующем. При подведении
к какому-либо плечу циркулятора, например к первому,
СВЧ сигнала последний пройдет только в плечо 2, за-
метно не ответвляясь ни в какое другое. Если же подать
сигнал в плечо 2, вся его мощность выйдет из плеча 3,
а не из плеча /, как это было бы в устройстве со взаим-
ными свойствами. На рис. 1.4 циркулятор изображен
схематически в виде окружности с четырьмя ответвле-
ниями-плечами, причем направления пропускания сиг-
нала от одного плеча к соседнему показаны стрелками
вдоль окружности.
Указанные невзаимные свойства ферритового цирку-
лятора делают его почти идеальным антенным переклю-
чателем, поскольку передатчик и приемник одновремен-
Приемник
Рис. 1.4. Схема ферритового
антенного переключателя.
I
I
но подключены к антенне,
будучи развязанными между
собой. Из-за конечной вели-
чины развязки плеч 1—3
циркулятора появляется
утечка мощности передатчи-
ка в плечо приемника (рис.
1.4). Кроме того, часть мощ-
ности передатчика (Ра) от-
ражается от антенно-фидер-
ного тракта (из-за практиче-
ски всегда имеющегося не-
которого рассогласования
импедансов) и, возвращаясь
в плечо 2, аналогично сигна-
лу Рс также поступает в пле-
чо 3. МОЩНОСТИ Рут И Ра
объединяются в этом плече
с учетОхМ их фаз колебаний, попадают на УЗП, входное
сопротивление которого на высоком уровне близко к ко-
роткому замыканию, отражаются от УЗП и в силу
свойств "циркулятора направляются далее в поглощаю-
щую согласованную нагрузку плеча 4. В паузе между
импульсами передатчика полезный сигнал Рс из антен-
ны через плечи 2—3 циркулятора и УЗП проходит на
приемник. Так работает схема ФАП на высоком и низ-
ком уровне.
Прежде чем перейти к более подробному анализу
свойств и характеристик БАП и ФАП, рассмотрим пере-
ключательные элементы, используемые для создания АП
и УЗП.
1.3. Переключательные элементы антенных
переключателей. Устройства защиты приемника
Переключательные элементы АП и УЗП можно раз-
делить на две группы в зависимости от того, требуются
ли для их работы или не требуются источники питания
40
й (или) управляющего напряжения (тока): а} элементы
и устройства управляемые, или активного действия,
б) элементы и устройства самоуправляемые, или пассив-
ного действия. Для последней группы приборов, как уже
указывалось (§ 1.1), единственным источником питания
и управления, под воздействием которого происходит пе-
реключение АП и меняется затухание УЗП, является
сам СВЧ сигнал, поступающий от передатчика или из
антенны. Такие приборы наиболее желательны для ис-
пользования в РЛС, т. к. они обеспечивают защиту при-
емника вне зависимости от того, включена или выклю-
чена РЛС, нормально или ненормально работают ее дру-
гие узлы и блоки. Управляемые элементы и устройства
требуют для выполнения своих функций подведения пи-
тающего и (или) управляющего напряжений: постоянно-
го или импульсного, синхронизированного с работой пе-
редатчика либо того и другого вместе. Поэтому такие
УЗП не защищают приемник при выключенной РЛС,
а при использовании синхронизированного импульсного
питания не всегда могут обеспечить также надежную за-
щиту от внешних несинхронных помех и при включенной
станции.
В настоящее время в качестве переключательных
элементов АП и УЗП практическое применение на СВЧ
получили резонансные разрядники, полупроводниковые
диодные выключатели и ограничители и быстродействую-
щие ферритовые переключатели.
1.3.1. Резонансные разрядники
Резонансные разрядники *) относятся в своем боль-
шинстве к группе управляемых переключательных эле-
ментов и используются в радиолокации со времени ее
зарождения. До сравнительно недавних пор разрядники
были единственными электронными СВЧ переключате-
лями, пригодными для создания АП и УЗП. В настоящее
время, несмотря на наличие полупроводниковых и быст-
родействующих ферритовых переключателей, разрядни-
ки все еще являются приборами, наиболее широко ис-
пользуемыми в РЛС, особенно в коротковолновых диапа-
зонах СВЧ и при 'больших переключаемых мощностях.
*> В дальнейшем для краткости будем пользоваться термином
«разрядники», поскольку нерезонансные разрядники на см и мм вол-
нах не применяются.
Разрядник представляет собой вакуумно-герметикнуЮ
резонаторную структуру, заполненную газом, главным
образом, смесью паров воды -с аргоном или водородом,
при низком давлении (от единиц до нескольких десятков
мм рт. ст. в зависимости от рабочей частоты) [1, 4]. При
воздействии СВЧ электрического поля высокого уровня
мощности внутри разрядника возникает СВЧ газовый
разряд, в результате чего входное сопротивление разряд-
ника становится очень малым, а вносимое им затухание
для проходящего через него мощного сигнала резко воз-
растает. При действии СВЧ поля низкого уровня мощно-
сти разряд отсутствует и разрядник ведет себя как СВЧ
фильтр (резонатор). Разрядники, применяемые в схемах
БАП и ФАП, называются разрядниками защиты прием-
ника (РЗП).
По величине добротности на низком уровне мощности
СВЧ поля РЗП разделяются на узкополосные (высоко-
добротные), требующие настройки на рабочую частоту,
и широкополосные (низкодобротные) с фиксированной
настройкой. Последние обладают рядом преимуществ по
сравнению с узкополосными разрядниками, а именно:
1) позволяют работать с перестройкой частоты передат-
чика, 2) упрощают настройку приемного тракта, 3) имеют
меньшие вносимые потери Лпр и значительно большее за-
тухание прямой связи (между входом и выходом на вы-
соком уровне мощности), 4) обладают меньшей зависи-
мостью просачивающейся мощности от изменения импе-
данса нагрузки, 5) обеспечивают большее ослабление
мощности гармоник передатчика*) |[1, 2, 4, 10]. Все это
явилось причиной вытеснения узкополосных РЗП широ-
кополосными и практически повсеместного использова-
ния последних на см и мм волнах. Поэтому в дальней-
шем будем рассматривать только широкополосные РЗП.
Устройство и характеристики узкополосных разрядников
приведены в [1, 2, 4, 6, 7].
а) Устройство и характеристики широкополосных РЗП
Типичный широкополосный РЗП Представляет собой
волноводный полосовой фильтр с четвертьволновыми
*) На 2- и 3-й гармониках мощность магнетрона на 30—50 дб
меньше, чем на основной частоте, и может достигать поэтому еди-
ниц и десятков ватт в импульсе. При недостаточном ослаблении гар-
моник в УЗП это может привести к выходу из строя полупроводни-
кового диода во входном каскаде СВЧУ [10].
Рис. 1.5. Устройство типичного широкополосного
РЗП:
1 — входное окно; 2, 5 — присоединительные фланцы;
3, 8 — СВЧ разряд; 4 — электрод поджига; 6 — вспомо-
гательный разряд; 7 — выходное окно, 9 — корпус.
связями, состоящий из четырех резонансных элементов:
двух резонансных разрядных промежутков и двух ваку-
умно-герметичных резонансных окон связи (рис. 1.5).
Конструктивно такой РЗП выполняют в виде отрезка прямо-
угольного волновода, имеющего длину около ЗЛ/4 и размеры по-
перечного сечения, стандартные для рабочей частоты РЗП при коле-
баниях типа Лю. Каждый резонансный промежуток состоит из двух
индуктивных диафрагм и двух емкостных конусов, расположенных
навстречу друг другу в середине широких стенок волновода, где на-
пряженность электрического поля максимальна. Зазор между кону-
сами (т. е. емкость) устанавливают таким, чтобы получить резонанс.
Для уменьшения порогового уровня мощности (так
называемой мощности зажигания Рзаж), при котором
в разряднике возникает СВЧ разряд, во всех РЗП ис-
пользуют вспомогательный тлеющий разряд на постоян-
ном токе, создаваемый специальным электродом, назы-
ваемым электродом поджига*Х Вспомогательный разряд,
действующий непрерывно, создает начальную концентра-
цию свободных электронов в газе, благодаря котовой
происходит ионизация при меньших напряженностях СВЧ
электрического поля. Для получения малой РПрос элект-
род поджига всегда устанавливают в разрядном проме-
жутке, ближайшем к выходному окну.
Используют два конструктивных варианта введения электрода
поджига — коаксиальный и боковой. В первом 'случае (рис. 1.5) элек-
трод поджига расположен внутри одного из конусов разрядного про-
межутка (при этом вспомогательный разряд оказывается в значи-
тельной степени экранированным от объема, где имеется СВЧ поле),
во втором — вне конусов, но в том же сечении волновода. Боковой
электрод поджига вводится через середину узкой стенки волновода
перпендикулярно направлению электрического поля, при этом конец
электрода поджига располагают вблизи зазора между конусами fl].
На низком уровне мощности РЗП 'представляет собой
полосовой фильтр, характеристики которого в диапазо-
нах см и мм волн лежат в следующих пределах: Af/f0 =
= Зн-'12%1, ^пр^0,7-4-2 дб, рпр^С 1,34-2,5 (худшие значе-
ния этих параметров относятся к мм волнам). С увели-
чением мощности, действующей на входе РЗП, при не-
котором пороговом ее значении Р3аж пооисходит зажига-
ние разрядника. Первым возникает СВЧ разряд между
конусами, где расположен электрод поджига, затем раз-
ряд перебрасывается на первую пару конусов, поскольку
*> Для краткости мы будем пользоваться этим широко распро-
страненным термином, хотя более точным является название «элек-
трод вспомогательного разряда».
она оказывается в пучности стоячей волны напряжения
закороченного (разрядом второй пары) четвертьволнового
отрезка волновода (сопротивления разрядных промежут-
ков при возникновении разряда в них близки к нулю).
Наконец, при достаточной входной мощности возникает
разряд на входном окне, причем высокая проводи-
мость плазмы этого разряда практически закорачивает
окно (1, 4]. СВЧ разряд в начале каждого импульса пе-
редатчика возникает не мгновенно. Время установления
разряда равно /у—10~8 сек. В течение этого времени че-
рез РЗП просачивается значительная энергия СВЧ коле-
баний, называемая энергией пика (И^п) просачиваю-
щейся мощности. Пик просачивающейся мощности обу-
словлен не только конечным временем установления
разряда, но и тем, что напряжение зажигания дуги разря-
да больше напряжения горения. После возникновения
разряда просачивающаяся мощность уменьшается, при
этом ее величина обусловлена падением напряжения
в дуге СВЧ разряда и называется просачивающейся
мощностью плоской части (РПл) импульса (рис. 1.6,6).
После окончания импульса передатчика разряд прекра-
щается и начинается процесс деионизации и деэлектро-
низации газового наполнения РЗП, при этом происходит
постепенное восстановление величины потерь приема до
исходного значения Lnp. Количественно длительность
этого процесса характеризуется временем восстановле-
ния tB, отсчитываемым от момента окончания импульса
- передатчика до момента, когда потери РЗП в заданное
число раз LB больше их величины в полностью восста-
новившемся состоянии (рис. 1.6,в). Обычно выбирают
LB = 3 дб или б дб.
К параметрам РЗП высокого уровня мощности, кро-
ме названных (Р3аж, 1^п, Рпл, М, относятся также мак-
симальная и минимальная рабочие импульсные мощно-
сти, падающие на РЗП (Ри макс, Ри мин), и потери мощ-
ности высокого уровня в РЗП (Lnep). Параметры Рзаж,
Гп и Рпл называются защитными параметрами, т. к. их
величина определяет пригодность РЗП обеспечивать за-
щиту следующего за ним каскада на полупроводниковом
диоде (усилитель, смеситель). Рассмотрим параметры
высокого уровня более подробно.
Мощность Рзаж представляет собой максимальную
импульсную мощность, которая проходит через РЗП так
Же, как слабый сигнал, без существенного ослабления.
При Ри>Р3аж происходит зажигание РЗП и соответст-
вующее уменьшение проходящей через него мощности.
Поэтому для обеспечения надежной защиты полупровод-
никового диода от воздействия мощных помех, которые
могут попасть в антенну РЛС (§§ В.З, 1.1), необходимо,
чтобы
0)
Рис. 1.6. Характер изменения во времени просачивающейся мощно-
сти и потерь широкополосного РЗП при и после воздействия мощно-
сти передатчика:
а) огибающая СВЧ импульса передатчика; б) огибающая просачивающейся
мощности РЗП; в) зависимость Lnp(/); / — пик просачивающейся мощности;
2 — плоская часть; 3 — крирая ррсстановления потерь,
где Ai доп — максимально допустимая для «полупровод-
никового диода импульсная мощность, при которой
в условиях эксплуатации не происходит ухудшения пара-
метров диода. Для РЗП см диапазона Рзаж~Ю0я-
200 мет при длительности импульса ти~1 мксек. Следует
учитывать, что величина Рзаж начинает возрастать при
уменьшении ти ниже приблизительно 0,3—0,5 мксек, при-
чем при Ти^0,1 мксек мощность Рзаж может возрасти
в несколько раз по сравнению с Тп=1 мксек. Такая зави-
симость Рзаж(т) связана с инерционностью процесса
ионизации газа в РЗП. По этой причине в РЗП мм волн,
в котором обычно Ти^0,1 мксек, величина Р3аж больше,
чем на см волнах, и может быть равна 0,5—1 вт и более
в зависимости от длительности импульса. Мощность за-
жигания зависит также от величины тока поджига. При
отсутствии последнего (например, в условиях выключен-
ной РЛС) величина Рзаж резко возрастает и может до-
стигать единиц или даже десятков ватт в импульсе.
Наиболее важным защитным параметром РЗП яв-
ляется энергия пика, поскольку она воздействует на диод
в течение всего времени работы передатчика и, как по-
казывает опыт, чаще всего является основной причиной
ухудшения параметров или выхода из строя диода [4,
11, 12], вызывая чрезмерный разогрев полупроводнико-
вой структуры диода и, как следствие, нарушение или
выгорание последней. Как известно, при воздействии им-
пульсной мощности на полупроводниковый диод темпе-
ратура в малой области точечного контакта (р-n перехо-
да) последнего, где происходит выделение тепла за счет
поглощения мощности, определяется либо энергией, либо
мощностью импульса в зависимости от его длительности.
Если ти меньше тепловой постоянной диода (времени
установления 'стационарной температуры в диоде), то
выделяющееся в точечном контакте (р-п переходе) теп-
ло не успевает распространиться в толщу полупроводни-
ка и возникающая при этом температура определяется
энергией импульса, независимо от его формы. Наоборот,
если Ти больше тепловой постоянной, то за время дейст-
вия импульса в диоде успевает установиться стационар-
ный процесс отвода тепла, и возникающая при этом тем-
пература в точечном контакте будет пропорциональна
импульсной мощности. Поскольку длительность пика
просачивающейся мощности РЗП соизмерима с тепловой
постоянной диодов (порядка 10-8 сек для точечных оме-
сительных диодов [12]), его характеризуют не мощно-
стью. а энергией. РЗП см и мм волн имеют энергию пика
в пределах IFn=0,02—0,4 эрг*'!. Величина 1КП зависит от
ряда факторов. Она возрастает при уменьшении тока
поджига ниже 10—20 мка, а при его отсутствии увели-
чивается, как и Р3аж, в несколько раз. 1КП возрастает
также при уменьшении ти ниже 0,1 мксек и при умень-
шении частоты посылок импульсов. В первом случае это
происходит из-за увеличения крутизны переднего фрон-
та импульса (т. е. сказывается влияние инерционности
процесса развития разряда) **; во втором — из-за умень-
шения остаточной концентрации электронов между кону-
сами, обусловленной предыдущим СВЧ разрядом, к мо-
менту начала следующего импульса [1].
Просачивающаяся мощность плоской части импульса
(Рпл) всецело определяется конструкцией РЗП и его га-
зовым наполнением. Величина РПл всех РЗП см и мм
волн лежит в пределах от единиц до 100—150 мет и
обычно не представляет опасности для полупроводнико-
вых диодов. В широкополосных РЗП из-за поочередного
зажигания разрядных промежутков и входного окна
уровень просачивающейся мощности после окончания
пика непостоянен (рис. 1.6,6) [1,4]. Измеряемое на прак-
тике значение РПл соответствует средней величине за
время импульса. При ти<0,2-т-0,3 мксек плоская часть
просачивающегося импульса почти отсутствует.
Величины Wa и Рал почти не зависят от уровня им-
пульсной мощности на входе РЗП. Практически их мож-
но считать неизменными при Ри>1 вт [1, 10, 13]. Следует
иметь в виду, что значения защитных параметров Рзаж,
Гп и Рпл зависят от температуры окружающей среды
(возрастают с ее увеличением) и от импеданса нагрузки
РЗП. При значительном КСВ нагрузки и определенной
(наихудшей) фазе коэффициента отражения величины
Рзажл и Рпл широкополосных РЗП возрастают в 1,5—
2 раза [10, 11].
Рассмотрим время восстановления РЗП. Величина tB
зависит от различных факторов и может изменяться
в процессе эксплуатации в значительных пределах. В на-
чале срока службы при максимальной рабочей мощности
*) 1 эрг=10~7 джоуля.
**) По этой же причине на величину Wn влияет крутизна перед-
него фронта СВЧ импульса передатчика при неизменной длительно-
сти ти: с увеличением крутизны величина 1^п растет.
Ри макс у различных РЗП СМ И ММ волн /в~ 1 10 мксек.
Из-за постепенного уменьшения содержания паров воды
в процессе работы РЗП к концу срока -службы /в возра-
стает в 2—3 раза. Характерными являются также сле-
дующие зависимости параметра /в. Величина умень-
шается по мере уменьшения -импульсной мощности по!
отношению к Ри макс и при Ри<0,5 кет время состав-
ляет во многих случаях десятые доли мксек. Время вос-
становления уменьшается также с уменьшением дли-
тельности импульса [1, 13]. Весьма нежелательным свой-
ством РЗП, обусловленным содержанием в нем паров’
воды, является значительная зависимость параметра
от температуры в области отрицательных температур
окружающей среды /Окр. При /Окр= — (404-60) °C из-за
уменьшения содержания паров воды в объеме разряд-
ника величина tfB может возрасти в несколько раз и
в некоторых типах РЗП достигает десятков микросекунд.
Рабочие уровни импульсной мощности РЗП ограни-
чены не только сверху, но и, как правило, снизу. При
мощности Ри макс производится испытание РЗП на долго-
вечность. Величины Ри макс и Ри мин зависят от назначе-
ния РЗП. В разрядниках, предназначенных для работы
в схемах ОАП и БАП, величина Римакс чаще всего лежит
в пределах от 100 до нескольких сот киловатт, а значе-
ние Ри мин, определяемое минимальной мощностью пере-
датчика (обычно единицы кет), во много раз больше
мощности зажигания и не всегда нормируется. РЗП, ра-
ботающие В схемах ФАП, имеют Римакс от 1 —10 кет
(мм волны) до нескольких десятков кет (см волны).
В схеме ФАП, как показано в § 1.5, величина Ри, посту-
пающая на РЗП в процессе работы может меняться
в широких пределах вплоть до достаточно малых значе-
ний. Поэтому в таких РЗП РИмин=14-5 ет и, как прави-
ло, оговаривается в технических условиях. Это мини-
мальная импульсная мощность, которую необходимо под-
вести к РЗП в реальных условиях работы (с учетом вли-
яния рассогласованной нагрузки), чтобы обеспечивалось
его надежное зажигание.
Потери мощности высокого уровня в РЗП (Лпер) обу-
словлены поглощением мощности в дуге разряда и в гер-
метизирующем диэлектрике входного окна. Эти потери
приводят к нагреву РЗП и влияют на его долговечность.
С точки зрения общих характеристик АП потери разряд-
ника ЛПер важны только в схемах ОАП и БАП, в кото-
рых они увеличивают общие потери АП в режиме пере-
дачи. Характерные значения потерь разрядника Апер =
= 0,14-0,4 дб.
б) Особенности РЗП миллиметровых волн
Известно, что по мере укорочения рабочей длины вол-
ны, величины напряженности электрического поля, при
которых возникает и протекает СВЧ разряд, возрастают
[1, 4]. Это приводит к соответствующему увеличению па-
раметров Р3аж и 1ГП. Кроме того, в РЛС мм волн исполь-
зуются, как правило, весьма короткие импульсы (ти^С
<Л,1 мксек), длительность которых становится соизме-
римой с временем развития разряда. При работе -с ма-
лыми Ти, как уже отмечалось, величины Рзаж и Wn так-
же возрастают. С другой стороны, с укорочением длины
волны уменьшается устойчивость усилительных и смеси-
тельных СВЧ диодов к перегрузкам СВЧ мощностью.
По этим причинам на мм волнах, особенной коротковол-
новой части диапазона, возникает существенный разрыв
между величиной защитных параметров РЗП и макси-
мально допустимыми уровнями мощности диодов. В ча-
стности, не удается выполнить условие (1.1). На мм вол-
нах Рзаж —0,5 4-1 вт и более и может на порядок и более
превышать допустимую мощность РИдоп для диодов. При-
близительно так же обстоит дело и с энергией пика РЗП
в коротковолновой части мм диапазона. Для снижения
величины в этом диапазоне волн можно использо-
вать схему БАП (см. § 1.4).
Таким образом, если на см волнах РЗП в большинст-
ве случаев способны выполнять функции устройства за-
щиты приемника по крайней мере при включенной РЛС
(т. е. при наличии напряжения на электроде поджига),
то в мм диапазоне даже в этих условиях одиночный РЗП
уже не в состоянии выполнять все функции УЗП без ис-
пользования дополнительных элементов защиты. Харак-
терным для РЗП мм волн является также уменьшение
полосы пропускания (A//fo ~ 2,5 4-5 %), возрастание по-
терь приема (до ~2 дб) и КСВ (до ~ 2,5), снижение
Ри макс (до 5—10 кет) и долговечности (до нескольких
сот часов). Ухудшение параметров низкого уровня свя-
зано, главным образом, с конструктивными и технологи-
ческими трудностями изготовления резонансных струк-
тур с малыми размерами и жесткими допусками на них.
50
Из приведенных данных видно, что на мм волнах
с помощью РЗП .можно обеспечить защиту приемника
только от просачивающейся мощности собственного пе-
редатчика, а от несинхронных внешних помех защита
не обеспечивается. Последнее обстоятельство является,
вообще говоря, существенным недостатком РЗП в мм
диапазоне. Полагают, однако, что на мм волнах вероят-
ность попадания на вход приемника РЛС мощных помех
меньше, чем в см диапазоне из-за более узкой диаграм-
мы направленности антенны. Поэтому отсутствие защи-
ты от этих помех до некоторой степени менее опасно,
чем на см волнах.
Учитывая это, в некоторых случаях может оказаться
целесобразным (при отсутствии других, более эффектив-
ных УЗП) использовать на мм волнах, особенно в корот-
коволновой части этого диапазона, не обычные РЗП,
а так называемые управляемые разрядники *> [6]. В по-
следних, в отличие от обычных РЗП, используется не
СВЧ разряд, а импульсный разряд, возникающий под
воздействием видеоимпульса напряжения, подводимого
к специальному электроду поджига разрядника. Управ-
ляющий (поджигающий) импульс напряжения подается
синхронно и с некоторым опережением по отношению
к импульсу передатчика, так чтобы к моменту начала
последнего в разряднике успел сформироваться разряд.
Затухание, вносимое управляемым разрядником, может
достигать 100 дб и более [14], вследствие чего просачи-
вающаяся мощность на его выходе может быть меньше
1 мет, а пик просачивающейся мощности из-за опере-
жающего поджига вообще отсутствует. Таким образом
может быть обеспечена весьма надежная защита от соб-
ственного передатчика. Очевидно, что от внешних сигна-
лов защита не обеспечивается.
в) Предварительные разрядники защиты приемника
Предварительные РЗП являются разновидностью рас-
смотренных широкополосных РЗП и предназначены, глав-
ным образом, для ослабления мощности, падающей на
вход последующего РЗП, а также для защиты электрон-
нолучевых малошумящих усилителей (например ЛБВ),
выдерживающих без повреждения значительные им-
Иногда их называют также импульсными аттенюаторами.
4* 51
пульсные мощности (сотни ватт). Поэтому к предвари-
тельным РЗП не предъявляются требования малых мощ-
ностей зажигания и просачивания, вследствие чего они
не содержат электрода поджига. В отличие от РЗП,
предварительные РЗП либо совсем не имеют конусных
разрядных промежутков, либо содержат только одну па-
ру конусов. В первом случае предварительный РЗП
представляет собой газонаполненный отрезок волновода
длиной около А/4 с двумя резонансными окнами связи
[4], во втором — расстояние между окнами равно прибли-
зительно А/2, а конуса располагаются посередине. В про-
стейшем предварительном РЗП без конусов разряд про-
исходит только в одном месте — на входном окне.
В предварительном РЗП с конусами добавляется их
низковольтный разрядный промежуток, который суще-
ственно снижает мощности зажигания и просачивания
разрядника.
Конструкция предварительных РЗП подобна конст-
рукции РЗП, однако резонаторная система первых про-
ще, поэтому по сравнению с РЗП они более широкопо-
лосны и имеют меньшие потери и КСВ при приеме. Ти-
пичные значения этих параметров на см волнах: РПр =
= 0,24-0,6 дб, рПр= 1,2-ь1,6. Величины защитных пара-
метров предварительных РЗП с конусами и без конусов
отличаются в несколько десятков раз. В см диапазоне
типичные значения этих параметров приблизительно рав-
ны: а) при отсутствии конусов: Р3аж~0,24-2 кет,
— 150-4-1 ООО эрг, Рпл~ 1004-200 вт\ б) при наличии ко-
нусов: Р3аж—14-100 вт, IFh^54-50 эрг, Рпл~ 0,54-5 вт
[1, 6, 7, 13, 27].
При совместном использовании предварительного раз-
рядника и обычного РЗП, обеспечивающего окончатель-
ную защиту (предварительный РЗП + РЗП), их соеди-
няют между собой четвертьволновым отрезком волново-
да, чтобы в режиме приема совокупность разрядников
представляла собой полосовой фильтр с четвертьволно-
выми связями. Первоначально такая пара разрядников
применялась только при очень большой мощности пере-
датчика (РПер>0,54-1 Мет) [1, 4, 6, 7]. В последние годы
наметилась тенденция к использованию такой пары и при
обычных уровнях Рпер, т. к. разделение функций пере-
ключения (предварительный РЗП) и защиты (РЗП)
с помощью отдельных разрядников позволяет оптимизи-
ровать их газовое наполнение применительно к решению
52
каждой из этих задач и повысить их надежность и дол-
говечность {13]. Использование же одиночного предвари-
тельного РЗП для защиты электроннолучевых МШУ вы-
годно из-за меньшей величины потерь ЛПр по сравнению
с РЗП.
г) Вспомогательный разряд РЗП
Вспомогательный разряд (поджиг) РЗП является
одним из важнейших его элементов, определяющим не
только величину защитных параметров, но и надежность
и долговечность РЗП. Последнее связано с тем, что из-
за непрерывно действующего вспомогательного разряда
происходит постепенное поглощение газа и распыление
материала электрода поджига, а эти явления, в свою
очередь, приводят к ухудшению защитных параметров
РЗП. Тем самым ограничивается долговечность РЗП.
(Зависимость надежности работы разрядника от вспо-
могательного разряда будет показана ниже при рассмот-
рении релаксационных колебаний в цепи поджига.)
Напряжение поджигя подводится к электроду под-
жига и корпусу (конусам) РЗП в такой полярности, что-
бы электрод поджига был отрицателен по отношению
к корпусу. В этом случае электроны вспомогательного
разряда ускоряются и двигаются в направлении к кону-
сам разрядного промежутка, создавая там необходимую
начальную концентрацию, которая и приводит к умень-
шению величины защитных параметров и Р3а». Об-
ратная полярность напряжения [7П недопустима из-за их
резкого возрастания (1].
На практике используют два вида поджига — посто-
янный и комбинированный, различающиеся характером
напряжения поджига. В первом случае напряжение t/n
подается от источника постоянного напряжения (t/no),
во втором — от источников как постоянного, так и им-
пульсного ((/ии). Соответственно и ток поджига будет
либо только постоянным (/по), либо в сочетании с им-
пульсным (/пи). Постоянное напряжение поджига ис-
пользуется во всех РЗП и является обязательным, по-
скольку с его помощью достигается необходимая защита
не только от собственного передатчика РЛС, но и от
внешних несинхронных помех. В случае применения
комбинированного поджига импульсное напряжение дей-
ствует наряду с постоянным и служит для дополнитель-
ного уменьшения энергии пика РЗП от СВЧ импульсов
своего передатчика (подробнее см. ниже). Напряже-
ние [/пи подается на РЗП синхронно с импульсами пере-
датчика (очевидно, что при воздействии внешних несин-
хронных помех, когда [/пи отсутствует, величина Жт бу-
дет больше). Комбинированный поджиг используется
только в РЗП коротковолновой части см и мм диапазо-
нах волн, так как с укорочением длины волны, с одной
стороны, возрастает ТГП при прочих равных условиях
(п. 1.3.1,6), а с другой — уменьшается допустимая ве-
личина Рпрос для полупроводникового диода.
Рассмотрим характеристики постоянного поджига.
Последний, как уже отмечалось, представляет собой
тлеющий разряд на постоянном токе, происходящий меж-
ду электродом поджига и элементами корпуса РЗП — его
конусами (1]. Напряжение источника питания Un0 подво-
дится к электроду поджига через ограничительное сопро-
тивление Рп (рис. 1.7,а), предотвращающее возможность
перехода тлеющего разряда в дуговой и гасящее ту часть
напряжения [/по, на которую последнее превышает на-
пряжение горения вспомогательного разряда, т. е. вели-
чину напряжения непосредственно на электроде поджига.
Напряжение горения вспомогательного разряда различ-
ных РЗП лежит в пределах 2004-400 в, при этом ток
поджига /цо==ЗО-т-120 мка. Известно, что относительное
изменение тока /по при изменениях напряжений питания
и горения, происходящих по разным причинам в процес-
се эксплуатации РЗП, будет тем меньше, чем больше
разность этих напряжений [1]. Поэтому на практике для
уменьшения зависимости тока поджига от изменения ука-
занных напряжений величина С7по берется в пределах
6004-800 в, что значительно больше напряжения горения,
при этом /?п=44-6 мгом. Питание цепи постоянного под-
жига -может осуществляться от простейшего однополу-
периодного выпрямителя с чисто емкостным фильтром
на выходе, поскольку ток нагрузки очень мал. Специаль-
ных мер по обеспечению стабильности выходного напря-
жения выпрямителя не требуется, так как допустимые
отклонения напряжения [/по от номинального значения
составляют обычно ±(84-10)%.
Постоянный поджиг, как уже отмечалось, из-за вызы-
ваемого им необратимого изменения газового наполне-
ния, является одной из основных причин, ограничиваю-
щих долговечность РЗП.-Во всех РЗП рабочий ток /по н$
И
превышает, как правило, 100 мка. С другой стороны, при
больших токах поджига (5-е-10 ма) можно существенно
(в несколько раз) снизить энергию пика. Для реализации
этой возможности используют комбинированный поджиг
(рис. 1.7,6), при котором к постоянному поджигу добав-
ляется импульсный [1]. Последний создает в течение ко-
роткого импульса т< 1 мксек импульсный ток /пи~
~ 10-е-20 ма, при этом постоянная составляющая этого
тока из-за большой скважности (~1000 и больше) не-
велика, так что долговечность РЗП уменьшается незна-
Рис. 1.7. Схема питания электрода вспомогательного разряда РЗП:
а) постоянный поджиг; б) комбинированный поджиг.
чительно. Импульсы (7Пи синхронизируются с работой пе-
редатчика, при этом они несколько опережают импульсы
последнего. Время опережения фронта импульса Г/Пи
относительно импульса передатчика равно 0,1 4-0,3 мксек,
так что к моменту начала работы передатчика ток под-
жига уже раген ,~/Пц. Для эффективной работы им-
пульсного поджига достаточно, чтобы ток /Пи протекал
только в начале импульса передатчика в течение време-
ни ~0,1 мксек (времени, достаточного для развития СВЧ
разряда). Обычно тп = 0,2 4-0,6 мксек. В качестве источ-
ника напряжения £7П и используют, как правило, ждущий
блокинг-генератор, импульс запуска которого с соответ-
ствующим опережением относительно импульса передат-
чика получают либо от синхронизатора РЛС, либо от
передатчика. Для различных РЗП амплитуда импульса
(7П и = 400 4-800 в. Его подводят к электроду поджига че-
рез разделительный конденсатор Сп = 304-50 пф
(рис. 1. 7,6).
Рассмотрим релаксационные колебания в РЗП. В це-
пи постоянного поджига РЗП в некоторых случаях, в ча-
55
стидстй, при малых токах /по, возникают релаксационные
колебания, подобные тем, которые получаются в генера-
торах пилообразного напряжения, построенных на газо-
разрядной лампе [1, 6, 13]. Возможность возникновения
таких колебаний в цепи поджига обусловлена наличием
некоторой емкости С, шунтирующей промежуток вспомо-
гательного разряда (рис. 1.8). Эта емкость образована
Рис. 1.8. Релаксационные коле-
бания в цепи постоянного под-
жига:
а) эквивалентная схема цепи;
б) формы напряжения на электро-
де поджига и тока через него;
С — эквивалентная емкость, шун-
тирующая разрядный промежуток;
РП — разрядный промежуток элек-
трода поджига; U3, Ur — напряже-
ния зажигания и гашения разряда.
собственной емкостью
электрода поджига отно-
сительно корпуса и па-
раллельной ей емкостью
монтажных проводов, сое-
диняющих сопротивление
7?п и конденсатор Сп
с электродом поджига.
Релаксационные колеба-
ния возникают как ре-
зультат заряда емкости С
через сопротивление 7?п
до напряжения зажига-
ния тлеющего разряда,
последующего быстрого
разряда емкости через
малое по сравнению с /?п
сопротивление газового
разряда до напряжения
его гашения и дальней-
шего периодического по-
вторения этого процесса.
Таким образом, ток под-
жига /по из непрерывного
превращается в прерыви-
стый, импульсный. В про-
этими импульсами из-за
межуток времени между
отсутствия тока поджига энергия пика становит-
ся недопустимо большой, т. е. необходимая защита
разрядником уже не обеспечивается, поскольку, импуль-
сы передатчика и внешних помех действуют несинхрон-
но с релаксационными колебаниями и могут поступить
на разрядник защиты приемника при нулевом токе под-
жига (в разрядниках, использующих комбинированный
поджиг, защит! от импульсов передатчика сохраняется
благодаря действию импульсного поджига).
Наряду с ухудшением защитных свойств РЗП релак-
садненные колебания иногда (становятся причиной появ-
ления ложных СВЧ сигналов на входе приемника, реги-
стрируемых индикатором РЛС как сигналы цели. Воз-
никновение таких ложных целей может привести к полному
нарушению работы РЛС. Возможными причинами
возникновения этих сигналов являются генерация им-
пульсов шума релаксирующим током /по (подобно газо-
разрядному генератору шума) и импульсная модуляция
выходного импеданса РЗП, вызываемая этим током. Сле-
дует учитывать, что эффект ложных целей при релакса-
ции тока поджига может быть весьма значительным
в РЗП с боковым поджигом, а его проявление в РЗП
с коаксиальным поджигом существенно слабее (или во-
обще отсутствует). Очевидно, что последнее обусловле-
но экранирующим действием коаксиальной конструкции
поджига (рис. 1.5), вследствие чего такие РЗП предпо-
чтительнее РЗП с боковым поджигом.
Вероятность возникновения релаксационных колеба-
ний уменьшается с уменьшением емкости С, шунтирую-
щей разрядный промежуток. Поэтому для устранения или
сведения к минимуму емкости монтажа конденсатор Сп
и сопротивление (или его часть, не менее 1 Мом)
должны располагаться в непосредственной близости от
вывода электрода поджига.
д) Конструкция и параметры типичных широкополосных
разрядников
Конструктивно все волноводные разрядники пред-
ставляют собой отрезок прямоугольного волновода
с присоединительными фланцами. В плоскости фланцев
находятся окна связи, герметизированные с помощью ди-
электрической пластинки из стекла, слюды или керами-
ки. В РЗП более поздних разработок непосредственно
на выводе электрода поджига устанавливают часть огра-
ничительного сопротивления /?п (один или несколько
Мом в виде резистора, который опрессовывают резиной
вместе с выводом, как это показано на рис. 1.9).
Специально для работы в балансных АП разработа-
ны так называемые сдвоенные РЗП [4, 6, 7], представ-
ляющие собой два одинаковых одиночных РЗП, конст--
руктивно объединенных общими присоединительными
фланцами (рис. 1. 10). В общей узкой стенке волновод-
ных отрезков сдвоенного РЗП имеется небольшое отвер-
стие, благодаря которому газовое 1наполнение обоих РЗП
поддерживается одинаковым. В результате характери-
стики зажигания и просачивания двух РЗП получаются
более идентичными, чем в РЗП с изолированными объе-
мами, и в конечном итоге обеспечивается лучшее подав-
ление энергии пика и мощности плоской части просачи-
вающегося импульса на выходе балансного АП.-
В таблице 1.1 приведены предельные значения*! па-
раметров РЗП высокого и низкого уровней (при нор-
мальной температуре на протяжении всего срока служ-
бы), которые являются типичными для многих разряд-
ников см и мм волн [1, 6, 7, 13, 27, 34]. Большинство
представленных в таблице одиночных РЗП предназначе-
но для работы в составе ферритового АП.
В длинноволновой части сантиметрового и дециметровом диапа-
зонах волн при весьма больших мощностях передатчика применяют
*) Приводимые здесь и далее в качестве примера максимальные
и минимальные значения параметров в форме «не более», «не менее»
(обычно используемая форма записи в технических условиях на при-
боры) представляют собой гарантируемые изготовителями предель-
ные величины, учитывающие максимально возможные изменения
параметров на протяжении срока службы и максимальный разброс
параметров от образца к образцу. Поэтому практически типичные
величины многих параметров в начале срока службы могут быть
в 1,5—2 раза лучше предельных.
Так называемые разрядники-вставки.
Конструктивно они представляют со-
бой съемные элементы резонансных
промежутков РЗП в виде газонапол-
ненных стеклянных или керамических
трубок с металлическими конусами
[4, 6, 12]. Эти разрядники вставляют-
ся в негерметичный полосовой
фильтр на расстоянии Л/4 друг от
друга, в результате получается
устройство, аналогичное рассмотрен-
ным широкополосным РЗП. Разряд-
ники-вставки позволяют улучшить
параметры РЗП и повысить их дол-
говечность благодаря возможности
Рис. 1.10. Сдвоенный РЗП
для балансных АП.
оптимизации газового наполнения каждой вставки с учетом выпол-
няемой ею функции (предварительная защита, окончательная за-
щита и т. д.).
е) Подогрев разрядников
Как уже отмечалось (§ 1.3.1,а), при отрицательных
температурах окружающей среды время восстановления
РЗП возрастает. Поэтому в тех РЛС, где требуется ма-
лая мертвая зона и, следовательно, минимальное время
используют подогрев РЗП, который благодаря перио-
дическому включению и выключению поддерживает на
корпусе РЗП положительную температуру при отрица-
тельной окружающей. Регулирование температуры РЗП
производится автоматически.
Простейшая система подогрева состоит из электриче-
ского подогревателя и биметаллического термореле,
устанавливаемых на корпусе РЗП (рис. 1.11,а). Термо-
реле является датчиком температуры и регулятором по-
догрева. Обычно используют термореле (ТР) с темпера-
турами замыкания 0-^ + 10°С и размыкания (15-=-30) °C.
Рис. 1.11. Схемы систем подогрева РЗП:
а) с одним реле; б) с двумя реле; Л — подогреватель; ТР — термореле;
Р — электромагнитное реле.
Таблица 1.1
Параметры широкополосных разрядников см и мм волн
Тип разрядника >о. СМ Параметры низкого уровня Параметры высокого уровня, максимальные значения Вид поджига
4, % /0 не менее вб не более КСВ, не более кет р за»’ мет »п- 1,рг р , пл’ мьт i* , мкс к в
РЗП 8—10 10 1,1 1,5 350 150 0,4 70 25 ПОСТ.
- 3—5 12 1,3 1,6 10 250 0,3 60 12 ПОСТ.
1,5—2,5 8 1,5 1,7 10 300**) 0,2 60 10 комбин.
0,8—0,9 3 1,7 2,0 10 1000**) 0,05 10 6 комбин.
0,4—0,5 3 2,0 2,2 3 — 0,1 5 4 комбин.
Сдвоенные РЗП***) 3—5 12 1,2 1,6 200 500 0,15 25 15 пост.
1,5—2,5 8 1,5 1,7 100 500**) 0,08 30 15 комбин.
0,4—0,5 3 2 2,2 15 — 0,03 3 3 —
Предварительные 3—5 10 0,6 1,6 100 150-Ю3 30 20-10’ 10 нет
РЗП 1,5—2,5 8 0,7 1,6 30 200-Юз 50 100-10’ 5 нет
*) По уровню L = 6 дб
**) Без импульсного поджига
***) Параметры высокого уровня соответствуют работе в составе БАП
Если имеющееся термореле является слаботоЧныМ и
непригодно для непосредственного включения в цепь по-
догревателя (Я), используется схема с дополнительным
электромагнитным реле (Р), которое включает подогрев
при замыкании термореле (рис. 1.11,6). Для регулирова-
ния температуры РЗП вместо термореле можно исполь-
зовать терморезистор с соответствующей схемой управ-
ления на полупроводниковых приборах. Такая система
не имеет ограничений по числу срабатываний, свойствен-
ных релейным системам.
Рис. 1.12. Пример конструкции системы подогрева (а) и ее размеще-
ние на РЗП (б).
Необходимая мощность подогревателя определяется
требуемым временем выхода на режим (промежутком
времени от момента включения подогрева при макси-
мальной отрицательной температуре до момента дости-
жения заданной температуры на РЗП), а также разме-
рами и конструкцией РЗП вместе с сопрягающимися
волноводами. Чем меньше это время, тем больше необ-
ходимая мощность подогревателя. Для получения време-
ни выхода на режим 3—5 минут обычно достаточна мощ-
ность от 50 {мм волны) до 150 вт {см. волны). Подогре-
ватели изготавливают, как правило, из нихромовой про-
волоки, наматываемой на керамическое основание. Тер-
мореле устанавливают на корпусе РЗП. Нагревательные
элементы размещают либо на ответных к РЗП фланцах
специальной конструкции (при малых размерах РЗП),
либо на волноводных стенках разрядника (рис. 1.12).
1.3.2. Полупроводниковые диодные
выключатели и ограничители
Полупроводниковые СВЧ диоды являются перспек-
тивными переключательными элементами и в настоящее
время получают все более широкое применение в схемах
АП и УЗП. Хотя (полупроводниковые диоды во многих
случаях, особенно в коротковолновых диапазонах, еще
не могут полностью заменить разрядники (например, по
максимальной мощности Римакс), они обладают рядом
достоинств, делающими их желательными для многих
применений. К этим достоинствам относятся, в частно-
сти, миниатюрность и большая долговечность, возмож-
ность создания быстродействующих и, что особенно важ-
но, самоуправляемых устройств (см. стр. 41), называе-
мых ограничителями, В отличие от последних диодные
выключатели относятся к группе управляемых переклю-
чательных элементов.
Полупроводниковые выключатели и ограничители
представляют собой СВЧ элементы с диодами, имеющие
вход и выход и характеризуемые двумя состояниями:
состоянием пропускания при малой мощности сигнала
СВЧ (потери £Пр малы) и состоянием запирания при
большой мощности сигнала СВЧ (потери А3ап велики) *\
Переход из одного состояния в другое происходит в вы-
ключателе под воздействием внешнего управляющего
(импульсного) напряжения, в ограничителе — при изме-
нении уровня падающей СВЧ мощности. Эти изменения
состояний обусловлены нелинейными свойствами полу-
проводникового диода изменять свой импеданс при изме-
нении управляющего напряжения или СВЧ мощности.
а) Переключательные диооы и их параметры
В переключательных диодах используются полупро-
водниковые структуры типа р-п или p-i-n из кремния или
германия [15—21]. Как известно, р-п структура представ-
ляет собой двухслойный полупроводник, содержащий
слой n-типа (основные носители заряда — электроны) и
слой p-типа (основные носители заряда — дырки). По
обе стороны от границы раздела между слоями п- и
*> Другие режимы работы этих устройств здесь .не рассматри-
ваются, так как их не используют в АП и УЗП.
p-типа из-за различия их физических свойств возникает
так называемый р-п переход в виде узкой области
(0,5-И мкм) полупроводника, не содержащей свободных
электронов и дырок. Импеданс такого р-п перехода
(рис. 1.13,а) зависит от приложенного напряжения. При
нулевом и отрицательном напряжениях (минус источни-
Рис. 1.13. Эквивалентные схемы р-п и p-i-n диодов:
а) общий случай; б) при нулевом и отрицательном напряжениях; в) при по-
ложительном напряжении; С, R — нелинейные емкость и сопротивление полу-
проводниковой структуры; г — сопротивление потерь линейной части полупро-
водниковой структуры и ее выводов; г_ — эквивалентное сопротивление потерь
диода при нулевом и отрицательном напряжениях; г+ — эквивалентное сопро-
тивление потерь диода при положительном напряжении; LK, Ск — эквивалент-
ные индуктивность выводов и емкость корпуса диода.
ка соединен с p-слоем) диод заперт, и так как на СВЧ
1/соС</?, р-п переход представляет собой практически
нелинейную емкость, зависящую от приложенного на-
пряжения (рис. 1.13,6). В этом случае эквивалентное
сопротивление потерь диода г_=г+Дг, где величина
△г = = 1/(п2С2/?
учитывает влияние сопротивления R на общие потери
в диоде. При положительном напряжении диод открыт и
активное сопротивление р-п перехода R быстро умень-
шается с увеличением тока. При величине последнего
больше Ю-е-15 ма R становится малым по сравнению
с сопротивлением остальных элементов диода г (15].
Следовательно, в этом случае р-п переход близок
к состоянию короткого замыкания и общее сопротивле-
63
ние р-п- структуры г+ становится чисто активным и
близким к величине г (рис. 1.13,в). Следует учитывать,
что при положительных и отрицательных напряжениях
из-за известных эффектов модуляции сопротивления по-
лупроводника и ширины р-п перехода сопротивления г+
и г_ могут заметно отличаться друг от друга [15, 19—21]:
обычно ч+ лежит в пределах от десятых долей до еди-
ниц ом, г_ — от единиц до 10—20 ом (большие значения
г- — для ограничительных диодов при нулевом смеще-
нии). Условимся управляющие напряжения, постоянные
или импульсные, подаваемые на диод от внешних источ-
ников, называть также напряжениями смещения или
просто смещениями: положительными (или прямыми) и
отрицательными (или обратными).
Рассмотрим p-i-n структуру. Она представляет со-
бой трехслойный полупроводник, в котором между тон-
кими низкоомными (с большой концентрацией примесей)
р- и п-слоями расположен промежуточный высокоомный
/-слой чистого полупроводника, не содержащего в отли-
чие от р-п перехода объемного заряда. Толщина f-слоя на
1—3 порядка больше толщины р-п перехода и состав-
ляет 0,02—0,5 мм, поэтому емкость, создаваемая им, по-
лучается малой даже при относительно большой пло-
щади структуры и практически не зависит от смещения.
Однако характер изменения импеданса p-i-n диода при
различных смещениях аналогичен р-п диоду, т. е. экви-
валентная схема p-i-n диода при этих смещениях соот-
ветствует рис. 1.13.
Рассмотренные отличия р-п и p-i-n структур обуслов-
ливают и существенно отличные переключательные свой-
ства этих диодов, сводящиеся, главным образом, к раз-
личию в рабочем уровне мощности и в быстродействии.
У p-i-n ДИОДОВ МОЩНОСТЬ Римакс На НеСКОЛЬКО ПОрЯДКОВ
выше, чем у р-п диодов, но вместе с тем и значительно
меньшее быстродействие, характеризуемое временем пе-
реключения, т. е. временем перехода из одного состоя-
ния в другое (время установления ty, время восстанов-
ления 4в) при воздействии управляющего сигнала. Раз-
личие в уровне Римакс объясняется значительно большим
объемом p-i-n структуры (при одной и той же величине
емкости диода объем p-i-n структуры на 3—4 порядка
.больше объема р-п структуры), а меньшее быстродейст-
вие обусловлено накоплением в /-слое большого заряда
неосновных носителей^ время рассасывания которых др-
64
статочно велико [15—17, 19]. Чем тоньше f-слой, тем
меньше /в, но и тем меньше рабочая мощность, т. к. при
этом уменьшается объем p-i-n диода. Для ускорения про-
цесса рассасывания накопленных в f-слое электронов и
дырок, инжектированных туда при подаче импульса пря-
мого смещения, т. е. для
уменьшения времени /в,
на p-i-n диод необходимо
подавать обратное сме-
щение непосредственно
после импульса прямого.
Таким способом /в можно
уменьшить более, чем на
порядок (рис. 1.14).
Величина /в у p-i-n
диодов с различной тол-
щиной z-слоя (десятки
мкм — так называемые
«тонкие» p-i-n диоды, де-
сятые доли мм — «тол-
стые» р-/-п-диоды) лежит
в пределах от единиц до
десятков мксек без об-
Рис. 1.14. Характер зависимости
времени восстановления p-i-n дио-
да от обратного смещения, подво-
ратного смещения и ОТ димого после прекращения пря-
сотых долей до единиц М0Г0,
мксек — с обратным сме-
щением. У p-n-диодов значения /в при отсутствии и
подаче обратного смещения не превышают, как
правило, десятков и единиц нсек соответственно. Время
установления (/у) переключательных диодов обычно на
порядок меньше величины /в без обратного смещения.
Времена /в и /у определяются продолжительностью изме-
нения потерь выключателя с диодом (от Л3ап до Апр или
наоборот) от момента подачи управляющего напряже-
ния с крутым фронтом до момента достижения заданно-
го уровня устанавливающегося вида потерь: АПр =
— 1,1 уст, -^зап=,0,9 Лзап уст, где £пр уст, -^запуст — уста-
новившиеся значения потерь (15, 18]. Сейчас используют-
ся и другие способы определения /у и /в [15, 21, 22].
Для переключательных диодов характерны следующие
напряжения смещения: прямые — 0,5—1,5 в, обратные —
единицы и десятки вольт — для р-п диодов, десятки и
сотни вольт — для p-i-n диодов. Токц прямого смеще-
ния— десятки и сртни хмиллиампер.
5—38
65
Максимально допустимый рабочий уровень импульс-
ной и средней мощности (Переключательных диодов ха-
рактеризуется обычно падающей импульсной мощностью
Ри макс и средней, поглощенной (рассеиваемой) в диоде,
мощностью Ррас макс. Первая ограничивается, как прави-
ло, величиной напряжения пробоя диода (7Пр (макси-
мально допустимое обратное напряжение) при работе
последнего с нулевым или обратным смещением, вто-
рая— допустимой температурой разогрева полупровод-
ника. Для р-п диодов на см волнах значения Ри макс
(при обратном смещении) и Ррасмакс обычно не превос-
ходят десятков и десятых долей ватта соответственно,
у p-i-n диодов эти мощности достигают соответственно
десятков киловатт и единиц ватт. При работе с прямым
смещением на см и мм волнах максимальные значения
как непрерывной, так и импульсной мощности на поря-
док и более возрастают по сравнению с режимом обрат-
ного смещения и практически целиком определяются ве-
личиной Ррасмакс, так как при прямом смещении величи-
на Г7Пр уже не играет роли из-за влияния накопленного
заряда неосновных носителей (мало сопротивление дио-
да и мало напряжение на нем) *[15, 20, 22].
Поглощенная мощность может быть рассчитана через
потери ЛПР или Л3ап [15]
Р рас — 2Р ср (к Lпр,зап—1)/Дтр,зап, (1.2)
где Рср — средняя мощность, падающая на вход выклю-
чателя или ограничителя. Заметим, что эта формула вы-
ведена в предположении, что эквивалентный импеданс,
создаваемый диодом (и связанными с ним настроечными
элементами) в линии передачи, активен. Пользуясь (1.2),
можно также определить максимально допустимое зна-
чение РСр макс» если задана ^расмакс. Например, если
^рас макс = 0,5 ВТ, £зап~20 дб, ТО Р ср макс = 2,8 ВТ.
Одним из наиболее важных параметров переключа-
тельного диода (выключателя) является его качество
[15, 16, 18, 19, 22]
^=х^/г+г_ = 1/ш3с2г+г_ = (!/ц;1- 1)/(ГД7-1). (1.3)
Это обобщенный параметр диода, характеризующий воз-
можные значения потерь £Пр и Л3ап на той или иной ча-
стоте. Различные типы переключательных диодов на см
66
и длинных мм волнах имеют Кд= 150-4-1000 (у лучших
современных диодов Кд достигает нескольких тысяч).
Часто в качестве обобщенного параметра переключатель-
ного диода используют так называемую критическую ча-
стоту (частоту, на которой Лд=1)
/кр?=1/2тгС/г+г_=/
(1.4)
зависящую только от параметров диода и не зависящую
от рабочей частоты. Емкость С переключательных дио-
дов см волн лежит в пределах от сотых до десятых до-
лей пикофарад.
Конструктивно большин-
ство переключательных дио-
дов выпускают в керамиче-
ском корпусе (патроне), име-
ющем два металлических вы-
вода (ниппеля) для подклю-
чения к элементам СВЧ
устройства (рис. 1.15) [15—
21]. Внутри корпуса заклю-
чена полупроводниковая
структура, соединенная сего
ниппелями. Керамика патро-
Рис. 1.15. Пример конструк-
ции (а) и общий вид (б) полу-
проводниковых диодов в ти-
пичных миниатюрных кор-
пусах:
1 — ленточный вывод. 2 — полупро-
в)дниковая структура; 3 — кера-
мика
5:
67
йа и элементы ниппелей создают некоторую емкость С1Ь
называемую емкостью корпуса (патрона), а проволочка
или ленточка, соединяющая полупроводниковую структу-
ру с ниппелем, и сами ниппели представляют собой некото-
рую индуктивность Лк, называемую индуктивностью кор-
пуса. В большинстве случаев в см диапазоне волн Ск и
можно рассматривать как сосредоточенные эквива-
лентные емкость и индуктивность (рис. 1.13). Учитывая
малые размеры современных корпусов диодов, указан-
ное допущение иногда можно считать приблизительно
справедливым и в длинноволновой части мм диапазона.
Необходимо подчеркнуть, что реактивные параметры кор-
пуса диода Ск оказывают большое влияние на ха-
рактеристики СВЧ устройств см и мм волн и обязатель-
но учитываются при проектировании последних. Харак-
терные значения этих параметров для современных ми-
ниатюрных диодов: Лк = 0,24-2 нгн, Ск=0,2ч-0,4 пф. На-
личие этих реактивностей в общем случае является
нежелательным, т. к. они увеличивают частотную зави-
симость импеданса диода и соответственно уменьшают
широкополосность СВЧ устройств с диодами. Поэтому
обычно при конструировании диодов стремятся значения
Лю Ск свести к минимуму. В некоторых случаях, напри-
мер, в так называемых резонансных диодах, Лк и Ск
играют полезную роль, образуя резонансный коПтур:
последовательный (Лк и С на рис. 1.13,6) или параллель-
ный (Лк и Ск на рис. 1.13,в) [15]. Такой резонансный
диод, помещенный в волновод с соответствующей разме-
ру диода высотой узкой стенки, создает готовый выклю-
чатель (см. рис. 1.18,а).
Для исключения реактивностей Лк, Ск некоторые ти-
пы «толстых» p-i-n диодов выпускают без корпуса в виде
таблетки, которая впаивается в полосковую линию, меж-
ду гребнями ЛЛволновода или в узкую резонансную ди-
афрагму волновода [15, 16-18]. Распространенным вариан-
том бескорпусного p-i-n диода является n-i-p-i-n
структура, представляющая собой две сложенные одно-
именными электродами p-i-n структуры с тонким прово-
лочным выводом от общего электрода для подачи управ-
ляющего напряжения (рис. 1.16). Наконец, следует упо-
мянуть также о монолитной конструкции p-i-n диодов
фирмы Unitrode (США) [28], в которой p-i-n структура,
выводы от нее и стеклянная оболочка монолитно спаяны
между собой. Такая конструкция обладает высокой ме-
68
Таблица 1.2'
Параметры переключательных и ограничительных диодов
Тип структуры С, пф He менее He более UOt в 7+, ма
P , кет P, em PPac' em /у, MKC-K t , MKCCK в
р-п 0,05—0,1 19 110 0,0025** 1 — — -0,005 8—12 10—30
р-п* 0,05—0,1 19 110 0,0025** 1 — — -0,005 -2 10—30
р-п* 0,5—1 30 35 0,5 — -0,5 0,01 0,1 0 100
р-п* 0,2—0,5. 15 -50 — — 0,4 — -0,12 0 100
р-п* 0,2—0,5 60 150 — — 1 — — 6 —
р-п 0,45—0,75 200 170 0,1** 2,5 — — 0,04 50 50
p-i-n 0,4—0,8 500 150 28 28 5 — -0,1 100 100
p-i-n 0,3—0,6 200 150 11 11 2 <0,02 <0,02 100 25
n-i-p-i-n -0,2—0,3 — ~ 185 100 — 1,5 6 40 0 100
n-i-p-i-n — — -550 75 — 2 6 100 • 0 100
n-i-p-i-n — — -<.210 140 — 1,5 6 70 0 100
Р — средняя или непрерывная СВЧ мощность; Uo — обратное смещение при измерении С, f кр, I —*ток прямого смещения при изме_
рении fBp, Рн, Р. /у
* Ограничительные диоды.
g ** Норма при работе с обратным смещением.
ханической прочностью, хорошим теплоотводом (низким
тепловым сопротивлением) и весьма малыми значения-
ми и Ск.
В табл. 1.2 [16—21, 27] приведены параметры пере-
ключательных и ограничительных диодов см диапазона
при нормальной окружающей температуре (см. сноску
fi)
Рис. 1.16. Бескорпусный n-i-p-i-n диод см диапазона типа 2А505:
а) конструкция; б) размещение в резонансной волноводной диафрагме —
вставке; /) вывод для управляющего напряжения; 2) p-i-n структуры; 3) ре-
зонансная щель; 4) изоляционная трубка.
на стр. 58)., Следует учитывать, что параметры диодов
несколько меняются с изменением окружающей темпера-
туры и зависят от величины тока /+ и напряжения 1Д
[18, 19].
б) Диодные выключатели и ограничители
Основными характеристиками диодных выключателей
и ограничителей, зависящими не только от параметров
диодов, но и в значительной степени от схемы и конст-
рукции этих устройств, являются: потери пропускания
(Лпр) в состоянии «открыто» (сигнал от входа к выходу
проходит с малым ослаблением), потери запирания
(Лзап) в состоянии «закрыто» (сигнал от входа к выходу
проходит с большим ослаблением), полоса пропускания
(А/ или Af/fo), в пределах которой сохраняются значе-
70
ния Lnn и £3яп. Переход из одного состояния в другое
происходит в выключателе под воздействием управляю-
щего напряжения (изменение смещения), в ограничите-
ле— при изменении уровня СВЧ монщости. В этом их
основное отличие. Сходство же выключателя и ограничи-
теля заключается в том, что
их переход из одного состоя-
ния в другое вызывается
одной и той же причиной —
аналогичным по характеру
изменением импеданса дио-
да. Именно поэтому прин-
ципы проектирования диод-
ных выключателей и ограни-
чителей в значительной сте-
Рис. 1.17. Эквивалентная схе-
ма включения диода в линию
передачи с согласованными ге-
нератором их нагрузкой:
пени совпадают. Рассмотрим w~ во7HOR2® сХС-тив™п™ линии;
1 z, —* импеданс диода.
основы проектирования вы-
ключателей, а затем отметим особенности характери-
стик и построения ограничителей (подробное изложение
этих вопросов см. в [16, 17]).
В типичных волноводных выключателях результирую-
щий импеданс диода (со вспомогательными элементами
для настройки) включается параллельно линии передачи
(рис. 1.17). Потери передачи мощности в такой схеме
[15, 16]
Ьпр,зап=|1+Г/2/|2
(1.5)
определяются соотношением волнового сопротивления
линии и параллельного ей импеданса Z. Существует тео-
рия оптимизации СВЧ коммутационных устройств [16],
согласно которой для любой конструкции выключателя,
при любом способе включения диода в волновод с лю-
быми дополнительными реактивными элементами (шты-
ри, диафрагмы и др.) максимальное отношение Азап/Лпр
получается тогда, когда Z — чисто активное коммутируе-
мое сопротивление, равное R^W— в состоянии пропус-
кания, r3<^W— в состоянии запирания. В этом случае
Лир = (1 + W/2R3) \ = (1 + Г/2гэ)2. (1.6)
В таком оптимизированном выключателе (другие да-
лее не рассматриваются) при задании величины, напри-
мер Лпр, потери запирания не могут превосходить вели-
чины, определяемой формулой (1.3) для заданных значе-
ний Лпр и 7<д. Таким образом, качество диода определяет
предельно возможные потери L3an при заданных £Пр и
наоборот. Заметим, что из (1.3) с учетом (1.6) следует
Lnp=[l+(^=an- 1)/*д]2,
I3an=[l+^(rZ^-l)]2,
Ад— э.
(1.7)
(1.8)
Задание той или иной величины Лпр или Азап при за-
данном качестве Ад производится, как это следует из
(1.6), выбором соответствующего значения W (метод из-
мерения последнего см. в [19, 23]).
В режиме запирания рассматриваемый здесь выклю-
чатель (^<<1^), как и РЗП, почти всю падающую мощ-
ность отражает, и лишь небольшая ее часть поглощает-
ся в сопротивлении гя, вызывая нагрев, главным обра-
зом, диодной структуры (активные потери последней
преобладают по сравнению с другими источниками по-
терь). Можно показать, что потери отражения (или по-
тери передачи в режиме отражения), например, высоко-
го уровня мощности равны
A nep
^зап
= A3aH/(pZL3an— I)2,
= Дхер/(УТ^р - I)2-
(1.9)
Из (1.3) и (1.9) следует, что все виды потерь выклю-
чателя (ЛПр, £зап, Апер) взаимосвязаны и определяются
качеством диода. Поэтому для их расчета необходимо
предварительно задаться величиной одного из наиболее
важных видов потерь, и далее, зная качество диода, рас-
считать остальные. Заданный вид потерь, как уже ука-
зывалось, должен быть обеспечен при проектировании
выключателя выбором по формулам (1.6) соответствую-
щего значения W эквивалентной линии передачи на ос-
нове известных параметров диода.
Например, для выключателя 3-см диапазона при Кд = 300 (типич-
ное качество диодов см диапазона) задаем Лпр = 0,5 дб. По форму-
лам (1.7), (1.9) получаем Л3ап = 25,6 дб, дб. Заметим, что
при том же качестве диода и малых потерях Лпр величина £зап мо-
жет быть значительно увеличена, если в выключателе использовать
не один, а два или более диода, включенных, например, вдоль линии
передачи на расстояниях Л/4 друг от друга [16].
Поскольку для получения наилучших характеристик
потерь коммутируемый импеданс Z (рис. 1.17) долдец
72
быть чисто активным, а диод всегда содержит реактив-
ности (как минимум — емкость структуры в бескорпус-
ном диоде), то в схеме и в конструкции выключателя
в общем случае должны быть предусмотрены компенси-
рующие реактивности, обеспечивающие резонанс в обоих
состояниях [16]. При использовании резонансных диодов
(см. выше) в простейшем случае выключатель не содер-
жит дополнительных элементов (рис. 1.18,а): оба резо-
нанса обеспечиваются самим диодом (рис. 1.13,6, в).
Рис. 1.18. Примеры конструкций волноводных выключателей с резо-
нансным (а) и нерезонансным (б) диодами:
1 — резонансный диод; 2 — СВЧ дроссель; 3 — диэлектрические прокладки,
4 — вывод для управляющего напряжения; 5 — изоляционная трубка; 6 —
/7-волновод с плавными переходами на прямоугольный волновод;
7 — n-i-p-i-n структура.
При этом частота параллельного резонанса (£к, Ск) при
прямом смещении должна приблизительно равняться
рабочей частоте выключателя, а последовательный ре-
зонанс на этой же частоте при обратном смещении
устанавливают регулировкой смещения (70 (изменением
емкости С). В случае значительного отличия резонанс-
ной частоты диода от рабочей в конструкцию выключа-
теля вводят реактивные подстроечные элементы (ко-
роткозамкнутые регулируемые отрезки коаксиала, штыри
и др.).
Заметим, что СВЧ дроссели, показанные на
рис. 1.18,а (два четвертьволновых последовательно сое-
диненных коаксиальных отрезка, вложенных друг в дру-
га: наружный — короткозамкнутый, внутренний — разом-
73
кнутый на конце) играют вспомогательную роль. Они
служат для изоляции выводов диода по постоянному
(подача смещения) или по относительно низкочастотно-
му току при одновременном бесконтактном коротком за-
мыкании этих выводов с волноводом по СВЧ. Другая
частая причина их использования — необходимость обес-
печить соединение (контакт) ниппеля диода с ответным
гнездом в виде цанги (на рис. 1.18,а разрезы цанги не
показаны). Подобные дроссели широко используют в СВЧ
устройствах на полупроводниковых диодах. Вопросы их
проектирования рассмотрены в [12, гл. XIV].
В зависимости от того, какое состояние выключателя
соответствует прямому смещению — состояние запира-
ния или пропускания, различают прямую и инверсную
схему соответственно. Примером инверсного выключате-
ля является рис. 1.18,а. Если в выключателе подобного
устройства резонансный диод поместить в конце четверть-
волнового коаксиального шлейфа (см. рис. 1.20), полу-
чится выключатель по прямой схеме. Так как при об-
ратном смещении рабочий уровень мощности диода, как
уже отмечалось, значительно меньше, чем при прямом,
то очевидно, что у инверсного выключателя в режиме
запирания рабочая мощность тоже существенно меньше,
чем у прямого. С другой стороны, в рассматриваемых
в данной главе АП и УЗП высокий уровень мощности
действует именно в режиме запирания, а на низком
уровне сигнала должен быть режим пропускания. Поэто-
му в схемах АП и УЗП следует использовать только
прямую схему выключателя.
Примерами прямых схем выключателей на n-i-p-i-n
диодах являются рис. 1.16,6 и 1.18,6. В первом из них
емкость диодной структуры вместе с диафрагмой, поме-
щаемой в поперечном сечении волновода, создают при
нулевом (или обратном) смещении резонансную щель,
эквивалентную параллельному резонансному контуру
(режим пропускания). При прямом смещении этот кон-
тур практически закорачивается малым сопротивлением
г+ (режим запирания). Аналогично работает и выклю-
чатель на //-волноводе (рис. 1.18,6), причем компенса-
ция емкостной проводимости структуры в режиме про-
пускания может производиться, например, с помощью
индуктивных диафрагм, располагаемых в плоскости дио-
да. На волнах короче 3 см используют распределенные
n-i-p-i-n структуры в виде пластины, длина которой
74
вдоль волновода равна целому числу .полуволн в матери-
але 'полупроводника (рис. 1.18,6; см. [16, стр 554]).
В прямой схеме выключателя (далее рассматриваем
только ее) с учетом (1.3) и (1.8) можно считать:
гэ — г+, ~ — (о2С2г_ *
(МО)
Сопротивления г+ и г_ обычно имеют величину порядка
одного или нескольких ом. Следовательно, при Кд =
= 2004-800 сопротивление 7?э имеет величину от несколь-
ких сот до 1000 и более ом.
Полоса пропускания выключателя, в пределах кото-
рой Дпр^С^пр макс, Дзан Азап мин (где ^пр макс, -^зап мин
заданные значения), зависит как от параметров диода,
так и от конструкции выключателя. В простейших резо-
нансных выключателях приближенная оценка полосы
пропускания может быть произведена по соотношению
(полученному в предположении [15])
(1.Н)
Например, при Кд = 300 имеем Af/f0~5,8%. Существенно
большие полосы пропускания можно получить в выклю--
чателях с несколькими последовательно (вдоль линии)
включенными диодами, однако при этом обычно возра-
стают потери £Пр [16].
Типичные значения основных характеристик однодиодных вы-
ключателей на см и длинных мм волнах лежат в следующих преде-
лах: Дпр = 0,5-?-1,5 дб, £зап = 204-30 дб, ЛПер=0,34-1 дб, \flfo =
= 2-4-10%.
Диодные выключатели могут применяться на см и
ММ ВОЛПаХ При Римако 100 кет как элементы схем
БАП и УЗП только при использовании p-i-n диодов, при
этом для уменьшения времени восстановления до вели-
чины не более нескольких микросекунд необходимо под-
держивать на диоде отрицательное смещение в десятки
или сотни вольт (на которое во время импульса передат-
чика накладывается импульс прямого смещения). Диоды
со структурой р-п, как правило, для указанных целей
непригодны, так как для них РИмакс<1 кет. Их примене-
нение может оказаться целесообразным только в некото-
рых частных случаях, например для обеспечения допол-
нительной защиты после РЗП. Переключение диода при
его работе в составе АП или УЗП производится импуль-
сами прямого смещения, подаваемыми с опережением
относительно начала импульса передатчика на время,
несколько большее /у (несколько микросекунд). Такой
способ управления работой диода подобен питанию РЗП
постоянным и импульсным поджигом, но отличается от
него (полярностью напряжений и подводимой мощно-
стью.
Недостатками диодных выключателей как элементов
схем АП являются: полное отсутствие защиты от несин-
хронных сигналов (в отличие от РЗП даже с импульс-
ным поджигом, все же обеспечивающих защиту от несин-
хронных сигналов достаточно большого уровня); боль-
шие по сравнению с РЗП потери Lnep, что важно в схеме
БАП; большие по сравнению с РЗП потери £Пр при усло-
вии получения £3ап~60 дб (как в РЗП), что необходимо
для защиты следующего каскада СВЧУ.
От первого недостатка 'полностью свободны диодные
ограничители, которые к тому же, являясь пассивными
самоуправляемыми устройствами, не требуют внешних
управляющих напряжений.
Ограничительные диоды представляют собой полупро-
водниковые структуры со специально подобранными
Рис. 1.19. Характеристики резонансного ограничителя дециметрового
диапазона [20]:
а) амплитудные; б) частотные; Рвх, Рвых— импульсные мощности на входе
и выходе; Д/р — отклонение от резонансной частоты; А/ — полоса пропускания
. по уровню ДЬзап-3 дб- Ьзап — при Рвх = 1 er; Lnp — при Рвх = 1 мет.
электрофизическими свойствами, занимающие промежу-
точное положение между р-п и p-i-n структурами [21], и
работают, как ‘правило, в режиме короткого замыкания
по постоянному току. В отличие от переключательных,
импеданс ограничительных диодов, начиная с некоторого
малого уровня мощности (порядка 1 мет), называемого
пороговой мощностью, или порогом ограничения (Люр),
Рис. 1.20. Резонансный ограничитель см диапазона:
а) устройство; 1 — настроечный винт; 2 — диод; 3 — короткозамыкающий на-
строечный поршень с СВЧ дросселем: 4 — штырь связи волновода с коак-
сиалом; 6) эквивалентная схема; Си — емкость настроечного винта.
быстро уменьшается с увеличением мощности и при
^10 вт представляет собой малое чисто активное сопро-
тивление порядка 1 ом [15, 20, 21, 24]. Поэтому потери,
вносимые ограничителем при Р<РПор, будут малы, т. к.
в этом случае Z^W (см. формулу (1.5) и рис. 1.17),
а по мере увеличения мощности Р>Рщ>р вносимые поте-
ри быстро возрастают, достигая некоторой максималь-
ной веЛИЧИНЫ Лзап макс (рис. 1.19).
Как и в выключателях, для достижения минималь-
ных величин Апр и максимальных £3ап необходимо, что-
бы импеданс Z был чисто активным (7?э, rQ), т. е. дол-
жен обеспечиваться резонанс в двух основных состояниях.
К резонансным однодиодным ограничителям приме-
нимы расчетные соотношения (1.5) — (1.11), только в этом
случае под г_ и г+ следует .понимать сопротивление по-
терь диода на низком и высоком уровнях мощности со-
ответственно. Методы построения и конструкции ограни-
чителей аналогичны применяемым в выключателях по
прямой схеме. При подаче на диод внешнего управляю-
Рис. 1.21. Резонансный
ограничитель 3-см диа-
пазона.
щего напряжения ограничится
работает как выключатель.
Типичный по принципу не-
строения резонансный волновод-
ный ограничитель (рис. 1.20,
1.21) представляет собой отрезок
волновода, содержащий коак-
сиальную линию с диодом, вклю-
ченную паралелльно волноводу
с помощью штыря (расчет подоб-
ных коаксиально-волноводных
переходов см., например, в [25]).
Диод включен в коаксиальной
линии на расстоянии ~'Х/4 от
плоскости верхней стенки волно-
вода (точное значение /1 опреде-
ляется экспериментально). Для
получения последовательного и
параллельного резонансов нагрузки линии к в общем
случае используется два регулируемых элемента на-
стройки: короткозамкнутый отрезок коаксиала к и емко-
стный винт. Обычно /г<Х/4, т. е. входное сопротивление
jX^ = jW^tg (2тг/2/А) индуктивное.
На низком уровне мощности регулировкой к доби-
ваются последовательного резонанса, т. е. компенсации
реактивных сопротивлений в сумме импедансов (2Д +
+ IX диода и отрезка к. Результирующее малое актив-
ное сопротивление гПос (зашунтированное относительно
большим сопротивлением 1/(оСп, влиянием которого
в первом приближении можно пренебречь) протранс-
формируется отрезком к к своему входу в большое со-
противление /?э. Таким образом обеспечиваются малые
потери ДПр. На высоком уровне мощности емкостным
винтом устанавливают такое значение Си, чтобы насту-
пил параллельный резонанс в контуре (Z^+jX^—/7соСн).
Тогда большое сопротивление контура Rn^ трансформц-
руется линией li в малое сопротивление гэ, шунтирующее
волновод, и потери ограничителя Азап становятся боль-
1 шими. Если используется резонансный диод, то допол-
1 нительные элементы для надстройки не требуются (/2 =
= Сн = 0). Однако практически из-за разброса парамет-
ров диодов от образца к образцу даже -с резонансными
угодами необходимо производить некоторую подстройку
дю крайней мере для получения последовательного ре-
зонанса при нулевом смещении).
, Описанные ограничители обеспечивают в 3-см диапа-
зоне Апр = 0,34-0,6 дб и А3ап = 20 дб в полосе Af/fo =
=$4-6%. При необходимости увеличить Рзап используют
двА последовательно включенных аналогичных ограничи-
телй, расстояние между которыми подбирается оптималь-
ным с точки зрения минимума Апр и максимума Азап и
Д/ 1[24].
Необходимо подчеркнуть, что при ограничении мощ-
ным диодным ограничителем импульсной мощности оги-
бающая выходного импульса просачивающейся мощности
может содержать пик, подобный пику просачивающейся
мощности РЗП (см. рис.
1.6,6) (20, 21, 24]. Появление
пика обусловлено влиянием
конечного времени установ-
ления ограничительного дио-
да (/у).
Существующие ограничи-
тельные р-п диоды для ко-
ротковолновой части см диа-
пазона пригодны для работы
При МОЩНОСТИ Ри макс ПОрЯД-
ка нескольких десятков или
сотен ватт. Для увеличения
Ри макс разработан метод по-
строения двухдиодного огра-
ничителя с использовнием
более мощного p-i-n диода
Рис. 1.22. Схема двухдиодного
резонансного ограничителя со
смещением от вспомогательно-
го детектора [24]:
1 — детектор — источник тока сме-
щения; 2 — р-1-п диод; 3 — р-п
диод; 7?i = 10 ом\ 7?2=22 ом-, Др\ =
= 100 мкгн; Др2, Дрз — дроссели.
в качестве первого из них
[17, 24]. Сущность метода заключается в том, что при
появлении на входе ограничителя СВЧ мощности РВх на
p-i-n и следующие за ним р-п диоды, включенные в вол-
новод по схеме прямого двухдиодного выключателя, по-
дается положительное смещение, источником которого
является сама СВЧ мощность (рис. 1.22). Внешний ис-
точник смещения при атом не треоуетсй, что превращает
такой выключатель в пассивный ограничитель. В качест-
ве источника смещения используется вспомогательный
диодный детектор, установленный на входе ограничите-
ля и слабо связанный с полем волновода: часть мощно-/
сти РВх детектируется, при этом видеоимпульс тока де-'
тектора проходит через p-i-n и р-п диоды, как ток пря/
мого смещения, вызывая возрастание потерь РПр всегр
устройства по сравнению со случаем отсутствия тока
смещения. Чем больше РВх, тем больше ток смещения и
больше потери, вносимые диодами. В результате такое
устройство приобретает характеристику ограничителя.
Дроссель Др1 (рис. 1.22) создает p-i-n и р-п диодам за-
мкнутую цепь, в которой после окончания СВЧ импуль-
са происходит рассасывание накопленного в них заряда.
Одновременно дроссель ускоряет этот процесс рассасы-
вания (уменьшает время восстановления ограничителя)
благодаря возникающей в нем после окончания СВЧ
импульса э. д. с. самоиндукции, которая создает кратко-
временно обратное смещение на диодах.
Описанным методом были разработаны двухдиодные ограничите-
ли 2- и 3-см диапазона на Ря макс=0,5-ь 1 кет. В частности, ограни-
читель 3-см диапазона имел следующие параметры: РИмакс = 0,5 кет,
/в^0,3 мксек, РПл<30 мет, №п<0,2 эрг, Апр<0,9 дб, д/=500 Мгц.
В схеме БАП в той же полосе частот при Ги макс = 1 кет такие огра-
ничители обеспечивали £пер<0,7 дб, Лпр<1 дб, Рпл<2 мет, WTl<
<0,01 эрг [24].
Такие ограничители по своим защитным и некоторым
другим свойствам не только эквивалентны, но и превос-
ходят РЗП: защита обеспечивается от любого сигнала
мощностью больше нескольких милливатт, а не от уров-
ня зажигания (Рзаж); время /в существенно меньше, чем
в РЗП, и оно, так же как РПл и Wn, не увеличивается
в процессе эксплуатации; не требуются внешние источ-
ники питания; срок службы значительно больше, чем
в РЗП (несколько тысяч часов). Однако ограничители
уступают РЗП по величине потерь РПр, Рпер, полосе про-
пускания И особенно СИЛЬНО ПО уровню Римакс. ПреВОС-
ходство РЗП по этим параметрам возрастает по мере
укорочения длины волны и наиболее существенно в ко-
ротковолновой части см и мм диапазонах волн. Серьез-
ным недостатком резонансных ограничителей по сравне-
нию с РЗП является также существенное ухудшение за-
80
щитных свойств (уменьшение Лзап) за пределами полосы
пропускания (рис. 1.19), что важно с точки зрения
защиты от внешних несинхронных помех.
1.3.3. Разрядники-ограничители
С целью снижения влияния недостатков ограничите-
лей и РЗП и объединения их достоинств, главным обра-
зом, в коротковолновых диапазонах в последние годы
стали разрабатывать и выпускать новый тип УЗП — со-
четание разрядника с полупроводниковым ограничите-
Рис. 1.23. Разрядники-ограничители 3- и 2-см диапазонов (тип
МА-3854Х и MA-3847Z, США).
лем, называемое разрядником-ограничителем (рис. 1.23).
Эти устройства в ряде случаев не содержат электрода
поджига, не требуют внешних источников питания и
обеспечивают защиту от любых сигналов, превосходя-
щих порог ограничения, как при включенной, так и при
выключенной РЛС [26].
Входная часть разрядника-ограничителя представ-
ляет собой по существу предварительный разрядник
с конусами (п. 1.3.1,в). Отсутствие электрода поджига
устраняет наиболее существенные недостатки РЗП, рас-
смотренные в 1.3.1. Следующийже за разрядником огра-
ничитель, в свою очередь, исключает или существенно
уменьшает значимость величины защитных параметров
предварительного РЗП (Р3аж, Рпл, №п), что позволяет
6—38 81
подбором наполнения последнего уменьшить время tB
и повысить его долговечность. В ограничителях этих
устройств часто используется смещение от вспомогатель-
ного детектора (рис. 1.22). Основные параметры некото-
рых типов подобных разрядников-ограничителей см и мм
волн приведены в табл. 1.3 [26, 27].
Из рассмотренного очевидно, что разрядники-ограни-
чители сочетают в себе способность работать при боль-
ших мощностях с малой энергией пика, обеспечивают
защиту приемника от всех, возможных в РЛС, опасных
для него сигналов (в пределах полосы пропускания), ма-
лые время восстановления и потери передачи при боль-
шой долговечности. Для многих применений, особенно
в коротковолновых диапазонах СВЧ, они в наибольшей
степени удовлетворяют общим требованиям, предъявляе-
мым к устройствам защиты приемника (§ 1.1), и являют-
ся поэтому весьма подходящими переключательными
элементами для АП и УЗП.
Таблица 1.3
Основные параметры некоторых типов разрядников-
ограничителей
Тип МА-3866С МА-3810Х МА-3854Х* MA-3847Z* WF61L
А» -Ггц &f, Мгц 5,65 9,05 9,375 16,5 34,7
500 1100 100 600 —
^пр, 0,8 0,8 1,0 1,0 1,5
Рпр — — 1,3 1,3 1,5
Ри макс, ^^2 25 10 10 10 10
Рср, вт 10 10 10 10 4
№п, эрг 0,02 0,06 0,02 0,1 0,02
Рпл, мет 30 25 25 100 —
tR, мксек Долговечность, час 10 2 2 2 1
1500 1000 1000 2000 —
* Без электрода поджига.
1.3.4. Быстродействующие ферритовые
переключатели
Быстродействующие ферритовые переключатели ис-
пользуют обычно только в качестве элементов дополни-
тельной защиты в составе УЗП (если основной защиты
недостаточно). Хотя известны случаи их использования
82
для обеспечения основной защиты приемника, однако,
как правило, для этой цели они не -применяются, т. к.
обычно более эффективными для выполнения такой за-
дачи оказываются РЗП или разрядники-ограничители.
В отличие от ферритового АП (рис. 1.4, § 1.2, 1.5), не
требующего подведения питающих и управляющих на-
пряжений, быстродействующие ферритовые переключа-
тели как элементы УЗП являются управляемыми пере-
ключательными элементами, для работы которых обя-
зательно требуется подвести управляющее напряжение
(ток).
Известен ряд типов ферритовых переключателей и
выключателей [8], которые, вообще говоря, пригодны для
защиты, однако практическое применение в качестве эле-
ментов УЗП получили, главным образом, так называе-
мые быстродействующие переключаемые ферритовые
циркуляторы (ПФЦ). Первоначально в качестве ПФЦ
использовали четырехплечные поляризационные цир-
куляторы, основанные на фарадеевском эффекте враще-
ния плоскости поляризации (29, 30]. В последние годы
разработаны ПФЦ на основе трехплечных У-циркулято-
ров [9а], использующих ферриты с прямоугольной петлей
гистерезиса (ППГ) (30—32]. Такие ПФЦ являются более
подходящими для защиты. Указанные типы циркулято-
ров по сравнению со всеми другими являются наиболее
экономичными по потребляемой мощности (энергии)
на переключение и наиболее быстродействующими (с ма-
лым временем переключения).
Тот факт, что из всех ферритовых устройств только
ПФЦ целесообразно использовать для дополнительной
защиты, объясняется следующими соображениями. Обыч-
но в дополнительной защите от мощности передатчика,
просачивающейся через элемент основной защиты (на-
пример РЗП), нуждаются полупроводниковые усилители
(туннельные и параметрические), главным образом ко-
ротковолновой части см и мм диапазонов волн, в кото-
рых усилительные диоды выдерживают меньшие мощно-
сти, чем смесительные, а диодные ограничители или раз-
рядники-ограничители еще не всегда имеются или не
могут быть разработаны. С другой стороны, указанные
усилители этих диапазонов волн, будучи отражательны-
ми, практически всегда включают в себя ферритовый
циркулятор для разделения входного и выходного сиг-
налов (§§ 3,2, 3,3), Этот циркулятор усилителя целесооб-
разно использовать в качестве ПФЦ для создания до-
полнительной защиты. Действительно, переключая на-
правление циркуляции *) на время работы передатчика
путем изменения направления 'магнитного поля в фер-
рите (с помощью специальной обмотки управления)
можно внести дополнительное затухание (развязку)
между входным плечом 1 циркулятора и собственно уси-
Рис. 1.24. Защита полупроводникового отражательного усилителя от
просачивающейся мощности передатчика с помощью переключаемого
ферритового циркулятора:
О. О. — основная обмотка намагничивания (может быть заменена постоянным
магнитом); О. У. — обмотка управления; /о, /и — постоянный и импульсный
токи обмоток; Др — дроссель; Lpl2 — развязка плеч 1—2 при подаче тока /и.
лителем на Lpi2 = 154-20 дб и более. При этом просачи-
вающаяся мощность передатчика, поступающая в пле-
чо /, отводится в поглощающую нагрузку плеча 4
(рис. 1.24). Таким образом создается дополнительная
защита усилителя без внесения в тракт принимаемого сиг-
нала каких-либо дополнительных СВЧ элементов с по-
терями, что особенно важно при использовании малошу-
мящих усилителей.
*> О направлениях распространения СВЧ сигнала через цирку4
лятор (направление циркуляции) см. § 1.2, рис. 1.4.
Поляризационный циркулятор представляет собой сочленение
круглого (или квадратного {8]) волновода, содержащего ферритовый
стержень, с четырьмя прямоугольными волноводами, плоскость по-
ляризации электрического поля в которых повернута относительно
друг друга на 45° при обходе плеч в порядке/—2—3—4—1 (рис. 1.24,
1.25). Работа циркулятора основывается на вращении плоскости по-
ляризации электромагнитной волны при ее прохождении через отре-
зок волновода с продольно намагниченным ферритом (эффект Фара-
дея). В рассматриваемом ПФЦ напряженность магнитного поля и
длина феррита выбираются такими, чтобы угол поворота был 45°.
В этом случае, как видно из рис. 1.25,6, поляризация поля в плоско-
Рис. 1.25. Устройство и принцип действия переключаемого циркуля-
тора поляризационного типа:
а) схематическое устройство; 6) направления поляризации электрического поля
в плоскостях плеч циркулятора и направления распространения СВЧ колеба-
ний при подведении входного сигнала (Рвх) к различным плечам; в) схема
циркулятора; 1, 2, 3, 4 — номера плеч; 5—ферритовый стержень; 6 — обмотка
управления; 7 — основная обмотка (или постоянный магнит).
сти расположения плеч оказывается такой, что распространение СВЧ
колебаний от одного плеча к другому происходит только в последо-
вательности /—2, 2—3, 3—4, 4—1 (рис. 1.25,в), т. е. устройство обла-
дает невзаимными свойствами. При 'изменении направления маг-
нитного поля последовательность обхода плеч будет обратная: /—4,
4—3, 3—2, 2—1.
Магнитное поле создается двумя обмотками, основ-
ной *) (постоянно действующее поле) и обмоткой управ-
ления (рис. 1.24, 1.25), поле которой действует в течение
импульса тока управления, вдвое превышает по напря-
женности постоянное поле и противоположно ему по на-
правлению. Поэтому при подаче тока управления на-
правление циркуляции в ПФЦ меняется на противопо-
Рис. 1.26. Быстродействующие переключаемые циркуляторы см и мм
диапазонов волн.
ложное. Быстродействие ПФЦ (времена /у, /в) зависит
от постоянной времени обмотки управления, экранирую-
щего действия стенок волновода и от инерционности
самого феррита [8]. Для уменьшения величин /у и /в не-
обходимо уменьшать индуктивность (постоянную време-
ни) обмотки управления, одновременно увеличивая ток
/и для получения необходимого числа ампервитков. Для
снижения экранирующего действия стенок волновода
часть последнего, содержащая феррит, изготавливается
в виде пластмассового волновода, внутренняя поверх-
ность которого покрывается тонким слоем серебра
(5—15 жкж). Чтобы предотвратить шунтирование обмот-
ки управления (внесение в нее потерь) сопротивлением
источника /о, трансформированным из основной обмотки,
последняя подключается к источнику /0 через дроссель
низкой частоты (рис. 1.24),
*) В современных конструкциях ПФЦ вместо нее используют по-
стоянный магнит, что более целесообразно, т. к, исключает необхо*
димость источника тока Ьл
В практических конструкциях ПФЦ см и мм волн
(рис. 1.26) мощность импульсного модулятора Ри~
— 1004-200 вт в импульсе. Время установления затуха-
ния Ту—14-4 мксек, время восстановления затухания
(после прекращения /и) /в~ 1-^-2 мксек. Длительность
импульса тока 7И и его опережение по отношению к им-
пульсу передатчика должны быть выбраны с учетом ве-
личины /у. Подробное рассмотрение вопросов расчета
и проекгирования быстродействующих ПФЦ, аналогич-
ных описанному, дано в книге [8]. Упомянутые выше
ПФЦ на ферритах с ПЦГ благодаря свойствам послед-
них не нуждаются в обмотке постоянного подмагничи-
вания (и не имеют ее), а управляющая обмотка вырож-
дается в один виток проволоки, пронизывающий ферри-
товый образец [30—32]. Поэтому такие ПФЦ имеют очень
малые размеры и вес. Кроме того, они более широкопо-
лосны, чем поляризационные ПФЦ. Указанные особенно-
сти переключаемых циркуляторов с ППГ делают их бо-
лее предпочтительными в качестве элементов дополни-
тельной защиты по сравнениюсполяризационными ПФЦ.
1.4. Балансный антенный переключатель
Как уже указывалось (§ 1.2), балансные АП состоят
из двух волноводных мостов и переключательных эле-
ментов. Известны схемы и конструкции БАП на мостах
различного типа: Т-образных, кольцевых и щелевых
[1, 5, 6, 13]. Общий метод расчета параметров различных
схем БАП с помощью матриц рассеяния изложен в кни-
ге [5]. Принцип построения и работа всех этих схем БАП
в общем виде кратко рассмотрены в § 1.2. Наибольшее
практическое применение из-за своей компактности и
симметричности получили БАП на щелевых мостах. Из-
вестно несколько схем построения таких АП, в которых
можно использовать различные переключательные эле-
менты (в том числе РБП) и разновидности щелевых мо-
стов [6, 13, 33]. Однако самой распространенной из них
является схема БАП на щелевых мостах со связью по
узкой стенке (рис. 1.27). Она получается наиболее мало-
габаритной и простой по конструкции, что позволило
разработать такие БАП вплоть до коротких мм волн
с хорошими характеристиками (34]. Поэтому ниже будет
рассматриваться только такой тип БАП.
Схема БАП (рис. 1.27) включает два щелевых моста
с отверстием связи в общей узкой стенке и два переклю-
87
Нательных Элемента (газоразрядных, полупроводниковых
или их сочетание). Работа схемы основана на известных
свойствах щелевого моста (§ 5.1): при подаче СВЧ коле-
баний в одно из его плеч, например в плечо 2
(рис. 1.27,6), их мощность распределяется между -пле-
чами Г, 2\ не ответвляясь в плечо 1 (из-за взаимной
развязки плеч 1 и 2), при этом фаза колебаний в плече
1' отстает от фазы в 2' на 90°. Щелевой мост полностью
симметричен, т. е. его свойства и характеристики одина-
ковы со стороны любого плеча (при согласованных на-
Рис. 1.27. Направления распространения и относительные фазовые
сдвиги СВЧ колебаний в БАП на щелевых мостах:
а) режим передачи; б) режим приема;
ЩМ1, ЩМ2 — щелевые мосты; ПЭ1, ПЭ2 — переключательные элементы.
грузках во всех плечах). Переключательные элементы
подключены непосредственно к щелевым мостам. Про-
цесс 'прохождения через БАП СВЧ мощности высокого
(Лтер) и низкого (Рс) уровней ясен из рис. 1.27 и с уче-
том описания работы БАП, приведенного в § 1.2, не
требует пояснений. Относительные фазовые сдвиги, по-
казанные на рис. 1.27, учитывают только дополнитель-
ные изменения фазы, появляющиеся при переходе коле-
баний через щель связи моста, поскольку в остальном
фазы колебаний в параллельных волноводных каналах
88
1—3 и 2—4 будут одинаковыми при условии равенства
сдвига фаз, вносимых переключательными элементами.
При идеальных элементах БАП (ЩМ, ПЭ) мощность
Рпер полностью передается в антенну (РЕ = Рпер, Рд =
= РпросД = 0 на рис. 1.27,я), а мощность Рс — в прием-
ник (PS = PC, Рд = 0, рис. 1.27,6). Реальные параметры
БАП отличаются от идеальных. Ниже будут приведены
(без вывода) соотношения для расчета параметров БАП
высокого и низкого уровней с учетом фазового и ампли-
тудного разбалансов щелевых мостов и переключатель-
ных элементов * *\ Эти соотношения выводятся из карти-
ны распространения СВЧ колебаний через БАП, пред-
ставленной на рис. 1.27. При их выводе предполагалось,
что нагрузки всех плеч БАП согласованы, т. е. рассчи-
танные таким образом параметры БАП определяются
только параметрами составляющих его элементов. Не-
идеальные свойства щелевых мостов будем характеризо-
вать двумя параметрами**), которые назовем для крат-
кости разбалансами амплитуд и фаз (§ 5.1).
Разбаланс амплитуд
б — Р осп/Р отв
(1.12)
равен отношению мощностей в выходных плечах щеле-
вого моста, причем Ротв — ответвляемая мощность,
Роси — мощность в смежном плече (основной волновод).
Применительно к обозначениям рис. 1.27,а для второго
моста Ь^Рзз/Р^з. В практически используемых широко-
полосных щелевых мостах, как правило, 6^0,5 дб. Под
разбалансом фаз будем понимать отклонение относи-
тельного фазового сдвига ответвленных колебаний от 90°,
т. е.
Аф = (фосн—фотв)—90°=ф—90°. (1-13)
На практике в широкополосных мостах обычно Аф^С
^±5° (§ 5.1). Рассмотрим параметры высокого и низ-
кого уровней БАП (§ 1.1).
*) Соотношения для расчета таких же параметров БАП, но при
более идеализированных условиях (идеальные переключательные
элементы, идентичные мосты) приведены в [35].
*Л) Влиянием неидеалыюго согласования собственно мостов и ко-
нечностью развязки их смежных плеч пренебрегаем,
Потери передачи БАП равны (рис. 1.27,я)
Ацер
Лтер (1+$1)2
X
____________^nepi ^пеР2___________
^nePi + ^перг + 2 ^ХперДперг cos △$“
(1.14)
где Lnepi, Адер2 — потери передачи переключательных эле-
ментов, ЛФ = $2—— разность фаз отражения от них *\
61 — разбаланс амплитуд'первого моста (ЩМ1). Учиты-
вая, что всегда — 1 (96^61^1 дб, можно с погрешностью
меньше 0,07 дб принять в (1.14) 61=1 и тогда
Т 4^гер1^пер2
X—/ Д 0 р ~
^nepi + ^пер2 Ч~ 2 у Z/nepi^nep2 COS Д»)
(1-15)
Отсюда видно, что потери БАП зависят только от потерь
и разности фаз отражения переключательных элементов.
При Апер!“ АПер2 = Апер пэ и А0, = 0 лотери БАП равны по-
терям одного переключательного элемента (Апер^Аперпэ).
Если А&т^О, потери Апер возрастают при всех значениях
АПер1,2- В частности, при Anepi=АПер2=Аперпэ возрастание
потерь Апер по сравнению со случаем ЛФ = 0 не зависит
от величины Аперпэ‘ оно меньше 0,1 дб при АФ< 17° и
равно 0,3 дб при Л^=30°.
КСВ при передаче определяется через коэффициент
отражения плеча 1 (рис. 1.27,а):
Рпер— (14“Гпер)/(1 Гпер) j (1.16)
1 __ 231cosAft1
^перг l^^nepi ^перг
(1.17)
где Ап9' + 2Дф1, Дф1— разбаланс фаз первого моста.
Оценим величину рПер. Для идеальных переключатель-
ных элементов (Anepi = Апер2= 1, А^ = 0 при короткозамк-
нутой стенке в плечах моста Г—2f) и реального моста
с типичными параметрами 61 = 0,25 дб, Лф1 = 2° получаем
Рпер=1,12. Это приемлемо низкий КСВ. Для Anepi =
= АПер2=0,5 дб, Л0’1=15°, 61 — 0,25 дб имеем рПер=1,29.
*) Эта разность фаз включает также сдвиг фаз, обусловленный
неидентичностью длин отрезков волновода от конца щели связи
моста ЩМ1 до плоскости отражения переключательных элементов.
90
Рассмотрим просачивающуюся мощность Рпрос д
(рис. 1.27,а). Величина ее зависит как от просачиваю-
щихся мощностей переключательных элементов (Р'з, Р'4),
так и от степени их взаимной компенсации в плече 3.
Последнюю будем называть подавлением просачиваю-
щейся мощности и определим как отношение средне-
арифметическою значения просачивающихся мощностей
переключательных элементов к величине Р[1ЭосД, т.е.
5дрос = (Р'з + ^Z4)/2^npOC Д’
(1.18)
^прсс д = (^'з + Р'4)/25прос-
Можно показать, что
snPoc=-------------------------, (1.19)
р 2 (п + д2 — 2 KnS2cos ДО,)
где ДВ1 = А0 + Дф1 + Аф2, Д0 = 02—01— разность фаз коэф-
фициентов передачи переключательных элементов на
высоком уровне, Дф2— разбаланс фаз второго моста,
n — P'iJP's. Анализ зависимости (1.19) показывает
(рис. 1.28), что при общем разбалансе фаз A0i>15° ве-
личина Snpoc не превосходит 15 дб и слабо зависит от
разбалансов амплитуд (д2, и). Практически даже при
использовании идеальных мостов (6±, 2=1, Дф1,2— 0) в об-
щем случае всегда Д0>О, пф\. Поэтому реализуемые
на практике величины подавлений не превосходят 10—
20 дб. Однако и такое подавление просачивающейся
мощности переключательных элементов имеет большое
значение и является наиболее важным достоинством
БАП.
В тех случаях, когда просачивающаяся мощность со-
держит пик и плоскую часть (рис. 1.6,6), менее всего по-
давляется пик (что, видимо, обусловлено большей неи-
дентичностью переключательных элементов по огибаю-
щей пика, чем по плоской части импульса РПрос). По
имеющимся данным при использовании сдвоенных РЗП
(см. п.1.3.1,(5) в качестве переключательных элементов
подавление энергии пика составляет 4—6 дб, а плоской
части 6—10 дб [6, 13]; полупроводниковые ограничители
в роли переключательных элементов БАП обеспечили
в 3-см диапазоне подавление пика более 10 дб {24].
Время восстановления (/в) БАП зависит как от вре-
мени восстановления переключательных элементов, так
й от закона изменения модуля и фазы коэффициента
передачи каждого из этих элементов в процессе восста-
новления. Так как обычно временная зависимость фазы
не бывает известна, величину /в определяют эксперимен-
Рис. 1.28. Зависимость подавления просачивающейся мощности
в балансном АП от разбаланса амплитуд и фаз:
----------------------62=0 дб;-------д2=0,5 дб.
тально. При проектировании БАП можно принять /в при-
близительно равным наибольшему времени восстановле-
ния переключательных элементов.
Перейдем к параметрам БАП низкого уровня мощно-
сти (АПр, Рпр). Потери приема определяются соотноше-
нием (рис. 1.27,6)
92
£ ___Pc ___ (1 + $1) (1 + $2) ^npi^npa /| 20)
^2^np2 4“ 2 Рл§152Лпр1 Anp2 cos Д82
где Lnpi, ^np2 — потери приема переключательных эле-
ментов; А02~ ДВпр + Alp!—Al|?2, А'Эпр —0пр2—0пр1 — разность
фаз коэффициентов передачи переключательных элемен-
тов на низком уровне (с учетом неидентичности длин
параллельных отрезков волноводов от плоскостей ПЭ1,2
до щелей связи в мостах). При dt = 62 формула (1.20)
приобретает вид (1.14) и «поэтому аналогично (1.15)
можно написать
^ир 4LnpiLnp^(Llipi-|-LtIp2 4” 2 |/"^пр^прг cos Д02). (1.21)
Это означает, ито зависимость потерь £пр от параметров
элементов БАП подобна уже рассмотренной зависимо-
сти от них потерь передачи.
КСВ при приеме вычисляется через коэффициент от-
ражения плеча 2 (рис. 1.27,6), который равен
Г •— 1 Y
1 ир — ] +
X - 28> ГпрТьрз cos Д&2, (1.22)
где Гпр1, ГЫР2 — коэффициенты отражения переключатель-
ных элементов при приеме, Д'0‘2=Д“0’пр + 2Дф1, Дп9'пр =
= ^2—г0пр1 — разность фаз коэффициентов отражения
ГПР1,2*\ Связь КСВ с соответствующим коэффициентом
отражения определяется известными соотношениями:
р= (1 +Г)/(1— Г), Г= (р—1)/(р+1). (1.23)
Если 61=1, Д^2=0, то из (1.22) получаем Гпр= | ГПР1—
—ГпР2|/2, т. е. коэффициент отражения Гпр определяет-
ся не абсолютным значением коэффициентов отражения
переключательных элементов, а только их разностью. Сле-
довательно, входной КСВ БАП при приеме может быть
малым даже при больших КСВ переключательных эле-
ментов (в частности может быть рпр=1 при Гпр1 = ГПр2).
Это обусловлено тем, что большая часть мощности, от-
раженной от переключательных элементов, в силу свойств
щелевого моста направляется не в плечо 2, куда подво-
дится падающая мощность Рс, а в смежное плечо 1 (где
и поглощается его согласованной нагрузкой), подобно
См. сноску на стр. 90.
тому, как в режиме передачи почти вся мощность пере-
датчика передается в антенну и лишь небольшая ее часть
(из-за влияния разбалансов) отражается обратно. Такое
явление мнимого согласования нагрузок с малой неиден-
тичностью импедансов характерно для щелевого моста
и часто, как и в данном случае, оказывается полезным
(например, существенно уменьшается возможность уве-
личения потерь приема при рассогласованной антенне из-
за неблагоприятного соотношения фаз отражений у ан-
тенны и з переключательных элементов).
Рассмотренные выше параметры БАП получены, как это уже
отмечалось, в предположении, что все его плечи нагружены на согла-
сованные нагрузки. В противном случае количественно они могут за-
метно измениться в ту или другую сторону из-за появления допол-
нительных отражений о г импедансов нагрузок. Практически условие
согласования нагрузок всегда выполняется в плече 4 (подключают
поглощающую нагрузку) и нередко в плече <3, когда входным каска-
дом приемника является усилитель СВЧ отражательного типа с цир-
кулятором (гл. 3). Во всех других случаях нагрузка этого плеча
(вход приемника) может быть рассогласована на низком уровне
мощности до КСВ — 1,54-2,5. Такой же приблизительно величины
может достигать КСВ антенно-фидерного тракта (плечо 2). Плечо 1
на высоком уровне мощности нагружено на выходной импеданс ге-
нерирующего передатчика, который можно считать согласованным.
В тех случаях, когда на выходе передатчика имеется ферритовый
вентиль (8, 9] для защиты генератора от влияния рассогласования его
нагрузки (10], согласование плеча 1 сохраняется и на низком уровне.
В противном случае его нагрузка («холодный» импеданс генератора—
чаще всего магнетрона) может быть сильно рассогласована и пара-
метры низкого уровня БАП могут заметно зависеть от расстояния
между плечом 1 и выходом генератора, 'i. е. от фазы коэффициента
отражения в плече 1. Анализ такой зависимости потерь Lnp приве-
ден в [36].
Балансные АП являются, вообще говоря, широкопо-
лосными устройствами. Полоса пропускания БАП обыч-
но ограничивается полосой пропускания переключатель-
ных элементов, так как у щелевых мостов она, как
правило, шире и составляет Д/7/о = 6-т-10% и может до-
стигать 15 ч-20 %.
В качестве переключательных элементов БАП до по-
следнего времени применяли исключительно только
разрядники, причем, главным образом, сдвоенные РЗП
[6, 7, 34]. При больших импульсных мощностях приме-
няют сдвоенные предварительные РЗП, при этом для
окончательной защиты приемника в плечо <3 ставят УЗП
того или иного типа (рис. 1.3)—РЗП, полупроводнико-
вый ограничитель и др. Следует подчеркнуть, что при
использовании РЗП в качестве переключательных эле-
94
ментов мощность на входе БАП, при которой произой-
дет зажигание РЗП, должна, очевидно, вдвое превышать
МОЩНОСТЬ ЗаЖИГаНИЯ ОДИНОЧНОГО РЗП, Т. е. /°зажбап =
= 2Р3ажрзп- Это является недостатком схемы БАП на
РЗП, поскольку ухудшаются защитные свойства БАП
от внешних помех. Указанный недостаток устраняется,
если в качестве переключательных элементов БАП (или
УЗП на его выходе) или в их составе используют полу-
проводниковые ограничители [24].
Рис. 1.29. БАП см диапазона на сдвоенном РЗП:
/ — щелевые мосты; 2 — РЗП с системой подогрева; 3—нагрузка.
Переключательные элементы для БАП всегда сдваи-
ваются в виде единой конструкции с общими присоеди-
нительными фланцами (сдвоенный РЗП, сдвоенный ог-
раничитель и т. д.). В конструкцию БАП (рис. 1.29)
наряду с мостами и переключательными элементами
входит маломощная поглощающая нагрузка (§ 5.3),
подключаемая к плечу 4. Требование к КСВ этой на-
грузки нежесткое: допустим КСВ до 1,2—1,3. Для по-
лучения наилучших параметров БАП при данных пара-
метрах элементов необходимо следить за тем, чтобы
конструкция БАП была максимально симметрична от-
носительно продольной оси симметрии (при этом сво-
дится к минимуму неодинаковость фазовых сдвигов
в каналах 1—3 и 2—4, что уменьшает разбаланс фаз).
Основными исходными данными для проектирования
БАП являются: рабочий диапазон частот (f0, Af), макси-
мальная мощность передатчика на входе плеча 1 (РимаКс,
Ломакс), максимальная просачивающаяся мощность в плече
3 (1^п4, РплД) и рабочий диапазон температур окружающей
95
среды (/окр). Кроме того, могут быть дополнительно
заданы некоторые (или все) из следующих параметров:
максимальные значения £Пер, £пр, рпер, tB, требования по
защите от внешних несинхронных помех.
На основе этих данных проектирование БАП выполняется в сле-
дующей последовательности. Проектируют щелевой мост для задан-
ной средней частоты f0 для получения минимальных значений б и
Аф в рабочей полосе Af (§5.1). Далее на основе совокупности исход-
ных данных выбирают тип переключательных элементов БАП (РЗП,
предварительный РЗП, ограничитель и т. д.). Определяющими факто-
рами при этом выборе являются мощность Ри макс, частота fo, поте-
ри Апер, Апр -и защита от внешних помех. Из технических условий
на выбранный переключательный элемент определяют все его пара-
метры. Если выбран полупроводниковый гыключатель или ограничи-
тель, отсутствующий в готовом виде, производят его расчет и проек-
тирование (п. 1.3.2) и определяют его параметры. Затем рассчиты-
вают параметры БАП по формулам (1.14)—>(.1.21), сопоставляют их
с заданными и выясняют удовлетворительность полученных резуль-
татов. Если оказывается, что заданные значения 1^пД , ^плд не
обеспечиваются, а потери АПр меньше максимально допустимых,
можно применить дополнительное УЗП в плече 5, после чего снова
рассчитывают АПр с учетом потерь в УЗП (может оказаться полез-
ным для получения наиболее удовлетворительного результата повто-
рить в разных вариантах операции по выбору переключательных эле-
ментов и расчету их параметров и параметров БАП).
Далее изготавливают макеты мостов и диодных переключатель-
ных элементов (если они применены) и в процессе эксперименталь-
ной обработки уточняют электрические размеры для получения наи-
лучших параметров в заданной полосе А/ На основе полученных
экспериментальных данных уточняют расчетные параметры БАП. При
необходимости использования подогрева переключательных элемен-
тов выбирают схему и изготавливают систему подогрева (п. 1.3.1,е).
Необходимая мощность подогрева уточняется экспериментально в со-
ставе макета БАП с учетом заданного времени выхода на режим.
Наконец, собирают макет БАП и измеряют его параметры в полосе
частот АД Если требуется обеспечить минимальный КСВ рпер, этого
достигают, экспериментально подбирая оптимальное расстояние от
конца щели связи первого моста до фланца Г—2' (рис. 1.27,а), обес-
печивающего минимум величины рПср При этом в плече 1 происхо-
дит частичная компенсация отраженных колебаний Робусловлен-
ных разбалансом амплитуд и фаз, и колебаний, отраженных от щели
связи (в формуле (1.17) они не учтены). Так можно получить рПер<
<1,1 в полосе A/7f~10% (при Lnepi,2~l, ДФ—О). Для упрощения
процесса измерения рпер его измеряют на низком уровне мощности
с так называемыми эквивалентами переключательных элементов, у ко-
торых нелинейный элемент короткозамкнут (например, в РЗП вход-
ное окно связи залито изнутри легкоплавким металлом). Полученные
при этом данные являются приближенными и уточняются при изме-
рениях на высоком уровне мощности.
*) Под электрическими размерами СВЧ элементов и устройств,
в отличие от конструктивных, понимают геометрические размеры,
определяющие электрические параметры.
1.5. Ферритовый антенный переключатель
Ферритовый АП, как уже указывалось (§ 1.2)
представляет собой четырехплечный ферритовый цирку-
лятор [5, 8, 9]. Работа такого циркулятора в качестве
АП в общем виде рассмотрена в § 1.2 (рис. 1.4). Наи-
более распространенным типом ФАП является одна из
разновидностей схем циркуляторов — так называемый
фазовый циркулятор. Принцип действия последнего ос-
нован на использовании невзаимных свойств феррито-
вого фазовращателя, помещенного в поперечное маг-
нитное поле: вносимый им фазовый сдвиг меняется по
величине при изменении направления распространения
СВЧ колебаний на противоположное [8].
Рис. 1.30. Схема фазового циркулятора:
1, 2, 3, 4— номера плеч; 5 — щелевой мост; 6 — ферритовые фазовращатели;
7 — свернутый Т-мост; 8— ферритовые пластины; 9 — магнит.
Часто используемая схема фазового циркулятора
наряду с ферритовыми фазовращателями включает свер-
нутый Г-мост (§5.1) и щелевой мост (рис. 1.30). В па-
раллельных (свернутых) плечах Т-моста, как известно,
фазы колебаний одинаковы, если они возбуждаются со
стороны плеча 2, и противоположны при возбуждении
в них колебаний со стороны плеча 4. При одновремен-
ном подведении равных по мощности колебаний к па-
раллельным плечам Г-моста с одинаковыми или про-
тивоположными фазами их мощности суммируются
соответственно в плече 2 или 4. Ферритовые пластины
фазовращателей находятся в поперечном магнитном по-
ле и в зависимости от направления распространения
колебаний вносят относительный фазовый сдвиг —90°
или 0°. Если проследить за фазами колебаний при их
распространении через циркулятор со стороны каждого
из плеч /, 2, 3, 4 (аналогично показанному на рис. 1.30
переходу 1—2), то можно убедиться, что последователь-
7-38 97
ность переходов от плеча к плечу будет 1—2—3—4—1,
т. е. она соответствует рис. 1.4.
Основными параметрами циркулятора (измеряемыми
при согласованных нагрузках в плечах) являются: полоса
рабочих частот (Af), потери между плечами в направле-
нии пропускания (Ln), развязки между плечами в направ-
лении запирания (Ар), КСВ плеч (р) и максимальная
мощность (Ри.макс). Типичные значения параметров цир-
куляторов, предназначенных для использования в каче-
стве ФАП в диапазонах см и мм волн, равны: Af/fo =
= 54-10%, 0,44-0,8 дб в см диапазоне, Лп^0,84-
1,5 дб в мм диапазоне, >164-20 дб, р^ 1,24-1,3,
Ри макс>100 кет (8, 9, 30—32].
Ферритовый циркулятор в качестве АП обладает ря-
дом важных особенностей и достоинств.
1. Максимальная мощность, воздействующая на УЗП
(Рзмакс) в пять и более раз ниже мощности передатчи-
ка Рпер. Действительно (рис. 1.4),
Рзмакс = ( г Ра макс/Рп мин + ]/"Рут макс) 2==
== Рпер (Га макс/Рп мин+ 1/|/* Рр мин) 2, (1.24)
где Гамаке — максимальный коэффициент отражения ан-
тенно-фидерного тракта; Рп мин И Рр мин — минимальные
потери плеч 1—2, 2—3 (предполагается РП12 —Рп2з) и
минимальная развязка плеч 1—3 циркулятора. Полагая
рамакс = 2 (Га макс = 0,33), Рпмин=0,4 дб, Ррмин—18 дб,
получаем Рзмакс = 0,18 Рпер Это означает, что пере-
ключательный элемент УЗП, стоящий в плече приемни-
ка ФАП, по рабочему уровню мощности находится
в значительно более легких условиях, чем во всех других
типах АП, вследствие чего расширяются возможности
использования полупроводниковых переключательных
элементов.
2. При заданной мощности Рпер рабочий уровень
мощности, воздействующий на УЗП (Рзраб), может быть,
вообще говоря, любым в пределах от нуля до Рзмакс-
Это следует из того, что, как легко показать, в общем
случае несовпадения фаз колебаний мощностей Ра и Рут
в плече 3 на рис. 1.4 (ф3 — разность этих фаз)
•^зраб ^пер (ГХ+ l/£P + 2Pacos<J>,/VLpLn). (1.25)
*) Очевидно, что наиболее вероятное значение Рзмакс будет еще
меньше, т. к. совпадение фаз колебаний Ра и Рут в плече 5, пред-
полагаемое формулой (1.24), является частным случаем.
В реальных условиях работы РЛС (сканирование
антенны, изменение частоты передатчика, температуры
и влажности окружающей среды) величины Га, фз, Ар
и Ап меняются, что может приводить к изменению Рзраб
в широких пределах (0<^Р3раб^ Аймаке). При всех
этих уровнях мощности должна обеспечиваться надеж-
ная защита приемника.
3. С точки зрения потерь мощности передатчика
в ФАП коэффициент отражения УЗП на высоком уров-
не необязательно должен быть большим (т. е. допусти-
мы большие потери в УЗП, если это для него безопасно
по перегреву). Как легко видеть из рис. 1.4, такая
нетребовательность к малым потерям на отражение
объясняется тем, что мощность высокого уровня, отра-
женная от УЗП, все равно теряется в нагрузке плеча 4.
4. Ферритовый циркулятор выполняет не только
функции АП, но и функции ферритового вентиля, обес-
печивающего, развязку передатчика от влияния измене-
ния импеданса антенно-фидерного тракта. Известно, что
в современных передатчиках СВЧ для сохранения ста-
бильной работы генератора при изменении импеданса
нагрузки в большинстве случаев используют ферритовые
развязывающие устройства — вентиль или циркулятор
[9]. Применение ФАП решает одновременно и эту за-
дачу: как видно из рис. 1.4, независимо от степени
рассогласования антенно-фидерного тракта, передатчик
«видит» согласованную нагрузку, так как вся отражен-
ная мощность поступает не к передатчику, а в нагрузку
плеча 4. По этой же причине антенный тракт в режиме
приема «не видит» рассогласования УЗП с приемником,
каким бы оно ни было. Тем самым исключается воз-
можность увеличения общих потерь приема при небла-
гоприятных фазах отражения у антенны и на входе УЗП.
5. Потери передачи ФАП равны АПер=АП12, потери
приема Апр = АП2з • Апр узп, где АПрузп — потери приема
УЗП. Время восстановления и просачивающаяся мощ-
ность полностью определяются УЗП.
В качестве УЗП можно использовать РЗП или полу-
проводниковые переключательные элементы. В большин-
стве случаев наиболее желательным вариантом УЗП
является полупроводниковый ограничитель или разряд-
ник-ограничитель. Если отсутствуют технические воз-
можности их применить или разработать, следует ис-
пользовать одиночный РЗП либо РЗП в сочетании
7* 99
с полупроводниковым выключателем. Исходные данные
для проектирования УЗП почти те же, что и для про-
ектирования БАП. Основные исходные данные: &f,
^пер макс, ^окр, -^р мин, ^пмии; ДОПОЛНИТеЛЬНЫе:* **) -^пр узп,
^в, Рпл,- требования по защите от внешних помех.
Порядок проектирования следующий. Используя за-
данные Значения -Риер макс, -^р мин И Ьпмин, ПО формуле
(1.24) определяют мощность Рзмакс. На этой основе
и с учетом совокупности остальных заданных парамет-
ров выбирают тип переключательного элемента (РЗП,
ограничитель и т. д.) или сочетание таких элементов
(например РЗП + полупроводниковый выключатель и др.),
если одному из них не удается выполнить все заданные
требования. Необходимо помнить, что выбранная схема
УЗП должна обеспечивать защиту (заданные №пл, Лтл)
при всех значениях падающих на УЗП мощностей от О
ДО Рз макс* Из технических условий на выбранные пере-
ключательные элементы (РЗП, диод) определяют все
их параметры и проводят дальнейший расчет и проекти-
рование УЗП, аналогично описанному при проектирова-
нии БАП (стр. 96).
1.6. Выбор схемы антенного переключателя
В общем случае наиболее предпочтительной схемой АП является
ФДП, главным образом, по следующим соображениям (§ 1.5):
а) уровень падающей на УЗП мощности в 5—10 раз меньше мощно-
сти передатчика, что упрощает создание УЗП (в особенности на ко-
ротких волнах), увеличивает надежность и долговечность его работы,
расширяет возможности использования диодных переключательных
элементов для УЗП; б) ФАП одновременно выполняет функции вен-
тиля, развязывающего передатчик от влияния импеданса его нагруз-
ки, что повышает стабильность характеристик передатчика и снижает
требования к степени согласования антенно-фидерного тракта.
По этим причинам в современных РЛС см и мм волн чаще всего
применяют схему ФАП. Схему БАП целесообразно использовать,
в основном, в двух случаях: 1) мощность передатчика очень велика
(порядка 0,5—1 мгвт и более) и отсутствует техническая возмож-
ность создания циркулятора на заданные f0 и РПсР; 2) требуется
обеспечить весьма малую просачивающуюся мощность при малых
потерях АПр (например, на коротких мм волнах, где допустимые
мощности перегрузки для усилительных и смесительных диодов очень
малы [34]).
*> Поскольку ФАП выполняет только функции переключения
антенны и является поэтому элементом антенно-фидерного тракта
(см. § 1.1), его проектирование здесь не рассматривается.
**) Некоторые из них могут быть не заданы. В таком случае их
следует определить (задать) с учетом характеристик следующего за
УЗП каскада и требования к коэффициенту шума СВЧУ.
Во всех случаях разработки АП и УЗП 'необходимо стремить-
ся использовать самоуправляемые переключательные элементы (пас-
сивного действия), не требующие внешнего питания: ограничители,
разрядники-ограничители, сочетание предварительного РЗП с ограни-
чителем. Такие схемы АП и УЗП наряду с малыми габаритами и ве-
сом обеспечивают максимально надежную защиту приемника. Если
по тем или иным причинам создание и использование пассивных
элементов защиты невозможно или нецелесообразно (например, из-за
получающихся при этом больших потерь приема или недостаточной
полосы пропускания), то желательно применить такие переключатель-
ные элементы, которые не требуют источников импульсного питания
(питание только постоянным напряжением). В частности, нежела-
тельно применение РЗП с импульсным поджигом.
Глава вторая
СМЕСИТЕЛИ САНТИМЕТРОВЫХ
И МИЛЛИМЕТРОВЫХ ВОЛН
2.1. Общие сведения и требования
Смеситель радиолокационного приемника предназна-
чен для преобразования принимаемого СВЧ сигнала
в сигнал промежуточной частоты (см. § В.З). На см
и мм'волнах это преобразование производится исклю-
чительно с помощью полупроводникового смесительного
диода, используемого в качестве нелинейного сопротив-
ления. Диод помещают в так называемую смесительную
камеру (волноводную, коаксиальную), к которой подво-
дят мощности сигнала и гетеродина, и соединяют его со
входной цепью УПЧ, служащей нагрузкой диода по ПЧ.
Из-за нелинейности вольт-амперной характеристики
диода протекающий через него ток под воздействием на-
пряжений с частотами fc и fr содержит составляющие
как гармоник частоты /г*\ так и комбинационных ча-
стот вида \mfr±nfc\, где пг и п — целые числа (1, 2,
3, ...). Падение напряжения на контуре колебательной
системе ПЧ создает только составляющая тока проме-
жуточной (разностной) частоты /пч=|/г—fc|. Это напря-
жение и представляет собой полезный преобразованный
сигнал.
Частота |fr может быть как меньше, так и больше fc. В послед-
нем случае спектр преобразованного сигнала будет зеркально пере-
вернут относительно спектра непреобразованного сигнала. Однако
это не имеет значения, так как закон изменения амплитуды, частоты
и фазы сигнала до и после преобразования сохраняется неизменным,
т. е. искажения модулирующего сигнала, несущего информацию, не
происходит. На практике чаще используют случай fr>fc [1].
Как показывает анализ {2, 4—6], из всего спектра
гармоник и комбинационных частот тока диода основное
влияние на потери преобразования сигнала в смесителе
(величину, обратную коэффициенту передачи) наряду
*> Гармониками частоты fc можно пренебречь из-за малой мощ-
ности сигнала Рс.
с составляющими частот fc, fr и fm оказывают также
зеркальная комбинационная частота /з=/г+/пч=2/г—fc,
вторая гармоника гетеродина 2fr, суммарная частота
=fr+fc и постоянная составляющая тока /о (рис. 2.1).
Комбинационные частоты f3 и в отличие от /пч явля-
ются вредными, паразитными, т. к. часть полезной мощ-
ности сигнала Рс, преобразованная на эти частоты, рас-
Рис. 2.1. Спектр частот колебаний, возникающих в смесителе.
ходуется в нагрузках их соответствующих цепей. В част-
ности, при широкополосной входной цепи смесителя *>
колебания частот f3 и fs излучаются туда и полностью
или частично поглощаются ею. Однако, как показывает
опыт, из паразитных комбинационных частот наиболее
существенное влияние на потери преобразования ока-
зывает только зеркальная комбинационная частота [2,4}.
Поэтому в дальнейшем только ее и будем учитывать.
Теория диодных преобразователей СВЧ подробно
изложена в литературе [1, 2, 5—7, 10J, и здесь рассмат-
риваться не будет. Отметим только, что обычно выпрям-
ляющий контакт (нелинейное сопротивление) диодного
смесителя представляют в виде шестиполюсника (пара
полюсов для каждой из частот fc, f3 и /пч) с соответст-
вующими нагрузками на каждой паре полюсов, при этом
гетеродин и цепь постоянного тока считают «встроен-
ными» внутрь шестиполюсника. Нагрузками последнего
на частотах fc и f3 является импеданс его входной цепи
вместе с паразитными элементами корпуса и полупро-
водниковой структуры диода, а на /пч— входной импе-
данс УПЧ вместе с сопротивлением потерь диода. Если
*> Последняя характеризуется тем, что ее выходной импеданс,
т. е. входной импеданс этой цепи в сторону источника сигнала, на-
чиная от входа смесителя, согласован с линией передачи в широкой
полосе частот.
на частоте fc импедансы смесителя и его нагрузки мож-
но считать всегда приблизительно согласованными, то
импеданс нагрузки смесителя на f3 в общем случае мо-
жет быть произвольным. Практически же он приблизи-
тельно равен импедансу на fc, если во входной цепи
смесителя нет узкополосных резонансных элементов
(узкополосных РЗП, фильтров-преселекторов и пр.) или
если при наличии таких узкополосных элементов непо-
средственно перед смесителем установлен развязываю-
щий ферритовый вентиль. Указанное приблизительное
равенство импедансов на частотах fc и f3 обусловлено
тем, что обычно в РЛС /Пч<Ю0 Мгц и поэтому на см
и мм волнах частоты fc и f3 близки между собой.
Такой смеситель с одинаковыми нагрузками на fc
и f3 называют «широкополосным». По причинам, рассмот-
ренным в § 2.5, вариант «широкополосного» смесителя
используется на практике наиболее часто. Если нагруз-
ки смесителя на fc и f3 неодинаковы (общий случай), то
такой смеситель называют «узкополосным» *). Частными
и наиболее важными случаями «узкополосного» смесите-
ля являются случаи чисто реактивной нагрузки цепи f3
в виде ее холостого хода или короткого замыкания, при
которых потери преобразования достигают наименьшей
величины |[6, 8, 10].
Для малых сигналов (Рс< 100 мквт) смеситель мож-
но считать линейным устройством, т. е. амплитудно-
частотный спектр выходного сигнала ПЧ не имеет за-
метных искажений по сравнению со спектром входного
сигнала, при этом коэффициент передачи смесителя не
зависит от уровня мощности Рс (амплитудная характе-
ристика линейна). При Рс^ 0,1 н-1 мет амплитудная ха-
рактеристика смесителя становится нелинейной (п. 2.8.3),
а его коэффициент передачи начинает уменьшаться.
Максимальную мощность входного сигнала, при кото-
рой коэффициент передачи уменьшается в заданное
число раз (обычно на 1 дб) по сравнению с его вели-
чиной при малом сигнале, называют мощностью насы-
щения (Aiac). Отношение мощностей Риас и Рпор харак-
теризует так называемый динамический диапазон вход-
ных сигналов, соответствующий линейному участку
*) Здесь и далее термины «широкополосный» и «узкополосный»
смесители мы будем писать в кавычках, поскольку они используются
только для характеристики нагрузки смесителя на частоте f3,.
амплитудной характеристики смесителя и определяемый
в виде
N(d6) -10 IgPнас/Рпор- (2.1)
В данном случае РПор — пороговая чувствительность
приемника (см. § В.2), начинающегося со смесителя.
При наличии в приемнике МШУ в (2.1) следует под-
ставлять значения РПас и РПор, соответствующие исполь-
зованному МШУ. В обоих случаях рассчитанное значе-
ние N является характеристикой всего приемного уст-
ройства.
В ряде РЛС желательно иметь большие значения
Рнас и N. Для смесителей см и мм волн в зависимости
от типа диода, уровня Рг и ширины полосы пропускания
А/пч величина N находится в пределах У—70ч-100 дб,
при ЭТОМ Рнас —0,1 — 1 МВТ [10, 11].
К общим требованиям, предъявляемым к смесите-
лям СВЧ устройств приемников, относятся требования,
рассмотренные в § В.4. Наиболее существенными ис-
ходными требованиями к электрическим параметрам
смесителя являются минимальный коэффициент шума,
достаточная широкополосность, минимально необходи-
мая мощность гетеродина (что расширяет возможность
использования маломощных полупроводниковых гетеро-
динов) и максимальная устойчивость к перегрузкам
сверхвысокочастотной мощностью (что облегчает защи-
ту 'смесителя).
Следует учитывать, что при проектировании смеси-
теля не всегда удается или не всегда обязательно одно-
временно удовлетворить все перечисленные общие тре-
бования. Например, если в СВЧ устройстве имеется ма-
лошумящий усилитель, то величина коэффициента шума
смесителя уже не играет столь важной роли, как при
отсутствии МШУ (§ В.2), а максимально допустимые
значения мощности РИдоп и энергии пика Wn (п. 1.3.1,а)
при этом часто становятся уже несущественными. За-
метим также, что не все требования, предъявляемые
ж электрическим характеристикам смесителя сигнала,
распространяются на смеситель АПЧ (§ В.З). В част-
ности, для смесителя АПЧ отпадают требования по
устойчивости к воздействию энергии пика и по коэффи-
циенту шума, величина которого в данном случае не
.имеет никакого значения.
1.2. Полупроводниковые смесительные диоды
2.2.1. Разновидности полупроводниковых
структур смесительных диодов и особенности
их электрических свойств
В качестве нелинейного сопротивления смесительных
диодов используют полупроводниковые структуры двух
типов: контакт металл — полупроводник и р-п переход
(о структуре последнего см. п. 1.3.2,а). Первые для сме-
сительных диодов используют наиболее широко. Суще-
ствуют две разновидности диодов с контактом металл —
полупроводник, отличающиеся методом создания этого
контакта и электрическими характеристиками: точечно-
контактные диоды (ТКД) и так называемые диоды
с барьером Шоттки (ДБШ) [2—4, 8, 9, 12].
У первых выпрямляющий (точечный) контакт очень
малого диаметра (от единиц до ~ 104-15 мкм) создает-
ся прижимом заостренной металлической иглы-пружин-
ки (чаще всего вольфрамовой) к поверхности полупро-
водника. ДБШ имеют плоский выпрямляющий контакт,
образованный напылением слоя металла на поверхность
полупроводника через шаблон с отверстием нужного
диаметра. На границе раздела металл-полупроводник
возникает, как известно [2, 4], узкий запирающий слой
(потенциальный барьер) толщиной ~0,1 мкм, который
и обусловливает нелинейные свойства контакта — зави-
симость его импеданса от величины и знака приложен-
ного напряжения.
Благодаря более совершенной технологии создания
контакта граница раздела металл — полупроводник
у ДБШ «чище», т. е. содержит меньше неоднородностей,
и поэтому ближе к идеальной, чем у ТКД. По этой при-
чине ДБШ обладают не только высокой механической
прочностью и воспроизводимостью параметров, но и
лучшими электрическими характеристиками: большим
напряжением пробоя Unp, более крутой вольт-амперной
характеристикой (рис. 2.2) и меньшим сопротивлением
потерь. В результате ДБШ имеют в ряде случаев боль-
шую электрическую прочность (мощность выгорания) и
обеспечивают меньший, чем ТКД, коэффициент шума
смесителя (на ~0,5-4-2 дб [9]), особенно на мм и корот-
ких см волнах. С другой стороны, следует учитывать,
что для достижения минимального коэффициента шума
106
ДБШ требуют большей мощности гетеродина, чем ТКД
(из-за большей величины контактной разности потен-
циалов) .
В качестве смесительных диодов с р-п переходом
на см й более длинных волнах используют разновид-
ность туннельных диодов (ТД) *>— обращенные туннель-
ные диоды (ОД) (8—10]. В отличие от туннельных дио-
дов ОД имеют очень маленькую величину пикового
тока на прямой ветви вольт-амперной характеристики и
крутую обратную ветвь, которая и используется в ка-
честве рабочей (рис. 2.2). Такая форма вольт-амперной
характеристики ОД достигается подбором определенно-
го удельного сопротивления (концентрации примеси)
полупроводника. Высокая крутизна вольт-амперной ха-
рактеристики ОД вблизи начала координат позволяет
работать при малой мощности Рг порядка 0,1—0,2 мет
без напряжения смещения, что значительно меньше, чем
требуется для ТКД и, тем более, для ДБШ.
ТД тоже пригодны для создания смесителей, однако в настоя-
щее время их параметры таковы, что использование таких смесите-
лей может быть целесообразным, главным образом, на дециметровых
и более длинных волнах [10].
Другим весьма важным достоинством ОД является
низкий уровень l/f-шума. Известно, что всем полупро-
водниковым приборам свойствен так называемый l/f-шум
(низкочастотный, или фликкер-шум), мощность состав-
ляющих спектра которого приблизительно обратно про-
порциональна частоте [2, 4, 8]. Влияние этого источника
шума диода на его общий шум по ПЧ сказывается при
/пч< 1 Мгц и тем сильнее, чем ниже fn4.
В приемниках допплеровских РЛС [13, 14] с низкой fn4,
в которых выделение допплеровского сдвига частоты
принимаемого сигнала происходит непосредственно
в смесителе, величина /пч может быть от десятков герц
до десятков килогерц, т. е. находится в диапазоне ча-
стот, где уровень l/f-шума диода особенно велик и пре-
обладает над другими источниками шума смесителя.
В этом случае коэффициент шума последнего в значи-
тельной степени определяется уровнем l/f-шума.
Из-за весьма низкого удельного сопротивления полу-
проводникового материала ОД уровень .его l/f-шума
существенно меньше, чем у ТКД, благодаря чему коэф-
фициент шума смесителя с низкой /пч уменьшается на
15—20 дб по сравнению с ТКД (10, 15]. Поэтому для
приемников с низкой fn4 до появления ДБШ обращен-
ный диод был наилучшим типом смесительного диода.
Другими положительными качествами ОД являются
также слабая зависимость его параметров от измене-
ния окружающей температуры (при /окр^—50°4-+80°С
практически не наблюдается изменений) и устойчивость
к воздействию ядерной радиации [10]. Вместе с тем сле-
дует иметь в виду, что при работе ОД с малой Pv полу-
чающийся при этом динамический диапазон N будет
меньше, чем с ТКД и тем более с ДБШ. Кроме того,
из-за малого напряжения пробоя ОД имеют более низ-
кую электрическую прочность. Существуют также зна-
чительные технологические трудности по созданию ОД
для работы на коротких см волнах. Электрические пара-
метры ОД, а также особенности расчета и проектиро-
вания смесителей на ОД подробно описаны в книге [10].
Учитывая все это, а также то обстоятельство, что ОД
не получили распространения в коротковолновых диапа-
зонах СВЧ и не имеют преимуществ перед ДБШ по ве-
личине l/f-шума, они далее в книге не рассматриваются.
Одновременно следует подчеркнуть, что, как показали
экспериментальные исследования [16], величина l/f-шума
у кремниевых ДБШ сравнима, а зачастую даже ни>ке,
чем ОД. Это расширяет область применения ДБШ и
увеличивает их преимущества по сравнению с ТКД и ОД.
2.2 2. Эквивалентная схема и конструкции диодов
Эквивалентная схема всех разновидностей смеси-
тельных диодов с учетом реактивных элементов корпуса
соответствует рис. 1.13,а (описание этой схемы см.
в п. 1.3.2,а). Единственным полезным для работы сме-
сителя элементом'этой схемы является нелинейное со-
противление запирающего (барьерного) слоя 7?. Осталь-
ные ее элементы паразитные: сопротивление потерь г и
барьерная емкость С приводят к потере мощности пре-
образуемого сигнала, индуктивность и емкость корпуса
диода (Ак, Ск) увеличивают частотную зависимость
импеданса диода и, следовательно, ограничивают широ-
кополосность смесителя. Значения параметров эквива-
лентной схемы различных типов диодов, предназначен-
ных для работы в диапазонах см и мм волн, лежат
в следующих пределах: R — от килоомов или мегомов
при отрицательных напряжениях практически до нуля
при прямых токах порядка 100 ма, г — от единиц до
10—20 ом, С—0,02—0,7 пф при нулевом смещении,
£к~0,2—5 нгн, Ск~0,2—0,4 пф (максимальные г ,и ми-
нимальные С соответствуют коротким мм волнам).
Все ТКД выпускаются в корпусах трех типов: кера-
мическом (или патронном), коаксиальном и волновод-
ном (рис. 2.3). Диоды патронного типа используют насти
и более длинных волнах, коаксиальную конструкцию
применяют на коротких см и длинных мм волнах, вол-
новодную конструкцию — во всем мм диапазоне. Суще-
ствуют две разновидности коаксиального корпуса: со
специальным выводом постоянного тока и ПЧ (трипо-
лярная конструкция, рис. 2.3,6 [19]) и без него [8, 9].
Для конструирования балансных смесителей, как будет
видно из дальнейшего, первая значительно удобнее вто-
рой. Ряд промышленных типов диодов патронной кон-
струкции выпускается с двоякой полярностью выводов
корпуса: так называемой прямой полярности (головка
диода — анод, штырь —катод) и обратной. Их кон-
струкции внешне одинаковы и отличаются только взаим-
но противоположным расположением мест крепления
кристалла полупроводника и контактной пружины. На-
в)
в)
Рис. 2.3. Внешний вид и
устройство типичных смеси-
тельных ТКД в керамиче-
ском (а), коаксиальном три-
полярном (б) и волновод-
ном (в) корпусах:
/ — кристалл полупроводника; 2 —
контактная пружина; 3 — керамиче-
ская трубка; 4 — металлические
штырь и головка диода для соеди-
нения с элементами смесительной
камеры, 5, 5 — внутренний и на-
ружный проводники коаксиальной
линии (СВЧ вход); 7 — опорная
шайба; 8 — вывод постоянного тока
и промежуточной частоты; 9 — ди-
электрик-изолятор и конструктив-
ная емкость для создания коротко-
го замыкания на корпус токам
СВЧ; 10 — СВЧ дроссель того же
назначения, что и 9; // — прямо-
угольный волновод; 12 — присоеди-
нительный фланец волновода: 13 —
защитная слюдяная прокладка.
но
ЛиЧие диодов прямой и обратной полярности, как будет
видно ниже, существенно упрощает конструкцию баланс-
ных смесителей. Такие диоды обычно выпускают в виде
разнополярных подобранных пар с нормированным и
небольшим разбросом параметров диодов в паре.
В отличие от диода патронного типа, не содержащего
отрезка линии передачи, диод коаксиальной конструкции
представляет собой отрезок коаксиальной линии (W—
— 65 ом), нагруженный на импеданс выпрямляющего
контакта. Элементы конструкции подобраны так, что
входной импеданс коаксиальной линии диода приблизи-
Рис. 2.4. Конструкция ТКД типа «волноводная вставка»:
/ — контакт кристалл—пружина; 2 — волноводный канал; 3 —корпус диода
(толщина 1,6 мм), вставляемый в разрыв волноводного канала смесительной
камеры; 4 — вывод постоянного тока и промежуточной частоты; 5 — блокиро-
вочный конденсатор 2 пф.
тельно согласован с нею в широкой полосе частот, яв-
ляющейся для диода рабочей. Поэтому смесительная
камера для таких диодов должна быть выполнена по
существу в виде согласованного коаксиально-волновод-
ного перехода от коаксиальной линии диода к волно-
воду стандартного сечения. Диод волноводной конструк-
ции типа изображенного на рис. 2.3,в представляет со-
бой короткозамкнутый отрезок волновода с -помещенным
туда выпрямляющим контактом, т. е. практически закон-
ченную согласованную смесительную камеру, которую
можно непосредственно подключать к волноводной схе-
ме смесителя, так как в диоде используется прямоуголь-
ный волновод стандартного сечения. Разновидностью
диодов волноводной конструкции являются диоды типа
волноводная вставка [4, 14, 17—19], выполненные в ви-
де короткого, открытого с двух сторон, отрезка волно-
вода с кристаллом, расположенным в его центре.
Интересным вариантом такого диода-вставки, обеспечи-
вающего хорошую возможность его согласования на
различных частотах в диапазоне частот волновода, яв-
ляется конструкция, изображенная на рис. 2.4 [14, 17, 18]
(метод согласования описан в § 2.3). Заметим, что
эквивалентная схема диодов коаксиального и волновод-
ного типов в отличие от рис. 1.13,а не содержит емкости
Ск, как это очевидно из их конструкции.
Структура ДБШ (рис. 2.5) существенно отличается
от структуры ТКД. Обычно ДБШ конструируют в мини-
атюрных керамических корпусах типа, приведенного на
Рис. 2.5. Схематическое изображение
структуры ДБШ и прижимного кон-
такта с малой поверхностью метал-
лического слоя:
1 — металлическое основание; 2 — базовая
пластина низкоомного полупроводника
(GaAs или Si); 3 — высокоомный слой того
же полупроводника (толщина 0,5—1 мкм)‘,
4 — защитная пленка диэлектрика (SiO2);
5 — поверхность прижимного контакта ме-
талл—металл; 6 — конец контактной пру-
жины; 7 — пленка металла (Au, Ti); 8 —
поверхность перехода металл—полупровод-
ник (барьер Шоттки).
рис. 1.15. В ДБШ для коротких см и мм волн диаметр
контакта металл — полупроводник столь же мал,
ТКД (меньше 10 мкм), поэтому электрический контакт
с малой поверхностью металла осуществляют с помощью
такой же тонкой контактной иглы, как ив ТКД (рис. 2.5)
[12, 20, 23]. Вследствие этого конструкция таких ДБШ
в основном совпадает с ТКД, принципиально отличаясь
от него структурой выпрямляющего контакта. Для мик-
рополосковых схем СВЧ изготовляют бескорпусные
ДБШ, которые непосредственно монтируют в схему и
соединяют с нею, например, тонкими золотыми прово-
лочками [4, 21, 22].
2.23. Электрические характеристики
Все параметры, которыми характеризуются смеси-
тельные диоды, выпускаемые промышленностью, и ко-
торые приводятся в качестве справочных данных
(паспортные параметры), измеряют, помещая диод
112
6 специальную смесительную камёру, называемую Из-
мерительной и представляющую собой обычно простей-
ший волноводный «широкополосный» смеситель. Поэто-
му подчеркнем, что параметры диода являются по суще-
ству параметрами такого «широкополосного» смесителя.
Конструкцию и электрические размеры измерительной
камеры обычно приводят в технических условиях на
диоды. К наиболее важным параметрам диода отно-
сятся потери преобразования, шумовое отношение, нор-
мированный коэффициент шума и выходное сопротив-
ление. Другими параметрами являются КСВ входа, вы-
прямленный ток, а также характеристики, определяющие
условия применения: рабочий диапазон волн (ХМию
Амакс) максимальные значения непрерывной (Рнепдоп)
и импульсной (Л<доп) СВЧ мощности, а также энергии
пика (ТГпдоп) [8, 9]. Рассмотрим эти параметры.
Потери преобразования диода (Лд) характеризуют
уменьшение мощности сигнала СВЧ (Рс) при его пре-
образовании в сигнал ПЧ (Рпч) и равны отношению но-
минальных мощностей этих сигналов
^Сн/ЛгЧН- (2.2)
Обычно Лд выражают в децибелах. У диодов см волн
£д = 34-9 дб, в мм диапазоне £д=54-15 дб (у ДБШ ве-
личина £д меньше, чем у ТКД). Из-за влияния пара-
зитных элементов диода Лд растет по мере укорочения
длины волны (20, 24]. Шумовое отношение* **) /д харак-
теризует избыточные шумы, вносимые диодом на ПЧ
по сравнению с шумами обычного резистора, и равно
вых slkT<AfПЧ, (2.3)
где Лпвыхн — номинальная мощность шума ПЧ в по-
лосе Д/пч на выходе диода в рабочем режиме. Для
большинства типов диодов /д измеряют при /Пч>Ю Мгц
(обычно используют /пч=30 Мгц), при этом обязательно
исключают влияние шумов гетеродина на величину /д
[3, 8]. При таких условиях различные типы диодов имеют
*> Величины Лмин, ^макс указывают для коаксиальных и волно-
водных диодов. Для диодов патронного типа, рабочая длина волны
которых определяется используемой конструкцией камеры, обычно
указывают частоту, на которой производят измерение паспортных
параметров.
**) Следует отличать это понятие от понятия относительной шу-
мовой температуры четырехполюсника (§ В.2).
8—38 ИЗ
/д=0,5ч-3 (заметим, что у ДБШ /д=0,5ч-1,5 [4, 12, 23]
и во многих случаях /д~1 |[21]). При работе с низкой
ПЧ (/пч<0,14-0,2 Мгц), как уже указывалось в п. 2.2.1,
из-за влияния l/f-шума величина /д существенно возра-
стает, достигая в ТКД значений порядка 100 и более
(в ЗАВИСИМОСТИ ОТ /пч) • У обращенных диодов и ДБШ
величина /д на этих частотах на порядок и более ниже
[10, 15, 16].
Из определения коэффициента шума (В.1) непосред-
ственно следует, что коэффициент шума диода *> равен
Р __ ^ШВЫХН __ Т
kT^/L* — ~
(2.4)
Тогда общий коэффициент шума смесителя (диода)
с УПЧ найдем по формуле (В.10):
F<• у=£д (/д+Кпч—1) **\ (2.5)
где КПч — коэффициент шума УПЧ. Нормированный
коэффициент шума диода является его обобщенным па-
раметром и определяется по формуле (2.5) при Fm=
= 1,5 дб (1,41), т. е.
F норм =1д(/д+Гпч-1)=Бд(^д+0,41). (2.6)
У различных типов диодов см волн (при /пч>10 мгц)
Люрм = 54-12 дб, в мм диапазоне КНОрм=84-20 дб.
Выходное сопротивление (Дд) представляет собой
активную составляющую сопротивления диода на ПЧ,
величину которого учитывают при выборе оптимальной
связи смесителя с УПЧ для получения минимального Fm
[1, 6, 25], а также при подборе диодов в пары для ба-
лансных смесителей. Величина для различных типов
ТКД в основном лежит в пределах 250—550 ом, для
ДБШ 7?д~ 150 4-600 ом, для ОД /?д~504-200 ом [9, 10,
12]. Реактивная составляющая выходного сопротивле-
ния диода в «широкополосном» смесителе, а также в «уз-
кополосном» смесителе с разомкнутой или короткозамк-
нутой цепью частоты fa отсутствует.
Напомним, что под параметрами диода понимаются парамет-
ры «широкополосного» смесителя с этим диодом.
**> В дальнейшем иод обозначением Fc у будем понимать общий
коэффициент шума любого смесителя (небалансного или балансного)
с УПЧ, вследствие чего правая часть этой формулы будет видоизме-
няться из-за учета дополнительных факторов, рассматриваемых
ниже.
Однако следует учитывать емкость диода между
выводами ПЧ. В диодах патронного типа влиянием этой
емкости на ПЧ из-за ее малости можно пренебречь.
В диодах коаксиального и волноводного типов емкость
вывода ПЧ относительно корпуса диода составляет от
единицы пикофарад (рис. 2.4) до 10—12 пф (рис. 2.3,6).
Поэтому ее необходимо учитывать при определении
общей выходной емкости смесителя. Импеданс диода на
СВЧ зависит как от конструкции диода, размеров его
элементов и свойств полупроводниковой структуры, так
и от конструкции и размеров смесительной камеры.
Другими словами, этот импеданс не всегда может быть
определен однозначно. Поэтому диоды характеризуют
не значением этого импеданса, а величиной его разброса
в пределах данного типа диодов. Мерой этого разброса
является максимальный КСВ диодов (рд) в измеритель-
ной камере [8]. Для различных типов диодов рДМакс ле-
жит в пределах 1,3—3.
Выпрямленный ток (Zo) есть результат детектирова-
ния колебаний гетеродина и определяется вольт-ампер-
ной характеристикой диода. Ток 70 представляет собой
вспомогательный параметр. Для данного типа диода
величина /0 является удобной мерой подводимой мощно-
сти Рг. Кроме того, измерение 1$ представляет собой
очень простой и надежный способ контроля исправности
смесителя и гетеродина в действующем приемнике.
У различных типов ТКД при А=1 мет /о— 0,5 4-
1,5 ма.
Мощности Рнепдоп, доп и энергия 1^Пдоп характери-
зуют электрическую прочность диода. При превышении
эти^ уровней мощности может произойти необратимое
ухудшение параметров диода или полное выгорание его
выпрямляющего контакта. Непрерывная мощность
Аюп доп ограничивает максимально допустимую мощ-
ность A, a Ai доп и Гпдоп характеризуют максимально
допустимые уровни импульсной мощности и энергии
пика при работе диода в схеме СВЧ устройства непо-
средственно после АП и УЗП (п. 1.3.1,а) или в смеси-
теле АПЧ.
По данным недавних исследований [16, 26] устойчи-
вость современных смесительных диодов к выгоранию
при воздействии весьма коротких импульсов (единицы
наносекунд), соответствующих пику просачивающейся
мощности некоторых типов УЗП, следует характеризо-
8е 115
вать не величиной Wn, а максимальной мощностью в пи-
ке, поскольку в таких случаях причиной выгорания дио-
дов является не чрезмерный нагрев полупроводника,
зависящий от величины а его электрический пробой
СВЧ напряжением, т. е. пиковой мощностью. Для
ТКД см волн Аюп доп= 15-30 мет, Ридоп = 100 — 500 мет,
^пцоп=0,2 — 0,5 эрг\ на мм волнах Aienдоп—5—15 мет,
Ри доп «20 -150 мет; ГПДоп« 0,01 -0,1 эрг [9, 16, 24, 26].
Значения некоторых из этих величин для ДБШ могут
быть заметно больше.
Из приведенных данных видно, что по мере укороче-
ния рабочей длины волны электрическая прочность дио-
дов снижается (из-за уменьшения площади выпрям-
Рис. 2.6. Максимально допустимые значения ГИОрм некоторых про-
мышленных типов смесительных диодов для диапазонов см и мм
волн.
Таблица 2.1
Параметры кремниевых точечно-контактных диодов см и мм волн
Тип диода ^норм маке’ макс’ ом Рд макс Допустимые перегрузки
Рпеп доп- Ри ДОП- MSm ^п доп* эРг
Д408, Д408П 7,5 — 290—390 1,3 — 500 0,5
Д405Б, БП 8,5 6,0 300—450 1,4 — 300 0,3
Д405А, АП 10,3 6,5 300—500 1,7 20 300 0,3
2А104А 8,5 6,5 340—560 1,5 20 300 0,5
2А105Б 9 6,7 280—470 1,5 20 300 0,5
2А105А 10 7,0 280—470 1,5 20 300 0,5
Д406А, АП 10,8 7,0 240—460 2,1 — 100 0,2
2А103Б 12,8 9 200—550 3 15 250 0,2
2А103А 13,8 10 200—550 3 10 150 0,06
Д407 20 12 400—1500 3 — 10 0,01
Буква ,П“ в наименовании типа диода означает наличие диодов прямой и обратной (противоположной) полярности.
ляющего контакта), а потери Ад и коэффициент шума
^норм (рис. 2.6) возрастают (из-за увеличения потерь,
обусловленных сопротивлением потерь г и емкостью
контакта С). Наихудшие из приведенных параметров
соответствуют наиболее коротким мм волнам (Х=14-
3 мм). Как будет показано ниже, параметры диодов
зависят от их электрического режима работы: уровня Рг
и сопротивлений нагрузок. Поэтому необходимо учиты-
вать, что паспортные параметры выпускаемых диодов
(табл. 2.1*>, 2.2) соответствуют определенному электри-
Таблица 2.2
Параметры некоторых типов диодов с барьером Шоттки
Тип диода Частота и мощность гете- родина, при которых норми- руются пара- метры р норм’ дб не более Rr, ом Максимально допус- тимые перегрузки
Мгц мет р веп.роп’ мет W ** П ДОП арг
ХЗР2 3 000 0,5 2 6 5,8 400*
МА 4856 9 375 8 5,5 7,5 100* 125—250 500 5
МА 4858 9 375 .— 6,5 125—250 500 5
TIXV08 9 375 ^5 6,0 180* — 5
TIXV11 9 375 -5 7,5 180* — 5
MS-1651-А' 9 375 — 6,5 150* — 10
D-5507 16 000 — 7,5 — — —
МА-40015 16 осо — 6,5 200—500 — 5
D-5509 34 860 — 8,5 — — —.
* Типичная величина.
** Значения lFn доП соответствуют воздействию однократного импульса и не со-
поставимы с данными табл. 2.1, в которой доп соответствует воздействию много-
кратных импульсов.
ческому режиму: определенной мощности Рг (для ТКД
обычно 1 мет, для ДБШ — 2—3 мет), определенному
сопротивлению нагрузки по постоянному току 7?0 (обыч-
но Ro= ЮО ом и внешнее смещение отсутствует), номи-
нальной нагрузке по ПЧ при измерении Ьд и согласо-
ванному источнику сигнала и гетеродина.
*} Приведенные в табл. 2.1 параметры ГН0Рм, £д, /?д и рд
являются максимально допустимыми значениями в начале срока
службы и соответствуют Рг=1 мет, 7?q=100 ом, /Окр = 20°С.
2.2.4. Зависимость параметров диодов от режима
работы
Из-за нелинейности элементов импеданса диода (R,
С и частично г) и взаимности свойств диодного смеси-
теля со стороны входа и выхода действительные пара-
метры диода, в отличие от паспортных, в реальном смеси-
теле зависят от режима работы: уровня Рг, напряжения
смещения Uo и сопротивлений нагрузок на постоян-
ном токе и СВЧ. Как и у всех полупроводниковых при-
боров, эти параметры зависят также от /Окр [8, 9].
Рис. 2.7. Типичная зависимость параметров, кремниевого ТКД от
мощности гетеродина (диод типа Д405Б, /?о=100 ом, диодная каме-
ра 3-см диапазона согласована при всех значениях Рг).
Весьма существенную роль при выборе рабочего ре-
жима диода в смесителе играет зависимость его пара-
метров от мощности Рг (рис. 2.7). Для диодов различ-
ных типов и диапазонов частот эти зависимости имеют
одинаковый характер, отличаясь только количественны-
ми показателями. Заметим, что зависимость 1о(Рг) всег-
да имеет монотонно возрастающий характер, вследствие
чего величиной Iq широко пользуются как мерой мощ-
ности Рг. Поэтому очень часто говорят о зависимости
параметров диода (смесителя) от тока Iq, имея в виду
зависимость от Рт. В дальнейшем мы также не будем
делать различия между этими двумя формами одной и
той же зависимости. Как видно из рис. 2.7, у ТКД за-
висимости АД(РГ) и /д(Рг) носят противоположный ха-
рактер, что является причиной появления при некоторой
оптимальной величине Ргопт (соответственно /оопт) ми-
нимума коэффициента шума в кривой ЛюрьДЛ’).
Подведение постоянного смещения UQ к диоду су-
щественно влияет на его параметры. Отрицательное
смещение всегда нежелательно, т. к. приводит к возра-
станию Лд, /д, Кд и в конечнохм счете коэффициента шу-
ма [2]. Поэтому в тех случаях, когда внешнее смещение1
отсутствует, необходимо следить за тем, чтобы отрица-
тельное напряжение автосмещения, возникающее на со-
противлении нагрузки по постоянному току '(/?о), было)
достаточно малым (<0,1 в). Положительное смещение
определенной, оптимальной величины U оопт (десятые
доли вольта) может несколько улучшить /д и по-
этому полезно. В кремниевых ТКД этот эффект незна-
чителен и им можно пренебречь [2]. Более существенным'
полезным эффектом от применения положительного U®
является возможность снижения величины Ргопт, при.
которой потери преобразования и коэффициент шума,
достигают минимума (рис. 2.8) [12, 27, 28]. Использова-
ние прямого смещения особенно полезно при работе
с ДБШ, у которых при отсутствии смещения довольно
велика мощность РГопт~3—8 мет.
Наряду с уже указанными факторами на основные
параметры диода Лд, /д, влияет импеданс его СВЧ
нагрузки, причем тем сильнее, чем меньше потери пре-
образования. Из теории следует и опытные данные под-
тверждают, что даже в «широкополосном» смесителе ве-
личина /?д существенно меняется при изменении импе-
данса источника сигнала (например, при импедансе
источника сигнала, создающем КСВ— 2,5, величина
в зависимости от фазы отражения изменяется на 30—
40% в ту и другую сторону относительно ее значения
при согласованном источнике) [2, 3]. Изменение Рд, по-
мимо других эффектов (например, в балансном смеси-
теле), может вызвать некоторое изменение ГПч [6, 25].
Таким образом, изменение импеданса источника сигнала
в рабочей полосе частот и связанные с этим изменения
параметров смесителя и Л™ могут быть одной из при-
чин нередко наблюдающейся достаточно существенной
частотной зависимости величины Fcy реального прием-
120
симость нормированного коэффициента шума и потерь преобразова-
ния диодов из Ga As от мощности гетеродина:
а) ДБШ, fc«io Ггц [19]; б) ТКД, fc=94 Ггц [24].
ника при работе в широкой полосе частот. В «узкополос-
ном» смесителе на параметры диода Лд, /д, 7?д еще более
значительно влияет импеданс нагрузки на частоте f3
(§ 2.5), причем в общем случае выходное сопротивление
диода может стать комплексным (2, 3, 6, 10, 21].
Наконец, необходимо также учитывать, что стабиль-
ность параметров диодов в процессе эксплуатации за-
висит от уровней мощностей Ри, Атл, №п и гармоник
передатчика, просачивающихся в смеситель из УЗП
•(п. 1.3.1,а). При неблагоприятных условиях возможны
юбратимые и необратимые ухудшения параметров дио-
дов [29].
2.3. Смесительная камера
2.3.1. Принципы построения и общие требования
Смесительная камера *> представляет собой устрой-
ство, содержащее смесительный диод, в которое вводят-
*) Название «камера» вполне применимо для коаксиальных и
волноводных смесителей и весьма условно для полосковых и микро-
полосковых смесителей. Применительно к последним под смеситель-
ной камерой следует понимать совокупность элементов, включающую
диод, элементы для его соединения с линией передачи, трансформи-
рующие отрезки линии передачи и короткозамкнутые или разомкну-
тые шлейфы, связанные с диодом, а также элементы вывода напря-
жения ПЧ, тока /0 и ввода смещения Uq (см. [21, 22]).
ся мощности сигнала (Рс) и гетеродина (Рг), а на вы-
ходных зажимах его выделяется напряжение ПЧ пре-
образованного сигнала Ипч (рис. 2.9). Диод* является
активной нагрузкой (поглотителем) колебаний Рс и Рг
и одновременно генератором напряжения нпч и тока /о-
К выходу смесительной камеры непосредственно или
с помощью соединительного коаксиального кабеля под-
ключают вход УПЧ и нагрузку /?о-
а)
о—
Вход
СВЧ
о-
-о
Выход
ЛЧ,10
ю
Рис. 2.9. Схематическое изображение смесительной камеры (а) и ее
эквивалентная схема (б):
К—волноводная камера; Д — диод; Сбл — блокировочный конденсатор для
создания короткозамкнутой цепи токам СВЧ на зажимах ПЧ; Др — условный
СВЧ дроссель, изображающий наличие короткозамкнутой цепи для токов ПЧ
и /0 со стороны СВЧ входа.
Для получения максимально возможной величины
тока ПЧ через диод (напряжения ипч) при данных Рс
и Рг камера должна быть построена таким образом,
чтобы напряжение СВЧ колебаний было полностью
приложено к диоду, не выделяясь на зажимах ПЧ. Это
означает, что элементы камеры, предназначенные для
развязки цепи СВЧ от цепи ПЧ и условно изображен-
ные на рис. 2.9,6 в виде блокировочного конденсатора,
должны создать в точках Ьс короткое замыкание для
тока СВЧ. В то же время действительная емкость СВых,
создаваемая этими элементами, должна быть достаточ-
но малой, поскольку она шунтирует вход УПЧ и тем
самым ограничивает возможности разработки широко-
полосных входных каскадов УПЧ с низким Fn4 [25].
Для предотвращения потерь сигнала иПч цепь СВЧ
(рис. 2.9,6) должна представлять собой короткое замы-
кание для токов ПЧ и /о, протекающих через диод.
В волноводных камерах это обеспечивается самими
стенками волновода, что на рис. 2.9,6 условно отражено
включением СВЧ дросселя Др. Из рассмотренного сле-
дует, что единственным общим элементом цепей токов
122
СВЧ, ПЧ и /о является диод. С учетом этого замечания
указанные цепи можно считать изолированными и рас-
сматривать их независимо.
Рассмотрим СВЧ цепь камеры. Известно, что мини-
мальное значение потерь преобразования Лд получается
при некоторой оптимальной величине проводимости
источника сигнала (т. е. при оптимальной нагрузке дио-
да на fc) [2]. Однако теоретически и экспериментально
установлено, что если проводимость источника сигнала
взять равной проводимости диода на частоте fr (в ре-
жиме детектирования мощности Рг), то получающаяся
при этом величина Лд будет близка к минимально воз-
можной [2, 7, 8, 10]. Это означает, что для сведения
практически к минимуму потерь £д достаточно согласо-
вать диод в камере до КСВ — 1 в режиме детектирования
мощности гетеродина Рг*\ Из сказанного следует, что
смесительная камера с диодом должна быть согласо-
вана по входу во всем рабочем диапазоне частот fc и fr
на уровне мощности Рг в режиме детектирования по-
следней. При этом можно, очевидно, не учитывать на-
грузку диода по ПЧ (сигнал ПЧ отсутствует), достаточ-
но лишь сохранить рабочий режим в цепи постоянного
тока.
Необходимо стремиться к тому, чтобы КСВ смеси-
тельной камеры рд в рабочей полосе частот Д/раб был
возможно меньше по величине, т. к. при этом сводятся
к минимуму: а) неравенство импедансов нагрузки дио-
да на частотах fc и f3, изменения этих импедансов в по-
лосе Д/раб и связанные с ними изменения параметров
диода (п. 2.2.4); б) потери мощности Рс и Рг на отра-
жение, равные
Л>тр= (1 + р)3/4р. (2.7)
В частности, при рд=2; 2,5; 3 потери соответственно рав-
ны L0Tp = 0,5; 0,9; 1,25 дб,
С учетом всего изложенного можно сформулировать
общие технические требования к смесительным камерам:
1. Максимальная широкополосность при фиксирован-
ной настройке камеры. Рабочий диапазон частот каме-
ры Afpa6 = fMaKc—fMHH определяют по двум частотам, рас-
положенным выше и ниже fo, на которых рд достигает
максимально допустимой величины. Желательна вели-
Именно в таком режиме измеряют паспортное значение La
диода [8].
Чина рд макс^С 2. Фиксированная настройка камеры озна-
чает, что после первоначальной настройки (если в ней
имеются органы регулировки) опа пригодна для работы
в диапазоне А/раб без каких-либо регулировок. Мини-
мально необходимый рабочий диапазон камеры, вклю-
чая зеркальный канал приема, в котором камера тоже
должна быть согласована для сохранения «широкопо-
лосных» свойств смесителя, равен
А/раб мин — А/пер макс 4~ 2/пч 4“ А/ггъ
(2.8)
где Л/пермакс — максимально возможный в условиях экс-
плуатации диапазон изменения частоты передатчика.
Следует учитывать, что из-за необходимости охвата
частот /г и /3 граничные частоты полос Д/раб мин И А/пер макс
неодинаково отстоят друг от друга. В частности, при
/1>/с имеем
/мин= /пер мии~~“А/ич/2, 1 (2 9)
f макс — /пер макс 4“ 2/пч +Afпч/2. J
2. Минимальные потери сигнала Рс на поглощение
в элементах камеры (LKaM), кроме диода. Источниками
этих потерь являются в основном контактные соедине-
ния элементов диододержателя с диодом и с камерой и
возможное излучение СВЧ колебаний через выводы ПЧ
и постоянного тока (точки Ьс на рис. 2.9,а). Следует
стремиться к тому, чтобы величина Lкам не превосходи-
ла значения нескольких десятых децибела.
3. Минимальная выходная емкость камеры СВых-
4. Максимальная надежность контактных соедине-
ний диода с камерой, обеспечивающая их неизменность
во всех условиях эксплуатации (вибрации, тряски, по-
вышенной влажности и пр.).
2.3.2. Конструкции смесительных камер
Современные конструкции смесительных камер яв-
ляются широкополосными с фиксированной настройкой.
На см волнах их выполняют (как и смесители в целом)
в виде волноводных, коаксиальных, полосковых и мик-
ропол осковых конструкций [4, 21, 22, 30—32], на мм вол-
нах в настоящее время — только в виде волноводных
[24, 33]. Рассмотрим конструкции смесительных камер
на примере волноводных устройств (рис. 2.10, 2.11,
табл. 2.3).
124
Таблица 2.3
Характеристики смесительных камер рис. 2.10
Конст эукция камеры Свых'- п$ При Яо ~ 100 ом и /0 = 10 Раб 'о Раб- ма
Рдмакс а Ifo. %
а 6—7 2—2,5 >11 0,8
б 6—8 2,5—3 >10 1
в 7—9 2—2,5 >9 0,6
* Емкость нижнего вывода ПЧ и тока 70 (включая емкость корпуса диода).
Смесительные камеры с диодами патронного типа
обычно представляют собой короткозамкнутый отрезок
волновода, на некотором расстоянии от короткозамы-
кающей (задней) стенки которого (около Ло/4) с по-
мощью специального держателя устанавливают диод
(рис. 2.10,61, б). Размеры поперечного сечения волновода
обычно берут стандартными для заданного диапазона
частот. В тех случаях, когда высота диода меньше стан-
дартной высоты волновода, для облегчения широкопо-
лосного согласования диода с волноводом используют
волноводы пониженной высоты при стандартном разме-
ре широкой стенки. При этом из волновода устраняются
штыри, поддерживающие диод, и обусловленная ими
реактивность.
Обычно камеры с диодами патронного типа имеют
один общий вывод для ПЧ и постоянного тока, который
выполняют со стороны разрезного гнезда-цанги, обеспе-
чивающего пружинный контакт со штырем диода. Цангу
изолируют от корпуса камеры диэлектрическими шай-
бами (фторопласт-4 или слюда) и СВЧ дросселем.
Однако при конструировании балансных смесителей
(§ 2.4) бывает необходимо иметь раздельные выводы
для токов ПЧ и /0. В таких случаях изолируют от кор-
пуса камеры и второй вывод диода (его головку) с по-
мощью СВЧ дросселя или диэлектрической шайбы. Ва-
рианты таких конструкций диододержателей показаны
на рис. 2.10,а, б (варианты А и Б).
Применение в этих камерах СВЧ дросселей (точнее — СВЧ дрос-
сель плюс Z/4-отрезок коаксиальной линии) обеспечивает бесконтакт-
ное короткое замыкание для токов СВЧ в плоскости широких стенок
125
Рис. 2.10.
1Z2.
Вариант А
Рис. 2.10.
Вариант Б
Рис. 2.10. Конструкции смесительных камер см и мм диапазонов волн:
а) для 3-см диапазона, диоды типа Д405А, Б, АП, БП; б) для 2-см диапазона, кремниевый ТКД; в) для 8-мм диапазона,
кремниевый ТКД коаксиального типа; / — диод; 2 — СВЧ дроссель; 3 — диододержатель; 4 — диэлектрическая втулка (фторо-
пласт-4); 5~ -вывод ПЧ и тока /о; 6 — цанговое гнездо; 7 — верхний вывод тока /0; 8 — диэлектрическая прокладка (слюда или
фторопласт-4), через емкость которой замыкается СВЧ ток, 9 — ступенчатый переход с высоты волновода 5,4 мм на 8 мм; 10 —
плавный переход от //-волновода к стандартному прямоугольному; 11— верхний вывод ПЧ и тока /п.
волновода (в точках Ьс на рис. 2.9). Два Х/4-отрезка коаксиальной
линии, вложенные друг в друга и образующие’ дроссельную систему,
имеют разные волновые сопротивления: короткозамкнутый %/4-отре-
зок должен иметь возможно большее значение W, волновое сопро-
тивление соединяющего его с волноводом второго отрезка должно
быть возможно меньше. Точная длина этих отрезков определяется
при экспериментальной отработке из условия получения СВЧ развяз-
ки между камерой и низкочастотным выходом (для ПЧ или /0) не
Рис. 2.11. Смесительные камеры см и мм диапазонов волн с диодами
патронного (а, б), коаксиального (в) и волноводного (г) типов.
менее 17—-20 дб в полосе Д/раб (подробнее см. [3, гл. XIV]). Это
обеспечит пренебрежимо малые потери СВЧ энергии на излучение
в цепь низкой частоты и исключит влияние изменения условий в ней
на величину этого излучения. Особенно важно для минимума излу-
чения точно подобрать длину короткозамкнутого отрезка, так как
при этом обеспечивается нуль СВЧ тока в месте перехода одного
отрезка в другой. Находящаяся в этом месте небольшая конструк-
тивная емкость (5—7 пф), образованная изолирующими опорными
шайбами, является полезной, поскольку опа усиливает действие СВЧ
дросселя. Конструкция верхнего СВЧ дросселя на рис. 2.10,а отли-
чается от нижнего тем, что короткозамкнутый %/4-отрезок заполнен
фторопластом-4 (по конструктивным соображениям) и находится
«внутри» отрезка с низким IT, ибо в противном случае диаметр пер-
вого отрезка был бы слишком велик и в нем могли бы возникнуть
колебания высших типов.
Смесительные камеры с диодами коаксиального типа
часто делают на П- или //-волноводе (рис. 2.10,в) *>, что
обусловлено следующими соображениями. /7- и //-волно-
воды по сравнению с прямоугольным волноводом при
одинаковых внешних размерах обладают более низкой
критической частотой (большей рабочей полосой частот),
меньшим волновым сопротивлением и меньшей зависи-
Примеры конструкций камер для коаксиальных диодов на
прямоугольных волноводах см. в [3, стр. 258].
мостью этого сопротивления от частоты [34]. Это упро-
щает задачу широкополосного согласования таких вол-
новодов с коаксиальным диодом, имеющим W~ 65 ом.
Используя П- или //-волноводы, удается в одной камере
реализовать всю весьма большую рабочую полосу ча-
стот коаксиального диода (30—40%) [19, 35, 36]. Вход-
ной отрезок волновода такой камеры выполняют в виде
плавного (рис. 2.10,в) или ступенчатого перехода от П-
или //-профиля к прямоугольному. Как видно из
рис. 2.10,в, камера для коаксиального диода представ-
ляет собой по существу волноводно-коаксиальный пере-
ход сизолированным от корпуса волновода центральным
проводником коаксиала. Коаксиальные отрезки СВЧ
дросселя здесь, в отличие от рис. 2.10,а, б, не «вложены»
друг в друга, а располагаются последовательно*). Три-
полярная конструкция диода позволяет изменять поляр-
ность его включения в схему балансного смесителя: в за-
висимости от того, с какого вывода диода (нижнего или
верхнего) снимают напряжение ПЧ для подачи на УПЧ,
диод оказывается включенным в прямой или обратной
полярности (рис. 2.10,в, варианты А и Б).
Смесительная камера с диодом волноводного типа
(рис. 2.11,г; 2.22,6) по существу представляет собой
чисто конструктивный элемент — диододержатель, т. к.
собственно смесительной камерой является диод. Кон-
струкция последнего и его особенности рассмотрены
в п. 2.2.2. Диододержатель имеет коаксиальный вывод
ПЧ и тока /о и обеспечивает соединение входа диода
с подводящим волноводом.
Диоды типа «волноводная вставка» (п. 2.2.2, рис. 2.4)
позволяют создавать смесительные камеры в необходи-
мом разработчику участке диапазона коротких мм волн
аналогично тому, как это делают на см волнах с диода-
ми патронного типа. Диод зажимают между двумя от-
резками волновода, один из которых является входным,
а второй — короткозамкнутым (рис. 2.12) [17]. В на-
страиваемой камере минимальный КСВ в заданной по-
лосе частот Д/раб достигается двумя регулировками: про-
дольным перемещением короткозамыкающего поршня и
поперечным (перпендикулярно оси волновода) переме-
♦) На мм волнах в качестве короткозамкнутого %/4-отрезка ли-
нии СВЧ дросселя нередко оказывается удобнее использовать отре-
зок не коаксиальной, а радиальной линии [2, 3].
щением пластины диода (волноводной вставки). Послед-
нее оказывается возможным благодаря тому, что раз-
мер широкой стенки волновода-вставки больше, чем
у смежных с ним волноводов стандартной ширины.
При поперечном перемещении диода-вставки можно найти такое
положение, при котором активная проводимость диода будет согла-
сована с проводимостью подводящего волновода. Такой метод согла-
сования активной проводимости выпрямляющего контакта основы-
Рис. 2.12. Настраиваемая смесительная камера с диодом типа «вол-
новодная вставка» [17]:
I — диод-вставка; 2 — гнездо-цанга; 3 — вывод ПЧ и /0; 4 — волноводный канал
диода-вставки, более широкий по сравнению со стандартным; 5 — короткоза-
мыкающий поршень для настройки камеры; 6 — волноводный вход камеры.
вается на изменении степени связи последнего с полем волновода,
напряженность которого в поперечном сечении для волны Яю, как
известно, уменьшается косинусоидально от центра к боковой стенке.
После согласования активных проводимостей остается только ском-
пенсировать реактивную составляющую проводимости диода, обу-
словленную индуктивностью контактной пружины и поддерживающе-
го ее штыря, емкостью контакта, расширением волновода на толщине
вставки и другими причинами. Такая компенсация обеспечивается
перемещением плунжера, т. е. подбором соответствующей величины
и знака реактивной проводимости короткозамкнутого отрезка волно-
вода, включенного параллельно диоду. Рассмотренный метод согласо-
вания диода-вставки используется также при согласовании диодов
патронного типа со смесительной камерой.
2.3.3. Экспериментальная отработка
смесительных камер
В -настоящее время для расчета СВЧ схем все в боль-
шей степени используют ЭВМ [22, 37]. Тем не менее
практическая разработка коротковолновых волноводных
устройств, в том числе и смесительных камер, произво-
дится в значительной степени экспериментальными ме-
тодами. Это обусловлено тем, что, как уже указывалось
(п. 2.2.3), импеданс диода зависит не только от размеров
и свойств его элементов, но и от местоположения диода
в волноводе, в результате расчет его импеданса стано-
вится весьма сложным и громоздким.
Задачей экспериментальной отработки является в ко-
нечном счете определение электрических размеров *) ка-
меры (размеры элементов СВЧ дросселей, местоположе-
ние диода относительно стенок волновода), при которых
в требуемой полосе Д/раб достигается минимальный КСВ
и минимальные потери £кам в рабочем режиме диода,
т. е. при рабочих значениях /о, 7?0. Приближенные
значения оптимальных величин тока /оопт и напряжения
смещения i/оопт, соответствующих минимуму коэффи-
циента шума данного типа диода, обычно бывают из-
вестны из справочных данных (для ТКД /оопт — 0,5 ч-
1 ма). Эти значения и выбирают в качестве рабочих при
отработке камеры. Сопротивление Rq обычно равно 50—
100 ом. Следует отметить, что изменение тока диода /о
относительно величины, при которой производилась от-
работка согласования камеры, приводит к изменению
входного КСВ, однако это изменение обычно не очень
велико при изменении /о в значительных пределах
(рис. 2.13).
Выше уже излагались исходные соображения по вы-,
бору электрических размеров элементов СВЧ дросселей,
используемых в камере. Эти размеры следует экспери-
ментально уточнить до начала отработки согласования
камеры с помощью специально изготовленных для этих
целей вспомогательных волноводных устройств, исходя
из условия обеспечения бесконтактного короткого замы-
кания и минимума излучения в сторону низкочастотного
вывода.
Далее приступают к определению местоположения
диода патронного типа в камере, соответствующего наи-
*) См. сноску на стр. 96.
лучшему согласованию. При этом необходимо учиты-
вать, что любое перемещение диода в камере вызывает
изменение как активной, так и реактивной составляю-
щей ее входной проводимости. Однако, как показывает
опыт, при поперечном перемещении от центра к одной
из боковых стенок меняется главным образом входная
активная проводимость (как и в вышерассмотренном
случае перемещения диода-вставки), а перемещение
диода вверх или вниз вдоль своей оси изменяет в основ-
Рис. 2.13. Влияние изменения тока диода на входной КСВ смеситель-
ной камеры (три экземпляра диодов в камере рис. 2.10в).
характер изменения входной проводимости камеры объ-
ясняется тем, что перемещение диода в ней приводит
к некоторому изменению эквивалентных параметров
корпуса диода LK, Ск и, следовательно, к изменению
коэффициента трансформации составляющих активного
сопротивления диода (R, г) к его внешним клеммам.
Из изложенного вытекает следующая целесообразная последова-
тельность согласования диода в камере: 1) установить расстояние от
оси диода до задней стенки равным Ло/4; 2) осевым перемещением
диода вверх — вниз добиться минимальной реактивной составляющей
проводимости камеры; 3) поперечным перемещением диода добиться
согласования активной проводимости камеры, т. е. ее равенства
волновой проводимости волновода; 4) перемещением задней стенки
(плунжера) скомпенсировать реактивную проводимость камеры до
нуля. Такова схема процесса согласования, который практически вы-
полняют в специальной диодной камере (рис. 2.14), содержащей ре-
гулируемый плунжер и позволяющей плавно перемещать диод в по-
перечном направлении с помощью передвижной каретки с диододер-
жателем.
Учитывая, что различные экземпляры диодов одного и того же
типа имеют разброс импеданса [2, 3, 8], экспериментальную отработ-
ку камеры производят, используя достаточно большое число диодов
(15—25 шт.) с разными датами изготовления. Работу выполняют
в следующей 'последовательности. На средней частоте fo после со-
гласования в диодной камере (рис. 2.14) по минимуму КСВ произ-
вольного экземпляра диода с помощью измерительной линии [38]
измеряют входной импеданс (или полную проводимость) камеры
с диодами всей подготовленной партии и наносят его на круговую
диаграмму Вольперта — Смита, как показано на рис. 2.15. По полу-
Рис. 2.14. Диодная камера для экспериментальной отработки элек-
трических размеров смесительных камер с диодами патронного типа:
1 — регулируемый поршень с плоской короткозамыкающей стенкой; 2 — диодо-
держатель; 3 — каретка для поперечного перемещения диода; 4 — входной
фланец.
ченной таким образом области импедансов, занимаемой диодами на
диаграмме, определяют так называемый «средний» диод (1—2 шт.),
импеданс которого лежит в центре области, и несколько «граничных»
диодов, располагающихся по периметру этой области. Далее на той
же частоте fQ тем же методом (пп. 1—4) согласовывают средний
диод в камере, после чего на средней, промежуточных и крайних
частотах диапазона Д/раб измеряют импедапсы среднего и граничных
диодов и наносят их на круговую диаграмму. Согласование считается
хорошим, если на каждой частоте область импедансов этих диодов
занимает центральную часть диаграммы приблизительно вокруг ее
центра (р=1), а максимальный КСВ не превышает 2—2,5.
Если это достигнуто, то аналогичную диаграмму импедансов
строят для всей подготовленной партии диодов, чтобы убедиться
в том, что все диоды лежат в пределах ранее полученной области
импедансов (рис. 2.15). Если же после согласования среднего диода
с граничными вышеуказанный результат не достигается, то по место-
положению на круговой диаграмме полученной области импедансов
легко установить, какую составляющую входного импеданса камеры
(активную или реактивную) и в каком направлении (уменьшить или
увеличить) следует изменить, чтобы эта область переместилась
в центр диаграммы. После этого изменением положения диода и
плунжера и повторного измерения импедансов добиваются нужного
результата. Далее на основе полученных электрических размеров
134
изготавливают камеру с фиксированной настройкой вида рис. 2.10,а, б
(обычно 2—3 шт.) и производят контрольное измерение импедансов
и построение диаграмм.
Описанный процесс согласования и отработки камеры может
быть более наглядным и может быть существенно ускорен, если
измерение импедансов камеры в полосе частот Afpa6 производить
автоматическим измерителем импедансов (импедографом). Следует
только учитывать, что СВЧ мощность, поступающая от импедографа
на испытуемый элемент (камеру), не регулируется и может отли-
чаться от требуемой величины Рг опт. В таком 'Случае, учитывая
относительно слабую зависимость импеданса диода от Рг (рис. 2.13),
можно с помощью импедографа провести предварительную отработ-
ку электрических размеров камеры и уточнить их (если потребуется)
при окончательных измерениях импедансов с помощью измерительной
линии.
Аналогичными методами производят экспериментальную отработ-
ку согласования неволноводных смесительных камер (коаксиальных,
полосковых, микрополосковых). В этом случае только согласование
активной составляющей импеданса диода с волновым сопротивле-
нием линии передачи W производят соответствующим выбором вели-
чины W в месте расположения диода и использованием трансформи-
рующих %/4-отрезков линии на входе камеры .(подобно рис. 2Л0,6).
Процесс отработки камеры для коаксиальных диодов
(рис. 2.10,в) проще, чем для диодов патронного типа,
поскольку, как уже указывалось, она представляет со-
бой волноводно-коаксиальный переход, который доста-
точно согласовать в заданной полосе Д/раб при подклю-
чении к нему согласованной коаксиальной нагрузки
вместо различных экземпляров диодов. Нагрузка долж-
на иметь р<1,05 и конструкцию коаксиального входа
такую же, как у диода. Например, камера, конструкция
которой изображена на рис. 2.10,в, с такой нагрузкой
имеет 1,2-т-1,3 в полосе A//fo=9°/o.
Потери в смесительной камере, обусловленные по-
глощением и излучением СВЧ колебаний (£Кам), могут
быть измерены методом, описанным в [38, § 11.5]. Этот
метод сводится к измерению входного импеданса четы-
рехполюсника (объекта измерения потерь) при несколь-
ких расстояниях до короткозамыкающего поршня на
его выходе. Поэтому такой метод особенно легко ис-
пользовать для измерения Лкам камер под коаксиальные
диоды (рис. 2.10,в), так как в этом случае достаточно
вставить в камеру вместо диода коаксиальный коротко-
замыкатель, имеющий регулируемый поршень, и можно
производить измерения. Для измерения таким методом
потерь Анам в камерах с диодами патронного типа
(рис. 2.10,а, б) необходимо заменить диод металличе-
ской вставкой, имеющей размеры диода, а вместо зад-
Рис. 2.15. Круговая диаграмма входных импедансов
лярами
О—частота f0; ^—частота (f0—500) Мгц\
смесительной камеры рис. 2.10,а с различными экземп-
диодов:
—частота (fo+500) Мгц.
йеи стенки установить регулируемый поршень. Такие
измерения, очевидно, легко произвести с камерой, изо-
браженной на рис. 2.14.
2.4. Широкополосные смесители
Рассматриваемые здесь широкополосные смесители
характеризуются широкой полосой Afpa6 и являются
«широкополосными» в смысле равенства нагрузок диода
на частотах fc и /3 (§2.1). Схема смесителя имеет два
СВЧ входа (для подведения мощностей Рс и Рг) и вы-
ход сигнала ПЧ. Вывод цепи постоянного тока диода
(4 Uo) делают либо отдельным, либо его совмещают
свыходомПЧ (рис. 2.16). Как уже указывалось (п.2.2.3),
Рис. 2.16. Схема небалансного смесителя и цепи постоянного тока
диода:
1 — направленный ответвитель; 2 — согласованная нагрузка; 3 — смесительная
камера; 4 — УПЧ; Ц, Ь2 — входной автотрансформатор; Сбл — блокировочный
конденсатор; Ьф, — индуктивность и емкость фильтра; цА — микроампер-
метр для измерения /0; Ro — шунт микроамперметра.
для контроля исправности смесителя и гетеродина из-
меряют величину тока /о с помощью прибора на пульте
контроля РЛС, расположенного обычно довольно да-
леко от смесителя. Поэтому измерение /о производят не
непосредственным включением миллиамперметра в цепь
постоянного тока диода, а с помощью шунта Ro, вклю-
ченного в цепь /о постоянно и являющегося ее нагрузкой.
На время измерения /о к шунту подключают микро-
амперметр пульта контроля, имеющий сопротивление,
много большее величины 7?о и градуированный в милли-
амперах с учетом шунта Ro- Для предотвращения по-
падания на вход УПЧ из цепи измерения /0 вредных
«наводок» в эту цепь обязательно включают несколько
ячеек (две-три) фильтра нижних частот (Аф, Сф), при
138
этом часто используют значения Лф —50 мкгн, Сф = СбЛ~
1 000 пф.
В зависимости от схемы построения смесители делят
на небалансные (НБС), называемые еще однотактными,
и балансные (БС), или двухтактные.
2.4.1. Небалансный смеситель (НБС)
Схема такого смесителя является простейшей и пред-
ставляет собой смесительную камеру, на входе которой
установлен элемент связи с гетеродином (рис. 2.16).
В качестве элемента связи используют направленный
ответвитель (п. 5.2) или окна ненаправленной связи
между линиями сигнала и гетеродина [3]'. Во всех слу-
чаях основное требование, предъявляемое к элементу
связи, сводится к тому, чтобы потери сигнала РС) обус-
ловленные ответвлением в цепь гетеродина (мощность
утечки РСут на рис. 2.16), были малы, т. к. эти потери
LT=Pd(Pc—РСут) приводят к возрастанию коэффициен-
та шума FCy аналогично влиянию потерь £д, А0Тр, Аам-
Результирующие потери преобразования сигнала в сме-
сителе равны
^СМ=,-^дО • £отр • FKaM • (2.10)
где Адо — потери преобразования диода при рд= 1. Для
получения Аут/А<Ю% (Fr<?0,4 дб) необходимо,
чтобы переходное ослабление направленного ответви-
теля было £по>Ю дб. Это означает, что мощность Авх,
подводимая к гетеродинному входу смесителя, должна
более чем на порядок превосходить мощность РГ, подво-
димую к диоду, т. е. необходим достаточно младший
гетеродин. Последнее является существенным недостат-
ком НБС.
Еще более важным фактором, ограничивающим при-
менение НБС, является возрастание его коэффициента
шума из-за преобразования амплитудных шумов гете-
родина, сопровождающих гармонические колебания по-
следнего на несущей частоте fr (§ 4.1). Действительно
при попадании на смесительный диод колебаний гетеро-
дина РГ вместе с сопровождающими их амплитудными
шумами Апг (рис. 2.17) все боковые спектральные со-
ставляющие последних будут преобразовываться в шу-
мы разностной частоты точно так же, как слабый по-
лезный сигнал Рс преобразовывается в сигнал ПЧ. При
этом практическое значение имеют только составляю-
щие шума, располагающиеся в окрестностях частот fc
и f3 в полосе шириной Д/пч, т. к. именно эти составляю-
щие спектра шумов после преобразования в смесителе
лают шумы промежуточной частоты и поэтому оказы-
ваются в полосе пропускания УПЧ (рис. 2.17). Они
добавляются к собственным выходным шумам диода и
гем самым увеличивают коэффициент шума смесителя.
Этот эффект особенно велик при работе с низкой ПЧ
(в диапазоне допплеровских частот) и на мм волнах,
т. к. в обоих случаях мощность шумов гетеродина зна-
Рис. 2.17. К процессу преобразования шумов гетеродина в смесителе:
РШГ(Л “ огибающая спектральной плотности мощности шума гетеродина; за-
штрихованные области—участки спектра шумов гетеродина, которые после
преобразования попадают в полосу пропускания УПЧ.
Из-за указанных недостатков НБС в современных
приемниках РЛС применяют весьма редко. Вместо них
используют балансные смесители, не имеющие этих не-
достатков. Вопросы проектирования НБС подробно изло-
жены в [3].
2.4.2. Балансные смесители
а) Подавление шумов гетеродина. Схема БС вклю-
чает два диода и элемент их связи с источниками сиг-
нала и гетеродина. В качестве такого элемента связи
НО
обычно используют четырехплечные СВЧ мосты (щеле-
вые, шлейфовь^, кольцевые, Т-мосты), к двум плечам
которых подключают диоды, а к двум другим подводят
соответственно PG и Рг. Работа БС основана на равном
распределении мощностей Рс и Рг между двумя диода-
ми, но с определенными относительными фазовыми
сдвигами, при которых на выходе БС в цепи ПЧ про-
исходит суммирование преобразованных диодами сиг-
налов Рс и подавление преобразованных шумов гетеро-
дина Ршг. Поясним этот принцип подавления шумов на
примере широко распространенного БС, использующего
щелевой мост (рис. 2.18). Для наглядности представим
процесс преобразования частоты в виде процесса моду-
ляции напряжения гетеродина напряжением сигнала
(результирующее модулированное СВЧ напряжение
рис. 2.18,в) и последующего детектирования напряже-
ния диодом. В результате детектирования на вы-
ходе каждого диода будет выделена огибающая этого
напряжения представляющая собой напряжение
ПЧ(рис. 2.18,г). При этом полагаем, что диоды иден-
тичны, а щелевой мост идеален, т. е. он обеспечивает
равное деление входной мощности между диодами с от-
носительным фазовым сдвигом 90° (§5.1).
Как видно из рис. 2.18, при разнополярном включении
диодов их выходные напряжения «пч1 и иПчг при пре-
образовании Рс равны по амплитуде и фазе, а при пре-
образовании Ртттг эти напряжения равны по амплитуде,
но противоположны по фазе. Следовательно, если вы-
ходы диодов и их нагрузки по ПЧ соединить параллель-
но, т. е. подключить диоды к общей нагрузке ПЧ
с удвоенной по сравнению с первоначальной проводи-
мостью (например к входной цепи УПЧ), то результи-
рующее напряжение ПЧ от сигнала Рс на этой нагрузке
останется неизменным (цПч = ^пч1 = ^пч2), а выделяющая-
ся в ней мощность РСпч будет равна сумме выходных
мощностей ПЧ обоих диодов. В то же время результи-
рующее напряжение ПЧ преобразованных шумов гете-
родина будет, очевидно, равно нулю. Таким образом,
шумы гетеродина оказываются подавленными, а полез-
ный сигнал полностью выделяется во входной цепи УПЧ.
Рассмотренную схему БС с разнополярным включением
диодов называют схемой БС с однотактным выходом.
В схеме БС с одинаковой полярностью включения
диодов (рис. 2.18,6), называемой также схемой с двух-
тактным выходом, соотношение фаз выходных напряже-
ний ПЧ (ипч1 и и'пчг, рис. 2.18,а) прямо противоположно
только что рассмотренному. Поэтому сложение выход-
ных мощностей ПЧ полезного сигнала и подавление на-
пряжений ПЧ шумов гетеродина в такой схеме БС про-
изводят с помощью специального балансного трансфор-
матора ПЧ |[3, 25], к двум первичным обмоткам которого
подключают выходы диодов БС. Две вторичные обмотки
этого трансформатора намотаны в противоположных
направлениях, в результате чего соотношение фаз на-
пряжений ПЧ на концах этих обмоток становится таким
же, как и на выходе диодов в БС с однотактным выхо-
дом. Таким образом, с помощью балансного трансфор-
матора ПЧ схема БС с двухтактным выходом сводится
к схеме с однотактным выходом. Однако использование
на входе УПЧ балансного трансформатора с хорошей
симметрией плеч (для получения достаточного подавле-
ния шумов гетеродина) представляет собой определен-
ное усложнение как самой входной цепи УПЧ, так и ее
настройки. Поэтому схему БС с двухтактным выходом,
представляющую собой одну из первых схем балансного
смесителя, в настоящее время используют редко. В даль-
нейшем мы будем рассматривать только схему БС
с однотактным выходом, поскольку она получила пре-
имущественное распространение.
Как следует из рассмотренного механизма подавле-
ния шумов гетеродина в схеме БС, любой сигнал, под-
водимый к гетеродинному входу БС, окажется на вы-
ходе БС подавленным подобно шумам гетеродина. Это
свойство БС характеризуют коэффициентом подавления
шумов гетеродина (5Ш), определяемым как отношение
номинальных мощностей выходных сигналов ПЧ при
поочередной подаче на сигнальный и гетеродинный вхо-
ды БС сигналов одного и того же уровня. Величина Зш
обычно лежит в пределах 15—30 дб. Выигрыш в коэф-
фициенте шума в результате подавления шумов гетеро-
дина зависит от уровня последних (от типа гетеродина)
и величины Зщ. При использовании отражательного
клистрона в качестве гетеродина снижение Fcy за счет
использования БС обычно составляет 2—5 дб (см вол-
ны) и 5—15 дб (мм волны). При работе с низкой /Пч
(допплеровские частоты) выигрыш в величине FCy су-
щественно возрастает из-за значительно большего уров-
142
Рис. 2.18. Фазовые соотношения в БС на щелевом мосте при пре-
образовании сигнала и шумов гетеродина:
а) схема БС с разнополярным включением диодов (нагрузочные цепи диодов
по ПЧ и постоянному току не показаны); б) схема включения диодов в оди-
наковой полярности; в) векторные диаграммы СВЧ напряжений на диодах
БС при преобразовании сигнала Рс (вверху) и шумов гетеродина Ршг (вни-
зу); U s — векторная сумма СВЧ напряжений сигнала Uc (или шумов гете-
родина (7ШГ) и гетеродина Ur на каждом из диодов; г) огибающие продетек-
тированных напряжений U £ (выходные напряжения ПЧ) на выходе каждого
диода при преобразовании Рс (вверху) и Ршг (внизу); 1, 2 — диоды; 3—сме-
сительные камеры; 4 — щелевой мост.
ня шумов гетеродина при таких значениях /Пч (рис. 2.17,
§§ 4.1, 4.2).
Заметим, что при принятых условиях идентичности
диодов и идеальности моста результирующие потери пре-
образования БС, очевидно, равны потерям преобразова-
ния одного диода Ад (каждый диод преобразовывает
только половину мощности Рс), а выходное сопротивле-
ние БС равно R^I2. Легко также показать, что при этом
шумовое отношение БС остается равным величине /д
одного диода.
Заметим также, что частотные шумы гетеродина не
подавляются схемой БС и переносятся на выходной сиг-
нал ПЧ [39]. Это обстоятельство имеет значение в при-
емных устройствах с когерентным детектированием сиг-
нала [6], при котором частотные шумы преобразуются
в амплитудные.
б) Преимущества балансных смесителей. Подавле-
ние шумов гетеродина является основной причиной пе-
рехода от НБС к БС и основным преимуществом послед-
него. Наряду с этим БС обладает и рядом других пре-
имуществ по сравнению с НБС:
1. Необходимая мощность гетеродина на входе БС
равна удвоенной мощности Ръ подводимой к каждому
диоду (или к диоду НБС) и, следовательно, существен-
но меньше величины РГвх, требуемой для НБС. Это
позволяет использовать маломощные гетеродины, в ча-
стности гетеродины на полупроводниковых диодах (§4.4).
2. В схеме БС, в отличие от НБС, можно практи-
чески пренебречь влиянием потерь сигнала на ответвле-
ние в цепь гетеродина, т. е. в (2.10) можно принять
Аг—1, так как развязка между плечами сигнала и ге-
теродина используемых в БС мостов обычно превышает
15—17 дб.
3. Можно показать, что в схеме БС происходит по-
давление четных гармоник разностной (промежуточной)
частоты, т. е. подавляются гармоники выходного сигна-
ла, имеющие частоту /вых = п/;раз:=:п|/;г—fc I, где п = 2,
4, 6, ... Это означает, что при подаче на вход БС сиг-
нала частоты f'c=fr±fm/nf сигнал на выходе БС будет
подавлен. Указанное свойство БС, очевидно, повышает
помехоустойчивость приемника к сигналам помех часто-
ты f'c и весьма полезно для смесителя АПЧ (п. 2.8.1).
4. Поступающая на каждый диод БС от устройства
защиты приемника просачивающаяся мощность в два
144
раза меньше, чем у НБС. Это позволяет использовать
УЗП с большей Лтрос либо повысить надежность защи-
ты при прочих равных условиях.
5. Схема БС с определенным типом мостов сущест-
венно уменьшает мощность гетеродина, просачиваю-
щуюся из смесителя в тракт антенны (обычно более, чем
на порядок, по сравнению с НБС), что позволяет уве-
личить скрытность работы пассивной РЛС.
в) Схемы БС с однотактным выходом. Эти схемы БС
можно разделить на схемы с независимым и последова-
ff)
Рис. 2.19. Схемы балансных смесителей с однотактным выходом
с независимым (а) и последовательным (б) включением диодов по
постоянному току и соответствующие им схемы входной цепи УПЧ:
1 — балансный смеситель; 2 — УПЧ; 3 — цепь измерения /0; Тр — раздели-
тельный трансформатор; 2?в с — вспомогательное сопротивление; Д1, Д2 —
диоды.
10—38
145
тельным Включением диодов по постоянному току /о
(рис. 2.19). В типичной схеме БС с независимым вклю-
чением диодов по току /о (рис. 2.19,а) выходные сиг-
налы диодов по ПЧ складываются во входной цепи УПЧ
с помощью разделительного трансформатора (или раз-
делительного конденсатора), который одновременно
обеспечивает независимые цепи для токов /oi и Дг. Сое-
динение БС со входом УПЧ осуществляется двумя сое-
динителями (во многих случаях двумя кабелями). По-
следнее обычно увеличивает выходную емкость БС, что
нежелательно, т. к., приводит к возрастанию коэффи-
циента шума широкополосных УПЧ [1, 25]. Кроме того,
в этой схеме БС из-за независимости цепей токов Ди, Дг
необходим контроль каждого из них.
В схеме рис. 2.19,6 [40] диоды включены по ПЧ па-
раллельно, а по постоянному току — последовательно
(предполагается, что влиянием сопротивления Две на
ток Д можно пренебречь, т. к. ДВс»Дд), при этом
у одного из диодов изолированы от корпуса оба вывода
(рис. 2.10). Здесь достаточно иметь только одну цепь кон-
троля тока 1о, т. к. последний является общим для обоих
диодов; одновременно оказывается возможным сделать
для них и общий вывод сигнала ПЧ, т. е. БС имеет еди-
ный выход ПЧ. Очевидно, что в этом случае схема
входной цепи УПЧ практически та же, что и при работе
с НБС. Таким образом, по цепям ПЧ и постоянного тока
рассматриваемая схема БС сохраняет преимущества
простоты схемы и конструкции НБС. Заметим, что со-
противление Две является вспомогательным: в случае
выхода диода Д2 из строя «на разрыв» *> (из-за выго-
рания или по другой причине) его цепь будет разорвана,
поэтому постоянный ток диода Д1 (Д1) потечет только
через Две и не будет равен нулю, как это было бы при
отсутствии Две- В результате, несмотря на существенное
уменьшение /oi (вследствие Двс^>Дд) по сравнению с его
номинальной величиной, чувствительность приемника
упадет не столь значительно (на ~ 8-4-10 дб), как это
было бы при отсутствии /?вс. Как показано в [40], при
работе с ТКД подходящей величиной является ДВс==
= 3-4-4 ком.
*) При выходе диодов из строя «на короткое замыкание» паде-
ние чувствительности очень велико со всеми рассмотренными схема-
ми БС в равной степени.
Последовательное включение диодов по постоянному
току, наряду со схемно-конструктивным упрощением БС
и УПЧ, приводит к некоторому улучшению электриче-
ских характеристик БС по следующим причинам.
1. Легко показать (40], что в схеме рис. 2.19,6 эффек-
тивное сопротивление нагрузки диодов по постоянному
току в два раза меньше (при идентичных диодах), чем
в схеме рис. 2.19,а, т. е. при равных /о и 7?о отрицатель-
ное напряжение автосмещения Uq, действующее на дио-
ды, в первой схеме будет в два раза меньше, чем во вто-
рой. Это несколько улучшает параметры диодов (п. 2.2.4).
2. В общем случае неидентичности параметров дио-
дов ток /о, устанавливающийся в схеме рис. 2.19,6, имеет
некоторое промежуточное значение между величинами
токов /о1 и /о2> которые протекали бы в схеме рис. 2.19,а.
Следовательно, и параметры диодов, зависящие от этих
токов (п. 2.2.4), должны сближаться между собой, т. е.
схема рис. 2.19,6 обладает некоторым симметрирующим
действием. Последнее приводит к увеличению подавле-
ния шумов гетеродина (Sm), поскольку значение Sm тем
больше, чем выше симметрия параметров диодов. Экс-
периментальное исследование БС, проведенное автором
на см [40] и мм волнах, показало, что возрастание Sm
(на 6—10 дб) и соответствующее снижение коэффициен-
та шума FCy (на 0,5—1,5 дб) в результате последова-
тельного протекания тока /0 тем больше, чем значитель-
нее отличаются токи диодов /он Z02 при их независимом
протекании, т. е. чем больше разброс параметров диодов
в паре. Отсюда также следует, что если в процессе экс-
плуатации параметры диодов по тем или иным причи-
нам изменяются в неодинаковой степени, то изменение
общих характеристик БС с последовательной цепью /о
будет меньше, чем при независимом протекании токов,
т. е. рассматриваемая схема БС обладает более стабиль-
ными характеристиками.
По указанным причинам эта схема БС получила рас-
пространение, вследствие чего в основном она и будет
рассматриваться ниже.
Следует отметить, что в БС наряду с мостами типа
щелевого, которые используют наиболее часто из-за
широкополосное™, компактности и простоты изготовле-
ния, применяют также свернутые 7-мосты и кольцевые
мосты, создающие сдвиг фаз в плечах 0° и 180° (§ 5.1).
В схеме БС с этими мостами в отличие от рассмотрен-
Ю* 147
ной схемы с щелевым мостом (рис. 2.18) к диодам под-
водятся колебания Рс и Рг соответственно в одинаковой
и противоположной фазах (или наоборот). Хотя это
обстоятельство никак не меняет рассмотренные выше
свойства БС, однако оно изменяет величину развязки
между гетеродинным и сигнальным плечами БС и вход-
ные импедансы (КСВ) последних. Под развязкой вход-
ных плеч БС Понимают отношение мощности Авх, под-
водимой к одному из входов (например к гетеродинно-
му), к той части этой мощности Авых, которая выходит
(просачивается) из’второго входа (сигнального), т. е.
^раг БС 1вх/Авых. (2.11)
Учитывая уже рассмотренные процессы прохождения
сигналов через БАП (см. § 1.4, рис. 1.27), нетрудно убе-
диться в том, что в БС с щелевым мостом (создающим
сдвиг фаз 90°) при подведении мощности, например,
к гетеродинному (или к сигнальному) плечу большая
часть мощности, отраженная от смесительных камер
из-за их неполного согласования (импедансы камер
предполагаются близкими), выйдет из сигнального (или
из гетеродинного) плеча. При этом входные КСВ плеч
БС (рбс) бУДУт ниже большего из двух КСВ камер.
В частном случае идеального моста и идентичных импе-
дансов камер развязка плеч БС и их КСВ будут мини-
мальны и равны
Д33 бс =1 Дд = (Рд + 1 )7(Рд - 1 )2> Рбс =1 • (2-12)
Например, при рд=2-т-2,5 получаем £разБС =9,54-7,4 дб,
т. е. развязка в таком БС может быть весьма низкой.
Для общего случая БС с мостом типа щелевого, прене-
брегая его неидеальностью, из (1.15) и (1.22) можно
получить
L„ к = + ^ + 2Г„ Г«г cos Д9), (2.13)
Гк = 0,5 /Г’,+ !*„ - 2ГД1Ряг cos Д9, (2.14)
где ГД1, Гд2 — коэффициенты отражения камер, ДгО —
разность фаз коэффициентов отражения. Отсюда также
следует, что в частном случае противоположных импе-
148
дансов смесительных камер (ГД1~ГД2, Аб-~180°) развяз-
ка становится очень большой (^раз вс—>оо)> а гбс—^д-
Нетрудно убедиться в том, что при использовании
мостов со сдвигом фаз 0°—180° результаты будут прямо
противоположны, т. е. для этого случая (полагая мост
идеальным) легко получить
4/ (1;, + 1’L - 2Г«Л. cos*»). (2 15)
Гк=0.5 V2Г.,Г„совЙ' (2.16)
Вообще говоря, разность фаз АФ может быть любой
в пределах 0°—180° (рис. 2.15). Однако практически,
как можно судить по имеющимся экспериментальным
данным, значение АФ вблизи 180°, при котором развязка
плеч БС с щелевым мостом максимальна, менее вероят-
но, чем остальные. Так, например, измерения этой раз-
вязки в двух смесителях (рис. 2.19,6) 3-см диапазона
с партией диодов Д405А, АП и Д405Б, БП (по 8 пар)
показали, что в БС с Т-мостом величина £разБС выше,
чем в БС с щелевым мостом, на 7—15 дб. Поэтому мож-
но считать, что в большинстве случаев развязка плеч
БС с мостами типа щелевого, а также их вход-
ной КСВ будут ниже, чем с мостами типа Т-моста. Малая
£раз.БС приводит к излучению заметной доли подводимой
к БС мощности Рг через его сигнальное плечо в тракт
сигнала (антенну), что может быть в некоторых случаях
нежелательным или недопустимым, в частности, из-за
нарушения скрытности работы пассивной РЛС или из-за
создания помех собственному приемному устройству
(например, возможность насыщения или ухудшения
коэффициента шума регенеративного МШУ, стоящего
перед смесителем гл. 3). Вместе с тем следует учиты-
вать, что благодаря некоторым невзаимным свойствам,
которые приобретают БС с девяностоградусным мостом
(при подаче 'сигнала ПЧ на выход БС появляющиеся
в результате его преобразования сигналы fc и /3 выходят
не из сигнального плеча БС, а из гетеродинного), в та-
ком БС значительно уменьшаются или полностью устра-
няются амплитудно- и фазочастотные искажения прини-
маемого сигнала, обусловленные наличием преселектора
на входе [41J.
г) Конструкции балансных смесителей. Использова-
ние схемы БС с однотактным выходом и последователь-
ным включением разнополярных диодов по постоянному
току (рис. 2.19,6) позволяет создавать компактные кон-
струкции смесителей, занимающие малый объем в аппа-
ратуре и обеспечивающие удобный доступ к диодам
(рис. 2.20, 2.21). Выход БС подключают к УПЧ либо
коаксиальным кабелем с малой погонной емкостью, либо
(при необходимости максимально уменьшить входную
Рис. 2.20. Сдвоенная конструкция балансных смесителей 3-сл/ диапа-
зона с однотактным выходом (по схеме рис. 2.19,6):
/ — сдвоенные щелевые мосты (см. рис. 5.4); 2- счетверенные смесительные
камеры (рис. 2.10,а); 3 — выводы ПЧ; 4 — вь оды постоянного тока.
емкость УПЧ) непосредственно — бескабельным коакси-
альным разъемом.
Вывод постоянного тока от одного из диодов БС делают отрез-
ком тонкого кабеля или экранированного провода. Все элементы цепи
измерения тока 10 (7?0, Сбл, Ьф, Сф) заключают в хорошо экраниро-
ванную металлическую коробочку, которую устанавливают на корпу-
се БС (например, на щелевом мосте) либо в любом другом месте
СВЧУ. Однако при значительной длине соединительного кабеля (про-
вода) его электрическая длина может стать близкой к АПч/4, что
приведет к паразитному резонансу в нем, уменьшению и возрас-
танию ?’с у- Для исключения таких явлений целесообразно устано-
вить емкость Сбл непосредственно в держателе диода, тогда длина
кабеля не будет играть никакой роли.
Рис. 2.21. Балансные смесители см волн: со свернутым Т-мостом (а);
с щелевым мостом (б).
При конструировании БС необходимо обращать осо-
бое внимание на то, чтобы контактные соединения
в элементах смесительных камер (диододержатели, ка-
бели, разъемы) были максимально надежными и неиз-
менными во всех условиях эксплуатации.
Следует отметить, что помимо рассмотренных суще-
ствует ряд других конструктивных вариантов построе-
ния малогабаритных БС с однотактным выходом. В ча-
стности, к ним относятся: коаксиально-полосковые БС
с коаксиальными входами [30] (для подключения к по-
следним в ряде случаев требуются коаксиально-волно-
водные переходы); ортомодные БС, в которых мост
отсутствует, а необходимые фазовые соотношения коле-
баний у диодов на частотах fc и fr создаются благодаря
использованию взаимно перпендикулярной поляризации
колебаний этих частот £31]; ЬС на так называемом
орто-7-мосте, представляющем собой свернутый 7-мост
(§ 5.1), у которого за счет 90°-го изгиба Н-плеча вход-
ные фланцы плеч Е и Н параллельны [43, 44]. Неизме-
римо меньшие размеры имеют микрополосковые инте-
гральные БС, работы по созданию которых ведутся в на-
стоящее время очень широко [4, 21, 22, 31, 32].
д) Особенности конструкций балансных смесителей
мм волн. Диоды мм волн обычно имеют коаксиальную и
волноводную конструкцию корпуса (п. 2.2.2), причем,
в отличие от диодов см волн, разнополярные диоды не-
редко отсутствуют. Поэтому до последнего времени БС
мм волн строили по схеме с двухтактным выходом [3,17].
Учитывая преимущества схемы БС с однотактным вы-
ходом и последовательной цепью постоянного тока
(рис. 2.19,6), которые особенно важны в мм диапазоне
волн, где сильно возрастают шумы гетеродина (§ 4.2)
и увеличивается разброс параметров диодов в паре, це-
лесообразно усложнением конструкции БС строить его
по этой схеме с диодами одинаковой полярности. Для
этого необходимо корпус одного из диодов изолировать
по постоянному току и по ПЧ от общего корпуса БС
(сохранив короткое замыкание на СВЧ) и вывести с изо-
лированного корпуса диода напряжение ПЧ. В этом
случае диод оказывается включенным по ПЧ в противо-
положной полярности по сравнению с другим диодом.
Пример такой конструкции БС на диодах волноводного типа
представлен на рис. 2.22. Тонкая диэлектрическая прокладка 2 (фто-
ропласт) толщиной ~0,1-ь0,2 мм и втулка 10 (фторопласт) изоли-
руют диод 1 от общего корпуса БС, при этом прокладка 2 образует
плоский конденсатор, емкость которого создает на СВЧ короткое
замыкание между изолированным фланцем 8 и волноводом моста.
Следует иметь в виду, что эта емкость, также, как емкость между
корпусами диода и диододержателя через втулку 10, включены па-
раллельно выходу БС и «увеличивают его выходную емкость СВЫх.
Поэтому необходимо стремиться к тому, чтобы сумма указанных двух
емкостей была достаточно мала (порядка 74-10 пф). С той же целью
получения минимальной емкости СВЫх кабель 11 должен иметь мини-
мальные длину и погонную емкость.
При использовании триполярных диодов коаксиаль-
ного типа (рис. 2.3,6) с одинаковой полярностью задача
конструирования БС по схеме рис. 2.19,6 решается про-
ще, т. к. у таких диодов оба электрода изолированы от
цилиндрического корпуса, что позволяет включать их
по ПЧ в той или иной полярности. В конструкции такого
БС (рис. 2.23) верхний вывод одного диода соединяется
152
Рис. 2.22. Балансный смеситель
мм диапазона с однотактным вы-
ходом (рис. 2.19,6) на диодах
волноводного типа одинаковой
полярности:
а) схема, б) схематическое изображе-
ние конструкции диодо держателей;
в) общий вид; 1,4 — диоды волновод-
ного типа (рис. 2.3,в); 2 — изоляцион-
ная прокладка; 3 — кольцевой мост;
5 — коаксиальный разъем (выход ПЧ);
6, 10 — изоляционные втулки; 7, 13 —
Фланцы моста; 8 — изолированный
фланец; 9 — контактное кольцо; 11 —
коаксиальный кабель цепи ПЧ; 12 —
экранированный провод (кабель) цепи
/0; 14 — вход Рс; /5 —вход Рг; 16 —
аттенюатор; 17 — коробка с элемента-
ми цепи /о.
отрезком коаксиального кабеля с нижним выводом дру-
гого (противоположной полярности) и эта точка соеди-
нения служит выходом БС по ПЧ (коаксиальный
разъем). Нижний вывод первого диода используется
только для вывода постоянного тока /о, а верхний вывод
второго специальным короткозамыкателем (рис. 2.10,в)
соединяется с корпусом БС. В результате схема БС со-
Рис. 2.23. Балансный смеси-
тель мм диапазона с однотакт-
ным выходом (рис. 2.19,6) на
коаксиальных диодах одинаковой
полярности (рис. 2.3,6):
1 — щелевой мост; 2 — сдвоенные сме-
сительные камеры (рис. 2.10,в); 3 —
выход ПЧ (коаксиальный разъем).
ответствует рис. 2.19,6. Заметим, что, если бы эти диоды
имели бы неодинаковую, а противоположную полярность
выводов, конструкция БС была бы полностью аналогич-
на конструкции рис. 2.20, т. е. была бы проще, компакт-
нее и имела бы меньшую СВых из-за отсутствия кабеля,
соединяющего оба диода по ПЧ, и исключения из цепи
ПЧ емкости верхнего вывода одного из диодов, равной
~ 10 пф.
2.5. Особенности «узкополосных» смесителей
В «узкополосном» смесителе пмпедансы СВЧ нагруз-
ки диода на частотах fc и f3 неодинаковы (§ 2.1), причем
импеданс на частоте f3 стараются сделать чисто реактив-
ным, при котором на зажимах полупроводниковой струк-
туры диода получается либо разомкнутая цепь — холо-
стой ход (режим X. X.), либо короткозамкнутая (режим
К. 3.). При этих условиях, как показано теоретически
и экспериментально [2, 6, 10, 21, 31, 45, 46], потери пре-
образования диода Ад достигают наименьшей величины
по сравнению с другими значениями импедансов па /3.
Это обусловлено тем, что колебания частоты f3, генери-
руемые диодом в процессе преобразования сигнала (за
154
счет части энергии последнего), полностью отражаются
от цепи /3, возвращаются к диоду и преобразовываются
в колебания ПЧ с такой фазой, что мощность результи-
рующего выходного сигнала ПЧ увеличивается. Таким
образом, в узкополосном» смесителе может быть достиг-
нут в принципе наименьший из возможных коэффициент
шума. Практически для создания реактивной нагрузки
цепи f3 «узкополосного» смесителя используют фильтр
СВЧ того или иного типа (полосовой, режекторный,
фильтры верхних иЛи нижних частот), который устанав-
ливают на входе «широкополосного» смесителя. Если для
помехозащиты на входе смесителя установлен преселек-
тор, то он может быть использован в качестве такого
фильтра. Фильтр должен обеспечивать малые потери
пропускания £фП—для принимаемого сигнала (fc) и
большой коэффициент отражения Гф3—>1 (большие по-
тери запирания Лф3) на частоте f3. Таким образом «ши-
рокополосный» смеситель превращается в «узкополос-
ный». Подбором расстояния (электрической длины)
между входом смесителя и фильтром создают режимы
X. X. или К. 3. В балансном смесителе для этого исполь-
зуют два фильтра во входных плечах -моста, настроен-
ных соответственно на частоты fc и fr [21, 44].
Теоретически для идеального диода без потерь (г = 0)
минимальные предельные значения £д в «широкополос-
ном» и «узкополосном» смесителях отличаются в два раза
и в пределе имеют величину порядка 3 дб и нескольких
десятых децибела [8, 21, 46] без учета влияния суммар-
ной (рис. 2.1) и высших комбинационных частот.
Если учитывать влияние последних и, что особенно важ-
но, наличие сопротивления потерь диода г^=0, не позво-
ляющего создать на частоте f3 чисто реактивную нагруз-
ку нелинейного сопротивления диода R, то разница
в величине Ад указанных вариантов смесителей стано-
вится существенно меньше 3 дб и лежит в пределах от
нескольких десятых до — 1,5 дб [2, 10, 21, 45]. Следует
также учитывать, что использование фильтра на входе
узкополосного смесителя для создания режимов X. X.
или К. 3. по частоте /3 приводит к дополнительным по-
терям сигнала частоты fc ( — 0,5 дб на Х~3 см), Тем
самым на величину этих потерь снижается эффект
уменьшения £д при переходе от «широкополосного» к «уз-
кополосному» смесителю. Кроме того, при таком перехо-
де, как показывают результаты исследований [21, 45],
в режиме X. X. наряду с уменьшением потерь £д (кото-
рое в этом режиме более значительно, чем при К. 3.)
происходит некоторое увеличение шумового отношения
диода.
Перечисленными причинами и объясняется тот факт,
что на см волнах при использовании ТКД, у которых
величина г относительно велика и ^д>1, переход от
«широкополосного» смесителя к «узкополосному» либо
совсем не приводил к снижению коэффициента шума
Fc у, либо это снижение было незначительным (несколько
десятых дБ) (21, 45]. Эффект уменьшения величины
Fcy становится более заметным в «узкополосном» сме-
сителе на ДБШ, у которого /д«1, а сопротивление /-зна-
чительно меньше, чем в ТКД. В частности, с микрополос-
ковым «узкополосным» БС 3-см диапазона на ДБШ
получен Fcy — 6,7 дб (при ^4 = 2,2 дб), что на ~ 1 дб
меньше, чем с «широкополосным» вариантом смесителя
при прочих равных условиях [21].
Заметим, что, как следует из теоретических и неко-
торых экспериментальных исследований [6, 10, 21, 45, 46],
наименьшие значения £д и Fcy получаются в узкополос-
ном смесителе при разомкнутой цепи f3 (в режиме К. 3.
величина Дд на ~0,5 дб выше). Эти результаты полу-
чены в предположении чисто синусоидальной формы на-
пряжения гетеродина на нелинейном сопротивлении дио-
да и других упрощающих предположениях. На коротких
см волнах эти предположения не выполняются из-за
влияния гармоник гетеродина, суммарной комбинацион-
ной частоты /s=fc + fr и потерь в фильтре и в сопротив-
лении г. В результате оказывается, что в этих диапазо-
нах волн наименьший коэффициент шума практически
значительно легче достигается в режиме К. 3., чем в ре-
жиме X. X. [21].
Одной из проблем создания «узкополосного» БС явля-
ется разработка вышеупомянутых фильтров с малыми
потерями ДфП<0,3-ъ0,5 дб и большим запиранием
ЛФз>13-15 дб. Интервал частот, на краях которого не-
обходимо обеспечить эти значения АфП и £ф3, включает
в себя склон амплитудно-частотной характеристики
(АЧХ) фильтра и, как легко показать, должен удовле-
творять следующим соотношениям (соответственно для
фильтров в сигнальном и гетеродинном плечах БС):
Д/скл — 2/цч (Д/пер макс +Д#пч), (2.17)
Д/скл = /пч (Д/пер макс+ДЫ2). (2.78)
Создать фильтры, удовлетворяющие этим соотношениям
на коротких см и мм волнах при работе с обычными
/пч=30-^-60 Мгц, практически очень трудно (особенно
с учетом реальных условий работы фильтра в диапазоне
температур /Окр= ±60°С), даже если Afпер макс</ич, по-
скольку при этом крутизна склона АЧХ фильтра должна
быть весьма высокой. Эта задача существенно упроща-
ется, если использовать в приемнике двойное преобра-
зование частоты, причем первую ПЧ необходимо вы-
брать достаточно большой /ши = 300-н500 Мгц [1, 21, 44].
В этом случае, очевидно, несколько усложняется схема
приемника. Следует также учитывать, что расстояние
между каждым из фильтров и БС должно быть подо-
брано экспериментально по минимуму коэффициента
шума Fcy таким образом, чтобы при смене диодов это
расстояние было близко к оптимальному [44].
Из рассмотренного видно, что «узкополосные» смеси-
тели сложнее «широкополосных» как по конструкции, так
и по настройке, ограничивают диапазон перестройки
частоты передатчика и дают достаточно заметный
эффект снижения Fcy только в случае применения высо-
кокачественных ДБШ и фильтров. Тем не менее в на-
стоящее время в связи с развитием техники микрополо-
сковых СВЧ схем, позволяющей реализовать сложные
СВЧ устройства в виде миниатюрных конструкций, про-
водится ряд работ, направленных на создание малошу-
мящих «узкополосных» смесителей см волн, конкуренто-
способных по величине коэффициента шума с некото-
рыми типами МШУ [21, 31]. Поэтому «узкополосные»
смесители на ДБШ следует рассматривать как одно из
направлений разработки малошумящих входных уст-
ройств приемников.
Помимо описанного, необходимо учитывать и другой
способ создания малошумящего псевдоузкополосного
смесителя, исследование которого проводилось в рабо-
тах [54]. Такой смеситель, называемый смесителем
с возвращением зеркальной частоты, в отличие от обыч-
ного «узкополосного», не требует использования СВЧ
фильтров и поэтому свободен от связанных с ними огра-
ничений. Схема смесителя с возвращением f3 включает
в себя наряду с другими элементами два -одинаковых
(обычно балансных) смесителя и по существу сводится
к схеме фазового подавления fs, кратко рассмотренной
в § 3.6.
1.6. Расчет параметров балансного смесителя
Параметрами БС являются: потери преобразования
ЛБС, шумовое отношение /Бс, выходное сопротивление
RBQ, коэффициент подавления шумов гетеродина $ш,
общий, коэффициент шума БС с УПЧ (Гсу), развязка
Лизвс и Рбс входных плеч БС. Два последних па-
раметра были рассмотрены в п.2.4.2,в и рассчитываются
по формулам (2.13) — (2.16).
Параметры ЛБС, и /?БС характеризуют БС как ли-
нейный шумящий четырехполюсник, имеют тот же
смысл, что и соответствующие параметры диодов £д, ^д,
7?д (п. 2.2.3), и выражаются, как будет показано ниже,
через последние. В схемах БС выходные сопротивления
диодов/?Д1,2 включены параллельно друг другу (рис. 2.19),
поэтому
(2-19)
Из-за параллельного включения диодов по ПЧ передача
сигнала (шума) от каждого из них в общую нагрузку
7?пч (вход УПЧ) *) зависит от величины 7?д другого дио-
да. По этой причине параметры LBC, ^Бс и 5Ш> опреде-
ляющие величину коэффициента шума Fcy, зависят не
только от значений ЛД1,2, /Д1,2, но и от соотношения со-
противлений Анализ этих зависимостей и соответ-
ствующие расчетные соотношения без учета неидеально-
сти моста и возможного разбаланса фаз выходных сиг-
налов диодов (из-за неидентичности входных импедансов
последних) даны в работе [47]. В расчетных формулах,
которые будут приведены ниже, учтены также и только
что названные источники разбаланса БС. Эти формулы
применимы ко всем схемам БС с любым типом моста
(включая БС с двухтактным выходом), поскольку все
схемы БС сводятся к схеме с параллельно включенны-
ми сопротивлениями 7?дь /?Д2 и /?пч (за исключением
случая использования эквивалента Г-моста во входной
цепи УПЧ, предназначенной для работы с БС с двух-
тактным выходом, см. [3, стр. 293]).
*) Предполагается, что входной импеданс УПЧ вместе с выход-
ной емкостью БС настроены в резонанс, т. е. результирующая на-
грузка БС по ПЧ чисто активна (^?Пч).
(2.20)
Вывод формул произведен на основе эквивалентных
схем БС, приведенных в работе [47], описанным там
способом. Предполагается, что на частотах fc и fr импе-
дансы внешних по отношению к БС нагрузок его вход-
ных плеч согласованы. Обозначения номеров диодов и
входных плеч БС соответствуют рис. 2.19,6. С учетом
этих обозначений разбаланс амплитуд и фаз моста лю-
бого типа (в соответствии с определениями в § 5.1) для
сигналов Рс и Рг равен:
'б'с — Р 1вых/Р 2вых, Дфс = (ф1вых фгвых) фо,
Р2кЪ1х!Рiwbix, Дфг = (фгвых ф1вых) фо,
где Р1ВЫХ, Лвых — уровни МОЩНОСТИ сигналов Рс, Рг в ВЫ-
ХОДНЫХ плечах моста, фо — номинальный фазовый сдвиг
колебаний в этих плечах, равный л/2 в мостах типа ще-
левого и л или О — в 7-мостах. Заметим также, что
параметры диодов £Д1>2, /Д1,2 и РД1,2, входящие в приве-
денные ниже соотношения, строго говоря, не являются
паспортными данными диодов (п. 2.2.3) и в общем слу-
чае не равны им, а соответствуют значениям этих пара-
метров в конкретных условиях работы смесителя, т. е.
с учетом выбранных схем БС и электрического режима-
диодов, влияния разбаланса амплитуд моста на частоте
fr и неодинакового рассогласования диодов на этой же
частоте и т. д. (см. п. 2.2.4). Однако для многих «широ-
кополосных» смесителей, использующих камеры, близкие
по электрическим параметрам к измерительным каме-
рам, и электрический режим диодов, близкий к паспорт-
ному, перечисленные параметры диодов можно считать
приблизительно равными соответствующим паспортным.
Перейдем к рассмотрению соотношений для назван-
ных выше параметров БС. Эти параметры зависят от
степени асимметрии элементов БС, т. е. от степени
разбаланса в нем амплитуд и фаз. Разбаланс амплитуд
БС обусловлен тем, что в общем случае &#=1, L' =
= ЬД1/АД2^1, R' ^R^IRjq^I- Подчеркнем, что потери
преобразования диодов ЛД1,2 являются суммарными, т. е.
включают в себя потери смесительных камер на отраже-
ние и поглощение, и определяются формулой
= Адо^отр^кам z==z 1 ) =
^£дЛКам(1+Рд)74Рд, (2.21)
где Адо — потери преобразования собственно диода при
его полном согласовании (рд=1). Разбаланс фаз в БС
обусловлен разбалансом фаз моста на частотах fc и fr
(2.20) и разностью сдвигов фаз на каждой из этих ча-
стот в смесительных камерах, вызванных в последних
наличием рассогласования диодов (рдь рдг). Легко по-
казать, что максимально возможный сдвиг фазы резуль-
тирующего СВЧ напряжения на диоде, вызванный не-
полным согласованием последнего (наличием отражен-
ной волны), равен
'Рр макс = arCsin ГД- (2-22)
Например, прирд, равном 1,5 и 2,5, получим ?рмакс = 11°,5
и 25°,5 соответственно. Далее учтем, что фаза выходного
сигнала ПЧ каждого диода БС (иПч1 и^Пч2 на рис. 2.18,а)
равна разности фаз подводимых к диодам колебаний
частот fc и /г. Нетрудно убедиться в том, что разность
фаз этих сигналов (угол между векторами комплексных
амплитуд напряжений иПчь ^пчг), т. е. разбаланс фаз БС,
определяется соотношениями:
для принимаемого сигнала
△?пч С = I А?р1 - А?р2 ~ А<Ь - Дфс (2.23а)
для шумов гетеродина на частотах fc или f3 (рис. 2.17)
А?пч ш = 1 А?р1 - Д?р2 - Дфг + Дфс, 31, (2.236)
где Д<рр]=сррг1 - <ррс]; Д?р2 = ?рг2-?рс2, ?prIi2 и ?рс1>2-
— сдвиг фазы колебаний на частотах соответственно fr
и fc (или f3) на каждом из диодов из-за их неполного
согласования; Дфг и Дфс,з— разбаланс фаз моста соот-
ветственно на fr и fc,3. Сдвиги фаз, входящие в эти фор-
мулы, могут быть как положительными, так и отрица-
тельными величинами. Это необходимо учитывать при
практических измерениях и расчетах.
Очевидно, что на см и мм волнах при использовании
широкополосных смесительных камер и значений fn4<
< 30 -и 60 Мгц можно считать fr ~ fc>3 и, следовательно,
<ррг ~ ?рс з , так как КСВ и фазы отражения от диодов
на частотах fc>3 и fr будут приблизительно равными. Кроме
того, в этом случае Д^г ~ Дфс>3 и тогда Д?р1 Д<рр2 0,
Дфпч с ~2Д'фс, а Д<рПЧЩ~0. Учитывая, что типичные зна-
160
чения А'фс = 1-^3°, получаем Афпч с ~ 2 ч- 6°. Отсюда сле-
дует, что на низких и обычных ПЧ (до нескольких
десятков мегагерц) фазовый разбаланс БС весьма мал
и в ряде случаев его влиянием на характеристики БС
можно пренебречь. При высоких значениях ПЧ (сотни
мегагерц) для сведения к минимуму фазового разбалан-
са необходимо снижать КСВ смесительных камер в ра_-
бочей полосе частот.
С учетом всех введенных обозначений соотношение
для расчета нормированных потерь преобразования БС
имеет вид (бс=‘б):
ГБС = Абс/ЛД2 = L’ (1 +/?')(1 + 8)/(8 + L’R’ +
+ 2 yiUR7cos А?ьч с). (2.24)
Количественный анализ формулы (2.24) при значениях
0,25< L'R'^ 4, охватывающих большинство практиче-
ских случаев, приводит к следующим результатам. При
Афпч с = 0 отличие в величинах £'БС, соответствующих
6=1 и 6= ±0,5 дб, не превосходит 0,1 дб. При 6=1
величина £'БС возрастает (в худшем случае) на 0,1 дб
при возрастании Афпч от 0 до 13° и на 0,2 дб соответст-
венно при Афпч —24°. Из этих данных следует, что во
многих практических случаях (б<0,5 дб) потери пре-
образования БС можно рассчитывать с погрешностью
не более 0,1—0,2 дб по упрощенной формуле, соответст-
вующей 6=1, Афпч с = 0:
£'бс = £бс/ЛД2 = 2Г(1 +/?')/(! +VW- (2.25)
Детальный анализ этого соотношения дан в [47] и здесь
не приводится. Заметим только, что величина нормиро-
ванных потерь Т/Бс достигает минимально возможного
значения при L/ = R' и относительно слабо изменяется
при изменении R' в пределах 0,7—1,5.
Коэффициент подавления шумов гетеродина в БС
определяется следующим выражением *>:
о __________________ (^°пчБс)с
ш-(^п7бс)Т
р —Р
сс сг
Учет разбаланса фаз БС при расчёте 5Ш был впервые произ-
веден в работе Б. Т. Сборика, Ф. Б. Рабинова и В. И. Козлова
в 1969 г. При выводе формулы (2.26) принято, что для шумов гете-
родина 6Ш ~бс = д.
- 5 + W + 2 Kd///?' cos Лупч c .
1 + 8L'R' — 2 У 8L 'R' cos Дфпч m
(2.26)
где Pcc и PCT — мощности сигналов на сигнальном и ге-
теродинном входах БС, а (^пчБС)с и (^пчБС)сг — соответ-
ствующие им мощности ПЧ на выходе БС. Это выраже-
ние можно упростить, учитывая, что 8+L'R'~ 1 + 6L'R'
для значений 6= ±0,5 дб, O,25^ZL'R'^4 и что в дан-
ном случае без заметной погрешности в величине Зш
можно принять Дфпч с — Афпчш. В результате получим
(рис. 2.24)
1 +§£'/?' +2 Кд W cos Д?пчш
1 + дLfRf — 2 КдL'R' cos Д<рпч ш
1 4“ (^ШО 1 ) COS Дфцч ш/(*^шо 4” О
1 (^шо 1 ) COS Д<РпЧ щ/(*^Ш0 4" 1)
(2.27)
5Шо —[(1 +Г8^')/(1 - ^L'R')]*, (2.28)
где Sino равен величине Зш при Афпчш=0. Как видно из
рис. 2.24, с увеличением разбаланса амплитуд и фаз зна-
чения Snio и Зщ уменьшаются, причем особенно сильно
для малых разбалансов. Для зависимости Sш (АфПЧ ш)
последнее справедливо только для значений Зшо>25 дб\
при Зшо<2О дб разбаланс фаз в области Афпчш<Ю°,
наоборот, слабо влияет на Зш. Заметим также, что при
Афпч^5° величина Зш не может быть больше 27 дб
(даже при Зшо=оо). С другой стороны, результаты
практических измерений Зш с парными диодами пока-
зывают, что при работе с /пч = ЗО-мбО Мгц на коротких
см и мм волнах часты случаи получения Зш=25-^35 дб.
Это обстоятельство подтверждает сделанный выше вы-
вод о малости фазового разбаланса БС при таких зна'
чениях ПЧ.
Заметим, что метод измерения величины весьма прост и сво-
дится к следующему. хЧалый импульсный сигнал от вспомогательного
генератора поочередно подводят к сигнальному и через направленный
ответвитель —к гетеродинному входам БС. К выходу последнего
подключают УПЧ с детектором и оецпллотраф. Отношение уровней
этого сигнала с учетОхМ переходного ослабления ответвителя, подво-
димого к двум входам БС при условии получения одинаковых сигна-
лов на экране осциллографа, равно величине Зщ.
Графики рис. 2.24 и формулы
о _______ cos д<рпч ш + (5Ш — 1 )/(Sm + 1)
шо — cos Д?пч )/($«. + 1) ’
(W)=4
(2.29)
+ К£щр + 1 \
полученные соответственно из {2.27) и (2.28), позволяют
определить максимально допустимый разброс парамет-
ров диодов в паре L', R' для получения заданной вели-
чины Sm при известном разбалансе моста. Действитель-
но, задаваясь величинами Афпчш (например, АфПчш =
= 2Atyc) и 5Ш, находим требуемое значение 5ШО, по
величине которого и известному значению б определяем
допустимый разброс произведения L'R'. Далее, зада-
ваясь разбросом одной из этих величин (I/ или А?7),
находим допустимый разброс другой.
Рис. 2.24. Зависимость коэффициента подавления шумов гетероди-
на БС от разбаланса амплитуд при ДфПчш=0 (а), от разбаланса
фаз (б).
11
163
Пример. Задано Sm = 23 дб, при этом 6 = ±0,25 дб, Афпчш^
— 5°. На >ри1С. 2.24,6 или формуле (2.29) для данных 5Ш и Дфпч ш на-
ходим 5шо=25 дб. Затем по рис. 2.24,я или второй формуле (2.29)
находим d£z7?z=z±zl дб, т. е. L'R'-=±0,75 дб (0,84-?-1,19). Предполо-
жим, что максимальный разброс потерь преобразования диодов в па-
ре £'=±0,5 дб (с учетом потерь в камерах £Кам1,г). Тогда допусти-
мый разброс их выходных сопротивлений Я'=±0,25 дб или /?'=
= 0,94-4-1,06. Если, например, /?д2 = 400 ом, то для Rr1 допустимый
разброс равен /?Д1 = 37б4-424 ом, т. е. (7?Д1—/?д2) доп^ ±24 ом. Отсю-
да видно, что для (получения коэффициента подавления 5ш>20 дб
(такая величина 5Ш особенно важна на им волнах или при исполь-
зовании низкой ПЧ, лежащей в области допплеровских частот, см.
пп. 2.4.1, 2.4.2,а) необходшло накладывать довольно жесткие ограни-
чения на разброс параметров диодов в паре, например, £'^±0,5 дб,
0,87^/?'^ 1,15. Следует подчеркнуть, что, как видно из (2.28), при
д«1 для достижения большой величины 5Шо не обязательно стре-
миться к выполнению условий £'—-И, R'—>1; в общем случае важ-
но, чтобы L'R'—И, т. е.
£'-^К, L^IL^-^R^IRm. (2.30)
Выполнение этого условия позволяет, вообще говоря, использовать
диоды с большим разбросом параметров в паре и при этом получить
высокое подавление шумов.
Рассмотрим шумовое отношение БС, которое рассчи-
тывается но формуле
= +W + - (2-31)
где = Знак приближений в формуле (2.31) оп-
ределяется тем, что при ее выводе [47] мы пренебрегли
влиянием корреляции тех компонент выходных шумов
каждого из диодов, которые обусловлены преобразова-
нием в промежуточную частоту мощности шумов kT0Af,
поступающих на сигнальный вход БС от нагрузки (ис-
точника сигнала) последнего. Количественный анализ
этой формулы показывает [47], что для области значений
/'д = 0,5-т-2 и /?z=0,54-2 с погрешностью не более 12%'
можно считать
^ьс ^д ср — (^Д1 + ^д2)/2, (2.32)
где /Дср —среднее значение шумовых отношений диодов.
Шумы гетеродина (рис. 2.17), преобразованные
в ПЧ, увеличивают результирующие выходные шумы
БС. Последние можно характеризовать суммарным шу-
мовым отношением
^БС£ = ^БС “Ь (2.33)
где tT— шумовое отношение гетеродина (названное так
по аналогии с шумовым отношением смесителя), a LM—
164
Потери моста БС. Величины /г и LM определяются в виде
/г = (Ршг С +^ШГ з) /кТо^ПЧ, (2.34)
' ^м~Рвх/ (^lBbix + ^2вых), (2.35)
где Лиге, Лпгз — номинальная мощность шумов гетеро-
дина на частотах fc и f3 соответственно, определяемая
в полосе пропускания Д/пч и подводимая к гетеродинному
входу БС (или к диоду НБС); РВх, Лвых, ^вых — номи-
нальные мощности гетеродина (или сигнала) во вход."
ном и выходных плечах моста соответственно. Во многих
случаях, особенно на см волнах, когда потери моста
малы (0,1—0,3 дб), в формуле (2.33) можно принять
£м~1. Для характеристики уровня выходных шумов ге-
теродинных приборов целесообразно пользоваться
удельным шумовым отношением гетеродина (/го), соот-
ветствующим выходным шумам гетеродина, приходя-
щимся на 1 мет его выходной мощности (Ргвых) на несу-
щей частоте, т. е.
/г0 = ’(^шг с + Лиг з) вых/^^оЛ/пч-Рг вых (1/Л£вТ). (2.36)
Тогда
/г='/го^ (2.37)
где Рг — мощность гетеродина, подводимая ко входу БС
или к диоду НБС, мет. Величина /го зависит от типа
гетеродина, рабочей длины волны и величины /Пч. У ге-
теродинных отражательных клистронов см волн величи-
на /г0 лежит в пределах от единиц до нескольких десят-
ков, на мм волнах от десятков до тысячи единиц и бо-
лее (§ 4.2).
Используя (2.33) и учитывая потери моста LM, общий
коэффициент шума БС и УПЧ аналогично формуле (2.5)
получаем в виде
Fcy = LMLBC(^c + ^r/LMLBCSUI + Fn4- 1). (2.38)
Для сведения к минимуму величины FCy следует стре-
миться к выполнению условия
М^БС5ш<(/Бс + М> (2-39)
где /Пч = ^пч—1—относительная шумовая температура
УПЧ. Чем ниже значения /БС и /Пч «и выше tY, тем, следо-
вательно, важнее иметь высокий коэффициент подавле-
165
ния *§ш. Для НБС из формулы (2.38) с учетом (2.10) и
(2.21) получаем
Fc у=£г£д (|/д+4/£д + Fn4-1). (2.40)
Заметим, что значения /г в выражениях (2.38) и (2.40)
при одном и том же гетеродине* отличаются приблизи-
тельно в два раза из-за такого же отличия в величинах
подводимой к БС и диоду НБС мощности Рт. С учетом
(2.37) очевидно также, что чем ниже необходимая дио-
ду оптимальная мощность гетеродина Ргопт (и.2.2.4),
тем менее жестки требования к величине подавления
шумов 5Ш. В частности, при использовании ДБШ, для
которых во многих случаях необходимая мощность РГопт
больше, чем для ТКД (§ 2.2), требуемое значение 5Ш
возрастает.
Таким образом, для получения низкого коэффициента
шума БС необходимо использовать диоды не только
с низкими значениями потерь преобразования и шумового
отношения, но и с малым разбросом параметров в паре
по Ад, 7?д (диоды с парным подбором) и с низкими зна-
чениями КСВ (для сведения к минимуму разбаланса
амплитуд и фаз и соответствующего уменьшения АБС и
повышения 5Ш), а также с возможно меньшими значе-
ниями -мощности гетеродина Рг опт-
Рассмотрим пример расчета параметров широкополосного БС
3-см диапазона на щелевом мосте и диодах Д405Б, БП. В рабочей
полосе <частот заданы: параметры моста: д = ±0,25 дб; А'фс = А'фг =
= +3°, LM=0,2 дб; параметры диодов и смесительных камер: £до1 =
=5 дб; = $ дб; /'д1 = 1,/* • /д2=1,2; Рд1 = 300 ом; Рд2 = 330 ом;
Рд1 = 1,2; рД2 = 2; £Кам1 = 0,1 дб; 1Кам2-0,3 дб; параметры УПЧ:
ГПч=3 дб; /пч = 30 Мгц; параметры гетеродина: /го= 10, Рг=<1,5 мет.
Расчет коэффициента шума. По формуле (2.21) находим £Д1 =
=5+0,1 + 10 lg,[ (1 +1,2) 2/(4 • 1,2)]=5,13 дб, £д2 = 6+0,3+10 lg [(1 +
+ 2)2/(4• 2)] = 6,8 дб. Тогда 77=5,13—6,8=—1,67 дб (0,681), R'=
= 300/330 = 0,91 (—0,4 дб), максимальное значение 6L'R' =—1,67—
—0,4—0,25=—2,32 дб. По формуле (2.23) с учетом величины /Пч =
= 30 Мгц получаем А$Пч с~2Афс = 6о, Асрпч ш~0.
Поэтому величину Т/БС рассчитываем jio [формуле (2.25) Т/БС —
=2-0,681 (1 +0,91)/(1 + Ко,681-0,91)2 = 0,815(— 0,9 дб) и опре-
деляем ЛБС = 6,8 — 0,9 = 5,9 дб. Далее из рис. 2.24,а для 8L'Rr =
=— 2,32 дб находим Sm0—17,6 дб (52,5). По формулам (2.32) и
(2.37) вычисляем /БС =(1,7+1,2)/2 = 1,45, /г = 10-1,5 = 15 и про-
веряем условие (2.39) 15/(1,05-3,9-52,5) = 0,07 1,45 + (2—1),
которое оказалось выполненным. Тогда /7cy=0,2+5,9+10 1g(l,45 +
+ 2—1)= 10 дб.
Расчет развязок и КСВ входных плеч БС. Гд1 = (1,2 —
_ 1)/(1,2 + 1) = 0,091; Гд2 = (2 — 1)/(2 + 1) = 0,333. По формуле
(2.13) минимальная развязка будет при ДО = 0 и равна £разБСмин =
= 4/(0,0912 + 0,3332 + 2-0,091 -0,333) = 55,9 (17,5 дб). Для этих
условий по (2.14) находим ГБС = у/^0,0912 + 0,3332—2-0,091-0,333/2=
= 0,12, рБС= 1,27. Однако, как следует из (2.14), максимальное
значение ГБС будет при Д$ = тс (при максимальной развязке) и равно
ГБС макс = °-212- При Этом Рбсмакс = 1 54’
2.7. Выбор электрического режима
смесителя сигнала
Влияние электрического режима смесителя (диода)
на его параметры было достаточно подробно рассмотре-
но в и.2.2.4. Здесь мы остановимся только на выборе ве-
личины рабочего тока диодов Iq (мощности гетеродина).
При использовании положительного смещения Uo, на-
пример, при работе с ДБШ, результирующий ток 10
Рис. 2.25. Зависимость общего с УПЧ коэффициента шума БС 8-мм
диапазона на ДБШ (схема рис. 2.19,6) от мощности клистронного
гетеродина без фильтра и с узкополосным фильтром на гетеродинном
входе БС для дополнительного подавления шумов гетеродина:
tn4=60 Мгц; Fn4«4 дб; РГ вх — на входе БС; Uqv —суммарное напряжение
смещения на обоих диодах БС; затухание фильтра на частотах /г±60 Мгц
равно ~ 11 дб; зависимости Fcy(Pr вх) усреднены по пяти парам ДБШ (без
подбора пар по параметрам).
имеет две составляющие: от детектирования 'Мощности
Рг и от смещения Uo. Для упрощения обсуждения мы
здесь будем считать U0=Q.
Хотя наличие минимума коэффициента шума при
некотором токе /о = Допт (рис. 2.7) обусловлено проти-
воположным характером зависимостей ^д (/0) и >/д (70),
однако, в ряде случаев рабочая величина /о опт опреде-
ляется не только свойствами диода, но и влиянием шу-
мов гетеродина (Zro) и УПЧ (/Пч). Действительно, как
можно видеть из (2.38) и (2.40) с учетом зависимостей
Ад, /д, /г от /о, по мере увеличения вклада шумов гете-
родина в общие выходные шумы смесителя при прочих
равных условиях величина /о опт будет уменьшаться. Это
положение наглядно иллюстрируется рис. 2.25, из кото-
рого видно, что при включении узкополосного Д)ильтра
на гетеродинном входе БС для дополнительного подав-
Рис. 2.26. Типичные зависимости общего коэффициента шума БС
с УПЧ от тока диодов (по три пары кремниевых ТКД двух типов):
X — 3-см диапазон волн; fn4=30 Мгц; -Гпч~3 дб-, О — 8-мм диапазон; /пч =
=60 Мгц; Гпч«4 дб;---------усредненные зависимости по трем парам.
Лёнйя высокого уровня шумов гетеродина мощность
^гопт, соответствующая минимуму Fcy, возрастает,
a Fс у мин уменьшается. Наоборот, когда шумы УПЧ
(/Пч) преобладают над шумами смесителя и гетеродина
ток /о опт будет возрастать. Поскольку шумы гетеродина,
(/го) зависят от величины /пч (рис. 2.17), типа гетероди-
на и его рабочей частоты, то и значение /о опт в опреде-
ленной степени зависит от этих факторов, так же как и
от величины Гпч при больших значениях последней.
Кроме того, /о опт меняется также при смене диодов из-за
разброса их параметров.
Практически для выбора рабочего гока /0Опт экспериментально
определяют зависимость Fc у (/о) с используемыми типами диодов и
гетеродина при заданных значениях частот /пч и /г (рис. 2.26). Для
учета разброса параметров диодов эти зависимости измеряют на пар-
тии диодов данного типа (не менее 10 пар для БС). Измерения
можно пр о изводить с любым образцом используемого типа гетеродина,
если ориентировочный расчет показывает, чао условие (2.39) хотя бы
близко к выполнению при максимальном значении /го- В противном
случае указанные зависимости необходимо измерять с несколькими
образцами гетеродина для учета разброса их шумов. Для полученной
в результате всех этих измерений серии экспериментальных кривых
Fcy(/o) (рис. 2.26) необходимо построить усредненную зависимость
/7суср(/о), ординаты которой при каждой величине /0 получают как
среднее значение ординат экспериментальных кривых, т. е. Гс у ср =
~ (Fc yt-b-Fc уг+ ... +FC уп)1п. По кривой Fc у Ср(/о) определяют
усредненное значение оптимального тока /о0пт и максимально допу-
стимые отклонения от него (/омин, /омакс), при которых коэффициент
шума Fc у Ср достигает заданного превышения (например, на
0,3 дб) минимального значения, соответствующего току /Оопт. Полу-
ченные таким образом токи /оопт, /о мпн> /омакс представляют собой
среднее значение и оптимальный диапазон рабочих токов (/ораб) для
выбранных типов диодов и гетеродина и использованных значений
/пч и Fn4. Эти значения токов обычно и используют в качестве исход-
ных при работе смесителя в РЛС.
Для кремниевых ТКД мм и см волн при работе
с гетеродинами на отражательных клистронах и /Пч=
104-100 Мгц оптимальные токи лежат в пределах /оопт —
— 0,44-1 ма. При использовании низкой ПЧ, лежащей в
диапазоне допплеровских частот (п. 2.2.1), значения
/о опт снижаются до 0,1—0,2 ма, так как при таких ПЧ
сильно возрастают шумы диодов (/д) и гетеродина (/го).
Коэффициент шума Fcy измеряют с помощью газо-
разрядного генератора шума(ГШ), используя либо ши-
роко распространенный метод удвоения мощности шума
на выходе линейной части приемника, либо прямопока-
зываюгцим автоматическим измерителем коэффициента
шума [48, 49], например типа Х5-5А.
1.8. Смеситель АПЧ
2.8.1. Особенности смесителя АПЧ и требования
к нему
В отличие от -смесителя сигнала в смесителе АПЧ
(ом. § В. 3, рис. В. 1) преобразование частоты происхо-
дит не в паузе между импульсами передатчика, а одно-
временно с работой последнего, причем преобразуемый
импульсный сигнал РСапч не является слабым, а, наобо-
рот, обычно больше мощности Рг, т. к. его уровень огра-
ничивается только выбранным ослаблением делителя
мощности в тракте высокого уровня. Указанные особен-,
ности условий работы смесителя АПЧ существенно ме-
няют как его свойства, так и требования к его характе-
ристикам. В частности, полностью снимается требование
низкого коэффициента шума вследствие использования
большого сигнала Рс (так мы в дальнейшем для крат-
ности будем обозначать сигнал РСапч). По этой причине
в смесителях АПЧ можно применять менее дорогостоя-
щие диоды с большими значениями параметров Ад, £д;
важно только, чтобы они обладали высокой электриче-
ской ПРОЧНОСТЬЮ, Т. е. ДОПуСКаЛИ ВЫСОКИе урОВНИ РнепдопИ
Ри доп (п. 2.2.3). Например, из двух групп диодов Д405Б,
БП и Д405А, АП (табл. 2.1) следует применить диоды
Д405А, АП. Однако при использовании БСАПЧ разброс
параметров диодов в паре должен быть (как и в смеси-
теле сигнала) небольшим для обеспечения высокого ко-
эффициента подавления 5Шапч, к которому, как будет
видно из дальнейшего, следует стремиться.
Работа при больших сигналах Рс приводит к тому,
что смеситель превращается в нелинейный преобразо-
ватель (§ 2.1), при этом протекающие через диод токи
высших комбинационных частот вида |т/г—nfc | возра-
стают, а токи наименьших из них — второй и третьей
гармоник разностной частоты /2раз=|2/г—2fc|, /зраз=
— 13/г—3fc | —могут стать соизмеримыми с током основной
комбинационной частоты /раз= |/г—fс|. Поэтому могут
стать соизмеримыми и выходные напряжения смесителя
Up, t^2p, f/зр, соответствующие частотам гетеродина fr=fc±
±/пч, /г--/с±/пч/2, /г=7с±/пч/3 *>, и, следовательно, воз-
*> В дальнейшем будем иметь в виду только такой, наиболее
опасный для РЛС, случай, когда частоты гармоник f2 раз и f3 раз рав-
ны /пч.
можны случаи срабатывания системы АПЧ по гармони-
кам /Раз> когда АПЧ будет поддерживать /раз=/пч/2 или
/пч/З, и чувствительность приемника резко упадет [50, 51].
Вероятность подобных случаев уменьшается, если мощ-
ности Рс и Рг значительно отличаются, т. к. при этом
уменьшается относительный уровень (взятый по отноше-
нию к Up) гармоник U2p, fAp и других, т. е. отношения
Up]U2p, Up/U3p, ... возрастают.
Одновременность работы передатчика и смесителя
АПЧ приводит к воздействию на диоды последнего, по-
мимо полезного сигнала Рс, ответвляемого из тракта
передатчика через делитель мощности, еще и паразитных
импульсных сигналов. Один из них — импульс пйка про-
сачивающейся мощности РЗП (или УЗП), который про-
никает из смесителя сигнала через цепь гетеродина, ос-
тальные (импульсы «наводок») просачиваются по пара-
зитным каналам связи: из тракта высокого уровня и
антенны через фланцевые соединения и элементы конст-
рукции смесителя АПЧ. Мощность «наводок» весьма
нестабильна (меняется в широких пределах при враще-
нии антенны и зависит от качества изготовления и сбор-
ки фидерного тракта) и может достигать величины
порядка одного или нескольких милливатт. Влиянием
наводок на напряжение Up можно будет пренебречь, если
мощность Рс выбрать существенно больше их уровня.
Влияние острого пика просачивающейся мощности РЗП
на работу АПЧ рассмотрено в [50, 52] и сводится к сле-
дующему. Видеоимпульс тока, протекающий через на-
грузку смесителя АПЧ и обусловленный детектировани-
ем в нем пика радиоимпульса, обладает широким спек-
тром и создает на выходе дискриминатора системы АПЧ
сигнал помехи. Последний может вызвать срабатывание
АПЧ и неправильную настройку частоты fr. Для устра-
нения этого явления необходимо обеспечить развязку
между входом смесителя сигнала и диодом смесителя
АПЧ порядка 30—45 дб [52] (имеется в виду небаланс-
ный смеситель АПЧ). Наряду с видеоимпульсом пика,
на работу АПЧ может влиять также радиоимпульс пика,
преобразованный в разностную частоту. Из-за широкого
спектра этого импульса при недостаточном его подавле-
нии тоже возможно срабатывание системы АПЧ при
/раз=7Чпч. Для исключения подобных явлений эффектив-
ное ослабление пика при его прохождении от входа
смесителя сигнала до выхода смесителя АПЧ без учета
потерь преобразования последнего должно быть поряд-
ка 40 дб.
С учетом изложенного и § В.4 можно сформулировать
следующие требования к смесителю АПЧ:
а) Максимальное напряжение t/p выходного сигнала
разностной частоты для устранения влияния всякого рода
вредных наводок по трактам СВЧ и ПЧ. Получение
большого сигнала t/p позволяет также свести к миниму-
му (либо в некоторых случаях вообще исключить) обыч-
но используемое [50] предварительное усиление напря-
жения t/p до подачи его на дискриминатор АПЧ.
б) Максимальное отношение выходных напряжений
полезного сигнала и его гармоник UPIU2p, Up/U3p для
исключения срабатывания АПЧ по гармоникам часто-
ты /раз-
в)Минимальное изменение выходного напряжения Up
при изменениях мощностей Рс и Рг для обеспечения ста-
бильности характеристик системы АПЧ во всех условиях
эксплуатации РЛС.
г) Максимальное ослабление сигнала, подводимого
к смесителю со стороны гетеродинного входа, для устра-
нения влияния импульса острого пика, просачивающегося
из смесителя сигнала.
2.8.2. Преимущества балансной схемы смесителя
АПЧ
Хотя от смесителя АПЧ не требуется, чтобы он был
малошумящим, тем не менее БС АПЧ обладает важны-
ми преимуществами по сравнению с небалансной
схемой:
1. Выходная мощность Рр в схеме БС в 2 раза боль-
ше, чем в НБС, при условии подведения к каждому дио-
ду БС таких же мощностей Рс и Рг, что и к диоду НБС.
Увеличение Ррмакс схемой БС повышает помехоустойчи-
вость системы АПЧ ко всякого рода наводкам.
2. В схеме БС происходит подавление четных гармо-
ник /раз (см. п. 2.4.2,б), в том числе и выходных видео-
импульсов, обусловленных детектированием в смесителе
как импульсного сигнала Рс> так и просачивающейся из
смесителя сигнала мощности пика. Это свойство БС АПЧ
уменьшает уровень наиболее опасной второй гармоники
/2Раз (увеличивает отношение UPIU2p)f а также уменьша-
ет видеоимпульсы тока> протекающие через нагрузку
172
смесителя, что повышает надежность работы АПЧ и
уменьшает ее ошибку, связанную с искажением частот-
ной характеристики дискриминатора АПЧ видеоимпуль-
сами сигнала Рс,
3. Использование БС АПЧ увеличивает эффективное
ослабление просачивающейся из смесителя сигнала мощ-
ности пика на величину коэффициента подавления
Sin апч, Т. к. этот пик поступает в гетеродинное плечо БС
и при преобразовании в разностную частоту он будет по-
давляться так же, как шумы гетеродина.
По этим причинам в современных РЛС применяют
в основном только балансные смесители АПЧ, которые-
имеют такие же схемы и конструкции, что и БС сигнала
(п. 2.4.2).
2.8.3. Амлитудные характеристики смесителя
АПЧ
Амплитудные характеристики смесителя /7р(Рс, Рг),
выражающие зависимость выходного напряжения разност-
ной частоты от подводимых мощностей Рс, Рг, с учетом ана-
логичных зависимостей напряжения гармоник этой часто-
ты, например Uzv(Pc, Рг), позволяют выбрать для кон-
кретных условий проектируемой РЛС оптимальный ра-
бочий (режим смесителя АПЧ, т. е. оптимальные значения
Рс, Рг, при которых в наибольшей степени удовлетворя-
Рис. 2.27. Амплитудная характеристика >Up(Pc) и зависимость отно-
шения £/р/£72р от мощности сигнала Рс, измеренные в небалансном
смесителе 3-см диапазона на диоде Д405 при Рг=1 мет [51].
ются требования, перечисленные в п. 2.8.1. Примеры ам-
плитудных характеристик, измеренных с точечно-контакт-
ными диодами в небалансном и балансном смесителях
на см и мм волнах соответственно, приведены на рис. 2.27,
2.28 (t/p — действующее значение напряжения). Как вид-
но из приведенных характеристик, с увеличением ’мощ-
ности Рс (при Рг=const), начиная с некоторой ее вели-
Рис. 2.28. Амплитудные характеристики БС 8-мм диапазона
(рис. 2.19,6, 2.11,в; 7?o=ilOO ом, -мощности Рс, Рг и а входах БС, при-
чем Рс — импульсный сигнал):
а) Рг«2,7 мет (/0=1 ма), 8 пар диодов; б) Рс«=8 мет, 5 пар диодов;
—О-----усредненная характеристика, заштрихована область разброса харак-
теристик при смене пар диодов; — ---------расчетная характеристика при
LMC=8,25 дб, Яр=250 ом.
чины Рс пас, происходит насыщение смесителя, характе-
ризуемое незначительным ростом Up при значительном
увеличении Рс, причем величина Рс нас возрастает с рос-
том Рт [53]. Такой характер зависимости Up(Pc) обуслов-
лен тем, что выходной сигнал смесителя всегда опреде-
174
Лйется мощностью более слабого из двух подводимых
к нему колебаний (Рс, Pp- Поэтому при PG<Pr увеличе-
ние Рс вызывает соответствующее возрастание UVf а при
Рс>Р? увеличение Рс незначительно влияет на напряже-
^5с/^мс, дб
ние С7Р, которое в этом
случае определяется поч-
ти всецело мощностью Рг-
Следовательно, в рассма-
триваемом последнем слу-
чае большого сигнала Рс
потери преобразования
диода (или балансного
смесителя) Лбе больше их
величины Лмс при малом
сигнале (Рс^РР} и уве-
личиваются по мере рос-
та Рс- Здесь под Лбе и Лмс
понимаются потери преоб-
разования диода или БС
при большом и малом
сигналах и при произволь-
ном сопротивлении на-
грузки 7?р в отличие от
ранее использованных
обозначений Лд, ЛБС, со-
Рис. 2.29. Теоретическая зависи-
мость увеличения потерь преобра-
зования диода при большом сиг-
нале от отношения PJPr (сплош-
ная кривая, [11]) и результат ее
экспериментальной проверки
в БС (пунктир, [53]).
ответствующих номиналь-
ным потерям преобразо
вания при малом сигнале.
Если же при этом начать
увеличивать более слабый
сигнал (Рг), то потери Лбе будут уменьшаться и при
Рг—>РС величина ЛбС будет приближаться к Лмс
(рис. 2.28,6).
В. В. Лившицем показано [11], что для диодов с ли-
нейно-ломаной вольтамперной характеристикой отноше-
ние Л^Лбс/Лмс не зависит от конкретных параметров
диода, а определяется только отношением РРРг- Экспе-
риментальные исследования, проведенные с кремниевы-
ми ТКД на см [11] и мм [53] волнах, подтвердили спра-
ведливость линейно-ломаной аппроксимации вольтам-
перной характеристики реальных диодов и теоретической
зависимости L'(PdPr) (рис. 2.29). Напомним, что здесь,
в отличие от номинальных, потери преобразования опре-
деляются в виде
L6e=Pc-RplUp*.
Дм с — Реме’ Rpl'U р2мс,
(2.41)
где Рс -^номинальная мощность сигнала, 7?р— активное
сопротивление нагрузки смесителя на частоте /раз. Пред-
полагается, что выходная емкость смесителя и реактив-
ная проводимость его нагрузки на /раз Компенсируют
друг друга. Легко показать, что эти потери при любом
сигнале связаны с соответствующими номинальными по-
терями преобразования соотношением
Дс. мс
Дс, мс (ном)
/ 1 I ЯСм \ 2
4Яем “Г Rp J ’
(2.42)
где Rcm — выходное сопротивление смесителя. Из
(2.42) получаем, что £бс, мс/^бс, мс(ном)^0,5 дб при 0,5<
^Rp/RcM 2.
Пользуясь теоретической зависимостью U(PdPv)
(рис. 2.29), можно весьма просто рассчитать амплитуд-
ные характеристики смесителя вплоть до весьма боль-
ших уровней Рс с помощью очевидного соотношения [53]
Др—PeRp/РРмс- (2.43)
Для этого достаточно знать сопротивление нагрузки
смесителя 7?р и потери LMC (для БС и НБС) при выбран-
ной мощности Рт. Задаваясь далее различными соотно-
шениями PdPr и определяя по рис. 2.29 соответствую-
щую им величину L', рассчитываем для них по формуле
(2.43) напряжения Др и строим характеристику U^(Pc)
при Pr=const. Аналогичным образом можно рассчитать
и построить характеристику Up(Pr) при Pc=const. Если
требуется возможно более точный расчет, необходимо
знать величину LMC для используемого диода (или дио-
дов в случае БС) индивидуально. В большинстве же
практических случаев проектирования систем АПЧ до-
статочно ограничиваться приближенным расчетом, для
которого в качестве величины Дмс можно принять сред-
нее для данного типа диодов значение Ад (или £БС),
с учетом поправки на рассогласование сопротивлений
по формуле (2.42). В последней величину £см можно
тоже принять равной среднему значению /?д или /?БС
При таких приближенных расчетах для их упрощения
можно также пренебречь зависимостями Рд(Рг) и
Рк(Рг), т. к. при Рг >0,74-1 мет (/0>0,8 ма) эти зави-
176
Симоети незначительны (рис. 2.7) и их вДийнйе на Up
мало (не более 10%). На рис. 2.28 (пунктир) приведе-
ны результаты описанного приближенного расчета ам^
плитудных характеристик БС с учетом средних для ис-
пользованного типа диодов значений Лд и /?БС> соответ-
ствующих Рг—1 мет. Как видно из рисунка, результаты
расчета достаточно хорошо совпадают с усредненными
экспериментальными характеристиками.
Наглядное представление о величинах выходного на-
пряжения смесителя t/p при различных уровнях Рс и Рг
дают обобщенные амплитудные характеристики
рис. 2.30, рассчитанные описанным методом на основе
формулы (2.43) и рис. 2.29. При пользовании ими сле-
дует помнить, что величина LMc, строго говоря, меняет-
ся с изменением Рг прямо и косвенно (косвенно—изме-
нение LMc в соответствии с формулой (2.42) из-за изме-
нения Rcm), и кроме того, имеет некоторый разброс от
образца'к образцу в пределах одного и того же типа
диодов. Однако при приближенных расчетах, как уже
отмечалось, можно пользоваться усредненной величиной
LMC и пренебречь ее зависимостью от Рг. Тогда ординаты
кривых рис. 2.30, пропорциональные выходному напря-
жению, при всех использованных там значениях Рг име-
ют один и тот же коэффициент пропорциональности, и,
следовательно, эти семейства характеристик, наглядно
представляя картину в целом, позволяют без промежу-
точных расчетов и экспериментальных исследований вы-
брать наиболее подходящий рабочий режим смесителя
АПЧ для различных конкретных условий его работы
в РЛС.
При выборе рабочих значений Рс и Рг необходимо
обязательно учитывать также зависимость относительно-
го уровня 2-й и 3-й гармоник разностной частоты от этих
мощностей (рис. 2.27, 2.31). На рис. 2.31 представлены
результаты экспериментального исследования зависи-
мости относительного уровня этих гармоник (в виде от-
ношений Up/U2p, UplU3p) от соотношения Рс/Рг при раз-
личных мощностях гетеродина Рт, подводимых к каждо-
му диоду *>. Исследование проведено в 3-мм диапазоне
волн с таким же БС и такими же кремниевыми ТКД,
с которыми получены амплитудные характеристики
Сравнительное исследование уровня гармоник выходного сиг-
нала смесителя АПЧ в балансной и небалансной схемах выполнено
А. Л. Николаевым совместно с автором в 1970—1971 г.
12—38 177
рис. 2.28. Это ^следование было сравнительным и Пре-
следовало цель, наряду с получением общих данных об
уровне гармоник при изменении Рс и Рг в широких пре-
делах, выяснить степень подавления четных гармоник
(второй и нулевой — видеоимпульса прямого детектиро-
вания) схемой БС, поскольку какие-либо данные по это-
а)
Рис. 2.30. ' Обобщенные амплитудные характеристики смесителя
в функции (мощностей сигнала (а) и гетеродина (б).
178
му вопросу отсутствовали. Для этого в эксперименталь-
ной установке была предусмотрена возможность пере-
хода от схемы БС к НБС только путем переключения
выходных цепей диодов по ПЧ без вынимания диода
из камеры или каких-либо переключений в тракте СВЧ.
Если относительный уровень 3-й гармоники одинаков
в БС и НБС (рис. 2.31,0, то уровень 2-й гармоники
в них существенно отличается из-за подавления четных
гармоник балансной схемой. Как видно из рис. 2.31л,
при Рг<с2,5 мет и Рс/Рг<10 дб относительный уровень
2-й гармоники в БС не менее, чем на 12 дб ниже по
сравнению с НБС. С увеличением мощностей Рс и Р?
выше указанных значений подавление 2-й гармоники
уменьшается, что вызвано, очевидно, возрастанием раз-
баланса амплитуд и фаз в БС (заметим, что согласова-
ние смесительных камер, использованных в эксперимен-
те, было отработано при уровне мощности на диоде
~0,8 мет; поэтому можно ожидать значительного рас-
согласования камер при воздействующих мощностях
Рс + Рг в десятки милливатт и считать это одной из при-
чин увеличения разбаланса амплитуд и фаз БС). Под
подавлением четной гармоники Unp(u=0, 2, 4...) схемой
БС будем понимать соотношение
С _ (2 44ч
ПР
где Up Ср= (^Р1+ [7р2)/2, UnpCp=(Unpl + Unp2)/2 сред-
ние для двух диодов БС значения напряжений Up и Unp,
соответствующие небалансной схеме. Если учесть, что
напряжение гармоники на каждом диоде БС можно
представить в виде С7Пр1,2=Тп1,2^р1,2, где уп —коэффици-
ент, зависящий от номера гармоники п, и в общем слу-
чае уп1=^уп2, Upi^=Up2f а фазовый разбаланс БС для
/1-й гармоники равен пАфпчс, где Дерзче определяется по
(2.23л), т. е. для 2-й гармоники, в частности, удваивает-
ся, то становится очевидным, что на гармониках разба-
ланс амплитуд и фаз БС больше, чем на основной комби-
национной частоте fpa3, и возрастает с увеличением номе-
ра гармоники. Вот почему нельзя ожидать, что подав-
ление 2-й гармоники 52р будет равно величине даже
при прочих равных условиях. Из рассмотренного следует,
что для получения достаточного подавления четных гар-
моник (в частности 2-й) баланс амплитуд и фаз в БС
12* 179
UJUZv,d6
Рис. 2.31. Зависимость относительного уровня гармоник
мощностей Рс/Рг в балансном и небалансном
Напряжения Uр, t/2p и t/3p измерены при fpa3, равной /пч,
родина на диоде НБС и каждом диоде БС; зависимости усред
(рис. 2.19,6) и НБС 8-мм диапазона при /?о=О
АПЧ должен поддерживаться еще строже, чем в БС
сигнала (§ 2.6) .В частности, необходимо использовать
диоды с парным подбором по параметрам.
Заметим, что подавление видеоимпульса прямого де-
тектирования Sop (п=0) не зависит от фазового разба-
ланса БС, а определяется только амплитудным разба-
лансом (главным образом разбросом параметров вольт-
амперных характеристик диодов — их крутизны и напря-
жений отсечки). Как показало это упомянутое сравни-
тельное экспериментальное исследование схем БС и
НБС, при использовании в БС диодов с парным подбо-
ром по параметрам величина подавления SOp в широком
диапазоне мощностей Рс и Рг часто превосходит 20 дб.
180
выходного сигнала разностной частоты от отношения
смесителях для 2-ой (а) и для 3-ей гармоники (б):
/пч/2 и /пч/3 соответственно, /ПЧ = ЮО мгц\ Рг — мощность тете-
йены по данным измерений с тремя парами ТКД в БС
и нерезонансной нагрузке смесителей.
2.8.4- Выбор электрического режима смесителя
АПЧ
Из рассмотренных -материалов и приведенных данных
(п. п. 2.8.1, 2.8.3) следует, что для получения максималь-
ного напряжения U& исключения влияния на «работу
АПЧ всякого рода наводок, просачивающего от РЗП
пика и сохранения при этом больших отношений
^р/^2р^>1, ^р/[7зр^> 1 необходимо работать при Рс/Рг>-
>10 дб. Такой режим смесителя АПЧ позволяет в наи-
большей степени удовлетворить предъявляемые к нему
требования.
Выбор рабочего режима смесителя АПЧ должен про-
изводиться в каждом отдельном случае с учетом конкрет-
181
НЫХ условий: допустимых уровней МОЩНОСТИ Рнепдоп и
-ридоп для используемых диодов, имеющейся мощности
гетеродина и степени изменения в процессе работы РЛС
мощностей гетеродина и передатчика относительно ис-
ходных значений. Величина Рг во многих случаях огра-
ничена мощностью гетеродинных приборов Ргвых, и на
входе смесителя АПЧ гарантированный минимум этой
мощности с учетом ее распределения по крайней мере
между двумя смесителями, как правило, не превосходит
10—20 мет. Следовательно, эта мощность меньше или
приблизительно равна суммарной мощности Рнепдоп дио-
дов БС, для каждого из которых она имеет величину
порядка 10 мет или более (табл. 2.1). Допус-
тимая же импульсная мощность большинства типов дио-
дов Ридоп>Ю0 мет. Изменения Рс и Рг в процессе рабо-
ты относительно исходных значений могут достигать
3—5 дб и 3—8 дб соответственно [53].
Из рис. 2.30 видно, что, начиная с Рс~20 мет, увели-
чение мощности сигнала весьма слабо меняет выходное
напряжение £7Р при всех значениях практически реали-
зуемых мощностей Рг<^15 мет. Отсюда следует, что для
обеспечения относительной независимости С7Р от измене-
ния Рс достаточно иметь мощность сигнала во всех рабо-
чих условиях не менее 20 мет. Кроме того, необходимо
учитывать, что, как видно из рис. 2.30,6, по мере возрас-
тания Рг крутизна характеристики Д/7р/АРг уменьшает-
ся, а величина Up растет, т. е. относительное изменение
t7p падает с ростом мощности Рг. Таким образом, рабо-
чий уровень мощности гетеродина желательно выбирать
достаточно большим как для получения возможно боль-
шего напряжения Up, так и для уменьшения изменений
последнего при изменении мощности Рг в различных ус-
ловиях работы. Можно считать, что в большинстве слу-
чаев мощность Рг=5 мет на входе БС практически реа-
лизуема. Тогда, полагая Рс/Рг= 10 дб, получаем необхо-
димую мощность Рс = 50 мет (по 25 мет на каждом диоде
балансного смесителя).
Заметим, что при окончательном выборе рабочих
уровней Рс и PY следует проверить их допустимость
с точки зрения влияния на работу системы АПЧ видео-
импульсов тока прямого детектирования, протекающих
через нагрузку смесителя [51, 52]. Кроме того, необходи-
мо учитывать, что при чрезмерно больших значениях Рс
начинает сказываться обратная ветвь вольтамперной
182
характеристики диода, что проявляется в виде отклоне-
ния выпрямительной характеристики диода от линейно-
ломаной зависимости [11].
Рассмотрим вопрос о выборе величины активного со-
•противления нагрузки 7?р. Из формул (2.43) и (2.42) по-
лучаем
(7Р
___2_____ / РQ Rgja . (ном)
1+^см/^р \/ ^мс(ном) 1+^см/^р
(2.45)
где £7р(ном) — выходное напряжение при номинальной на-
грузке ^р=7?см. Отсюда видно, что при 7?р>^см напря-
жение t/P> <7Р(ном), несмотря на то, что при этом LMC>
>£мс(ном). Поскольку в системе АПЧ важно передать от
смесителя не максимальную мощность, а максимальное
напряжение, то, следовательно, целесообразно использо-
вать рассогласованное сопротивление нагрузки </?р>/?См.
Практически имеет смысл выбирать 1<7?р//?См<5, т. к.
при ЯР>5ЯСМ напряжение Ср возрастает незначительно.
При выборе величины 7?р в соответствии с этими сообра-
жениями следует также убедиться в том, что влиянием
вышеупомянутых видеоимпульсов тока прямого детекти-
рования на работу АПЧ можно по-прежнему пренебречь.
При протекании этих видеоимпульсов тока через со-
противление если емкость Сбл (рис. 2.19) мала,
на диодах возникнет отрицательный импульс автосмеще-
ния. В результате отрицательное смещение Со «а диодах
может стать достаточно большим и будет меняться при
изменении уровня Рс, что нежелательно. Для исключе-
ния этого емкость Сбл необходимо выбирать из условия
^оСблЗ>ти, где Ти — длительность импульса передатчика.
Глава третья
Малошумящие усилители для рлс
САНТИМЕТРОВЫХ И МИЛЛИМЕТРОВЫХ ВОЛН
3.1. Общие сведения о малошумящих усилителях РЛС
и требования к ним
В последнее десятилетие малошумящие усилители
(МШУ) СВЧ получили широкое применение, в том чис-
ле и в РЛС. МШУ позволяют ценой относительно не-
большого усложнения схемы и увеличения размеров и
веса аппаратуры существенно повысить чувствительность
приемника (снизить коэффициент шума, см. § В.2, В.З)
и тем самым увеличить дальность действия РЛС. Это
особенно важно для бортовых РЛС, где возможности
увеличения мощности передатчика и размеров антенны
для повышения дальности часто ограничены заданными
весом и размерами аппаратуры. Легко показать, исполь-
зуя формулу (В.15), что относительное увеличение даль-
ности действия за счет снижения коэффициента шума
приемника при прочих равных условиях равно
Ду/А = /(/% + 4 вых - l)/(FyS + вых - 1), (3.1)
где Ду, До, Fy v Fq — дальность действия и коэффици-
ент шума приемника с МШУ и без него соответственно
(рис. 3.1). Использование МШУ позволяет также при
сохранении дальности в несколько раз снизить мощность
передатчика, повысив тем самым его надежность, и при
этом в ряде случаев (в основном при РИ>ЮО кет) полу-
чить выигрыш в общем весе аппаратуры РЛС.
МШУ СВЧ и их элементам посвящены не только об-
ширная журнальная литература, но и ряд книг, в част-
ности [1 —11], где всесторонне рассмотрены вопросы тео-
рии, расчета и в ряде случаев проектирования. В данной
главе будут рассмотрены только основные характеристи-
ки МШУ для РЛС см и мм волн, некоторые особенности
их применения, а также элементы расчета и проектиро-
вания, при этом внимание будет обращено, главным об-
184
разом, на вопросы, специфичные для МШУ коротковол-
новых диапазонов СВЧ.
В соответствии с § В.4 МШУ СВЧ, предназначенные
для РЛС, в общем случае должны удовлетворять сле-
дующим требованиям:
1. Минимальный коэффициент шума (Fy) при доста-
точном коэффициенте усиления (Ку>13-И5 дб), что не-
обходимо для более полной реализации выигрыша в об-
щем коэффициенте шума (В.10) в результате использо-
вания МШУ —^Fy).
Рис. 3.1. Зависимость относительного увеличения дальности действия
РЛС от снижения коэффициента шума приемника (на величину от
Fo до Fyv ) в результате использования МШУ:
------7’авыХ = 300 °К;---в ых = 150 °К;------Т’авых^Х
2. Достаточная широкополосность при фиксирован-
ной настройке. Минимально необходимая полоса пропу-
скания равна
Л/у — A'fnep макс + Д/пч-
3. Максимальная мощность насыщения Рнас для ООСС-
печения большого динамического диапазона входных
сигналов N.
4. Малое время восстановления усиления и высокая
стабильность характеристик во всех условиях работы.
5. Высокая надежность 'работы.
6. Малые габариты и вес (включая источники пи-
тания).
Из известных в настоящее время МШУ СВЧ прак-
тическое применение получили следующие 'малошумящие
усилители: квантовые парамагнитные (КПУ), полупро-
водниковые параметрические (ППУ), усилители на тун-
нельных диодах (УТД), транзисторные (ТУ) и электрон-
нолучевые, подразделяющиеся на электроннолучевые па-
раметрические (ЭЛПУ) и хорошо известные лампы бе-
гущей волны (ЛБВ). Из перечисленных типов МШУ
в РЛС см и мм волн применяют в качестве МШУ СВЧ
в основном только ППУ, УТД и ЛБВа ТУ, ЭЛПУ и КПУ
не используют в РЛС этих диапазонов волн по следую-
щим причинам. Первые являются экономичными,мало-
габаритными, весьма широкополосными и достаточно
малошумящими усилителями, имеющими на частотах до
2—3 Ггц коэффициент шума FTy =4—7 дб [8]. На более
высоких частотах величина FTy возрастает. Вот почему
область применения малошумящих ТУ ограничивается
в основном диапазоном дециметровых и более длинных
волн, где они успешно вытесняют УТД и ЛБВ. ЭЛПУ
обладают весьма подходящими для РЛС свойствами и
успешно применяются в них на волнах порядка 10 см
и длиннее. Однако возможность использования ЭЛПУ на
более коротких волнах ограничивается трудностью изго-
товления СВЧ элементов лампы из-за уменьшения их
размеров и, главным образом, из-за практически непри-
емлемого возрастания размеров и веса магнитной фоку-
сирующей системы ЭЛПУ (обычно соленоид). Последнее
обусловлено тем, что для нормальной работы лампы не-
обходимая напряженность магнитного поля соленоида
вполне определенна и прямо пропорциональна частоте
усиливаемого сигнала (fc), вседствие чего это поле рас-
тет с ростом fc [1]. КПУ не имеют ограничений по рабо-
чей частоте и являются самыми малошумящими усили-
телями СВЧ [1—3, 11]. Их шумовая температура на см
волнах имеет величину порядка ТШу~10оК. Однако для
достижения столь низких шумов активный элемент КПУ
(парамагнитное вещество) необходимо охладить до тем-
пературы жидкого гелия ~4°К и ниже), что требует ис-
пользования либо криостатов с периодической заливкой
йойДким гелйем, либо крйогенных машин больших раз-
меров и веса (десятки или сотни килограммов), при этом
время выхода наг режим велико и измеряется часами.
Кроме того, КПУ характеризуются относительно узкой
полосой пропускания, особенно на мм волнах (обычно
меньше 50 Мгц), малой мощностью насыщения (РНас~
10-84-10~10 вт) и большим временем восстановления пос-
ле насыщения (/в~ Ю-14-10~3 сек) [1—3, 11]. Наконец,
весьма низкое значение ТШкпу можно полностью исполь-
зовать для повышения дальности действия, как следует
из формулы (3.1), только в том случае, если Тавых<
Тщ кпу (т. е. если /авЫх<С РуЪ—1). В большинстве же
РЛС см и мм волн это условие не выполняется, т. к.
у них обычно Та вых~ ЮО-е-300 °К (с учетом влияния по-
терь в элементах антенны и фидерного тракта). Следо-
вательно, сверхмалошумящие свойства КПУ не будут
в полной мере реализованы [3].
По изложенным причинам ниже будут рассмотрены
только ППУ, УТД и ЛБВ. Их можно считать практичес-
ки безынерционными усилителями (/в~0). Наиболее
важными характеристиками этих МШУ являются: коэф-
фициент шума Fy; номинальный коэффициент усиления
мощности Ку; полоса пропускания (диапазон рабочих
частот) Д/у; температурная стабильность (или нестабиль-
ность) коэффициента усиления, характеризующая его из-
менения при изменении температуры /Окр/ мощность на-
сыщения Рнас.
3.2. Параметрические усилители
на полупроводниковых диодах
- ППУ являются самыми малошумящими усилителями
среди всех неохлаждаемых МШУ, что обусловлено от-
сутствием в ППУ переноса зарядов и связанного с ними
дробового шума, который является основным в других
типах неохлаждаемых МШУ. Активным элементом ППУ,
с помощью которого осуществляется усиление сигнала,
является, как известно, нелинейная емкость С (и) полу-
проводникового диода (см. рис. 1.13,яД величина кото-
рой зависит от приложенного напряжения. Благодаря
емкости диода С (и), используемой как элемент резонанс-
ной колебательной системы (системы резонаторов), про-
исходит преобразование энергии так называемого гене-
ратора накачки (вспомогательного источника СВЧ ко-
Рис. 3.2. Схема включения ре-
генеративного ДПУ отража-
тельного типа в тракт сигнала
с помощью циркулятора.
Лебаний частоты f1:, напряжение которого прикладыбаёт-
ся к этой емкости) в энергию сигнала частоты fc. Из всех
практически используемых разновидностей ППУ [3—10]
наиболее .подходящим для РЛС см н мм волн по своим
характеристикам является двухконтурный ППУ (ДПУ)
регенеративного типа. В этом усилителе передача энер-
гии накачки к сигналу с помощью нелинейной емкости
происходит в виде внесения
этой емкостью отрицатель-
ного сопротивления в кон-
тур сигнала, что и обуслов-
ливает регенеративный ха-
рактер процесса усиления.
ДПУ работает на отражение
с общим входом и выходом
и использует поэтому фер-
ритовый циркулятор (см.
п. 1.3.4, § 1.5 и [12] для раз-
деления входного и выход-
ного сигналов (рис. 3.2).
ВХОДНОЙ СИГНаЛ Рс вх, под-
водимый через циркулятор
к ДПУ (падающая волна),
усиливается в нем, при этом возбуждается отраженная
волна сигнала Рс вых, которая в результате усиления
превышает падающую в коэффициент усиления раз
Рс вых/Pc вх=Кпу. В силу свойств циркулятора мощ-
ность Рсвых через плечо 3 циркулятора поступает в сле-
дующий каскад (усилитель или смеситель).
ППУ, и в частное™ ДПУ, является одним из типов
МШУ, используемым в области более коротковолновых
диапазонов СВЧ. В настоящее время они уже созданы и
применяются во всем см и длинноволновой части мм диапа-
зона (10—17]. В этих диапазонах волн неохлаждаемые
ДПУ имеют следующие параметры (включая потери цир-
кулятора) : Fny~ 1 -н8дб, /СПу= 14ч-17 дб, А/Пу//О ~ 0,5—1 %,
-Рнас = 14-10 мквт. Мощность накачки, которую необхо-
димо подвести -к камере ДПУ, в зависимости от частоты
fH обычно лежит в пределах от единиц до нескольких
десятков милливатт. Используя специальные методы
-расширения полосы пропускания (4—10], можно увели-
чить Afnylfo до 5% и более, а применяя глубокое охлаж-
дение диода, существенно уменьшить ГПу [10, 15, 18].
Здесь будут рассмотрены только неохлаждаемые ППУ.
• Параметрические диоды. Одним из важнейших эле-
ментов ППУ, в очень большой степени определяющим
их характеристики, является полупроводниковый пара-
метрический диод, работающий в большинстве случаев
при отрицательном смещении (Uq). По своей структуре
параметрические диоды разделяются на диоды с р-п пе-
реходом (и. 1.3.2,а) и диоды с контактом металл — по-
лупроводник, подобные смесительным ТКД и ДБШ
(п. 2.2.1.). В настоящее время на коротких см и мм вол-
нах применяют в основном ДБШ как наиболее перспек-
тивный тип параметрического диода для этих диапазо-
нов волн. Параметрические диоды выпускаются в корпу-
сах, конструкции которых близки или аналогичны кор-
пусам современных миниатюрных переключательных и
смесительных диодов (см. рис. 1.15) [6, 7, 10, 19] и описы-
ваются эквивалентной схемой рис. 1.13,6. Основными
параметрами параметрических диодов являются [19, 20]:
емкость перехода (контакта) при нулевом С(0) или от-
рицательном C(Uo) смещениях; постоянная времени
t(U$) = C(Uq)Rs> где Rs— эквивалентное последователь-
ное сопротивление потерь диода при смещении U&(RS
равно сопротивлению г_ на рис. 1.13,6); напряжение
пробоя ОПр. Диоды для см волн, выпускаемые серийно,
изготавливаются на Ge и GaAs и имеют Опр^4-4-10 в,
0^0,054-0,5 пф, 0,75 4-1,2 псек при Оо = — (24-5) в.
Как и смесительные, параметрические диоды характери-
зуются максимально допустимыми, значениями Рнепдоп,
^идоп и И7Пд0П (и. 2.2.3) [19].
Зависимость нелинейной барьерной емкости диода
от приложенного напряжения и соотношение этих ем-
костей при двух различных напряжениях выражаются
формулами
. с (и) = %- = £_(02_. ;
v' du '/14- «/?к ’
_______ } (3.2)
О (#1)_ X Ук 4~ ^2 т
0Ы“"|/
где q — заряд емкости; и — отрицательное напряжение на
емкости перехода (при положительном и перед ним
в (3.2) должен быть поставлен знак минус); фк — кон-
тактная разность потенцилов полупроводниковой струк-
туры (для Ge фк~0,24-0,3 в, для GaAs фм~14-1,2 в).
Величина показателя п в (3.2) зависит от типа Перехо-
да и характера распределения примесей в р-п переходе
[6, 7, 20]: для переходов с плавным распределением
(плавный переход) п = 3, с резким распределением (рез-
кий переход) и в диодах с контактом металл —полупро-
водник (ТКД и ДБШ) п = 2. Учитывая перспективность
использования ДБШ для ППУ коротковолновых диапа-
зонов СВИ и ограниченность объема данной главы, ни-
Рис. 3.3. Эквивалентная схема полупроводниковой структуры дио-
да (а); вольтемкостная характеристика диода с резким перехо-
дом С (и) и электрический режим накачки синусоидальным токохМ
(несинусоидальным напряжением) без захода (г/н(0 —пунктир) и
с заходом в положительную область —сплошная линия) (б):
/(«) — вольтамперная характеристика диода; «н(0 — напряжение накачки;
Сср — средняя емкость при воздействии накачки.
же будут приведены соотношения для расчета характе-
ристик диодов с п = 2. (Вопросы расчета этих характе-
ристик при п = 3 рассматриваются в [1, 4, 7, 9, 20, 21].)
Указанные соотношения выведены в предположении си-
нусоидальности тока накачки через емкость С (и), при
этом напряжение накачки на ней несинусоидально
(рис. 3.3). Вопрос о режимах накачки нелинейной ем-
кости 'Синусоидальным током или синусоидальным на-
пряжением рассмотрен в [7].
Напряжение накачки, приложенное к емкости С(и),
вызывает ее изменение с частотой в результате чего
эта емкость становится переменной во времени C(t)
(рис. 3.3.). При накачке синусоидальным током для ин-
женерных расчетов удобней оперировать не значением
емкости C(t), а ее обратной величиной — так называе-
мой жесткостью диода S = 1/С, равной
S(t) = 1/С(t) =So+Si Cos (Оц/ — So( 1 ~F tri Cos coh^, (3.3^
m=Si/S0, (3.4)
где So и Si — постоянная составляющая и амплитуда ко-
лебаний жесткости; ш — коэффициент модуляции жест-
кости. Заметим, что величины Сср (рис. 3.3) и Со= 1/SO
не равны друг другу и, как нетрудно показать, связаны
соотношением
Сср = 1 /50]/П^Р = CQ/V1T~^. (3.5)
Важнейшим обобщенным параметром диода, от которо-
го, как будет видно из последующего, зависят все харак-
теристики ППУ, является его критическая частота
f кр == utS о/4 л./? s—'Hi!4л^/? sCо« (3.6)
Можно показать, что динамические параметры диода
So, m и fKp, связанные с воздействием накачки, нетрудно
рассчитать через его статические параметры <рк, С(0),
т(0) *) и два напряжения: напряжение смещения UQ и
положительную амплитуду напряжения накачки Um+
(смысл других обозначений напряжений ясен из
рис. 3.3) **):
So/S([7o)=(rr+
U макс + /1 +^МИН)/2К1 +t/'o, (3.7)
m = (Г 1-Гамаке - /1+^'мИЯ)/(|/1 Тумаке +
+ /1+^м„н), (3.8)
Параметры С(0), С(С0), т(0), т(С0) легко рассчитать, поль-
зуясь второй пересчетной формулой (3.2), если известны Сит при
любом другом смещении.
**> Приведенные в этом параграфе расчетные соотношения для
Нелинейной емкости получены автором в 1964 г.
г V1 + ^'макс — К1 4~ ^мин 1 + ^'макс — 1 + мин ?
'кр—' 87:т([/0) /Г+77% ~~ 8*Ч0)
(3.9)
где
S(UO) = 1IC(UO), (3.10)
[Л)=£/о/фю ^/мин= ^мин/фю U макс — ^макс/фк (3.11)
^мин==^0 £Лп+> ^макс = 47 о "Ь Um— ~
= £7o + Y^™+> У^т-1Ут+> (3.12)
При накачке с заходом в положительную область
амплитуда Um+=Uo+ U+ и <в формулы (3.74-3.9) следует
подставлять
^ZMHH = — ^Z+, ^/макс='^/о(1 +y) +Y^Z+- (3.13)
Значения у определяются по трафикам рис. 3.4,а.
Необходимое напряжение смещения для обеспечения
выбранных пределов накачки от £7Макс до Uмин равно
(рис. 3.4,6)
(t/'макс + ^мин) +
+ 4- [Г0+^макс)0+^мйн) - IL (3.14)
Как видно из рис. 3.5, построенного по формулам
(3.8), (3.9), расширение пределов накачки при Um+^
^Uo(UMim^Q) приводит к возрастанию т и особенно
/*кр> что, в свою очередь, как мы увидим ниже, позволяет
улучшить все характеристики ППУ. Поэтому практичес-
ки стремятся работать при максимальных напряжениях
Рис. 3.5. Зависимость коэффициента модуляции жесткости и крити-
ческой частоты диода от пределов накачки по напряжению
Uмакс "Ь U +•
накачки, учитывая следующие ограничения. Для исклю-
чения больших обратных токов диода или его пробоя
всегда должно выполняться условие t/макс^ f/пр. С дру-
гой стороны, при накачке с заходом в положительную
область ((/+>0) появляется прямой ток диода, постоян-
ная составляющая которого /о+> как правило, не должна
превосходить 1—2 мка при работе с ТКД или ДБШ.
13—38 193
(при использовании диодов с р-п переходом положи-
тельный ток /о+>О в (ряде случаев недопустим из-за воз-
можности динамического пробоя диода и связанного
с этим увеличения шумов ППУ [4]). При больших зна-
чениях /0+, наряду с увеличением т начинает умень-
шаться сопротивление барьера R (см. рис. 1.13,я), что
приводит к росту эквивалентного сопротивления потерь
Rs и соответствующему уменьшению fKp (формулой
(3.9) и рис. 3.5 влияние /о+ не учитывается). По данным
экспериментальных оценок автора (при работе с ТКД
или ДБШ) можно считать практически вполне допусти-
Рис. 3.6. Эквивалентные схемы ДПУ (а) и его сигнального кон-
тура (б):
Фс, Фх, Фн — условные фильтры, создающие короткое замыкание для тока
одной частоты, соответствующей индексу, и разрыв для токов всех других
частот (символизируют наличие в ДПУ отдельных, различающихся цепей
для частот сос, сох, wH); ^S3=/?S+/?K’ где — эквивалентное сопротивление
потерь в элементах конструкции контура рассматриваемой частоты; Тс, Тн —
реактивные четырехполюсники, включающие в себя реактивности диода LK,
Ск и резонаторной системы, а также трансформирующие элементы для связи
с генераторами сигнала (ес, 7?с) и накачки (ен, 7?н) соответственно;
2, 1 — эквивалентные схемы соответственно полупроводниковой структуры дио-
да (при воздействии накачки) и внешней по отношению к ней цепи конту-
ра сос; Хь Хх — эквивалентные активное и реактивные сопротивления це-
пей на частотах сос и сох, внешних по отношению к структуре диода; 7?1в,
Х1В — модули отрицательного активного и реактивного сопротивлений, вноси-
мых переменной емкостью диода в контур со$.
мой накачку до U+ 0,5<р^ т. к. при этом ток/о+^0,5 л/кй.
С существующими диодами обычно удается получать
/Пмакс^0,4-0,6 и /кр^254-70 Ггц.
Для обеспечения модуляции емкости диода в выбран-'
ных пределах (рис. 3.3) к диоду необходимо подвести
мощность накачки. Эта мощность рассеивается в сопро-
тивлении jRs за счет протекания через него тока накачки
/п и, как можно показать, вычисляется по формуле
рн = 4 4 = 4 4н С (°) х (°) <У l+^e + °.5t/,m+ -
-V\^U'0-U'm^. (3.15)
В действительности из-за наличия потерь в конструкции
ППУ (рис. 3.6) к нему требуется подводить мощность
Рн, превышающую величину, рассчитанную по (3.15) [13].
Двухконтурный ППУ. ДПУ представляет собой
СВЧ устройство, содержащее резонансные контура,
обязательным общим элементом которых явля-
ется нелинейная емкость диода (рис. 3.6,а).
В ДПУ поддерживаются СВЧ колебания трех
частот: сигнала сое, накачки (он и разностной,
или холостой, частоты сох = сон—(Ос. Цепь накачки служит
для подведения колебаний от генератора накачки к ем-
кости диода С (и) и обеспечения эффективной модуляции
емкости с целью получения максимальной величины гп.
Эта цепь содержит фиксированные или регулируемые
настроечные элементы для компенсации реактивных со-
противлений диода и его держателя на частоте сон и для
согласования активных сопротивлений RS3 и 7?н. При
анализе и расчете характеристик ДПУ (кроме случаев
расчета полосы пропускания реального усилителя) цепи
накачки и подачи смещения на диод можно не учиты-
вать, если заменить нелинейную емкость С (и) на пере-
менную емкость C(t) в соответствии с (3.3). Как следует
из теории, процесс преобразования энергии накачки
в энергию сигнала с помощью емкости C(t) эквивален-
тен внесению в контур <ос импеданса с отрицательной
активной частью —/?1В, при этом C(t) можно заменить
импедансом —<7?iB—/XiB+1//’(doC0 (рис. 3.6,6) *\ Обяза-
тельным условием внесения отрицательного сопротивле-
ния RiB и, следовательно, усиления сигнала является су-
ществование колебаний частоты о)х и поглощение их
При резонансе в контуре сох сопротивление XiB=0.
Мощности в соответствующей нагрузке. Холостой кой-
тур должен быть изолирован от внешних цепей и не
должен содержать другого активного сопротивления на-
грузки, кроме ^s3=^s+^k (рис. 3.6). В этом случае, как
пдказывает теория, коэффициент шума ДПУ минимален,
вследствие чего такая схема ДПУ практически использу-
ется чаще всего.
Сигнальная цепь содержит реактивные элементы для
получения резонанса в контуре <ос (условие резонанса
j(Xt—Х1в) + 1//®сСо=О) и элементы связи, трансформи-
рующие сопротивление 7?C=1F (волновое сопротивление
волновода плеча 2 циркулятора) до величины Ri
(рис. 3.6), при которой обеспечивается необходимая ве-
личина коэффициента регенерации цепи a=RiBl(Ri+Rsa)
Последний однозначно определяет величину усиления
ДПУ [22]. При резонансе в контурах <oc и <вх коэффици-
ент усиления ДПУ с идеальным циркулятором без по-
терь равен
% РеотР______f' Ri — Rs» + Rib V— ~Ь g /3 16)
° Ре пад Ri + Rs» Rib J \ 1 “ J
где
A —RsslRi3=$/Qz> P = <Bx/wc> 1 (317)
(3.18)
Формула (3.18) определяет так называемую динами-
ческую добротность диода Q в рабочем режиме накачки
с учетом потерь в конструкции ДПУ. Q является важ-
нейшим параметром ППУ, от которого зависят все его
характеристики. На волнах Х=2ч-3 см g»2-b4, на мм
волнах (7л;0,5-ь2. Как видно из (3.18), Q ноли стью оп-
ределяется величиной критической частоты диода fKP,
учитывающей потери RK в конструкции ДПУ (последние
оцениваются величиной 7?вэ/7?в=Тэ/гл: 1,1 4-1,25).
Практически величину связи между циркулятором и
контуром сое, определяемую отношением Ri/Rss, которую
необходимо создать для получения требуемого усиления
Хпу, можно подобрать не только при «горячей» настрой-
ке ДПУ с включенной накачкой, но и при так называе-
мой «холодной» настройке с выключенной накачкой
[8, 9]. В последнем случае отношение Ri/Rsa равно КСВ
входа ДПУ (без циркулятора) на резонансной частоте.
196
Для обеспечения заданного 'резонансного усиления Ко
«холодный» КСВ должен быть равен
Рпу---
Rt _ГКо+1 (Г I
Я.э УКо— 1 \ ₽
(3.19)
При «холодных» измерениях этого КСВ для имитации
влияния накачки на величину емкости диода необходимо
уменьшить смещение Uo по сравнению с рабочим на ве-
личину, которая может быть рассчитана с помощью со-
отношений (3.2), (3.5), (3.7), (3.8) или оценена по гра-
фику, приведенному в [8, стр. 214]. После этого контур
сос настраивают в резонанс и измеряют рПу.
Рис. 3.7. Зависим ость коэффициента шума ДПУ от обратной динами-
ческой добротности диода при оптимальной (для каждого значе-
ния Q) холостой частоте (пунктир) и при различных значениях
P = cox/coc = const. (Циркулятор идеальный, усиление велико,
Кпу >-ОО.)
Шумовая температура, коэффициент шума. Шумовая
температура ДПУ при выбранных значениях Ко и р все-
цело определяется величиной Q и при идеальном цирку-
ляторе равна *) (рис. 3.7).
*) Функциональные зависимости 7пу (Ло) для ДПУ и однокон-
турного ППУ (сох~сос) лолучены автором в 1964 г. В книгах [2 и 5]
ошибочно приведено неверное соотношение для 7дпу(Ло).
т
1 ну
Т
1 S
_2L+JL
Н()2- ₽)’
(3.20)
где 7S — физическая температура диода в °К. Наоборот,
для каждой данной величины Q (при Ko=const) сущест-
вует такое оптимальное значение р0Пт (рис. 3.8)
соответствующее оптимальным частотам /хопт и /нопт,
п<ри котором величина Т'пу достигает минимально воз-
можного значения и равна
( Т'п? \ __ 2(1 1 /Ко) /1 1 \ 2 ,г, пп\
V7’. + Ч -М ( }
Рис. 3.8. Зависимость оптимального отношения частот в ДПУ от ве-
личины 1/Q:
₽опт f ~ для минимума коэффициента шума, ропт п — для максимума поло-
сы пропускания.
Как видно из рис. 3.8, на см волнах (^*>2) р0Пт>1, т. е.
fxonT>fc, на мм же волнах (<?<2) соотношение частот
обратное: /хопт</с. Зависимость Тпу($) имеет тупой ми-
нимум [4—6, 9], поэтому некоторое отклонение частоты
/н ОТ /"н опт не приводит к значительному возрастанию
Ату по сравнению с Лгу мин (рис. 3.7). Заметим, что ко-
эффициент шума ППУ с учетом потерь между плечами
1—2 и 2—3 реального циркулятора в соответствии
с (В. 12) равен
Fny ц=Т^+пу++12 (7/23— 1) /ТСпу ~ 7/12-Тпу, (3.23)
где 77Пу= 1 +7"пу/7\) и ДпУ — коэффициенты шума и уси-
ления ППУ с идеальным циркулятором, а L12 ~ С2зС; 1 дб.
Полоса пропускания Afny- Колебательные контура
частот fc и fx коротковолновых ДПУ представляют собой
резонаторные системы с достаточно сложной эквивалент-
ной схемой, включающие в себя диод и коаксиальные и
волноводные отрезки. Величина Aifny зависит как от зна-
чений Q, т, р, так и в значительной 'степени от полос
пропускания этих контуров. Последние, в свою очередь,
определяются частотными свойствами реактивных со-
противлений контуров (Xi—1/wcCo) и (Хх—1/сохСо)
(рис. 3.6). Эти свойства характеризуют либо наклоном
частотной характеристики указанных реактивностей на
соответствующих частотах резонанса сосо и <охо [5, 10], ли-
бо коэффициентами включения диода в контур (на тех
же частотах) рс, рх, определяемыми в виде [7, 9, 23].
р = wj (Wc + Гк) = Сср/ (Сср + Сэкв). (3.24)
Здесь Wc, WK — электрические энергии, запасенные со-
ответственно в емкости Сер и в эквивалентной емкости
Сокв части контура (резонатора), внешней по отношению
к ССр (Xi и Хх на рис. 3.6). Для получения возможно
большей полосы Xfuy необходимо стремиться создавать
реактивные цепи контуров, приближающиеся к опти-
мальным [5, 7]. Последние характеризуются минимально
возможной для двухрезонансной колебательной системы
крутизной частотной зависимости ее реактивных сопро-
тивлений на резонансных частотах шсо и о)хо, т. е. макси-
мально возможными коэффициентами включения рс,х-
Для расчета Afny коротковолновых ППУ, имеющих
обычно сложную электродинамическую структуру, часто
оказывается проще использовать коэффициенты включе-
ния, которые можно рассчитать *) или измерить [7, 9].
Используя [23], можно показать, что относительная поло-
са пропускания ДПУ (в предположении простых одноре-
зонансных контуров и К Кпу^И) по уровню 3 дб равна
Afny _ _
fco (VK.-^Q^/p. + Qb'pS
(3.25)
где pc и /7х определяются формулой (3.24).
Обычно в коротковолновых ППУ трудно реализовать
оптимальные реактивные цепи контуров, с которыми по-
лучается 'максимально возможная полоса Л/пумакс. По-
этому практически в ДПУ без компенсирующих элемен-
тов и фильтров для расширения А/Пу [4—10] последняя
будет меньше величины Д/пумакс. Однако полоса Afny во
всех случаях зависит от Д/пУмакс> которая является ис-
ходной и определяет предельно возможную полосу про-
пускания при заданных значениях О’, т и В. Чем больше
Д/пу макс, тем больше Д|/Пу в реальной конструкции усили-
теля. В ДПУ Д/пумакс по уровню 3 дб (в предположении
поостых однорезонансных контуров и ]/КПу^>1) опре-
деляется из выражения [5, 7] (рис. 3.9)
Afny макс/Zco = - ₽)/ VK& (Q + И2- (3.26)
При оптимальном отношении частот роптп, равном
(рис. 3.8)
PonTn = v2Q2/3, (3.27)
где v — величина, определяемая из уравнения
Q =33/4v3/2/(2 — v3)3/4, (3.28)
решаемого графически, Д/пумакс достигает своей макси-
мально возможной величины и равна (рис. 3.9)
△fny макс максТс, = f Q[ /Го3 0 + V3). (3.29)
Таким образом, графики рис. 3.7—3.9 позволяют jioc-
ле определения динамической добротности диода Q на
основе рассчитанных значений т и /кр (формулы
*) Автор и А. Н. Выставкин на основе [23] разработали в 1966 г.
электродинамический метод расчета коэффициентов включения рс, х
и полосы пропускания Afny. Некоторые вопросы использования этого
метода для расчета коэффициентов рсл рассмотрены в [7, § 9.2].
200
(3.8), (3.9), рис. 3.5) *) выбрать оптимальную холостую
частоту (обычно рОптг— по минимуму коэффициента
шума) и, следовательно, определить тем самым необхо-
димую частоту накачки, а также рассчитать коэффициент
шума и теоретически 'возможную полосу пропускания,
задавшись желаемой величиной усиления Ко. Эти же
графики позволяют оценить, насколько ухудшатся Fny и
Л/пул если вместо оптимальной частоты накачки будет
использована неоптимальная вследствие отсутствия ге-
нератора накачки с частотой /нопт-
Рис. 3.9. Зависимость относительной полосы пропускания ДПУ
с оптимальными реактивными цепями контуров от величины 1/(7 при
оптимальной (для каждого значения Q) холостой частоте Ропт п и
при различных неоптимальных значениях f=o)x/®c=const. (Л/Пу по
уровню 3 дб при 7Со=17 дб, т=0,5.)
Конструкции ДПУ коротковолновых диапазонов пред-
ставляют собой волноводно-коаксиальные устройства,
содержащие диод с выводом для подачи смещения и
элементы для настройки контуров в резонанс (поршни,
винты), а также для расширения полосы пропускания и
♦ Для оценочных расчетов величины /Кр и параметров ППУ
обычно задаются значением т«0,4—0,5.
в Некоторых случаях для регулировки связи с циркуля-
тором (величины рПу). Обычно ДПУ имеет два волно-
водных фланца: один служит входом—выходом сигнала
(для подключения циркулятора), второй—входом мощ-
ности накачки. Для получения возможно больших зна-
чений -коэффициентов включения рс,х и, следовательно,
возможно большей полосы Д/Пу необходимо стремиться
к тому, чтобы электродинамический объем резонаторной
системы контуров fc и fx был минимально возможным.
Поэтому число вспомогательных режекторных фильтров
для разделения цепей fc, fx и делают минимальным,
а в качестве контура fx используют не самостоятельный
контур, а часть резонаторной системы сигнала. При этом
для обеспечения минимальной величины Fny, соответст-
вующей, как уже указывалось, отсутствию вносимого
извне в контур fx активного сопротивления, важно обес-
печить достаточную (25—30 дб) развязку на частоте fx
между контуром fx и входом ДПУ. Следует также учи-
тывать, что в некоторых случаях из-за наличия паразит-
ных резонансов в колебательной системе ДПУ возможно
возникновение паразитной генерации на частотах этих
резонансов, что ухудшает параметры ДПУ или пол-
ностью нарушает его работу как усилителя [24]. Более
подробно вопросы построения конструкций ДПУ рас-
смотрены в [4—10, 15, 17].
В ДПУ мм волн, как уже отмечалось, из-за низкой
добротности Q оказывается, что fx<fc (рис. 3.8) и, сле-
довательно, входной волновод сигнала будет запредель-
ным по отношению к частоте fx. Это заметно упрощает
конструкцию ДПУ, т. к. необходимая развязка контура
fx от входа ДПУ обеспечивается без применения специ-
ального разделительного фильтра из-за ослабления ко-
лебаний fx в запредельном для этой частоты волноводе
сигнала. Пример конструкции такого ДПУ (fx=0,5fc)
дан на рис. 3.10*\ а его характеристики приведены в[13].
ДПУ представляет собой волноводный крест внахлест, образо-
ванный волноводами сигнала и накачки, в месте пересечения которых
находится волноводно-коаксиальный переход с держателем диода.
Контур fx включает в себя емкость (Сср) и индуктивность контакт-
ной иглы (£«) диода, коаксиальные линии корпуса диода и его дер-
жателя, а также реактивности запредельных для частоты fx волново-
дов сигнала и накачки (расчет этих реактивностей см. в [5]). Элек-
тродинамический объем этой резонаторной системы сведен к миниму-
*> Эта же конструкция может быть использована в качеЛзе
^одноконтурного ППУ (см. [13]).
Рис. 3.10. Упрощенное изображение конструкции (а) и общий вид
ДПУ диапазона (б):
/ — поршни Е//-трансформатора частоты /с; 2 — диод коаксиальной конструк-
ции (типа рис. 2.3,6) [19, 20]; 3 — поршень волновода сигнала; 4 — волновод
накачки (1,8X3,6 мм); 5 — волновод сигнала (3,4X7,2 мм с переходом на
0,6X7,2 мм); 6 — поршни ЕЯ-трансформатора частоты fH; 7 — поршень волно-
вода накачки; 8 —слюдяная прокладка (0,1 мм)\ 9 — подача смещения на
диод; 10 — переключаемый ферритовый циркулятор (см. рис. 1.24—1.26).
му и определяется только физическими размерами корпуса диода и
размерами волноводов. Настройка контура fx на частоту (fu—fc)
осуществляется регулировкой смещения на диоде Uo (изменением
Сер) и либо перемещением диода в.держателе по высоте, т. е. изме-
нением длины коаксиального отрезка линии, либо подстройкой ча-
стоты fH. В контур fc входят все элементы контура fx, а также два
настроечных элемента: входной £Я-трансформатор 1[25] и задний ко-
роткозамыкающий поршень. С их помощью (после настройки конту-
ра fx) производится настройка контура fc в резонанс и установка
необходимой величины входного КСВ (рПу) для получения желаемо-
го усиления Ко- Органы регулировки волновода накачки служат для
согласования его с генератором накачки.
К широкополосным конструкциям ДПУ относятся так
называемые балансные ДПУ [7, 9, 10]. Последние содер-
жат не один, а два диода (изготавливаемые иногда
в едином корпусе или на единой подложке), параметры
которых должны быть достаточно идентичны, а их ча-
стоты последовательного резонанса должны равняться
частоте fx. Диоды включают встречно-параллельно, при
этом их реактивности Сср и Лк образуют замкнутый кон-
тур с резонансной частотой, равной fx, причем на зажи-
мах этого контура, к которым подключаются цепи fc и
fH, напряжение частоты fx равно нулю. Следовательно,
контур fx оказывается изолированным от всех внешних
цепей без специальных разделительных фильтров. Одна-
ко при разработке балансных ДПУ коротковолновых
диапазонов возникает ряд трудностей, связанных преж-
де всего с отсутствием специальных диодов, имеющих
малый разброс параметров в паре.
Наконец, следует учитывать, что в настоящее время
ведутся работы и на см уже созданы интеграль-
ные полосковые и микрополосковые ДПУ (рис. 3.11),
обладающие весьма малыми размерами и представляю-
щие поэтому большой интерес как новое и перспектив-
ное направление развития техники ППУ [8].
Стабильность характеристик. Обеспечение необходи-
мой стабильности характеристик ДПУ при изменении
условий окружающей среды (температуры, влажности)
и при воздействии других дестабилизирующих факторов
(изменения С70, /н, Ль импеданса источника сигнала)
является одним из важнейших вопросов его проектиро-
вания, поскольку это усилитель регенеративного типа.
Нестабильность характеристик ДПУ (изменения Луц,*
Кпу, Afny, /со) возникает как из-за непосредственного
воздействия указанных факторов на элементы собственно
ДПУ (что приводит к изменению Rs, С<^ и расстройке
204
контуров), так и из-за вызванного имц изменения пара-
метров циркулятора. Обычно наиболее критичным к де-
стабилизирующим воздействиям является усиление ДПУ,
а также полоса А/пу и средняя частота полосы пропуска-
ния /со. Механизмы возникновения нестабильностей и
методы их уменьшения рассматриваются в [4—7, 9].
Рис. 3.11. Пример конструкции микрополоскового интегрального ДПУ
10-сл« диапазона (см. описание в [8]):
/ — вход; 2 — циркулятор; 3 — выход; 4 — вход питания генератора накачки;
5 — генератор накачки на лавинно-пролетном диоде; 6 — фильтр в цепи гене-
ратора накачки; 7 — параметрический диод; 8 — согласующий трансформатор
частоты /с; 9 — подача смещения Uo.
Величина нестабильности усиления зависит от значе-
ний Ко и Q и уменьшается с уменьшением Ко и (или)
с увеличением Q [22]. Следовательно, по мере укороче-
ния рабочей длины волны (уменьшения Q) нестабиль-
ность усиления при одном и том же Ко возрастает
(подробнее см. в [22]). Таким образом, для наиболее
коротковолновых ДПУ допустимые дестабилизирующие
воздействия являются наименьшими. В частности,
требования к стабильности окружающей температуры и
параметров (/ю Рн) генератора накачки (ГН) являются
наиболее жесткими.
Например, в ДПУ 8-мм диапазона (рис. 3.10), в котором
=0,9-ь 1,6, при Ко=154-17 дб нестабильность усиления величиной
^Ко/Ко — 1 дб возникает в некоторых случаях уже при изменении
мощности Рн на 1,5—2% или частоты fH на 0,015—0,02%. Такие дан-
ные можно использовать в качестве критерия оценки максимально
допустимой нестабильности Рн и fH генератора накачки для этого
ДПУ.
Для снижения или исключения влияния изменения
/окр на характеристики ДПУ производят термостабили-
зацию или термостатирование ДПУ с циркулятором.
Простейшим и часто используемым методом термоста-
билизации (термостатирования) является метод следя-
щего автоматического подогрева ДПУ с циркулятором
(или всего блока ДПУ) до максимальной температуры
окружающей среды /окрмакс, которая выбирается в каче-
стве рабочей температуры ДПУ и поддерживается
приблизительно постоянной при всех значениях /Окр.
По принципу построения такая система автоматического
подогрева может быть аналогична описанной в п. 1.3.1,е.
При термостатировании блока ДПУ таким методом все
тепловыделяющие элементы его схемы, включая ГН,
должны быть вынесены за пределы термостатируемого
объема, чтобы при /окр = ^окрмакс температура внутри
блока не превышала /окРмакс. ГН, как правило, также
нуждается в термостабилизации для обеспечения ста-
бильности Рн и
Одним из методов повышения стабильности характе-
ристик ДПУ является каскадирование [5, 9], например,
использование двух каскадов ДПУ вместо одного с об-
щим усилением, равным усилению одного каскада, т. е.
= • /<2 = Kik, где /(i = /(2= V /Cik. При этом повыше-
ние стабильности обусловлено снижением усиления на
каскад. Однако следует учитывать, что на мм волнах
вследствие уменьшения Q выигрыш в стабильности уси-
ления ДПУ при каскадировании может быть частично
или полностью потерян при недостаточно малых потерях
в циркуляторах и ферритовых вентилях для межкаскад-
ной развязки. Это обусловлено тем, что для сохранения
такой же величины общего коэффициента шума РПущ
как и в однокаскадной схеме, приходится из-за потерь
в ферритовых устройствах устанавливать/С1 = Т<2> V Ктк-
Расчеты нестабильности усиления *), выполненные для
ДПУ 8-мм диапазона с величиной показали, что
при потерях циркуляторов и вентиля Ап=1 дб и при ус-
ловии равенства величин ГПуц одно- и двухкаскадной
схемы выигрыш в стабильности усиления последней по
сравнению с первой мал и составляет ~15%'. Правда,
*> Анализ и расчеты выполнены М. А, Хаславским и автором.
каскадирование приводит, вообще говоря, к расширению
Д/пу из-за уменьшения усиления на каскад. Но вместе
с тем оно также усложняет конструкцию и настройку,
увеличивает габариты и, главное, необходимую мощ-
ность что особенно существенно сказывается на мм
волнах, где создание достаточно стабильных и мощных
ГН затруднительно.
В коротковолновых ДПУ из-за меньшей электричес-
кой прочности диодов в ряде случаев используют допол-
нительную защиту от просачивающейся мощности уст-
ройства защиты приемника (Лпрос) с помощью переклю-
чаемого ферритового циркулятора (ПФЦ), описанного
в п. 1.3.4. Для быстрого затухания переходных колеба-
тельных процессов в цепи смещения диода и связанной
с ними паразитной модуляции усиления ДПУ, вызывае-
мых резким изменением импеданса циркулятора на пе-
реднем и заднем фронтах импульса тока ПФЦ, а также
для сохранения малого времени восстановления ДПУ
•после воздействия импульса РПрос (даже если ПФЦ не
используется) источник смещения диода должен быть
низкоомным. Другими словами, сопротивление, с кото-
рого снимается смещение UQ, должно быть небольшим
(порядка 100 ом) и первым элементом цепи смещения
диода, шунтирующим последний. ’
Генераторы накачки (ГН) со своими источниками
питания являются важными элементами ППУ, в значи-
тельной, а для коротковолновых ППУ нередко и в ре-
шающей степени определяющие вес и габариты всего
устройства ППУ. В качестве ГН используют, вообще
говоря, такие же приборы и устройства, что и для гете-
родинов (гл. 4), но с повышенными выходной мощностью
(Лпых) и стабильностью этой мощности и частоты fH.
Высокая стабильность величин РНвых и fH при климати-
ческих и механических воздействиях и в течение срока
службы является одним из важнейших требований,
предъявляемых к ГН. Практически для коротковолновых
ДПУ (fH лежит в диапазоне мм волн) до недавних пор
в качестве ГН применяли в большинстве случаев отра-
жательные клистроны. Обладая рядом достоинств, эти
ГН имеют и существенные недостатки: низкий КПД и
высокие питающие напряжения (1,5—2,5 кв при токе
15—30 ма), из-за чего приходится разрабатывать высоко-
вольтные высокостабильные источники питания значи-
тельных габаритов и веса. Однако по мере совершенст-
вования полупроводниковых приборов СВЧ создают и
применяют полностью твердотельные ГН, более экономич-
ные, надежные и долговечные и имеющие меньший вес
[8]. При использовании клистронного ГН одним из мето-
дов его термостабилизации является метод авторегули-
руемого обдува, при котором интенсивность работы вен-
тилятора обдува клистрона (ток двигателя) автомати-
чески регулируется транзисторной схемой управления,
датчиком которой является терморезистор, установлен-
ный на корпусе клистрона.
3.3. Усилители на туннельных диодах (УТД)
УТД, как и ППУ, являются усилителями регенератив-
ного типа — усилителями с отрицательным сопротивле-
нием. Возможность усиления (регенерации) обусловлива-
ется отрицательным знаком активной составляющей им-
митанса (т. е. импеданса или полной проводимости) тун-
нельного диода (ТД) при работе на падающем участке
а—г его вольтамперной характеристики (рис. 3.12) |[3, 8,
9, 19, 20,26,27]. Параметры элементов эквивалентной схе-
мы усилительных СВЧ ТД обычно лежат в пределах: мо-
дуль минимального^ отрицательного сопротивления (вточ-
, ке б рис. 3.12,а) Й = 40н-100 ом, емкость перехода С =
=0,24-2 пф, сопротивление потерь rs= 1,54-7 ом, индук-
тивность выводов Ls=0,05 4- 0,3 нгн, емкость корпуса
Ск=0,34-0,5 пф. Корпус диода выполняется обычно
в виде таблетки диаметром 1—3 мм и высотой около
1,5 мм [3, 8, 9, 19, 20, 26, 27]. Активная составляющая
иммитанса ТД отрицательна на всех частотах от 0 до
так называемой предельной частоты
(3.30)
где R и rs выражены в омах, а С в пикофарадах. Для
ТД см диапазона величина /пр составляет десятки гига-
герц (обычно /Пр в 2,5—3,5 раза выше рабочей частоты).
Проявление активных свойств ТД в столь широкой по-
лосе означает возможность создания весьма широкопо-
лосных УТД. С другой стороны, это свойство ТД требу-
ет принятия специальных мер по предотвращению пара-
зитной генерации, которая может возникнуть на какой-
либо частоте от 0 до /Пр, в том числе и на частотах, да-
208
Рис. 3.12. Вид вольтамперной характеристики (а), эквивалентная
схема (б) и годографы импедансов (в) туннельного диода:
/ — ТД с параметрами: R=75 ом, С=0,25 пф, rs=5 ом, LS~Q,1 нгн, Ск^
*=0,35 пф; II — то же, но Ls = 0,o нгн. Возле точек годографов указаны ча-
стоты в Ггц.
14—38
209
Леко отстоящих от рабочего диапазона. Вопросы расчета
и проектирования УТД «имеют поэтому свою специфику,
связанную с необходимостью анализа устойчивости уси-
лителя и ее обеспечения. Этим вопросам посвящено зна-
чительное число работ, в частности [28—40]. Здесь дается
лишь краткая характеристика УТД и рассматриваются
некоторые специфические вопросы их расчета и проек-
тирования.
Основные параметры УТД. Область частот, в которой
целесообразно использовать УТД, охватывает, главным
образом, см диапазон волн. На более низких частотах
перспективно использовать СВЧ транзисторы, а на более
высоких (в мм диапазоне) УТД не используют из-за
трудности создания ТД с весьма малой площадью пере-
хода (необходимой для повышения fnp) и достаточной ус-
тойчивостью к «климатическим и электрическим воздей-
ствиям.
Коэффициент усиления КуТд в принципе -может быть
сделан сколь угодно большим. Однако, чем больше
/Сутд, тем больше относительная нестабильность УТД
(при тех же дестабилизирующих факторах) и уже поло-
са пропускания. Поэтому практически номинальное значе-
ние Кутд на средней частоте fo рабочего диапазона выбира-
ют обычно в пределах Коутд= 10-4-17 дб на один каскад.
Для сравнительно узкополосных УТД, используемых
в РЛС, типовым значением является Коутд=14-4-16 дб.
Коэффициент шума Гутд собственно УТД в см диапа-
зоне при использовании германиевых ТД обычно нахо-
дится в пределах 4—7 дб, причем большие значения со-
ответствуют более высоким частотам. Так, например,
для 3-см диапазона волн типовыми являются значения
КуТД = 5-7-6 дб. Более низкие значения -Рутд могут быть
получены при использовании ТД из антимонида галлия,
но эти ТД более чувствительны и изменению температуры,
и требуют термостабилизации. При использовании ТД
из арсенида галлия FyTA на 1—2 дб хуже, чем для гер-
маниевых ТД [9, 20, 26, 27].
Полоса пропускания А/утд составляет единицы, а при
принятии специальных мер и десятки процентов от fo.
Для УТД, используемых в РЛС см диапазона, во мно-
гих случаях достаточны значения Д|/утд= 100-4-500 Мгц.
Мощность насыщения УТД (Атас), определяемая по
уменьшению усиления на 1 дб составляет для германие-
вых ТД (1—3,5) • 10~7 вт. Специальными мерами (при-
менением ТД из GaAs, выбором смещения и др.) РНас
может быть примерно на порядок увеличена. Потребле-
ние энергии УТД весьма мало. Сам ТД потребляет 0,5—
1,5 ма при напряжении 0,1—0,2 в. Потребление всего
УТД со стабилизатором напряжения и другими вспомо-
гательными цепями не превышает обычно 20—30 ма при
напряжении 15—28 в. Габариты и вес УТД определяют-
ся, главным образом, циркуляторами и вентилями. Осо-
бенно малые габариты могут быть получены при исполь-
зовании микрополосковых конструкций [8, 41, 42, 46].
Рис. 3.13. Структурная схема УТД:
УС — усилительная секция; Цх, Ц2, Цз — циркуляторы; Вь В2 — вентили, обра-
зованные циркуляторами Цх, Ц2 с согласованными нагрузками СНХ и СН2.
Структурная схема УТД. Наибольшее распростране-
ние получили схемы УТД с ферритовыми циркулятора-
ми (3, 9, 12, 27, 33, 34]. Типовая схема (рис. 3.13) содер-
жит обычно, кроме основного циркулятора (Ц2 на
рис. 3.13) и усилительной секции с ТД, вентиль (В2) на
выходе, а иногда и на входе (Bi). Если защита УТД
осуществляется с помощью РЗП, то на входе УТД обыч-
но устанавливают дополнительное устройство защиты
(например, полупроводниковый ограничитель, см.
п. 1.3.2,б), так как мощность, просачивающаяся через
РЗП, оказывается слишком большой для ТД. Усиливае-
мый сигнал через BY и участок 1—2 циркулятора Ц2 про-
ходит к секции с ТД. Отраженный от нее усиленный сиг-
нал выходит из плеча 3 циркулятора Ц2 и через В2 по-
ступает на выход. Вентили Bi и В2 в значительной
степени ослабляют влияние на параметры УТД неидеально
согласованных импедансов источника сигнала и нагруз-
ки. Это влияние обусловлено недостаточностью развязок
циркулятора, которая приводит к возвращению в уси-
лительную секцию отраженной части усиленного сигнала,
14* 211
т. е. к явлению, аналогичному обратной связи в низко-
частотных усилителях [34]. Вентиль В2, кроме того, пре-
пятствует прохождению к ТД части мощности гетеродина,
просачивающейся из смесителя в тракт сигнала.
Эквивалентная схема УТД, используемая при расче-
тах, может быть представлена в виде соединения двух-
полюсника, имеющего тот же иммитанс, что и циркуля-
тор со стороны усилительной секции, с эквивалентной
схемой усилительной секции (рис. 3.14). Последняя, на-
ряду с ТД, может содержать следующие элементы.
Лд/4 Lq
Рис. 3.14. Возможные эквивалентные схемы УТД и их упрощенные
представления:
а, б) схемы параллельного типа; в, г) схемы последовательного типа.
1. Элементы для трансформации иммитанса циркуля-
тора (Уц или Zn) к требуемой величине в плоскости ТД
(Ун, ZH). Такими элементами могут быть четвертьволно-
вые отрезки линий, идеальный трансформатор*) (Утр,
♦> Формой использования идеального трансформатора является,
например, боковое смещение ТД относительно оси волновода.
212
Ктрь Утр2, Тр на рис. 3.14) и совокупность реактивных
элементов.
2. Элементы для подавления (предотвращения) па-
разитной генерации, образующие так называемую стаби-
лизирующую цепь. Эта цепь должна содержать широко-
полосные резисторы (иногда в сочетании с дополнитель-
ными поглощающими элементами) и реактивные эле-
менты или отрезки линий, короткозамыкающие эти ре-
зисторы в рабочей полосе частот. Стабилизирующее дей-
ствие цепи заключается в том, что она шунтирует ТД
активной проводимостью (поглотителем) в широком диа-
пазоне частот, за исключением рабочей полосы, в пре-
делах которой ТД связан не со стабилизирующими резис-
торами, а с полезной нагрузкой. Указанные реактивные
элементы и отрезки линий делают незначительными по-
тери в стабилизирующей цепи в рабочей полосе частот,
что необходимо для получения достаточно низкого коэф-
фициента шума. На рис. 3.14 стабилизирующие цепи обра-
зованы элементами Уоь Re, У02 и Zq, RC/LC/CC (рис. 3.14,а
и 3.14,в).
3. Элементы для компенсации реактивной составля-
ющий иммитанса ТД на частоте /о — «настроечные» эле-
менты: индуктивности, емкости и отрезки линий. К этой
же группе следует отнести реактивности и отрезки линий,
вводимые в схему для отображения соответствующих
элементов реальной конструкции, Здесь следует особо
выделить индуктивность Авн внешних по отношению
к керамике металлических деталей ТД и его держателя
(рис. 3.14,в), которая для СВЧ диодов таблеточной
формы, расположенных в волноводе, может составлять
0,2—0,3 нгн. Специальные настроечные элементы могут
отсутствовать, если их роль выполняют элементы транс-
формирующей или стабилизирующей цепи (например,
при /о<Ло/4 в схеме рис. 3.14,а).
4. Элементы для расширения полосы пропускания
УТД, образующие компенсирующую цепь. Компенсирую-
щая цепь образуется контурами, настроенными на fo, или
соответствующими им отрезками линий, включенными
таким образом, что изменение их реактивных сопротив-
лений (проводимостей) при отклонении частоты от fQ
компенсирует изменение реактивных составляющих им-
митансов других цепей [26, 31, 37].
5. Элементы цепи смещения (на рис. 3.14 не показа-
ны), подводящие к ТД напряжение смещения, снижаю-
щие выходное сопротивление источника смещения (для
постоянного тока и низких частот) и создающие доста-
точную развязку на СВЧ между основной частью схемы
и цепями источника питания. Такими элементами могут
быть резисторы, индуктивности, емкости, отрезки линий.
При правильном выборе конструкции цепи смещения
большинство ее элементов не оказывает влияния на им-
митансы СВЧ ветвей схемы в большей части диапазона
частот О-г-fnp (на низких частотах схема обычно заведо-
мо устойчива благодаря шунтирующему действию ре-
зисторов стабилизирующей цепи и цепи смещения) и
может поэтому не включаться в эквивалентную схему
при расчете УТД.
Эквивалентную схему УТД, как показано на рис. 3.14,
можно представить в виде параллельного (рис. 3.14,6)
или последовательного (рис. 3.14,г) соединения трех
ветвей: ветви полезной нагрузки (Ун, ZH), активной вет-
ви (Уа, Za) и стабилизирующей цепи (УСт, ZCT).
Конструкция УТД. По типу линии передачи, исполь-
зуемой на входе и выходе УТД (а, следовательно, и в со-
ответствующих ферритовых устройствах), различают
волноводные, коаксиальные и полосковые (в частности
микрополосковые) конструкции УТД. Принадлежность
к тому или иному типу не означает, что УТД должен
содержать лишь линии одного типа. Напротив, часто
удачным является сочетание в одной и той же усилитель-
ной секции элементов на линиях разного типа. Так, на-
пример, стабилизирующую цепь в волноводном УТД
следует выполнять на коаксиальной или полосковой ли-
ниях (вообще говоря, на линии с волной ТЕМ). Описа-
ния ряда конструкций УТД содержатся в [8, 9, 29, 30,
41—46].
В качестве примера рассмотрим конструкцию волноводной уси-
лительной секции с коаксиальной стабилизирующей цепью (рис. 3.15).
Этой конструкции соответствует схема рис. 3.14,в. Двухступенчатый
волноводный трансформатор и боковое смещение ТД относительно
оси волновода обеспечивают такую трансформацию импеданса Z4
к плоскости ТД, при которой получается требуемое усиление Кутд.
Коаксиальная стабилизирующая цепь содержит поглощающий вкла-
дыш 6 и резистор 5 (широкополосное поглощающее устройство) и
«отражающий» винт 7, у которого индуктивность «шейки» и торце-
вая емкость по отношению к центральному проводнику 4 коаксиаль-
ной линии образуют последовательный контур, настроенный на fo
(Lc и Сс на рис. 3.14,в). Этот контур замыкает накоротко стабили-
зирующую цепь в рабочей полосе частот. Проводник, подводящий на-
пряжение смещения к диоду через центральный стержень коаксиала,
пропущен между несколькими диэлектрическими пластинами с науг-
214
б)
Рис. 3.15. Волноводная усилительная секция УТД 3-см диапазона:
а) конструкция; б) общий вид (f0=9,37 Ггц, Д/утд = 150—350 Мгц, /<утд = 14,5 дб,
^уТд~6 дб):
/ — корпус; 2 — ТД; 3— держатель ТД с упругой диафрагмой, 4 — централь-
ный стержень коаксиальной стабилизирующей цепи; 5 — шайбовый резистор
типа МОУ-Ш; 6 — поглощающий вкладыш, состоящий из поглощающей (6а)
и диэлектрической (66) деталей; /—«отражающий» винт; 8, 9 — настроечные
винты, 10 — провод, подводящий смещение; 11 — науглероженные диэлектри-
ческие пластины; 12 — резистор; 13 — стабилитроны; 14— вход УТД; /5 — трех-
плечные циркуляторы; 16 — полосовой фильтр для подавления шумов ча-
стоты f3.
лероженными и изолированными от корпуса поверхностями. Это
обеспечивает хорошую развязку СВЧ цепей от цепей питания. Ста-
билитроны 13, включенные -параллельно друг другу (в противопо-
ложной полярности) и туннельному диоду, защищают его от разного
рода импульсных наводок из цепи смещения.
Определение устойчивости и расчет частотной харак-
теристики Кутд(/) по известным структуре и парамет-
рам эквивалентной схемы производится иммитансным
годографическим методом, суть которого заключается
в следующем. Схема УТД представляется в виде соеди-
нения трех ветвей: нагрузочной (ZH, Ун), активной
(Za, Уа) и стабилизирующей (ZCT, Уст). Эти ветви либо
соединены параллельно в некоторых двух точках, кото-
рые назовем базовыми, либо последовательно и образу-
ют базовый контур. В нагрузочную ветвь следует вклю-
чать лишь те резисторы, которые «представляют»
активную составляющую иммитанса циркулятора со
стороны усилительной секции (обычно это один рези-
стор, как на рис. 3.14). В активную ветвь должны быть
включены все отрицательные сопротивления (обычно
в схеме один ТД и соответственно одно отрицательное
сопротивление). В отнесении прочих элементов к той
или иной ветви может быть некоторая свобода (напри-
мер, для LBH на рис. 3.14,в). В таких случаях следует
руководствоваться стремлением упростить расчеты им-
митансов ветвей и в первую очередь активной ветви.
Для расчета схемы последовательного типа следует
[28—30, 32]:
1. Рассчитать значения ZH(f), Za(f) и ZCT(f) для
ряда частот в интервале от 0 до /Пр. Интервалы между
частотами следует выбирать меньшими в пределах ра-
бочей полосы частот и тех «подозрительных» участков
диапазона, на которых уменьшаются активные состав-
ляющие ZCT(f) или ZH(f).
2. Для функции Za(p), получаемой заменой /со на
комплексную частоту р в выражении Za(f), найти число
полюсов Р в правой полуплоскости р [30, 32, 47, 48].
Для простейших случаев Р известно. Так, например,
при отнесении к активной ветви одного элемента —R
(часть схемы правее плоскости 1—1 на рис. 3.12,6)
Р = 0; при отнесении к активной ветви части схемы ТД
(правее 2—2, 3—3 или 4—4, рис. 3.12,6) Р=\. Если же
к активной ветви отнести все пять элементов схемы ТД,
то [32]:
P=l, (3.31)
Р=3, (3.32)
Полезно помнить, что последовательное подключение
пассивных элементов не меняет числа Р для функции
Za(p). Точно так же не меняется число Р для функции
Уа(р) при параллельном подключении пассивных эле-
ментов. В более сложных случаях требуется анализ
функции Za(p).
Для определения Р можно воспользоваться приемом,
основанном на определении устойчивости вспомогатель-
ной схемы, образованной соединением реактивности Za
и резистора Rq. В такой схеме к активной ветви можно
отнести ТД с известным Р. Расчет производится для
нескольких значений /?0, каждому из которых соответ-
ствует определенное число обходов годографа Za(f)+Ro
вокруг начала координат. Искомое число Р равно тому
числу обходов, которое соответствует устойчивости
вспомогательной схемы.
3. Определить на принятых для расчета частотах f
сумму
Z(f)=ZH(f)+Za(f)+ZCT(f) (3.33)
и построить годограф Z(f) (тщательность построения
важна лишь для точек, лежащих вблизи начала коор-
динат). Продлив полученную кривую от точки Z(fnp) до
произвольной точки на оси R в правой полуплоскости,
подсчитать результирующее приращение угла (аргу-
мента) вектора Z(f) от точки f = 0 до конца кривой
(рис. 3.16,61). Это приращение удобно выразить числом
полуобходов вокруг начала координат, т. е. числом
180°-ных приращений угла (для кривой рис. 3.16,а оно
равно 3). Схема устойчива тогда и только тогда, когда
обход совершается против часовой стрелки (при увели-
чении f) и число полуобходов равно Р [28, 30, 32].
4. Рассчитать на интересующих нас частотах норми-
рованный импеданс, характеризующий усиление
Z'y(f) =[Za(f) +ZCT(f) +ImZH(f)]/ReZII(f) =
= Z(f)/ReZn(f)—1? (3.34)
Рис. 3.16. Примеры годогра-
фов импедансов (для схемы
рис. 3.14,в):
а) годограф суммарного импедан-
са /(/); б) годограф нормирован-
ного импеданса Z'v(f), характери-
зующего усиление Цифрами у то-
чек годографов обозначены норми-
рованные частоты ///о.
где ReZH(f) и ImZH(f) —вещественная и мнимая состав-
ляющие импеданса нагрузочной ветви Zu(f), Коэффи-
циент усиления КуТд(/) связан с Z'y(f) выражением
- *утд(Л = | (Z'y(D-i)2/(Z'y(D + 1) I2- (3.35)
Для частот, на которых ReZ'yCO, всегда КуТд(/)>1.
Определять КУтд(/) удобно, построив годограф Z'y(f)
в левой полуплоскости Z'y, где предварительно нанесе-
ны окружности постоянного усиления (рис. 3.16,6).
Последние легко построить по точкам их пересечения
с осью R'y:
*'y> = - (]/^+ 1 )/(/^ - 1), ]
I (3.36)
Я'У2=-(У^-1)/(И<^+1).)
Все сказанное выше применимо к расчету схем па-
раллельного типа, если вместо ZH, Za и ZCT оперировать
с Уи, Уа и Уст соответственно. Следует иметь в виду, что
для функции Уа(р) в случаях, когда она представляет
часть или всю схему ТД, Р = 0 при условии, что к Уа(р)
отнесена часть схемы правее плоскости 1—1 или 2—2
(рис. 3.12,6), а при отнесений к Уа(р) части схемы пра-
вее 3—3, 4—4 или 5—5
Р = 0, если Ls/CRrs^.1, (3.37)
Р = 2, если LsICRrs>\. (3.38)
Коэффициент шума УТД на частоте fQ рассчитывают
по формуле [9, 27]
Рутдо ~ ’ (3‘39)
где — общие потери во входном вентиле, промежутке
1—2 циркулятора (рис. 3.13) и в усилительной секции;
&ш = О,О2/оЯ — шумовой коэффициент ТД; /0 и R — по-
стоянная составляющая тока (ма) и модуль дифферен-
циального сопротивления (ом) в рабочей точке.
Величина km равна 1,3—1,5 для германиевых ТД, 0,8—1 для дио-
дов из GaAs и 1,6—1,8 для диодов из GaSb {9, 20, 26]. Для типового
случая, когда fo/fnp=O,3, £ш = 1,45, r8/R=0,06, Аутд = 30 (14,8 дб),
£v = l,2 (0,8 дб), величина /?утдо=3,36 (5,26 дб).
Проектирование УТД включает определение общей
структурной схемы, выбор циркулятора и вентилей,
определение структуры и элементов эквивалентной схе-
мы усилительной секции и способов их конструктивной
реализации и, наконец, расчет важнейших геометриче-
ских размеров. При проектировании полезно использо-
вать опыт расчета и конструирования УТД, приведен-
ный в [8, 9, 29—31, 35—46]. Работы [31, 35—39]
посвящены синтезу эквивалентных схем УТД (преиму-
щественнно с сосредоточенными элементами); в них да-
ны рекомендации по выбору параметров элементов той
или иной схемы, обеспечивающих максимальную широ-
кополосность. Хотя задача достижения максимальной
широкополосности для УТД, используемых в активных
РЛС, обычно не ставится, обеспечение определенного
запаса по полосе пропускания (по сравнению с требу-
емой полосой СВЧ устройства) желательно, так как это
обеспечивает стабильность параметров УТД при эксплу-
атации. Поэтому одна из схем, рекомендованных в
[31, 35—39], может быть принята в качестве первого
приближения искомой схемы. Если параметры выбран-
ного ТД в заданном диапазоне частот не позволяют
представить активную ветвь в виде последовательного
или параллельного контура (что требуется для исполь-
зования рекомендованных схем), следует использовать
дополнительные элементы для «симметрирования» годо-
графа иммитанса активной ветви в рабочей полосе, как
это делается, например, в [38]*). Далее необходимо пе-
рейти к схеме, более близкой к предполагаемой конст-
рукции, для чего надо заменить LC-контуры соответст-
вующими отрезками линий и ввести элементы, опреде-
ляемые конструкцией. Затем следует провести провероч-
ный расчет устойчивости и частотной характеристики
АуТд(/), и если необходимо — произвести корректировку
схемы и повторную проверку. При расчетах желательно
использовать эквивалентное представление иммитанса
циркулятора той или иной схемой или численно на осно-
ве экспериментальных данных, задать его иммитанс на
различных частотах.
При проектировании УТД необходимо также иметь
в виду следующее. В волноводных УТД хорошо реали-
*) Если полоса Д/утд~1-^-4% достаточна, «симметрирование»
годографOIB и использование рекомендаций [31, 35—39] не является
обязательным; .могут быть построены более простые схемы, в кото-
рых роль «настроечного» элемента может выполнять стабилизирую-
щая цепь (как, например, на рис. 3.14).
зуеТся последовательная схема, при этом стабилизиру-
ющая цепь выполняется на коаксиальной или полоско-
вой линиях. Сопротивление резистора в стабилизирую-
щей цепи выбирают обычно в пределах 18—40 ом
(типовые значения 20—30 ом). Волновое сопротивление
линии, соединяющей этот резистор с ТД, обычно имеет
близкое значение. Для последовательной схемы на ча-
стоте f0 активная составляющая импеданса нагрузки
должна быть в (VKyTA + 1)/(1/Кутд — 1) Раз больше
активной составляющей импеданса активной ветви,
если в последней настроечные элементы включены по-
следовательно с ТД, и во столько же раз меньше, если
— параллельно. Для параллельной схемы обратное
соотношение должно выполняться для проводимостей.
При этом предполагается равенство нулю реактивных
составляющих суммарных иммитансов на частоте f0-
3.4. Малошумящие усилители на ЛБВ
В отличие от ППУ и УТД, ЛБВ является нерегене-
ративным усилителем и представляет собой электрова-
куумный электронно-лучевой МШУ СВЧ (из всех разно-
видностей ЛБВ мы будем иметь в виду только малошу-
мящие ЛБВ). Усиление сигнала в ЛБВ происходит
благодаря взаимодействию между электронами сфоку-
сированного электронного пучка (луча), летящими от
катода к коллектору (рис. 3.17), и бегущей волной СВЧ
сигнала, распространяющейся в том же направлении
по замедляющей системе (обычно спиральной линии)
с несколько меньшей скоростью. При этом из-за тормо-
жения электронов в поле СВЧ волны их энергия пере-
дается полю и происходит усиление сигнала. Для сохра-
нения фокусировки луча на всей длине ЛБВ чаще всего
используют продольное магнитное поле соленоида или
постоянного магнита. В последнем случае ЛБВ называ-
ют пакетированной. Магнитная система малошумящей
ЛБВ, будучи достаточно тяжелой и большой, в значи-
тельной степени увеличивает, а на мм волнах почти все-
цело определяет общий вес и габариты усилителя на
ЛБВ, включая источник питания. Подробное описание
принципа работы ЛБВ, ее устройства и характеристик
дано в 1[1, 3, 49—51].
ЛБВ является самым широкополосным типом МШУ
СВЧ из-за отсутствия в ней резонансных систем. У боль-
шинства ЛБВ полоса пропускания Д/лбв//ср= Ю-г-60%
при Клбв>20-н25 дб, а мощность насыщения обычно
равна Рнас~1-И0 мквт [1, 3, 53]. Полосу Д/Лбв опреде-
ляют не по уменьшению Ко на 3 дб, а как полосу ча-
стот, в пределах которой величины /СЛбв и РЛбв соот-
ветственно не меньше и не больше заданных значений.
ЛБВ является также одним из самых высокочастотных
Рис. 3.17. Схематическое устройство усилителя на ЛБВ:
1 — катод; 2 — управляющий электрод; 3 — электроды анодов; 4 — волноводно-
коаксиальные переходы; 5 — коллектор; 6 — вакуумный баллон ЛБВ; 7 — СВЧ
поглотитель для предотвращения самовозбуждения; 8 — коаксиальная спи-
ральная линия (замедляющая система); 9 — магнитная фокусирующая систе-
ма (соленоид или постоянный магнит); 10— выводы питания электродов.
МШУ и охватывает диапазон мм волн (табл. 3.1).
Как видно из этой таблицы, у лучших зарубежных
ЛБВ, выпускаемых серийно, на см и мм волнах макси-
мальные значения /7Лбв = 5-г-19 дб (обычно типичные зна-
чения на 1—2 дб меньше максимальных). Практически
это означает (см. п. 2.2.3), что при включении наиболее
малошумящих ЛБВ перед смесителем выигрыш в об-
щем коэффициенте шума приемника FyZ /FQ может до-
стигать 4—5 дб, во многих же других случаях (особен-
но, если используется смеситель на ДБШ) этот
выигрыш не превосходит 2—3 дб, т. е. невелик. Однако
следует учитывать, что если по каким-либо причинам
смеситель не удается сделать малошумящим (напри-
мер, используется широкополосный немалошумящий
УПЧ), указанный выигрыш в коэффициенте шума зна-
чительно возрастает.
Таблица 3.1
Параметры ряда пакетированных ЛБВ со встроенными
источниками питания фирм Watkins — Johnson*) (США) и CSF**)
(Франция) [52, 53].
Тип ?Раб’ Ггц F А , дб, лбв’ ’ не бэлее Р мет ВЫХ’ (при насы- щении) не менее Вес, кг
WJ-269 2—4 66 5,5 1 _—
WJ-349 4,5—6,5 36 5 0,5 7,7
WJ-376 4—8 66 6,5 1 7,6
WJ-396 7—11 45 6 0,03 3,9
WJ-345-7 8,5—9,3 9 5,5 1 8,2
WJ-403 8—12 40 9 20 3,6
WJ-307-24 12—14 15 8 0,3 8,2
WJ-307 12—18 40 10 0,3 8,2
WJ-437 8—18 77 9,5 2 —
WJ-393-6 18—26,5 38 И 10 8,2
F-4115 29—35 19 12 50 —
WJ-338 26,5—40 40 14 2 11,3
WJ-449 50—75 40 19 3 —
F-4104 85,5—94,5 10 15 50 —
ТЛлбв^25 дб,
**) '<лбв^20 дб‘
Существенным достоинством ЛБВ является их высо-
кая устойчивость к перегрузкам СВЧ мощностью. На
см и более длинных волнах они могут длительно выдер-
живать значения средней мощности Рср —0,2ч-3 вт
(Рпыт — от десятых долей до единиц киловатт). Это
позволяет использовать для защиты ЛБВ от мощности
передатчика всего лишь предварительный РЗП
(§ 1.3.1,в) и тем самым уменьшить потери приема
в УЗП на 0,5—0,7 дб, упростить схему УЗП и повысить
надежность его работы. Кроме того, ЛБВ отличается
хорошей температурной стабильностью характеристик
в широком интервале /окр. Недостаток ЛБВ заключает-
ся в зависимости ее фазового сдвига от питающих на-
пряжений, особенно сильной от напряжения на спирали
^спир(Аф/А^спир = 5-И5 град!в и более (1, 50]), которое
к тому же является высоковольтным (~400—800 в —
на см волнах и до ~2—5 кв—на мм волнах). Это име-
ет значение при создании фазостабильных СВЧ устройств
(например, для моноимпульсных РЛС). Следует также
223
учитывать и высокую крутизну фазо-частотной , харак-
теристики ЛБВ (20—100 град]Мгц), приводящую к за-
паздыванию сигнала на десятые доли микросекунд [1].
Для повышения стабильности амплитудно- и фазо-ча-
стотных характеристик ЛБВ целесообразно включать
со стороны ее входа и выхода ферритовые вентили для
развязки от внешних цепей. Наконец, необходимо иметь
в виду, что большая широкополосность ЛБВ, чрезмер-
ная для ряда РЛС, в некоторой степени снижает поме-
хоустойчивость приемника, так как при воздействии
сильной помехи, даже далеко отстоящей по частоте от
рабочей частоты приемника, слабый полезный сигнал
будет подавлен из-за насыщения ЛБВ сильным сигналом
помехи. Такое явление исключается, если на входе
ЛБВ устанавливают преселектор (при этом, правда,
возрастает коэффициент шума). В настоящее время
в качестве узкополосных малогабаритных электрически
перестраиваемых преселекторов, устанавливаемых на
входе и выходе ЛБВ (на выходе для подавления шумов
ЛБВ на частоте f3) используют так называемые ЖИГ-
фильтры (фильтры на железо-иттриевом гранате) {8,53].
Питающие токи и напряжения в ЛБВ см и мм волн
имеют следующие значения. Напряжения на управля-
ющем и анодных электродах электронной пушки состав-
ляют от единиц и десятков до нескольких сот вольт,
а их токами потребления можно пренебречь. t/Cmip=
= 3504-2 500 в, ток спирали — десятки микроампер. На-
пряжение коллектора на несколько сот вольт выше
t/спир, а ток обычно меньше 1 ма. Все напряжения под-
бирают по минимуму ^лбв и заданной величине КЛбв и
указываются в паспорте ЛБВ. Характеристики ЛБВ
наиболее критичны к изменению (7Спир (50, 51]. Питание
электродов ЛБВ осуществляют от одного стабилизиро-
ванного выпрямителя с помощью резисторных делите-
лей напряжения [49]. В последние годы стали разраба-
тывать и выпускать пакетированные ЛБВ со встроенны-
ми источниками питания, представляющие собой полно-
стью законченный усилитель СВЧ (рис. 3.18).
Ранее разработанные непакетированные ЛБВ имеют
стеклянное оформление и нуждаются в довольно гро-
моздкой арматуре с системой электромагнитной фоку-
сировки [49, 51]. Современные ЛБВ имеют прочную и
надежную металлокерамическую конструкцию и, как
правило, пакетированы. Некоторые из них имеют также
224
магнитный экран, позволяющий устанавливать ЛБВ
в аппаратуре в непосредственной близости от ферро-
магнитных деталей без опасения изменить ее параметры.
При отсутствии такого экрана расстояние от ЛБВ до
ферромагнитных деталей должно быть обычно больше
100—150 мм, что существенно увеличивает эффективный
Рис. 3.18. Общий вид пакетированной ЛБВ со встроенным источни-
ком питания.
объем ЛБВ, занимаемый ею в аппаратуре. Вес выпуска-
емых пакетированных ЛБВ (без источника питания) со-
ставляет 7—9 кг на см волнах и 15—30 кг — на мм вол-
нах.
3.5. Выбор типа малошумящего усилителя
При выборе типа МШУ СВЧ для приемника РЛС см и мм волн
(ППУ, УТД или ЛБВ) необходимо иметь в виду следующие сравни-
тельные данные.
Наибольшим эффектом снижения коэффициента шума приемника
(FyE/F0) на см и мм волнах обладают ППУ (FyS/F0 5 4-7 дб);
УТД и лучшие ЛБВ дают FyS/F0 = 3 4- 5 дб, у остальных ЛБВ
F z /F0~2-f3 дб. ЛБВ наиболее широкополосны (для многих РЛС
даже чрезмерно), ППУ наиболее узкополосны. Мощность насыщения
ППУ и ЛБВ одного порядка, у УТД па один-полтора порядка мень-
ше, при этом динамический диапазон входных сигналов у УТД наи-
меньший. Будучи нерегенеративным усилителем, ЛБВ отличается
хорошей стабильностью характеристик, за исключением фазовой ста-
бильности, которая низка. Наименьшей стабильностью характеристик
без принятия специальных мер по ее обеспечению обладают ППУ.
Введение термостабилизации и в некоторых случаях периодической
подстройки частоты и мощности накачки (в процессе выполнения
регламентных работ по обслуживанию РЛС) решает проблему обес-
15—38 225
печения стабильности ППУ (в том числе и фазовой) для большин-
ства применений. Однако по этим и ряду других причин ППУ в схем-
но-конструктивном отношении является нередко и наиболее сложным
из сравниваемых типов МШУ, а УТД самым простым. ЛБВ отлича-
ются 'наибольшей устойчивостью к перегрузкам СВЧ мощностью,
УТД — наименьшей, вследствие чего последние нуждаются в наи-
большей степени защиты. ППУ и ЛБВ являются более коротковолно-
выми МШУ и созданы как на см, так и в длинноволновой части мм
диапазона, УТД — только на см и более длинных волнах. С другой
стороны, УТД являются самыми экономичными и миниатюрными
МШУ, в большинстве случаев даже несоизмеримыми по этим харак-
теристикам с ППУ и особенно с ЛБВ. Наибольшие же габариты и
вес имеют в большинстве случаев усилители на ЛБВ.
Таким образом, с точки зрения основной задачи, которую долж-
ны решать МШУ (снижения шумов приемника), ППУ оказываются
самыми эффективными МШУ, а поэтому и наиболее желательными
для применения. Однако это не означает, что вопрос выбора типа
МШУ решается однозначно, т. к. учет других факторов нередко вы-
нуждает отказаться от ППУ и предпочесть ему УТД: в тех случаях,
например, где чрезвычайно важна экономичность питания либо на-
кладываются весьма жесткие ограничения на вес и габариты прием-
ного устройства, либо недостаточна -полоса иропускания ППУ и т. д.
ЛБВ, притом наиболее малошумящие из них (обеспечивающие
Fyv/Fo = 4-t-5 дб), целесообразно использовать в приемниках РЛС
тогда, когда по тем или иным причинам не могут быть разработаны
ППУ и УТД с требуемыми характеристиками. В будущем, по мере
совершенствования параметров полупроводниковых приборов и по-
явления возможности создания полупроводниковых генераторов на-
качки мм диапазона (по крайней мере длинноволновой части),
а также по мере развития и совершенствования техники микрополос-
ковых интегральных ППУ они могут стать более распространен-
ным типом МШУ, чем в настоящее время.
3.6. Методы подавления шумов зеркального
канала приема
В § В.З было показано, что для реализации минимально возмож-
ного общего коэффициента шума приемника с МШУ (Fyv), т. е.
для достижения максимально возможного выигрыша FyY/FQ в ре-
зультате применения МШУ, между ним и смесителем необходимо
включать устройство подавления выходных шумов МШУ зеркальной
частоты f3. Можно указать три метода решения этой задачи:
1) включение на выходе МШУ фильтра СВЧ, обеспечивающего в ра-
бочей полосе частот сигнала fc раб малые потери (1фп< 14-1,5 дб),
а в соответствующей зеркальной полосе /в раб достаточно большое
запирание (£ф3>13ч-15 дб); 2) применение в приемнике двойного
преобразования частоты с высокой первой ПЧ (см. [2, стр. 275]), при
которой полоса /зраб оказывается за пределами полосы усиления
МШУ, т. е. удовлетворяется условие (В.20), а именно: Ду dKy з>
>13ч-15 дб’, 3) применение в поиемнике схемы фазового подавления
f3 [55].
Метод использования фильтра для подавления /3 уже рассмат-
ривался в § 2.5. Интервал частот склона АЧХ фильтра между зна-
226
чениями £фП и £фз должен удовлетворяв условию (2.17). Этот
метод подавления f3 является простейшим и наиболее распространен-
ным, однако практически его не всегда удается использовать из-за
трудности создания фильтров с весьма крутыми склонами АЧХ, ко-
торые требуется обеспечить при использовании обычных промежу-
точных частот (§ 2.5). Вопросы расчета и проектирования СВЧ
фильтров подробно изложены в [54].
Использование второго метода подавления f3 рассмотрено в [2]
и связано с усложнением схемы приемника. Кроме того, этот метод,
очевидно, нецелесообразен при использовании большинства ЛБВ,
поскольку из-за их весьма широкой полосы пропускания оказывается,
что первая ПЧ в приемнике с двойным преобразованием частоты бу-
дет лежать в СВЧ диапазоне.
Третий метод подавления f3 описан в [55] и основан на преобра-
зовании принимаемого сигнала не в одном, а в двух одинаковых
смесителях (к которым мощности сигнала и гетеродина подводятся
с определенным фазовым сдвигом) с последующим суммированием
их выходных сигналов ПЧ в специальном сумматоре ПЧ. В послед-
нем сигналы ПЧ, обусловленные СВЧ сигналом зеркальной частоты,
подавляются из-за получающейся противоположности их фаз, вообще
говоря, независимо от величины ПЧ ।(аналогично подавлению шумов
гетеродина в БС). Этот метод фазового подавления f3 может обес-
печить подавление f3 более чем на 20 дб в широкой полосе частот
/с раб (10—40%) [56, 57]. Однако применение данного метода «свя-
зано с определенным усложнением приемника: происходит «удвое-
ние» смесителя (вместо одного два) с соответствующим увеличени-
ем необходимой мощности Рг и усложнением входной цепи УПЧ
из-за добавления сумматора ПЧ. При использовании микропочоско-
вых СВЧ устройств и микросхем УПЧ это усложнение заметно не
сказывается на размерах и весе приемника. Подобные устройства
описаны в [46, 57]. Вследствие широкополосности фазового подавле-
ния f3 и отсутствия ограничений на используемую величину ПЧ
этот метод может оказаться предпочтительным во многих случаях
применения МШУ.
Глава четвертая
ГЕТЕРОДИНЫ САНТИМЕТРОВЫХ
И МИЛЛИМЕТРОВЫХ ВОЛН
4.1. Характеристики гетеродинов и общие требования
к ним
Гетеродин служит источником (генератором) непре-
рывных СВЧ колебаний, подводимых к смесителям СВЧУ
приемника. В некогерентных РЛС система АПЧ управ-
ляет частотой гетеродина fr, заставляя ее следить за из-
менениями частоты передатчика fliep и тем самым поддер-
живая постоянство /пч= |Jr—/пер| во всех условиях ра-
боты (§ В.З). К характеристикам, определяющим основ-
ные свойства гетеродина, относятся:
1. Диапазон рабочих частот (диапазон перестройки)
Д/раб — /макс /мин-
2. Выходная мощность РВых и ее изменение в диапа-
зоне ЧаСТОТ Д/раб-
3. Диапазон мгновенной (безынерционной) электри-
ческой или электронной настройки частоты Д/эл.
4. Крутизна электронной настройки частоты 5ЭЛ =
= Д//Д[7 (Мгц/в), определяемая как изменение частоты
на 1 в изменения управляющего напряжения.
5. Нестабильность частоты и мощности при воздей-
ствии дестабилизирующих факторов: изменения темпера-
туры, давления и влажности окружающей среды, измене-
ния питающих напряжений и импеданса нагрузки (КСВ
и фазы отражения), механических воздействий (вибра-
ции, удары и пр.) К характеристикам нестабильности
частоты /г и мощности РВых относятся: температурный
коэффициент частоты ТКЧ=Д//Д/Окр [Мгц/град]\ относи-
тельное уменьшение МОЩНОСТи ДРрас = ДРвых/Рвыхн0М
[%] и затягивание (изменение) частоты Д/рас [Мгц] при
определенном рассогласовании нагрузки (обычно при
рнаг, равном 1,5 или 2) и наихудшей фазе отражения
от нее по сравнению с Рвых и /г при номинальной (согла-
сованной) нагрузке; амплитуда девиации частоты (па-
разитная частотная модуляция) при механических воз-
228
действиях Д^ев [Мгц], а также ряд других характеристик.
6. Уровень генерируемых шумов на различных часто-
тах по обе стороны от основного колебания ц, т. е. уро-
вень шумов гетеродина при различных промежуточных
частотах.
Остановимся на последней характеристике несколько
подробнее. Из-за флуктуаций частоты и мощности гете-
родина, обусловленных в разных типах генераторов
своими причинами, основное гармоническое колебание/г
сопровождается генерацией сплошного спектра шумов,
располагающегося по обе стороны от /г (см. рис. 2.17).
Эти шумы можно представить в виде совокупности двух
спектров: спектра амплитудных шумов (AM-шумов), обу-
словленного амплитудной модуляцией колебаний (флук-
туациями амплитуды), и спектра частотных шумов (ЧМ-
шумов), обусловленного частотной модуляцией колеба-
ний (флуктуациями частоты).
Спектр AM-шумов РШг(/) = Лпг(/г±/сдв) представляет
собой зависимость спектральной плотности флуктуаций
мощности (мощности шумов в полосе Д/=1 гц, вт!гц) от
величины сдвига .частоты /сдвб/сдв^/пч) относительно ча-
стоты /г по обе стороны от нее, т. е. представляет со£ей
зависимость от величины /пч (см. рис. 2.17). Практически
же AM-шумы количественно обычно характеризуют от-
ношением мощности шума в двух симметричных боко-
вых полосах*) к мощности сигнала (несущей) при том
или 'ином значении /Сдв в виде **)
ma = 101g Ршг (fc)p+ Pm (fa) =
ЕЫХ
= 101g + з)вых. f—Y (4.1)
Апч-^*вых \ J
где Pmr(fc)> РШг(?з)—спектральная плотность мощности
AM-шумов на частотах fc и fs, сдвинутых относительно
fr на величину fn4; (Ршг с + РШгз) вых — суммарная выход-
ная мощность AM-шумов в двух боковых полосах шири-
ной А/ пч на частотах /с и f3. Величина та зависит от ти-
па гетеродина, величин fr и /пч и леж'ит в пределах
— (100—180) дб/гц. Значения та, выраженные в 1/гц, и
*) Иногда величину та определяют при учете шума только
в одной полосе.
**) Иногда берут обратное отношение, которое в децибелах при-
близительно равно приведенному, но имеет знак плюс.
удельного шумового отношения /го ($.36) связаны coof-
ношением
/г0 = та/103 • /гТ0=2,5 • 1017та \/мвт. (4.2)
Спектр ЧМ-шумов обычно характеризуют зависимо-
стью спектральной плотности среднего квадрата флук-
туаций частоты Д/%т модулирующей частоты }сЛв=^ч,
где. Д/2 — среднеквадратичное отклонение частоты от
номинального значения на данной частоте модуляции
/сдв в полосе модулирующих частот △/;= 1 гц. Раз-
мерность Af^ гц^гц (подробнее о характеристиках
ЧМ-шумов см. в [12,7]). Нередко уровень ЧМ-шумов,
подобно AM-шумам, характеризуют величиной =
— 101£’(Рш//Рвых) [дб/гц], где — спектральная плот-
ность мощности в полосе 1 гц двух боковых составляю-
щих*) спектра выходного сигнала, модулированного ЧМ-
шумами. Связь между величинами mf и А/^ определяет-
ся соотношением [1]
™t = 101g (Рш//Рвых) = ю 1g (Af>f2J {дб!гц\- (4.3)
ЧМ-шумы, как уже указывалось (п. 2.4.2), не подав-
ляются схемой БС и в приемных устройствах с когерент-
ным детектированием сигнала частотные шумы преобра-
зуются в амплитудные. Величина Af^ зависит от типа
гетеродина, значений fr и fU4 и лежит в пределах от
десятых долей единицы до десяти и более тысяч гц21гц.
Наибольшие величины ша и Af2 соответствуют наимень-
шим значениям /сдв, лежащим в области допплеровских
частот.
Рассмотрим общие требования ко всем перечислен-
ным характеристикам гетеродинов. Диапазон частот ге-
теродина должен соответствовать диапазону частот пе-
редатчика, т. е. А/раб^А/пермакс. При этом граничные
частоты гетеродина для /г=/пер+/пч должны иметь зна-
чения: /г мин^/пер мин + /пч, fr макс ^fnep макс + /пч« МОЩ-
НОСТЬ гетеродина РВых должна быть больше суммарной
величины РгХ, необходимой для питания всех смесителей
*) Иногда mf определяют при учете только одной боковой со-
ставляющей.
СВЧ устройства (§ 6.1). Желательно иметь некоторый
запас мощности Рвых по сравнению с РгЕ (в 1,5 раза или
более), так каков позволяет частично развязать гетеро-
дин от влияния импеданса смесителей с помощью атте-
нюаторов регулировки мощности гетеродина (§ 6.1) и
тем самым повысить стабильность его параметров. Кро-
ме того, к мощности Рвых предъявляется требование воз-
можно большей ее равномерности в диапазоне Afpa6, т. к.
в противном случае большие изменения РВых при пере-
стройке fr приведут к заметным изменениям коэффици-
ента шума Fcy.
Электронная настройка гетеродина (Д[Эл) использу-
ется в системе АПЧ для безынерционной подстройки
/пч= |fr—/пер| при изменениях fr и fnep. Поэтому диапа-
зон электронной настройки должен быть достаточно
большим, чтобы иметь возможность скомпенсировать
максимальные изменения fr и fnep, обусловленные воздей-
ствием всех дестабилизирующих факторов. При этом
весьма желательно, чтобы электронная настройка часто-
ты происходила без потребления или с минимальным по-
треблением мощности в цепи управления частотой, что
упрощает схему и конструкцию системы АПЧ. Жела-
тельно также, чтобы крутизна 50Л не была слишком вы-
сокой (5эл<54-10 Мгц!в). В противном случае требова-
ния к уровню пульсаций питающего напряжения цепи уп-
равления частотой становятся трудно выполнимыми ина
точность работы АПЧ начинает влиять вызванная пуль-
сациями паразитная частотная модуляция гетеродина.
Нестабильности fr и РВЫх при воздействии дестабили-
зирующих факторов должны быть минимальными. При
выполнении этого требования уменьшается необходимая
величина Af9JI, повышается стабильность коэффициента
шума Fcy, выходного сигнала смесителя АПЧ и других
характеристик приемника. В частности, при малых зна-
чениях девиации частоты от механических воздействий
улучшаются условия обнаружения движущихся целей
в приемниках с селекцией движущихся целей (СДЦ) [1].
Следует также стремиться к минимальному уровню шу-
мов гетеродина по причинам, уже рассмотренным в §2.4.
4.2. Отражательные клистроны
Отражательный клистрон является самым распростра-
ненным гетеродином см и мм волн. Он представляет со-
бой электровакуумный прибор, являющийся в болыпин-
231
стве случаев полностью готовым к работе (требующий
только подачи питающих напряжений) маломощным ге-
нератором СВЧ. Принцип действия, устройство и свой-
ства отражательного клистрона подробно описаны
в [1, 3—5]. Основными элементами таких клистронов
являются (рис. 4.1): катод с фокусирующим электродом,
формирующие электронный луч; резонатор с узким СВЧ
Рис. 4.1. Отражательный кли-
строн: устройство, схема питания
(а) и его общий .вид (б):
1 — окно связи; 2 — присоединитель-
ный фланец; 3 — винт механической
перестройки частоты генерации; 4 —
внешний дополнительный резонатор;
5 — герметизированное окно связи;
6 — внутренний резонатор; 7 — отра-
жатель. 8 — катод; 9 — фокусирующий
электрод; 10 — сетки резонатора; 7?ф,
Сф — резисторы и конденсаторы для
фильтрации напряжений «наводок»,
поступающих по цепям питания; £7рез,
t?0Tp, (7ф0К — напряжения резонато-
ра, отражателя и фокусирования.
зазором (содержащий в большинстве случаев сетки),
в котором происходит взаимодействие электронов луча
с СВЧ полем резонатора, и электрод отражателя с отри-
цательном потенциалом относительно катода, заставляю-
щий электроны луча возвращаться в зазор резонатора.
Принцип действия отражательного клистрона сводит-
ся к следующему. Электроны, ускоренные положитель-
ным потенциалом резонатора, влетают в СВЧ зазо.р, где
под воздействием переменного поля между сетками за
время пролета этого расстояния происходит модуляция
скорости электронов (ускорение одних и замедление дру-
гих). При дальнейшем их движении между резонатором
и отражателем эта модуляция скорости переходит в мо-
дуляцию плотности заряда — образуются сгустки элек-
тронов. Последние после возвращения в резонатор во
время вторичного пролета СВЧ зазора при благоприят-
ной фаз$ СВЧ поля (когда оно является для них тормо-
зящим) отдают ему свою энергию. В результате проис-
ходит нарастание автоколебаний в резонаторе до опре-
деленного уровня. Благоприятный момент вторичного
вхождения электронов в зазор достигается подбором на-
пряжения отражателя, причем наибольшая мощность
^вых макс возникает при некотором определенном напря-
жении t/отропт, называемом оптимальным. При измене-
нии [70тр в обе стороны от (7ОТропт из-за изменения фазы
вторичного вхождения электронов в зазор и связанного
с этим изменения полной проводимости последнего про-
исходит уменьшение РВых, сопровождающееся изменени-
ем /г, вплоть до прекращения генерации (рис. 4.2). Об-
ласть напряжений ССтр, в которой имеется генерация,
называется зоной генерации, а изменение /г при измене-
нии |[70тр называется электронной настройкой частоты.
При изменении [7отр в широких пределах можно обнару-
жить ряд зон генерации (зоны А и Б), причем в каждой
последующей зоне, соответствующей большему напря-
жению (70тр, величина Рвыхмакс больше, чем в предыду-
щей, а крутизна электронной настройки Зэл на линейном
участке кривой fY(UQ^) меньше. Однако в качестве рабо-
чих используют только одну или две зоны, причем соот-
ветствующие им </отр указывают в паспорте на клистрон.
Практически для работы используют не всю зону,
а только ту ее часть, в пределах которой РВых^
^0,5Рвыхмакс, т. е. изменение РВых равно 3 дб. Соответ-
ствующая этой части зоны полоса электронной настрой-
ки частоты (между точками 0,5Рвых макс) называется
диапазоном электронной настройки Д/эл (рис. 4.2). В бо-
лее высоковольтных зонах величина Д/эл меньше. Следу-
ет учитывать, что при рассогласованной нагрузке кли-
строна в зависимости от величины КСВ и фазы отраже-
ния форма зоны может сильно измениться и исказиться
по сравнению с рис. 4.2. При этом параметры Рвыхмакс.
ванной нагрузке (t/рез=300 в, /го — частота в центре зоны).
5ЭЛ и Д/эл могут значительно отличаться от их величины
при согласованной нагрузке (подробнее об этом см.
[3, 5]). В дальнейшем все параметры будут указаны для
согласованной нагрузки (рнаг^М), а величиной РВых
будет обозначена мощность в центре зоны Рвыхмакс. Рас-
смотрим особенности конструкции клистронов см и
мм волн. По устройству резонатора и соединению его
с лампой различают клистроны с внешним и с внутрен-
ним резонаторами. Первые — стеклянной или керамиче-
ской конструкции — имеют внешний съемный резонатор
(рис. 4.3,а) и применяются на длинных см и дм волнах.
Вторые — металлические — имеют внутренний резонатор
(рис. 4.1) и коаксиальный или волноводный вывод энер-
гии (рис. 4.3). Все современные клистроны на Х<5 см
имеют внутренний резонатор и волноводный вывод
(обычно в виде стандартного волноводного фланца), по-
зволяющий подключать клистрон непосредственно к вол-
новоду. Клистроны с коаксиальным выводом (рис. 4.3,6)
должны подключаться к волноводу через специальный
переходный волновод [3, 6]. Изменение частоты fr в ши-
Рис. 4.3. Общий вид отра-
жательных клистронов см
и мм волн:
а) с внешним резонатором
и коаксиальным выходом;
б) с внутренним резонатором
и коаксиальным выходом;
в) с внутренним резонатором и
волноводным выходом.
роком диапазоне Д/раб производится механической пере-
стройкой частоты резонатора (при этом изменяется на-
пряжение t/отропт).
Для этого изменяют объем внешнего резонатора с по-
мощью плунжера или используют индуктивные винты
(рис. 4.3,а). Распространенным способом перестройки ча-
стоты внутреннего резонатора является изменение шири-
ны (емкости) его СВЧ зазора путем изменения прогиба
верхней стенки резонатора (содержащей сетку), выпол-
ненной в виде тонкой эластичной мембраны [3, 4]. Недо-
статком клистронов такой конструкции является сравни-
тельно низкая стабильность частоты при механических
воздействиях (значительная величина А/дев) и при из-
менении давления окружающей среды (значительная ве-
личина БКЧ— барометрического коэффициента часто-
ты). Например, для клистрона К-27 3-см диапазона
БКЧ — 0,02 Мгц!мм рт. ст. [5]. Среди клистронов с вну-
тренним резонатором наименьшей величиной А/дев и пре-
небрежимо малым БКЧ обладают механически особо
прочные двухрезонаторные клистроны (рис. 4.1), пере-
стройка частоты которых осуществляется в дополнитель-
ном резонаторе.
Используют и другие способы перестройки частоты
внутреннего резонатора (например, диэлектрическим
поршнем). Наконец, заметим, что по конструкции меха-
низма перестройки fr различают клистроны с медленной
и быстрой перестройкой частоты. Последние позволяют
перестраивать fr с помощью электродвигателя во всем
диапазоне Д/раб с большой скоростью.
Гетеродинные клистроны см и мм волн характери-
зуются следующими параметрами и данными (табл. 4.1)
[1, 5, 28, 29]: А/раб//гср==3-т-15%, Р-вых^ 104-100 мет,
А/Эл >20ч-150 Мгц, 5ЭЛ~ 0,3-4-15 Мгц!в (в центре зоны),
ТКЧ — от десятых долей до нескольких Мгц)град. При
работе в центре зоны рассогласование нагрузки до
РнагР=1,5 при наихудшей фазе вызывает уменьшение
Рвых на А/)рас//)вых^25%' и изменение частоты (Д/рас)
в пределах от единиц до нескольких десятков мегагерц.
Изменение питающих напряжений может также заметно
влиять на стабильность вызывая сдвиг частоты в пре-
делах: от десятых долей до 1 Мгц!в при изменении £/рез,
от единиц до нескольких десятков Мгц/в при изменении
напряжения накала и до нескольких Мгц]в при измене-
нии t/фок. Во всех случаях наибольшие абсолютные не-
стабильности частоты, естественно, у клистронов мм
волн. При механической перестройке частоты клистрона
в диапазоне Afpas мощность РВых может изменяться до
1,5—2,5 раз.
Флуктуационные шумы в клистроне обусловлены дро-
бовым эффектом и флуктуациями распределения элек-
тронов между всеми электродами лампы и другими мо-
дуляционными хаотическими процессами. Спектр АМ-
шумов представлен на рис. 2.17 и имеет высокий уро-
236
Таблица 4.1
Параметры гетеродинных клистронов см и мм волн с внутренним резонатором
\ cP* см Д^Раб^гсР’ % Msm не менее ДГ8Л, мгц не менее г>эл, Мгц/s (в центре зоны), не более ^ОТР опт’ 6 (в диапазоне Д^Раб> Урез. « ±ез’ ма' не более ^фок’ 6 ткч, Мгц!град, не более
7—8 15 80 20 2 100—260 300 55 0 ±0,54—1
< 3—5 10 35 30 3 70—180 300 50 0 Он—0,2
1,5—2,5 7 20 40 4 100—250 350 50 0 Он—0,3
0,8—0,9 4 20 50 5 100—350 500 40 0 Он—0,9
0,8—0,9 10 15 60 6 60—200 1500 20 20—100 ±1.2
0,4—0,5 5 10 100 15 120—300 2500 20 20—200 ±1,54—1
0,2—0,3 6 10 150 10 50—450 1800 15 0 ±64—2,6
Примечание 1. Типичные значения Р ых и Д/эл обычно в 1,5—2 раза вы де минимальных, a Sg3I в 1,54-2 раза ниже м неси 1альных
значений, указанных в таблице.
2. См. сноску на стр. 58.
вень мощности шума вблизи несущей частоты (т. е. при
значениях /Сдв, лежащих в диапазоне допплеровских ча-
стот), который постепенно уменьшается по мере удале-
ния от несущей (увеличения fn4). Спектр ЧМ-шумов
имеет аналогичную форму [2, 3, 27].
Шумы клистронов см волн в центре зоны характеризуются
следующими данными fl]: на частотах сдвига /Сдв порядка 100 гц,
3 кгц, 30 кгц и 10-ь 100 Мгц величины та соответственно равны —
(130-ь 140); — (1.35-Ы160); —(150-Ы70) и_—<(>1'65^,175) дб!гц\ а на
/сдвМОО гц, 3 кгц и 30 кгц значения Д[щ равны 0,3-ы10; 0,2-ь 1,5
и 0,1-ь0,3 гц2!гц соответственно (т/«—(33-ь48); -(704-80);
— (98-ь 103) дб!гц). При отклонении от центра зоны генерации шумы
возрастают, причем в большей степени при отклонении в сторону
высоковольтного (высокочастотного) края зоны. На низковольтном
краю зоны АМ- и ЧМ-шумы на 3-ь10 дб больше, чем в центре, а на
высоковольтном краю на 44-15 дб больше.
По мере укорочения длины волны шумы клистронов
возрастают, причем особенно значительно на мм волнах.
Уже в 8-мм диапазоне на fсдв = 304-60 Мгц AM-шумы на
104-20 дб выше, чем в 3-см диапазоне. О величине этих
шумов можно судить по экспериментальным данным
табл. 4.2, полученным при исследовании различных эк-
Таблица 4.2
Уровень амплитудных шумов двух типов клистронов 8-мм
диапазона при fcffB = 30 Мгц
|Тип клистрона "Низковольтная граница Центр зоны генерации Высоковольтная грани-
'го- 11мвт дб/гц 'го- 1 ]мвт дб/гц /го, \/мвт тла, дб/гц
Высоковольтный (С,рез=1500 Низковольтный (t/pe3=500 в) 904-300 200-Ь>4000 — (1494- 154) -(<1384- 151) 504-100 1004-1000 -(1544- 157) -(1444- 154) 600—750 750—>4000 -(1454- 146) -(<1384- 145)
земпляров двух типов клистронов 8-мм диапазона, при-
веденных в табл. 4.1. При переходе с частоты /Сдв —
= 30 Мгц на 60 Мгц уровень этих шумов уменьшается
в 44-8 раз.
Источники питания клистронов должны быть стаби-
лизированы, причем особенно жестко по (7отр и С7фОк (не-
стабильность не более 0,1%). Требования к стабильно-
сти напряжений возрастают для клистронов мм волн,
у которых влияние изменений напряжений на частоту
fr больше, чем на см волнах. Схема питания клистронов
238
должна быть такой, чтобы в процессе включения, выклю-
чения и во время работы напряжение t/0Tp всегда было
отрицательным по отношению к катоду. В противном
случае из-за появления электронного тока на отража-
тель и его разогрева возможен преждевременный выход
клистрона из строя [1]. Результирующее сопротивление,
включенное в цепь отражателя, не должно превосходить
допустимой величины, указанной в ТУ на клистрон
(обычно не более 100 ком). Варианты схем подключения
клистронов к источникам питания и правила эксплуата-
ции клистронов рассмотрены в [1], а зависимость их па-
раметров от режима работы в [1, 3]. Наконец, заметим,
что клистроны на Храб<3 см нуждаются в принудитель-
ном воздушном охлаждении с помощью вентиляторов.
Необходимая интенсивность обдува оговорена в ТУ на
клистрон.
4.3. Лампы обратной волны (ЛОВ)
Гетеродинные (маломощные) ЛОВ типа О являются,
как и клистроны, полностью готовыми к работе генера-
торами СВЧ и представляют собой электровакуумный
электроннолучевой прибор. Состав основных элементов
этих ЛОВ (другие здесь не рассматриваются) и их уст-
ройство почти полностью совпадают с ЛБВ (§ 3.4,
рис. 3.17). Принципиальное отличие устройства ЛОВ от
ЛБВ заключается в том, что в ЛОВ имеется только один
волноводный или коаксиальный вывод СВЧ энергии,
элемент связи которого с замедляющей системой распо-
ложен у ее начала (у катода), а СВЧ поглотитель (со-
гласованная нагрузка) расположен в конце замедляю-
щей системы, у коллектора (рис. 4.4).
Принцип действия и устройство ЛОВ подробно описаны в [4, 7,
8]. Взаимодействие сфокусированных в лучок электронов ЛОВ про-
исходит не с прямой волной, как в ЛБВ, а с обратной пространствен-
ной гармоникой (составляющей) поля обратной волны, распростра-
няющейся по замедляющей системе (спираль, «встречные штыри»
и др.) от коллектора к катоду. В результате такого взаимодействия
энергия электронов передается этой гармонике, имеющей направле-
ние распространения, совпадающее с электронным, и в конечном
счете основной (обратной) волне, распространяющейся от коллек-
тора к катоду [4, 71. Такая система взаимодействия обеспечивает
условия самовозбуждения колебаний.
Частота колебаний /г, естественно, зависит от напря-
жения на замедляющей системе, т. е. от скорости элек-
тронов, вследствие чего это напряжение называют
управляющим (Uyap). Изменяя [7уПр в широких преде-
лах, можйо получить очень широкий диапазон электрон-
ной настройки Д/эл. Это и делает ЛОВ самым широко-
диапазонным гетеродином с электронной настройкой fr
(механическая настройка отсутствует).
По способу фокусировки электронного пучка разли-
чают ЛОВ с магнитной (постоянным магнитом) и перио-
дической электростатической фокусировками (рис. 4.4).
Назовем их для краткости ЛОВ-МФ и ЛОВ-ЭФ соответ-
Рис. 4.4. Схема устройства ЛОВ с магнитной (а) и периодической
электростатической (б) фокусировкой:
/ — фокусирующий электрод; 2 — первый анод; 3 — замедляющая система; 4 —
постоянный магнит; 5 — согласованная нагрузка; 6 — коллектор; 7 — волновод-
ный вывод энергии.
ственно. В ЛОВ-ЭФ используют замедляющие системы
типа видоизмененной двухпроводной линии, например
«встречные штыри» [7—9]. К изолированным друг от дру-
га половинкам такой системы прикладывают фокусирую-
щее напряжение, при этом соседние элементы замедляю-
щей системы образуют систему электростатических линз.
Это же напряжение часто используют также в качестве
управляющего (t/ynp) для перестройки частоты fr, т. к.
величина последней определяется среднеарифметическим
значением напряжений на обеих половинках замедляю-
240
щей системы относительно катода [8]. Важнейшим Пре-
имуществом ЛОВ-ЭФ перед ЛОВ-МФ являются значи-
тельно меньшие размеры и вес лампы. По этим данным
и внешнему виду ЛОВ-ЭФ приближаются к клистронам
(рис. 4.5). Современные ЛОВ выпускают в виде меха-
нически прочной металлокерамической конструкции,
а ЛОВ-МФ — в пакетированном виде. Вес ЛОВ-ЭФ ра-
вен 300—600 г, вес ЛОВ-МФ 3—5 кг.
Рис. 4.5. Общий вид ЛОВ см волн с магнитной (а) и электростати-
ческой (б) фокусировкой.
Характерными особенностями свойств ЛОВ, наряду
с широким диапазоном Д/эл, являются нелинейная зави-
симость частоты fr от t/ynp и связанная с этим большая
величина 50Л в низкочастотной половине диапазона
А/эл, а также весьма значительные изменения РВых и 5ЭЛ
16—38 241
ё рабочем диапазоне. При этом зависимости /)Вых(^упр)
и Зэл(^упр), эквивалентные соответствующим зависимо-
стям от частоты представляют собой не монотонные,
а волнистые или изрезанные кривые (рис. 4.6). Сущест-
вование таких зависимостей вытекает из принципа дейст-
вия ЛОВ, а их немонотонность объясняется влиянием
отражений в элементах СВЧ тракта ЛОВ и в ее нагруз-
ке [4, 7, 8]. Чем больше эти отражения, теАм больше из-
резанность кривых.
щей системе (/упр.
ЛОВ имеют следующие электрические характеристи-
ки. Диапазон Д/эл, равный в данном случае Afpa6, состав-
ляет 20—60% от величины /г ср [7, 9]. В этом диапазоне
242
перепад выходной мощности Рвыхмакс/Лшхмин=54-10 дб,
причем между соседними экстремальными значениями
он может достигать 3—5 дб; перепад крутизны
5эл макс/^эл мин ~ 2,5 4-6. Крутизна 5ЭЛмип составляет еди-
ницы Мгц/в, а 5Эл макс на мм волнах достигает несколь-
ких десятков Мгц]в. Мощность Рвых мин лежит в пределах
от 5—10 мет на коротких мм волнах до десятков и сотен
милливатт на см волнах (табл. 4.3) [5, 7, 9, 28]. ТКЧ
ЛОВ определяется в основном коэффициентом линейного
расширения металла замедляющей системы и имеет при-
близительно такую же величину, как у клистронов
[7, 8].
При рассогласовании внешней нагрузки ЛОВ ее мощ-
ность Рвых уменьшается, а перепады РВых и 5ЭЛ в полосе
частот Д/эл возрастают, причем тем больше, чем больше
КСВ нагрузки и расстояние от нее до выхода ЛОВ. Эти
вопросы, так же как и влияние других дестабилизирую-
щих факторов на параметры ЛОВ, рассмотрены подроб-
нее в [7, 8].
Амплитудные шумы ЛОВ на частотах сдвига /сдв~
«54-30 Мгц имеют величину такого же порядка, что и
в отражательных клистронах соответствующего диапа-
зона волн. За пределами этой области частот сдвига уро-
вень AM-шумов ЛОВ в несколько раз выше, чем у кли-
стронов. Уровень ЧМ-шумов ЛОВ также заметно выше,
чем у клистронов, на всех частотах сдвига /Сдв [7, 27];
Источники питания ЛОВ и требования к ним подоб-
ны источникам питания отражательных клистронов, но
в отличие от последних напряжение управления частотой
в ЛОВ (t/ynp) является более высоковольтным, чем С70тр
в клистронах. Напряжение /7уПр должно изменяться
в более широких пределах, и, что особенно важно, ток
потребления по этой цепи не близок к нулю, как в клист-
ронах, а составляет 20—50 ма [7, 8].
4.4. Полупроводниковые гетеродины
Полупроводниковый гетеродин представляет собой
СВЧ устройство, состоящее из СВЧ колебательной си-
стемы (резонатора или системы резонаторов в виде вол-
новодно-коаксиального, полоскового или микрополоско-
вого устройства) и активного элемента, в качестве ко-
торого в большинстве случаев используется полупровод-
никовый СВЧ диод того или иного типа: туннельный
(ТД), варакторный, лавинно-пролетный (ЛПД), диоды
16* 243
ю
Таблица 4.3
Параметры гетеродинных ЛОВ см и мм both с магнитной и электростатической фокусировками
\ Ср’ см АГэлПг=р. % р вых’ мет не ме- нее р вых макс Р * вых мин не более 5ЭЛ> Мгч/s, не более ^эл макс Тип фоку- сиров- ки I , ма, а не более ^УПР’ 8 7УпР’ ма, не более
е ’ эЛ мин не более
8—10 60 40 10 6 6 МФ 40—150 15 160—1300 50
8—10 40 50 8 5 6 ЭФ 50—100 60 200—900 35
5—6 50 25 10 7 4 МФ 50—250 12 220—900 35
3—4 20 30 7 8 3,5 ЭФ 150 35 200—800 25
3—4 45 25 6,5 10 3,5 МФ 70—200 10 300—1100 35
0,6—0,8 35 8 7 25 3 МФ 100—400 10 500—1500 50
0,3—0,4 40 5 10 50 3 МФ 100—400 10 800—2500 50
Примечания. 1. Обозначения напряжений и ^упр
соответствуют схемам рис. 4.4. 2. См. сноску на стр. 58
с объемным эффектом (ДОЭ) — диод Ганна и диод с ог-
раниченным накоплением объемного заряда, а также
СВЧ транзистор [10—26]. Для работы таких гетеродинов
к ним достаточно подвести постоянное напряжение, не
превосходящее нескольких десятков вольт. Полупровод-
никовые гетеродины в большинстве случаев отличаются
экономичностью питания, весьма малыми габаритами и
весом, большой долговечностью. По этой причине в по-
следние годы ведутся интенсивные исследования и раз-
работки таких устройств.
Гетеродины на ТД применяют в основном на дм и
более длинных волнах, где их мощность равна несколь-
ким мвт\ на см волнах мощность гетеродинов на ТД
составляет доли мет и обычно недостаточна для пита-
ния смесителей [13]. Генераторы на СВЧ транзисторах
[12] обладают значительной мощностью (доли и едини-
цы ватт) на дециметровых и метровых волнах. Имеются
сведения об их применении в качестве гетеродинов
в длинноволновой части см диапазона волн.
Более широко СВЧ транзисторы используют в каче-
стве задающих генераторов и усилителей мощности
в первых каскадах так называемых транзисторно-варак-
торных цепочек (ТВЦ) [12, 14], применяемых, в частно-
сти, как гетеродины см волн [15]. Основными элементами
ТВЦ являются СВЧ умножители частоты (удвоители,
утроители и т. д.) на варакторах, представляющих собой
диоды с нелинейной емкостью, подобные параметриче-
ским, но выдерживающие большую мощность и отли-
чающиеся от них по своим параметрам и некоторым
электрофизическим свойствам [10—12, 14]. Последова-
тельная цепочка таких умножителей, включенная после
мощного транзисторного генератора (усилителя) метро-
вого или дециметрового диапазона, позволяет получить
на выходе цепочки десятки или даже сотни милливатт
на коротких см волнах [14, 15]. Однако по сравнению
с другими полупроводниковыми гетеродинами ТВЦ от-
личаются относительной многоэлементностью, сложно-
стью схемы и настройки. Кроме того, у ТВЦ обычно от-
сутствует механическая перестройка частоты, так как
она сложна, а диапазон электрической перестройки
АГэл ограничен полосой пропускания умножительной
цепочки, лежащей в пределах от долей до нескольких
процентов от частоты [14, 15].
Более простыми полупроводниковыми гетеродинами
см и мм волн являются гетеродины на ЛПД и ДОЭ.
Конструктивно ЛПД и ДОЭ выполняют аналогично
современным СВЧ диодам других типов, т. е. в миниа-
тюрных керамических патронах, подобных приведенным
на рис. 1.15, либо в виде бескорпусной конструкции для
микропфлосковых схем.
ЛПД представляет собой диод, работающий при от-
рицательном смещении Uq, несколько превышающем С7цР.
Полупроводниковая структура диода может быть раз-
личной, в частности, она может быть р-п переходом [10,
12, 16, 19]. Механизм возбуждения СВЧ колебаний в ге-
теродине на ЛПД (ГЛПД) основывается на том, что
в определенной области частот, зависящей от структуры
и размеров перехода диода, ЛПД обладает динамиче-
ским отрицательным сопротивлением, которое, в отличие
от ТД, в статическом режиме (при отсутствии СВЧ по-
ля) не проявляется. Динамическое отрицательное сопро-
тивление создается в диоде благодаря сдвигу фаз, воз-
никающему между напряженностью поля в переходе
диода и током через него и равному ~180°. Этот ток
появляется как результат ударной ионизации атомов
кристалла и лавинного умножения носителей заряда
в области перехода и отстает по фазе от напряженности
поля из-за инерционности лавинного процесса и конеч-
ного времени пролета носителей заряда через обеднен-
ный слой.
ГЛПД представляет собой резонатор с помещенным
туда диодом (рис. 4.7) [12, 16—19]. Путем механической
перестройки частоты резонатора можно перестраивать
fr в относительной полосе частот, лежащей в пределах
от единиц до 10% и более (для различных конструкций
ГЛПД). При изменении тока диода /0 происходит обыч-
но незначительная электрическая перестройка fr (кру-
тизна от десятых долей до единиц Мгц/ма), при этом
весьма существенно изменяется РВых- Значительно более
широкий диапазон электрической перестройки
(Af3v4/frcp — единицы процентов) при небольшом измене-
нии Рвых достигается, если используется варактор или
феррит для электрической перестройки fr. Последние по-
мещают в резонатор ЛПД или в связанный с ним резона-
тор '[16, 18, 25]. Выходная мощность (РВых) ГЛПД см
волн с одним диодом составляет ~10-?-500 мет, а при
использовании нескольких диодов в одном ГЛПД [16]
величина Рвых существенно возрастает. На мм волнах
бднодиодные ГЛПД имеют РВых до 50—100 мет. Изме-
нение температуры /Окр влияет на значения fr и РВых'-
ТКЧ ГЛПД см волн равен ~0,14-0,5 Мгц/град, а изме-
нение Рвых приблизительно равно— (0,01-?0,03) дб!град
[16]. Напряжение и ток питания различных типов ГЛПД
лежат в пределах t/0~204-100 в, /о «104-50 ма.
Рис. 4.7. Конструкция (а) и общий
вид (б) гетеродина на ЛПД см диа-
пазона волн: .
1 — ВОЛНОВОДНЫЙ ВЫХОД; 2 — окно связи
резонатора с волноводом (нагрузкой); 3 —
винт регулировки связи с нагрузкой; 4 —
ЛПД; 5 — винт механической перестройки
частоты генерации; 6 — резонатор; 7 —
СВЧ дроссель; 8 — вывод ЛПД для подачи
смещения.
Важной особенностью ГЛПД, в ряде случаев суще-
ственно ограничивающей возможность его применения,
является высокий уровень его АМ- и ЧМ-шумов, обу-
словленный влиянием процессов ударной ионизации
в ЛПД. AM-шумы ГЛПД на/СДв>1 Мгц характеризуются
величиной та~— (1304-150) дб!гц {12, 16—18], которая
приблизительно на 20—30 дб больше, чем у отражатель-
ных клистронов соответствующего диапазона. Поэтому
для сохранения низкого коэффициента шума смесителя
необходимо применять специальные меры, например
включать на входе БС узкополосный перестраиваемый
фильтр, пропускающий колебания частоты fr и подав-
ляющий шумы на /с и /3. Наоборот, в диапазоне низких
допплеровских частот /сдв^2ч-5 кгц AM-шумы ГЛПД
меньше, чем у клистронов {12, 17], что важно для приме-
нения в допплеровских РЛС. ЧМ-шумы ГЛПД выше,
чем у клистронов, и в ряде случаев весьма существенно
[12, 16, 18]. Уровень шумов ГЛПД зависит от материала
полупроводника (Ge, Si или GaAs) и от тока диода
связи резонатора с нагрузкой (т. е. нагруженной доброт-
ности резонатора) и блокировочной емкости ввода сме-
щения [16]. При разработке ГЛПД следует учитывать
возможность появления в его спектре паразитных коле-
баний, обусловленных паразитными резонансами в ре-
зонаторе и релаксационными колебаниями в цепи пи-
тания ЛПД. Эти вопросы, а также теория расчета и ре-
зультаты экспериментальных исследований ГЛПД под-
робно рассмотрены в [16].
Гетеродины (генераторы) на диодах с объемным эф-
фектом (ГДОЭ) представляют собой новейший тип полу-
проводникового гетеродина, разработка и практическое
применение которых находятся еще в стадии развития
[10—12, 22—24]. В отличие от всех других типов полу-
проводниковых диодов СВЧ структура диода с объем-
ным эффектом не содержит р-п перехода и представляет
собой тонкую пластинку из GaAs n-типа (обычно в фор-
ме квадрата со стороной 0,1—0,15 мм), на обе поверх-
ности которой пайкой или металлизацией нанесены не-
выпрямляющие металлические контакты. Процесс пре-
образования энергии постоянного тока в СВЧ колебания,
в отличие от диодов с р-п переходом, происходит не в ка-
кой-либо узкой области образца, а во всем объеме полу-
проводника. Генерация СВЧ колебаний в ГДОЭ осно-
вывается на использовании одного из двух физических
явлений, известных под названием эффекта Ганна и
ограниченного накопления объемного заряда (ОНОЗ).
Эти явления возникают в некоторых полупроводниках
с особой энергетической структурой зоны проводимости
(в том числе в GaAs n-типа) при приложении к ним
напряжения, большего некоторой критической величины
[7кр [10, 12, 22—24]. В диодах Ганна при t70> элек-
трическое поле распределено неравномерно вдоль тол-
щины полупроводниковой пластины, т. е. между ее кон-
тактами: в узком слое полупроводника образуется очень
сильное электрическое поле, так что большая часть на-
пряжения Uq оказывается приложенной к этому слою.
В последнем создается дипольный объемный заряд, назы-
ваемый электрическим доменом, который можно харак-
теризовать некоторой эквивалентной емкостью. Домен
возникает у катода, с определенной скоростью переме-
щается к аноду и, достигнув последнего, исчезает. Далее
процесс повторяется, причем частота появления (исчез-
новения) доменов определяется толщиной пластины.
В моменты появления и исчезновения доменов в цепи
диода резко изменяется ток, что приводит к возникнове-
нию импульса тока, первая гармоника которого выде-
ляется с помощью резонатора. Таков физический про-
цесс возникновения колебаний в генераторе Ганна (диод
Ганна, помещенный в резонатор).
В гетеродинах с диодами ОНОЗ выбором напряже-
ния Uq и определенной концентрации электронов в по-
лупроводнике создают такой режим работы, при кото-
ром домен не успевает полностью сформироваться и ко-
лебания тока, обусловленные эффектом Ганна, не воз-
никают. Но, как показали исследования [12, 22—24], в ре-
жиме ОНОЗ на контактах диода возникает отрицатель-
ное сопротивление, которое и служит источником СВЧ
колебаний. Поэтому частота колебаний с диодами ОНОЗ,
в отличие от ГДОЭ на диодах Ганна, не зависит от тол-
щины пластины и всецело определяется внешней схемой
(резонатором). Это обстоятельство очень выгодно, т. к.
позволяет создавать диоды с относительно толстыми
пластинами GaAs для работы вплоть до коротких мм
волн, при этом можно использовать большие напряже-
ния Uq, чем в диодах Ганна, и получать большие генери-
руемые мощности РВьтх (последние пропорциональны
Uq2). Таким образом, ГДОЭ в режиме ОНОЗ принципи-
ально могут обеспечить большие мощности на более вы-
соких частотах, чем в режиме эффекта Ганна.
Конструкции ГДОЭ и методы механической и элек-
трической перестройки их частоты подобны используе-
249
мым в ГЛПД {23—26]. Наибольший диапазон перестрой-
ки частоты (до октавы и более) получается механиче-
ской перестройкой резонатора, электрическая перестройка
с помощью варактора или феррита обеспечивает
А/эл//гср от единиц до 10—15% или даже до нескольких
десятков процентов; наименьшая величина А/эл полу-
чается при изменении напряжения питания
£Л)(А/эл//гср — десятые доли процента), однако при соз-
дании специальной формы пластины полупроводника за-
висимость fr(U0) существенно возрастает '[22—26]. Вы-
ходная мощность ГДОЭ см волн лежит в пределах от
~10 мет до нескольких сот милливатт; на мм волнах
получены РВых от единиц до нескольких десятков мил-
ливатт [23, 24]. Напряжения UQ лежат в пределах от
единиц до 10—15 в. При этом ток /0~ 100-4-500 ма. Из-
менение температуры /Окр влияет на значения fr и Рвых-
На см волнах ТКЧ составляет десятые доли Мгц)град.
Флуктуационные шумы ГДОЭ по имеющимся данным
[21, 23, 24] на см волнах соизмеримы с уровнем шумов
клистронов соответствующего диапазона волн.
4.5. Выбор типа гетеродина
Выбор типа гетеродина зависит от конкретных усло-
вий его использования и требований к нему: по необхо-
димой мощности Рвых (определяемой числом смесите-
лей СВЧ устройства и типом смесительных диодов); по
необходимому диапазону перестройки А/раб и требуемой
скорости перестройки (быстрой или медленной); по тре-
буемым долговечности, экономичности питания, габари-
там и весу и т. д. При этом необходимо учитывать сле-
дующие отличительные особенности рассмотренных ти-
пов гетеродинов см и мм волн.
Отражательные клистроны в ряде применений явля-
ются отличными гетеродинами: они технологически наи-
более отработаны, имеют малые габариты и вес, в боль-
шинстве случаев обеспечивают достаточные мощности
Рвых и диапазон Afpa6> обладают наименьшим уровнем
шумов. Поэтому они и получили наиболее широкое рас-
пространение. Их недостатками являются: необходи-
мость относительно высоковольтного источника питания,
а на мм волнах высоковольтного источника и принуди-
тельного воздушного охлаждения, увеличивающие габа-
риты и вес; недостаточность в ряде случаев диапазона
250
Л/эл и необходимость использования в связи с этим элек^
тронно-механических систем АПЧ вместо электронных.
Из всех типов гетеродинов наибольшим диапазоном
Д/эл обладают ЛОВ, которые поэтому целесообразно
использовать в тех случаях, когда требуется быстрая и
широкополосная перестройка fr. Вместе с тем ЛОВ от-
личаются большими перепадами мощности РВЫх и кру-
тизны 5ЭЛ в диапазоне перестройки. Из двух основных
разновидностей ЛОВ (с магнитной и электростатической
фокусировками) ЛОВ-ЭФ является более предпочтитель-
ной для применения в РЛС, особенно в бортовых, т. к.
по своим габаритам и весу она, в отличие от ЛОВ-МФ,
близка к клистрону. В некоторых случаях, при работе
ЛОВ в ограниченной полосе частот Д/раб<Д/элл достаточ-
ной для многих РЛС, перепады РВых и 5ЭЛ могут быть
заметно меньше перепадов этих параметров'во всем диа-
пазоне Д/эл. В подобных случаях использование ЛОВ-ЭФ
с точки зрения показателей всей системы АПЧ может
оказаться не менее выгодным, чем использование кли-
строна, даже в РЛС без широкополосной перестройки
передатчика (например, если параметры клистрона та-
ковы, что требуется использовать электронно-механиче-
скую систему АПЧ).
Однако в большинстве случаев следует стремиться
применять полупроводниковые гетеродины, являющиеся
потенциально (и во многих случаях практически) наи-
более малогабаритными, экономичными и надежными
гетеродинами. Такой подход особенно необходим при
создании миниатюрных интегральных микрополосковых
СВЧ устройств. Интересные примеры разработки таких
устройств с электрически перестраиваемыми полупро-
водниковыми гетеродинами на основе использования
транзисторно-варакторной цепочки и диодов с объемным
эффектом описаны в [15 и 26] соответственно.
На см и мм волнах можно ориентироваться в основ-
ном на использование транзисторно-варакторных цепо-
чек, ГЛПД и ГДОЭ. Первые из них, обладая малыми
шумами, являются более сложными по сравнению
с ГЛПД и ГДОЭ и наименее подходящими для широко-
полосной перестройки fr. Кроме того, с ними еще труд-
но получить на мм волнах мощность РВых порядка 10 мет
и более. ГЛПД, будучи почти во всех отношениях под-
ходящим полупроводниковым гетеродином, обладает
весьма существенным недостатком — высоким уровнем
шумов. (В последние годы разработаны ЛПД из GaAs,
имеющие значительно меньшие шумы, чем ЛПД из Ge
и Si [19—21].) Для исключения влияния последних на
коэффициент шума смесителя во многих случаях недо-
статочно применять балансную схему последнего. Необ-
ходимо эти шумы дополнительно ослабить включением
между БС и ГЛПД узкополосного электрически пере-
страиваемого СВЧ фильтра (например, ферритового
фильтра на железо-иттриевом гранате), который должен
перестраиваться синхронно с перестройкой /г. Это не
всегда возможно и значительно ограничивает область
применения ГЛПД при /Пч>0,1 Мгц. Наоборот, для доп-
плеровских РЛС с частотой /пч<20-г-30 кгц ГЛПД
является весьма подходящим гетеродином, т. к. на этих
/пч AM-шумы ГЛПД соизмеримы с шумами клистронов.
Следует также учитывать, что ГЛПД можно успешно
использовать в качестве генератора накачки ППУ.
Из перечисленных полупроводниковых гетеродинов
от каких-либо принципиальных ограничений для исполь-
зования свободны ГДОЭ, т. к. они отличаются малым
уровнем шумов и малыми габаритами, относительной
простотой конструкции и достаточным диапазоном пере-
стройки. ГДОЭ особенно перспективны для мм волн, на
которых они в режиме ОНОЗ принципиально позволяют
получать значительные мощности РВых. Однако в настоя-
щее время еще не преодолены все технологические труд-
ности, которые возникают при промышленном выпуске
ДОЭ и не решены еще все проблемы обеспечения их дли-
тельной и надежной работы.
Глава пятая
ВСПОМОГАТЕЛЬНЫЕ ЭЛЕМЕНТЫ СВЧ
УСТРОЙСТВА
5.1. СВЧ мосты
В состав СВЧУ радиолокационного приемника не-
редко входит большое число различных вспомогательных
функциональных СВЧ элементов, основными из них
являются СВЧ мосты, ослабители мощности и маломощ-
ные оконечные согласованные нагрузки. Общими требо-
ваниями, предъявляемыми ко всем этим элементам,
являются: хорошее согласование (низкий КСВ) в широ-
кой полосе частот, малые изменения параметров в рабо-
чей полосе частот (развязка, ослабление и др.), темпе-
ратурная стабильность их, а также простота конструк-
ции и малые габариты. Устройство и характеристики
перечисленных элементов рассмотрим на примере вол-
новодных конструкций, поскольку они применяются как
на см, так и на мм волнах. Попутно будут указаны кон-
структивные формы этих элементов при использовании
других типов линий передач.
СВЧ мосты (или гибридные соединения) относятся
к числу самых распространенных СВЧ элементов, при-
меняемых в современных СВЧ устройствах. Они исполь-
зуются для создания балансных АП (см. § 1.4), ферри-
товых циркуляторов (см. § 1.5), балансных смесителей
(см. § 2.4) и в качестве делителей мощности пополам.
Все СВЧ мосты являются четырехплечными соединения-
ми (восьмиполюсниками), обладающими рядом общих
свойств. Кратко рассмотрим эти свойства.
В идеальном случае при подаче СВЧ колебаний в од-
но из плеч моста их мощность распределяется поровну
между определенной парой двух других плеч, а в четвер-
тое плечо, называемое изолированным, или развязанным,
мощность не поступает (предполагается, что все плечи
моста нагружены на согласованные нагрузки). Подчерк-
нем, что пара плеч, между которыми распределяется
мощность, также обладает взаимной развязкой. Сдвиг
фаз колебаний ф0 в плечах, куда поступает мощность,
в зависимости от типа моста равен либо л/2, либо л
(или 0). Из-за неидеальности свойств реальных мостов
мощность входного сигнала распределяется между дву-
мя плечами не строго одинаково, а сдвиг фаз колебаний
в этих плечах несколько отличается от вышеуказанного.
Неравномерность распределения мощности б =
= -Р1вых/^2вых назовем разбалансом амплитуд моста,
а отличие фазового сдвига колебаний от идеального
Аф= (Ф1ВЫХ—фгвых)— фо — разбалансом фаз (ф0=л/2 ли-
бо л, 0). Обычно б выражают в децибелах. Наряду с раз-
балансами амплитуд и фаз, реальные мосты характери-
зуют также величиной КСВ всех плеч (р) и развязкой
изолированного плеча Лраз= 10 lgPBX/Ai3 (дб), где Рвх>
Риз — подводимая к мосту и выходящая из изолирован-
ного плеча мощности соответственно. Эти параметры мо-
ста являются частотозависимыми, поэтому мост характе-
ризуют максимальными значениями бмакс, Афмакс, рмакс
и минимальной развязкой АразМин в рабочей полосе ча-
стот Д/рао. При точных расчетах потерь следует учиты-
вать также потери моста Ам = Рвх/(Р1вых + Р2вых), дости-
гающие десятых долей децибела, а при его использова-
нии в БАП или ФАП важна также электрическая проч-
ность моста, характеризуемая максимально допустимой
рабочей импульсной мощностью Римакс- Рассмотрим
основные свойства СВЧ мостов на примере наиболее
распространенных из них [1—8, 25].
Щелевые мосты (ЩМ) относятся к наиболее распро-
страненным типам волноводных мостов и представляют
собой два параллельных отрезка волновода, сложенных
вместе по узкой или широкой стенке, которая является
для них общей и содержит щель связи (рис. 5.1). В силу
полной симметрии конструкции ЩМ его свойства оди-
наковы со стороны любого плеча. Различают ЩМ со
связью по узкой или по широкой стенке. Последний тип
моста не получил распространения, так как конструк-
тивно и технологически он более сложен и обладает не-
сколько меньшей электрической прочностью по сравне-
нию с щелевым мостом со связью по узкой стенке. ЩМ
со связью по широкой стенке рассматриваются в [4, 6,9].
ЩМ со связью по узкой стенке (далее имеем в виГду
только этот тип ЩМ) (рис. 5.1, 5.2, 5.4) является наи-
более компактным, малогабаритным, а также конструк-
тивно и ихнологически наиболее простым типом моста,
обладающим хорошими электрическими параметрами.
Это и обусловило его широкое распространение. При по-
даче мощности в любое плечо, например в плечо 1 (рис.
5.1,6), она распределяется между плечами 3, 4 ине по-
ступает в плечо 2 (смежные плечи ЩМ, как будет вид-
но из дальнейшего, взаимно развязаны). Сдвиг фаз ко-
лебаний в плечах 3, 4 равен 90°, причем фаза в плече 3
является опережающей [1, 6, 8—10].
Рис. 5.1. Щелевой мост со связью по узкой стенке:
а) схематическое изображение; б) картина возбуждения ЩМ двумя типами
волн и векторные диаграммы напряженности электрического поля Е\, Е2 этих
волн в плечах 1—4 моста; 5—щель связи; 6 — емкостный винт для настройки
ЩМ; 7,8 — распределение напряженности электрического поля в плечах 1 и
2 для синфазной и противофазной волн, соответствующее возбуждению
в щели волн типов Hi0 и Н20.
Эти свойства ЩМ объясняются возбуждением и распростране-
нием в общем волноводе участка связи, представляющем собой пря-
моугольный волновод приблизительно удвоенной ширины по сравне-
нию с исходным, двух типов волн: Hi0 и Я2о, которые затем вновь
объединяются в плечах 3, 4 в волну HlQ. Возникновение этих типов
волн под воздействием колебаний типа Яю, подводимых к плечу
1, т. е. несимметрично по отношению к общему волноводу, можно
рассматривать как результат наличия в плечах 1 и 2 двух гипотети-
ческих волн — синфазной и противофазной, показанных на рис. 5.1,6.
Эти волны имеют одинаковую напряженность поля: их суммарная
напряженность поля равна нулю в плече 2 и величине £v в плече 1,
что соответствует реальному случаю. Синфазная и противофазная
волны возбуждают в волноводе участка связи соответственно волны
Я10 и Я20 одинаковой амплитуды, которые распространяются с раз-
а)
Рис. 5.2. Примеры практических конструкций щелевых мостов,
спроектированных на основе соотношений ащДСр = 1,35; /щ/ащ=0,7:
а) ЩМ см диапазона, имеющий в полосе частот Af//cp10% параметры
Р^1,15, б^±0,3 дб, Lpp3^20 дб (волноводы сечением ах& = 28,5X12,6;
23X10; 17X8 мм\ диаметры винта £7=12, 10 и 8 мм соответственно); б) ЩМ
&-мм диапазона, имеющий в полосе частот Aflfср^>8% параметры р^1,3,
б^±0,3 дб, £раз^>20 дб.
ff)
ными фазовыми скоростями и претерпевают поэтому различную фа-
зовую задержку в конце участка связи по сравнению с фазами в его
начале (Лю<Л20). Это положение иллюстрируется векторными диа-
граммами на рис. 5.1,6, из которых видно, что электрический вектор
£1 волны Ящ (синфазной волны) в конце участка связи всегда от-
стает по фазе от вектора Е2 волны Я2о (противофазной волны),
256
причем результирующие векторы этих волн в плечах 3 и 4 отлича-
ются по фазе на 90° независимо от длины щели /щ (если пренебречь
влиянием отражений). Однако для того чтобы результирующие
векторы были равны по величине (т. е. для равенства амплитуд
колебаний в плечах 3 и 4), длина щели (с учетом отражений от
концов щели и согласующих элементов внутри нее) должна быть
такой, чтобы фазовый сдвиг между двумя волнами (векторами Ei
и Е2) в -конце участка связи (на входе плеч 3, 4) был равен 90° *).
Для реализации рассмотренных свойств ЩМ необхо-
димо предотвратить возможность возникновения и рас-
пространения в общем волноводе участка связи других
типов волн, кроме HiQ и Н2о. Ближайшим к ним типом
волны по величине критической длины волны Акр (а по-
этому и наиболее опасной) является волна типа Н3о,
имеющая АкРзо = 2ащ/3. При ащ=2а значение Л,Кр зо часто
оказывается в рабочем диапазоне волн, что недопустимо.
Чтобы этого не было, ширину общего волновода умень-
шают по сравнению с удвоенной шириной волноводов
плеч (выбирают ащ<2а для обеспечения условия Л,крзо<
<Араб мин) и соединяют с волноводами плеч плавным
(рис. 5.1, 5.2) или ступенчатым согласующим переходом
[2, 8]. При уменьшении ширины ащ должна быть, оче-
видно, также уменьшена и длина щели /щ.
Вопросы анализа, расчета и проектирования ЩМ рас-
сматриваются в {2, 5—10]. Как показывает анализ [7],
из-за влияния отражений от концов щели, которые испы-
тывает волна Ню, только подбором длины /щ невозможно
добиться малого разбаланса амплитуд б и высокой раз-
вязки плеч £раз (последняя соответствует малым отра-
жениям от щели, т. е. низкому р). Поэтому в плотскость
щели ЩМ вводят согласующие штыри (емкостные или
индуктивные), которые компенсируют отражения от
щели. Расчетные значения необходимой реактивности
согласующих штырей приведены в виде графиков в [10].
Наибольшее распространение получили ЩМ с одним
емкостным штырем, выполненным в виде настроечного
винта (рис. 5.1, 5.2). ЩМ с индуктивными штырями со-
держат обычно два штыря, расположенные вблизи кон-
цов щели и перемыкающие противоположные стенки
общего волновода [2, 9, 10]. Как следует из [10], такой
*) Как легко показать с помощью векторной диаграммы
рис. 5.1,6, выбором этого сдвига фаз, отличным от 90° (изменяя дли-
ну /щ), можно получить ЩМ с любым коэффициентом деления мощ-
ности между плечами 5, 4 в пределах от нуля до бесконечности.
График для определения /щ при различных коэффициентах деления
приведен в [10].
17—38 257
ЩМ имеет более длинную щель (на —35%) и несколько
меньшую полосу частот А/Раб (по уровню 6=-- ±0,5 дб)
по сравнению с ЩМ, содержащим емкостный винт.
Другим практически важным преимуществом послед-
ней разновидности ЩМ является возможность полной
или частичной компенсации неточности изготовления мо-
ста с помощью его настройки емкостным винтом. Ука-
занные причины и обусловили более частое применение
такого ЩМ. Вместе с тем необходимо учитывать, что
ЩМ с индуктивными штырями обладает большей элек-
трической прочностью, т. е. допускает большую мощ-
ность Ри макс, чем ЩМ с винтом, вследствие чего первый
обычно и используют в СВЧ устройствах высокого уров-
ня мощности. Проектирование ЩМ с индуктивными
штырями можно выполнить на основе данных [10], где
приведены графики для определения размеров щели,
диаметра штырей и их местоположения относительно
краев щели. Заметим также, что ЩМ с емкостным ком-
пенсирующим элементом в силу меньших размеров и
простоты изготовления используют и в устройствах высо-
кого уровня, при этом для повышения его электриче-
ской прочности вместо винта в центре щели на одной из
стенок создают выпуклость в виде сферического сегмен-
та определенной высоты, которая играет ту же роль, что
и винт [4].
Проектирование ЩМ с емкостным винтом (рис. 5.2—
5.4) сводится к определению, главным образом, размеров
общего волновода ащ, при этом предполагаются за-
данными средняя длина волны рабочего диапазона Хср и
размеры волноводов плеч aXb. Теоретический анализ
[7] и экспериментальные результаты, приведенные на рис.
5.2, 5.3 и в [6, 7], позволяют рекомендовать простые со-
отношения для определения размеров ащ, /щ:
с^щ= (1,35 4-1,38) Хер, /щ=0,7ящ. (5.1)
Мосты см и мм волн с такими размерами имеют в поло-
се A^/fcp^ Ю4-15% параметры: б^’± (0,34-0,5) дб; р<
<1,154-1,3; £Раз^20 дб. Использование трех настроеч-
ных винтов позволяет расширить Afpa6- Например, в та-
ком ЩМ диапазона 30—40 Ггц в полосе Alf/fcp=25%
получены б<0,2 дб; р<1,2; £раз>23 дб [6]. По данным
теоретического анализа [10] наибольшая широкополос-
ность ЩМ получается при размере бхщ~ 1,32Хср , кото-
рому для получения на Хср величины 6=1 соответст-
258
вует размер /щя=0,675ащ; при этих размерах Д/Дср » 20 %;
6^ ±0,5 дб-, £раз>27 дб. Данных об экспери-
ментальной проверке расчетов в работе [10] не приво-
дится.
Рис. 5.3. Типичные частотные зависимости КСВ, разбаланса ампли-
туд и развязки плеч щелевых мостов, изображенных на рис. 5.2,а
(кривые 2) и б (кривые /).
Рис. 5.4. Примеры конструкций щелевых мостов см и мм диапазо-
w нов волн.
17*
259
В практических конструкциях ЩМ диаметр емкостно-
го винта обычно равен (0,18—0,26) ащ, а переход от раз-
мера ащ к нормальной ширине сдвоенного волновода
осуществляют иногда в виде ступенчатого [2, 8], но чаще
в виде плавного перехода рис. 5.1, 5.2. Последний упро-
щает изготовление и позволяет уменьшить длину ЩМ.
Как видно из экспериментальных данных рис. 5.2, 5.3,
даже простейшая конструкция ЩМ с коротким плавным
переходом под углОхМ 45°, осуществляемым в пределах
общего волновода, дает вполне удовлетворительные ре-
зультаты. Такой переход позволяет сделать ЩМ предель-
но малой длины, равной длине щели, при этом ЩМ име-
ет вид простого отрезка волновода (с винтом) шириной
ащ (рис. 5.4). Для повышения электрической прочности
ЩМ внутренний торец винта следует выполнить в виде
сферического сегмента. Мосты рис. 5.2,а при КСВ на-
грузок в плечах рнаг<Д,15 и избыточном давлении вну-
три ЩМ, равном 3 ати, пригодны для работы при Ри =
= 500, 300 и 200 кет соответственно для перечисленных
там сечений волноводов. По данным [11] величина Римакс
моста со связью по узкой стенке равна 72% от соответ-
ствующей величины для стандартного волновода.
Теоретический анализ показывает [3, 10], что в ЩМ
разбаланс фаз Аф весьма мал во всей его рабочей поло-
се AifPa6. Величину Аф можно приближенно оценить по
значению развязки с помощью соотношения [3]
| Аф-1 = arc sin (2/Траз) рад, (5.2)
откуда следует, что при Лраз^>20 дб Аф^ 1,1°. Сравнение
этих расчетных данных с экспериментальными в литера-
туре не приводится. По данным некоторых оценочных
измерений Аф, проведенных автором в 3-см диапазоне
с мостами типа рис. 5.2, разбаланс фаз в полосе А/раб
изменяется и достигает ± (3—5) °, при этом погрешность
измерительной установки оценивалась величиной ±(1 —
2)°. Можно предположить, что полученное превышение
измеренного разбаланса фаз по сравнению с расчетным
(7>Раз>20 дб) объясняется, по крайней мере, отчасти не-
одинаковым сдвигом фазы в местах стыковки выходных
плеч ЩМ с присоединяемыми волноводами из-за неточ-
ного совпадения каналов.
Квадратные, или шлейфовые, мосты по своим свойст-
вам являются аналогами щелевых мостов и могут быть
изготовлены с любым типом линии передачи [8, 26—28].
260
Они особенно уДобны для применения в полосковых й
микрополосковых СВЧУ (ГЕМ-волна) (25, 28]. Квадрат-
ный мост, построенный на линии передачи, с волной ти-
па ТЕМ (далее имеем в виду только такой случай) пред-
ставляет собой четырехплечное устройство, в котором
два параллельных отрезка линии передачи параллельно
соединены между собой несколькими шлейфами (мини-
мум двумя), имеющими длину и интервал между собой,
равными Лср/4 (рис. 5.5). При подаче мощности в плечо/
Рис. 5.5. Структурная схема двух- и трехшлейфового квадратных
мостов (а) и пример используемых конфигураций таких мостов на
полосковых или микрополосковых линиях (б):
— волновые сопротивления шлейфов, основных линий моста и
подводящих линий плеч соответственно. Числа у шлейфов и основных линий
мостов равны соответствующим нормированным волновым сопротивлениям
и Wл/№, обеспечивающим мостовые свойства и максимальную широко-
пол осность [27, 28].
она распределяется между плечами 3, 4 и не поступает
в плечо 2, где происходит компенсация колебаний из-за
их противофазное™. Для получения равного деления
мощности и развязки соответствующих плеч моста вол-
новые сопротивления основной линии и шлейфов должны
быть вполне определенными и рассчитываются согласно
[8, 27, 28]. Для двух- и трехшлейфовых мостов, наиболее
часто используемых в СВЧУ приемников, необходимые
волновые сопротивления указаны на рис. 5.5, при этом
расчетные параметры таких мостов в полосе частот
Af//Cp= 12% соответственно следующие [27]: р= 1,26; 1,03;
6 = 0,24 дб; 0,12 дб; ЛРаз=19 дб; 37 дб. Метод и резуль-
таты расчета параметров широкополосных квадратных
мостов с числом шлейфов п^4 описаны в [27, 28],
аналогичные данные для мостов с одинаковыми шлейфа-
ми, которые целесообразно использовать при при-
водятся в [8, 28]. Из-за нарушения однородности линий
в местах их соединений оптимальные длины отрезков
линий в мосте, дающие на практике наилучшие резуль-
таты, могут несколько отличаться от АСр/4.
Рис. 5.6. Обычный (а) и свернутый (б) Т-мосты:
1 — £-плечо; 2—//-плечо; 3, 4 — боковые плечи; 5 — плоскость симметрии;
6 — общая стенка боковых плеч.
Т-мосты, или двойные тройники (рис. 5.6,а), пред-
ставляют собой соединение двух простых волноводных
тройников (£- и /7-тройники), содержащее согласующие
элементы (штыри, диафрагмы) ,[1—3, 12, 13]. Последние
служат для обеспечения’ согласования на входах Е- и
77-плечей, при этом одновременно оказываются согласо-
ванными также и боковые плечи, а устройство в целом
приобретает все мостовые свойства со стороны любого
плеча. Т-мост имеет одну плоскость симметрии, прохо-
дящую через Е- и 77-плечи, и следующие свойства, обу-
словленные свойствами Е- и /7-тройников. При подаче
мощности в Е-плечо она делится поровну между боковы-
ми плечами, при этом фазы колебаний в них (на равных
расстояниях от плоскости симметрии) отличаются на
180°, а плечо Н — изолировано. При подаче мощности
в /7-плечо она распределяется поровну и синфазно меж-
ду боковыми плечами, а изолированным является Е-пле-
чо. При подведении мощности к одному из боковых плеч
262
второе из них оказывается изолированным, а распреде-
ление мощности происходит между плечами Е и Н. Сле-
дует подчеркнуть, что, в отличие от ЩМ и квадратных
мостов, перечисленные свойства Т-моста не зависят от
частоты и всецело определяются степенью симметрии
его конструкции относительно плоскости симметрии. При
идеальной симметрии конструкции Т-моста разбаланс
амплитуд и фаз в нем отсутствует, а развязка противо-
положных плеч бесконечна; при отклонении от симмет-
рии из-за неточного изготовления эти параметры приоб-
ретают значения, отличные от идеальных: б¥=1; Лф=И=0,
£раз<о°. Однако даже с учетом неточности изготовле-
ния на см волнах удается получить во всей полосе ча-
стот волновода ±0,2 дб, дб [14]. Прибли-
зительно такие же параметры получаются на мм волнах,
но требуемая точность изготовления существенно возра-
стает [6, 15]. Анализ и свойства Т-моста подробно рас-
смотрены в [12, 13], а методы согласования его плеч и
характеристики конкретных конструкций описаны
в [2, 3, 6, 12—15].
В современных СВЧУ РЛС применяют чаще всего
не обычный 7-мост, а свернутый (рис. 5.6,6) [3, 16, 17],
так как с последним удается создать СВЧУ, приближаю-
щиеся по своей компактности и малогабаритности к ана-
логичным устройствам, использующим ЩМ (см. рис.
2.21). Свернутый Т-мост образуется из обычного путем
изгиба волноводов боковых плеч на 90° в плоскости Н-
плеча таким образом, что у них появляется общая боко-
вая стенка (возможен изгиб в плоскости Е-плеча [3], но
такие мосты используются редко и поэтому здесь не рас-
сматриваются). Свойства и параметры свернутого Т-мо-
ста полностью аналогичны обычному (рис. 5.7), т. е. ши-
рокополосность и разбаланс моста определяются согла-
сованием плеч и степенью симметрии конструкции
относительно плоскости симметрии. Согласование плеч
моста часто осуществляют чисто экспериментальными
методами, используя известные способы согласования
импедансов с помощью штырей, диафрагм, плавных и
ступенчатых трансформирующих переходов [1, 3, 8]. Это
н обусловило большое разнообразие существующих
практических конструкций таких мостов (рис. 5.7) [3, 16,
17]. Метод расчета основных электрических размеров
свернутых Г-мостов, порядок их проектирования и экс-
периментальной отработки, а также экспериментальные
результаты по созданию таких мостов в диапазонах
волн 7,5 см, 2 см и 1,5 см изложены в [16, 17].
Кольцевые мосты, применяемые на практике, пред-
ставляют собой волноводное сочленение четырех Е-трой-
ников, боковые плечи которых соединены последова-
тельно и образуют замкнутое кольцо в Е-плоскости
(рис. 5.8) [1, 3, 6, 7, 12, 13], Длина средней окружности
волноводного кольца обычно равна ЗАср/2, а расстояние
Рис. 5.7. Устройство, электрические размеры (а) и общий вид (б)
одной из конструкций широкополосного свернутого Т-моста 3-сл/
диапазона (в полосе частот 8,5—9,7 Ггц рн^11,35; рв^1,5;
6^0,2 дб\ Lpsl3 ен^ЗО дб); некоторые другие конструкции сверну-
тых Т-мостов см и мм волн (в).
между волноводами плеч моста (вдоль этой же окруж-
ности) одинаково и равно Аср/4, где Лср — длина волны
в волноводе на fcp« Поэтому при подаче мощности в лю-
бое плечо кольцевого моста, например 1, она будет де-
литься поровну между двумя ближайшими справа и сле-
ва плечами 2 и 4, а противоположное плечо 3 будет изо-
лировано, т. к. в плоскости этого плеча фазы колебаний,
приходящих справа и слева, всегда противоположны
(разность хода Л/2). Очевидно также, что при подведе-
нии мощности к плечу 2 или 3 она будет распределяться
2б|
между смежными плечами синфазно, а при её подаче
в плечо 1 или 4 — противофазно. Таким образом, коль-
цевой мост по своим свойствам является эквивалентом
Г-моста. Вместе с тем в первом, в отличие от последнего,
разбаланс амплитуд и фаз, а также развязка плеч по
принципу действия зависят от частоты сигнала (рис. 5.9).
Рис. 5.8. Кольцевой мост:
а) форма волноводного сочленения; б) электрические размеры волноводного
кольца; в) общий вид практических конструкций см и мм волн.
Для обеспечения согласования со стороны всех плеч
моста (при согласованных нагрузках, подключенных
к ним) волновые сопротивления волноводов плеч долж-
ны быть больше_волнового сопротивления кольцевого
* волновода в /2 раз, следовательно, во столько же раз
должны отличаться размеры их узких стенок (рис.
5.8,6) [12, 13].
Согласно расчету, проведенному на /ср=10 Ггц, для кольцевого
моста с сечением волноводов плеч 10 X 23 мм [3], при отклонении
265
рабочей частоты от /ср на 1,7 и 3,4% параметры моста соответствен-
но равны: р= 1,075 (при отклонении частоты 3,4%); АРаз = 35,2;
29,3 дб; 6=0,025; 0,14 дб; Аф = 2; 4°. Экспериментальные данные
[6, 12] свидетельствуют о том, что с кольцевыми мостами (рис. 5.8)
на см и мм волнах в полосе частот А/7/Ср^Ю% можно получить
1,2-4-1,4; Лраз^20 дб и 6^0.3 дб. Расчет влияния рассогласова-
ния нагрузок на эти параметры кольцевого моста для частоты /ср
приведен в [18, 28].
Рис. 5.9. Расчетная зависимость разбаланса амплитуд и развязки
противоположных плеч кольцевого моста от частоты [4].
Из теоретического исследования условий согласования кольце-
вого моста ![7] вытекает, что оптимальное с точки зрения согласо-
вания соотношение размеров узких стенок волноводов _плеч и коль-
ца зависит от fCp и в общем случае отличается от оно может
быть определено по графику, приведенному в [7, стр. 274]. Данные
об экспериментальной проверке степени улучшения согласования,
полученного в результате использования указанного оптимального
соотношения, в 1[7] не сообщаются. Заметим также, что на мм вол-
нах размер узкой стенки волноводов плеч бывает больше Аср/4,
вследствие чего необходимо расстояние между плечами моста (по
кольцу) брать равным ЗАср/4, а общую длину кольца равной 7Аср/2
[3] или 9Аср/2. Последний размер менее желателен, так как увели-
чивается частотная зависимость параметров моста.
Необходимо отметить, что в настоящее время волно-
водные кольцевые мосты применяют редко (в основном
на мм волнах), так как при их использовании невозмож-
но сделать компактное малогабаритное устройство из-за
разнонаправленное™ всех плеч моста. Вместе с тем
кольцевые мосты довольно часто используют в СВЧУ на
полосковых и микрополосковых линиях передачи [21, 28],
266
где разнонаправленность плеч несущественно влияет на
габариты устройства. Расчет параметров таких мостов
дан в [27, 28].
5.2. Ослабители мощности
Ослабители мощности служат для уменьшения (регу-
лирования) уровня проходящей мощности или для от-
ветвления части проходящей мощности в другой канал.
К ослабителям мощности относятся аттенюаторы с пе-
ременным (регулируемым) и постоянным затуханием и
ответвители.
Рис. 5.10. Типичная конструкция переменного аттенюатора ножевого
типа:
/ — поглощающая пластина; 2 — направляющая пружина; 3 — скобы для креп-
ления пластины к регулировочному винту; 4, 5 — щель в волноводе.
Переменные аттенюаторы являются весьма распрост-
раненными и почти неотъемлемыми элементами СВЧУ
приемников. Их применяют для регулировки мощности
гетеродина на входах смесителей, уровня сигнала в сме-
сителе АПЧ (см. рис. В.1), мощности накачки в ППУ.
Все аттенюаторы, применяемые для этих целей, являют-
ся поглощающими (диссипативными) и имеют согласо-
ванные вход и выход. Из всего разнообразия аттенюато-
ров подобного типа наиболее компактные и малогаба-
ритные СВЧУ удается создать при использовании атте-
нюаторов так называемого ножевого типа (рис. 5.10,
5.11) [1, 13], вследствие чего их преимущественно и при-
меняют.
Основным элементом такого аттенюатора является
тонкая поглощающая пластина, вводимая в волновод
параллельно вектору электрического поля через уз-
кую продольную щель в середине широкой стенки
(рис. 5.10). Такая щель, как известно, почти не излучает
и представляет собой малую неоднородность в волново-
Рис. 5.11. Переменные аттенюаторы
ножевого типа см и мм волн.
де, т. к. она не пересекает линий СВЧ тока, а направлена
вдоль них. Изменяя глубину погружения /гпг пластины
в волновод, меняют величину СВЧ мощности, погло-
щаемой пластиной и рассеиваемой в ней тепла
Рис. 5.12. Типичные зависимо-
сти затухания и КСВ аттенюа-
торов %-мм диапазона от глу-
бины погружения пластины
(волновод 3,4X 7,2 мм,
Лтг макс=25 ММ) '
1 — поглощающая пластина из
ферроэпоксида толщиной 0,8 мм\
2 — поглощающая пластина из ге-
тинакса толщиной 0,5 мм с двусто-
ронним графитовым покрытием
Япов~400 ом!квадрат.
(рис. 5.12). Тем самым регулируют затухание аттенюато-
ра, равное отношению мощностей на его входе и выходе
Лат = Ю Ig^Bx/^Bbix [56]. Другой характеристикой атте-
нюатора является КСВ (рат), обусловленный отражения-
ми падающей волны от погруженной части пластины.
268
Для уменьшения рат, т. е. для согласования пластины
с волноводом со стороны входа и выхода, ее снабжают
плавными скосами с двух сторон. Обычно погружаемую
часть пластины выполняют в виде сегмента круга радиу-
сом гПг (рис. 5.10). Последний, как следует из геометри-
ческих соотношений, определяется через длину пласти-
ны /пгмакс И максимальную глубину погружения Йпгмакс =
= Ь формулой Гпг=Й/2 + /2ПГМакс/86.
Поглощающую пластину делают либо из материала, по-
глощающего СВЧ мощность (например, из ферроэпокси-
да, описанного в § 5.3), либо из диэлектрика (гетинакса,
стеклотекстолита, слюды, керамики), покрытого с одной
или двух сторон поглощающим слоем. В качестве по-
следнего применяют графитовые покрытия, в частности
аквадаг—коллоидный раствор угольного порошка или
тонкую металлическую пленку из нихрома, наносимую ме-
тодом распыления металла в условиях вакуума [13, 19].
Необходимо отметить, что нихромовая пленка отличает-
ся высокой стабильностью электрического сопротивления
(вносимого затухания в тракт СВЧ) на протяжении дли-
тельного времени и при изменении /0Кр в широких пре-
делах. Эти свойства поглощающего покрытия особенно
важны для аттенюаторов регулировки мощности на-
качки ППУ, нестабильность которой, как указывалось
(§ 3.2), а следовательно, и нестабильность затухания
аттенюатора сильно влияют на нестабильность парамет-
ров ППУ. Технология нанесения поглощающих покры-
тий и их свойства на СВЧ описаны в [13, 19].
Затухание аттенюатора при полном погружении пла-
стины зависит от ее длины /пгмакс и поверхностного элек-
трического сопротивления ее поглощающего слоя (/?пов)-
Последнее измеряют в омах на квадрат и равно сопро-
тивлению поглощающего слоя, имеющего форму квадра-
та с произвольным размером его стороны (величина
/?пов не зависит от размера квадрата) [19]. Используе-
мые на практике пластины с поглощающим покрытием
имеют обычно /?Пов в пределах 100—400 ом)квадрат. Как
показано теоретически и экспериментально в [19], график
зависимости £ат(/?Пов) носит резонансный характер и
имеет максимум при некотором оптимальном значении
#пов опт, величина которого, в свою очередь, зависит от
материала поглощающего слоя и изменяется при его
замене. Поэтому для создания аттенюатора с заданным
затуханием £ат при минимальной длине пластины необ-
ходимо экспериментально определить величину /?повопт-
Расчетные соотношения, пригодные для инженерной
практики, в настоящее время отсутствуют (соотношение,
приведенное в [20], непригодно для расчета £ат, т. к. при-
водит к результатам, существенно превышающим экспе-
риментальные данные).
Экспериментальные данные, полученные на длинах
волн от 0,8 до 4 см, показывают, что при /?пов~ 150-е-
200 ом!квадрат максимальное затухание аттенюаторной
пластины (при /гПгмакс = 6), имеющей форму сегмента
(рис. 5.10) с двусторонним графитовым покрытием и
/пг макс (1,2 -г- 1,5) А, раВНО />ат макс ^^20 -т- 25 дб. В длин-
новолновой части мм диапазона (А->5 мм) односторон-
нее покрытие из нихрома при тех же условиях дает при-
близительно £атмакс Ю-е-15 дб. Максимальный КСВ
таких аттенюаторов в большинстве случаев возникает
при £ат==>£ат макс (рис. 5.12) и обычно не превышает
Рат макс 1,251,4 в широкой полосе частот Af/fCp>10-e-
15%. При большей длине пластины (или при неполном
ее погружении) ратмакс уменьшается; в частности,' при
/пгмакс^2,5Л он не превышает 1,2 (рис. 5.12). Прибли-
зительно такими же характеристиками затухания и КСВ
обладают поглощающие пластины из ферроэпоксида.
Затухание и КСВ описываемых аттенюаторов обыч-
но слабо изменяются с изменением частоты. Слабая ча-
стотная зависимость LaT(f) получена также теоретически
в [20], согласно которой затухание LaT [56] пропорцио-
нально отношению Л/X^l/V 1—’(Х/2а)2. Отсюда следу-
ет, что, например, на %ср = 3,3 см (волновод 10X23 мм)
при £ат = 20 дб отклонение К от Хср на ±5% приведет
к изменению £ат соответственно на А£ат =—1,65-4-
+ 1,8 дб. При отсутствии в аттенюаторе аномальных
явлений получающиеся на практике значения AL(Af)
имеют величину такого же порядка или меньше [13].
При использовании пластин с высокой диэлектрической прони-
цаемостью 8, а также пластин из ферроэпоксида в некоторых слу-
чаях (с некоторыми материалами и толщиной пластин) получаются
аномальные немонотонные зависимости Аат(ЛПг). Последние отли-
чаются от рис. 5.12 наличием горизонтальных участков или горбов
(резонансных выбросов) и по форме подобны кривым, приведенным
в [13, стр. 406]. Аномальные участки таких характеристик нередко
имеют сильную частотную зависимость LaT(f). Указанные аномалии
объясняются, видимо, в основном сильным излучением СВЧ энергии
из волновода через щель с пластиной (служащей антенной в волно-
воде) при определенном («резонансном») ее погружении hnr. Это
приводит к дополнительному поглощению энергии в непогруженной
27Q
части пластины и проявляется в форме резонансного выброса (гор-
ба) на характеристике Лат(/*пг). Поэтому с целью исключения по-
добных аномалий желательно применять возможно более тонкие
пластины, чтобы ширина щели не превосходила (0,05—0,07) а, где
а — размер широкой стенки волновода. На мм волнах выдержать это
условие бывает трудно, поэтому иногда используют щель шириной
до 0,15 а, по в каждом таком случае необходимо для рабочей поло-
сы частот экспериментально проверить допустимость таких размеров
щели и пластины с точки зрения величины начальных потерь и КСВ
(при выведенной пластине) и наличия аномалий в характеристике
Лат (Лпг) .
При использовании аттенюаторов следует помнить,
что максимальный уровень непрерывной (средней) мощ-
ности Ломакс, рассеиваемой в поглощающей пластине,
ограничен допустимой температурой перегрева погло-
щающего слоя и пластины относительно /Окр и зависит
от ряда факторов [19]. Главными из них являются тепло-
проводность материала пластины и ее размеры (рассеи-
вание большей части мощности РПг происходит на части
пластины, ближайшей ко входу). При недостаточной
теплопроводности и малых размерах пластины (напри-
мер, на мм волнах) температура на ее поверхности бы-
стро возрастает при Рпг в несколько сот милливатт, что
приводит к обратимым или даже необратимым измене-
ниям Лат. В большинстве аттенюаторов величина Рпгмакс
бывает не менее 100—200 мет. Поэтому в цепях гетеро^
динов и смесителей, где средняя мощность обычно не
превосходит 100 мет, можно использовать практически
любую поглощающую пластину.
Иначе обстоит дело при проектировании аттенюато-
ров для цепей накачки ППУ, в которых мощность гене-
раторов накачки может достигать 1 вт или более и
предъявляются жесткие требования к стабильности ве-
личины Лат. Для таких аттенюаторов необходимо ис-
пользовать пластины с высокой теплопроводностью ма-
териала, что позволяет быстро отводить тепло к корпусу
аттенюатора и тем самым обеспечить незначительный
перегрев пластины по отношению к /Окр при больших
уровнях Атг- Подходящим материалом для этих целей
является выпускаемая промышленностью керамика на
основе окиси бериллия. Некоторые ее разновидности на-
зывают брокеритом [28]. Брокерит является высокотемпе-
ратурной керамикой (на f= 10 Ггц 8^6,6, tgS = 4• 10~4),
теплопроводность которой (ХТепл~ 170-4-250 вт/м-град)
выше, чем у ряда металлов (включая алюминий). Атте-
нюаторы с пластиной из брокерита, покрытого пленкой
Пихромй, могут работать ё коротковолновых диапазонах
при РПг до 10 вт.
В частности, исследования такого аттенюатора в Ь-мм диапа-
зоне (волновод 1,8 X 3,6 мм, /иг макс =25 мм, толщина пластины
0,4 мм, Лат макс =454-50 дб) ори Рпг = 4 вт показали*), что перегрев
пластины по отношению к ZOkp не превышал 20 °C, а нестабильность
величины Лат при такой мощности в течение 7 час (часть времени
при /окр = 100°С) не выходила за пределы —0,154-0,4 дб относитель-
но исходного значения, включая погрешность измерительной уста-
новки.
Необходимо отметить, что конструкция аттенюатора
ножевого типа, изображенная на рис. 5.10, является про-
стейшей и используется в цепях гетеродинов и смесите-
лей, где нет значительных уровней мощности и не предъ-
является жестких требований к стабильности £ат. Для
цепей накачки ППУ эта конструкция непригодна. В атте-
нюаторах регулировки мощности накачки применяют
более совершенные конструкции. В них, в отличие от рис.
5.10, пластина жестко крепится к стержню-держателю
с помощью металлических планок (или обоймы), охва-
тывающих ее с двух сторон на всей длине пластины для
эффективного отвода тепла со всей ее поверхности. Ме-
ханизм перемещения стержня-держателя делается без-
люфтовым (например, с помощью соответствующей пру-
жины) для возможности быстрой и точной регулировки
мощности. Конструкция аттенюатора должна обеспечи-
вать неизменность затухания в процессе контровки атте-
нюатора.
Разновидностью рассмотренных аттенюаторов ноже-
вого типа являются переменные аттенюаторы с постоян-
ным фазовым сдвигом (рис. 5.13). Такие аттенюаторы
используются в СВЧУ, где при регулировке затухания
необходимо сохранять вносимый фазовый сдвиг неизмен-
ным. В частности, это требуется в моноимпульсных РЛС
с фазовым сравнением суммарно-разностных сигналов.
Как известно, в таких РЛС фазы колебаний гетеродина,
подводимых ко всем смесителям сигнала, должны быть
возможно более идентичными во всех условиях работы
(для сведения к минимуму ошибки пеленгации цели).
Аттенюаторы с постоянным фазовым сдвигом (назовем
их для краткости фазопостоянными) отличаются от
обычных тем, что при любом вносимом затухании оста-
ются неизменными конфигурация и положение части ди-
*) Данные получены В. Д. Прокофьевым.
Рис. 5.13. Переменные аттенюаторы с постоянным фазовым сдвигом:
а) виброустойчивая конструкция; б) дисковая конструкция;
1 — диэлектрическая пластина; 2 — поглощающее покрытие; 3 — опорные вкла-
дыши; 4 — винт регулировки затухания; 5 — прижимная скоба для прижима
пластины к опорным вкладышам; 6 — гайка для контровки пластины; 7 —
пружина; 8 — диск из диэлектрика; 9 — поглощающее покрытие; 10 — ось чер-
вячной передачи для вращения диска (регулирования затухания); // — гранич-
ная окружность, разделяющая рабочую и нерабочую части поглощающего
слоя.
электрической пластины, погруженной в волновод й
являющейся основным источником переменного фазово-
го сдвига в обычном аттенюаторе. Это достигается бла-
годаря тому, что поглощающий слой наносят только на
определенную часть поверхности пластины.
Устройство и работа фазопостоянных аттенюаторов яс-
ны из рис. 5.13 и не требуют детальных пояснений. Прин-
ципиальное отличие аттенюаторов рис. 5.13,а и рис. 5.10
заключается в том, что в первом при любом погружении
поглощающего слоя в волновод последний постоянно и
одинаково пронизывается пластиной через щели в обеих
широких стенках волновода. Благодаря этому удается
также с помощью специальной прижимной скобы (или
другим способом) жестко закреплять пластину как свер-
ху, так и снизу, тем самым устраняя свободное висение
пластины в волноводе и, следовательно, возможность ее
вибрации при внешних механических воздействиях. По-
лучаемый таким образом виброустойчивый аттенюатор
используется в допплеровских РЛС с низкой промежу-
точной частотой (т. е. с прямым выделением допплеров-
ского сдвига частоты на выходе смесителя), охватываю-
щей частоты механических вибраций. Применение в та-
ких РЛС аттенюаторов, изображенных на рис. 5.10,
недопустимо, так как вибрация поглощающей пластины
приводит к амплитудной модуляции мощности гетероди-
на, а составляющие спектра модулированных колебаний
Рг выделяются на выходе смесителя (подобно доппле-
ровскому сдвигу частоты) в виде мощного сигнала по-
мехи.
В аттенюаторе рис. 5.13,6 пластина выполнена в виде
диска радиуса гдк, на котором эксцентрично по отноше-
нию к его центру нанесен поглощающий слой в виде кру-
га радиусом -Гпг- При вращении диска вокруг своей оси
меняется затухание Рат из-за различной глубины погру-
жения поглощающего слоя, при этом погружение собст-
венно диска в волновод остается неизменным. Минималь-
но возможный эксцентриситет круга с поглощающим
слоем относительно диска, очевидно, равен /1Пгмакс/2==
= гДк—Гпг- Нетрудно также увидеть, что при условии по-
лучения одинаковой величины Ратмакс (т. е. равных зна-
чений /Пг макс и Рпгмакс) размер этого аттенюатора вдоль
оси волновода будет больше, чем у аттенюатора, изобра-
женного на рис. 5.13,а. С точки зрения влияния вибраций
он аналогичен рис. 5.10. Наконец, следует отметить, что
274
аттенюаторы, изображенные на рис. 5.13, являются, стро-
го говоря, квазифазопостоянными, так как при введении
затухания (т. е. поглощающего слоя в волновод) фазо-
вый сдвиг несколько изменяется (на величину до ~10 —
15° при £ат~204-30 66), но это изменение несоизмеримо
меньше, чем в других типах аттенюаторов.
Конструкции переменных аттенюаторов, аналогичные
изображенным на рис. 5.10, 5.13,бгл могут быть созданы
и на коаксиальных линиях. В устройствах на полосковых
линиях применяют аттенюаторы, конструкция которых
подобна, изображенным на рис. 5.13,6: диск с поглощаю-
щим слоем располагают непосредственно на поверхно-
сти с полосковой линией, при этом ось вращения диска
находится в стороне от проводящей полоски [21, 25].
Необходимо также учитывать, что в качестве пере-
менных аттенюаторов с дистанционным электрическим
управлением могут быть использованы ферритовые ат-
тенюаторы, устройство и работа которых подобна поля-
ризационным циркуляторам (см. п. 1.3.4, рис. 1.25), и
аттенюаторы на p-i-n диодах. Расчет и проектирование
последних рассмотрены в [22]. Такие аттенюаторы могут
быть использованы в качестве переменных в микрополос-
ковых СВЧУ.
Ответвители мощности служат для ответвления не-
большой части мощности из одной линии передачи в дру-
гую и обычно являются ослабителями с постоянным за-
туханием (фиксированными делителями мощности). Рас-
пространенными ответвителями мощности, применяемы-
ми на практике, являются предельные и направленные
ответвители.
Предельный ответвитель из-за чрезвычайной просто-
ты конструкции и компактности применяется в боль-
шинстве импульсных РЛС и используется в них для от-
ветвления части мощности передатчика в смеситель АПЧ
(см. рис. В.1). Он представляет собой волноводный
Т-образный тройник (шестиполюсник) в Е- или //-плос-
кости, в котором основной и побочный волноводы со-
единяются круглым отверстием связи [23, 24]. На прак-
тике обычно применяют //-плоскостный предельный от-
ветвитель, обеспечивающий большую компактность
СВЧУ (рис. 5.14). Устройство такого ответвителя ясно
из рисунка. Основной и побочный волноводы имеют оди-
наковые размеры, а центр отверстия связи расположен
в центре поперечного сечения побочного волновода. От-
18* 275
Рис. 5.14. Предельный ответвитель (а), пример практической кон-
струкции (б) и зависимость составляющих переходного ослабле-
ния Лев (при a[b—Q) и ЛПред от размеров элемента связи (в):
/ — основной волновод; 2 — побочный волновод; 3 — отверстие связи; 4 — за-
глушка из поглощающего материала.
верстие связи в стенке между волноводами представляет
собой короткий отрезок круглого волновода диаметром d
и длиной I, в котором (благодаря структуре поля Яю
в основном волноводе) возбуждается волна Нц. Следо-
вательно, критическая длина волны такого волновода
%Kp~l,7d fl, 8]. Диаметр d выбирают достаточно малым
[d^(0,l 4-0,15)ХМин], так что круглый волновод будет
запредельным (ХМин>4Хкр), и поэтому СВЧ колебания
в нем, как известно, не распространяются, а затухают.
Такой волновод использует в качестве так называемого
предельного аттенюатора. При указанном соотношении
^мин И Хкр его ослабление весьма слабо изменяется с из-
менением частоты. Практически это ослабление можно
считать частотонезависимым и равным Ln^ — ^lld, дб
[1].
При бесконечно тонкой стенке между волноводами
предельного ответвителя (I—>0) ослабление £пРед = 0 дб,
а переходное ослабление ответвителя определяется толь-
ко элементом связи в виде круглого отверстия. Поль-
зуясь эквивалентной схемой отверстия для этого случая,
приведенной в [23, стр. 372], в предположении л^<ХМин
нетрудно показать, что ослабление связи LCb~
«20 lg(3a26/nrf3) [дб]. Таким образом, полное переход-
ное ослабление предельного ответвителя при согласован-
ных нагрузках во всех плечах равно
^ПО= Ю 1g (Росн/Ротв) “Tvnp + ^CB^
«32 Z/rf+'20 lg(3tt^M3) [дб]. (5.3)
Экспериментальные данные хорошо согласуются с ре-
зультатами расчета по этой формуле. При a!b=2 (рис.
5.14,в)
7/по ==:: 7/цред + 7/св ~ 32 Ifd +
+ 601g(0,781 aid) [дб]. (5.4)
Применяемые в РЛС предельные ответвители имеют
Апо ^45ч-65 дб. В конструкции предельного ответвите-
ля, используемого в тракте АПЧ (рис. 5.14,6), отверстие
связи заполняют заглушкой из поглощающего материала
(например из ферроэпоксида). Заглушка позволяет со-
хранить герметичность основного волновода, являюще-
гося составной частью во многих случаях герметизируе-
мого волновода тракта передатчика (см. рис. В.1). Кроме
того, она обеспечивает дополнительное ослабление мощ-
ности гармоник частоты передатчика, генерируемых по-
следним (см. сноску на стр. 42), для которых, очевидно,
величина ЛПо может быть меньше, чем для основной ча-
стоты /пер=/с. Если не вводить активный поглотитель
мощности гармоник в отверстие связи, относительный
уровень гармоник на выходе ответвителя по сравнению
с основным колебанием может стать больше, чем в трак-
те передатчика, что весьма нежелательно, т. к. возникает
опасность ложных срабатываний системы АПЧ по гар-
моникам передатчика. Следует учитывать, что введение
заглушки несколько изменяет величину ЛПо, рассчиты-
ваемой по (5.3), (5.4), поэтому для получения требуемо-
го значения £По экспериментально уточняют размер I.
Необходимо также иметь в виду, что выход предельного
ответвителя рассогласован, т. к. его входной импеданс
со стороны побочного волновода близок к нулю (корот-
кое замыкание). Кроме того, в предельном ответвителе
величина РОтв (рис. 5.14,а) зависит от уровня стоячей
волны (КСВ) в основном волноводе, т. е. от результи-
рующей напряженности поля в месте расположения от-
верстия связи. От последних двух недостатков свободен
направленный ответвитель.
Направленный ответвитель обладает более совершен-
ными свойствами и представляет собой четырехплечное
соединение двух волноводов (основного и побочного), со-
держащее одно, два или более отверстий связи и согла-
сованную нагрузку в одном из плеч побочного волновода
(см. рис. 2.16) [1, 5, 8, 9, 13]. Эта нагрузка обеспечивает
согласованный выход ответвителя. В отличие от нена-
правленного предельного ответвителя, в направленном
ответвителе мощность Ротв поступает к выходу побочно-
го волновода только в том случае, когда волна через
основной волновод проходит в определенном направле-
нии, т. е. когда падающую волну подводят к определен-
ному (входному) фланцу основного волновода. Поэтому
величина РОтв не зависит от КСВ в основном волноводе.
С помощью направленного ответвителя удобно не только
выводить часть мощности из тракта, куда включен ответ-
витель (например, для питания смесителя АПЧ, для из-
мерений частоты и мощности колебаний, для контроля
формы огибающей импульса), но и для направленного
введения туда дополнительного сигнала извне через по-
бочный волновод (например, для контроля чувствитель-
ности или коэффициента шума приемника). Направлен-
278
ttbie ответвители обычно имеют переходное ослабление
в пределах Лпо=104-30 дб и обычно используются
в СВЧУ РЛС для измерения их характеристик. Поэтому
из-за ограниченного объема книги они более подробно
здесь не рассматриваются. Принципы построения, устрой-
ство и параметры направленных ответвителей изложены
в [1, 3, 5, 9, 13], а вопросы расчета и проектирования
рассматриваются в [5, 8, 9, 13, 20].
5.3. Оконечные согласованные нагрузки
Маломощные оконечные согласованные нагрузки при-
меняются в большинстве СВЧУ приемников. Они исполь-
зуются в ферритовых переключателях (п. 1.3.4) и цирку-
ляторах (§§ 3.2, 3.3), в балансных АП (§ 1.4), в СВЧ
мостах, применяемых в качестве делителей мощности
(§ 6.1), в направленных ответвителях (§ 2.4) и для дру-
гих целей. Их функцией является поглощение падающей
волны СВЧ мощности с малым отражением последней.
Для упомянутых применений нагрузок обычно достаточ-
но, чтобы их КСВ в рабочей полосе частот рНаг<Д,1-*-
1,15, при этом отраженная от них мощность не превос-
ходит 0,2—0,5% от падающей. Величина последней (не-
прерывная или средняя) в рассматриваемых случаях, как
правило, меньше 1 вт.
Такая оконечная нагрузка представляет собой пле-
ночный, или объемный, поглотитель СВЧ энергии.
В большинстве случаев поглотитель имеет специальные
скосы со стороны падающей волны для уменьшения от-
ражений; при использовании коаксиальных и волновод-
ных устройств его помещают в короткозамкнутый отре-
зок линии [1, 13, 20, 24, 25]. Затухание поглотителя £Погл
должно быть не менее 20—23 дб, чтобы практически
исключить влияние мощности, прошедшей через поглоти-
тель и отраженной от короткозамкнутого или разомкну-
того конца линии, на входной КСВ нагрузки. Это тре-
бование Следует ИЗ СООТНОШенИЯ рНаг = (Апогл + 1 ) / (Лгогл—
—1), которое легко получается в предположении отсут-
ствия отражений от входа поглотителя. Некоторые ва-
рианты конструкций нагрузок с объемными и пластинча-
тыми поглотителями описаны в [1, 13, 24], сведения о на-
грузках для полосковых линий содержатся в '[21, 25].
В последние годы получили распространение нагруз-
ки с объемным поглотителем (клином), выполненным из
27$
специального поглощающего материала, называемого
ферроэпоксидом *>. Эти нагрузки отличаются малыми га-
баритами, простотой конструкции и изготовления, низким
значением КСВ и широкополосностью (рис. 5.15, 5.16).
Рис. 5.15. Волноводные поглощающие клинья см и мм волн из ферро-
эноксида:
а) общий вид; б) расположение одно- и двуэкспоненциального клина в волно-
воде (разрез в плоскости £); в) размеры клина, используемые при расчете
экспоненциального профиля.
*) Материал разработан в 1957 г. С. И. Осипенко совместно
с автором. Последний назвал его ферроэпоксидом.
Основными компонентами ферроэпоксида являются кар-
бонильное железо и эпоксидная смола, используемые
в весовом соотношении 5:1. Он механически обрабаты-
вается подобно пластмассам, а также может отливаться
в формы сложной конфигурации. Интервал рабочих тем-
ператур от —60 до +150°C. Малая длина поглощающего
клина при низком КСВ достигается благодаря использо-
ванию экспоненциального профиля клина в Е-плоскости
(рис. 5.16). Экспериментальные исследования показали,
что на см волнах при использовании стандартных сече-
ний волноводов для получения рпаг< 1,1 необходимо при-
менять клинья с двуэкспоненциальным профилем,
а в волноводах пониженной высоты, у которых размер b
меньше стандартного в два и более раз, а также в вол-
новодах мм диапазона можно ограничиться одноэкспо-
ненциальным профилем, что технологически проще. Сле-
дует учитывать, что ферроэпоксид довольно хрупок.
Расчет экспоненциального профиля клина й(/) при
заданной его длине /0 (рис. 5.15,в) производится по фор-
муле экспоненты h = n{e11—1), где п — коэффициент,
а у определяется заданными значениями /0 и Ао:
у = C-ln f—-I-1Y
Для одноэкспоненциального клина hQ = b, для двуэкспо-
ненциального Ло=&/2. Коэффициент п, имеющий размер-
ность длины, определяет величину «прогиба» экспонен-
ты. Графический анализ влияния его величины на форму
экспонециального профиля, измерение КСВ двух клиньев
одинаковых размеров, отличающихся значениями п (0,5
и 1), и соображения технологичности изготовления при-
вели к выводу о целесообразности выбора п=Л. Это зна-
чение п и используется на практике во всех случаях. При
креплении поглощающего клина в волноводе (приклеи-
ванием эпоксидной смолой или другим способом) необ-
ходимо следить за тем, чтобы острие одноэкспоненциаль-
ного клина плотно прилегало к широкой стенке волново-
да, а линия острия двуэкспоненциального клина проходи-
ла через середины узких стенок волновода. При этих
условиях получаются минимальные КСВ.
Результаты экспериментального исследования, представленные
на 'рис. 5.16,я, б, свидетельствуют о том, что ферроэпоксидный клин
длиной /0= (0,454-0,55)Амане (Амакс соответствует максимальной
рабочей длине волны) представляет собой весьма широкополосную
28}
Ю
Рис. 5.16. Частотные характеристики КСВ ферроэпоксидных нагрузок см
щающих клиньев для волноводов следующих сечений:
а} 10X23 ММ\ б) 8X17 мм; в) 7,2x3,4 мм; г) 1,8X3,6
и мм <волн и размеры погло-
мм.
нагрузку, имеющую рнаг^М IB полосе частот Af/fCp~ 354-40 %, Т. е.
практически во всей рабочей полосе частот волновода. Измерения
затухания таких клиньев показали, что клин длиной /о = 2О мм в 3-см
диапазоне волн имеет ЛПогл~20 дб, а в 2-см диапазоне Ln0TJl&
~30 дб. Это означает, что при /0>0,5А влиянием отражения от
короткозамкнутого конца волновода нагрузки на ее входной KGB
можно пренебречь, поскольку при этом выполняется вышеуказанное
условие 1Погл>20 дб.
Методом, аналогичным описанному для волноводных
нагрузок, можно изготовить из ферроэпоксида коакси-
альные нагрузки. Ферроэпоксидные пластины можно ис-
пользовать такжё для изготовления нагрузок полосковых
схем. В качестве оконечных микрополосковых нагрузок
используют резистивные металлические пленки [19].
Глава шестай
ВОПРОСЫ ПРОЕКТИРОВАНИЯ
И КОНСТРУИРОВАНИЯ СВЧ УСТРОЙСТВА
ПРИЕМНИКА В ЦЕЛОМ
В предыдущих главах были рассмотрены общие тре-
бования, вопросы расчета и проектирования, а также со-
ображения по выбору схем и разновидностей основных
функциональных элементов и узлов СВЧУ радиолока-
ционных приемников. Эта глава посвящена полной схеме
СВЧУ и некоторым вопросам его конструирования. Опи-
сание блок-схемы типичного СВЧУ приемника импульс-
ной РЛС приведено в § В.З, а общие требования, предъ-
являемые к СВЧУ, изложены в § В.4.
6.1. Принципиальная схема СВЧ устройства
Состав блок-схемы СВЧУ зависит прежде всего о г
типа РЛС и ее особенностей [1, 2]. Эти факторы опреде-
ляют, например, наличие или отсутствие антенного пере-
ключателя (при использовании отдельных антенн на
прием и передачу), количество малошумящих усилите-
лей, смесителей сигнала и устройств их защиты (по од-
ному в одноканальных РЛС: обзорных, дальномерных
и др. и, например, по три в моноимпульсных трехка-
нальных суммарно-разностных РЛС) и другие особенно-
сти блок-схемы. Типичная блок-схема малошумящего
СВЧУ для импульсных некогерентных одноканальных
РЛС представлена на рис. В.1. Простейшим и часто ис-
пользуемым вариантом такой блок-схемы является схема
СВЧУ без МШУ и устройства подавления f3, т. е. схема,
в которой после устройства защиты приемника (УЗП)
включен смеситель сигнала. Схема СВЧУ многоканаль-
ной РЛС сложнее, т. к. в ней содержится не один, а два
или более трактов сигнала (УЗП, МШУ, смеситель), при
этом мощность гетеродина должна быть разделена с по-
мощью соответствующих делителей между всеми смеси-
телями.
Исходными данными для разработки принципиаль-
ной схемы СВЧУ, помимо блок-схемы, являются: 1) ра-
бочая частота сигнала (передатчика) /со=/перо и макси-
мально возможный диапазон ее изменения в условиях
Эксплуатации Д/с макс^ Д/пер макс ~ /пер макс /пер мин (обыЧ-
но рабочий диапазон частот задают в виде /с=/со±
±Д/с макс/2); 2) максимальные импульсная Римакс, сред-
няя Рсрмакс И минимальная импульсная Римин мощности
передатчика; 3) длительности импульсов передатчика
Ти макс, Ти мин, 4) максимальный КСВ антенно-фидерного
тракта; 5) максимально допустимое время восстановле-
ния /в во всех условиях эксплуатации; 6) максимально
допустимый общий коэффициент шума приемника
Рмакс во всех условиях эксплуатации; 7) коэффициент
Шума УПЧ Fn4 и значение промежуточной частоты /пч
(последнюю иногда выбирают в процессе разработки
принципиальной схемы СВЧУ); 8) динамический диапа-
зон входных сигналов N; 9) условия окружающей среды
(интервал температур /Окр и др.); 10) требования к весу
и габаритам СВЧУ. Эти данные позволяют произвести
все необходимые расчеты и оценки, приведенные в гла-
вах 1—5. На их основе можно решить вопрос о необходи-
мости и возможности применения МШУ, выбрать наибо-
лее подходящую схему или тип отдельных узлов и эле-
ментов СВЧУ (АП, УЗП, МШУ, смеситель, гетеродин
и др.), выбрать по справочникам или другим источникам
конкретные типы электровакуумных и полупроводнико-
вых приборов СВЧ (РЗП, ЛБВ, клистрон, диоды) и ре-
шить вопрос о необходимости термостабилизации или
подогрева отдельных элементов или узлов СВЧУ (на-
пример РЗП, полупроводниковый МШУ, генератор на-
качки) *). После проведения такой работы может быть
составлена принципиальная схема СВЧУ. Примеры та-
ких схем приведены на рис. 6.1, 6.2. Они соответствуют
блок-схеме рис. В.1, описанной в п. В. 3. Вопросы выбо-
ра, расчета и проектирования всех элементов этих схем
были рассмотрены в предыдущих главах. Поэтому рабо-
та этих схем в целом, а также назначение и работа
большинства составляющих их элементов здесь не описы-
ваются.
В ряде случаев окончательное решение принимают по резуль-
татам разработки и испытания макетов узлов.
В схеме СВЧУ рис. 6.1 в качестве ЛП используется
ферритовый циркулятор (ФАП, § 1.5), а функции УЗП
выполняет РЗП (п. 1.3.1). Подогрев РЗП применяется
только в таких РЛС, где расстояния до отражающих
объектов (целей) могут быть менее ~10 км. Балансные
смесители сигнала и АПЧ выполнены по схеме с одно-
тактным выходом и последовательным включением дио-
дов по постоянному току /о (п. 2.4.2). Заметим, что цепь
измерения /0 включает в себя специальный «земляной»
провод, обозначенный как «измерительный корпус». Он
соединен с корпусом только в одном месте и в непосред-
ственной близости от резисторов R2, падение напря-
жения на которых t7oi,z из-за протекания токов /01,2 ис-
К передатчику f
Рис. 6.1. Пример принципиальной схемы типичного СВЧУ
Ц — циркулятор (ФАП); КГ — клистронный гетеродин;
ПО — предельный ответвитель; А1 — аттенюатор для регулиров
регулировки токов смесительных диодов; П1. П2, TP, Р —
тельное реле системы подогрева РЗП; Г/, Г2 — контрольные
пользуется для измерения последних (п. 2.4.1). Так де-
лают потому, что напряжение t7oi,z (обычно равное 40 —
100 мв и измеряемое прибором пульта контроля, распо-
ложенного вдали от СВЧУ) может быть соизмеримым
с величиной падения напряжения на общем «земляном»
проводе, которое обусловлено протеканием через послед-
ний больших токов других цепей (например тока подо-
грева РЗП). Как показывает практический опыт, при
отсутствии провода «измерительный корпус» для измере-
ния /01,2 ошибка измерения последнего прибором пульта
контроля может достигать 100%.
Здё
^МН
Я
4+
333
Б С сигнала
1
"] и к иПЧ
ЩМ2
ЕН
О'
6С АПЧ
। “2
Х.1ООО
к АПЧ
_уииО
2
+278
3_
Ч
Ток ЗиоЗоЗ ЬС си гн.
Ток ЗиоЗоЗ 6С АПЧ
Измерит, корпус
6
_7
8
~9
6
7
1
9
Напряж. отраж.-и0Гр
Напряжрезонат.-Ще^
~Б,Зв
~6,3в
Корпус
вр ТР
приемника см и мм волн без малошумящего усилителя:
1ДМ1—ЩМЗ— щелевые мосты; Д1—Д4 — смесительные диоды;
ки мощности сигнала в БС АПЧ; А2, АЗ — аттенюаторы для
соответственно нагревательные элементы,- термореле и исполни-
рпезда для измерения постоянного тока поджига РЗП.
Мощность гетеродина часто распределяется поровну
между двумя БС с помощью щелевого моста (рис. 6.1).
Вообще говоря, для этой цели может быть использован
мост любого другого типа, а также различные трехплеч-
ные делители мощности, в частности простые или свер-
нутые Е-и //-тройники. Однако применение трехплечных
делителей мощности, не обладающих мостовыми свойст-
вами (не обеспечивающих развязки выходных плеч),
весьма нежелательно, т. к. при этом, как нетрудно убе-
диться, уменьшается развязка между смесителями сиг-
нала и АПЧ, которая должна быть возможно большей
(§ 2.8). В полосковых и микрополосковых СВЧУ в каче-
стве делителей мощности наряду с мостами можно при-
менять гибридные кольцевые делители мощности, расчет
которых приведен в [3, 18]. Последние, так же как и ще-
левые мосты (см. сноску на стр. 257), могут быть
использованы также для неравного деления мощности
гетеродина между смесителем АПЧ и группой смесите-
лей сигнала, что может потребоваться в многоканальных
приемниках РЛС.
Величина необходимой мощности гетеродина РгЕ за
висит от числа смесителей и выбранного режима работы
их диодов. Полагая смесители балансными и потери
в элементах тракта от гетеродина до каждого из диодов
£Тр приблизительно одинаковыми, для многоканального
СВЧУ получаем
Рг2 = 2£тр(Рг ат1Ч-|-/гРгс), (6.1
где Ргапч и Ргс— мощности гетеродина, подводимые
к каждому из диодов БС АПЧ и БС 'сигнала, п— число
смесителей сигнала. Для схемы рис. 6.1 п=1.
Поскольку практически рабочий электрический режим смесителя
чаще характеризуют не мощностью гетеродина, а величиной рабо-
чего выпрямленного тока диодов /о раб (§ 2.7), то для приближенной
оценки необходимой величины мощностей Pre, Рг апч и РгБ можно
воспользоваться одним из паспортных параметров смесительных дио-
дов — минимальным выпрямленным током /0 мин при определенной
подводимой мощности гетеродина ^пасп, равной обычно 1 мет для
ТКД и 2—5 мет для ДБШ (п. 2.2.3). Если аппроксимировать ха-
рактеристику выпрямления диода /о (Рг) (см. рис. 2.7) прямой ли-
нией, проходящей через нуль и точку /0 мин *\ то этот параметр
*> Учитывая, что область рабочих токов /о раб обычно находится
вблизи тока /0 мин, такую аппроксимацию для прикидочных расчетов
можно считать допустимой.
определяет минимально возможную крутизну такой аппроксимиро
ванной характеристики выпрямления рмпн=/о мин/Рпасп (ма/мвг)
для данного типа диодов *>. Тогда
^rS (^ораб апч/Рмин апч Н~ ^Лрабс/Рмин с)- ($-2)
Например, для трехканального СВЧУ моноимпульсной РЛС (п==3)
с £Тр = 1 дб и диодами, имеющими |Змпп=0,8 ма!мвт и работающими
при /0Рабапч = 1,2 ма, /Орабс = 0,7 ма, величина РгБ «2 • 1,26(1,2 +
+ 3 • 0,7) /0,8=40,4 мет.
При выборе конкретного типа гетеродина исходят из
условия, чтобы его минимально возможная выходная
мощность, гарантируемая во всех условиях эксплуатации,
была бы не менее Рг1 (Ргвыхмин^^г). Это означает,
что на практике из-за наличия некоторых производстве!!
ных запасов по выходным параметрам выпускаемых при-
боров в большинстве случаев РГвых>^гЕ- Если учесть,
что по этим же причинам значение крутизны [3 у боль-
шинства используемых ДИОДОВ больше величины [Змию
гарантируемой заводом-изготовителем, то по существу
неравенство Л>ГВыХ>-Рг£ станет еще больше. По этим
причинам для регулировки и установки необходимой ве-
личины Рг, подводимой к каждому смесителю, использу-
ют переменные аттенюаторы А2 и АЗ на рис. 6.1. Необ-
ходимое затухание этих аттенюаторов равно отношению
максимально возможной мощности гетеродина, приходя-
щейся на каждый диод смесителя * **)Ргвыхмакс/2(п+1),
К минимальной МОЩНОСТИ Ргсмин, подводимой к диоду
при минимальном рабочем токе /Орабмин и использова-
нии лучшего образца диода данного типа, т. е. диода,
имеющего крутизну [3Макс с- Полагая для таких расчетов
£Тр~ 1, для оценки Лат получаем соотношение
Лат ~ Рт вых макс/2(п+1)РГ С МИН —
= Рг вых максрмакс с/2(п + 1)7ораб мин- (6-3)
У гетеродинных клистронов Рг вых макс/Лг ВЫХ мин 2-7-4,
в ЛОВ это соотношение может быть значительно больше
(достигает 10 дб и более). Для смесительных диодов
[Змакс/Рмин^1,5^1,8.
*> Если ДБШ попользуется в смесителе с положительным сме-
щением, то и величина Рпасп при этих расчетах должна быть взята
с учетом такого смещения.
**) Для упрощения расчета в данном случае БС АПЧ по типу
используемых диодов и по потребляемой мощности Рг приравниваем
к смесителю сигнала.
Например, для одноканального СВЧУ 3-см диапазона (рис. 6.1),
Полагая Рг ВЫХ макс = ЮЭ Мвт, {Змаксс~1.6 М(11мвТ И /о раб мин —
=0,4 ма, 'получим Аат —100 • 1,6/2(4+ 1) • 0,4=100, т. е. необходимо
иметь £ат^20 дб.
Требуемый уровень импульсного сигнала передатчика
на входе БС АПЧ (РСапч) устанавливают с помощью
предельного ответвителя и переменного аттенюатора А1
(рис. 6.1). Первый из них выполняет функции делителя
мощности в тракте высокого уровня с ослаблением £по,
второй превращает несогласованный выходной импеданс
предельного ответвителя (§ 5.2) в согласованный благо-
даря вносимой развязке LaTi и одновременно может слу-
К передатчику
Рис. 6.2. Пример принципиальной схемы малошумящего СВЧУ
Ц/, Ц2— трехплечные циркуляторы, образующие ФАП; 1А501И —
билизироваииый источник питания; Д814А, Д818Г— стабилитроны;
выходных шумов УТД на частоте /3; ЛОВ-ЭФ — гетеродинная ЛОВ
полярные пары
Жить для точной установки необходимой величины
Рс апч (для компенсации разброса ослабления Lao из-за
неточного изготовления ответвителя). Требуемое общее
ослабление между трактом передатчика и входом
БС АПЧ определяется соотношением
S апч — ^неро/^с аич — ^по^ат!
(6.4)
где Риер о — номинальное значение (средняя величина)
импульсной мощности передатчика, а мощность Рс апч
выбирается в соответствии с п. 2.8.4.
БСАЛЧ
2
1 ТокйиоЫ бСсизм. 1
г ТокйиоЫбС АПЧ 2
3 Измерит, мороус 3
ч Ч
5 ^6930 5
6 ~ №58 б
7 *(500 +400)6 7
8 Корпус 8
9 -258 9
приемника импульсной РЛС З-сл диапазона:
ограничительный диод; УТД — усилитель на ТД (рис. 3.15); ИП— ста-
ПФ — полосовой фильтр для пропускания частоты fc и подавления
с электростатической фокусировкой; Д405А, АП, Д405Б, БП — разно-
смесительных диодов.
Например, при РпеР0 = ЮО квпг и Рсапч — 25 мет ослабление
апч “ ЮО* 106/25 — 4-10\ т. е. апч — 66 дб. Для эффективного
выполнения аттенюатором А1 функции согласующей развязки его
исходное расчетное ослабление следует взять равным не менее
^ат 1,0=13 дб. Тогда необходимое расчетное ослабление предельного
ответвителя будет равно
Lno о [^] — апч 1^1 ^ат по [^б].
Практически из-за неточности изготовления ответвителя и раз-
броса параметров материала поглощающей заглушки, установленной
в окне связи ответвителя (рис. 5.14), получаемое ослабление равно
Lao = Lno о±ДЛпо (дб], где Д£по может достигать 3—4 дб. Это озна-
чает, что аттенюатор А1 должен иметь ослабление Лат 1=£ат 1,0+
=FiALno [бб]. В частности, при LaT1,0==13 дб и ДЛП0 = 4 дб необходи-
мое ослабление аттенюатора (для получения расчетной величины
апч) будет лежать в пределах 9—17 дб. Точную установку рас-
четной величины anq производят при измерении (например, мето-
дом замещения) суммарного ослабления ответвителя и аттенюатора
А1 на низком уровне мощности (вместо передатчика включают из-
мерительный генератор или ГСС), регулируя аттенюатор А1. Затем
его стопорят и не регулируют в процессе эксплуатации РЛС. За-
метим, что регулировку аттенюатора А1, вообще говоря, необяза-
тельно производить в процессе измерения суммарного ослабления
^е апч* М°жно сначала измерить ослабление Апо, после чего, изме-
ряя ослабление только аттенюатора А1, отрегулировать его на не-
обходимое ослабление LaT 1. В этом случае, очевидно, погрешность
установки величины апч будет больше, чем в вышеописанном.
Рассмотрим схему СВЧУ рис. 6.2. Наиболее суще-
ственным отличием ее от схемы рис. 6.1 является исполь-
зование в ней малошумящего УТД для уменьшения
общего коэффициента шума. Кратко остановимся на
особенностях этой схемы. Ферритовый АП выполнен на
двух последовательно включенных трехплечных /-цир-
куляторах, образующих схему одного четырехплечного
циркулятора [4]. (/-циркуляторы широко используют
в СВЧУ всех диапазонов волн; они являются основным
типом ферритового устройства для создания полосковых
и микрополосковых циркуляторов и вентилей.) Посколь-
ку в схеме рис. 6.2 первый каскад (УТД) обладает мень-
шей электрической прочностью, чем БС, устройство за-
щиты приемника включает в себя не только РЗП, но и
следующий за ним ограничитель на полупроводниковом
диоде (п. 1.3.2). УТД выполнен по схеме последователь-
ного типа (§ 3.3), а для обеспечения стабильности уси-
ления он включен в СВЧУ с помощью трех /-циркуля-
торов. Постоянное смещение на ТД подается от стабили-
292
зировайного источника питания (ЙП), в котором два
стабилитрона Д814А, включенные встречно-параллельно,
исключают возможность появления на выходе ИП на-
пряжений более приблизительно ±0,5 в и служат для
уменьшения напряжений «наводок». Для подавления
шумов зеркального канала между выходом УТД и вхо-
дом БС включен полосовой фильтр, настроенный на ча-
стоту fc (см. § В.З, 3.6). В качестве гетеродина СВЧУ
используется ЛОВ с электростатической фокусировкой
(§ 4.3). Остальные элементы СВЧУ рис. 6.2 соответству-
ют схеме рис. 6.1.
Общий коэффициент шума приемника, имеющего
СВЧУ, выполненное по схеме рис. 6.2, определяется с по-
мощью формул (В.9), (В.10), (В.12) и вычисляется в виде
— -^Пр^ирг^пр рЗгХпр огр [^утд "4“ (^фд^с у 1 )/^утд]» (6.5)
где £прь Ьпрь Апррзш АПр огр — потери в режиме приема
соответственно циркуляторов АП (Ц1, Ц2), РЗП и огра-
ничителя; /^утд, /<утд— коэффициенты шума и усиления
УТД с учетом потерь в циркуляторах ЦЗ—Ц5\ £фП— по-
тери пропускания полосового фильтра ПФ; Fcy— общий
коэффициент шума смесителя с УПЧ, вычисляемый по
формуле (2.38).
Например, для СВЧУ 3-см диапазона, имеющего £пpl ~ Тпр2 —
=0,4 дб\ Тпр рзп = 1 дб\ Lnp огр=0,5 дб\ /^утд = 6,5 дб\ /С$тд=1э дб\
дб и FCy = 10 дб (пример расчета Fc у см. в § 2.6), по фор-
муле (6.5) получаем F^ =8,17, т. е. 9,12 до.
Для СВЧУ рис. 6.1 формула (6.5) принимает вид
F ‘— I I Г -
1 е — ^пр ап^др рзд* су>
F'е (дб) ^пр ап (дб) ~4~ ^пр рзп (дб"" Н" у (дб)9
(6.6)
где £Пр ап —потери АП (в данном случае циркулятора)
в режиме приема. Используя исходные данные преды-
дущего примера применительно к схеме рис. 6.1 (при
этом АПрап=|Апр1 + Лпр2 = 0,8 дб), получаем F* = 0,8 +
+ 1 + 10=11,8 дб. Таким образом, в рассматриваемом
примере использование УТД снижает общий коэффи-
циент шума на
= (дб) ~ 9,1 = 2,7 дб.
6.1. вопросы конструирования СВЧ устройств
СВЧ устройства, не содержащие сложные или круп-
ногабаритные МШУ, обычно выполняют в виде конст-
руктивно единого СВЧ узла, устанавливаемого в блоке
приемника либо, при отсутствии такового, в блоке
приемопередатчика РЛС. Малошумящие СВЧУ, содер-
жащие в своем составе ППУ или ЛБВ, конструируют
обычно в виде двух конструктивно отдельных СВЧ
устройств: блока МШУ, включающего обычно также
УЗП и устройство подавления зеркального канала, и узла
преобразователя частоты (БС сигнала и АПЧ, гетеро-
дин), устанавливаемого в блоке приемника (преобразо-
ватель частоты, УПЧ, АПЧ).
При конструировании СВЧУ необходимо руководство-
ваться следующими общими требованиями:
1) Отдельные элементы и детали СВЧУ должны
иметь устойчивые контактные соединения с малыми пе-
реходными сопротивлениями во всех условиях эксплуа-
тации, причем число таких соединений (без учета свар-
ных или паяных) должно быть минимально необходи-
мым. Это предотвратит или уменьшит нестабильность
параметров СВЧУ, а также появление и степень влияния
различного рода «наводок».
2) Длина отрезков линий передачи, соединяющих
элементы СВЧУ, должна быть минимальной, чтобы све-
сти к минимуму вносимые ими потери и частотную за-
висимость параметров этих элементов и СВЧУ в целом.
Известно, что частотная зависимость входного импедан-
са отрезка линии, нагруженного на некоторый импеданс
Z, тем сильнее, чем больше электрическая длина этого
отрезка.
3) СВЧУ должно обладать высокой электро герметич-
ностью, т. е. высокой степенью развязки электромагнит-
ных полей внутри и вне электродинамической структуры
СВЧУ. Это позволит существенно ослабить мощность
СВЧ импульсов передатчика, попадающих в смеситель
АПЧ по паразитным каналам связи (п. 2.8.1), а также
уменьшить возможность попадания помех в канал сиг-
нала от близко расположенных РЛС и других источ-
ников.
4) Имеющиеся в СВЧУ регулировки (переменные
аттенюаторы, винты настройки клистрона и других эле-
ментов и пр.) должны быть доступны для использова-
ния в рабочих условиях. Должны предусматриваться
294
также доступ и возможность замены входящих в СВЧУ
электровакуумных и полупроводниковых приборов (РЗП,
клистрон, диоды и др.).
5) Во многих случаях требуется обеспечить малые га-
бариты и вес СВЧУ, а также малый объем, занимаемый
им в блоке приемника или приемопередатчика. Следует
учитывать, что этот объем определяется не только габари-
тами СВЧУ, но и в значительной степени требованиями
п. 4. Поэтому при неудачной компоновке СВЧУ объем,
который приходится отводить ему в блоке, может зна-
чительно превосходить объем собственно СВЧУ. При
компоновке СВЧУ следует стремиться к тому, чтобы эти
два объема были близки.
6) В большинстве случаев конструкция СВЧУ долж-
на быть механически прочной и жесткой, обеспечиваю-
- щей высокую виброустойчивость и ударопрочность при
механических воздействиях (вибрациях, ударах). Кон-
струкция должна также во многих случаях обеспечивать
сохранение электрических параметров СВЧУ в задан-
ных пределах в условиях повышенной влажности, пони-
женного давления окружающей среды, пониженной и
повышенной температуры /Окр 15, 6]. Для удовлетворе-
ния всем этим требованиям СВЧУ в целом или отдель-
ные его узлы и элементы часто амортизируют с по-
мощью аммортизационных устройств [6, 7], герметизи-
руют и в некоторых случаях термостабилизируют или
термостатируют (см., например, п. 1.3.1, § 3.2).
Волноводные и коаксиальные элементы СВЧУ чаще
всего изготавливают из латуни или алюминия с после-
дующим нанесением на их поверхности металлических
и неметаллических (лакокрасочные и окисные пленки)
антикоррозийных покрытий [8, 10]. Применение алюми-
ния и его сплавов весьма желательно с точки зрения
уменьшения веса СВЧУ. Волноводные элементы сложной
конфигурации (например, свернутые Т-мосты) с жестки-
ми допусками на размеры, особенно элементы мм волн,
изготавливают методами гальванопластического нара-
щивания на специальные оправки [8, гл. 15]. Вопросы
конструирования элементов СВЧУ, методы их изготов-
ления, расчета допусков на электрические размеры и тре-
бования к чистоте поверхности рассматриваются
в [5, 8—13].,
Для соединения волноводных элементов используют
фланцевые соединения дроссельного и контактного типа
Рис. 6.3. Примеры конструкций СВЧУ см (а) и мм (б) диапазонов
волн, выполненных по схеме рис. 6.1 (ферритовый АП входит в со-
став антенно-фидерного тракта и здесь, как и некоторые другие эле-
менты, не показан):
1— к передатчику; 2—к АП; 3— предельный ответвитель; 4 — переменный
аттенюатор; 5 — вход сигнала от АП; 6 —РЗП; 7 — РЗП с системой подогрева;
8 — щелевой мост; 9 — смесительные камеры; 10 — выход смесителя по ПЧ;
11 — вход БС АПЧ; 12 — вход гетеродина; 13 — встроенный резонансный волно-
мер для измерения частоты гетеродина.
Рис. 6.4. Конструкция малошумящего СВЧУ 3-см диапазона, выпол-
ненного по схеме рис. 6.2:
/—к передатчику; 2 — к антенне; 3 — Т-циркуляторы ферритового АП; 4 —
РЗП; 5 — ограничитель; 6 — Т-циркуляторы УТД; 7 — ферроэпоксидные на-
грузки; 8 — УТД; 9 — источник питания УТД; 10 — смесительные камеры; 11 —
щелевые мосты; 12 — переменные аттенюаторы; 13 — выход смесителя по ПЧ;
14 — предельный ответвитель.
[3, 5, 8, 10]. С точки зрения электрогерметичности, широ-
кополосное™ и потерь в СВЧУ количество фланцевых
соединений должно быть минимальным, в то же время
следует предусмотреть возможность настройки или про-
верки параметров основных элементов СВЧУ (мостов,
смесительных камер и др.). Дроссельно-фланцевые со-
единения в настоящее время имеют ограниченное при-
менение в СВЧУ приемников из-за невысокой электро-
герметичности (порядка 60 дб в 3-см диапазоне) и огра-
ниченной широкополосности. Их используют только
в элементах с высоким уровнем мощности и в некоторых
специальных случаях, например при соединении с флан-
цами ряда РЗП (окна связи которых могут иногда не-
сколько выступать или быть утоплены относительно плос-
кости фланца) и некоторых типов смесительных диодов
волноводной конструкции. Конструкции дроссельных
фланцев и их электрические размеры для различных
сечений волноводов см и мм волн (от сечения 34X72 жж
до 1X2 мм) приведены в книге [8, т. 1, стр. 108—109].
Более широко используют в СВЧУ из-за простоты кон-
струкции, широкополосности и высокой электрогерметич-
ности контактные фланцевые соединения без прокладки
и со специальной бронзовой контактной прокладкой.
Конструкции таких фланцев, прокладок и некоторые
данные по их электрогерметичности и вносимым потерям
приведены в [3, стр. 174—177]. Соединения с контакт-
ными прокладками обеспечивают наименьшие потери и
максимальную электрогерметичность. В частности, по
данным измерений в 3-с/и диапазоне (волновод 10Х
Х23 мм) электрогерметичность одного из стандартных
контактных фланцевых соединений составляла ~70 дб
без прокладки и 90—100 дб с бронзовыми рассеченными
прокладками.
Рис. 6.5. Пример конструкции четырехканального СВЧУ допплеров-
ской РЛС:
/ — вход сигнала; 2 — вход гетеродина; 3 — фазопостоянные переменные атте-
нюаторы (см. рис. 5.13,а); 4 — направленный ответвитель для контроля чув-
ствительности приемника; 5 — коаксиальный разъем для бескабельного соеди-
нения выхода смесителя по ПЧ с предварительным УПЧ; 6 — коробка с эле-
ментами цепи измерения тока диодов /0; 7 — разъем для подключения микро-
амперметра к цепи измерения /0.
Наиболее целесообразная компоновка элементов
СВЧУ в единую конструкцию зависит от сложности схе-
мы СВЧУ и конкретных условий его размещения в блоке.
Опыт показывает, что во многих случаях волноводное
СВЧУ занимает в аппаратуре наименьший объем, если
его элементы располагаются приблизительно в одной
плоскости (в некоторых случаях в двух), параллельной
широкой стенке волновода, а все (или почти все) орга-
298
ны регулировки и доступ к полупроводниковым диодам
находятся по одну сторону этой плоскости. При этом
для уменьшения габаритов СВЧУ отдельные волновод-
ные элементы (смесительные камеры, мосты, волноводы
и т. д.) придвигают вплотную друг к другу узкими стен-
ками, которые вследствие этого в ряде случаев стано-
вятся общими. Примеры конструкций СВЧУ, выполнен-
ных подобным образом, приведены на рис. 6.3—6.5.
Конструкции большинства составляющих их СВЧ эле-
ментов и узлов были рассмотрены в предыдущих главах.
Элементы схемы СВЧУ, не требующие доступа в рабо-
чих условиях, располагают в наименее доступных ме-
стах СВЧУ, в частности на стороне, противоположной
доступной (снизу на рис. 6.3—6.5).
< 6.3. Микроминиатюризация СВЧ устройств
В настоящее время проводятся интенсивные исследо-
вания и разработки микрополосковых СВЧ элементов и
устройств [14, 18]. В таких устройствах отдельные эле-
менты схемы (мосты, диоды, смесители и т. д.) неразъ-
емны, неотделимы друг от друга, вследствие чего эти
устройства называют интегральными схемами (ИС).
Микрополосковые ИС являются дальнейшим развитием
полосковых систем СВЧ [13] и отличаются от последних
новыми технологическими методами изготовления [14,
19, 20, 25] и новыми материалами подложек с высокой
диэлектрической проницаемостью 8-6-16 (наиболее
часто используют подложки с 10) [17, 18]. Последнее
обстоятельство означает, что длина волны в микрополос-
ковой линии с волной типа ТЕМ. будет значительно мень-
ше длины волны в воздухе (А<Х), т. е. электрические
размеры СВЧ элементов существенно сокращаются. Ука-
занные факторы и открыли принципиальную возмож-
ность микроминиатюризации СВЧУ, т. е. резкого сокра-
щения их размеров и веса. Кроме того, при налаженном
серийном производстве надежность СВЧ ИС должна
стать выше, а стоимость — ниже обычных СВЧУ.
Для создания СВЧ ИС используют обычно несимме-
тричную микрополосковую линию в виде узкого тонко-
пленочного проводника (шириной порядка 0,5 мм), на-
несенного на тонкую диэлектрическую подложку (обыч-
но специальную керамику с 8—10), вся противоположная
поверхность которой покрыта тонким проводящим сло-
Рис. 6.6. Пример конфигурации микрополосковой схемы (а) и общего
вида платы с микросхемой (б) интегрального ППУ [24].
ем металла [14—16, 18]. Изготовленную из таких микро-
полосковых элементов СВЧ микросхему для экраниров-
ки и обеспечения механической прочности заключают
в металлический корпус (рис. 6.6, 3.11). Размеры таких
СВЧ ИС весьма малы (наибольшая сторона несколько
сантиметров). СВЧ ИС чаще изготавливают в виде «ма-
лых» ИС (например ферритовый вентиль, смеситель
и др.), из которых собирают более сложные схемы (на-
пример СВЧУ иди приемное устройство) [14, 19—23].
Существуют так называемые монолитные и гибридные
СВЧ ИС. Монолитные ИС изготавливают на подложке
из высокоомного полупроводника, на который не толь-
ко наносят микрополосковую схему из пассивных эле-
300
ментов (отрезки линий, мосты, резисторы и пр.), но его
же используют для изготовления активных элементов
этой ИС (смесительных диодов, диодов Ганна и др.),
т. е. активные элементы составляют единое целое с под-
ложкой. В гибридных ИС активные элементы (корпус-
ные или безкорпусные) изготавливают отдельно от ос-
тальной части микросхемы, которая в данном случае
наносится на диэлектрическую подложку, а затем уста-
навливают их на эту подложку и соединяют с элемента-
ми схемы с помощью тонких проволочных или ленточных
проводников [14, 19, 20]. В настоящее время практическое
применение получили только гибридные схемы, монолит-
ные ИС из-за ряда нерешенных проблем и трудностей не
используют.
Для изготовления гибридных СВЧ ИС требуются вы-
сококачественные подложки, обладающие высокой чи-
стотой поверхности и удовлетворяющие ряду специаль-
ных требований, а также микроминиатюрные СВЧ дио-
ды: ограничительные, усилительные, смесительные и ге-
нераторные (для гетеродина). Сохранение характери-
стик СВЧ ИС в допустимых пределах при различных
условиях окружающей среды нередко обеспечивают
герметизацией корпуса схемы [19]. В связи с тем, что
возможности экспериментальной отработки СВЧ ИС
меньше, чем при разработке обычных СВЧУ, становится
особенно важным проектировать микросхему и ее эле-
менты методами машинного проектирования с помощью
ЭВМ.
Следует учитывать, что, поскольку потери в микропо-
лосковых линиях больше соответствующих потерь в дру-
гих типах линий передачи, собственная добротность мик-
рополосковых резонансных систем получается относитель-
но низкой, что не позволяет, в частности, создать достаточ-
но узкополосные полосовые фильтры. Эту задачу можно
решить, используя в СВЧ ИС ЖИГ-резонаторы [14].
Из-за влияния указанных потерь особенно в коротковол-
новых диапазонах может также несколько увеличиться
коэффициент шума СВЧУ (по сравнению с аналогич-
ным устройством в обычном исполнении). Однако это
окупается рядом преимуществ СВЧ ИС, главными из ко-
торых являются микроминиатюрность и надежность.
СВЧ ИС могут быть использованы только в трактах
низкого уровня мощности. Поэтому те элементы СВЧУ
приемника РЛС, которые работают в тракте высокого
уровня (АП, РЗП, предельный ответвитель тракта АПЧ)
не могут быть созданы на микрополосковых линиях. Вы-
ходы этих элементов (где уровень мощности низкий)
соединяют со входами микрополоскового СВЧУ с по-
мощью волноводных или коаксиально-микрополосковых
переходов [14, 20, 23].
Вопросы расчета характеристик микрополосковых ли-
ний рассматриваются в [14—18, 20, 25], а вопросы про-
ектирования элементов и схем микрополосковых СВЧУ
и результаты их экспериментального исследования —
в [14, 17—25]. Разработке схем СВЧ приемников в целом
посвящены работы [21—23].
Список литературы
Введение
1. Радиолокационные устройств а. Под (ред. В. В. Пригарина-Рябова»
Изд-во «Советское радио», 11970.
2. Руденко В. М. и др. Малошумящие входные цепи СВЧ при-
емных устройств. Изд-во «Связь», 1971.
3. Тагер А. С. Интегральная СВЧ электроника. «Электронная
техника», сер. 1, 1970, № 4, стр. 37—51.
4. Крохин В. В. Элементы радиоприемных устройств СВЧ.
Изд-во «Советское радио», 1964.
5. Смоги л ев К. А. и др. Радиоприемники СВЧ. Воениздат, 1967.
6. С и в е р с А. П. Радиолокационные приемники. Изд-во «Совет-
ское радио», 1959.
7. КрейнЛель Н. С. Шумовые параметры радиоприемных
устройств. Изд-во «Энергия», 1969.
8. Белоусов А. П. Расчет коэффициента шума радиоприемни-
ков. Оборонгиз, 1959.
9. Радиоприемные устройства. Под ред. И. В. Боброва. Изд-во
«Советское радио», 1971.
10. Бобров Н. В. и др. Расчет радиоприемников. Воениздат, 1971.
11. Те тер ич Н. М. Генераторы шума и измерение шумовых ха-
рактеристик. Изд-во «Энергия», 1968.
12. Haun R. D. Методы измерения коэффициента шума параметри-
ческого усилителя и смесителя. Trans. IRE, 1960, МТТ-8, № 4,
р. 410. -
13. Бычков С. И. и др. Стабилизация частоты генераторов СВЧ,
Изд-во «Советское радио», 1962.
14. Справочник по системотехнике. Пер. с англ, под ред. А. В. Ши-
лейко. Изд-во «Советское радио», 1970.
15. С р е т е н с к и й В. Н. Основы применения электронных прибо-
ров СВЧ. Изд-во «Советское Радио», 1963.
Глава 1
1. Антенные переключатели. Пер. с англ, под ред. Р. И. Перец.
Изд-во «Советское Радио», 1950.
2. С и в е р с А. П. Радиолокационные приемники. Изд-во «Советское
радио», 1959.
3. В л а с о в В. И., Б е р м а н Я. И. Проектирование высокочастот-
ных узлов радиолокационных станций. Судпромгиз, 1961.
4. Лебедев И. В. Техника и приборы сверхвысоких частот, т. II,
Изд-во «Энергия», 1964.
5. Коган Н. Л., Машковцев Б. М., Цибизов К. Н. Слож-
ные волноводные системы. Судпромгиз, 1963.
6. Харвей А. Ф. Техника сверхвысоких частот, т. II. Пер. с англ,
под ред. В. И. Сушкевича. Изд-во «Советское радио», 1965.
7. Кукарин С. В. Современное состояние и тенденции развития
приборов СВЧ. Изд-во «Советское радио», 1962.
8. Микаэлян А. Л. Теория и применение ферритов на сверх-
высоких частотах. Госэнергоиздат, 1963.
9. Карбовский С. Б., ШахгеДанов В. Н. Ферритовые цир-
куляторы и вентили. Изд-во «Советское радио», 1970.
9а. Боголюбов В. Н. и др. Управляемые ферритовые устройства
СВЧ. Изд-во «Советское радио», 1972.
10. С р е т е н с к и й В. Н. Основы применения электронных прибо-
ров сверхвысоких частот. Изд-во «Советское радио», 1963.
11. Федорцов Л. М., Лещинский И. Ш. Кристаллические
смесительные детекторы. Воениздат, 1960.
12. Кристаллические детекторы, т. II. Пер. с англ, под ред.
Е. Я. Пумпера. Изд-во «Советское радио», 1950.
13. Старик А. М. Основные направления в разработке разрядни-
ков для антенных переключателей (обзор). «Радиотехника и
электроника», 1960, № 7, стр. 1035—1051.
14. Microwave J., 4962, № 8, р. 112.
15. Полупроводниковые диоды. Параметры, методы измерений. Под
ред. Н. Н. Горюнова, Ю. Р. Носова. Изд-во «Советское радио»,
1968
16. СВЧ устройства на полупроводниковых диодах. Под ред.
И. В. Мальского, Б. В. Сестрорецкого. Изд-во «Советское ра-
дио», 1969.
17. СВЧ-полупроводниковые приборы и их применение. Пер. с англ.,
под ред. Г. Уотсона. Изд-во «Мир», 1972.
18. Горбачев А. И., Кукарин С. В. Полупроводниковые дио-
ды СВЧ. Изд-во «Советское радио», 1968.
19. Либерман Л. С. Полупроводниковые переключательные дио-
ды СВЧ. «Электронная техника», сер. II, 1967, № 5, стр. 3—15.
20. П е р е п е л я т н и к П. А. и др. Разработка и исследование
устройств на основе ограничительных СВЧ диодов. «Электронная
техника», сер. 1, 1968, № 10, стр. 109—118.
21. Шпир т В. А. Полупроводниковый ограничительный диод СВЧ
диапазона. В сб. «Полупроводниковые приборы и их примене-
ние», под ред. Я. А. Федотова. Вып. 23, стр. 64—81. Изд-во «Со-
ветское радио», 1970. Шпирт В. А-, В ер вельский А. А.,
там же, стр. 192—197. Шпирт В. А., Шумков И. В., там же,
стр. 198—202.
22. Л и б е р м а н Л. С. О системе параметров переключательных
p-i-n диодов. В сб. «Полупроводниковые приборы и их приме-
нение», под ред. Я- А. Федотова. Вып. 21, стр. 171—182. Изд-во
«Советское радио», 1969.
23. Г у с я т и н е р М. С. Метод измерения волнового сопротивления
СВЧ переключателя на p-i-n диоде. «Электронная техника»,
сер. II, 1970, № 5, стр. 89—90.
24. X и г г и н с и др. Полупроводниковые ограничители как антен-
ные переключатели СВЧ диапазона. «Зарубежная радиоэлектро-
ника», 1967, № 1, стр. 116—129.
25. Мей нк е X., Гунд л ах Ф. В. Радиотехнический справочник,
т. I, Госэнергоиздат, 1960, стр. 247—248
26. Microwaves, 1967, № 9, р. 134—136.
Microwave J., 1967, № 10, р. 9; 1971, № 3, р. 67.
27. Каталог СВЧ элементов и устройств фирмы Microwave Associa-
tes (США), 1969.
28. Micro wave J., 1969, № 2, p. 19.
29. Сугимото, Сугияма. К вопросу о разработке быстродей-
ствующего ферритового переключателя. Труды ИИЭР, 1964, № 10,
стр. 1351.
30. Пиппин. Современные ферритовые устройства СВЧ диапазона.
«Зарубежная радиоэлектроника», 1969, № 3, стр. 117—138.
31. Passaro W. С., М с Manus J. W. Переключаемый ферри-
товый циркулятор на 35 Ггц. IEEE Trans., 1966, МТТ-14, № 12,
р. 669—672.
32. Mi его wave J 1968, № 10, р. 27; Microwaves, 1969, № 4,
р. 44; 1971, № 2, р. 25; 1971, № 6, р. 23.
33. Jones С. W. Широкополосные балансные антенные переклю-
чатели. Trans. IRE, 1957, МТТ-5, № 1, р. 4—12.
34. X е р ш и др. Электронные лампы и другие приборы для диа-
пазона волн 4,3 мм. «Зарубежная радиоэлектроника», 1961, №6,
стр. 56—75.
35. М о h г R. J. Некоторые вопросы расчета устройств, использую-
щих симметричные трехдецйбельные мосты. Microwave J.
1972, № 6, р. 90—94.
36. Р у б и н ш т е'й н Б. Е. Потери балансного антенного переклю-
чателя в режиме приема -с несогласованными генератором, антен-
ной и приемником. «Радиотехника», 1962, № 5, стр. 47—52.
Глава 2
1. Радиоприемные устройства. Под ред. Н. В. Боброва. Изд-во
«Советское радио», 1971.
2. Кристаллические детекторы, т. I, пер. с англ, под ред. Е. Я- Пум-
пера. Изд-во «Советское радио», 1950.
3. То же, т. II.
4. СВЧ-полупроводииковые приборы и их применение. Под ред.
Г. Уотсона. Изд-во «Мир», 1972.
5. Г уткин Л. С. и др. Радиоприемные устройства, ч. I. Изд-во
«Советское радио», 1961.
6. Крохин В. В. Элементы радиоприемных устройств СВЧ. Изд-во
«Советское радио», 1964.
7. Лившиц В. В. Преобразование частоты на СВЧ с помощью
полупроводниковых диодов. В сб. «Полупроводниковые приборы
и их применение», под ред. Я. А. Федотова, вып. 15, стр. 10—33.
Изд-во «Советское радио», 1966.
8. Полупроводниковые диоды. Параметры, методы измерений. Под
ред. Н. Н. Горюнова, Ю. Р. Носова. Изд-во «Советское радио»,
1968.
9. Г о р б а ч е в А. И., К у к а р и н С. В. Полупроводниковые дио-
ды СВЧ. Изд-во «Советское радио», 1968.
10. СВЧ устройства на полупроводниковых диодах. Проектирование
и расчет. Под ред. И. В. Мальского, Б. В. Сестрорецкого. Изд-во
«Советское радио», 1969.
11. Лившиц В. В. Преобразование частоты большого сигнала и
расширение динамического диапазона смесительных диодов СВЧ.
В сб. «Полупроводниковые приборы и их применение» под ред.
Я. А. Федотова. Вып. 17, стр. 173—196. Изд-ibo «Советское ра-
дио», 1967.
12. Коломейцев В. Ф. и др. Арсенидо-галиевый смесительный
диод с барьером Шоттки. «Электронная техника», сер. 2, 1970,
№ 5, стр. 3—11.
13. Радиолокационные устройства. Под ред. В. В. Григорина-Ря-
бова. Изд-во «Советское радио», 1970.
14. Харвей А. Ф. Техника сверхвысоких частот, т. II. Изд-во
«Советское радио», 1965.
15. Кораблев И. В. и др. Низкочастотные Шумы обращенных
диодов. «Радиотехника и электроника», 1968, № 4, стр. 695—701.
16. А н а н д, Моро н и. Смесительные и детекторные СВЧ-диоды.
«Труды ИИЭР», 1971, № 8,* стр. 57—68.
17. Sharpless W. М. Кристаллические детекторы вафельного
типа для мм волн. Bell Syst. Techn. J., 1956, № 6, p. 1385— 02;
Bell Lab. Rec., 1958, v. 36, p. 21.
18. Sharpless W. M. Точечно-контактные диоды вафельного типа
для диапазона частот 90—1140 гц. Bell Syst. Techn. .1., 1963, v. 42,
Sept., p. 2496—2499.
19. Рабинович-Визель А. А. Кристаллические детекторы диа-
пазона СВЧ (обзор). В сб. «Полупроводниковые диоды и их
применение» под ред. Я. А. Федотова. Вып. 6, стр. 3—28. Изд-во
«Советское радио», 1960.
20. Баррас. Точечные и плоскостные диоды мм диапазона. ТИИЭР,
1966, № 4, стр. 143—1’56.
21. Johnson К. М. Интегральный смеситель Х-диапазона с ре-
активной нагрузкой по зеркальной частоте. IEEE Trans., 1968,
v. ED-15, № 7, р. 450—459.
22. Р у д е н к о В. М. и др. Малошумящие входные цепи СВЧ при-
емных устройств. Изд-во «Связь», 1971.
23. Я н г и др. Преобразование частоты на мм волнах с помощью
эпитаксиальных диодов с барьером Шоттки Au—GaAs n-типа
на основе нового метода выполнения контактов. ТИИЭР, 1965,
№ 12, стр. 2355—2356.
24. Б а у э р и др. Полупроводниковые диодные детекторы, смеси-
тели и умножители частоты мм диапазона. ТИИЭР, 1966, № 4,
стр. 165—176.
25. Белоусов А. П. Расчет коэффициента шума радиоприемни-
ков. Оборонгиз, 1959.
26. A n a n d Y., Howell. Действительная причина выгорания дио-
да. Microwaves, 1970, № 8, р. 36—38.
27. Диоды с барьером Шоттки фирмы Texas Instr. «Электроника»,
1967, № 7.
28. С а г г J. W. Стабилизация характеристик диодного смесителя
при изменении мощности гетеродина с помощью оптимального
смещения. Trans. IEEE, 1963, МТТ-11, № 2, р. 123—129.
29. С р е т е н с к и й В. Н. Основы применения электронных прибо-
ров СВЧ. Изд-во «Советское радио», 1963.
30. Чакр ан, Тепен гольц. Достижения в области смесителей
СВЧ. «Зарубежная радиоэлектроника», 1962, № 4, стр. 114—122.
31. К a ton М., Akaiwa У. Интегральный смеситель на 4 гц.
IEEE Trans., 1971, МТТ-19, № 7, р. 634—637.
32. Araki Т., Hirayama М. Интегральный балансный сме-
ситель на 20 гц. IEEE Trans., 1971, МТТ-19, № 7, р. 638—<643.
33. М i с г о w a v е s, 1970, № 3, р. 110; 1971, № 4, р. 60.
Microwave J., 1969, № 2, р. 105Е.
34. Ф ел ьд ш те й н А. Л. и др. Справочник по элементам волно-
водной техники. Изд-во «Советское радио», 1967.
35. S t о n i f о г t h А. Широкополосная детекторная камера для диа-
пазона частот 10,5—20 Ггц. IRE, Trans., 1960, МТТ-8, № 4,
р. 464—465.
36. S h е 11 о n W. Элементы и входное устройство приемника на
/7-волноводах. Microwave J., 1962, № 4, р. 101—107.
37. IEEE Trans., 1969, MTT-17, № 8. Специальный выпуск журнала
по использованию ЭВМ для расчета СВЧ схем.
38. Г и н з т о н Э. Л. Измерения на сантиметровых волнах. Изд-во
иностранной литературы, 1960.
39? В h i g е m о t о J. Преобразование шумов в балансном смесителе.
Microwave J., 1967, № 11, р. 77—79.
40. Клич С. М. Модифицированная схема балансного смесителя
СВЧ с однотактным выходом. «Вопросы радиоэлектроники»,
сер. XII, 1963, № 2, стр. 20—31.
41. Петров В. А., Кру ши некий В. В. Способы устранения
амплитудно-частотных и фазо-частотных искажений в СВЧ сме-
сителях. «Вопросы радиоэлектроники», сер. 0Т, 1968, № 10,
стр. 33—41.
42. Mi его wave J., 1961, № 10, р. 132; 1962, № 7, р. 141.
43. Microwaves, 1966, № 3, р. 107; 1967, № 4, р. 138.
44. Osborne Т. L. и др. Малошумящие смесители для приемни-
ков. Bell Syst. Techn. J., 1969, v. 48, № 6, p. 1651—1663.
45. О ’ N e i 1 1 H. J. Влияние зеркальной частоты на характеристики
кристаллического смесителя СВЧ. Proc. IEE, 1965, v. 112, № 11,
р. 2019—2024.
46. Barber М. R. Коэффициент шума и потери преобразования
смесителя на диоде с барьером Шоттки. IEEE Trans., 1967,
МТТ-15, № 11, р. 629—635.
47. К л и ч С. М. О влиянии асимметрии балансного смесителя СВЧ
с однотактным выходом на его характеристики. «Вопросы радио-
электроники», сер. XII, 1963, № 2, стр. 3—19.
48. К р е й н г е л ь Н. С. Шумовые параметры радиоприемных
устройств. Изд-во «Энергия», 1969.
49. Тетер и ч Н. М. Генераторы шума и измерение шумовых ха-
рактеристик. Изд-во «Энергия», 1968.
50. С и в е р с А. П. Радиолокационные приемники. Изд-во «Совет-
ское радио», 1959.
51. Гофман Г. Б. Анализ диодного смесителя при соизмеримых
уровнях преобразуемых сигналов. «Радиотехника», 1970, № 6,
стр. 72—79.
52. Г о ф м а н Г. Б. Определение необходимого ослабления пика
разрядника в системе АПЧ радиолокационной станции. «Радио-
техника», 1968, № 9, стр. 78—82.
53. Клич С. М. К выбору рабочего режима полупроводникового
смесителя АПЧ радиолокационного приемника. В сб. «Полупро-
водниковые приборы и их применение» под ред. Я. А. Федо-
това, «Советское радио», 1970.
54. О х 1 е у Т. Н. и др. Смесители с возвращением зеркальной ча-
стоты. «Ргос. 1971 European Microwave Conf.», Stockholm, 1971,
v. 1, p. Al 1/5 : 1—Al 1/5 : 4; A12/1 : 1—A12/1 : 4.
Г л а в a 3
1. Крохин В. В. Элементы радиоприемных устройств СВЧ.
Изд-во «Советское радио», 1964.
2. Радиоприемные устройства. Под ред. Н. В. Боброва. Изд-во
«Советское радио», 1971.
3. П е р ц о в С. В., Щуцкой К. А. Усилители радиочастоты.
Изд-во «Энергия», 1969.
4. Эткин В. С., Гершензон Е. М. Параметрические системы
на полупроводниковых диодах. Изд-во «Советское радио», 1964.
5. Васильев В. Н. и др. Регенеративные полупроводниковые
параметрические усилители. Изд-во «Советское радио», 196'5.
6. Б о б р о в И. Н. Параметрические усилители и преобразователи
СВЧ. Изд-во «Техника», Киев, 1969.
7. Ф и л а т о в К. В. Введение в инженерную теорию параметри-
ческого усиления. Изд-во «Советское радио», 1971.
8. Р у д е н к о В. М. и др. Малошумящие входные цепи СВЧ при-
емных устройств. Изд-во «Связь», 1971.
9. СВЧ устройства на полупроводниковых диодах. Проектирование
и расчет. Под ред. И. В. Мальского, Б. В. Сестрорецкого. Изд-во
«Советское радио», 1969.
10. СВЧ-полупроводниковые приборы и их применение. Под ред.
Г. Уотсона. Изд-во «Мир», 1972.
11. Штейншлейгер В. Б. и др. Квантовые усилители СВЧ
(мазеры). Изд-во «Советское радио», 1971.
12. Карбовский С. Б., Шахгеданов В. Н. Ферритовые цир-
куляторы и вентили. Изд-во «Советское радио», 1970.
13. Клич С. М., Прокофьев В. Д. Параметрический усилитель
8-мм диапазона в двухконтурном и одноконтурном режимах ра-
боты. «Радиотехника и электроника», 1967, № 12, стр. 2243—2245
14. Е фанов В. А., Кейс Е. М., Клич С. М., Моисеев И. Г.,
Чесноков А. А., Эсман А. П. Радиометр 8-мм диапазона
с параметрическим усилителем. «Радиотехника и электроника»,
1970, № 3, стр. 627—629.
15. Edrich J. Параметрическое усиление' мм волн с диодами
вафельного типа. IEEE Trans., 1970, МТТ-18, № 12, р. 1173—
1175.
16. Microwaves, 1967, № 4, р. 80; 1970, № 6, р. 30.
17. Kinoshita Y., Maeda М. Двухрезонансный параметриче-
ский усилитель диапазона 18 Ггц. IEEE Trans., 1970, МТТ-18,
№ 12, р. 1114—1119.
18. Алфеев В. Н. Радиотехника низких температур. Изд-во «Со-
ветское радио», 1966.
19. Г о р б а ч е в А. И., К у к а р и н С. В. Полупроводниковые СВЧ
диоды. Изд-во «Советское радио», 1968.
20. Полупроводниковые диоды. Параметры, методы измерений. Под
ред. Н. Н. Горюнова, Ю. Р. Носова. Изд-во «Советское радио»,
1968.
21. Белов А. А.. Карасев М. Д. «Вопросы радиоэлектроники»,
сер. XII, 1965, № 7, стр. 130—135. Айнбиндер И. М. «Вопро-
сы радиоэлектроники», сер. X, 1965, № 1, стр. 134—157.
22. Клич С. М. О сравнительной стабильности усиления двух-
контурного и одноконтурного ПУ. «Радиотехника и электрони-
ка», 1967, № 12, стр. 2240—2242.
23. Выставкин А. Н.-Включение параметрического диода с пе-
риодически изменяющейся емкостью в СВЧ резонатор. «Вопро-
сы радиоэлектроники», сер. II, 1962, № 3, стр. 79—84.
24. П е р е в е р з е в О. М., М е р к у р ь е в К. А. Паразитные гене-
рации в параметрических усилителях. «Вопросы радиоэлектрони-
ки», сер. ОТ, 1968, № 1, стр. 87—91.
25. Тише р Ф. Техника измерений на СВЧ. Физматгиз, 1963.
26. Б е л о в а Н. А. и др. Туннельные диоды. Изд-во «Наука»,
1966.
27. Туннельные диоды и их применение в схемах переключения
и в устройствах СВЧ диапазона. Пер. с англ, под ред. Визе-
ля* А. А. Изд-во «Советское радио», 1965.
28. Н е п о c h В., К v а е г n a Y. Критерий устойчивости для уси-
лителей на туннельных диодах. IRE Tians., 1962, МТТ-10, № 9,
р. 397—398.
29. Hamasaki J. Малошумящий широкополосный усилитель диа-
пазона 1,3 Ггц на диадах Эсаки с сравнительно высокой отри-
цательной проводимостью. IEEE Trans., 1965, МТТ-13, № 3,
р. 213—223.
30. В a n d 1 е г J. W. Расчет устойчивости и усиления СВЧ отра-
жательных усилителей на туннельных диодах. IEEE Tran^:, 1965,
МТТ-13, №11, р. 814—819.
31. Getsinger W. J. Прототипы для широкополосных отража-
тельных усилителей. IEEE Trans., 1963, MTT-ll, № 14, p. 486—
497.
32. Миценгендлер И. С Годографический метод анализа
устойчивости схем с туннельными диодами. «Вопросы радиоэлек-
троники», сер. XII, 1964. № 26, стр. 3—27.
33. Хотунцев Ю. ‘ Л. К вопросу об устойчивости туннельного
усилителя с реальным циркулятором. «Радиотехника и элек-
троника», 1969. № 6, стр. 1010—1016.
34. Орлов А. Г. Анализ усилителя на туннельном диоде с не-
идеальным циркулятором. «Вопросы радиоэлектроники», сер. X,
1964, № 2, стр. 69—79.
35. М о ги л е в с к а я Л. Я. и др. Синтез туннельного усилителя
с последовательной стабилизацией. «Радиотехника и электрони-
ка», 1969, № 4, стр. 642—647.
36. М о ги л е в с к а я Л. Я. и др. К синтезу стабилизирующих це-
пей туннельных усилителей. «Известия вузов. Радиоэлектрони-
ка», 1968, № 6, стр. 618—621.
37. М о г и л е в с к а я Л. Я- и др. Синтез туннельного усилителя
с параллельной стабилизацией. «Радиотехника и электроника»,
1970, № 11, стр. 2302—2307.
38. Plutchok Н. Расчет усилителя на туннельном диоде с шири-
ной полосы в октаву. Proc. Nat. Electr. Conf., 1965, v. XXI,
T-l, Oct, p. 157—162.
39. T а м a p ч а к Д. Я., Хотунцев Ю. Л. К вопросу о синтезе
туннельного усилителя с реальным циркулятором. «Радиотехника
и электроника», 1971, № 10, стр. 1822—1827.
40. Kiyoshi S .hi г ah ata и др. Новый метод проектирования
широкополосного устойчивого туннельного усилителя. IEEE
Trans., 1970, МТТ-18, № 1, р. 52—54.
41. Ocean Н. С. СВЧ усилители, включающие интегральные при-
боры с туннельными диодами. IEEE Trans., 1967, МТТ-15, № 11,
р. 613—622.
42. Mattei W. G.. Crowe W. Новые СВЧ интегральные модули.
Wescon 68, 1968, Aug. 20—23, р. -2/11, 1—8.
43. Henoch В. СВЧ усилитель на туннельном диоде. Electronik,
1964, № 1, с. 56—63 (шведск.).
44. Microwave J., 1963, № 7, р. 44.
45. Havens R. С. Туннельный усилитель Х-диапазона на поло-
сковой линии. Microwave J., 1966, № 5, рр. 49—54.
46. Meier Р. и др. Интегральный панорамный приемник Х-диапазо-
на. IEEE Trans., 1971, v. МТТ-19, № 7, р. 600—609.
47. Лаврентьев М. А., Ш а б а т Б. В. Методы теории функций
комплексного переменного. ГИТТЛ, 1951.
48. Б о д е Г. Теория цепей и проектирование усилителей с обрат-
ной связью. Изд-во иностранной литературы, 1948.
49. Т р о ш а н о в Н. А. Радиоаппаратура на ЛБВ. Судпромгиз,
1961.
50. С р е т е н ск и й В. Н. Основы применения электронных прибо-
ров СВЧ. Изд-во «Советское радио», 1963.
51. Жуков Б. С., Перегонов С. А. Л.ампы бегущей волны.
Изд-во «Советское радио», 1967.
52. Microwaves 1966, № 10, р. 29; № 12, р. 21. М i с г о w a v е J., 1968,
№ 10, р. ,31; № 11, р. 29, № '1, р. 25.
53. Новости зарубежной электронной техники. 1971, № 7, с. 10—16,
Институт «Электроника», М.
54. Матте й Г. Л. и др. Фильтры СВЧ, согласующие цепи и цепи
связи. Изд-во «Связь», 1971.
55. Л о с с. Фазовое подавление паразитного зеркального канала
в приемниках СВЧ. «Электроника». 1965, № 14, стр. 22—28.
56. Mi его wave J., 1965, № 1, р. 103. Microwaves, 1967, № 4,
р. 138.
57. К u г р i s G. Р., Taub J. J. Широкополосный микрополосковый
балансный смеситель А’-диапазона с подавлением зеркального
канала. IEEE Trans, 1970, МТТ-18, № 12, р. 1181—1182.
Глава 4
1. Бунин Г. Г, В а с е н ь к и н В. А. Отражательные клистроны.
Изд-во «Советское радио», 1966.
2. Корнилов С. А. и др. Шумы клистронных генераторов малой
мощности. Изд-во «Советское радио», 1972.
3. Отражательные клистроны. Пер. с англ, под ред. Е. Д. Наумен-
ко. Изд-во «Советское радио», 1954.
4. Лебедев И. В. Техника и приборы СВЧ, т. II. Изд-во «Энер-
гия», 1964.
5. Сретенский В. Н. Основы применения электронных приборов
СВЧ. Изд-во «Советское радио», 1963.
6. С и в е р с А. П. Радиолокационные приемники. Изд-во «Совет-
ское радио», 1959.
7. Альтшулер Ю. Г, Т а т а р е н к о А. С. Лампы малой мощ-
ности с обратной волной. Изд-во «Советское радио», 1963.
8. Червяков Ю. Г, Кузьмичев Н. П. Лампы обратной вол-
ны типа О малой мощности. Изд-во «Советское радио», 1966.
9. Алексеенко А. М. ЛОВ с электростатической фокусировкой.
«7-th Intern. Conf, on Microwave and Optical Generation and
Amplification. Hamburg, 16—20 IX 1968», Nachrichtentechnische
Fachberichte, band 35, s. 93—98.
10. Федотов Я. А. Основы физики полупроводниковых приборов.
Изд-во «Советское радио», 1969
11. Горбачев А. И, Кукарин С. В. Полупроводниковые СВЧ
диоды. Изд-во «Советское радио», 1969.
12. СВЧ-полупроводниковые приборы и их применение. Под ред.
Г. Уотсона. Изд. «Мир», 1972.
13. СВЧ устройства на полупроводниковых диодах. Под ред.
И. В. Мальского, Б. В. Сестрорецкого. Изд-во «Советское радио»,
1969.
14. Сб. «Полупроводниковые диоды и их применение» под ред.
Я. А. Федотова. Вып. 23, стр. 82—102, 133—191, 246—260. Изд-во
«Советское радио», 1970.
15. Ботка, Банкер, Гилден. Входной блок приемника РЛС
3-см диапазона интегральной конструкции. «Зарубежная радио-
электроника», 1969, № 4, стр. 47—58.
16. Таге р А. С., Вальд-Перлов В. М. Лавинно-пролетные
диоды и их применение в технике СВЧ. Изд-во «Советское ра-
дио», 1968.
17. Da Im ап G. С. Генератор Х-диапазона на ЛПД. Microwave J.,
1968, № з, р. 32—34, 149—150.
18. Н о е f f 1 i n g e г В. Последние достижения в области ЛПД.
Microwave J., 1969, № 3, р. 1101—>115.
19. Н a d d a d G. I. и др. Принципы работы и свойства ЛПД. IEEE
.Trans., 1970, МТТ-18, № 11, р. 752-н772.
20. Г р э й и др. Генераторы на ЛПД в современных системах
СВЧ. «Зарубежная радиоэлектроника», 1971, № 1, стр. 78—85.
21. Higgins V. J.. ‘ В а г а п о v s k i J. J. Характеристики систем
СВЧ при использовании ЛПД и диодов Ганна. Microwave J.,
1970, № 7, р. 37—42.
22. Шур М. С. Эффект Ганна. Изд-во «Энергия», 1971.
23. Л е в и н ш т е й н М. Е., Ш у р М. С. Приборы на основе эффек-
та Ганна. (Обзор). «Зарубежная радиоэлектроника», 1970, №9,
стр. 58—86; № 11, стр. 50—89.
24. N а г а у a n S. Y., S t е г z е г F. Усилители и генераторы на дио-
дах Ганна. IEEE Trans., .1970, МТТ-18, № И, ip. 773—783.
25. Т а б а ч н и к о в И. Я. и др. Управление частотой генератора на
диоде Ганна. «Вопросы радиоэлектроники», сер. ОТ, 1969, № 23,
стр. 81—89.
26. Meier Р. J. и др. Интегральный панорамный приемник Х-диа-
/пазона. IEEE Trans., 197il, МТТ-19, № 7, р. 600—6i09. Oster-
walder J. М. Моноимпульсный приемник Ли-диапазона с элек-
тронной настройкой частоты. Там же, ip. 627—-633.
27. В о s с h В. G., G a m b 1 i n g W. А. Шумы отражательных кли-
стронов и ЛОВ. Journal Brit. IRE, v. 24, № 5, p. 389—403.
28. Кукарин С. В. Современное состояние и тенденции развития
приборов СВЧ. Изд-во «Советское радио», 1962.
29. М i с г о w a v е J., 1967, № 5, р. 55Е.
Глава 5
1. Лебедев И. В. Техника и приборы СВЧ. Изд-во «Высшая
школа», 1970.
2. Модель А. М. Фильтры СВЧ в радиорелейных системах.
Изд-во «Связь», 1967.
3. X а р в е й А. Ф. Техника сверхвысоких частот. Пер. с англ, под
ред. В. И. Сушкевича, т. 1. Изд-во «Советское радио», 1965.
4. J о n е s С. W. Гибридные соединения. Microwave J., 1961, №10,
р. 98—104.
5. Матте й Г. Л. и др. Фильтры СВЧ, согласующие цепи и цепи
связи, т. И. Изд-во «Связь», 1972.
6. К о з л я е в И. П. и др. Дифференциальные устройства диапазо-
на СВЧ. «Вопросы радиоэлектроники», сер. XI, 1965, стр. 50—60.
7. К о г а н Н. Л. и др. Сложные волноводные системы. Судпром-
гиз, 1963.
8. Фель д штейн А. Л. и др. Справочник Но элементам волно-
водной техники. Изд-во «Советское радио», 1967.
9. Сосунов В. А., Шибаев А. А. Направленные ответвители
СВЧ. Приволжское книжное изд-во, 1964.
10. Дорфман Л. Г., Ф и л а т о в В. В. Об электрических парамет-
рах волноводного щелевого моста. «Радиотехника и электроника»,
1966, № 11, стр. 1933—1943.
11. loung L., Schiff man, IEEE Trans., 1965, MTT-11, № 1,
p. 133.
12. Антенные переключатели. Пер. с англ, под ред. Р. И. Перец.
Изд-во «Советское радио», 1950.
13. Техника измерений на см волнах, т. I. Пер. с англ, под ред.
Г. А. Ремеза. Изд-во «Советское радио», 1949.
14. Проев и ров В. П. Метод согласования двойных волноводных
тройников в широком диапазоне частот. «Вопросы радиоэлек-
троники», сер. РТ, 1967, № 1, стр. 43—46.
15. Fujio Ishihara. Journ. Inst. Electr. Comm. Engrs., Japan,
1963, v. 46, № 5, p. 662—666.
16. Бергер M. И., Храпа лов В. В. К. инженерному расчету
двойных свернутых волноводных соединений. «Вопросы радио-
электроники», сер. ОТ, 1968, № 10, стр. 42—46.
17. Бергер М. Н., Симин Н. С. Расчет и согласование моди-
фицированных Т-мостов. «Вопросы радиоэлектроники», сер. РТ,
1968, № 4, стр. 7—10.
18. Черне X. И., Малорацкий Л. Г. Характеристики кольце-
вых схем с рассогласованными нагрузками. «Радиотехника», 1970,
№ 3, стр. 30—36.
19. Слуцкая В. В. Тонкие пленки в технике СВЧ. Изд-во «Со-
ветское радио», 1967.
20. Альтман Дж. Л. Устройства СВЧ. Изд-во «Мир», 1968.
21. Байчурин А. С. Расчет, конструирование и изготовление
волноводных устройств и объемных резонаторов. Госэнергоиз-
дат, 1963.
22. Дзехцер Р. Б., О р л о в О. С. P-I-N диоды в широкополос-
ных устройствах СВЧ. Изд-во «Советское радио», 1970.
23. Справочник по волноводам. Пер. с англ, под ред. Я. Н. Фельда.
Изд-во «Советское радио», 1952.
24. Саусворт Дж. К. Принципы и применения волноводной пе-
редачи. Изд-во «Советское радио», 1955
25. Печатные схемы сантиметрового диапазона. Сборник статей под
ред. В. И. Сушкевича. Изд-во иностранной лит-ры, 1956.
26. Теория линий передачи сверхвысоких частот, т. II. Пер. с англ,
под ред. А. И. Шпунтова. Изд-во «Советское радио», 1951,
стр. 76—78.
27. Рид, Уилер. Метод исследования симметричных цепей с че-
тырьмя выводами. «Вопросы радиолокационной техники», 1957,
№ 3, стр. 24—33.
28. М а л о р а ц к и й Л. Г., Я в и ч Л. Р. Проектирование и расчет
СВЧ элементов на (полосковых линиях. Изд-во «Советское ра-
дио», 1972.
Глава 6
1. Сиверс А. П. Радиолокационные приемники. Изд-во «Совет-
ское радио», 1959.
2. Радиолокационные устройства (теория и принципы построения).
312
Под ред. В. В. Григорина-Рябова. Изд-во «Советское радио»,
1970.
3. Фельдштейн А. Л. и др. Справочник по элементам волно-
водной техники. Изд-во «Советское радио», 1967.
4. Карбовский С. Б., Шахгедаиов В. Н. Ферритовые цир-
куляторы и вентили. Изд-во «Советское радио», 1970.
5. В олгов В. А. Детали и узлы радиоэлектронной аппаратуры
(конструирование и расчет). Изд-во «Энергия», 1967.
6. Сретенский В. Н. Основы применения электронных 'Прибо-
ров СВЧ. Изд-во «Советское радио», 1963.
7. Карпушин В. Б. Вибрации и удары в радиоаппаратуре.
Изд-во «Советское радио», 1971.
8. X а р в е й А. Ф. Техника сверхвысоких частот, т. I, II. Изд-во
«Советское радио», 1965.
9. Григолович Л. Р. Методы расчета технологических допусков
элементов СВЧ. «Вопросы радиоэлектроники», сер. XII, 1964,
№• 15, стр. 88—*105.
10. Б а й ч у р и н А. С. Расчет, конструирование и изготовление
волноводных устройств и объемных резонаторов. Госэнергоиз-
дат, 1963.
11. Мере ди с, Прис. Комплект волноводных устройств 2- и \-мм
диапазонов. «Зарубежная радиоэлектроника», 1964, № 8,
стр. 123—133.
12. Benson F. A., Steven D. Н. Затухание мм волн в пря-
моугольных волноводах. Proc. IEEE, 1963, v. ПО, № 6,
р. 1008—1014.
.43 . Печатные схемы сантиметрового диапазона. Сборник статей под
ред. В. И. Сушкевича. Изд-во иностранной литературы, 1956.
14. Руденко В. М. и др. Малошумящие входные цепи СВЧ
приемных устройств. Изд-во «Связь», 1971.
15. Schneider М. V. Микрополссковые линии для интегральных
СВЧ схем. Bell. Syst. Techn. J., 1969, № 5, p. 1421—1444.
16. Guns ton M. A. R., Weale J. R. Характеристики передачи
микрополосковых линий. Marconi Review, 1969, v. XXXII, № 174,
p. 226—243.
17. Материалы для подложек СВЧ ИС. «Радиоэлектроника за ру-
бежом», 1971, № 19, стр. 22—31.
18. Ма лор а цк ий Л. Г., Явйч Л. Р. Проектирование и расчет
СВЧ элементов на полосковых линиях. Изд-во «Советское ра-
дио», 1972.
19. СВЧ интегральные схемы. «Радиоэлектроника за рубежом», 1970,
№ 37, стр. 16—36.
20. Schneider М. V. и др. Гибридные интегральные схемы для
радиосистем см и ми волн. Bell Syst. Techn. J., 1969, № 6,
p. 1703—1726.
21. Ботка и др. Входной блок приемника РЛС 3-см диапазона
интегральной конструкции. «Зарубежная радиоэлектроника», 1968,
№ 4, стр. 47—58.
22. Оксли. Приемник 3-см диапазона на интегральных схемах.
«Зарубежная радиоэлектроника», 1971, № 1, стр. 149—152.
23. IEEE Trans., 1971, МТТ-19, № 7. Специальный выпуск журнала,
посвященный интегральным СВЧ устройствам.
24. В u г а Р. Конструкция интегрального ППУ па 1,8 Ггц IEEE
J. of Solid-State Cire. 1968, v. SC-3, № 2, p. 88.
25. С обол. СВЧ-применения технологии интегральных схем,
ТИИЭР, 1971, № 8, стр. 81—94.
Предметный указатель
Автоматическая подстройка ча-
стоты 26, 28
Антенный переключатель 22, 32
-----балансный 37, 80, 87, 100
----- ответвительный 36
-----параметры высокого
уровня 33
----- низкого уровня 34
----- развязка плеч 34, 98
-----ферритовый 39, 97, 100
Аттенюаторы 267
— для цепи накачки ППУ 271
— затухание 268
— на p-i-n диодах 276
— переменные 267
— предельные 277
— фазопостоянные 272
— ферритовые 276
Барометрический коэффициент
частоты (БКЧ) 236
Время восстановления 30
-----АП и УЗП 34
-----БАП 92
-----малошумящих усилите-
лей 187
-----переключательных и ог-
раничительных диодов 64,
69
-----РЗП 45, 48
Время установления переклю-
чательных и ограничитель-
ных диодов 64, 69
-----разряда в РЗП 45
Выключатель диодный 70, 74
Генератор накачки 207
Гетеродин полупроводниковый
242, 251
Годограф импедансов 209, 218
Дальность действия 184
Делитель мощности кольцевой
288
Диапазон рабочих частот 34,
ИЗ, 124, 222, 228
— электронной настройки 228,
231, 234, 241
Динамический диапазон вход-
ных сигналов 30, 104
Диод с барьером Шоттки 106,
112
— варакторный 2412, 243
— волноводного типа 109
— выпрямленный ток 1'15, 286
— выходное сопротивление 114
— Ганна 242, 248
— динамическая добротность
196
— емкость корпуса 68, 109,208
— жесткость 19'1
— индуктивность корпуса 68,
109, 208
— качество 66
— коаксиального типа 109, 111
—------триполярный 109
— контактная разность потен-
циалов 189
— критическая частота 67, 69,
191
— лавинно-пролетный 242, 246
— напряжение пробоя 66, 69,
189
— нелинейная емкость 63, 69,
109, 187, 189, 208
---сопротивление 63, 106,
109, 119
— n-i-p-i-n (структура) 68
— обращенный 107
---с объемным эффектом
242, 248
— с ограниченным накоплени-
ем объемного заряда 242,
248
— ограничительный 76
— параметрический 189
— патронного типа 109
— переключательный 62
— переход плавный 190
--- резкий 190
— p-i-n (структура) 62
---«толстый», «тонкий», 65,
68
— р-п (структура) 64
— постоянная времени 189
— предельная частота 208
— прямой и обратной поляр-
* ности 109
— разнополярные пары (дио-
дов) 111
— резонансный 68
— сопротивление потерь 63,
109, 189, 208
— типа волноводная вставка
111, 130
— точечно-контактный 106, 109
— туннельный 107, 208, 242
— эквивалентная схема 63,
109, 209
— электрическая прочность 115
ДПУ 188, 195, 225
— балансный 204
— оптимальное отношение ча-
стот 198
— холостая частота 195
Дроссель СВЧ 73, 125, 130
Затягивание частоты 228
Зона генерации 233
Камера смесительная 102, 113,
121, 124
Каскадирование ППУ 206
Клистрон отражательный 231.
250
Крутизна электронной настрой-
ки 228, 231, 241
КСВ входных плеч БС 148
— при передаче АП и УЗП 33
--------БАП 90
----приеме АП и УЗП 34
--------БАП 93
Коэффициент включения диода
в контур 199
— модуляции жесткости ди-
ода 191'
— регенерации ППУ 196
— передачи (усиления) номи-
нальный 13
— усиления ДПУ 188, 196
----МШУ 185, 222
----УТД 210, 216
— шума диода 114
----ДПУ 188, 199
----дифференциальный 15
----интегральный 15
----многокаскадной схемы 17
----МШУ 24, 185, 186,
222, 225
---- приемника 293
----смесителя 23, 25, 114,
116, 165, 169
---УТД 210, 219
---четырехполюсника 13
------- пассивного с петеря-
ми 16
ЛБВ малошумящая 221, 225
— пакетированная 221
Лампа обратной волны 239,
251
Микрополосковые линии 299
— интегральные СВЧ устрой-
ства 12, 152, 251, 288, ’299
— СВЧ мосты 261
— ППУ 204, 300
Мост СВЧ 37, 87, 97, 141, 152
253, 288
— квадратный (шлейфовый)
260
— кольцевой 264
— разбаланс амплитуд и фаз
38, 159, 254
— развязка плеч 254
— Т-образный (Т-мост) 262
— щелевой 88, 254
— электрическая прочность 254
Мощность гетеродина необхо-
димая 288
— зажигания РЗП 44
— максимально допустимая 45,
46, 66, 113, 115
— накачки ППУ 188, 195
— насыщения 104, 187, 210,
222, 225
— номинальная 13
— поглощенная в диоде 66
— просачивающаяся плоской
части 45
Нагрузка оконечная 279
Надежность 31
Напряжение 35, 41, 51, 62, 71,
76, 233, 239
Ограничитель диодный 70, 76
Ослабители мощности 267
Ответвители мощности 267, 276
Параметры высокого уровня
мощности 33, 60
— защитные 45
— балансного смесителя 158
— гетеродинных ЛОВ 241, 245
— гетеродинов на ЛПД 246
---на диодах с объемным
эффектом 250
— малошумящих ЛБВ 222, 223
— низкого уровня Мощности
34, 60
— отражательных клистронов
236, 237
— параметрических диодов 189
— переключательных и ограни-
чительных диодов 69
— предварительных РЗП 52
— разрядников-ограничителей
82
— РЗП 60
— СВЧ моста 254
— смесительных диодов 113,
117, 118
-------паспортные 112, 118,
159, 288
— туннельных усилительных
диодов 209
— ферритовых циркуляторов
98
Переключательные элементы
АП и УЗП 40, 94
----------самоуправляемые
41, 62, 101
----------управляемые 41,
62
Подавление видеоимпульса
прямого детектирования 172,
180
— зеркального канала 23, 226
— просачивающейся мощности
91
— четных гармоник 144, 172,
179
— шумов гетеродина 140, 142,
144, 161, 173
Подопрев разрядников 59
Полоса пропускания 15, 24, 29,
34, 37
-----диодного выключателя
75
-----ДПУ 188, 199
-----МШУ 185, 222
-----УТД 210, 216
— эквивалентная шумовая 14
Помехоустойчивость 30
Порог ограничения 77
ППУ 187
— «холодная» настройка 196
Приемник супергетеродинный
19
Потери запирания 34, 62, 71
— моста 164, 254
— на отражение 123
— на поглощение в камере 12-1,
135
— номинальные 16, 28
— передачи АП 34
----РЗП 49
----БАП 90
----ФАП 99
— преобразования диода ИЗ
— — небалансного смесителя
139, 179
---- балансного смесителя
158, 159, 161, 175
— приема (пропускания) АП
— приема (пропускания) АП
и УЗП 34, 62
----диодного выключателя
71
----БАП 92
----ФАП 99
Разрядники блокировки пере-
датчика (РБП) 36
Разрядники-вставки 59
Разрядники-ограничители 81
Разрядники широкополосные
42
— управляемые 51
РЗП 42
— вспомогательный разряд 53
— поджиг импульсный 55
---- комбинированный 53
----постоянный 53, 54
— предварительный 51
— релаксационные колебания
55
— сдвоенные 57
Сдвиг фазы из-за рассогласо-
вания 160
Смеситель АПЧ 27, 170
----амплитудные характери-
стики 173
---- сопротивление нагрузки
183
— балансный (БС) 141, 145
---- выходное сопротивление
158
----разбаланс фаз 160
— — развязка плеч 148
— выходная емкость 122, 125,
152, 154
— с возвращением зеркальной
частоты 157
— небалансный (НБС) 139
— сигнала 23
— «узкополосный» 104, 154
— «широкополосный» 104
Сопротивление поверхностное
269
Стабильность характеристик 30
-----ДПУ 204
— — гетеродинов 228
Температурный коэффициент
частоты (ТКЧ) 228, 236, 241
Транзисторный генератор 242,
243
Транзисторно-варакторная це-
почка 243, 251
Умножитель частоты 243
Усилитель квантовый 183
— малошумящий (МШУ) 23,
28, 184
— на туннельном диоде (УТД)
208, 2 Гб, 225
— транзисторный 186
— электроннолучевой параме-
трический 186
Устройство защиты приемника
(УЗП) 22, 32
Ферритовый циркулятор 39, 99,
188, 211, 215
-----переключаемый 83, 203
-----поляризационный 85
-----трехплечный У-83, 205
—1 — фазовый 97
Ферроэпоксид 280
Фильтр СВЧ 155, 226
-----амплитудно-частотная
характеристика 156
Фланцевое соединение 295
Фокусировка магнитная и
электростатическая 240
Частота зеркальная 24, 103,
154, 226
-----комбинационная 102, 170
— промежуточная 24
Чувствительность приемника 12
-----пороговая 18, 105
Шум типа 1/f 108
Шумовая температура 13
-----ДПУ 197
-----многокаскадной схемы 17
----- относительная 15
-----четырехполюсника с по-
терями 16
Шумовое отношение 113, 163,
164, 230
Шумы гетеродина 139, 229
-----амплитудные 228, 238,
241, 247
-----частотные 228, 242, 248
Электрогерметичность 294, 297
Электрод поджига РЗП 44
Энергия пика 45, 79
Оглавлений
Предисловие ................................................ 3
Перечень основных обозначений и сокращений • . . . . 6
Введение.....................................................И
ВЛ. Общие замечания . . . •............11
В.2. Коэффициент шума и чувствительность приемника . 12
В.З. Блок-схема СВЧ устройства радиолокационного при-
емника ............................ • . . . . 19
В.4. Общие требования к СВЧ устройствам радиолока-
ционных приемников..................................• 28
Глава 1. Антенные переключатели и устройства защиты
приемника........................................... .... 32
1.1. Основные характеристики и общие требования к антен-
ным переключателям и устройствам защиты приемника 32
1.2. Классификация и схемы антенных переключателей . 35
1.3. Переключательные элементы антенных переключате-
лей. Устройства защиты приемника . • . . . 40
1.3.1. Резонансные разрядники...................41
1.3.2. Полупроводниковые диодные выключатели и
ограничители....................................62
1.3.3. Разрядники-ограничители . •..............81
1.3.4. Быстродействующие ферритовые переключатели 82
1.4. Балансный антенный переключатель...............87
1.5. Ферритовый антенный переключатель ♦ . 97
1.6. Выбор схемы антенного переключателя . . . . 100
Глава 2. Смесители сантиметровых и миллиметровых волн 102
2.1. Общие сведения и требования 102
2.2. Полупроводниковые смесительные диоды . . . . 106
2.2.1. Разновидности полупроводниковых структур
смесительных диодов и особенности их электрических
свойств . •.....................................106
2.2.2. Эквивалентная схема и конструкции диодов . 109
2.2.3. Электрические характеристики................112
2.2.4. Зависимость параметров диодов от режима ра-
боты . •.........................................119
2.3. Смесительная камера...............................121
2.3.1. Принципы построения и общие требования . • 121
2.3.2. Конструкции смесительных камер . . . . 124
2.3.3. Экспериментальная отработка смесительных ка-
мер . . •.....................................132
2.4. Широкополосные смесители . . . . * . . . . 138
2.4.1. Небалансный смеситель (НБС) . • . . . 139
2.4.2. Балансные смесители (БС)....................140
2.5. Особенности «узкополосных» смесителей . . • . 154
2.6. Расчет параметров балансного смесителя . . . . 158
2.7. Выбор электрического режима смесителя сигнала . . 167
2.8. Смеситель АПЧ . •...............................170
2.8.1. Особенности смесителя АПЧ и требования к нему 170
2.8.2. Преимущества балансной схемы смесителя АПЧ 172
2.8.3. Амплитудные характеристики смесителя АПЧ . 173
2.8.4. Выбор электрического режима смесителя АПЧ . 181
Глава 3. Малошумящие усилители для РЛС сантиметровых
и миллиметровых волн..................................184
3.1. Общие сведения о малошумящих усилителях РЛС и
требования к ним......................• . ’. . . 184
3.2. Параметрические усилители на полупроводниковых
диодах.......................................• . . 187
3.3. Усилители на туннельных диодах (УТД) .... 208
3.4. Малошумящие усилители на ЛБВ........................221
3.5. Выбор типа малошумящего усилителя...................225
3.6. Методы подавления шумов зеркального канала приема 226
Глава 4. Гетеродины сантиметровых и миллиметровых волн 228
4.1. Характеристики гетеродинов и общие требования к ним 228
4.2. Отражательные клистроны . . •...............231
4.3. Лампы обратной волны (ЛОВ).....................239
4.4. Полупроводниковые гетеродины ...... 243
4.5. Выбор типа гетеродина..........................250
Глава 5. Вспомогательные элементы СВЧ устройства . . • 253
5.1. СВЧ мосты......................................253
5.2. Ослабители мощности............................267
5.3. Оконечные согласованные нагрузки...............279
Глава 6. Вопросы проектирования и конструирования СВЧ
устройства приемника в целом..........................284
6.1. Принципиальная схема СВЧ устройства .... 284
6.2. Вопросы конструирования СВЧ устройств • . . . 294
6.3. Микроминиатюризация СВЧ устройств .... 299
Список литературы......................................303
Предметный указатель...................................314
Клич С. М.
К49 Проектирование СВЧ устройств радиолокацион-
ных приемников. М., «Сов. радио», 1973.
320 с. с ил.
Излагаются вопросы проектирования и расчета СВЧ устройств
радиолокационных приемников сантиметровых и миллиметровых волн,
антенных переключателей, устройств защиты приемника, балансных
смесителей малого и большого сигналов, малошумящих усилителей, ге-
теродинов и вспомогательных СВЧ элементов.
Книга предназначена для радиоинженеров и радиотехников, зани-
мающихся разработкой радиолокационных и других СВЧ приемников,
и студентов радиотехнических специальностей вузов и техникумов.
0344-054
К 046(01 )-73 15“73
6Ф2.124
СЕМЕН МИХАЙЛОВИЧ КЛИЧ
ПРОЕКТИРОВАНИЕ СВЧ УСТРОЙСТВ
РАДИОЛОКАЦИОННЫХ ПРИЕМНИКОВ
Редактор Г. С. Азаров
Художественный редактор 3. Е. Вендрова
Художник Б. Л. Николаев
Технический редактор А. А. Белоус
Корректор 3. Г. Галушкина
•
Сдано в набор 23/1 1973 г.
Подписано в печать 6/VII 1973 г. Т-10762
Формат 84ХЮ8/з2 Бумага машиномелованная
Объем 16,8 усл. печ. л. 17,720 уч.-изд. л.
Тираж 11 000 экз. Зак. 38 Цена 1 р. 09 к.
Издательство .Советское радио*, Москва, Главпочтамт, а/я. 693
•
Московская типография № 10 Союзполиграфпрома
при Государственном комитете Совета Министров СССР
по делам издательств, полиграфии и книжной торговли.
Москва, М-114, Шлюзовая наб., 10.