ТРАНЗИСТОРНЫЕ
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ
ПОСТОЯННОГО
НАПРЯЖЕНИЯ
В. Н. ЛОВУШКИН
Выпуск 268
БИБЛИОТЕКА ПО АВТОМАТИКЕ
«ЭНЕРГИЯ»
МОСКВА 1967

6П2.151
Л 68
УДК 621.344.14
РЕДАКЦИОННАЯ КОЛЛЕГИЯ:
И. В. Антик, А. И. Бертинов, С. Н. Вешеневский, А. А. Воронов,
А. Жучков, Л. М. Закс, Н. Е. Кобринский, В. С. Малов,
В. *Э. Низе, О. В. Слежановский, Б. С. Сотсков, Ф. Е. Темников,
А. С. Шаталов
Ловушкин В. Н.
Л 68 Транзисторные преобразователи постоянного
напряжения. М., «Энергия», 1967.
112 с. с илл. (Б-ка по автоматике. Вып. 268).
Рассматриваются различные генераторы прямоугольных
напряжений и усилители мощности в режиме переключений. Приводят*
ся принципы построения трехфазных статических преобразователей,
анализируются их цепи синхронизации и оцениваются
энергетические возможности. Особое внимание уделено анализу работы
выходных каскадов и оценке потерь мощности в них на
медленных и быстрых этапах. Даются рекомендации по выбору и расче*
ту схем преобразователей.
Книга предназначена для специалистов, работающих в
области полупроводниковой электроники и автоматизированного
электропривода.
3"3"13 6П2.151
226-67
Ловушкин Владимир Николаевич
Транзисторные преобразователи постоянного напряжения
Редактор Г. М. Веденеев Технический редактор Т. Я. Царева
Корректор Е, В. Кузнецова
Сдано в набор 25/IX 1967 г. Подписано к печати 11/XII 1967 г. T-13662
Формат 84хЮ87з2 Бумага типографская № 2 Усл. печ. л. 5,88
Уч.-изд. л. 7,5 Тираж 25 00Э экз. Цена 38 коп*. Зак. 509
Издательство «Энергия». Москва, Ж-П4, Шлюзовая наб., 10.
Московская типография № 10 Главполиграфпрома
Комитета по печати при Совете Министров СССР.
Шлюзовая наб.. 10.

ВВЕДЕНИЕ
Появление и развитие техники полупроводников позволило не
только коренным образом улучшить характеристики ряда устройств
автоматики, но и создать такие устройства, разработка которых
ранее была либо технически невозможной, либо экономически не
оправданной. К их числу относятся и статические преобразователи
постоянного напряжения на транзисторах.
В настоящее время можно указать две области применения ста^
тических преобразователей — это системы телеизмерения, в которых
статические преобразователи используются как датчики сигналов,
и системы энергоснабжения, в которых статические преобразователи
служат для силового преобразования электроэнергии и построения
источников питания различной аппаратуры.
Ниже рассматриваются только силовые преобразователи.
При использовании статических преобразователей в качестве
источников питания возникают следующие задачи:
1, Преобразование постоянного напряжения в постоянное, но
другой величины (например, для питания радиоаппаратуры).
2. Преобразование постоянного напряжения в переменное
однофазное и трехфазное (для питания двигателей переменного тока).
При этом часто возникает необходимость стабилизации или
регулирования выходного напряжения и частоты статических
преобразователей.
Так, регулирование напряжения необходимо, например, в случае
частотного регулирования скорости асинхронного двигателя,
питаемого от статического преобразователя [Л. 1-5], или при стабилизации
скорости вращения вала асинхронного двигателя. При
необходимости стабилизации скорости синхронного двигателя необходимо
обеспечивать постоянство частоты выходного напряжения статического
преобразователя.
Несмотря на то, что одна из первых публикаций по статическим
преобразователям (Л. 2-2] появилась еще в 1955 г. и к настоящему
времени известно большое разнообразие таких устройств, в
большинстве литературных источников рассматриваются отдельные
вопросы анализа и описывается работа различных схем и элементов
статических преобразователей [Л. '1-1, 1-4—11-8, 1-Ф1—rl-13 и 1-17].
Наиболее полные обобщения даны в |[Л. !1-4 и '1-117].
Общими при разработке силовых статических преобразователей
являются вопросы, связанные с выбором схем и определением
энергетических возможностей устройства. При этом особую актуальность
приобретает определение потерь мощности в полупроводниковых
приборах преобразователей, так как эта мощность в конечном счете
определяет габариты, вес и надежность устройства.
3

Диапазон выходных мощностей статических преобразователей
чрезвычайно широк (от долей ватт до единиц и даже десятков
киловатт). Тем не менее четких критериев, согласно которым в
схеме преобразователя обязательно применение тех или иных
отдельных усилителей мощности, не существует. В каждом конкретном
случае этот вопрос решается на основании личного опыта
конструктора и в связи с этим часто не является оптимальным. Такое
положение обусловлено, во-первых, недостаточной полнотой
теоретических сведений о работе тех или иных элементов преобразователя
и схемы в целом и, во-вторых, отсутствием систематизированного
материала по принципам построения и сравнительной оценки
различных преобразовательных устройств. Особенно остро это
ощущается при проектировании трехфазных статических преобразователей,
обладающих заметными преимуществами по сравнению с
электромашинными и находящих все более широкое применение. То же самое
следует сказать и об автогенераторных устройствах.
Работа разнообразных усилительных устройств при различном
характере нагрузки достаточно подробно освещена в литературе
[Л. 1-4 и il-17]. Однако там практически нет сведений о процессах,
происходящих в них в моменты переключений, когда в
полупроводниковых приборах выделяется значительная мощность
Частичное восполнение этих недостатков составляет предмет
настоящей работы. Основное внимание уделено анализу причин и
установлению расчетных зависимостей для потерь мощности в
транзисторах преобразователей. При этом использована методика
поэтапного рассмотрения процесса, введенная в [Л. 1-2], и понятие
«кажущегося» тока коллектора, .впервые введенное в [Л. 1-3]. Подробно
рассмотрены различные принципы построения трехфазных
статических преобразователей и дана методика их расчета. Проведен
сравнительный анализ различных преобразовательных устройств
В качестве нагрузки трехфазных преобразователей принята
симметричная звезда (такую нагрузку представляет собой большинство
маломощных трехфазных двигателей). Во всех случаях рассуждения
ведутся применительно к использованию в схемах транзисторов
p-n-jy-тнпа. В качестве основной рассматривается двухтактная схема
автогенератора и усилителя мощности со средней точкой выходного
трансформатора.
Одним из серьезных вопросов, с которыми приходится
сталкиваться разработчикам статических преобразователей, является
обеспечение их надежного запуска при включении напряжения питания.
Практические меры для обеспечения автогенерации применяются
почти во всех реализуемых устройствах. Однако теоретических
исследований и обобщений по данному вопросу долгое время не
публиковалось. В настоящее время необходимые сведения о запуске
автогенераторных преобразователей можно найти в (Л. 1J16 и 11-16]
Предлагаемая книга является одной из первых работ, в
некоторой степени обобщающих опыт анализа и проектирования
статических преобразователей, и, естественно, не лишена недостатков. Все
замечания будут с благодарностью приняты автором.
Автор приносит благодарность рецензенту В. С. Моину и
редактору Г. М. Веденееву, замечания которых способствовали
улучшению книги, а также Ж. И. Чермениной за помощь в оформлении
рукописи и проведении ряда экспериментов.
Критические замечания и пожелания следует направлять по
адресу: Москва, Ж-Н4, Шлюзовая наб., 10, издательство «Энергия*.

Глава первая
ТРАНЗИСТОРНЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ ПРЯМОУГОЛЬНЫХ
НАПРЯЖЕНИЙ
1. РАБОТА ГЕНЕРАТОРА РОЭРА НА АКТИВНУЮ НАГРУЗКУ
Несмотря на то, что простейший генератор прямоугольных
напряжений на транзисторах с индуктивной обратной связью —
рис. 1-1,а (генератор Роэра)—состоит из небольшого числа
элементов, его подробный анализ достаточно сложен. Эта сложность
определяется трудностью точного аналитического определения
характера изменения токов и напряжений /7-п-переходов транзисторов в
моменты переключений.
На рис. 1-'1,б показаны осциллограммы напряжений и токов
в схеме генератора Роэра. Длительность фронтов токов и
напряжений принята достаточно малой по сравнению с периодом
переключений, что соответствует действительности.
/Каждый полупериод работы генератора можно разбить на два
интервала — интервал относительно медленного перемещения
рабочей точки по вертикальным участкам петли гистерезиса материала
сердечника трансформатора, в течение которого формируется
плоская вершина импульса выходного напряжения, и интервал *ф, в
течение которого происходит быстрый регенеративный процесс
переключения транзисторов генератора [Л. 1-2].
Следующие допущения позволяют значительно упростить анализ
этих процессов без нарушения их физической сущности.
1. Петли гистерезиса материала сердечника трансформатора
(рис. 1-2,а) не имеют плавных переходов (участки 2—3' и 5—6') и
аппроксимируются отрезками прямых с наклонами к оси абсцисс,
соответственно равными \i и м.нас=0. Значение магнитной
проницаемости [i для пермаллоев составляет десятки тысяч, поэтому
можно считать, что наклон ветвей /—3 и 4—6 петли гистрезиса равен
п/2.
2. Существование межвитковых емкостей и индуктивностей
рассеяния обмоток трансформатора не учитывается. Для снижения
индуктивностей рассеяния целесообразно использовать тороидальные
сердечники.
3. Не учитываются потери в магнитопроводе и обмотках
трансформатора.
4. Транзисторы преобразователя считаются идентичными, а
выходные коллекторные характеристики транзисторов
аппроксимируются ломаными (рис. 1-2,6), причем коэффициент усиления по току
5

в схеме с общим эмиттером р принимается постоянным, не
зависящим от тока коллектора и напряжения на транзисторе иэк-
5. Сопротивление Rliac открытого транзистора в области
насыщения (участок АВ выходных характеристик) также полагается
постоянным, не зависящим от тока коллектора.
тЖ1
а)
Рис. 1-1.
к
ли
2Еп
При формировании выходного напряжения рабочая точка
трансформатора перемещается по петле гистерезиса (рис. \\-2,а) из
положения 1 (или 4) в положение 3 (или 6). В коллекторной цепи
открытого транзистора протекает ток /к, равный сумме приведенного
тока нагрузки /'н, приведенного тока базы /7б и намагничивающего
тока /^с. Падение напряжения на транзисторе при этом
составляет:
[/эк=^нас/к = /?нас(/'н+/,б + I^ ), (1-1)
а частота выходного напряжения
4BmScKcwK '
где Еп — напряжение источника питания, в;
wK — число витков половины коллекторной обмотки;
Вт — максимальное значение индукции в сердечнике
трансформатора, та;
Sc — сечение сердечника, см2;
Кс — коэффициент заполнения сечения сердечника.
Действительное значение частоты оказывается несколько более
низким, нежели определяемое (1-2), так как не учтена длительность
интервалов переключения транзисторов.
Для мощных транзисторов абсолютное значение </?Нас
определяется режимом базовой цепи. Известно, что падение напряжения
на транзисторе при данном токе коллектора (т. е. величина Яца,с)
уменьшается с ростом тока базы,

Согласно (Л. 1-5] полная мощность потерь при работе
транзистора в режиме переключений определяется потерями .в базовой и
коллекторной цепях в состоянии насыщения, состоянии отсечки и во
время переключений. Потери в базовой цепи в состоянии отсечки и
во время переключений на два-три порядка ниже остальных потерь,
и ими можно пренебречь. Часто можно пренебречь и потерями в
базовой цепи в состоянии «включено».
Потери в базовой цепи при заданном
токе коллектора минимальны на
границе области линейного режима и
области насыщения (прямая АВ рис.
1-2,6).
Потери на коллекторном
переходе транзистора в насыщенном
состоянии определяются зависимостью
1
1
Янас— n UqkIk— 9 RnacIK (1*3)
и оказываются минимальными при
минимуме выходного сопротивления
транзистора #Нао
Согласно (1-1) и (1-3) для
максимального снижения потерь в
коллекторной цепи необходимо
стремиться к снижению величины
намагничивающего тока (использовать
в качестве материалов для
сердечников трансформаторов материалы
с возможно более узкой петлей
гистерезиса) и базового тока
транзистора (применять транзисторы с
высоким Р). При достаточно малых
значения / jxc, /'б и иэк^Еп можно
считать:
8г>
$ 3
- р'
Lctrctgp
о \нс
—la'
б' 6 ~Вг
1
а)
Рнас ~ '
1
л4 Я2
"выхАн
(1-3')
ЩмЩкг б)
Рис. 1-2.
В тех случаях, когда ток
коллектора насыщенного транзистора
в течение полупериода не
остается неизменным (например, при
работе генератора на индуктивно-омическую нагрузку), режим базовой
цепи определяется максимальным значением тока коллектора, и
поэтому потери в насыщенном транзисторе оказываются выше
минимально возможных.
Потери на коллекторе запертого транзистора составляют:
Яотс ^ ^ко (2Яп + U>6b)t
(1-4)
причем в качестве /ко следует использовать его значение,
соответствующее наивысшей возможной рабочей температуре транзистора.
7

Переключение транзисторов (рис. 1-3) начинается в момент ни*
сыщения сердечника трансформатора (выхода рабочей точки по
петле гистерезиса в положение 3 или 6 рис. >i-2,a), -когда индуктивное
сопротивление первичной обмотки о>к, связанной с коллектором
открытого транзистора, резко
уменьшается. При этом ток
коллектора транзистора за счет
роста намагничивающего тока
трансформатора скачком
увеличивается, а транзистор
оказывается на границе между
режимом насыщения и линейным
(прямая АВ на рис. 1-2,6).
С этого момента происходит
процесс изменения напряжений
на обмотках трансформатора,
" так как ранее открытый
транзистор выходит в линейный режим и напряжение на нем начинает
увеличиваться. Учитывая, что на медленных этапах U9K<^En,
можно считать, что это увеличение происходит от нулевого уровня.
Полагая характер изменения напряжений на обмотках
трансформатора линейным, можно записать следующие выражения для
законов изменения напряжений на транзисторах генератора при
переключениях:
Рис. 1-3.
(1-5)
^йк.зап — 2£п ^ у
к.опт = ^1 — Тф~|*
(1-6)
(1-7)
В связи с тем, что постоянная времени базовой цепи
транзистора значительно меньше постоянной времени его коллекторной цепит,
можно считать, что характер изменения базовых токов практически
повторяет характер изменения напряжений на вторичных обмотках,
т. е. считать их изменение во времени линейным.
Поэтому спад коллекторного тока ранее открытого
(запираемого) транзистора с учетом его инерционности будет описываться
выражением [Л. 1-2]
<Ив.вад , . от Л 2*\
(1-8)
справедливым для /к.зап^О, решение которого имеет вид:
t
*к.8ап == -
щи
')+»/. (l-g-). (1-9)
Так как транзистор остается запертым до тех пор, шока в его
базовой цепи не появится отпирающий импульс тока, то
отпирающийся транзистор не будет оказывать влияния на характер
процессов в генераторе при переключении в течение 0,5*ф. Рост его кол-
8

лекторното тока начнется в момент t\ и будет описываться
уравнением, если /i = 0:
решение которого имеет вид:
t.o,a = 2p/e[-J(e 1 -») + Тф-
(1-Ю)
(1-11)
Так как насыщение отпираемого транзистора наступает в момент
t2 =tqJ2 из (1-11). получаем следующее выражение для определения
длительности интервала переключения:
Ф
[i(ri7-')++b/K (М2)
или
где
2i Kfivn. — 1 tф
2%
(ЫЗ)
Км
Значение /ф для различных /Свкл может быть определено
графически с помощью рис. 1-4, построенного на основании выражения
1(1-13), где в качестве аргумента использовано значение /ф/2т.
Потери мощности при выключении транзистора определяются
соотношением
0
_2£„/к f 6х-<ф 1 /2т у Г —f il
f-^nj 6 + Т{1^) 1«* + ^с ~X\f-
(1-Н)
(Если ток коллектора запирающегося транзистора оказывается
равным нулю ранее £ф, то в (1-14) в качестве верхнего предела
интеграла следует подставлять значение при котором /к.зап = 0.
9

Потери мощности в отпирающемся транзисторе составят:
о.Иф. _±
о
Полные потери мощности при переключениях определяются
суммой Рзап и Рот п. Из (1-14), (1 -15) и рис. 1-4 ясно, что эти потери
уменьшаются при использовании более (высокочастотных
транзисторов, постоянная времени т которых мала, при уменьшении /Свкл,
а также при снижении мощности, отдаваемой в нагрузку Еп1к<
Рис. 1-4.
Наличие индуктивности рассеяния трансформатора может
серьезно ухудшить работу транзисторов генератора и даже привести
к их пробою. Индуктивность рассеяния между коллекторными
обмотками Ls (рис. 1-3) заметно увеличивается .при достижении
сердечником насыщения и на схеме генератора может быть
представлена как индуктивность, включаемая последовательно с обмотками
док. При переключении транзисторов эта индуктивность стремится
сохранить значение тока коллектора запираемого транзистора, в
связи с чем напряжение на ней возрастает. Это увеличение
напряжения опасно для транзисторов. Для устранения возможности пробоя
их целесообразно шунтировать стабилитронами, напряжение
стабилизации которых составляет более 2Еп. Под влиянием энергии,
накопленной в индуктивности рассеяния, при запирании транзистора
пробьется Шунтирующий его стабилитрон, предохраняя транзистор
от перенапряжения. По этой же цепи может протекать и ток,
определяемый энергией, запасенной в намагничивающем контуре
половины коллекторной обмотки, связанной с запираемым транзистором.
Одновременно благодаря связи двух половин первичной обмотки он
может замыкаться через стабилитрон, шунтирующий отпираемый
транзистор, в прямом направлении.
10

Для обеспечения более быстрого рассеяния этой энергии связь
между половинами первичной обмотки трансформатора следует
делать по возможности лучше (наматывать обмотку в два провода),
Рис. 1-5.
2. РАЗНОВИДНОСТИ СХЕМ ГЕНЕРАТОРОВ ПРЯМОУГОЛЬНЫХ
НАПРЯЖЕНИЙ С ИНДУКТИВНОЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ
Большое разнообразие схем генераторов прямоугольных
напряжений объясняется, с одной стороны, стремлением облегчить работу
их элементов ((транзисторов, трансформаторов), повысить
надежность и снизить стоимость, а с другой, обеспечить возможность
стабилизации частоты
выходного напряжения при
изменении напряжения питания
и температуры окружающей
среды.
Начало регенеративного
процесса переключения
в общем случае можно
обеспечить двумя путями —
либо за счет увеличения
проводимости коллекторной
цепи (например, при
насыщении сердечника
трансформатора) и последующего
выхода из насыщения
открытого транзистора, либо путем вывода открытого транзистора из
насыщения за счет снижения его базового тока. Во втором случае потери
в транзисторах на переключение оказываются меньше. Обеспечение
такого характера переключения осуществляется в большинстве
разновидностей схем генераторов прямоугольных напряжений.
Несколько таких схем -рассматривается в этом параграфе.
На рис. il-5 показана схема генератора с дополнительным
насыщающимся трансформатором Тр2, первичная обмотка w\ которого,
соединенная последовательно с балластным сопротивлением (/?,
включена между коллекторами транзисторов. Вторичная обмотка Доб
имеет вывод от средней точки и используется для замыкания цепи
положительной обратной связи, обеспечивая необходимую величину
базового тока открытого транзистора. Сердечник трансформатора
Тр2 должен быть выполнен из материала с прямоугольной петлей
гистерезиса. Для нормальной работы генератора необходимо, чтобы
его насыщение наступало ранее исчезновения избыточного тока базы
за счет роста намагничивающего тока основного трансформатора
Tpl. В противном случае частота выходного напряжения уже не
будет определяться параметрами трансформатора Тр2.
Коллекторный ток насыщенного транзистора (например Т\)
генератора определяется приведенным током нагрузки Гн,
намагничивающим током основного трансформатора 1^, приведенным к
первичной обмотке дополнительного трансформатора тока базовой цепи
/'б, и намагничивающим током дополнительного трансформатора
1^с2* Напряжение, прикладываемое к первичной обмотке
дополнительного трансформатора, равно:
u о бр.с* = 2 (еп - u&) - r (/'б + lc2).
11

Так
то
/V
Е„ — Ув
Rh&cEu
/'« =
0.
б р.с*
-ЩГ- + Янас (7^,, + 2/'б + 2/^)
Полагая, что сопротивление перехода эмиттер—база г„б открытого
транзистора значительно ниже сопротивления /?б, получаем:
2R'nEn — 2^нас#'н/}Х1 — (ЛнасЯ + R'uR + 4/?НасЛ'н)
Лнас^'б + RnacR + R'nRf6 + /?'н# + 4jRHac^'H
Так как за время переключения транзисторов намагничивающий
ток основного трансформатора в силу относительно большого
значения индуктивностей его первичных обмоток wK практически не
меняется, то в качестве можно использовать значение
намагничивающего трка, соответствующее моменту насыщения
дополнительного трансформатора.
В реально выполненных генераторах ^нас<^'н, а значение
приведенного тока нагрузки Гя составляет не менее 90—05% значения
тока /коллектора. Поэтому можно считать, что
tfo6p.cs =%Еп - R (/'б + /^з), (Мб)
и с учетом (1-2) для дополнительного трансформатора Тр2
получаем:
[2En-R(I'6+I^2)].\0*
f^ ^BmScKc ' (М7)
Необходимая величина базового тока h определяется, как и
в обычной схеме, нагрузкой коллекторной цепи (в основном Гн),
коэффициентом усиления транзистора по току Р и необходимым
коэффициентом избыточности
базового тока /Свкл- Для
выбранного сердечника
дополнительного трансформатора
оказываются заданными £m, Sc,
Кс- Соотношение же между
wi и / рс2 определяется
выражением
В том случае, если
генератор используется в
качестве задающего в
трехфазном преобразователе или
другом устройстве, значение
частоты f также является заданным и по (1-(17) может быть
определена необходимая величина гасящего сопротивления R. Если
же частота выходного напряжения не задается, то выбор f и R
12»'

произволен. Однако при этом следует учитывать влияние R на
потери на переключение.
В момент насыщения сердечника to (рис. 1-6) дополнительного
трансформатора его первичная обмотка оказывается как бы
замкнутой накоротко. Это приводит к тому, что ток, текущий по ней,
скачком возрастает на величину |Д/, что вызывает в свою очередь
соответствующее увеличение тока коллектора Д/к. Поскольку всякое
увеличение коллекторного тока приводит к росту падения
напряжения на проводящем транзисторе, одновременно происходит
снижение приведенного тока нагрузки на величину ЯнасД^к/Я'н. В
результате соотношение между А/ и |Д/К с учетом закона полного
тока принимает вид:
2Д/ = А/к + — •
Значение А/к определится из равенства
2(£д — Е/рк-/?насА/к) т, . . , АУ
^ Гб + + А/,
откуда
2/?'н [2 (Еп - U„) - R (Гб + /^2)1
Базовый ток этого транзистора оказывается равным нулю, и
начинается рассасывание избыточных носителей в области базы,
сопровождающееся снижением кажущегося тока коллектора по закону
/к = р/б£ * . В момент t\ транзистор выходит из насыщения, и
напряжения на коллекторных обмотках начинают изменяться. При
этом ток через сопротивление \R уменьшается и далее изменяет
знак, что приводит к перемагничиванию сердечника- дополнительного
трансформатора по горизонтальному участку петли гистерезиса.
В течение всего времени перемагничивания сердечника
трансформатора Тр2 напряжения на его обмотках, так же как и на интервале
к—i^i, остаются равными нулю. Поэтому изменение тока коллектора
запираемого транзистора до момента /г—окончания
перемагничивания Тр2 — происходит по экспоненте изменения кажущегося тока.
Поскольку по истечении t2 напряжения на обмотках Тр2 меняют
знаки, изменяются и знаки базовых токов транзисторов. В результате
изменение коллекторного тока запираемого транзистора, начиная
с момента t2, происходит по более крутой кривой.
Из рис. 11-6 ясно, что для снижения потерь на переключение
желательно увеличивать значение fi, ограничивая тем самым рост
коллекторного тока запираемого транзистора на интервале 4—
Вместо дополнительного трансформатора можно использовать
дроссели, также выполненные на сердечниках из материала с
прямоугольной петлей гистерезиса. На рис. 1-7 показана схема генератора
с насыщающимся дросселем, для перемагничивания которого
используется обмотка отрицательной обратной связи w0.o.c- В течение
времени формирования плоской вершины импульсов напряжений (на
медленных этапах) происходит намагничивание дросселя под
действием суммы напряжений на обмотке w0.0.c и -базовой обмотке wq
запертого транзистора. Ток намагничивания протекает по последова-
13

ш6
Рис. 1-7
тельной цепи, состоящей из обмотки Доо.о.с, дросселя Др, перехода
база — эмиттер открытого транзистора, сопротивления /?б и
обмотки wq запертого транзистора. Протекание намагничивающего тока
дросселя через активные сопротивления Rq и переход эмиттер —
база гэб слабо влияет на частоту переключения в силу
относительной малости величины этих
сопротивлений и высокой
крутизны вертикальных
ветвей петли гистерезиса (рис.
1-2,а) материала сердечника
0 дросселя. Постоянная време-
т KfSh 1 ? П ~ ни намагничиваюш-его кон_
2 fey + тура, равная ^сдр/Яб+
+гэб), практически обычно
настолько велика по
сравнению с полупериодом
колебаний, что характер
изменения намагничивающего тока
можно считать линейным
(не учитывать наличие
и Гэб). В момент насыщения дросселя под действием
напряжения на обмотках о/-0.о.с и wq запертого транзистора начинается
резкое уменьшение базового тока открытого транзистора. В
результате процесс рассасывания избыточных носителей в базе
открытого транзистора происходит интенсивнее и спад кажущегося
коллекторного тока происходит по более крутой экспоненте, нежели
Р /б в (пунктир рис. 1-6). Поэтому длительность интервала /о—
■в схеме с дросселем оказывается значительно меньше, чем в схеме
с дополнительным трансформатором, и весь процесс переключения
происходит быстрее, а потери на переключение оказываются
меньшими, чем в предыдущей схеме. Это позволяет повысить рабочую
частоту генератора.
На рис. 1-8 показаны две схемы генераторов прямоугольных
напряжений, в которых частота переключений также определяется
дросселями, но их перемагничивание осуществляется без применения
дополнительной обмотки отрицательной обратной связи.
В схеме генератора рис. 1-8,а перемагничивание дросселя
осуществляется непосредственно удвоенным напряжением
положительной обратной связи. Поэтому частота генератора определяется
(1-2), где в качестве Еп—£/э.к следует использовать 2(Еп—иэк)/па
и параметры магнитной цепи дросселя.
Учитывая, что U»K = Янас (/'н + U + 1^1 + Г^с др), причем
И-сдр
= 2/,
Н<с др
/лб, получаем:
Янас En(R'n + Rb) + R'*R't ( /м + 2/^бДР )
U** = ' /?'н«'б+Днас '
Однако при таком включении дросселя в момент его насыщения
ток базы открытого транзистора оказывается равным нулю и
одновременно, так как базовые цепи нагружают генератор, коллекторный
ток открытого транзистора скачком возрастает до значения |3/б-
В связи с этим потери на переключение оказываются приблизительно
14

такими же, как в обычной схеме (рис. 1-/1). При подключении
дросселя между базами транзисторов (рис. il-8,6) его намагничивание
происходит под действием напряжения, численно равного сумме
'напряжения на обмотке Шб и падения .напряжения на переходе
эмиттер— база открытого транзистора [Л. >1-.12]. Последнее сильно
зависит от тока эмиттера, и .поэтому, в особенности при работе на
переменную нагрузку, значения напряжения положительной обратной
связи и сопротивления Re для повышения стабильности частоты же-
Рис. 1-8.
лательно обеспечивать по возможности более высокими. Рост
намагничивающего тока дросселя происходит с постоянной времени
L^Ap/2/?6 > Однако ее влияние на частоту, как и в предыдущей схеме,
невелико.
При насыщения дросселя базы транзисторов электрически
объединяются. Это вызывает снижение тока базы открытого
транзистора до нуля. Одновременно его коллекторный ток изменяется за счет
протекания тока по контуру из последовательно соединенных
полной обмотки положительной обратной связи 2Ха>б, Двух
сопротивлений R& и насыщенного дросселя на величину А1К. Приращение
тока коллектора iA/K определяется соответствующим приращением
тока, текущего во вторичной цепи »(в цепи дросселя), и изменением
токов Гн и /V /Величина тока дросселя составляет:
/др = lURs *
Разница между этим током, приведенным к первичной обмотке
трансформатора, и прежним приведенным током базовой цепи с
учетом изменения тока нагрузки 1Н' (и того, что в момент насыщения
дросселя /гб = 0) составляет:
2(£п — Цэк — #насД/к) „ 2/Н^ДР #насА/к
откуда
^nut п. д _
1е-—6 =
R'B [2 (Е„ — Уж) - R'el'o - 2п6/?б^сдр1
Л7к= 7?'б(Я'Н + Янас) + 2ЯвасЯ'Н
15

При том же значении £7 б величина Д/к ниже броска тока
коллектора в генераторе, выполненном по схеме рис. 1-8,а. Поэтому
потери на пререключение в рассматриваемом генераторе
оказываются ниже потерь в генераторе с непосредственным включением
дросселя под напряжение обратной связи.
Из изложенного ясно, что практически построение генераторов
прямоугольных напряжений по схеме рис. 1-8,а нецелесообразно.
Из (1-2) следует, что для .обеспечения стабильности частоты
генератора прямоугольных напряжений с насыщающимся электромаг1
нитным элементом (дросселем, трансформатором) необходимо
стабилизировать напряжение,
подводимое к этому элементу. Для
этой цели могут быть
использованы параметрические стабилизаторы
амплитуды переменного
напряжения на кремниевых стабилитронах,
нашедшие благодаря своей
простоте широкое применение, а также
другие типы стабилизаторов. На
Рис. 1-9. рис. 1-9 представлена схема двух-
каскадного параметрического
стабилизатора переменного
напряжения, которая может быть использована в генераторе с
дополнительным насыщающимся трансформатором. Для этого вход
стабилизатора включается между коллекторами транзисторов, а первичная
обмотка дополнительного трансформатора включается параллельно
выходным стабилитронам КС2. При этом роль балластного
сопротивления R в генераторе (рис. 1-5) выполняют балластные
сопротивления Ri и /?2 стабилизатора. В случае невысокого 'необходимого
значения коэффициента стабилизации может быть использован только
один каскад стабилизации. Недостатком такого стабилизатора
является необходимость подбора выходных стабилитронов КС2
с одинаковым уровнем стабилизации UCT. В противном случае
длительности полупериодов колебаний генератора оказываются
различными. Кроме того, в нем затруднена температурная компенсация
ухода частоты.
Значение напряжения, подводимого к насыщаемому элементу,
определяется величиной 0Ст и в силу ненулевого температурного
коэффициента напряжения стабилизации ТКН кремниевых
стабилитронов изменяется с температурой. Одновременно с температурой
изменяется и значение индукции насыщения, входящее в
знаменатель .(1-2). При этом следует иметь в виду, что ТКН таких
стабилитронов, как Д808—-Д813, положителен и равен (7—9,5) -Ю-4 в/град
[Л. 1-9], а температурный коэффициент изменения индукции
насыщения ТК#т отрицателен и согласно (Л. 1-10] составляет 4—8%
для таких материалов, как 34НКМП и 37НХДП, 8—12% для"50 НП
и 3—4%для ШНМП на 100° С изменения температуры окружающей
среды. Это приводит к сильной зависимости частоты генератора от
температуры.
Наиболее радикальным способом компенсации изменения
уровня стабилизации кремниевых стабилитронов с температурой является
включение последовательно с опорным стабилитроном, работающим
в пробойной области, стабилитронов, пропускающих ток в прямом
направлении, так как температурный коэффициент изменения
падения напряжения на них отрицателен.
1?

, Tpl
Отмеченные недостатки устранены в генераторе, схема которого
показана на рис. 11-10 [Л. 1-Ш]. В этом генераторе напряжение,
подводимое к первичной обмотке дополнительного трансформатора,
в оба полупериода стабилизируется с помощью одного и того же
стабилитрона, включенного в
диагональ мостового выпрямителя, также
собранного из кремниевых
стабилитронов. Для нормальной работы
стабилизатора необходимо, чтобы
уровень стабилизации стабилитронов,
образующих плечи моста, превышал
сумму прямого падения напряжения
на стабилитроне, включенном в
плечо моста и пропускающем ток в
прямом направлении, и уровня
стабилизации стабилитрона, включенного
в диагональ.
Существенным преимуществом
рассматриваемого генератора
является возможность температурной
компенсации не только ТКН
диагонального стабилитрона, но и ТК£т
сердечника трансформатора путем добавления в оба нижних (или
верхних) по схеме плеча моста необходимого количества
стабилитронов. Процесс переключения транзисторов генератора происходит
практически так же, как в обычной двухтрансформаторной схеме
(рис. 1-5).
Рис. 1-10.
Рис. 1-11.
Для снижения потерь на переключение вторичная обмотка
дополнительного трансформатора может быть включена так, как
показано на рис. 1-11. При насыщении сердечника дополнительного
трансформатора предварительно заряженный конденсатор С
разряжается через входные цепи транзисторов, ускоряя процесс
рассасывания избыточных носителей в базе запираемого транзистора и
отпирая запертый. Для этого напряжение на вторичной обмотке
дополнительного трансформатора должно превышать сумму падения
напряжения на переходе эмиттер—-база открытого транзистора и
?—509 17

напряжение, наводимое на базовой обмотке запертого
транзистора. Постоянная времени заряда конденсатора составляет тс =
= С(/?б+гэб). Чтобы за время полупериода колебаний генератора
емкость успела полностью зарядиться, необходимо, чтобы
0,1—0,2
(1-18)
Для снижения динамических потерь напряжение заряда емкости
и ее величину следует увеличивать. Однако при этом растет заряд,
Тр1 R6
Рис. 1-12.
накапливаемый емкостью, что увеличивает нагрузку стабилитронов.
Для облегчения режима работы стабилитронов и повышения
стабильности частоты необходимо выбирать величину емкости, при
которой ее полный заряд осуществлялся бы за относительно малую
долю полупериода. Практически значение емкости обычно составляет
0,05—0,5 мкф. Стабильность частоты генератора при изменении
напряжения питания в пределах 27 e±il0% и диапазоне изменения
температур окружающей среды от —60 до +60° С в отдельных
образцах может составлять ±(0,5—1,5)%'.
На рис. 1-12 показана схема генератора (Л. il-ill], выполненного
по мостовой схеме, в котором используется аналогичное построение
переключающих цепей. Б этой схеме генератора транзисторы плеч
моста переключаются попарно (сначала проводят Т{ и Г4, затем
Т2 и Г3 и т. д.). Это позволяет вводить переключающее воздействие
только в базовые цепи нижних транзисторов (Т2 и Г4).
Момент срыва колебаний генератора прямоугольных
напряжений может определяться не только насыщением электромагнитного
элемента, но также задаваться с помощью ЯС-цепей. Так, например,
в [Л. 1-12] рассмотрена схема генератора, предназначенного для
питания люминесцентных ламп с использованием только одной
обмотки положительной обратной связи wq (рис. 1-13), напряжение
которой периодически перезаряжает конденсатор С. Ток заряда ic
изменяет направление при каждом изменении полярности
напряжения на обмотке w& и, протекая по сопротивлениям iRq, шунтирую-
18

эммиттер — база
них запирающий,
транзисторов, поддерживает на
а на базе другого отпирающий
Рис. 1-13.
/цим переходы
базе одного из
потенциалы.
Сопротивление базового перехода зависит как от тока эмиттера
(нагрузки), так и от температуры окружающей среды. Это не
позволяет обеспечить высокую стабильность частоты генератора.
Однако потери на переключение транзисторов в нем значительно
ниже, чем в генераторе Роэра, благодаря устранению броска тока
коллектора запираемого транзистора и насыщения трансформатора.
Отсутствие насыщения
трансформатора, так же как и в
большинстве остальных схем
генераторов с дополнительным
насыщающимся элементом, позволяет
выполнить сердечник трансформатора
генератора из обычной
электротехнической стали.
В [Л. 1-13] описан генератор
прямоугольного напряжения,
частота которого стабилизирована
с помощью #С-цепи, включенной
в цепь отрицательной обратной
связи, осуществляемой с помощью
дополнительной обмотки w& (рис.
1-14). Периодический перезаряд
конденсатора С всегда осуществляется суммой согласных
напряжений на двух базовых обмотках we и обмотке wa током, имеющим
возможность протекать только по контуру из указанных обмоток
и сопротивлению R&. Переключение транзисторов генератора
осуществляется за счет соответствующего понижения потенциала
обкладки конденсатора, подключаемой между базовым
сопротивлением i/?6 и концом базовой обмотки запертого в данный полупериод
транзистора, и его последующего отпирания.
Поскольку отпирание запертого транзистора начинается при
напряжении с7эб = 0, то напряжение на конденсаторе при этом равно
удвоенному напряжению на базовой обмотке минус падение
напряжения на переходе эмиттер — база Ud5 открытого транзистора.
После переключения генератора обкладка конденсатора, связанная
с базовой цепью теперь запертого транзистора, имеет
положительный потенциал, равный 3Vw6—2Uqg. Под действием напряжений на
обмотках we и ша, изменивших полярность, происходит перезаряд
конденсатора до напряжения 2Uw6—£/эб, но в обратном
направлении. Поскольку этот перезаряд осуществляется каждый раз с одной
и той же постоянной времени, равной R&C, а напряжения на всех
обмотках трансформатора в одинаковой степени зависят от
напряжения питания, частота генератора оказывается слабозависящей
от изменения напряжения питания.
В конце каждого полупериода колебаний потенциал обкладки
конденсатора, связанной с базовой цепью запертого транзистора,
становится отрицательным относительно положительного полюса
источника питания. Для устранения влияния на цепь заряда тока,
который мог бы протекать через его базовое сопротивление и
препятствовать перезаряду конденсатора, используются диоды Дз и Д4.
Диоды Д\ и Д2 устраняют воз;можное шунтирование конденсатора
базовым сопротивлением запертого транзистора и переходом эмит-
,2* 19

тер—база отпертого в первую часть лолупериода после
переключения, когда напряжение на конденсаторе еще на изменило знак.
Для определения частоты колебаний генератора учтем, что
согласно рис. il-14 потенциал базового вывода отпираемого
транзистора v2 равен:
1)2=—#эб+*С^а—Uw&-
Так как t__
/_ = — = е а
— 2uW6 — ивб,
а отпирание запертого транзистора происходит при и2 = 0, то нетрудно
получить:
UwSi + U&6
или (при пренебрежении величиной падения напряжения на открытом
транзисторе)
--/Т7 • (1-19)
2Ci?aln
Ue5
Так как падение напряжения на переходе эмиттер — база
открытого транзистора <£/Эб обычно значительно ниже напряжения
питания Еп, то из (1-19) ясно, что температурная стабильность частоты
определяется исключительно тем-
пературной стабильностью
элементов /?аС-цепи (омические
сопротивления обмоток ша и W6
считаются включенными в значение
Ra), Изменяя параметры #аС-це-
пи, можно изменять и частоту
колебаний.
В [Л. 1-13] отмечается
высокая стабильность частот,
достигаемая в рассматриваемой схеме
генератора при изменении
напряжения питания в пределах 25 в±20%.
Были исследованы генераторы,
номинальные значения частот
которых составляли 800, 1 ООО, 2 ООО,
5 000, 10 000 и 15 000 гц.
Максимальное отклонение частоты
генератора 800 гц при наибольшем
напряжении питания составляло
+ 0,8%, а при наименьшем —0,6%.
С ростом номинальной
частоты ее стабильность также растет, достигая при /Ном = 15 000 гц
соответственно значений +0,1 и —0,07%.
Потери на переключение в генераторе оказываются
относительно 'Высокими, так как переключение транзисторов начинается
20
Рис. 1-14.

с включения запертого, рост коллекторного тока которого вызывает
соответствующий рост коллекторного тока 'проводящего транзистора
до тех пор, пока последний не выходит из насыщения и не
начинается регенеративный процесс опрокидывания генератора.
Сравнительные характеристики различных генераторов
напряжения прямоугольной формы, полученные выше, позволяют
наметить области их целесообразного применения. В тех случаях, когда
требуется высокая стабильность частоты выходного, напряжения,
а потери мощности в полупроводниковых приборах генераторов
значения не имеют, могут быть использованы схемы рис. 1-5 t(c
параметрическим стабилизатором) или рис. 1-10 и il-14. Если же
снижение потерь играет первостепенную роль, целесообразно
выполнять генераторы по схемам рис. 1-11 и 1-12, а при невысокой
стабильности частот — но рис. 1-13.
3. РАБОТА ДВУХТАКТНОГО УСИЛИТЕЛЯ МОЩНОСТИ
НА АКТИВНУЮ И ИНДУКТИВНО-АКТИВНУЮ НАГРУЗКУ
Процесс переключения транзисторов в двухтактных усилителях
мощности (рис. 11-15) начинается в момент изменения знака
напряжений, действующих в их базовых цепях. Рассмотрение процессов
переключения будем производить при тех же допущениях, которые
были приняты при анализе генератора Роэра, и в предположении
Рис. 1-15.
идеальности формы прямоугольных управляющих сигналов. Будем
также считать, что насыщение проводящего транзистора на
медленных этапах осуществляется с избыточным током базы (/СВкл>1),
что всегда практически выполняется.
В момент изменения знака управляющих сигналов (£=0 на
рис. 11-16) ранее запертый транзистор ((например, Т2) начинает
отпираться, и его коллекторный ток растет по «закону [Л. 1-18]
t
а открытый Tt запирается, причем спад его кажущегося коллекторного
тока [Л. 1-3] определяется зависимостью
*к.вап="Р/б ^2* * — l)- (1-21)
21

Коллекторный ток отпираемого транзистора представляет для
запираемого транзистора, находящегося в насыщенном состоянии,
ток нагрузки. При использовании сердечника трансформатора из
материала с прямоугольной петлей гистерезиса (рис. \-2,а) его
перемагничивание при работе усилителя мощности происходит по
частному циклу абб'а'а. Обычно наклон вертикальных ветвей петли ги-
Рис. 1-16.
стерезиса настолько велик, что вполне возможно пренебрегать
изменением намагничивающего тока при движении рабочей точки
по ним и считать его равным (индекс с означает, что величина
намагничивающего тока соответствует коэрцитивной силе). Поэтому
можно считать, что до выхода из насыщения запираемого
транзистора закон полного тока принимает вид:
22

или
*к.зап — i'v. -f" + *к.отт
откуда следует, что рост коллекторного тока отпираемого транзистора
компенсируется соответствующим ростом коллекторного тока
запираемого. При* этом величина приведенного тока нагрузки равна:
if Еп~~и*к _£п~~^насУ?
Н R'h R'n + Янас
так как падение напряжения на запираемом транзисторе перед
переключением равно /7©к = /?Нас (/'н + 1рС), и вследствие конечного значения
выходного сопротивления насыщенного транзистора /?Нас также не
остается постоянной. Поэтому в (1-22) i'H = Гп + Дг'н.
На основании второго закона Кирхгофа
£п-/{нас[//н + А/,н + /|4е+Р/в (l-* ')]
i'n = Гц + А/н = 57 ,
А Н
(1-23)
откуда приращение тока нагрузки получает вид:
t,
24)
Момент выхода из насыщения запираемого транзистора
определяется равенством кажущегося и действительного значений тока
коллектора:
Р/б (2^ т — l) =/',. —/я (l— ^ Т) +
+ V+?/6(1~<? О' (Ь25)
^? = tIn 9Й, _Л, , , ~. (1-26)
Значение приведенного тока нагрузки в этот момент составляет:
П П 3^п —^насР/б I 1 +177/
1>л?х) = гп+ А^н(ф= ау. + ЗД,ас ' °"27)
а значение тока коллектора запираемого транзистора с учетом (1-24)
откуда
2£п +
«к.зап «J) = /к.макс, = " 4 ' Р'6 ' . (1-28)
23

В момент *j оба транзистора оказываются в линейном режиме
и представляют собой генераторы тока, токи которых изменяются
соответственно (11-20) и i(l-21). Поэтому дальнейшее изменение тока
нагрузки с учетом (1-22) будет определяться:
(1-29)
Из (1-29) видно, что приведенный ток нагрузки уменьшается со
временем и исчезает в момент
Г'-** 2и!+ь • (ьзо>
Начиная с этого момента времени, намагничивающий ток
трансформатора будет уменьшаться, а рабочая точка его сердечника
двигаться по горизонтальному участку петли гистерезиса аб (рис. 1-2,а),
где dBfdt=Q. Поэтому согласно закону электромагнитной индукции
напряжение на нагрузке, начиная с момента /'2, в течение всего
времени движения рабочей точки по горизонтальной ветви петли
гистерезиса до точки б будет равно нулю. Напряжения на коллекторах
транзисторов при этом равны —Еп. Момент достижения рабочей
точкой сердечника трансформатора точки б ((момент t"2) на петле
гистерезиса определится из равенства
откуда
• (1-31>
Таким образом, в выходном напряжении усилителя мощности
появляется пауза, длительность которой составляет:
щи+/„
*'*-** = *ъщй=т;% (1"32>
В течение этого времени трансформатор усилителя мощности
работает в режиме - вынужденного яеремагничивания коллекторным
током одного из транзисторов (на интервале t'2—t2 током
запираемого транзистора, на интервале h—током отпираемого).
Значение t2 определяется равенством коллекторных токов обоих
транзисторов и составляет:
3
t2==z\n—. (1.33)
По истечении момента \t"2 ток нагрузки меняет знак и снова
начинает нарастать в соответствии с (1-22). Закон его изменения
принимает вид:
1'* = Ъи[ъ-Ъе ' (1-34)
24

Йз (4-21) 'и рис. fl-16 ясно, что момент окончания протекания
Тока коллектора запираемого транзистора 4ф=т1п2 и не зависит
от .режимов базовой и коллекторной цепей транзистора. В общем
случае в зависимости от «максимального значения кажущегося
тока р/б и тока нагрузки отпираемый транзистор в этот момент
времени может уже оказаться в насыщенном состоянии или оставаться
в линейном режиме |(на рис. 1-(16 изображен первый случай). Для
условий рис. 1-16 момент насыщения отпираемого транзистора t3
может быть найден из уравнения
( ~-\ <з
<°=tto --^—г --Т. (1-35)
откуда
з^о+,w-:)
Из сравнения t$ и получаем условие выхода отпираемого
транзистора в режим насыщения до полного запирания запираемого
транзистора
р/б>2(/'н + /^) (1-36)
или
*«>2. (1-37)
Значение приведенного тока нагрузки в цепи коллектора
отпираемого транзистора в момент /3 равно:
' "(* W +R V'0/ ' (Ь38)
од н т "вас
а значение тока коллектора отпираемого транзистора
£n+/?'Bp/e(l+-fe-)
<к.отп «§) = /н.макс, = ор, ,р ' • <ьзэ)
^ н т ан
После насыщения отпираемого транзистора он становится
пассивным элементом и его коллекторный ток будет изменяться, следуя
изменениям коллекторного тока запираемого транзистора [см. (1-22)].
Поскольку последний уменьшается, будет уменьшаться и ток
открытого транзистора, причем в то же время ток нагрузки будет
несколько возрастать по сравнению с током в момент tjj , так как
падение напряжения на открытом транзисторе начнет уменьшаться.
Для тока нагрузки справедливо выражение
., £п — лнас*'к.отп (о ,1 .лч
lfn = £7- , (1-40)
25

решение Которого совместно с (1-21) и (1-22) даёт следующие зависим
мости для г'н и «к.отш
(1-41)
■/f-+v+ К^-1)- (м2)
При нарушении условия (1-36) или (1-37) рост тока нагрузки
до момента £3ф также будет характеризоваться (1-34) и при этом
достигнет значения
1 н ^зф; — 2 — |хс«
Далее (рис. il-il7) его рост будет происходить по закону
нарастания тока коллектора отпираемого транзистора (1-20) и прекратится
в момент достижения
значения Гн. Длительность
процесса переключения tm при
этом будет выше ^зф и
определится из соотношения
р/б
р/0-/-„-v
(1-43)
По истечении
полупериода транзисторы
усилителя мощности меняются
ролями, и далее все
процессы переключения
повторяются.
Найденные зависимости коллекторных токов транзисторов от
времени и тот факт, что падение напряжения на переходе эмиттер —
коллектор насыщенного транзистора равно произведению его
коллекторного тока на выходное сопротивление /?нас позволяют просто
Рис. 1-17.
определить мощности потерь переключения на
интервалах 0 — *j
и fg — £3ф (см. рис. 1-16). В том случае, когда оба транзистора ра-
Vо — tn'2* tnо t'x на
ботают в линейном режиме (интервале Ц — Р2, * г — * 2> *' 2 — *з
рис. 1-26 и t\ — t'2, t\ — t'\, tz — tifr и *,ф. — *0к на рис. 1-17),
известным является ток нагрузки, определяемый (1-22), а следовательно,
и напряжение на ней. Определение потерь в этом случае также не
представляет труда.
Ниже приводятся соответствующие зависимости для
определения динамических потерь в каждом транзисторе двухтактного
усилителя мощности, работающего на активную нагрузку.
26

Для /СвкЛ>2 на интервале 0 — ц потери на переключение
составят:
в запираемом транзисторе
р^=Щ я£+к.*'{*— 0ГЛ; (М4)
о
в отпираемом транзисторе
0
на интервале — *'2
4
(1-46)
Я«отп=-у5| ^п + ^Р/б^ Т-2^-/к 'J* (1-47)
'1
на интервале Г2 — /"2
V
на интервале tf"2 —*з
50)
27

Х[р/б(2-3е ' ) —— * °"51)
из интервала — t,^
t t
+ iJXff,(*•" - О!} (2е_г- 0 *s °-52)
*П'-+'-+тсЗ*г" (""'"-ОТ
(1-53)
Если же К-аил < 2, то потери ва интервалах О — t°v t®-—1\ и t'2—•
— t'\ определяются теми же формулами (1-44) — (1-53). Далее
динамические потери будут складываться из потерь на интервале t"2 — *зФ>
определяемых по (1-50) и (1-51), с изменением верхнего предела
интегрирования с *з на f,ф, и потерь на интервале f,ф — *ок, которые
определяются как
Р\**п = !у- J {яп + Я'н^/б [\-е ')-VJ}* (Ь54)
'зФ
4 У«. (1-55)
Полные динамические потери равны сумме потерь на
отдельных интервалах.
Из (1-44)—((1-55) ясно, что для их снижения, так же как и
в генераторе Роэра, необходимо использовать невысокие
значения р/б, т. е. по возможности малые значения /(вкл. Для снижения
же общих потерь (включая и потери в базовых цепях транзисторов)
28

желательно использовать транзисторы с высоким коэффициентом
усиления по току р. При этом следует иметь в виду, что с
уменьшением р/б одновременно растут значения и /3, но влияние этого
роста на увеличение потерь менее заметно, так как в выражения
(1-26) и (1-35) р/б входит под знак логарифма и одновременно
в числитель и знаменатель. Существенного снижения динамических
потерь можно добиться использованием высокочастотных
транзисторов с малым т.
В большинстве практических случаев вследствие достаточно
малой ширины петли гистерезиса материалов сердечника
трансформаторов /^<^/'н. Поэтому можно считать f2 ^ f2^tf"2. Кроме того,
/?нас<^Я'н и т<^.Гв, причем последнее неравенство тем сильнее, чем
ниже р/б. Это позволяет упростить выражение для /3 и считать:
* HV^J^i н И 1к.макс2 ^ 3 »
а в (1-44) — (1-53) пренебречь / .
Полагая R'^h ^ ЕпК.ъкп и интегрируя (1-45) — (1-52), для
Я*кл > 2 можно записать:
т£пр/б ft Г ЗКъкл tfp
Т£пр/б ГЗКвкл+ 1
2 Г^д ЗКъвл Кркл — 11 ,
[_ 2/Сшкл Н~1 З/С.вкл J '
0 + «-)b2^g±i];
^40TD-^. J [ 6iC|BKa ^Л*КЛ-1)1П2^,ВКЛ— lj'
Аналогичные зависимости для Р43ап, Я40тп и Р*50Тп при К,
<[2 имеют вид:
_ т£„£/6 рСэшл+4 41.
/"Чзап ^5 j: j2 \ 1 ~Г ^Азкл) Ш >
р _ ^/»Г»13/С,кл-4 Шп±1.
/^40тп^ у 24 1^Л,вкл—2 >
т£пр/б \,„ 1ч| 2(/СДил-1) 5^вкл-12^в.л+4"
Р%оТп [(Кщщ- 1)Ю ^
1-56)
1-57)
1-58)
1-59)
1-60)
1-61)
,вкл <С
1-62)
1-63)
(1-64)
29

В соответствии с (1-56) — (1-64) на рис. 1-18 построен график
зависимости от /свкл мощности, выделяющейся в каждом
транзисторе усилителя при переключениях за один период работы, без
учета коэффициента тЕп$1б/Т.
Поскольку
р/б ^ ^Г" /свкл,
можно записать
т£пр/б zEl к
Т ^TR'n вкл'
Таким образом, потери мощности при переключениях пропорциональны
произведению значения К вкл и соответствующей ординаты графика
рис. 1-18 и [оказываются минимальными и равными приблизительно
zEl/ZTR'v при К вкл =1,3 — 1,5.
При работе усилителя мощности на индуктивно-активную
нагрузку динамические потери могут быть меньше.
В момент изменения полярности управляющих сигналов
процесс переключения начинается так же, как и в случае чисто
активной нагрузки, и только начиная с момента t®, когда запираемый
транзистор окажется на-границе насыщения, характер переходных
процессов изменится.
Постоянная времени цепи нагрузки тн обычно значительно
превышает постоянную времени транзистора т. Это позволяет считать,
что за время переключения ток нагрузки остается неизменным
(рис. 1-19).
Начиная с момента /j, дальнейший рост тока нагрузки
невозможен. Электродвижущая сила самоиндукции меняет знак —
энергия, запасенная в
индуктивности LH, стремится
рассеяться, и нагрузка начинает
играть роль источника
тока. Если к моменту
рабочая точка трансформатора
на петле гистерезиса его
сердечника занимает
положение а (рис. 1-2,а), то под
влиянием тока от э. д. с.
самоиндукции она скачком
переместится в положение б,
после чего единственным
путем замыкания тока
нагрузки будет трансформирование
его в цепь, состоящую из
коллекторной обмотки
отпираемого транзистора,
шунтирующего его диода и
источника питания, воспринимаю-
1,5 2,0 25 JJ) 3,5 4,0 4,5 5,0 Щег0 энергию, запасенную
з индуктивности LH. Напря-
Рис. 1-18, жение на коллекторе отпи-
30

раёмогб транзистора при этом положительно и не превышает
нескольких десятых долей вольта (прямое падение напряжения на
шунтирующем диоде), напряжение же на запираемом транзисторе
равно почти удвоенному напряжению питания, причем изменение
напряжений на коллекторах транзисторов в момент t± происходит
скачком.
Таким образом, потери на включение при работе двухтактного
усилителя мощности на индуктивно-активную нагрузку практически
отсутствуют. Потери же на выключение составят:
2р/б£п
зФ , — 1—
2£пР/бт: ГД"вкл + 2
fin
2(2^^+1)
(1-65)
т
г
t
*
Т *
что превышает потери на выключение при чисто активной нагрузке.
Поэтому для снижения динамических потерь в транзисторах
целесообразно, обеспечивать форсированное запирание их напряжением,
амплитуда которого значительно превышает номинальное значение
в начале импульса, пока ток коллектора не
спадет до нуля. Форма отпирающего
напряжения при этом особой роли не играет.
Важно лишь, чтобы оно достигало
номинального значения, обеспечивающего выход
отпираемого транзистора на границу
области насыщения не позднее £0бр после смены
полярности (рис. 1-19).
Указанное на рис. 1-15 параллельное
соединение транзисторов и диодов согласно
[Л. 1-5, стр. 22] также полезно для
снижения потерь в транзисторах усилителей
мощности, работающих на индуктивно-активную
нагрузку при наличии коммутационной
паузы между переключениями силовых
транзисторов (см. § 5), так как величина
запирающего напряжения даже 1—2 в
оказывается достаточной для надежного запирания
их при наличии реактивного индуктивного тока через диоды. В
противном случае этот ток протекал бы от коллектора в базовую цепь
транзистора, что может вызвать сбой в работе управляющего
устройства.
Разновидностью двухтактных усилителей мощности является
мостовой усилитель (рис. 1 -20), транзисторы которого
переключаются поочередно попарно Ти Т4 и Тъ Г3. При этом форма
напряжения и тока нагрузки также имеет вид рис. 1-19. Пары
транзисторов, включенных под напряжение питания последовательно (Т\, Г2
и Г3, Г4), называют «стойками» моста. Существенным
преимуществом мостового усилителя является (пониженное напряжение на
коллекторах транзисторов в запертом состоянии, которое не
превышает значения Еа, в то время как в усилителе рис. 1-115 оно
вдвое выше. В то же время последовательное включение с нагруз-
/t
/ ?обр
Рис. 1-19.
31

*r---J±l
-0
Рис. 1-20.
кой двух транзисторов, находящихся в насыщенном состоянии, при
сохранении значения Гц приводит к вдвое большим суммарным
потерям в них в состоянии «включено».
Процессы переключения транзисторов в мостовом усилителе
аналогичны процессам в усилителе по рис. 1-'15. Сначала при ихг
рассмотрении будем пренебрегать существованием ■индуктивности
нагрузки и считать ее чисто активной. Будем полагать также, что
проводившие насыщенные транзисторы 7Ь Г4 выключаются, а
запертые 7*2, Тъ включаются базовыми токами идеальной прямоугольной
формы. Учет конечной длительности фронтов базовых токов и ее
влияние на динамические
потеть ри можно найти в [Л. 1-19].
Кажущиеся токи запираемых
транзисторов будут изменяться
согласно (1-21), а токи
отпираемых—по (1-20). Токи
отпираемых транзисторов в каждой
стойке моста увеличивают ток,
потребляемый от источника.
До выхода из насыщения
запираемых транзисторов ток
нагрузки и его приращение
будут изменяться в соответствии
с (1-23) и (1-24) с той
разницей, что значение i?Hac в этих
выражениях следует
удваивать. С учетом этого
обстоятельства для дальнейшего
описания процессов переключения можно пользоваться
выражениями (1-26) — (1-43). Поэтому характер изменения токов
транзисторов мостового усилителя и напряжения в нем остаются такими, как
показано на рис. 1-16. Что касается потерь в транзисторах
мостового каскада, то они также определяются формулами (1-44)—(1-55)
ИЛИ (1-56)—i (II-63). При ЭТОМ В Выражениях ДЛЯ Рютп, Рбзап и
^5*зап вместо 2£п следует подставлять Еп, а выражения для Р2,
Р3 и Ра умножить на 0,5.
В случае отсутствия в мостовом каскаде трансформатора (при
непосредственном подключении нагрузки к точкам а и б, рис. 1-20)
в соответствующих выражениях следует положить /^=0, и пауза
в выходном напряжении усилителя исчезает.
Из анализа работы мостового усилителя мощности ясно, что
в случае одинаковых значений р/б и 7'н -в нем и в усилителе,
выполненном по схеме рис. 1-15, в мостовом усилителе увеличение
тока источника до значения /к.макс1 происходит при переключениях
одновременно в обеих стойках моста, что сильнее сказывается на
провалах в питающем напряжении за счет ненулевого внутреннего
сопротивления источника, чем при работе усилителя по схеме
рис. 1-15.
При работе мостового усилителя на индуктивно-активную
нагрузку после момента э. д. с. самоиндукции продолжает
поддерживать прежнее значение тока нагрузки (пунктир на рис. 1-20),
и поэтому падение напряжения на отпираемых транзисторах, так же
как и >в усилителе по схеме (рис. l-il5, не превышает прямого
падения напряжения на шунтирующих диодах. Поэтому потери на их
32

включение оказываются очень малыми. Потери же на выключение
определятся как
р ^UlEJL [ (to '-Л
гвыкл 7" 1 v J
dt-
З/Свкл 2(2/С/вкл+1)
(1-66)
Так как при этом ток, определяемый энергией, запасенной
в ^индуктивности нагрузки, поступает в 'Источник, то влияние
«сквозных» токов стоек моста значительно ослабляется, а при достаточно
вялом включении |(/СВкл мало) вообще исчезает.
Два рассмотренных типа усилителей мощности являются
основными при построении трехфазных статических преобразователей
(гл. 2), в которых в зависимости от значения cosiq>H реактивный ток-
нагрузки может либо поступать обратно в источник в течение
некоторого времени после переключения каждой фазы, либо
полностью потребляться другими фазами нагрузки, не возвращаясь
в источник. Поскольку число двухтактных * усилителей мощности
(рис. 1-15) или количество стоек моста в трехфазном
преобразователе не менее трех, следует принимать специальные меры для
повышения общего к. п. д. устройства, в частности для снижения
потерь мощности за счет «сквозных» токов. Одним из способов
снижения сквозных токов является включение в цепи питания
статического преобразователя дросселя, шунтированного диодом |(рие. 1-21
[Л. 1-20]). На интервале 0—рост тока отпираемого транзистора
задерживается за счет индуктивности дросселя. Это снижает потери
на этом интервале как в отпираемом, так и <в запираемом
транзисторах. Энергия, накапливаемая в дросселе в моменты
переключения, рассеивается в паузах между ними через шунтирующий его
диод Д. Необходимое значение индуктивности дросселя
определяется частотой переключения (в трехфазных преобразователях,
построенных по схемам рис. 1-21, она втрое превышает частоту
выходного напряжения) и длительностью процесса переключения, причем
чем выше частота и меньше длительность переключения, тем
меньшей может быть индуктивность дросселя. Практически ее значение
обычно не превышает нескольких десятков и даже единиц
миллигенри.
В том случае, если реактивный ток нагрузки не возвращается
в источник, диоды, шунтирующие транзисторы, целесообразно
включать так, как показано на рис. 11-21 пунктиром i(b точке 2 дросселя).
В противном случае их катоды следует подключать к точке /
дросселя, ибо при подключении к точке 2 диод, шунтирующий дроссель,
будет открыт реактивным током нагрузки и дроссель не будет
оказывать влияния на ток источника, пока он не превысит значения
реактивного тока нагрузки. Положительной особенностью
применения дросселя для снижения сквозных токов является и то, что он
также обеспечивает защиту транзисторов преобразователя от
перенапряжений, возникающих при коммутации тока источника,
обладающего индуктивностью. Однако это качество дросселя является
определяющим в силу малости его индуктивности лишь при работе
3—509 33

преобразователя на нагрузку также с малой индуктивностью
(значительно меньшей индуктивности дросселя).
Недостатком описанного способа снижения динамических потерь
в транзисторах является необходимость пропускать через дроссель
весь ток нагрузки, сильно подмагничивающий его, что увеличивает
вес и габариты дросселя и приводит к повышенному расходу энер-
0А
С0
а)
г
1
-ч« 1
—и—
1
Г к
Г 5
ч.
г
с 5
—И—i
-Щ
-м—'
г
б)
Рис. 1-21.
гии на его активном сопротивлении. Правда, эта мощность
расходуется не в транзисторах устройства.
Из приведенного анализа работы усилителей мощности следует,
что основной причиной появления сквозных токов является
существование избыточного тока базы запираемого транзистора и
одновременная подача управляющих импульсов >в базы открытого и
закрытого транзисторов усилителя.
Для 1максимального снижения сквозных токов необходимо
обеспечить полное рассасывание избыточных носителей в базе
открытого транзистора непосредственно перед подачей запирающего
импульса тока и отсутствие при этом отпирающего импульса в базе
запертого транзистора.
34

Значительным недостатком рассмотренных усилителей мощности
является выход из строя силовых транзисторов при перегрузке
(превышении током, обусловленным проводимостью коллекторной цепи,
значения р/б). В этом случае транзисторы усилителя оказываются
в линейном режиме, в результате чего наступает их тепловой
пробой.
На рис. 1-22 показана видоизмененная схема мостового
усилителя с трансформаторным выходом, транзисторы которого
сохраняют работоспособность даже при коротком замыкании нагрузки
Рис. 1-22.
[Л. 1-21]. В усилителе управление внешним сигналом аупр
осуществляется с помощью трансформатора Тр2 только двумя
транзисторами (Г2 и Г4). Два других (Т\ и Г3) возбуждаются сигналами
положительной Обратной СВЯЗИ ОТ ВТОрИЧНЫХ обМОТОК w6 выходного
трансформатора Tpl. При перегрузках с чисто активной нагрузкой
транзисторы, управляемые от обмоток положительной обратной
связи, переходят в линейный режим, в результате чего напряжение
на первичной обмотке выходного трансформатора падает. Это
снижение напряжения вызывает уменьшение базовых токов
транзисторов, что приводит к еще большему падению напряжения на них.
Развивается лавинообразный процесс запирания транзисторов,
управляемых от обмоток положительной обратной связи. Выходное
напряжение усилителя остается равным нулю до снятия перегрузки.
При перегрузках в случае индуктивно-активной нагрузки при
каждом изменении полярности управляющего напряжения на
обмотке шВых вновь появляется выходное напряжение, которое
существует до момента достижения током нагрузки критической
величины р/б, пока транзисторы, управляемые от обмоток
положительной обратной связи, не выйдут из насыщения. С этого момента
.и до следующей смены полярности управляющего напряжения
в выходном напряжении образуется пауза, в течение которой
индуктивный ток нагрузки протекает через параллельно соединенные
диод и транзистор, открытый внешним управляющим сигналом.
3* 35

В случае бестрансформаторного включения нагрузки для
организации положительной обратной связи может быть использован
дополнительный трансформатор, первичная обмотка которого
включается параллельно нагрузке.
Процесс переключения транзисторов усилителя начинается в
момент изменения полярности управляющего напряжения, когда,
например, транзистор Г4 отпирается, а в Т2 начинается процесс
рассасывания избыточных носителей в базе. Увеличение тока
коллектора Т4 приводит и к росту тока коллектора Г3. При выходе Г3 из
насыщения индуктивность нагрузки Ьн будет стремиться изменить
полярность напряжений на всех обмотках трансформатора Tpl.
В случае пренебрежения намагничивающим током трансформатора
Tpl и изменением падения напряжения на ^Нас за счет изменения
тока коллектора транзистора Г3 момент его выхода из насыщения
/л может быть определен из соотношения
/'и + Р/б ^1—* ' J =Р/б,
откуда
S/б
/л = xln-77-. (1-67)
i н
Длительность же рассасывания избыточных носителей в базе Т2
может быть найдена из
/ 'расе ч
th\2e т -lJ=/'H,
откуда
^Расс = т1п?/б+Гн . (1-68)
Из сравнения (1-67) и (1-68) следует, что ^расс>^л при /'н>р/б,
чего не может быть. Поэтому процесс изменения напряжения на
нагрузке начинается в момент выхода из насыщения открытого
транзистора, управляемого внешним сигналом (в данном случае Т2),
и отстает от момента изменения полярности последнего на
величину /расе При этом вследствие отставания выхода в линейный
режим запираемого транзистора, находящегося в верхней половине
схемы (Г3), по сравнению с транзистором, находящимся в нижней
половине (Г2), при переключениях в выходном напряжении
усилителя может появиться пауза на нуле, в течение которой реактивный
ток нагрузки трансформируется в первичную цепь и замыкается
в контуре, образованном диодом ц\ (Д3) и еще находящимся в
насыщении транзистором Т3 \(Т\).
В приведенных рассуждениях под Гп при индуктивно-активной
нагрузке следует понимать значение тока коллектора насыщенного
транзистора в момент выхода его в линейный режим. Однако
с учетом того, что тн ^>т, можно считать Гп равным значению тока
коллектора насыщенного транзистора в момент изменения
полярности управляющих импульсов. В отличие от обычного мостового
усилителя мощности в данном усилителе рост тока при перекдюче-
36

ниях выше значения Гн происходит только в верхних по схеме
транзисторах (Ту или 73).
(Поскольку в течение /расе напряжение на коллекторе
транзистора, отпираемого внешним сигналом, приблизительно равно £п,
потери на включение этих транзисторов выше потерь на включение
транзисторов в обычной мостовой схеме усилителя. Потери на
переключение в транзисторах, управляемых положительной
обратной связью, такие же, как в транзисторах генератора Роэра.
В случае необходимости значительного усиления управляющего
сигнала многокаскадные усилители мощности целесообразно строить
согласно методике, изложенной в [Л. 1-23].

Глава вторая
ВЫХОДНЫЕ КАСКАДЫ ТРЕХФАЗНЫХ
СТАТИЧЕСКИХ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ ПОСТОЯННОГО
НАПРЯЖЕНИЯ
4. ВЫХОДНЫЕ КАСКАДЫ, ПОСТРОЕННЫЕ НА ТРЕХ ГЕНЕРАТОРАХ
ПРЯМОУГОЛЬНОГО НАПРЯЖЕНИЯ (ГЕНЕРАТОРАХ РОЭРА)
Выходные каскады трехфазных статических преобразователей
постоянного напряжения должны обеспечивать получение на выходе
заданной мощности Рн и заданной формы выходного напряжения
(с минимальным содержанием гармоник). При разработке
выходных каскадов следует стремиться к максимальному снижению их
веса и габаритов, что в первую очередь может быть достигнуто за
счет снижения выделяющейся мощности, так как при этом
уменьшается необходимая площадь теплоотводящих радиаторов.
Использование транзисторов требует, чтобы максимальные
значения тока коллектора /к.макс и обратного напряжения эмиттер—
коллектор £/э.к.макс (база — коллектор £/б.к.макс) ни в коем случае
не превосходили предельно допустимых значений. Надежная же
работа транзисторов согласно [Л. 2-1, стр. 34—35] может быть
обеспечена в том случае, если
^к.макс ^ (0,5 — 0,8) /к.прсд.доп
и
^э.к.макс = (0,8 — 0,9) £Лэ,.н.пред.дог»
При этом особое внимание следует обращать на выполнение
последнего равенства, так как транзисторы не выдерживают даже
кратковременного перенапряжения.
Поэтому основными параметрами, подлежащими определению
при анализе работы выходных каскадов трехфазных статических
преобразователей, являются Рн, /к.макс и иэ.к.макс. Учет
реактивного характера сопротивления нагрузки может быть произведен
с помощью коэффициента мощности нагрузки cos фн. При анализе
выходных каскадов предполагается, что транзисторы являются
идеальными ключами (сопротивление в открытом состоянии равно
нулю, в запертом бесконечно велико). Нагружающее влияние
базовых цепей и существование намагничивающего тока
трансформаторов не учитываются. Не учитываются также активные потери
в сердечниках й обмотках трансформаторов. В качестве нагрузки
38

у
\
А
\,
у/,
1
11
г
?
используется трехфазная симметричная индуктивно-активная
нагрузка, соединенная ib звезду без нулевого провода.
Под трехфазной системой э. д. с. понимают совокупность трех
синусоидальных э. д. с. одинаковой частоты, сдвинутых по фазе на
120°. Если амплитуды э. д. с. одинаковы, то трехфазная система
э. д. с. называется симметричной.
Очевидно, что понятие трехфаз- i!h
ной системы э. д. с. может быть
распространено и на случай трех
периодических э. д. с. одинаковой
формы и частоты, сдвинутых на
Уз периода Т друг относительно
друга. В простейшем случае такую
систему образуют три э. д. с. ии
и2 и из прямоугольной формы Г "Г7
(рис. 2-1). I I
Простым и экономичным | |
устройством, обеспечивающим пре- ' ^в(и?)\
образование постоянного
напряжения в переменное прямоугольное,
является генератор, предложенный
Роэром [Л. 2-2], и его
разновидности, рассмотренные в гл. 1. Для
получения трехфазной системы
прямоугольных напряжений
достаточно иметь три таких
генератора. Схема соединения их силовых
элементов при соединении
выходных обмоток швых в звезду
показана на рис. 2-2. Моменты
переключения генераторов (гь t2, t$
и т. д.) отделяют интервалы
времени, в течение которых
напряжения на их выходах обладают
неизменной полярностью, что
соответствует проводящему состоянию
определенных транзисторов
генераторов. Необходимая последова- рис 2-1.
тельность состояния генераторов
в течение одного периода Т
изменения выходного напряжения, соответствующая рис. 2-1,
представлена на рис. 2-3,а, где заштрихованными кружками обозначены
проводящие в данный момент транзисторы, а незаштрихованными —
запертые.
Форма линейных напряжений на выходе трехфазного
преобразователя на трех генераторах Роэра получает вид, показанный на
рис. 2-4. В спектре линейного напряжения присутствуют гармоники,
амплитуды которых определяются выражением
4£п
t
у/
■4.
У/'/
•А
/
г»—
I
I
ч
i
t
1
Щ
§1
1'
nkn
(*>s-g-.
- cos
Бпп\
ту
(2-1)
ГДе й = юк/ювых
п
коэффициент трансформации;
любое целое число.
Соответственно на рис. 2-1 А=Еп/к. Из (2-1) следует, что
в выходном напряжении трехфазного статического преобразователя
39

Рис. 2-2.
ъ
ъ
т,
ъ
ъ
т,
ъ
Т5
о
©
о
о
©
о
©
©
©
©
о
©
©
о
о
о
о
о
ъ
\
\
Те
о
©
©
о
о
©
©
©
о
©
о
о
э
о
о
о
о
©
о
о
©
о
о
0
©
о
о
©
©
о
о
©
о
о
©
©
©
о
©
©
о
о
о
о
о
о
©
о
о
©
о
©
©
©
©
о
о
©
о
о
©
о
©
о
©
©
о
о
©
©
©
о
©
©
о
о
©
о
о
©
©
о
о
о
о
о
©
©
о
о
а)
о)
«)
Рис. 2-3.
отсутствуют гармоники, кратные двум и трем (выражение в
скобках при п четном или кратном трем равно нулю).
Отсутствие в этом напряжении гармоник, кратных трем, и
является причиной соединения выходных обмоток генератора Роэра,
образующих трехфазную систему (фазных генераторов), в звезду.
В противном случае, т. е. при соединении выходных обмоток wBUX
40

в треугольник, форма линейных напряжений соответствует рис. 2-1.
Амплитуды гармоник такого .напряжения определяются выражением
6n=^(l- cos пп). (2-2)
В этом случае в спектре выходного напряжения также
отсутствуют четные гармоники. Однако гармоники, кратные трем, в
каждый момент времени суммируются во всех трех выходных обмотках
ДОвых и замыкаются на их
собственные сопротивления (почти
накоротко).
Выходные обмотки wBux
фазных генераторов при работе
транзисторов трехфазного
преобразователя в режиме насыщения являют-
(uf-u2)
Т-2 t3
"ВС
\иги3)
ь
г2
t
\
\
т
6
, исв
(и 3 ~uf)
t0 tf
t
Рис. 2-4.
ся практически идеальными источниками прямоугольного
напряжения с постоянной амплитудой. В связи с этим схема подсоединения
нагрузки и выходных обмоток фазных генераторов для трех
последовательных интервалов времени Т/6 получает вид, показанный на
рис. 2-5. В последующие три интервала времени Т[6 полярности
напряжений источников изменяются на обратные соответственно
рис. 2-5,а, потом рис. 2-5,6 и в. Далее по истечении периода Т
после начала рассмотрения процессы повторяются.
Для определения мощности, выделяющейся в нагрузке,
необходимо знать характер изменения тока в каждой ее фазе, для чего
следует установить закон изменения фазных напряжение.
41

На основании второго закона Кирхгофа получаем для каждого
интервала времени Г/6:
Для первого интервала
2Е
иФА "~~ ифВ = аАВ — > (2-3)
2Еп
' йфя — «фС = идс = — (2"3а)
для второго интервала
2Е
»ФА-ифв=»АВ = -1Г> (2-4)
2Е
ифА-ифС = иАС=-Т~; (2"4а>
для третьего интервала
2Е
ифл-ифс = илс = -^; (2-5)
2Е
ифВ - ифс = 11 вс = ~Т~ • (2"5а)
С учетом того, что
г 4.
гэА = гэВ = гэс ~ г&>
и на основании первого закона Кирхгофа всегда
iA + iB+iQ = 0 (2-6)
или
di й din dir
W+1R-+W = 0- (2"6а)
характер изменения фазных напряжений получает вид
двухступенчатой кривой, представленный на рис. 2-6.
В фазном напряжении присутствуют гармоники, определяемые
выражением
4Ец Г Tin 2тт 1
Ьп = 1 — cos пп + cos -у — cos —(2-7)
(те же, что и в линейном).
Поскольку сопротивления всех трех фаз и форма и частота всех
фазных напряжений одинаковы, будут одинаковыми и фазные токи.
Для определения характера изменения их во времени достаточно
определить закон изменения одного из фазных токов.
42

и на третьем
2£д
(2-10)
где Ип = Ьэ[гэ — постоян/ная времени цепи фазы;
Ль /оь ^02 — начальные значения тока фазы на каждом
интервале неизменного значения фазного напряжения.
Выражения (2-8) и (2-9) при /=776 определяют соответственно
значения 70i и /02- Значение тока фазы А в момент времени h
(рис. 2-6) определяется равенством (2-10) при /=Г/6 и согласно
первому закону коммутации должно составлять /о.
Учитывая это и обозначая
получаем:
н == е 11 = а,
/о = -
1.1-
7ft"? :
2Еп
(1
-a2):(i+«).
3kr9
(1+а3) '
2£п
(1
—а2) (1—2я),
3£лэ.
О+Д3) '
2£п
(1
— а2) (2 —а)
3fcrB
(2-11)
Графики изменения токов фаз для значений а=0,2 и а=0,8
построены на рис. 2-6.
Основным расчетным уравнением для трансформаторов
преобразователя является выражение (1-2).
Действующее значение токов вторичных обмоток составляет:
7.вых»ц
2\Г2Е
3krt
1 - 3f тн
1 — а2
1 _д+ а2'
а первичных
I — 3/тн
1
-а2
1 — а+ а2
(2-12)
(2-13)
В фазе с только что изменившейся полярностью напряжения
энергия, запасенная в ее индуктивности, начинает рассеиваться.
Естественно, ток от источника питания данной фазой не
потребляется до тех пор, пока ее реактивный ток не уменьшится до нуля.
На рис. 2-5,а—в это соответственно токи iA, ic и iBi
отмеченные пунктирными стрелками. В фазах с уменьшающимся по
абсолютной величине напряжением токи совпадают с ним по
направлению (соответственно токи /с, is и iA, отмеченные оплошными
стрелками на рис. 2-5,а—в), поэтому существование этих токов уже
может обеспечиваться за счет энергии источника. Относительно
точки О и О' они имеют направление, противоположное токам,
обусловленным рассеянием энергии индуктивностей фаз с
изменяющейся полярностью напряжений.
44

Согласно (2-6) алгебраическая сумма токов отмеченных двух
фаз в каждый момент времени равна по величине току третьей
фазы (с увеличивающимся напряжением), изменяющемуся в
соответствии с (2-9). Поэтому ток, потребляемый от вторичных
обмоток трансформаторов фазных генераторов, будет определяться
зависимостью
t_ t_
SUix.o6m = 2^2 = 2^-|^- (l— e %я )+/0i<? Тн ]'
а ток, потребляемый от источника,
, 2 Г 4£п 2£п (1+аУ ""^]
*п~~ k L Ъктъ 3£rp (1 +аъ) е J
Графики изменения эгого тока для k = 2 показаны на рис. 2-6,
для значений а = 0,2 и а = 0,8.
Среднее значение тока, потребляемого от источника, равно:
^р^^^-з^Г+та} (2*14)
а мощность, потребляемая от источника питания, оказывается равной:
L
6 Г %ЕП / 1 — й? \
Pn=T-)E^dt-m-\ 1-^»т+^)- (2-15)
о
Эта мощность соответствует активной мощности Рн, выделяемой
в нагрузке.
Начальное значение реактивного тока фазы, напряжение
которой только что изменило полярность, составляет /о (рис. 2-6). В это
же мгновение значение тока фазы, напряжение которой снизилось
от 4£п/3&г0 до 2Е„/Шгэ, равно 1о2- Вследствие того, что эти токи
относительно общей точки О или О' имеют различные направления,
при |/о|>-|/ог| токи обеих фаз, в которых напряжение изменилось
только по величине при сохранении полярности, согласно 1(2-6) и
рис. 2-5 будут обеспечены за счет рассеяния энергии индуктивности
фазы с изменившейся полярностью напряжения. При этом часть
энергии будет возвращаться обратно в источник за счет тока той
фазы, напряжение которой возросло с 2En/3krd до 4£п/3£гэ, так как
направление тока в ней противоположно направлению напряжения.
Если источник питания не может воспринимать реактивную энергию
нагрузки (например, при использовании в качестве источника
питания трехфазного мостового выпрямителя), то напряжение в фазе
с начальным током 10 резко возрастет, что неизбежно вызовет
выход из строя полупроводниковых приборов в схеме трехфазного
преобразователя.
Для устранения этого выход источника питания необходимо
шунтировать емкостью Сп, воспринимающей реактивную энергию
нагрузки.
45

Возврата энергии в источник не будет в случае, если
|/.1<1/и1
или
откуда
2£п 2£п (1 —а2) (2 — л)
3/ггв (1 +«3) 3£гэ (1 -fa3)
я<0,5.
При а>0,5 энергия будет возвращаться в источник до тех пор,
пока i|tai| = |*'аз|> т- е- согласно (2-6) пока не обратится в нуль
iA2- Это условие позволяет определить время t'u в течение которого
энергия будет поступать в источник (заряжать емкость Сп):
Подставляя из (2-11) значение 70i и решая относительно Vlt
получаем:
r _ (1 +af
^i-%ln2(1 +а%у
Количество электричества q0, которое поступит в емкость Сп за это
время, можно найти, интегрируя ток iA2 33 время t\\
2£п Г.. (1+fl)1 ■ (1 —(1—2^)1
(2-16)
Значения этого интеграла изображены на рис. 2-6 заштрихованными
участками под соответствующими кривыми токов /п.
Приращение напряжения на емкости Сп за счет поступившего
заряда <7о связано с его величиной простым выражением
Д«сп = ^-. .(2-17)
Используя (2-16) и (2-17), можно найти потребную величину
емкости в микрофарадах по допустимой величине приращения
напряжения питания в вольтах:
C^dkrBWCn [21п2(1+я3) +uf^ J 10 • С2-18)
Для определения максимальных токов вторичных обмоток доВых
фазных генераторов учтем, что:
1. Значения токов фаз в начале и конце каждого полупериода
изменения фазного напряжения «по абсолютной величине равны 70.
2. Токи iAu *а2, * аз представляют собой монотонные функции
времени, причем iA\ и /а2— функции возрастающие, так как всегда
2Е
/.<0.а|/и|<15=:
и тем более
46

Таким образом, максимальными по абсолютной величине могут
быть только токи 7о2 или /о- Из (2-11) легко видеть, что при а>0,5
Л) = /макс.макс, !При а<0,5 /о2==^макс.макс.
Максимальные значения коллекторных токов транзисторов
составляют:
при я>0,5
при #<0,5
при а = 0,5
/к.макс —
/«.i
2Еп (1 -а2)(\ +а)9
2Еп (1 —л2) (2 — а).
/•i=0 и /в1 = |/в| =
(1 + лв)
2£п
3£2ге
(2-19)
)
Реактивный характер сопротивления нагрузки приводит к тому,
что мощность, рассеиваемая в нагрузке ((активная мощность),
оказывается меньше полной (кажущейся) мощности. Связь между
этими величинами характеризуется коэффициентом мощности cos срн,
в общем случае выражающимся отношением активной мощности
к кажущейся.
Используя (2-3)—(2-5а) и (2-8) —(2-11), получаем:
cos <р.
1 - 3/тн
1 —
1+я2
(2-20)
Следует отметить, что схема соединения силовых элементов
трехфазного статического преобразователя постоянного напряжения
(рис. 2-2) фактически ничем не отличается от схемы трех
усилителей мощности с трансформаторным выходом (схема со средней
точкой), работающих в режиме ключа. Поэтому при управлении
транзисторами этих усилителей в соответствии с рис. 2-3,а остаются
справедливыми все полученные выше соотношения.
Существенно, что диоды Д\—Де, шунтирующие переходы
коллектор— эмиттер транзисторов в указанной схеме, не являются
принципиально необходимыми элементами. Они лишь улучшают их
работу, обеспечивая дополнительную цепь замыкания реактивного
тока фазы с изменяющейся полярностью напряжения и тем самым
улучшая коэффициент использования транзисторов и к. п. д.
устройства.
5. ВЫХОДНЫЕ КАСКАДЫ, ПОСТРОЕННЫЕ НА ОСНОВЕ
ТРЕХФАЗНОГО МОСТОВОГО ИНВЕРТОРА
Схема трехфазного мостового инвертора отличается от схемы
обычного трехфазного выпрямителя типом используемых
полупроводниковых приборов (вместо диодов в плечах моста включены
транзисторы) и переменой функций входных и выходных зажимов
(рис. 2-7).
47

Несмотря на отличие схемы трехфазного мостового инвертора
от схемы выходных каскадов, построенных на трех генераторах
прямоугольного напряжения (усилителях мощности), в их работе
много общего.
В обеих схемах все шесть транзисторов можно разделить на три
группы Т\—Тъ Т3—Т4, T5—TQ.
Если заставить группы
транзисторов мостового
инвертора переключаться в той же
последовательности,
изображенной на рис. 2-3,а, то форма
линейных и фазных напряжений
нагрузки (соответственно рис.
2-4 и рис. 2-6) не изменится,
гак как останутся
справедливыми равенства (2-3) — (2-5а),
в которых значение
коэффициента 2/&, стоящего в правых
частях, теперь следует считать
равным единице. Поэтому
сохранится прежним и характер
изменения фазных токов (рис.
2-6), а значения токов /0, /01 и
^02 будут определяться (2-11)
при условии 2/k=l.
Среднее значение тока, потребляемого от источника питания,
равно:
2£п / е 1 — я2 \
7-р = "377 { 1 - 3fTH T+tt} <2-14а>
а поэтому мощность, отдаваемая источником,
О-*'. п;Й> <2"15»>
Необходимая величина емкости Сш воспринимающей реактивный
ток нагрузки, поступающий в источник, должна составлять:
Рис. 2-7.
In
1+л2 (1— а2) (1 —2ft)
2(1+а3)
1 —а3
]
10е.
(2-18а)
Значение коэффициента мощности нагрузки cos фн определяется
той же формулой (2-20).
Значение мощности, отдаваемой трехфазным мостовым
инвертором в нагрузку, выраженное через параметры нагрузки, напряжение
источника питания Еп и максимально допустимый ток коллектора
используемых транзисторов /к.преД.доп, определяется как:
для а < 0,5
Ян - 2£п/к.пред.Доп ^ 1 — 3/хН1 + a2_^j (1_а2^(2—ау (2"21)
Рн= 2Яп^к.пред.доп ^ К— 2 In 2 ^ '
для л = 0,5
(2-22)
48

для #;>о,5
Рв — 2£п/и.пред.доп ( 1 — 3fтн j _|_а2 —а ) (1 — а2) (1 а) • (2-23)
Мощность же, отдаваемая в нагрузку трехфазным
преобразователем, построенным на трех двухтактных ячейках, оказывается
в 2 раза большей. Однако это справедливо только при условии
Еп^ с7э.к.пред.доп/2 (точнее при Еи ^ £/б.к.пред.доп/2). Максимально
же достижимое значение мощности Рн в случае возможности
повышения напряжения питания мостового инвертора Еп до значения
^э.к.пред.доп оказывается практически равным для обеих схем, так
как напряжение питания генераторов прямоугольного напряжения
(двухтактных усилителей мощности) не должно быть выше
^э.к.пред.доп/2.
Основным расчетным соотношением для трансформатора
трехфазного мостового инвертора при соединении первичных обмоток
в звезду является
= mmscKc> (2-24>
где w\ — число витков первичной обмотки каждого стержня;
5С — сечение стержня.
Действующее значение тока 'первичной обмотки составляет:
где
Поскольку выходные каскады трехфазных преобразователей
представляют собой усилители мощности (двухтактные или
мостовые), при одновременном переключении транзисторов каждой
группы в них имеют место потери мощности от «сквозных» токов [Л. 2-4].
Для исключения этих потерь в трехфазном мостовом инверторе
можно одновременно переключать транзисторы разных групп,
поддерживая открытое состояние транзисторов инвертора в течение
периода времени, меньшего 7/2. В [Л. 2-5] описан статический
преобразователь с усилителем мощности в виде трехфазного мостового
инвертора, транзисторы которого проводят только в течение 7з
периода Т выходного напряжения.
Последовательность состояний транзисторов при этом повторяет
(последовательность состояний (проводит, не проводит) диодов в
схеме трехфазного выпрямителя (рис. 2-3,6). Заштрихованными
кружками по-прежнему обозначены проводящие в данный момент
транзисторы. Состояние инвертора сохраняется неизменным в течение
каждой 7/6. В [Л. 2-6] рассмотрена только форма фазных
напряжений при указанной последовательности переключений транзисторов
и активной симметричной нагрузке. Поэтому представляет интерес
анализ работы схемы на активно-индуктивную (двигательную)
нагрузку и определение ее энергетических возможностей.
Благодаря указанной последовательности состояний
транзисторов каждая фаза нагрузки оказырается подключенной к соответству-
4—509 49

ющему зажиму источника питания в течение Г/3, после чего
отключается от него (оба транзистора соответствующей группы
оказываются запертыми). В этот же момент к источнику подключается
другая фаза, которая ранее была отключена. Так, при отключении
фазы С подключается фаза Л, при отключении фазы В подключается
фаза С, при отключении фазы А подключается фаза В (см.
соответственно рис. 2-5,а—в) и т. д.
Ток отключаемой фазы в первый момент стремится сохранить
прежнее направление, имевшее место до отключения, определяемое
зажимом источника, к которому была подключена данная фаза. Если
фаза была подключена к положительному 'полюсу источника, то ток
втекал в нее, если к отрицательному — вытекал. Понятно, что
наличие шунтирующих диодов Д\—Дб в этом случае принципиально
необходимо.
Благодаря реактивному току отключаемая фаза всегда
подключается параллельно той фазе, которая будет отключена в
следующий интервал Г/6. При этом только что подключенная фаза
соединяется с ними последовательно. Распределение напряжений на
фазах будет определяться последовательно на каждом интервале Г/6
уравнениями (2-3) и (2-За), (2-4) и (2-4а), (2-5) и (2-5а) и т. д.
Если рассасывание энергии индуктивности отключенной фазы будет
происходить в течение Г/6 или дольше, то работа схемы ничем не
будет отличаться от работы мостового инвертора при управлении
в соответствии с рис. 2-3,<2 и 0,5. Характер изменения фазных
напряжений и токов будет определяться рис. 2-6.
Если же рассеяние энергии индуктивности отключенной фазы
(например, С) длится менее Г/6, то после спада ее тока до нуля
напряжения на двух других фазах (Л и В) станут равными по
Ец/2, так как они соединены последовательно и
di di
ЬэА dtj + /ГэЛ + ЬэВ ~dt + 1ГэВ = Е*>
а
LbA ^ 1эВ = LaC =^а и ГэА ^ ГэВ ^ гэС = гъ*
Поскольку последовательность подключения всех трех фаз
к «источнику одинакова, для определения токов в них достаточно
выяснить характер изменения тока в одной из фаз, например в
фазе А. Токи остальных фаз будут сдвинуты на Г/3 друг
относительно друга.
Пусть рассеяние энергии индуктивности отключенной фазы
длится в течение t\<T/6. Тогда ток фазы А во время рассеяния энергии
фазы С (рис. 2-5,а) будет расти по закону (рис. 2-8)
и в момент прекращения тока фазы С станет равным
а напряжение фазы А уменьшится от значения 2£п/3 до Еи/2.
Поэтому далее ее ток изменяется по закону
(2-26)
(2-27)
50

а напряжение фазы А падает от значения £п/2 до £п/3. Во время
рассеяния энергии фазы В изменение тока фазы А подчиняется
выражению
(2-30)
После окончания протекания тока фазы В значение тока фазы А
станет равным:
(2-31)
а напряжение на ней снова возрастет до £п/2. Дальнейшее
изменение тока фазы Л будет происходить в соответствии с выражением
t . t
а в момент отключения фазы А (рис. 2-5,в) он станет равным:
>чения фазы Л (рис. 2-5,б) он
'д(т)=/« = ^т(1-е 'в) + /о
а напряжение на фазе А будет—£п/3.
Спад тока этой фазы будет происходить по закону
М 3r. Y 1 — е ) Т лок
По истечении времени ^ ток станет равным нулю:
(2-32)
(2-33)
(2-34)
(2-35)
Из (2-6) следует, что в момент полного рассеяния энергии
индуктивности отключаемой фазы (реактивный ток ее равен нулю)
токи двух других фаз оказываются равными по абсолютной
величине. В момент отключения фазы В ее ток равен /0, а ток фазы Л
равен /02. Поэтому /02—Ль а при этом из (2-29) и (2-33) следует,
что и /о1=/оз. В результате система из пяти уравнений (2-27), 1(2-29),
(2-31), ,(2-33) и (2-35) с пятью неизвестными (/0ь /02, /оз, h и U)
превращается в систему из трех уравнений (2-27), (2-33) и 1(2-35)
с тремя неизвестными (/0ь /о и fi). Из решения этой системы
получаем:
^01 — ^оз —
2ЕП 1—а ш
г a 5 — 4а'
Ел 1 — а
■а'
Б~4а
^1 = гн1п__.
(2-36)
52

Ток х'п, потребляемый от источника, на интервале t\
определяется согласно (2-22), а на интервале /2 выражением (2-28). График
изменения тока источника для а=0,2 показан на рис. 2-8. Среднее
значение тока, потребляемого от источника, будет:
L
б 6 U 2 f -—\
/п.ср'=т" j*tjidt=т" {| !rf~ 0 "■ * tH j dt+
о о
О
После интегрирования с учетом (2-36)
£п тп i 5 — 4д £п
/п.ср - Ге г Ш 2 __ а -г- 2г&
6£п *сн 5 — 9а + 4а2
Гэ т (5 — 4л) (2 —а)'
а мощность, отдаваемая источником, составит:
р ft __^п тн 5 —4я ,
/н = ^П'П.Ср 7J7- Ш ■
Гв Т ш 2 — а 1 2гй
6£g Тн 5_9д + 4дг2
" г,в Г (5 — 4а) (2 — а) '
(2-37)
Мощность источника определяется указанной зависимостью до
тех пор, пока t\ ^7/6. При ti>TJ6 выражения (2-26) — (2-36)
оказываются недействительными. Вместо них следует пользоваться
(2-8) — (2-11). Параметры нагрузки, при которых U становится
больше 7/6, определятся из условия
5 — 4а Т
откуда
5 — 4а 1
Отсюда легко видеть, что при а = 0,5
2El
что совпадает со значением мощности из (2-14) при той же величине а.
Если же тн == 0 — нагрузка чисто активная, то и
а = 0 и Ян = £Jj/2rB>.
53

Из (2-32) Ясно, что максимальное значение тока через
транзисторы инвертора равно:
г £п 1— а
/к.ма«с— и 2 — а
Если положить, что /к.макс = /к.пред.доп, то максимальное зна-
чение мощности, развиваемой инвертором при активной нагрузке,
составит:
/'н.макс = Еи1к. пред. доп,
что соответствует (2-15) при тех же условиях. Однако при
управлении инвертором в соответствии с рис. 2-3,6 содержание гармоник
в спектре выходного напряжения значительно увеличивается. В этом
случае коэффициенты разложения в ряд Фурье по синусам функции
фазного напряжения (рис. 2-8) имеют вид:
а по косинусам
где z\=2nfnt\.
Из (2-38) и (2-39) видно, что при 0</]<Г/6 содержание
гармонических составляющих в фазном напряжении выше, чем в случае
управления трехфазным инвертором в соответствии с рис. 2-3,а.
И только при чисто активной нагрузке (/i = 0) или при t\^T/6
в спектральном составе фазных напряжений отсутствуют четные и
кратные трем гармоники.
В первом случае (/i=0, и поэтому 2i = 0) форма фазных
напряжений принимает вид, показанный на рис. 2-8 заштрихованными
прямоугольниками. Гармонический состав такого напряжения
определяется выражением для амплитуд гармоник, аналогичным (2-1),
в котором в качестве сомножителя перед скобкой следует
использовать еиып.
54

При /1 = 7/6 форма фазных напряжений имеет вид, показанный
на рис. 2-6, амплитуды гармоник определяются аналогично (2-7),
в котором коэффициент перед скобкой должен быть принят равным
2£п/3лл.
Таким образом, управление трехфазным мостовым инвертором
согласно рис. 2-3,6 при а<0,5 ухудшает условия работы двигателя
по сравнению с управлением в соответствии с рис. 2-3,а. При а ^
0,5 оба способа управления инвертором в отношении условий
работы двигателя эквивалентны. Из анализа цепей
синхронизации,приводимого ниже, следует, что структура цепей управления,
соответствующая рис. 2-3,6, приведенная в [Л. 2-5], оказывается более
сложной, чем при управлении согласно рис. 2-3,а. Все это делает
нецелесообразным использование рассмотренного режима работы
мостового инвертора, так как его основное преимущество — устранение
«сквозных» токов — может быть обеспечено более простым путем.
В случае необходимости рассмотрения работы трехфазного
мостового инвертора на нагрузку, соединенную треугольником, можно
воспользоваться результатами, полученными в [Л. 2-3, § '1-3]. Там
же проведен подробный анализ работы мостового инвертора на
нагрузку, соединенную треугольником, при управлении транзисторами
в соответствии с рис. 2-3,6, дан анализ работы трехфазного
преобразователя, выполненного в виде трех однофазных мостов, а также
трехфазного полумостового инвертора, использование которого
требует вывода общей точки нагрузки, соединенной звездой.
Результаты анализа простейших выходных каскадов трехфазных
статических преобразователей, полученные выше, справедливы для
случая питания от статического преобразователя асинхронного
двигателя со статорной обмоткой, соединенной в звезду без нулевого
провода, при условии отсутствия насыщения его магнитной цепи.
Эквивалентная схема каждой фазы двигателя в этом случае может
быть представлена в виде последовательно соединенных индуктив-
ностей La и активного сопротивления гэ. Согласно [Л. 2-3, § 7-1]
характеристики такого двигателя при номинальной мощности на его
валу (коэффициент мощности cos гр, к. п. д., потребляемый ток) и
питании от трехфазного статического преобразователя с формой
выходного напряжения, представленной на рис. 2-4, ухудшаются по
сравнению со случаем питания его синусоидальным напряжением
всего на 2—3%, если действующее значение первой гармоники
выходного напряжения статического преобразователя равно
номинальному напряжению питания с7НОм двигателя. Последнее условие и
определяет необходимое значение коэффициента трансформации
выходных трансформаторов статического преобразователя.
В случае насыщения магнитной цепи двигателя высшими
гармониками выходного напряжения статического преобразователя
возможны значительный перегрев двигателя за счет роста
соответствующих токов и перегрузка самого преобразователя. Для устранения
этого выходные каскады следует строить таким образом, чтобы
количество и уровень высших гармоник в выходном напряжении
преобразователя были соответствующим образом снижены. Возможные
способы такого снижения рассмотрены в следующем параграфе.
Выражение мощности, отдаваемой статическим
преобразователем двигателю, с учетом равенства первой гармоники выходного
напряжения номинальному (линейному) напряжению двигателя, а
также (2-12) и (2-25) получает вид:
55

При расчете выходных каскадов следует иметь в виду, что
трехфазный статический преобразователь обычно должен обеспечивать
не только поддержание номинального момента на валу двигателя,
но и запуск его. Параметры асинхронного двигателя при изменении
скольжения от 5=1 (пуск) до 5=shom значительно изменяются,
причем пусковой ток может в 4—7 раз превышать номинальное
значение. Транзисторы преобразователя при этом не должны выходить из
насыщения. Поэтому в выражения (2-15), (2-19), i(2-21) — (2-23) и
(2-40) следует подставлять значения гэ и а, соответствующие
режиму короткого замыкания асинхронного двигателя.
Поскольку значение cos фн, определяемое (2-20), незначительно
отличается от значения cos ф двигателя при питании его
синусоидальным напряжением
cos<p ... 0,4 0,5 0,6 0,7 0,8 0,9
cos<pH . . . 0,387 0,782 0,576 0,672 0,766 0,864
значение активной составляющей эквивалентной цепи каждой фазы
двигателя при пуске может быть определено как
УЪ С/ном
ге,.пуск = —о~~ 7 cos <рпуск
° -«пуск
и
f Ч Упуск.
Ипуск — 2п 9
а = е 3^пуск.
Значение cos фпуск, соответствующее включению двигателя,
легко может быть измерено при опыте к. з., обычно оно составляет
0,7-Д9.
Незначительное отличие в значениях cos ф и соьфн приводит
к тому, что мощность, потребляемая от трехфазного статического
преобразователя асинхронным двигателем, превышает мощность,
потребляемую ими при питании синусоидальным напряжением, не
более чем на 3—)5% даже при со£фн = 0,4. При более высоких
значениях cos фн это различие еще меньше.
В случае включения на выходе трехфазного статического
преобразователя маломощного синхронного '(обычно гистерезисного)
двигателя условия работы при пуске практически не отличаются от
условий работы при номинальной скорости вращения, так как
параметры гистерезисного двигателя почти не меняются при изменении
режима от короткого замыкания до номинального.
6. ВЫХОДНЫЕ КАСКАДЫ, ОБЕСПЕЧИВАЮЩИЕ ФОРМУ
ВЫХОДНОГО НАПРЯЖЕНИЯ, БЛИЗКУЮ К СИНУСОИДАЛЬНОЙ
Синхронно-следящие системы, различные вычислительные и
преобразовательные устройства (синус-косинусные поворотные
трансформаторы, вектормерные схемы, некоторые фазочувствительные
выпрямители, фазосдвигающие цепочки на пассивных элементах
56

и т. п.), входящие во многие системы автоматического
регулирования и стабилизации, требуют для нормальной работы
синусоидальной формы 'питающего напряжения. Синусоидальная форма
напряжения необходима также и в том случае, если в системе, питаемой
ют статического преобразователя, используется электронная
аппаратура (например, радиоаппаратура), получающая энергию для
накала ламп и питания анодных цепей с помощью общего силового
трансформатора с выпрямителем и фильтром [Л. 2-6]. В этом случае
соотношение между действующим и амплитудным (при емкостном
фильтре в аппаратуре) или средним (при индуктивном фильтре)
значениями напряжения питания должно быть таким же, как у
синусоиды.
Использование в статических «преобразователях постоянного
напряжения, выполненных по мостовой схеме или по схеме со
средней точкой, ключевого режима работы транзисторов определяет
ступенчатый характер формы выходного напряжения.
Снижение содержания высших гармоник в таком напряжений
может осуществляться тремя способами:
1. За счет обеспечения скважности прямоугольного напряжения,
меньшей единицы. В трехфазных статических преобразователях
(рис. 2-2 и 2-7) пауза между импульсами образуется автоматически.
Такой способ относительно просто реализуется и в однофазных
двухтактных преобразователях '(например, путем включения
последовательно с нагрузкой дросселей насыщения с сердечником из
материала с прямоугольной петлей гистерезиса [Л. 2-7 и 2-8]). Для
изменения скважности может быть использовано подмагничивание
дросселей [Л. 2-8] и включение их в цепях управления усилителями
мощности. Однако с увеличением длительности паузы между
импульсами выходного напряжения почти пропорционально
уменьшается и выходная мощность ![Л. 2-7], как общая, так и мощность
первой гармоники, а использование дросселя приводит к увеличению
веса и габаритов преобразователя и снижению к. п. д.
2. Путем использования вместо синусоидальной
многоступенчатой формы выходного напряжения (рис. 2-11). В случае такой
замены в однофазном преобразователе цепи управления выходными
каскадами, как правило, содержат в своем составе диодные
матрицы [Л. 2-9 и 2-(10].
В трехфазных преобразователях для обеспечения необходимого
фазового сдвига выходных напряжений используются специальные
логические устройства, часто выполняемые в виде кольцевых
счетчиков на двустабильных ячейках (триггерах или мультивибраторах)
[Л. 2-11 и 2-12]. Роль таких ячеек могут выполнять сами выходные
каскады 1[Л. 2-16]. Аналогичные устройства необходимы и в
однофазных преобразователях с многоступенчатой формой выходного
напряжения 1[Л. 2-110 и 2-13], но конструктивно они должны быть
выполнены отдельно от выходных каскадов. !Кроме того, в
трехфазных преобразователях обычно отпадает и необходимость
использования отдельных диодных матриц. Это приводит к тому, что в
трехфазных статических преобразователях замена синусоидальной
формы выходного напряжения многоступенчатой может быть
осуществлена более простыми средствами.
3. Путем использования вместо синусоидального прямоугольного
напряжения с широтно-импульсной модуляцией [Л. 2-il4] )(рис. 2-9).
Такая замена требует минимального числа дополнительных
переключений выходного напряжения для одновременного исключения из
57

него сразу двух высших гармоник, что достигается
соответствующим выбором значений углов ai и а2. Так, например, для
исключения 3-й и 5-й гармоник эти углы должны составлять си =23,62°, а2 =
='33,30°, а для исключения 5-й и 7-й гармоник соответственно 16,25°
и 22,07°. Указанный способ приемлем в том случае, если нет
возможности использовать многоступенчатую форму выходного
напряжения, а частота первой гармоники достаточно низка, так что
потери от дополнительных переключений пренебрежимо малы. Следует
иметь в виду, что при исключении указанных гармоник снижается
«1
о 1
>>
о-* о 1
•ы
т
74
Рис. 2-9.
уровень основной гармоники и растут амплитуды остальных по
сравнению с прямоугольными напряжениями (см. табл. .1).
Широтно-импульсная модуляция прямоугольного напряжения
с целью устранения определенных гармоник относительно просто
позволяет осуществить стабилизацию и регулировку выходного
напряжения преобразователя без нарушения его спектрального
состава.
В общем случае при замене синусоидальной формы напряжения
какой-либо другой можно стремиться либо к подавлению низших
гармоник, либо к снижению коэффициента искажения ![Л. 2-10].
Первое практически важнее, так как подавление высш|их гармоник с
помощью фильтров обычно не представляет серьезных трудностей
и не вызывает значительного увеличения веса и габаритов
преобразователей.
Некоторые требования к фильтрам для статических
преобразователей и рекомендуемые соотношения параметров их элементов
приведены в (Л. 2-15]. Подробные сведения о построении фильтров
транзисторных преобразователей можно найти в [Л. 2-19].
Многоступенчатая замена синусоидальной формы напряжения
возможна в трехфазных преобразователях, построенных как на
основе мостового инвертора, так и на каскадах со средней точкой
трансформатора {Л. 2-'16]. В обоих случаях силовая часть
трехфазного преобразователя с такой формой выходного напряжения стро-
58

Таблица 1
Прямоугольное
напряжение
Модулированное
прямоугольное
напряжение при 0^=23,62°,
аа=33,30°
Модулированное
прямоугольное
напряжение при СЦг^б^б0,
а3=22,07°
гармоники
о,
СО
и,
W
н
к я
§1
< S
Отношение
амплитуды данной
гармоники к
амплитуде первой
гармоники, %
о.
СО
с
«J
>>
§ s
S я
л о
< 55
Отношение
амплитуды данной
гармоники к ампли«
туде первой
гармоники, %
а
и
Л
Й
В 5
Is
< S
Отношение
амплитуды данной
гармоники к
амплитуде первой
гармоники, %
1
3
5
7
9
11
13
1
0,333
0,200
0,143
0,111
0,091
0,077
100
33
'20
14,3
11,1
9,1
7,7
0,8392
0,0
0,0
0,248
0,408
0,306
100
0,0
0,0
29,6
48,6
36,4
0,9334
0,1626
0,0
0,0
0-.0835
0,1995
0,2532
100
17,4
0,0
0,0
9,15
20,3
27,1
ится из двух групп простейших выходных каскадов, рассмотренных
ъ § 1 и 2. В (Л. 2-16 и 2-17] поясняется принцип получения
многоступенчатой формы кривой напряжения, обеспечивающей наличие
в выходном напряжении трехфазного преобразователя высших гар-
Рис. 2-10.
моник, начиная только с 11-й. Для этого при использовании двух
трехфазных мостовых инверторов (рис. 2-7) к их выходным
зажимам (А—С и А'—С) подключаются соединяемые в звезду
первичные обмотки w\ выходных трансформатороз (U, V, W и X, У, Z),
образующих две группы (рис. 2-10). На этом рисунке показаны
59

только первичные oji и выходные обмотки и иу3 трансформаторов,
форма напряжения на которых повторяет форму напряжения на
первичных обмотках W\ (рис. 2-6). Для формирования
трехступенчатой кривой фазного
напряжения (рис. 2-11,д) достаточно
просуммировать напряжение,
изменяющееся в соответствии
с рис. 2-11,г с двухступенчатой
кривой напряжения,
наводимого на любой выходной
обмотке. Взаимное расположение
кривых этих напряжений
должно быть таким, как на рис.
2-11,а и г (кривая ии и кривая
их—uY). Напряжение их—uY
легко может быть
сформировано путем встречного включения
двух выходных обмоток шз,
напряжения на которых должны
быть сдвинуты относительно
напряжения ии соответственно
на Г/12 и 5Г/12. Для того
чтобы в фазном напряжении
(uAo=Uu + Ux— uy)
отсутствовали 5-я и 7-я гармоники,
необходимо выполнение
следующих соотношений между
амплитудами напряжений,
наводимых на обмотках w% и w$\
(2-41)
Совершенно аналогично
могут быть сформированы
напряжения двух других фаз.
Необходимая
последовательность состояний обоих
инверторов характеризуется рис.
2-3,а. Однако состояние
инвертора 2-й группы, аналогичное состоянию инвертора 1-й группы,
должно наступать через Г/12 после перехода инвертора 1-й группы
в данное состояние.
Форма кривой линейного напряжения (uuv = Uuo—uVo), равного
разности двух фазных напряжений, имеет вид, показанный на
рис. 2-'11,е жирной линией. Если обозначить амплитуду наименьшей
ступеньки линейного напряжения (/) через а*, то соотношение
между амплитудами всех трех ступенек (/, // и ///) определится как
1 : {\+VS) : (2+fr3). Амплитуды гармоник такого напряжения
могут быть вычислены на основании выражения
60

(2-42)
откуда следует, что в выходном напряжении, кроме основной,
присутствуют 11-я, 13-я, 23-я, 25-я, 35-я и т. д. гармоники, амплитуды
которых оказываются в 11, 13 и т. д. раз меньше амплитуды первой
гармоники, равной
(2-43)
Форма напряжений и<ы
на каждой фазе нагрузки
повторяет форму фазных
напряжений £фг, получаемую
путем суммирования
напряжений на выходных
обмотках ш2 и оу3
трансформаторов. Для доказательства
этого положим, что потен-,
циал Vo точки О (рис. 2-5)
не равен потенциалу V0
точки О'. Тогда
откуда
W,-V'0) = EUQ +
+ Ev0 + Ewo~~
-Wao+ubo + uco)-
Но из рис. 2-10 и 2-11
следует, что
Рис. 2-12.
а на основании (2-:6) и (2-6а)
Uao+Ubo + Uco=0.
Псэтому и V0= К'0 и графики изменения фазных напряжений на
нагрузке получают вид, представленный на рис. 2-Г1,е и 2-12.
Количество ступенек в кривой фазного напряжения определяет
количество отдельных участков экспоненциального изменения
фазного тока, причем значение тока в конце предыдущего интервала
его изменения должно быть равно значению в начале следующего.
61

т
12т„
Аналогично § 1, обозначив е H==alf можно записать
следующие выражения для значений фазного тока (например, фазы А) в конце
каждого из пяти интервалов его изменения:
Кривые изменения фазных токов в предположении cos фн = 0,6 также
показаны на рис. 2-12.
Выражения (2-45) — (2-49) очень громоздки и не позволяют
точно установить среднее значение тока, потребляемого от источника,
а значит, и потребляемую от него мощность. Однако учет
спектрального состава выходного напряжения и тот факт, что
номинальные значения cos фн для асинхронных двигателей обычно
составляют не менее 0,4—0,5 и не более 0,7—0,8 {Л, 2-18], позволяют пре-
62

небречь составляющими фазного тока от высших гармоник
напряжения и считать его изменение чисто синусоидальным. Амплитудные
значения токов всех трех фаз /ф.макс одинаковы в силу симметрии
нагрузки и одинаковой формы фазных напряжений. Поэтому, если
положить, что ток фазы А изменяется по закону /ф.макс&т(со/—срн).
то суммарный ток во вторичных обмотках стержня X будет равен:
( 2п\
1Х = /ф.макс Sin (СО* — <рн) — /ф.маке sin ( СО* — <рн +-3" J =
= Кз'/ф.макс sin (tot — <р„— "f-j- (2-50)
Суммарный ток во вторичных обмотках стержня X
*у = /ф.маКс Sin (tot — <рн— — /ф.маке Sin (tot — <pH) =
= Кз"/ф.макС sin (at — <f>H— ^» (2-51)
а суммарный ток вторичных обмоток стержня Z
lZ = ^ф.маке Sin (tot — <рн+ — /ф.маке sin (tot — <рн— ^ ==
= Кз"/ф.маке Sin ^СО* — ?н+ ^) ' (2~52)
Из (2-50) — (2-52) и (2-41) следует, что максимальные значения
токов коллекторов всех транзисторов преобразователя равны между
собой.
Последние три выражения показывают, что одинаково и их
использование по току, ибо одинаков фазовый сдвиг между током
соответствующей первичной обмотки W\ стержня трансформатора и •
напряжением на ней.
Обозначив Wilw3=ku получаем A = 2£n/3&i и из (2-43)
Ах.
Максимальное значение тока в нагрузке есставляет:
i ф.маке — 'к.пред.доп у^'
Поэтому полная мощность, отдаваемая в нагрузку,
Рп 3= V~3 С/л/л = ~ ^п/к.пред.доп = 1»91Яп/к.пред. доп» (2-53)
Максимальный ток, потребляемый от источника, будет равен:
/п.гр = COS ун= -~/к.пред.доцС08 <рн. (2-54)
63

Если нагрузка чисто активная, ТО максимальное значение мощности,
которую может отдать преобразователь, равно:
^акт.нагр — 2Еп1 к.пред. доп.
(2-55)
Внизу на рис. 2-12 показана кривая изменения токов,
потребляемых инверторами первой (ток ini) и второй (ток /п2) групп,
а также кривая изменения тока /п, потребляемого преобразователем
от источника. Эти кривые построены в предположении чисто
синусоидального изменения токов в нагрузке.
В этом случае максимальное значение коллекторного тока
транзисторов преобразователя может быть определено как
/к
л Рп
6 £ncos ун '
(2-56)
где Рполн — полная мощность, потребляемая нагрузкой, равная
номинальной (активной) мощности Ра, деленной на
cos фн.
Для обеспечения рассмотренной замены синусоидального
выходного напряжения в трехфазном статическом преобразователе,
построенном на основе каскадов со средней точкой выходного
трансформатора, согласно [Л. 2-16]
необходимо иметь шесть таких каскадов.
Моменты переключения каждого
каскада со средней точкой должны быть
сдвинуты во времени друг
относительно друга на Г/12. На рис. 2^13
показан характер изменения
выходных напряжений этих каскадов.
Очевидно, что для формирования
ступенек выходных напряжений фаз
Л, Б и С, отмеченных на рис. 2-12
цифрой /*, могут быть использованы
выходные напряжения генераторов
Ut Y и W (последнее с обратной
полярностью) соответственно, ибо сдвиг
фаз между ними составляет 2Г/3.
Для формирования ступеньки //*
выходного напряжения фазы Л
необходимо просуммировать равные
выходные напряжения генераторов V
и Z, причем напряжение генератора
Z следует брать с полярностью,
обратной полярности напряжения
генератора V. Ступенька же III* фазы Л
может быть получена путем
использования аналогичным образом
напряжений генераторов W и Y.
Для формирования трехступенчатой кривой напряжения фазы В
следует использовать генераторы Y, X и Z, W и U, а для фазы С —
генераторы V и X, U и У.
Схема соединения выходных обмоток всех шести каскадов,
обеспечивающая получение трехфазного напряжения ступенчатой формы,
(показана на рис. 2-14.
Рис, 2-13.
64

Обозначим:
где wK — первичные обмотки трансформаторов (на рис. 2-14 эти
обмотки не показаны).
Тогда
Рис. 2-14.
Если как раньше считать, что токи фаз изменяются в соответствии
с выражениями
то ток первичной обмотки wK трансформатора U будет равен:
Ток первичной обмотки трансформатора V будет равен:
5—509
65

Для первичной обмотки трансформатора W
Из (2-57) — (2-62) ясно, что в трехфазном преобразователе,
построенном на шести каскадах со средней точкой, так же как' и
в преобразователе, построенном на двух мостовых инверторах, все
транзисторы нагружены по току коллектора одинаково.
Амплитуда нижней ступеньки линейного напряжения в
трехфазном преобразователе на шести каскадах со средней точкой равна
66

-т— £п. Поэтому действующее значение первой гармоники линейного
напряжения определится из (2-42) как
Фазный ток преобразователя не должен превышать значения,
получаемого из равенства
3
2£ /ф.макс ^/к.пре д.доп*
Поэтому максимальное значение полной мощности, отдаваемой
преобразователем, будет:
. - 12
Рп = 1^3 Ualл= ~ Яп/к.пред.доп» (2-63)
Ток, потребляемый от источника, составит:
12
/п.ср = — /к.щ ед.доп COS ?„• (2-64)
Если нагрузка чисто активная, то максимальное значение
выходной мощности составит:
г акт.нагр — 4£п/ к.пред.доп. (2-65)
В случае синусоидального характера изменения токов в фазах
максимальные значения коллекторных токов преобразователя
составляют:
г ГС Атолн _ П Ра (Ос*\
Vmokc— 12 Еи 12£nCOS<p„* {*ЬЬ)_
Таким образом, при замене синусоидальной формы выходного
напряжения трехфазных преобразователей многоступенчатой (в
частности, трехступенчатой) существует возможность, так же как при
широтно-импульсной модуляции напряжения прямоугольной формы,
одновременного исключения двух высших гармоник — 5-й и 7-й.
В результате в большинстве практических случаев получаемое
выходное напряжение, имеющее в своем спектральном составе высшие
гармоники, начиная с 11-й, может быть использовано без
дальнейшей фильтрации.
При этом силовая часть трехфазных преобразователей
выполняется на основе простейших выходных каскадов (двух трехфазных
мостовых усилителей мощности или же шести двухтактных ячеек
со средней точкой выходного трансформатора). Важной
особенностью является равномерная нагрузка всех силовых транзисторов
устройства и сохранение частоты их переключения равной частоте'
выходного напряжения.
Так же как для простейших выходных каскадов, значение
выходной мощности трехфазного преобразователя, выполненного на
5* 67

основе двух трехфазных мостовых усилителей, оказывается вдвое
ниже значения мощности, обеспечиваемой преобразователем,
выполненным на шести двухтактных ячейках. Значение же максимального
тока коллектора транзисторов вдвое превышает таковое для
преобразователя, построенного на. двухтактных ячейках (величина
напряжения источника Еп и нагрузка, естественно, при этом
«предполагаются одинаковыми).
Цепи управления силовыми транзисторами трехфазных
преобразователей с трехступенчатой формой выходного напряжения
оказываются более простыми и менее громоздкими, чем управляющие
устройства для силовых каскадов при широтно-импульсной
модуляции или изменении скважности импульсов напряжения
прямоугольной формы.
В результате исключение из спектра выходного напряжения
трехфазных преобразователей высших гармоник с низким
порядковым номером- с помощью формирования многоступенчатого
выходного напряжения является предпочтительным.

Глава третья
СИНХРОНИЗАЦИЯ ВЫХОДНЫХ КАСКАДОВ
ТРЕХФАЗНЫХ СТАТИЧЕСКИХ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ
ПОСТОЯННОГО НАПРЯЖЕНИЯ
7. СИНХРОНИЗАЦИЯ ВЫХОДНЫХ КАСКАДОВ С ПОМОЩЬЮ
РАЗЛИЧНЫХ ВРЕМЯ-ЗАДАЮЩИХ ЭЛЕМЕНТОВ
Состояние транзистора (открыт, закрыт), используемого в
режиме ключа, однозначно определяется сигналом в его базовой цепи.
Поэтому необходимая последовательность состояний транзисторов
выходных каскадов трехфазного статического преобразователя (см.,
например, рис. 2-3,а) определяет и требуемую последовательность
распределения управляющих импульсов.
Для управления рассмотренными в предыдущей главе
выходными каскадами трехфазных статических преобразователей требуется
несколько 'последовательностей знакопеременных управляющих
импульсов, каждая из которых должна быть сдвинута во времени от
соседних на одинаковые интервалы. Количество последовательностей
управляющих импульсов определяется количеством групп
одновременно переключаемых транзисторов, а временной сдвиг между ними
должен быть равен величине -полупериода выходного напряжения
преобразователя, деленной на число групп одновременно
переключаемых транзисторов.
В течение интервала времени, равного полупериоду выходного
напряжения, управляющие им-пульсы каждой последовательности
в одной полярности следует подавать на базу одного из
транзисторов переключаемой группы, а в другой — на базу второго. В
следующий полупериод их полярности меняются на обратные.
Для получения нескольких последовательностей импульсов,
сдвинутых на равные интервалы, в вычислительной технике широко
используются регистры сдвига и кольцевые счетчики (Л. 3-1, стр. 83,
3-2, гл. IX, и 3-3, стр. 297], часто выполняемые на феррит-диодных
элементах. Импульсы на их выходах имеют обычно не
прямоугольную форму и при использовании в качестве управляющих
импульсов в трехфазных статических преобразователях требуют
соответствующей «растяжки» во времени. Однако этот недостаток может
быть устранен при «построении регистров и счетчиков на двухста-
бильных ячейках типа триггера или мультивибратора ![Л. 3-4 и 3-5J.
В телеизмерениях для аналогичных целей находят применение
многофазные мультивибраторы [Л. 3-6 и 3-7], представляющие со-
69

бой многокаскадные автогенераторы электрических колебаний на
однотипных каскадах с использованием tftC-цепей связи между
полупроводниковыми приборами. В '[Л. 3-8] для управления
трехфазными мостовыми инверторами предлагается использовать шестифаз-
ный мультивибратор, схема которого представлена на рис. 3-1.
В схеме мультивибратора используется шесть одинаковых
транзисторов, импульсы напряжения на коллекторах которых сдвинуты на
60° друг относительно друга. Вследствие высокой длительности
фронтов этих импульсов и значительного отличия от прямоугольной
Рис. 3-1.
формы они не могут быть непосредственно использованы для
управления выходными каскадами статических преобразователей. Поэтому
между многофазным мультивибратором и выходными каскадами
преобразователя обычно требуется включение специальных
формирующих каскадов.
В качестве пассивных время-задающих элементов в схемах
трехфазных статических преобразователей постоянного напряжения
находят применение /?С-цепочки и дроссели насыщения на
сердечниках из материалов с прямоугольной петлей гистерезиса
На рис. 3-2 показана схема трехфазного статического
преобразователя постоянного напряжения, предложенная А А. Сочивко
[Л. 3-9]. Преобразователь представляет собой трехфазный мостовой
инвертор, выполненный на транзисторах Т\—76, импульсы на
переключение которых вырабатываются с помощью шестифазного
мультивибратора без применения отдельных формирующих каскадов.
Шестифазный мультивибратор построен на маломощных
транзисторах Т7—Г12, эмиттеры которых попарно соединены с базами силовых
транзисторов Т4—7б, а через сопротивления /?э — с положительным
полюсом источника питания
С целью уменьшения веса и габаритов устройства в качестве
силовых использованы транзисторы с различным типом
проводимости (Ти Т2, 73 типа п-р-п, Та, Т5 и 7б типа р-п-р). Нагрузка
преобразователя, как обычно, подключается к точкам Л, В и С
инвертора.
70

При работе преобразователя на сопротивлениях автоматического
смещения R\ и R2 выделяются напряжения, которые через
сопротивления Яг и /?э поступают на базы транзисторов Гх—Г6. Транзисторы
управляющего мультивибратора проводят поочередно, что вызывает
последовательное отпирание пар силовых транзисторов в следующем
порядке: Г4—Г2; TV-Тз; Т5—Т3; Г5—7>, Т%—Тх\ Т6—Т2\ Tj=T2 и т. д.
.(рис. 2-3,6). Поэтому внешние характеристики преобразователя
{форма линейного и фазного напряжений, выходная мощность)
близки к характеристикам преобразователя, описанного в § 5
Рис. 3-2.
(рис. 2-8). Наличие сопротивлений R\ и R2 в цепи источника из-за
нелинейного характера изменения тока нагрузки приводит к
некоторому дополнительному искажению формы выходных напряжений и
снижает к. п. д. устройства.
Аналогичными характеристиками обладает и трехфазный
преобразователь, предложенный в [Л. 3-10], синхронизация транзисторов
мостового инвертора в котором осуществляется через диодные
ключи. В его мостовом инверторе также используются транзисторы
разного типа проводимости. Однако использование отдельного
генератора продвигающих импульсов выгодно отличает этот
преобразователь, давая возможность стабилизировать частоту и фазовый
сдвиг выходных напряжений. Схема преобразователя показана на
рис. 3-3. Основным элементом устройства является мостовой
инвертор, выполненный на транзисторах Гь Г3, 75 и Т2, Г4, Т6.
Синхронизация транзисторов производится через диодные ключи,
выполненные на диодах Дь Д2, Д3, Д'ь Д'2, Д'з таким образом, что в
каждый момент времени в отпертом состоянии находится лишь один
транзистор в верхней и нижней половине моста. Для этого на базы
транзисторов через сопротивления Ri и R'i от отдельных источников
Е\ и Е\ подаются запирающие напряжения. Отпирающий ток про-
71

ходит на базу соответствующего транзистора через сопротивления R2
(или R'2) и диоды Д\ (Д'х) в том случае, если остальные два
транзистора данной половины моста заперты. В противном случае ток
течет через диоды Д2(Д'2) или Д3 (Д'3) к коллектору отпертого
транзистора. Очередность отпирания транзисторов Тх—Т6
определяется конденсаторами, соединенными с их коллекторными
выводами. Импульсы на переключение вырабатываются генератором
продвигающих импульсов ГПИ и поочередно через диоды Д4 (Д'4) по-
Рис. 3-3.
ступают на базы верхних (7Ь Т3, Т5) и нижних (72, Т4, 76)
транзисторов. Для обеспечения правильной начальной установки схемы
(в момент включения напряжения питания) можно соединить
конденсатором небольшой емкости базы двух транзисторов разных
половин моста (например, базы тразисторов Т2 и 73).
Положительной особенностью преобразователя является
отсутствие в цепи питания сопротивлений, снижающих ж. п. д. и
искажающих форму выходного напряжения. Кроме того, построение
схемы трехфазного преобразователя без применения трансформаторов
позволяет значительно расширить диапазон рабочих частот
преобразователя в сторону уменьшения.
Использование в мостовом инверторе транзисторов разного типа
проводимости в силу ограниченного ассортимента мощных
транзисторов с проводимостью /г-р-я-типа, выпускаемых отечественной
промышленностью, не позволяет получать значения выходной мощности,
превышающие 40—60 ва.
Применение для управления выходными каскадами трехфазных
статических преобразователей многофазных мультивибраторов и
диодных ключей сильно усложняет их и снижает надежность.
72

К тому же стабильность частоты и фазового сдвига сигналов в
многофазном мультивибраторе, определяемая параметрами транзисторов
и /?С-цепей, оказывается недостаточно высокой как за счет их
технологического разброса, так и влияния температуры.
В [Л. 3-11] отмечается возможность построения с
использованием рассмотренной в § 2 ((рис. 1-19) /?С-цепочки и трехфазного
преобразователя. Для этого необходимо использовать три
автогенератора, синхронизируемых друг от друга. Из рис. 2-1 ясно, что для
получения трехфазного напряжения генераторы следует
переключать последовательно через каждую 7б периода Т выходного
напряжения.
Для этого на трансформаторе первого генератора следует
разместить обмотку w&, управляющую моментом переключения второго,
а на трансформаторе второго — обмотку о>а, управляющую .работой
третьего генератора (рис. 3-4).
Если число витков обмотки ша вдвое превышает число витков,
базовой обмотки Доб, то начальные напряжения на конденсаторах
«ведомых» генераторов (напряжения в момент переключения
«ведущего» генератора) будут равны нулю и запаздывание в
переключении ведомого генератора определится как
T=iRaC In 2,
т. е. не зависит от напряжения питания. В этом случае
необходимость установки диодов Д\ и Д2 (рис. 1-19) в цепи ведомых
генераторов отпадает.
.Параметры !/?аС-цепочки для трехфазного преобразователя,
работающего на заданной частоте, определятся из условия
Т
RaC^6 In 2- (3"l>
Для четкой работы преобразователя необходимо, чтобы
собственная частота ведомого генератора была существенно ниже частоты
ведущего, что может быть обеспечено за счет различия в
материалах или сечении сердечников трансформаторов генераторов, в
числах витков коллекторных обмоток и т. п.
Преобразователь допускает стабилизацию частоты выходного^
напряжения с помощью стабилизации частоты ведущего
автогенератора описанным выше способом или же от внешнего источника.
Стабильность фазового сдвига определяется стабильностью
сопротивлений У?а и емкостей С схемы.
На рис. 3-5 представлена схема трехфазного преобразователя^
построенного на трех генераторах прямоугольного напряжения,
предложенная О. И. Хасаевым [Л. 3-12 и 3-13]. В качестве фазных
генераторов в ней используются мостовые генераторы прямоугольного
напряжения /, //, /// на транзисторах Тх—Г4, Т5—Т8, Т9—Т12.
Автогенератор / является ведущим по отношению к генератору //,
который в свою очередь управляет переключениями генератора ///. По
два транзистора каждого ведомого генератора (Г5> Tj и Г9, Г12)
управляются с помощью двух параллельно включенных обмоток —
от обмотки обратной связи Доб своего трансформатора и от обмотк»
связи wcb ведущего автогенератора. Последовательно с обмоткам»
о?св включены дроссели Др1 и Др2, выполненные на сердечниках из
материала с прямоугольной петлей гистерезиса.
73

Если допустимое коллекторное напряжение используемых
транзисторов выше значения напряжения питания <ЕП, а величина Еа
обеспечивает получение необходимого значения амплитуды фазового
напряжения, нагрузка преобразователя может быть подключена либо
непосредственно к точкам АА\ ВВ' и СС схемы, либо с помощью
Рис. 3-4. Рис. 3-5.
выходных обмоток трансформаторов генераторов. Если же
необходимое значение фазного напряжения выше допустимого
коллекторного, то нагрузку следует .подключать к выходным обмоткам
трансформаторов генераторов и рассчитывать их на полную мощность
фазы, либо рассчитывать эти трансформаторы только на мощность
управления, а нагрузку подключать с помощью силовых
трансформаторов, первичные обмотки которых соединяются с указанными
точками схемы.
74

: Переключение транзисторов ведомых генераторов происходит
при насыщении дросселей Др1 или Др2. При этом половины
обмоток шсв ведущего генератора оказываются включенными
параллельно с обмотками W6 ведомого. Напряжения, наводимые на них,
складываются, и коллекторные токи проводящих транзисторов обоих
генераторов возрастают. Однако вследствие одновременного
уменьшения базового тока одного из открытых транзисторов ведомого
генератора он переключается первым. Для обеспечения четкого
принудительного переключения необходимо, чтобы собственные частоты
генераторов // и III были на 8—10% ниже частоты
автогенератора /, определяющего частоту изменения выходного напряжения.
Значение напряжения, наводимого на обмотках шсв, должно быть
не ниже напряжения, наводимого на обмотках обратной связи wq.
В противном случае перемагничивание дросселей будет начинаться
сразу после переключения ведомого, а не ведущего генератора.
Парамтры дросселя могут быть рассчитаны на основании
выражения
^др^тпдр^др 2
(шс.ш + шб)ЯтТр5Тр. 3 '
где о>Др — число витков каждой обмотки дросселя;
£!тдр и £тТр — соответственно максимальные значения индукции
материала сердечника дросселя (сечением £др) и
трансформатора (сечением 5тр).
Выражение i(3-2) получено в предположении обеспечения
временного сдвига в моментах переключения ведомого и ведущего
автогенераторов, равного Г/3. Однако, как следует из рис. 2-1, для
обеспечения необходимого фазового сдвига в трехфазной системе
напряжений, создаваемой автогенераторами 7, II и III у достаточно
иметь временной сдвиг в моментах их переключения, равный Г/6.
Поэтому численно выражение (3-2) может быть принято равным
Уз, что позволяет уменьшить потребные габариты дросселя.
Выходные обмотки автогенераторов в этом случае должны быть соединены
так.,, как показано на рис. 3-4 (полярность включения выходной
обмотки генератора .// следует изменить по сравнению с
полярностью включения этих обмоток у генераторов / и III). Для
обеспечения независимости сдвига фаз выходных напряжений от
температуры сердечники трансформаторов и дросселей следует
изготавливать из одинакового материала, обеспечивая одинаковое значение
температурного коэффициента изменения их индукции насыщения
«в. Необходимость прямоугольной формы петли гистерезиса
сердечников дросселей заставляет в этом случае изготавливать сердечники
трансформаторов из дорогостоящих пермаллоев. Технологический
разброс параметров дросселей обусловливает необходимость
индивидуальной настройки преобразователей для обеспечения фазового
сдвига выходных напряжений, равного точно 120°.
Постоянство фазового сдвига выходных напряжений сохраняется
в широком диапазоне значений напряжения питания Еп [оно не
входит, в -выражение (3-2)]. Однако в случае стабилизации частоты
ведущего автогенератора от внешнего источника фазовый сдвиг не
остается постоянным, так как время перемагничивания дросселя
определяется выражением
2BmSxVSJlvW1w]lv
75

где w\—число витков первичной обмотки трансформаторов
генераторов, и его отношение к теперь постоянному периоду изменения
напряжения Т ведущего автогенератора зависит от величины
питающего напряжения. Различные варианты подключения нагрузки
и одна из разновидностей представленного на рис. 3-5
преобразователе рассмотрены в [Л. 3-42, стр. «108].
В [Л. 3-14] подробно рассмотрена работа трехфазного
преобразователя, также построенного на трех генераторах прямоугольного
напряжения с использованием в качестве время-задающих
элементов дросселей насыщения. Это одна из первых публикаций по
трехфазным статическим преобразователям, схема которого была затем
приведена в [Л. 3-15]. Дроссели насыщения, намотанные на
сердечниках из .материала с прямоугольной петлей гистерезиса, включены
в базовые цепи транзисторов так, как.
показано на рис. 3-6. К точкам F и
Н поступают суммарные или
разностные напряжения с отдельных хо-
| Др единенных последовательно выходных
обмоток смежных автогенераторов.
В двух автогенераторах
управляющие воздействия поступают на
базовую цепь только одного транзистора
(автогенераторы построены по схеме
со средней точкой трансформатора),
а в третьем — в базовые цепи обоих.
Всего в цепях синхронизации
используется четыре выпрямительных моста
из полупроводниковых диодов и
четыре дросселя (индуктивности двух
из них вдвое меньше, чем у двух
других, а сумма вольт-секундных
площадей двух разных дросселей равна вольт-секундной площади
трансформаторов автогенераторов). В (Л. 3-14] отмечено, что при
изменении напряжения питания ог 20 до 30 в четкость синхронизации
автогенераторов не нарушается. Показано, что синхронизация наступает
при любой комбинации начальных состояний автогенераторов через-
несколько периодов изменения выходного напряжения.
Однако большое количество дополнительных элементов в цепях
синхронизации является серьезным недостатком преобразователя.
Для стабилизации частоты рассматриваемого преобразователя
необходимо стабилизировать напряжение его питания, а для
устранения влияния на фазовый сдвиг изменения нагрузки (при
изменении нагрузки изменяется величина напряжений, наводимых на
обмотках трансформаторов автогенераторов) желательно
развязывать нагрузку и преобразователь с помощью усилителей мощности.
Именно так построен трехфазный статический преобразователь,
рассмотренный в [Л. 3-16].
Особую группу составляют двухфазные
самосинхронизирующиеся преобразователи постоянного напряжения, принцип работы
которых и конструктивные данные приведены в JJI. 3-17 и 3-18].
Подробный анализ работы таких преобразователей дан в [Л. 3-19},.
где показано, что фазовый сдвиг выходных напряжений двух
автогенераторов, из которых один (ведомый) имеет раздельные
половины первичной обмотки транформатора, соединенные с отпайками»
первичной обмотки трансформатора ведущего генератора по рис. 3-7,.
определяется выражением
Рис. 3-6.
76

(3-4)
где-р'—отношение собственных частот ведущего и ведомого
автогенераторов;
Wjik — число витков до отпайки на половине первичной обмотки
транформатора ведущего -автогенератора, считая от средней
точки.
Ведомый
ведущий
Рис. 3-7.
Ведомый
Из «(3-4) ясно, что при р=1 фазовый сдвиг выходных
напряжений обоих генераторов оказывается равным точно я/2 и не зависит
от напряжения питания (последнее обеспечивается и при р=т^1).
Поэтому рассматриваемый способ синхронизации особенно удобен при
построении двухфазных преобразователей.
В [Л. 3-19] предложена схема трехфазного преобразователя,
использующего принцип самосинхронизации по рис. 3-7. Для полу*
чения фазового сдвига «между выходными напряжениями трех
автогенераторов, равного 120°, числа витков половин первичных обмоток
их трансформаторов должны удовлетворять соотношениям:
0-т>
(3-5)
(3-6)
При этом предполагается, что сердечники трансформаторов
идентичны (выполнены из одинакового материала и имеют
одинаковое сечение).
Несмотря на относительную простоту и надежность
синхронизации при включении напряжения питания, преобразователь обладает
рядом существенных недостатков. Одним из них является
непрямоугольная форма выходного напряжения ведомых генераторов
(рис. 3-8). Предполагается, что числа витков обмоток wBbIX всех
трансформаторов одинаковы. Графики выходных напряжений
построены для £ = 0,25. Значение k для снижения влияния разброса
параметров сердечников на фазовый сдвиг желательно брать ближе
к единице. Практически обычно £=0,2-^-0,3 {Л. 3-19]. Однако при
77

[УАвых
\
А
этом форма выходных напряжений не позволяет непосредственно
использовать их для питания нагрузки и требует включения
усилителей мощности.
Прямоугольная форма выходных напряжений ведомых
генераторов может быть обеспечена только при условии подключения их
нагрузки непосредственно между коллекторами транзисторов, что
"практически невозможно при
работе преобразователя на
двигатель, фазы которого соединены
в звезду.
Коллекторные токи
транзисторов ведомых генераторов при
трансформаторной связи с
нагрузкой дополнительно нагружают
транзисторы ведущего генератора.
Поэтому к дополнительной
нагрузке этих транзисторов приводит и
существование намагничивающих
и базовых токов ведомых
генераторов. В силу этого, а также из-за
неодинаковости формы выходных
напряжений транзисторы
преобразователя оказываются
нагруженными неравномерно.
Для стабилизации частоты
преобразователя необходимо ста-
JA^- билизировать напряжения его пи-
^~и. тания, а также компенсировать
? влияние на нее изменений
индукции сердечников трансформаторов
с температурой. Подробный
анализ работы рассматриваемого
преобразователя дан в [Л. 3-42, стр.
114].
Вывод коллектора
большинства мощных отечественных
транзисторов электрически соединен
с корпусом прибора. Поэтому при установке их на теплоотвод его
потенциал оказывается равным потенциалу коллектора.
Из рассмотренных преобразователей только трехфазные
преобразователи, выполненные по схемам рис. 3-6 и 3-7, допускают
установку всех транзисторов на общий теплоотвод без
электрической изоляции от него. Однако значительная сложность
преобразователей, предложенных А. А. Сочивко [Л. 3-9, 3-10] и Milnes'OM
[Л. 3-14], невозможность стабилизации частоты от внешнего
источника в преобразователях, предложенных О. И. Хасаевым [Л. 3-12
и 3-13], Milnes'oM [Л. 3-14] и Campling'oM и Bennett'oM (Л. 349],
непрямоугольная форма выходных напряжений ведомых генераторов
и неодинаковая нагрузка транзисторов ведущего .и ведомых
автогенераторов в последнем и другие особенности, отмеченные выше,
не позволяют рекомендовать рассмотренные преобразователи для
универсального применения.
Трехфазные преобразователи с однополупериодной
синхронизацией (в каждом автогенераторе управляющее воздействие
поступает в базовую цепь транзисторов только одной половины схемы) >
Рис. 3-8.
78

предложенные Е. И. Усышкиным [Л. 3-20 и 3-21] и К. Ш. Либерзо-
ном [Л. 3-22], трехфазные преобразователи, выполненные по
полумостовой схеме (Л. 3-23], и некоторые другие [Л. 3-24—3-26], также
не имеют заметных преимуществ по сравнению с рассмотренными.
8. ТРЕХФАЗНЫЕ СТАТИЧЕСКИЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ
С ВСТРОЕННЫМИ КОЛЬЦЕВЫМИ ЦЕПЯМИ УПРАВЛЕНИЯ
Требования к цепям синхронизации трехфазных
преобразователей могут быть сформулированы на основании анализа работы
выходных каскадов и двигателя нагрузки.
1. Положительной особенностью .выходных каскадов
трехфазных статических преобразователей, рассмотренных в предыдущей,
главе, является одинаковая нагрузка всех транзисторов по току
и напряжению. Для достижения одинакового 'коэффициента
использования всех транзисторов преобразователя при построении цепей
синхронизации следует стремиться сохранить их одинаковую
нагрузку.
2. Для обеспечения .возможности поддержания постоянной
скорости вращения синхронного двигателя необходимо иметь возмож-
ногдь стабилизировать частоту выходного напряжения трехфазного
преобразователя с достаточно высокой точностью (например, с
точностью, обеспечиваемой кварцевыми стабилизаторами частоты). Для
этого цепи синхронизации должны допускать синхронизацию
выходных каскадов с помощью отдельного источника сигналов
стабильной частоты.
3. Важным условием нормальной работы двигателя является
минимальное и неизменное содержание гармоник в питающем
напряжении, что обеспечивается при постоянстве фазового сдвига
выходных напряжений преобразователя (§ 4 и 5). Поэтому цепи
синхронизации должны обеспечивать независимость сдвига фаз
выходных напряжений от изменения напряжения питания, нагрузки и
температуры окружающей среды.
4. Для максимального повышения надежности трехфазного •
статического преобразователя количество элементов его схемы
должно быть минимальным, а режимы их работы по возможности
облегчены [Л. 3-27]. В первую очередь это относится к активным
элементам преобразователя — транзисторам и диодам [Л. 3-28].
Так как количество силовых транзисторов и диодов
преобразователя определяется величиной напряжений питания и параметрами
нагрузки [см. гл. 2], то снижение общего числа элементов в схеме
преобразователя в первую очередь может быть осуществлено за
счет соответствующего упрощения цепей синхронизации.
5. Желательно, чтобы цепи синхронизации при построении
выходных каскадов трехфазного преобразователя на основе каскадов,
со средней точкой выходного трансформатора допускали установку
всех транзисторов преобразователя на общий теплоотвод без
электрической изоляции от него. Использование в этом случае
построения отдельных генераторов преобразователя по схеме с
объединенными коллекторами [Л. 3-40, стр. 338] упрощает его изготовление
и повышает надежность работы.
В наибольшей степени перечисленным требованиям отвечают
трехфазные статические преобразователи, разработанные рядом
отечественных авторов: В. Г. Константиновым, О. И. Шустером,
79*

Ю. И. Фокиным, Л. А. Пронько и др. Отличительной особенностью
этих преобразователей является иепользоваиие силовых
транзисторов не только для переключения мощности, но одновременно и для
осуществления логических функций в цепях синхронизации, что
позволяет исключить необходимость использования в них
дополнительных полупроводниковых приборов. Выходные каскады и цепи
переключения преобразователей совместно образуют схемы
кольцевых счетчиков, фактически построенных на двустабильных ячейках
типа мультивибраторов.
Рис. 3-9.
Необходимость введения в цепи синхронизации тех или других
элементов становится очевидной из рассмотрения работы
управляющего устройства (рис. 3-9], предложенного в [Л. 3-29].
Устройство представляет собой кольцевую лересчетную схему,
построенную на триггерах Т\у Т2, Г3 с раздельными входами и
предназначенную для управления трехфазным мостовым инвертором или
тремя каскадами со средней точкой трансформатора. Переключение
триггеров должно происходить в следующем порядке: 7з, Т2, Ти
затем опять Тз и т. д. [см. гл. 2]. Переключение каждого
последующего триггера согласно рис. 2-1 (например, Т2) должно происходить
только через ]/б периода Т изменения выходного напряжения
трехфазного преобразователя после переключения предыдущего (Гэ),
когда они примут одинаковые состояния. Для этого во входную
цепь каждой половины последующего триггера необходимо ввести
сигнал, свидетельствующий о переключении предыдущего, что
осуществляется с помощью связей, показанных на рис. 3-9 сплошными
SO

линиями. Устранение влияния этого сигнала на транзисторы
последующего триггера в течение Г/6 обеспечивается путем применения
на входах триггеров схем совпадений СС и подачи на них, кроме
сигналов с триггеров, импульсов задержки со схемы реверса.
Сигнал на выходе СС появляется только в том случае, если
полярности всех сигналов на ее входе одинаковы. Поэтому полярность
импульсов задержки, подаваемых на входы последующего триггера,
должна быть противоположной ((или же они должны отсутствовать
вовсе) полярности сигналов, подаваемых туда же с предыдущего
триггера после его переключения, а частота втрое превышать
частоту выходного напряжения трехфазного статического
преобразователя.
Так как неизменное состояние триггера сохраняется в
течение Т/2, а новое опрокидывание осуществляется путем подачи
импульса той же полярности, но на другой вход, импульсы задержки,
подаваемые на все правые по схеме входы триггеров, должны быть
сдвинуты на 180° по отношению к импульсам задержки, подаваемым
на все левые входы. Такой сдвиг импульсов задержки
осуществляется схемой реверса.
Стабильность фазового сдвига выходных сигналов с триггеров
не зависит от изменения в широких пределах напряжения питания,
температуры среды и параметров элементов схемы. Стабильность
частоты выходных сигналов определяется стабильностью частоты
задающего генератора (генератора продвигающих импульсов).
Схема задающего генератора определяется как абсолютным
значением частоты его выходных сигналов, так и требованиями к ее
стабильности.
В момент включения напряжения питания все три триггера
могут занять одинаковые состояния, в результате чего при
поступлении импульсов со схемы реверса на входы схем совпадений они
будут переключаться все сразу. Частота переключений будет равна
частоте следования импульсов со схемы реверса (режим утроенной
частоты). Для устранения этого режима используются связи,
показанные на рис. 3-9 пунктиром, и начальная расстановка триггеров,
при которой один из них занимает состояние, отличное от
состояния двух других. Для этого правые входы двух триггеров и левый
вход третьего в момент включения напряжения питания
кратковременно заземляются.
Во всех схемах трехфазных статических преобразователей,
рассмотренных ниже, задающая часть показана только своим
выходным трансформатором Тр4.
В основе синхронизации генераторов фазных напряжений лежит
уменьшение значения базового тока проводящего транзистора
переключаемой группы до значения, не обеспечивающего уровень
коллекторного тока, определяемый напряжением источника питания -и
проводимостью коллекторной цепи 1[Л. 3-40, стр. 342]. Это позволяет
снизить потери на переключение и уменьшить всплески
коллекторного напряжения, возникающие при переключениях за счет
индуктивности рассеяния трансформаторов |[Л. 3-30, стр. 132], так как
начало процесса переключения обусловливается выходом транзистора
в линейный режим, а не насыщением сердечника трансформатора
фазного генератора.
Одновременно, поскольку текущие значения индукции в
сердечниках трансформаторов не достигают значения индукции насыщения
В8, требования к прямоугольности их петли гистерезиса снижаются
6—509 81

и сердечники могут быть выполнены из обычной трансформаторной
стали.
С учетом изложенного был разработан трехфазный
статический преобразователь, схема которого представлена на рис. 3-10.
Сигналы, свидетельствующие о состоянии фазных генераторов,
выделяются на обмотках связи ДОсв, расположенных на их
трансформаторах. Полярность сигналов определяется тем, какой из двух
Рис. 3-10.
транзисторов генератора открыт. Нейтрализация влияния этих
сигналов на последующий генератор в течение Г/6 после переключения
предыдущего осуществляется путем последовательного включения
с обмотками wcb выходных обмоток wB трансформатора задающего
генератора. Для этого на обмотках дов .наводятся напряжения
прямоугольной формы с частотой, втрое превышающей частоту
выходного напряжения преобразователя, и амплитудой, равной
амплитуде сигналов на обмотках wcb. Необходимость равенства этих
амплитуд определяется тем, что при значении амплитуды UWb
сигнала на обмотках дов, большем амплитуды UWCb сигнала на
обмотках Доев, через Г/6 после переключения каждого генератора базовый
ток его открытого транзистора будет уменьшаться на величину,
определяемую разностью напряжений на обмотках доСв и дов и
сопротивлениями R, Re и перехода эмиттер — база гЭб открытого
транзистора, что снижает его нагрузочную способность. Если же
UwbKUwcb, управляющее воздействие цепей синхронизации за счет
напряжений, .наводимых на обмотках доСв, хотя и не в полной мере,
при UWCb—Uwb>U36 может наступить оразу после переключения,
генераторов, что также снижает нагрузочную способность открытого
транзистора. Наличие в цепях синхронизации диодов д7—д12
устраняет влияние базовой цепи (обмоток Доб, ДОсв и дов и сопротивления
Re) запертого транзистора на базовый ток открытого, а также про-
82

текание тока по кольцевому контуру, образованному всеми
обмотками 10св, ^в и Доб и двумя сопротивлениями i?6, минуя
базовые переходы, что повышает к. п. д. устройства. Кроме того, эти
диоды препятствуют отпиранию запертого транзистора
.переключаемого генератора под действием суммы напряжений UWB+Vюсв
одновременно с запиранием открытого, что также способствует
снижению потерь в схеме (за счет устранения «сквозного» тока).
Величина сопротивления R должна выбираться таким образом,
чтобы была обеспечена четкая синхронизация фазных генераторов
как при полной нагрузке, так и на холостом ходу. Для этого
запирающий базовый ток, обеспечиваемый цепями синхронизации,
должен быть не ниже базового тока, создаваемого обмотками
положительной обратной связи непосредственно перед переключением
данного фазного генератора. Если считать r36=const, а диоды
идеальными (сопротивление в прямом направлении равно нулю, а в
обратном—'бесконечно велико), можно записать:
Uw6 R ^ UWCib + Uw-r Rq
Rr,Q6 R + rb6 ^ #бгвб /?6 + /*Q6'
(3-7)
откуда пр« UWCb + UWb = UW6
R* «б
R + r*t ^Яб + гьо* (3"8)
Несмотря на то, что сопротивление R включено параллельно
базовому переходу открытого транзистора, его шунтирующее
действие невелико, так как напряжение, прикладываемое к
сопротивлению, определяется лишь падением напряжения £/Эб на базовом
переходе открытого транзистора.
Форма базового тока в рассмотренном преобразователе
прямоугольная. Характер изменения напряжения на сопротивлении R при
UioB + Uwcb = UW6 показан на рис. 3-11. %t6
Взаимное расположение
импульсов напряжения на обмотках wCB и
wB показано4 на рис. 2-1. Напряжения
«ь Щ и из следует считать за
напряжения, наводимые на обмотках wcb
автогенераторов. Напряжения на
обмотках о>в, последовательно
соединенных с соответствующими обмотками р « ii
Доев, показаны на рис. 2-1 зашгрихо- ' " '
ванными прямоугольниками.
Транзисторы преобразователя могут быть установлены на
общий теплоотвод без электрической изоляции от него. Для этого на
трансформаторе задающего генератора следует использовать не три
выходные обмотки со средними точками, а шесть отдельных и
в каждом фазном генераторе по два сопротивления Я, полностью
разделив их базовые цепи.
На рис. 3-12 показана схема трехфазного преобразователя,
предложенная в [Л. 3-31], в котором для выделения сигнала о состоянии
трех автогенераторов на их трансформаторах также используются
обмотки шсв. Построение автогенераторов по схеме с общим
эмиттером при соответствующей полярности включения обмоток хюсъ
6* 83

позволяет выполнить выходной трансформатор задающего
генератора с одной выходной обмоткой со средней точкой и исключить
из -цепей синхронизации сопротивления Я (см. рис. 3-10).
(Последовательность состояний транзисторов преобразователя показана на
рис. !2-3,б.
При подключении нагрузки и дальнейшем разгоне двигателя
токи в его фазах, а значит, и в коллекторных цепях транзисторов
преобразователя изменяются. iB силу конечного значения выходного
сопротивления открытого транзистора значения напряжений на всех
обмотках трансформаторов
автогенераторов при этом ± — » и
также изменяются..
Особенно заметно это изменение
при включении
асинхронного двигателя, пусковой ток
которого обычно в 4—5 раз
превышает номинальный.
В |[Л. 3-32] отмечается,
что в случае подключения
цепей синхронизации,
состоящих из последовательно
соединенных обмоток wCB и
дов, через диоды
непосредственно к базам
транзисторов— рис. 3-13 (как это
сделано, например, в [Л. 3-33]), четкость синхронизации (выключения
соответствующего транзистора) при изменении нагрузки может
нарушиться. Для обеспечения четкой синхронизации
преобразователя при подключении диодов непосредственно к базам
транзисторов (пунктир рис. 3-13) необходимо, чтобы напряжение цепи
синхронизации равнялось (или было выше) падению напряжения на
переходе эмиттер — база отпертого транзистора:
Uwcb -f- VwB ^ U>q6'
Практически повышать это напряжение невыгодно, так как при
этом увеличивается мощность, потребляемая от задающего
генератора. Поэтому UWCb + Uwb = Uq6- При резком увеличении нагрузки
преобразователя напряжения на обмотках Доб, wcb и wB
уменьшаются в различной пропорции, определяемой как значением
выходного сопротивления насыщенных транзисторов, так и внутренним
сопротивлением источника.
В зависимости от соотношения между напряжениями,
наводимыми на обмотках wCB и дов, напряжение цепи синхронизации в
момент переключения может быть и выше и инже U3e- Если UWCb +
+ Uwb<U96, могут произойти сбои синхронизации. Кроме того,
в цепях синхронизации, связанных с базами открытых транзисторов,
могут протекать токи, снижающие базовые токи транзисторов и
увеличивающие мощность, потребляемую от задающего генератора.
Для устранения этих недостатков цепи синхронизации
подключаются к отпайкам от базовых обмоток (рис. 3-12). При этом числа
витков частей базовых обмоток, включенных между базовыми
выводами транзисторов и отпайками |(секция ah на рис. 3-13),
делаются равными числам витков обмоток wCB. В этом случае
напряжения, наводимые на обмотках доСв и секциях аЪ базовых обмоток
Доб, оказываются одинаковыми и в одинаковой степени зависят от
85

нагрузки. Чем большая часть общего напряжения цепи
синхронизации обеспечивается обмоткой досв при таком включении диодов, тем
в меньшей степени процесс переключения транзисторов подвержен
влиянию изменения нагрузки.
Одновременно вследствие того, что падение напряжения на
сопротивлении Re обычно превышает напряжение, наводимое на
секции be обмотки w6, при UWB^2Uwcb—Мэб исключается протекание
части базового тока открытого транзистора по цепи синхронизации,
что снижает мощность, потребляемую от задающего генератора, и
повышает к. п. д. устройства. Использование значений tVWB>i2c7WcB-^
—с7Эб невыгодно, так как снижает нагрузочную способность
транзистора.
Еще одной положительной особенностью подключения цепей
синхронизации к отпайкам базовых обмоток является устранение
Рис. 3-14.
протекания по ним тока сразу после запирания транзистора, так
как всегда можно сделать так, чтобы напряжение цепи
синхронизации VWCB + 1UWB было меньше суммы падения напряжения на
сопротивлении Re и напряжения, наводимого на секции be обмотки We
запертого транзистора.
Стремление упростить цепи синхронизации привело к
разработке трехфазного преобразователя (рис. 3-14), построенного на
трех автогенераторах прямоугольного напряжения, на
трансформаторах которых отсутствуют обмотки wcb |[Л. 3-34]. Роль обмоток
а;св в этом преобразователе выполняют выводы коллекторов
транзисторов, изменение потенциалов которых свидетельствует о
состоянии генератора. Синхронизация фазных генераторов в нем
обеспечивается запиранием проводящего транзистора током обмотки дов
задающего генератора, один конец которой через диод подключен
86

непосредственно к базе данного транзистора, а другой — к
коллектору транзистора соседнего фазного генератора. Так, например,
переключение транзистора Т3 может произойти только после того, как
начнет проводить Т2.
Амплитуда напряжений, наводимых на обмотках wB, с учетом
прямого падения напряжения на диоде должна быть выше падения
напряжения на переходе эмиттер—база открытого транзистора.
Транзисторы преобразователя переключаются в той же
последовательности: Т$, Г3, Т\, Гб, Та, Т2, Ть и так далее, что и в предыдущей
схеме.
Рассмотренное построение цепей синхронизации трех
автогенераторов с общими базовыми сопротивлениями использовано и
в трехфазном преобразователе, предложенном в (Л. 3-35].
Первичная обмотка а/3.г трансформатора задающего генератора в нем пи-
Рис. 3-15.
тается напряжением, равным сумме напряжений, наводимых на
обмотках w0, размещенных на трансформаторах автогенераторов
(рис. 3-15). Включение конденсатора С последовательно с первичной
обмоткой трансформатора задающего генератора образует
колебательный контур, частота которого определяется емкостью
конденсатора и индуктивностью обмотки до3.г. Такое построение
трехфазного преобразователя упрощает построение задающего генератора
(он состоит из одного трансформатора Тр4) и обеспечивает
высокую стабильность частоты выходного напряжения. В
установившемся режиме на колебательный контур поступает переменное
напряжение прямоугольной формы, частота которого втрое превышает
частоту выходного напряжения трехфазного преобразователя. Ток
контура синусоидален, а его амплитуда определяется добротностью
контура. Транзисторы автогенераторов преобразователя
переключаются при запирании одного из них в момент, когда ток
колебательного контура максимален, т. е. напряжение на w3.T меняет
полярность и какая-либо обмотка о>„ трансформатора Тр4 закорачивается
через базу этого транзистора.
Положительной особенностью трехфазных преобразователей,
схемы которых показаны на рис. 3-12 и 3-14, является пониженное
87^

значение мощности задающего генератора^ так как ток от него
потребляется только в момент запирания одного транзистора. Так же
невелика и мощность, потребляемая от задающего генератора в
преобразователе, выполненном по схеме рис. ЗнЮ.
Снижение мощности задающего генератора обеспечивается
введением управляющего сигнала цепей синхронизации параллельно
в контур положительной обратной связи каждого транзистора
преобразователя. Однако такое подключение цепей синхронизации
требует использования в них шести полупроводниковых диодов, что
в практических схемах трехфазных преобразователей с
дублированием элементов приводит к увеличению числа этих диодов до 24.
Этот недостаток устранен в преобразователе (рис. 3-16), предло-
Рис. 3-16.
женном Л. А. Пронько [Л. 3-36]. Преобразователь выполнен на
шести автогенераторах прямоугольного напряжения и может
обеспечить ступенчатую аппроксимацию синусоидального выходного
напряжения, рассмотренную в § 6. Обмотки связи автогенераторов
доСв имеют отпайки от средних точек, к которым подсоединяются
балластные сопротивления Re в цепях баз транзисторов. Цепи
синхронизации преобразователя состоят также из последовательно
включенных половин обмоток доСв автогенераторов, выходной
обмотки трансформатора задающего генератора и сопротивления Rcm,
шунтированного емкостью, на котором выделяется постоянное
падение напряжения, подзапирающее транзисторы преобразователя.
Особенностью преобразователя является введение сигналов
цепей синхронизации последовательно в контур положительной
обратной связи каждого транзистора, что позволяет исключить
необходимость использования в цепях синхронизации полупроводниковых
диодов.
Для нормальной работы преобразователя необходимо, чтобы
частота прямоугольных импульсов напряжения, наводимых на
обмотках дов, была в 6 раз выше частоты выходных напряжений
преобразователя, а их амплитуда UWB равнялась амплитуде импульсов
88

UWCb на обмотках wCB. Напряжение смещения Vcu на
сопротивлении ]?см должно составлять:
и напряжение положительной обратной связи
Uw6 ='Ucm + Uwb + ^10с в»
Последовательность состояний транзисторов преобразователя
в течение одного периода 7 изменения выходного напряжения
показана на рис. 3-17. Из рис. 3-17 видно, что
управляющие воздействия цепей
синхронизации в течение 7/2 должны последовательно
поступать в базовые цепи открытых
транзисторов всех шести автогенераторов. При этом
если в течение данного полупериода эти
воздействия поступают в базовые цепи всех
левых по схеме рис. 3-16 транзисторов (7Ь 73,
Ts и т. д.), то в следующие полпериода они
должны действовать последовательно в
базовых цепях всех правых транзисторов (72, 74,
7б и т. д.). Для обеспечения этого полярность
включения обмоток шсв и wq в одной паре
смежных автогенераторов по сравнению с
остальными должна быть изменена на
обратную (на рис. 3-16 это автогенераторы VI и
/). В противном случае в преобразователе
будут происходить сбои синхронизации.
На рис. 3-18 показана кривая изменения
суммарного напряжения в базовой цепи
транзистора в течение этого же времени.
Кривые изменения напряжения в базовых цепях
всех транзисторов преобразователя смещены
друг относительно друга по оси времени на
7/12.
Токи всех открытых транзисторов
преобразователя протекают через \RCm в одном
направлении. Учитывая, что форма напряжений,
действующих в базовых цепях всех
транзисторов преобразователя определяется рис.
3-18, а моменты переключения их сдвинуты на
7/12 друг относительно друга, в
предположении гЭо = const нетрудно показать, что
значение тока /См, текущего в каждый момент
времени через сопротивление /?См, составляет:
1си — <
2(/?б +г,эб) '
В то же время
^см —
Uw6
2/?с '
откуда
Яб + геб
(3-9)
89

На основании рис. 3-18 для действующего значения тока базовых
цепей открытых транзисторов получаем:
/б'д ~"2(/?б+гэб)-
(3-10)
Для определения тока 7w3.r, текущего через первичную обмотку
ДО3.г трансформатора задающего генератора, на основании закона
Транзистор
\U6 открыт
Рис. 3-18.
полного тока имеем (потерями и намагничивающим током
трансформатора задающего генератора пренебрегаем):
(3-И)
Для определения же тока /г«в, отдаваемого в базовые цепи
проводящих транзисторов, учтем, что сопротивления Яб соседних
автогенераторов подключены к разным концам выходной обмотки 2XwB
задающего генератора, и потому собственно нагрузкой для него
в каждый момент времени является разность базовых токов четных
и нечетных автогенераторов, преобразователя.
Из рис. 3-18 с учетом рис. 3-17 ясно, что эта разность состав-
ляет IWB=-jn—r~Z—Г" и меняет свои знак по истечении каждого
j 1Лб -г г$б)
интервала 7712. Поэтому
W- ДО3.г(/?б + Гэб) И>а.г(Яб+Г8б) w23r(R + rd6) '
(3-12)
где ия.Т — .напряжение, подводимое к первичной обмотке
трансформатора задающего генератора.
Мощность, передаваемая в нагрузку задающим генератором,
4w2 U2
3'Г~~ о£ _(/?(, +гвб)
(3-13)
В [Л. 3-5 и 3-42] показано, что режим работы асинхронного
двигателя мало изменяется при питании напряжением, форма кото-
90

рого показана на рис. 2-4. Питание их практически синусоидальным
напряжением (рис. 2-12,е) не дает заметного улучшения
характеристик. Схема же преобразователя для получения такого
напряжения сильно усложняется, что видно, например, из сравнения схем
рис. 3-14 и 3-16. К тому же последнему преобразователю
свойственны и другие недостатки.
Использование общих балластных сопротивлений Яб в цепях баз
автогенераторов, общего сопротивления смещения Ясм и выходной
А0
ГО,
Рис. 3-19.
обмотки трансформатора задающего генератора со средней точкой,
половины которой являются общими для базовых цепей
четных и нечетных автогенераторов, обеспечивая снижение
потребляемой мощности задающего генератора, не позволяет устанавливать
транзисторы преобразователя на общий теплоотвод без
электрической изоляции от него (так как выводы коллекторов отечественных
транзисторов соединены с корпусом). Такой возможности нет и
в преобразователях, выполненных по схемам рис. 3-12 я 3-14.
Полярность напряжения на сопротивлении Нем противоположна
полярности напряжения на базовой обмотке проводящего
транзистора автогенератора, а по величине оно вдвое меньше последнего.
Поэтому половина напряжения базовой обмотки проводящего
транзистора тратится на компенсацию запирающего напряжения на #См,
что требует соответствующего увеличения числа витков базовой
обмотки.
Отмеченные недостатки последних четырех типов (рис. 3-10,
3-12, 3-14 и 3-16) трехфазных преобразователей полностью
устранены в преобразователе, схема которого представлена на рис. 3-19
[Л. 3-37].
Преобразователь выполнен на трех автогенераторах
прямоугольного напряжения, собранных по схеме с объединенными
коллекторами и синхронизируемых по схеме кольца от задающего ге-
91

нератора. Цепи синхронизации выполнены в виде последовательно
включенных обмоток связи доСв на трансформаторах генераторов и
выходных обмоток дов трансформатора задающего генератора и
включены последовательно-встречно с обмоткой положительной
обратной связи Доб в базовой цепи каждого транзистора
преобразователя без использования в них общих элементов. Для правильной
работы преобразователя необходимо, чтобы числа витков обмоток
связи доСв были вдвое меньше чисел витков базовых обмоток до б,
а амплитуды прямоугольных напряжений, наводимых на обмотках
0>св и Дов, были равны между собой и в сумме равнялись
напряжениям, наводимым на обмотках Доб. Частота задающего генератооа
должна втрое превышать частоту выходных напряжений
преобразователя. Последовательность состояний транзисторов
преобразователя характеризуется рис. 2-3,я.
Указанное соотношение между амплитудами напряжений,
наводимых на обмотках досв, Дов, ДОб, обеспечивает перед запиранием
транзистора полное рассасывание избыточных носителей зарядов
в его базе цепью коллектора, после чего начинается процесс
активного запирания транзистора под действием напряжения, равного
удвоенному напряжению на обмотках Доб. Объясняется это
следующим. Если положить, что на рис. 2-1 толстыми линиями обозначен
характер изменения напряжений на верхних (или нижних) по схеме
рис. 3-19 обмотках досв, то напряжения, наводимые на обмотках дов,
соединенных с ними последовательно, будут изменяться так, как
отмечено заштрихованными прямоугольниками. Отсюда ясно, что
в момент начала запирания транзисторов автогенераторов
напряжения на обмотках Досв и дов складываются и согласно рис. 3-19
действуют встречно с напряжением обмотки Доб запираемого
транзистора. В результате суммарное напряжение его базовой цепи
оказывается равным нулю. Вследствие существования в области базы
транзистора избыточных носителей заряда ток коллектора при этом
продолжает изменяться по своему закону, определяемому
проводимостью коллекторной цепи, до тех пор, пока транзистор не выйдет
на границу между режимом насыщения и линейным. В момент
выхода транзистора из насыщения происходит реверс напряжений на
обмотках ДОб, в результате чего суммарное напряжение в базовой
цепи запираемого транзистора оказывается равным 2»Uwq.
Таким образом, последовательное включение обмоток Доб, ДОсВ
и дов позволяет устранить появление «сквозных» токов в
преобразователе (запертый транзистор переключаемого автогенератора
остается запертым до выхода в линейный режим открытого
транзистора) и значительно снизить потери на переключение за счет
удвоения амплитуды запирающего напряжения.
Так как до выхода запираемого транзистора в линейный режим
отпираемый транзистор данного автогенератора удерживается в
запертом состоянии при нулевом напряжении в базовой цепи, его
неуправляемый коллекторный ток при этом может значительно
возрасти, что увеличивает потери. Для их снижения целесообразно
обеспечить такую величину напряжения на обмотках Доб, которая
превышала бы суммарное напряжение на обмотках досв и дов -на
0,2—0,5 е. Практически для этого следует несколько увеличить
значение коэффициента трансформации трансформатора задающего
генератора, равного до3.г/дов.
Если же UWcb+'Uwb>Uw6, возможен тепловой пробой
транзисторов за счет увеличения коллекторного тока запертого транзи
92

стора до его переключения. Форма напряжения Иб в базовой цепи
транзисторов, равного сумме напряжений на обмотках доСв, ДОв
и Доб, приобретает вид, показанный на рис. 3-20.
Действующее значение тока базовой цепи составляет:
(3-14)
Из рассмотрения работы преобразователя с учетом рис. 2-3,а
и 3-20 и закона полного тока легко получить, что ток первичной
обмотки трансформатора задающего генератора при условии, что
для открытого транзистора принято гЭб = const, равен-
I юз. г =
2wBUw6
4wJJu
4айУ«,а.г
ДОз.г (/?б + Гэб) ДОз.г (#б +/»б)
(3-15)
♦
7
2
7
6
t
Рис. 3-20.
а мощность, отдаваемая задающим генератором в нагрузку,
определяется по (3-13).
Следует отметить, что аналогично процесс запирания
транзисторов происходит и в преобразователе Л. А. Пронько (рис. 3-16).
В том случае, если в
преобразователях, выполненных по схемам
рис. 3-16 и 3-19, используются
транзисторы одного типа с одинаковыми
значениями предельно допустимого
тока коллектора и коэффициента
усиления по току, то при
одинаковых значениях напряжения питания
задающих генераторов необходимые
значения их мощностей в
установившемся режиме работы
преобразователей оказываются также одинаковыми. Однако использование,
мощности задающего генератора в преобразователе по рис. 3-16
выше, так как значение выходной мощности преобразователя
также выше.
Трехфазные статические преобразователи, выполненные по
схемам рис. 3-10, 3-12, 3-14 и 3-19, могут быть использованы в качестве
управляющего устройства для переключения транзисторов
мостового инвертора, который сам по себе не является автогенераторным
устройством. Однако подключение к его выходным зажимам
первичных обмоток трансформаторов позволяет организовать
получение сигналов положительной обратной связи, что в свою очередь
создает возможность построения трехфазного преобразователя на
основе мостового инвертора без использования для управления
последним отдельного управляющего устройства.
Впервые такой преобразователь (рис. 3-21) был предложен
в [Л. 3-38]. К выходным зажимам Л, В и С мостового инвертора
подключены первичные обмотки трансформаторов Доь соединенные
в звезду. Кроме них, стержни трансформаторов несут обмотки
положительной обратной связи Доб и обмотки связи досв, которые
вместе с обмотками дов трансформатора задающего генератора
образуют, как и в рассмотренных выше преобразователях, схемы
совпадений, управляющие переключением транзисторов инвертора.
93

При работе мостового инвертора в соответствии с рис. 2-3,а
форма напряжений на первичных обмотках W\ согласно рис. 2-6
имеет вид двухступенчатой кривой. Такую же форму имеют и
напряжения, наводимые на вторичных обмотках Доб и досв. На
рис. 3-22 напряжения Июсв, наводимые на обмотках досв,
расположенных на стержнях Tpl, Тр2 и ТРЗ, показаны толстыми линиями
и обозначены соответственно иАо, "во и иСо- Там же
заштрихованными прямоугольниками показаны и напряжения на обмотках Дов,
Рис. 3-21.
включенных последовательно с соответствующими обмотками досв.
Если амплитуда прямоугольных напряжений иЮв, наводимых на
обмотках дов, равна половине амплитуды напряжений, наводимых на
обмотках доСв, а частота втрое превышает частоту выходного
напряжения (что и показано на рис. 3-22), то сигналы на выходе схем
совпадений получают вид разнополярных прямоугольников,
показанных на рис. 3-22 и обозначенных как (Ии>в+«и>св). Временной сдвиг
этих импульсов данной полярности в каждой фазе составляет Г/6,
что позволяет использовать их для синхронизации переключений
94

транзисторов мостового инвертора. Введение синхронизирующих
импульсов параллельно переходу эмиттер—база транзисторов через
часть обмотки Доб обусловлено теми же причинами, что и в
преобразователе, выполненном по схеме рис. 3-12.
/Поскбльку параллельные цепи синхронизации влияют «а работу
трехфазного мостового инвертора только в моменты переключения
транзисторов, форма базовых токов открытых транзисторов имеет
вид двухступенчатой кривой |(рис. 3-22 —i положительные импульсы,
пропорциональные uao, Иво4
"со)-
Действующее значение
тока в базовых цепях
транзисторов трехфазного мостового
инвертора равно:
iUA0
1—1
УУА
ш
у/Л
'//?< 1
УУ/
'///,
Y//A
У/Л ЛУ/л
L_J
1б.я =
Еп
3fee (Rt + r„.e) '
(3-16)
>А
\иво
Ущв |
'///<
т т
V///. 1
Ш
у///.
У//.
щ
( LU | 1 ^ШО
Ш
t
V/
где Еп — напряжение питания
мостового инвертора,
В [Л. 3-41] описан
трехфазный преобразователь,
выполненный на основе
мостового инвертора, в цепях
синхронизации которого не
используются
полупроводниковые диоды (рис. 3-23).
Принцип получения
синхронизирующих импульсов в этом
преобразователе такой же, как
и в предыдущем, но в отличие
от него синхронизирующие
импульсы вводятся не
параллельно в базовую цепь
каждого транзистора мостового
инвертора,4 а последовательно
с сигналами положительной
обратной связи обмоток Доб.
Для этого соответствующие
обмотки доСв и дов схем
совпадений и положительной
обратной связи Доб соединяются
последовательно в базовой
цепи каждого транзистора.
В рассматриваемом преобразователе, так же как и в
преобразователе, выполненном по схеме рис. 3-19, числа витков обмоток
связи Досв должны быть вдвое меньше числа витков обмоток
положительной обратной связи Доб. В этом случае процессы
переключения транзисторов в обоих преобразователях происходят одинаково
(в два этапа — рассасывание избыточных носителей в базе цепью
коллектора с последующим форсированным запиранием). На
рис. 3-24 показана форма напряжений в базовых цепях
транзисторов преобразователя на основе мостового инвертора. Действующее
значение тока базовой цепи транзисторов мостового инвертора
Рис. 3-22.
95

с учетом рис. 3-24 и того, что £/и,б.макс = 2£п/3£б при
предположении r36=const, получает вид:
ke (/?б + />б)*
(3-17)
Из рис. 3-23 следует, что базовые токи верхних транзисторов
(Ti, TQ, Г5) инвертора текут через обмотки Wq трансформатора
задающего генератора в одном направлении, а базовые токи нижних
0а
в0
с0
2
Тр1
D
Тр2
ш6
>3
D
ТрЗ_
w6
'Л
та
7э4
Рис. 3-23.
(г2, г4, г6) — в другом. Это обстоятельство с учетом рис. 3-24, 2-3,а
и закона полного тока приводит к следующему выражению для
тока, текущего через первичную обмотку задающего генератора в
течение каждого интервала г/6:
96

ДО,в£п
У«3-г -2ш3.г^б(Яб + г,аб) •
а мощность, потребляемая от задающего генератора, составляет:
(3-18)
2w3.rk6 (#б + гав) "
(3-19)
Если напряжения питания инвертора Еп и задающего генератора оди-
наковы, то в связи с тем, что UWB = 3^ 2 и W,B ~ ~—"гоз.г*
ДОз.г
получаем:
Рз.г = -
/На рис. 3-23 показано шесть обмоток wB. Так как три из них
одним концом должны быть подключены к «плюсу» источника,
т
б
Рис. 3-24.
а другим к соответствующим обмоткам шСв, то так же, как и в
предыдущем преобразователе (рис. 3-21), эти три обмотки wB могут
быть объединены в одну.
На рис. 3-23 показана схема преобразователя, рассчитанного на
автотрансформаторное включение нагрузки. Понятно, что нагрузка
может быть включена и по трансформаторной схеме, а если
номинальные напряжения нагрузки и величина напряжения источника
питания соответствующим образом согласованы, то нагрузку можно
подключать непосредственно на выход инвертора (точки Л, 5, С),
а трансформаторы преобразователя рассчитывать лишь на мощность
управления.
Рассмотренные принципы синхронизации применимы при
построении трехфазных преобразователей не только на основе
трехфазных мостовых инверторов и автогенераторов со средней точкой
выходного трансформатора, но и при использовании автогенераторов,
выполненных, по мостовой или по полумостовой [Л. 3-39] схемам.
7-509 97

Естественно, эти цепи синхронизации могут использоваться и
в других случаях, например при построении трехфазного
преобразователя на трех автогенераторах с дополнительным насыщающимся
трансформатором. В этом случае обмотки шСв располагаются на
этих трансформаторах.
9. КЛАССИФИКАЦИЯ ТРЕХФАЗНЫХ СТАТИЧЕСКИХ
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ ПОСТОЯННОГО НАПРЯЖЕНИЯ
Приведенный анализ выходных каскадов и цепей синхронизации
трехфазных статических преобразователей постоянного напряжения
позволяет построить их примерную классификацию (рис. 3-25),
объединяющую известные в настоящее время схемные и
конструктивные разновидности преобразователей.
Поскольку одним из основных требований к трехфазным
преобразователям является обеспечение низкого содержания гармоник
в выходном напряжении, трехфазные преобразователи можно
разделить по форме кривой выходного напряжения на
преобразователи, обеспечивающие простейшую форму выходного напряжения
(рис. 2-2), и преобразователи с пониженным содержанием
гармоник (рис. 2-ltf и 2-12).
В гл. 2 показано, что простейшая форма выходного напряжения
может быть обеспечена выходными каскадами двух типов:
трехфазным мостовым инвертором и с помощью ячеек со средней
точкой выходного трансформатора. Поэтому структура- выходных
каскадов может быть использована в качестве следующего
отличительного признака трехфазных преобразователей.
Снижение содержания гармоник в выходном напряжении
осуществляется двумя способами: либо за счет ступенчатой
аппроксимации выходного напряжения (рис. 2-12), либо путем его широтно-
импульсной модуляции [Л. 2-13] (рис. 2-4 и 2-10). В первом случае
выходные каскады строятся или на основе простейших каскадов
рис. 2-2 и 2-7, или с использованием выходных трансформаторов
с секционированными первичными или вторичными обмотками,
отдельные секции которых подключаются соответственно к источнику
напряжения или к нагрузке в течение Определенных интервалов
времени, составляющих части полупериода выходного напряжения
{Л. 2-16]. Кроме того, снижения содержания высших гармоник в
выходном напряжении можно добиться, смешивая два переменных
напряжения разных частот.
Дальнейшие различия трехфазных преобразователей
определяются их цепями синхронизации (управления). Цепи синхронизации
простейших выходных каскадов могут быть построены как с
использованием отдельных маломощных транзисторов, так и без
использования их.
Поскольку стабильность частоты и фазового сдвига выходных
напряжений трехфазного статического преобразователя в
значительной степени определяется наличием в цепях синхронизации
специального задающего генератора, наличие или отсутствие такого
генератора может служить основанием для последующего
разделения трехфазных преобразователей, причем, как правило,
использование специального задающего генератора осуществляется при
построении цепей синхронизации по схеме замкнутого кольца. В
противном случае цепи синхронизации строятся как по замкнутой, так
и по разомкнутой схеме.
98

Трехфазные
статические
преобразователи постоянного нап-\
ряжения на транзи-
стирал
Трехфазные,
обеспечивающие поостейЧ
шую форму 'выходноЛ
го напряжения
Построенные
на основе
трехфазного
мостового
инвертора
Построенные на
основе трех каскадов
\со средней точкой
выходного транс-
форматора
С цепями

синхронизации, испольА
зующими

дополнительные

транзисторы
С цепями J

синхронизации без

дополнительных

транзисторов
С цепями
синхрониза-1
ции,
использующими

дополнительные

транзисторы
С цепями

синхронизации без

дополнительных

транзисторов
С
отдельным
задающим

генератором
\Без отдель-\
\ноео зада
ющеео

генератора
л
, С отдель-
\ным
задающим

генератором
\Вез отдель
ног о
задающего

генератора
С
отдельным зада
ющим

генератором
Трехсразные,
обеспечивающие пониженное
содержание гармоник
\в выходном напряжении,
1 ■■ ■
С широт
но-импульсной модул я -
\цией выходного
напряжения
С
многоступенчатой
аппроксимацией
выходного напряжения
Построенные
на основе
простейших
выходных
каскадов
3_
Использующие
выходные
трансформаторе!
С секционными\
обмотками
Без
отдельного
задающего

генератора
С RC-
\цепочками
в цепях

синхронизации
Л
С RC-
цепочками
в цепях

синхронизации
С
дросселями
насыщения в цепях

Синхронизации
1.
\На трех автогенераторах
С управлением, „ведомых"
С помощью отпаек от
первичной обмотки
„ведущего^ трансформатора
Рис. 3-25.

При отсутствии задающего генератора в качестве время-за-
дающих элементов используются либо ЯС-цепочки [Л. 3-10 и 3-12],
либо дроссели насыщения [Л. 3-13 и З-Ш]. При управлении
трехфазным мостовым инвертором эти элементы обычно используются
в сочетании с дополнительными полупроводниковыми приборами
в цепях синхронизации.
Отдельную группу в трехфазных преобразователях,
построенных на основе трех автогенераторов прямоугольного напряжения,
составляют преобразователи, в которых два «ведомых»
автогенератора управляются от «ведущего» с помощью отпаек от первичной
обмотки его выходного трансформатора [Л. 3-18 и 3-19].
Что касается цепей синхронизации трехфазных
преобразователей с пониженным содержанием гармоник в выходном напряжении,
то их структура различна в каждом конкретном случае. В ряде
случаев (Л. 3-34 и 2-23] цепи синхронизации таких преобразователей
мало отличаются от цепей синхронизации простейших выходных
каскадов.
Каждый из рассмотренных в классификации трехфазных
статических преобразователей может использоваться в качестве
управляющего устройства выходными усилителями мощности,
построенными по разнообразным схемам.
Возможно и дальнейшее подразделение трехфазных
преобразователей, например, по форме управляющего сигнала цепей
синхронизации, по способу его введения в базовые цепи управляемых
транзисторов (параллельно или последовательно), по наличию (или
отсутствию) полупроводниковых диодов в цепях синхронизации
и т. д. Однако это значительно усложняет классификацию,
практически не расширяя ее границ.
10. ВЛИЯНИЕ НЕСИММЕТРИИ УПРАВЛЯЮЩИХ НАПРЯЖЕНИЙ
НА РАБОТУ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ
При рассмотрении работы трехфазных статических
преобразователей, выполненных на трех каскадах со средней точкой и
синхронизируемых от общего задающего генератора (см., например,
рис. 3-10, 3-12, 3-14 и 3-19), предполагалось, что знакопеременные
прямоугольные импульсы напряжения, наводимые на обмотках wB
трансформатора Тр4 задающего генератора (управляющие
импульсы), одинаковы по длительности.
В действительности из-за разброса параметров элементов
задающего генератора (например, вследствие различной величины падения
напряжения на открытых транзисторах задающего генератора при
построении его по схеме генератора Роэра) длительность
положительных и отрицательных управляющих импульсов напряжения
может оказаться неодинаковой. При этом более продолжительными
могут быть как отрицательные (рис. 3-26,а), так и положительные
(рис. 3-26,6) импульсы.
На рис. 3-26,а, /—3 и рис. 3-26,6, 1—3 жирными линиями
показано взаимное расположение во времени кривых фазных
напряжений в предположении одинаковой длительности обоих
полупериодов управляющих напряжений (рис. 3-26,а, 4 и 3-26,6, 4, тонкие
линии).
Если более длительными оказываются отрицательные
управляющие импульсы (Т1>Тг), то задние фронты положительных импуль-
100

сов фазных напряжений сдвигаются вправо (рис. 3-26,а, /—3, тонкие
линии). При большей длительности положительных управляющих
импульсов (Ti<t2) из рис. 3-26,6, 1—3 видно, что задние фронты
положительных импульсов фазных напряжений сдвигаются влево.
а)
б)
Рис. 3-26.
При этом в обоих случаях смещение задних фронтов
положительных импульсов фазных напряжений относительно своего
номинального положения составляет:
А =
101

причем Xj + т2 = у.
При ti>r2 это приводит к отставанию отрицательных
импульсов линейных напряжений (рис. 3-26,а, 5—7, жирные линии) от
своего номинального положения, а при Ti<t2 к опережению
(рис. 3-26,6, 5—7, жирные линии) его на величину Л.
Такое изменение линейных напряжений трехфазного
преобразователя может быть представлено как результат наложения на его
выходные напряжения дополнительных импульсов, показанных на
рис. 3-26,а, 8 и 3-26,6, 8 жирными линиями. На рис. 3-27 дополни-
/ЦАВЛ
Р II
м
Рис. 3-27.
тельные импульсы напряжения обозначены и aba- Понятно, что
вследствие этого спектральный состав выходных напряжений
преобразователя изменится (появятся дополнительные гармоники).
Разложение этих импульсов в ряд Фурье дает следующие
выражения для коэффициентов дополнительных гармоник:
Для случая Ti>t2 коэффициенты при cos ncot
nn
2 sin -3 UABL
nn
Г Зпп /Зпп , 2тшД \ ]
cos —rj— — cos f —2—1 f— 1 •
(3-20)
Коэффициенты при sin na>t
nn
28т-з-аЛБД
[Sin^-sin(^+^)]. (3-21)
Для случая zl<^x2 коэффициенты при cos n<ot
nn
2 sin -3 - UABl,
Г Зпп (Ъпп 2тшД \ "I /0 oo\
[cos — -cos T~ J J' (d У
коэффициенты при sin ясо*
ПП
2sin-3 UABbk
[sin^-sin(^-2-^)], <«3>
где n = 1, 2, 3 ...;
С/двд— амплитуда дополнительных импульсов.
102

Вследствие того, что амплитуда дополнительных импульсов
равна амплитуде линейных напряжений на выходе трефазного
преобразователя, амплитуда первой гармоники основного линейного
напряжения с учетом выражения (2-1) .может быть записана как
л1 = « •
Значение sinпри /г = 3&, где £=1, 2, 3..., равно нулю.
Поэтому в спектре дополнительных гармоник отсутствуют гармоники,
кратные трем. Если же п не кратно трем, то
sin-
и
амплитуды дополнительных гармоник составляют от амплитуды первой
основной гармоники части, определяемые произведениями \/2п на
сомножители, стоящие в выражениях (3-20) — (3-23) в квадратных
скобках.
Если принять iA=0,1T/6 (практически значение А значительно
менее принятого), то коэффициенты дополнительных гармоник примут
следующие значения:
для Ti>T2
fln= (sign sin
bn = (sign sin
Ъпп
Зпп
(Ъпп , пп
"COS -77-Т
~cos (
2
/Зтслг пп \ 1
30
пп
- sin
для %г<С*л
Г пп \ Л, г Ъпп
ап = ( sign sin -у I -cf^ cos —g— — со
/ пп \ Ах Г . Зял /Зял ял\1
^ = ^sign sin -yj ^! sin - sin ^ — —y^J J .
(3-20a)
(3-21a)
(3-22a)
(3-23a)
.На основании выражений (3-20a) — ;(3-23a) составлена табл. 2,
из которой следует, что наличие дополнительных гармоник в
спектре выходного напряжения трехфазного статического
преобразователя либо в силу их малой относительной величины, либо
вследствие высокого порядка не может существенно повлиять на работу
двигателя.
Переключение транзисторов трехфазного преобразователя,
выполненного по схеме мостового инвертора (рис. 2-8), также
происходит в моменты перемены полярностей управляющих напряжений
uWB. Поэтому несимметрия управляющих импульсов приводит
к сдвигу в моментах переключения отдельных групп транзисторов
мостового инвертора. Соответствующие построения для ti>t2
проведены на рис. 3-28,а, а для Ti<t2— на рис. 3-28,6.
Большая длительность отрицательных управляющих импульсов
(рис. 3-28,а) вызывает и большую длительность положительных
полупериодов изменения фазных напряжений иА0, и во, и с о при
одновременном сокращений длительности верхних ступенек этих
103



Коэфшение
т

фициент
1
2
4
5
7
8
ап
А,
и
—0,045
—0,005
—0,009
—0,043
—0,041
—0,018
"п
At
—0,002
0,045
0,044
0,012
0,016
—0,041
ап
А,
и
0,045
—0,005
—0,009
-0,043
—0,041
—0,018
On
Ах
—0,002
—0,С45
—0,044
0,012
0,016
0,041
напряжений в положительный полупериод. Длительность же
отрицательных полупериодов фазных напряжений сокращается, а
продолжительность существования верхних ступенек фазных
напряжений в эти полупериоды растет.
Если же в управляющем напряжении uwb более длительными
являются положительные импульсы ,(РИС- 3-26,6), то картина
изменения фазных напряжений оказывается обратной.
1
Т
V
\
—t
4
1
M
г
6
j
Л
1
—t
T
6
ho
\
J
1
,иво
1
1
, 1
1
iuco
1
1.
1
1Г
г.
H
!Jco
1
1
1
t
iJw6
1
Г"
1
Г2
I
1
__
t
1
1
1
1
u
t
iUAB
h
А
1-
ч
к
1
t
И
t
11ьс
t
A
t
w
,А_
r
A_
t
_A
Рис. 3-28.
104

Таблица 2
п
10
п
13
14
16
,9
20
22
0,022
—0,036
—0,032
—0,028
—0,031
0,025
0,021
0,032
0,033
—0,038
—0,023
—0,26
0,031
0,027
0,031
0,032
0,019
—0,015
0,022
0,036
0,032
—0,028
—0,031
—0,025
—0,021
0,032
0,033
0,038
—0,023
—0,026
—0,031
—0,027
0,031
0,032
0,019
0,015
В результате так же, как и в случае построения трехфазного
преобразователя на основе трех каскадов со средней точкой
трансформатора, при ti>T2 отрицательные импульсы выходных линейных
напряжений преобразователя \UAb, Ubc, UCa сдвигаются вправо на
А, сек, по оси времени, а при ti<T2 на А, сек, влево.
Ближние такого изменения выходных напряжений
преобразователя было исследовано экспериментально при А=0,1 Г/6. Для этого
задающий генератор преобразователя был выполнен по схеме Роэра
на трансформаторе с сердечником :из пермаллоя 79НМА, числа
витков половин первичной обмотки которого отличались на 22%.
Испытанию были подвергнуты гиродвигатели типа ГМ-4. По сравнению
со случаем питания гиродвигателей нормальным выходным
напряжением статических преобразователей (рис. 2-4) превышение
температуры составляло 0,3—0,5° С, а время разгона увеличивалось
всего на 3—7 сек (абсолютное значение температуры у этих
двигателей при питании напряжением рис. 2-4 составляет 27—33° С, а
время разгона более 1 мин).
Следует отметить важную особенность построения выходных
трансформаторов в трехфазном мостовом инверторе. .Принципиально
в преобразователе, выполненном по схеме рис. 3-23, может быть
использован как один трехфазный выходной трансформатор, так и
три однофазных. Однако последнее практически не позволяет
обеспечить четкую синхронизацию транзисторов преобразователя.
На рис. 2-3,а показано, что при работе преобразователя
первичные обмотки трансформаторов w{ поочередно соединяются попарно
в параллель и последовательно с третьей. /При этом характер
изменения фазных напряжений, показанный на рис. 2-6, будет
обеспечиваться только при полной идентичности всех трех
трансформаторов (значений индуктивностей первичных обмоток). Величина
индуктивности первичной обмотки в первую очередь определяется
значением магнитной проницаемости \i сердечника;, которая даже
для сердечников одной партии различна. Особенно сильно это
различие заметно у материалов с прямоугольной петлей гистерезиса
(50НП, 65НП, 34НШ и др). Поэтому даже при совершенно
одинаковых геометрических размерах и обмотках сердечников трех
выходных трансформаторов при работе мостового инвертора перераспе-
деление напряжений на их первичных обмотках не будет соответ-
105

ствовать рис. 2-6. Это приводит к соответствующему изменению
напряжений и на всех выходных (в том числе базовых Wa и
синхронизирующих адСв) обмотках. Поскольку напряжение на выходных
обмотках wB трансформатора задающего генератора неизменно,
нагрузочная способность транзисторов при этом меняется, что
приводит к срыву синхронизации и даже выходу их из строя.
Поэтому в трехфазном мостовом инверторе следует применять
лишь трехфазный выходной трансформатор. Это выгодно также и
с точки зрения снижения веса и габаритов преобразователя.
В заключение отметим, что в соответствии со схемами
рис. 3-19 и 3-23 были построены трехфазные статические преобразо1
ватели постоянного напряжения, предназначенные для питания
трехфазных двигателей со значением коэффициента мощности до 0,5.
Выходная мощность преобразователей составляла от 60 до 1 500 ва.
При этом использовалось напряжение питания 27 или 64 в. (Во всех
случаях к. п. д. преобразователя был не хуже 0,75. Значение
удельной выходной мощности (мощности на единицу веса) колеблется
в пределах 70—100 ва/кг, а удельный вес устройства близок к
единице.
Длительная эксплуатация этих преобразователей показала их
высокую надежность и то, что указанные значения выходной
мощности являются далеко не предельными для транзисторных
устройств.

ЛИТЕРАТУРА
1-1. Журавлев А. А., Мазель К. Б., Преобразователи
постоянного напряжения на транзисторах, изд-во «Энергия», 1964.
1-2. Азьян Ю. М., Бересговский R Н., Капцов Л. Н.,
Р ж е в к и н К. С, Сенаторов К. Я-, Полупроводниковые триоды
в регенеративных схемах, Госэнергоиздат, 1959.
1-3. Ш а ц С. Я., Транзисторы в импульсной технике, Судпром-
гиз, 1963.
1-4. Хасаев О. И., Транзисторные преобразователи
напряжения и частоты, изд-во «Наука», 1966.
1-5. С а н д л е р А. С, С а р б а т о в Р. С, Электроприводы с
полупроводниковым управлением, Преобразователи частоты для
управления асинхронными двигателями, изд-во «Энергия», 1966.
1-6. Захаров Ю. К., Преобразователи напряжения на
полупроводниковых триодах, Воениздат, 1964.
1-7. Nowicki I. R., Bright А. М., Improved high power
D. С. convertors, Electronic Engineering, v. 33, 1961, № 404.
1-8. В er lock M. D., J e f f e r s о n H., Transistor inverters and
convertors, Wureless World, v. 66, 1960, № 8.
1-9. В e д e н e e в Г. M., Вершин В. Е., Кремниевые
стабилитроны, Госэнергоиздат, 1961.
1-10. Григорьев В. К., Кир ее в В. Т., Опыт освоения и
сравнительные динамические характеристики новых магнитно-мягких
материалов, сб. «Магнитные аналоговые элементы», изд-во «Наука»,
1966.
1-11. Седов Л. Н., Моин В. С, Преобразователь
напряжения, Авторское свидетельство № 151714, класс 21 d2 12оз, Б. И.,
1962, № 22.
1-12. Nowicki I. R., A D-C invertor with RC-timing,
Electronic Engineering, 1962, p. 464.
1-13. Kadri F. V., Control of frequency and phase displacement
in transistor converter circuits by means of R-C networks,
Communication and Electronics, 1961, № 53.
1-14. Майн В. С, Переходный процесс переключения
транзисторов в схемах статических преобразователей^ «Электротехника»,
1964, № 9.
1-15. Р о с л я к о в В. В., Анализ процесса запуска
двухтактного транзисторного преобразователя напряжения с
самовозбуждением, работающего на активную нагрузку, сб. «Полупроводниковые
приборы и их применение» под ред. Я. А. Федотова, вып. 12, изд-во
«Советское радио», 1964.
1-16. Ро с л я к о в В. В., К вопросу о самовозбуждении
двухтактного транзисторного преобразователя напряжения, сб.
«Полупроводниковые приборы и их применение» под ред. Я- А. Федотова,
вып. 16, изд-во «Советское радио», 1966.
1-17. Ко с со в О. А., Усилители мощности на транзисторах
в режиме переключений, изд-во «Энергия», 1964.
1-18. Берестовский Г. Н., Влияние асимметрии на работу
двухтактных полупроводниковых преобразователей с внешним
возбуждением, «Радиотехника и электроника», 1961, № 5.
1-19. Никитин В. Б., Исследование транзисторных
преобразователей постоянного напряжения в переменное синусоидальное,
Кандидатская диссертация, МАИ, 1966.
107

1-20. Завалишин Д. А., Новикова Г. И., Чжен-Бин-
Г а н, Преобразователи частоты на полупроводниковых триодах для
регулирования скорости асинхронных двигателей, «Электричество»,
1962, №11.
1-21. Лаптев Н. Н., Седов Л. Н., Усилитель мощности,
Авторское свидетельство № 153938, класс Ноз f 21 а2 18оз, Б. И.,
1963, № 8.
1-22. Кузьменко М. И. и Сиваков А. Р.,
Полупроводниковые преобразователи постоянного напряжения, Госэнергоиздат,
1961.
1-23. Лаптев Н. Н., Смольников Л. И., О возможности
улучшения мостовых усилителей мощности, «Электротехника», 1964,
№ 2.
2-'1. Глазенко Т. А., Импульсные полупроводниковые
усилители в электроприводах, изд-во «Энергия», 1965.
2-2. R о у е г G. Н., A switching transistor D-C to A-C
converter having an output frequency proportional to the D-C input voltage,
Trans. AIEE, v. 74, 1955, pt I (Communication and Electronics),
p. 322.
2-3. См. [Л. 1-4].
2-4. См. [Л. 1-14].
2-5. Кантер И. И., Голембиовский 10. М., М а з и н Б. А.,
Трехфазный мостовой полупроводниковый преобразователь частоты,
«Электротехника», 1963, № 10.
(2-6. Levy D., Replacing sine wave sources with solid-state
inverters, Electronics, v. 34, 1961, № 26, p. 80—83.
2-7. В и л к о к с, Уменьшение содержания гармоник на выходе
преобразователя «Электроника», (русский перевод), 1961, № 30.
2-8. S a g е г G., A magnetically regulated D-C to D-C
converter power sypply, Trans. AIEE, 1961, v. 80, pt I (Communication and
Electronics), № 57, p. 513.
2-9. S a 11 e r s G., A high power d. с.—a. c. invertor with
sinusoidal output, Electronic Engineering 1961, № 9.
2-10. V e r g e z P., Getting maximum efficiency in DC/AC
converters, Electronic Design, 11963, v. 11, № 9.
2-11. Synchronized inverter has 3-phase output, Electronic
Equipment Engineering, 1960, v. 8, № 5, p. 18.
2-12. Kernick A., Roof J. L., H e i n r i с h Т. M., Static
Inverter with neutralization of harmonics, Trans. IEEE, pt II
(Applications and Industry), 1962, № 60, p. 59.
2-13. Конев Ю. И., Машу ко в Е. В., Малышков Г. М.,
Транзисторные переключающие реле, Передовой научно-технический
производственный опыт, ГОСИНТИ, 1964, № 4-64-1095/32.
2-14. Turbull F. G., Selected harmonic reduction in static
DC/AC inverters, Trans. IEEE, pt I (Communication and Electronics),
1964, v. 83, № 73.
2-15- Ott R. R., A filter for silicon-controlled rectifier
commutation and harmonic attenuation in high-power inverters, Trans. AIEE,
pt I (Communication and Electronics), 1963, v. 82, № 66.
2-16. Константинов В. Г., Шустер О. И.,
Преобразователь постоянного тока в переменный, Авторское свидетельство
№ 124517, класс 21 d2 1203, Б. И., 1960, № 3.
2-17. Л и п а т о в В. С, В ы л е г ж а н и н В. П., Мостовой
трехфазный статический преобразователь, «Электротехника», 1965, № 6.
108

2-.1в. Дубенский А. А., Чалова H. П., Асинхронные гиро-
двигатели (Учебное пособие), МАИ,Л965.
2-19. См. [Л. 1-19].
3-1. Гурвич Е. И., Щукин Л. Б., Ферротранзисторные
элементы и их применение в цифровых автоматических устройствах,
Госэнергоиздат, 1963.
3-2. Хартли Р. Б., Логические схемы на транзисторах, изд-во
«Мир», 1965.
3-3. С у ч и л и и А. М., Основы вычислительной техники, изд-во
«Энергия», 1964.
3-4. Lilienstein М., Static inverter delivers regulated 3-phase
power, Electronics, I960, № 27—28.
3-5. См. [Л. 1-5].
3-6. Беленький Я. E., Многофазные релаксаторы, изд-во
«Наукова думка», Киев, 1966.
3-7. Б е л и ц к и й В. И., Синхронизация транзисторных
многофазных мультивибраторов, «Электросвязь», 1965, № 9.
3-8. См. [Л. 2-5].
3-9. С о ч и в к о А. А., Транзисторный преобразователь
постоянного тока в трехфазный, Авторское свидетельство № 158950, класс
Н02 m 21 d2 !12о4, Б. И., 1963, № 23.
3-10. С о ч и в к о А. А., Полупроводниковый преобразователь
постоянного тока в трехфазный переменный ток, Авторское
свидетельство № 161389, кл. Н02 m 21 d2 1 203, Б. И., 1964, № 7.
3-11. См. [Л. 1-13].
3-12 X аса ев О. И., Устройство для преобразования
постоянного тока в трехфазный переменный, Авторское свидетельство
№ 124519, класс 21 d2 1 203, Б. И., 1959, № 23.
3-13. Хасаев О. И., Устройство для преобразования
постоянного тока в трехфазный переменный ток, Авторское свидетельство
№ 128933, класс 21 d2 1203, Б. И., ,1960, № П.
3-14. Mi In es A. G., Phase locking of switching-transistor
convertors for polyphase power supplies, Trans. AIEE, pt I
(Communication and Electronics), 1955, p. 587.
3-15. См. [Л. 1-1].
3-16. Iewett W. E., Schmidt P. L., A more stable 3-phase
transistor core power inverter, Trans. AIEE, pt I (Communication and
Electronics), 1959, № 45, p. 686.
3-17. Card W. H., Transistor-oscillator induction-motor drive,
Trans. AIEE, pt I (Communication and Electronics), 1958, p. 531.
3-18. Card W. H., Four transistor inverter drives induction
motor, Electronics, 1959, № 8, p. 60.
3-19. Campling С. H. R., Bennett I. A., Self-locking
polyphase transistor-magnetic inverters, Trans. AIEE, pt I
(Communication and Electronics), 1961, № 53, p. 26.
3-20. Усышкин E. И., Магнитотранзисторный усилитель,
Авторское свидетельство № 172359, класс НОЗ f 21 a2 18os и НОЗ f
21 а2 1 203, Б. И., 1965, № 13.
3-21. Усышкин Е. И., Устройство для управления
полупроводниковым инвертором, «Вестник электропромышленности», 1962, № 6.
3-22. Либерзон К. Ш., Транзисторный преобразователь
постоянного тока в трехфазный переменный, Авторское свидетельство
№ 174702, класс Н02 m 21 d2 1 203, Б. И., 1965, № 18.
109

3-23. Ллойд, Экономичный трехфазный источник питания,
выполненный по схеме полумостового "инвертора, «Электроника»
(русский перевод), 1961, № 37.
3-24. Коновалов М. Б., Ерошенко В. С,
Кочерги н В. И., Устройство для управления трехфазным мостовым инвер
тором, Авторское свидетельство № 173298, класс Н02 m 21 d2 12оз,
Б. И., 1965, № 15.
3-25. Лаптев Н. Н., Трехфазный статический преобразователь,
Авторское свидетельство № 172906, класс Н02 m 21 d2 12оз, Б. И.,
1965, № 14.
3-26. А з б е л е в П. П., Рыбак С. С, Полупроводниковый
преобразователь постоянного тока в трехфазный, Известия
вузов, Приборостроение, 1961, № 3.
3-27. Федотов Я. А., Полупроводниковые приборы и
надежность электронной аппаратуры, сб. «Полупроводниковые приборы
и их применение», вып. 11, изд-во «Советское радио», 1964.
3-28. Богородицкий Н. П., Фридберг И. Д.,
Диэлектрики и проблема активных элементов радиоэлектроники,
«Электричество», 1964, № 9.
3-29. Irro F., Sichling G., Патент ФРГ № 1038113, класс
21 а1 3604, 1959.
3-30. R о d d a m Т., Transistor inverters and converters, Iliffe
Books Ltd., London, 1963, p. 132.
3-31. Шустер О. И., Константинов В. Г.,
Преобразователь постоянного тока в переменный трехфазный, Авторское
свидетельство № 132710, класс 21 d2 1203, Б. И., 1960, № 20.
3-32. Ко н ст а нт и н о в В. Г., Шустер О. И., Калаш-
н и к В. М., Статический преобразователь постоянного тока в
многофазный, Авторское свидетельство № 132313, класс 21 d2 12оз, Б. И.,
1960, Ко 19.
3-33. П р о н ь к о Л. А., Фокин Ю. И., Статический
преобразователь постоянного тока в мноюфазный, Авторское свидетельство
№ 126934, класс 21 d2 1 203) Б. И., 1960, № 6.
3-34. Константинов В. Г., Лукьянов Л. М.,
Преобразователь постоянного тока в трехфазный ток, Авторское
свидетельство № 142356, класс 21 d2 1 203, Б. И., 1961, N° 21.
_ 3-35. Войтович И. А., Лаптев Н. Н., Седов Л. Н.,
Смольников Л. Е., Трехфазный инвертор, Авторское
свидетельство № 159891, класс Н02 m 21 d2 1203, Б. И., 1964, № 2.
3-36. П р о н ь к о Л. А., Статический преобразователь
постоянного тока в многофазный, Авторское свидегельство № 137577, класс
21 d2 1 203, Б. И., 1961, № 8.
3-37. Ловушкин В. Н., Трехфазный статический
преобразователь постоянного напряжения, Известия вузов, Энергетика, 1964,
№ 12.
3-38. Константинов В. Г., Шустер О. И.,
Полупроводниковый преобразователь постоянного тока в трехфазный ток,
Авторское свидетельство № 133946, класс 21 d2 1 203, Б. И., 1961, № 23.
3-39. М а р г о л и н Г. В., Полупроводниковый преобразователь
постоянного напряжения, Авторское свидетельство № 138661, класс
21 d2 4303, Б. И, 1961, № 11.
3-40. Конев Ю. И., Полупроводниковые триоды в
автоматике, изд-во «Советское радио», 1960.
3-41. Ловушкин В. Н., Трехфазный инвертор, Известия
вузов, Энергетика, 1966, № 3.

ОГЛАВЛЕНИЕ
Введение г
Глава первая. Транзисторные генераторы прямоугольных
напряжений
1. Работа генератора Роэра на активную нагрузку .
2. Разновидности схем генераторов прямоугольных
напряжений с индуктивной обратной связью
3. Работа двухтактного усилителя мощности на активную
и индуктивно-активную нагрузку
Глава вторая. Выходные каскады трехфазных
статических преобразователей постоянного напряжения .
4. Выходные каскады, построенные на трех генераторах
прямоугольного напряжения (генераторах Роэра)
5. Выходные каскады, построенные на основе трехфазного
мостового инвертора
6. Выходные каскады, обеспечивающие форму выходного
напряжения, близкую к синусоидальной ....
Глава третья. Синхронизация выходных каскадов
трехфазных статических преобразователей постоянного
напряжения
7. Синхронизация выходных каскадрв с помощью
различных время-задающих элементов
8. Трехфазные статические преобразователи с
встроенными кольцевыми цепями управления
9. Классификация трехфазных статических
преобразователей постоянного напряжения
10. Влияние несимметрии управляющих напряжений на
работу преобразователей
Литература

БИБЛИОТЕКА ПО АВТОМАТИКЕ
Готовятся к печати
Алиев Т. М. и Степанов В. П., Развертывающие компенсаторы
комплексных величин.
Аранчий Г. А. и др., Тиристорные преобразователи частоты для
регулируемых электроприводов.
Арутюнов О. С. и Цеймах Б. М., Датчики состава и свойств
вещества.
Баранов Л. А. и др., Конденсаторные преобразователи и элементы
вычислительных машин.
Берлин Е. М. и др., Системы частотного управления
синхронно-реактивными двигателями.
Бернштейн И. Я., Преобразователи частоты без звена постоянного
тока.
Бруснецов Л. В., Приборы для записи и анализа статистических
данных.
Бруфман С. С. и Трофимов Н. А., Тиристорные ключи переменного
тока.
Будянов В. П., Элементы автоматики на варисторах.
Витенберг И. М. и Танкелевич Р. Л., Аналоговые вычислительные
машины с последовательным выполнением операций.
Вульфсон И. А. и др., Кодирование информации управляющих
программ.
Гинзбург С. А., Математическая непрерывная логика и изображение
функций.
Гольдман В. С. и Сахаров Ю. И., Индуктивно-частотные
преобразователи неэлектрическйх величин.
Гомельский Ю. С, Электрические элементы электрогидравлических
устройств автоматики.
Гринберг Л. С, Многообмоточные потенциометры.
Дейнеко В. Н и др., Туннельно-транзисторный комплекс элементов
вычислительных машин.
Дралюк Б. Н. и Синайский Г. В., Системы автоматического
регулирования объектов с транспортным запаздыванием.
Дубровский А. X. и др., Проектирование схем на бесконтактных
логических элементах ЭЛМ.
Ефимов В. М., Квантование по времени при измерении и контроле.
Жеребятьев И. Ф. и Лукьянов А. Т., Математическое
моделирование уравнений типа теплопроводности с разрывными
коэффициентами.
Жовинский В. И., Генерирование шумов для исследования
автоматических систем.
Жуховицкий Б. Сигналы телемеханики и их преобразования.
Загальский Л. Н. и Зильберблат М. Э., Частотный анализ систем
автоматизированного электропривода.
Иванчук Б. Н. и др., Тиристорно-магнитные стабилизаторы
напряжения.
Ильинская Л. А., Элементы противопожарной автоматики.
Иконников С. Н., Испытания магнитных элементов и
автоматических устройств.
Исмаилов Ш. Ю., Автоматические системы и приборы с шаговыми
двигателями.
Каган В. Г. и др., Нелинейные системы с тиристорами
(Электроприводы с полупроводниковым управлением).
112

Катыс Г. П. и др., Информационные манипуляторы и роботы.
Климов В. В., Электронные счетчики на туннельных диодах.
Комолое В. П. и др., Параметроны в цифровых устройствах.
Корытин А. М. и др., Синхронные приводы (Электроприводы
с полупроводниковым управлением).
Коршунов Ю. М. и Бобиков А. И., Цифровые сглаживающие и
преобразовательные системы.
Крайцберг М. И. и Шикуть Э. В., Импульсные методы
регулирования цепей постоянного тока с помощью тиристоров.
Лебедев М. Д., Состояние и развитие автоматических систем
контроля.
Лемберг .М. Д., Релейные системы пневмоавтоматики.
Либерзон Л. М., Родов А. Б., Шаговые экстремальные системы.
Любчик М. А., Силовые электромагниты аппаратов и устройств
автоматики постоянного тока.
Милохин Н. Т., Частотные датчики систем автоконтроля и
управления.
Моналов В. Д., Магнитные интегрирующие схемы вычислительной
техники и автоматики.
Овчинников В. П., Дискретные многоканальные системы ввода
информации в. цифровые вычислительные машины.
Павлов В. В., Управляющие устройства логического типа.
Панкратьев Л. Д. и др., Импульсные и релейные следящие
приводы постоянного тока с полупроводниковыми усилителями.
Парфенов Э. Е. и Прозоров В. А., Вентильные каскады.
Рабинович В. Ни Цапенко М. П., Информационная оценка средств
измерения и ^контроля.
Рейнберг М. Г., Формирование знаков на экранах
электроннолучевых трубок. J
Сафрошкин Ю. В., Переходные характеристики и устойчивость
стабилизаторов напряжения и тока.
Севумян Ю. Р., ^Логические элементы на тиратронах тлеющего
разряда. ;
Серьезное А. Н. Ы Цапенко М. П., Методы уменьшения помех в
термометрических цепях.
Трухачев Б. С. и Удалое Н. П., Полупроводниковые тензопреобра-
зователи.
Черкашина А. Г., Элементы автоматики на варикапах.
Чесноков А. А., Решающие усилители.
Чудаков А. Д., Электрические моделирующие сетки и их
применение.
Шапоров О. М., Техника работы на аналоговых установках
непрерывного действия.
Шегал Г. Л. и Короткое Г. С, Электрические исполнительные
механизмы в системах управления.
Шульгин Л. В. и др., Магнитомодуляционные преобразователи угла
в" код.
Юдицкий С. А., Пневматические системы управления приводом
машин-автоматов.
Ястребенецкий М. А. и Соляник Б. Л., Определение надежности
аппаратуры промышленной автоматики.
Я ро слав с кий Л. П., Устройства ввода — вывода изображений для
цифровых вычислительных машин.