/
Tags: электротехника учебники и учебные пособия по радиоаппаратуре
ISBN: 978-5-507-56458-3
Text
А. В. МИКУШИН
СХЕМОТЕХНИКА
СОВРЕМЕННЫХ
ТЕЛЕКОММУНИКАЦИОННЫХ
УСТРОЙСТВ
УЧЕБНОЕ ПОСОБИЕ
Издание второе, стереотипное
САНКТПЕТЕРБУРГ • МОСКВА • КРАСНОДАР
2026
УДК 621.396.6
ББК 32.844я723
М 59
Микушин А. В. Схемотехника современных телекоммуникационных устройств : учебное пособие для СПО /
А. В. Микушин. — 2-е изд., стер. — Санкт-Петербург : Лань,
2026. — 256 с. — Текст : непосредственный.
ISBN 978-5-507-56458-3
Пособие содержит краткое описание принципов работы усилителей
различных частотных диапазонов и мощности, основных узлов цифровой
техники, достаточное для понимания начинающими читателями. Примеры
схем облегчают восприятие материала. В книге содержится минимально
необходимая информация по видам модуляции, применяющимся в
аналоговых и цифровых системах радиосвязи. Книга может быть полезной
как при создании новых схем приемо-передающей техники, так и при
эксплуатации уже существующих радиосистем.
Пособие предназначено для студентов радиотехнических специальностей, обучающихся в колледжах по образовательным программам
среднего профессионального образования. Соответствует современным
требованиям Федерального государственного образовательного стандарта
среднего профессионального образования и профессиональным квалификационным требованиям.
УДК 621.396.6
ББК 32.844я723
Рецензенты:
С. С. АБРАМОВ — доктор технических наук, профессор, профессор кафедры
радиотехнических устройств и техносферной безопасности Сибирского
государственного университета телекоммуникаций и информатики;
С. А. ГОНЧАРОВ — кандидат технических наук, директор ООО «Призма-С»;
Д. В. ЧЕСНОКОВ — кандидат технических наук, доцент кафедры физики
Института оптики и технологий информационной безопасности Сибирского
государственного университета геосистем и технологий;
А. В. ГЛУХОВ — заместитель генерального директора по научной работе
АО «Новосибирский завод полупроводниковых приборов с ОКБ».
Обложка
П. И. ПОЛЯКОВА
© Издательство «Лань», 2026
© А. В. Микушин, 2023
© Издательство «Лань»,
художественное оформление, 2026
Оглавление
Введение ....................................................................................................................... 5
Виды модуляции, применяемые в телекоммуникационных устройствах............. 8
Частотная модуляция ............................................................................................. 12
Многопозиционная частотная модуляция (MFSK). ........................................... 13
Частотная модуляция с непрерывной фазой (CPFSK). ...................................... 14
Модуляция с минимальным разносом частот MSK. .......................................... 18
Быстрая частотная модуляция FFSK ................................................................... 23
Модуляция FFSK-1200 ..................................................................................... 23
Модуляция FFSK-2400 ..................................................................................... 26
Модуляция GMSK. ................................................................................................ 28
Двухпозиционная фазовая модуляция (BPSK). .................................................. 34
Четырехпозиционная фазовая модуляция (QPSK). ............................................ 42
Четырехпозиционная фазовая модуляция со сдвигом квадратур
(OQPSK) ............................................................................................................. 48
Дифференциальная квадратурная фазовая модуляция (DQPSK) ................ 51
Восьмипозиционная фазовая модуляция (8-PSK) .............................................. 54
Квадратурная модуляция (QAM) ......................................................................... 57
Вопросы для самоконтроля................................................................................... 60
Виды приемопередатчиков ....................................................................................... 61
Приемопередатчики телекоммуникационной аппаратуры ............................... 61
Супергетеродинный приемник с двойным преобразованием частоты ............ 64
Приемники прямого преобразования .................................................................. 67
Радиопередатчики с формированием сигнала на несущей частоте ................. 72
Радиопередатчики с переносом спектра .............................................................. 74
Трансиверы ............................................................................................................. 75
Вопросы для самоконтроля................................................................................... 77
Генераторы ................................................................................................................. 78
Параметры гетеродина .......................................................................................... 78
Основные схемы LC-генераторов ........................................................................ 82
Особенности кварцевой стабилизации частоты генераторов ........................... 88
Опорные генераторы ............................................................................................. 97
Опорные кварцевые генераторы с температурной компенсацией ухода
частоты TCXO ................................................................................................... 98
Опорные кварцевые генераторы с микроконтроллерной стабилизацией
частоты MCXO ................................................................................................ 103
Термостатированные кварцевые опорные генераторы ............................... 105
Генераторы, управляемые напряжением (ГУН) ............................................... 109
Схемы высокостабильных перестраиваемых гетеродинов ............................. 112
Фазовый компаратор. .......................................................................................... 116
Схемотехническая реализация фильтров.............................................................. 119
Понятие ФНЧ-прототипа .................................................................................... 119
Аппроксимация АЧХ-фильтров ......................................................................... 122
Фильтры Баттерворта...................................................................................... 123
3
Фильтры Чебышева ......................................................................................... 126
Схемы пассивных фильтров ............................................................................... 128
Расчет LC-фильтров ............................................................................................. 134
Пример 1. Расчет LC-фильтра низких частот .............................................. 137
Схемы активных фильтров ................................................................................. 138
Активные RC-фильтры ................................................................................... 139
Активные фильтры НЧ первого порядка ...................................................... 139
Активные фильтры НЧ второго порядка ...................................................... 141
Кварцевые фильтры ............................................................................................. 143
Пьезокерамические фильтры .............................................................................. 148
Фильтры на ПАВ .................................................................................................. 153
ПАВ-фильтры с линейной фазовой характеристикой ................................. 153
ПАВ-фильтры с малыми потерями ............................................................... 156
Керамические фильтры СВЧ .............................................................................. 165
Фильтры на переключаемых конденсаторах .................................................... 169
Усилители и усилительные каскады ..................................................................... 173
Режимы работы усилителей (классификация усилителей) ............................. 173
Усилитель класса A ......................................................................................... 176
Понятие угла отсечки. Коэффициенты Берга .............................................. 178
Усилитель класса B ......................................................................................... 181
Усилитель класса C ......................................................................................... 185
Усилитель класса D ......................................................................................... 188
Усилитель класса E ......................................................................................... 193
Усилитель класса F ......................................................................................... 198
Усилительные каскады ........................................................................................ 201
Малошумящий усилитель радиочастоты LNA ............................................ 202
Дифференциальный усилитель ...................................................................... 207
Двухтактные усилители .................................................................................. 212
Устройства математической обработки сигналов ............................................... 215
Сумматоры напряжений и токов ........................................................................ 215
Аналоговые умножители сигналов .................................................................... 218
Кольцевые смесители (преобразователи частоты) ........................................... 220
Квадратурное представление сигналов ............................................................. 223
Смесители с подавлением зеркального канала ................................................. 226
Источники питания телекоммуникационных устройств .................................... 230
Гальванические элементы ................................................................................... 230
Аккумуляторы ...................................................................................................... 234
Свинцово-кислотный аккумулятор ............................................................... 237
Никель-металлогидридные аккумуляторы ................................................... 239
Литий-ионные аккумуляторы ........................................................................ 240
Сетевые блоки питания (AC/DC-преобразователи) ......................................... 240
DC/DC-преобразователи напряжения ................................................................ 243
Список литературы ................................................................................................. 249
Предметный указатель ............................................................................................ 253
4
Введение
Развитие современных систем связи различного назначения влечет за собой использование большого количества стационарных и мобильных радиоэлектронных средств (РЭС). Наряду с мобильными системами общего пользования (сотовые системы связи) в настоящее время продолжают активно развиваться корпоративные (ведомственные) мобильные системы связи закрытого
типа (транкинговые сети связи).
При создании схем для телекоммуникационной аппаратуры приходится
сталкиваться с решением достаточно сложных задач. При этом требования к
узлам этой аппаратуры часто бывают противоречивыми, и приходится находить
компромиссы, которые позволяют реализовать характеристики аппаратуры
наилучшим образом.
При создании телекоммуникационных устройств следует понимать, что
требования к узлам со временем меняются. Особенно большое влияние на характеристики аппаратуры оказывают современные виды модуляции. Например,
современные фазовые и амплитудно-фазовые виды модуляции предъявляют
требования к искажениям, вносимым узлами аппаратуры, намного более жесткие по сравнению с классической амплитудной модуляцией.
Ещё одна важная проблема, с которой приходится сталкиваться при внедрении новых методов модуляции, — это уменьшение КПД усилителей мощности передатчиков каналообразующей аппаратуры. Выходной сигнал современных видов цифровой модуляции, к сожалению, принципиально содержит амплитудную модуляцию, поэтому использование усилителей мощности с хорошо зарекомендовавшим себя классом С становится невозможным. Необходим
поиск новых принципов построения цифровых усилителей мощности, с высоким КПД.
В первой главе учебного пособия описываются наиболее распространенные виды модуляции, применяемые в современных телекоммуникационных
устройствах. Особое внимание уделяется характеристикам сигналов, которые
будут оказывать наибольшее влияние на схемотехнические решения узлов аппаратуры, их стоимость и энергопотребление.
Во второй главе делается краткий обзор структурных схем приемопередатчиков телекоммуникационной аппаратуры, в составе которых будут использоваться схемотехнические решения, рассматриваемые в последующих главах.
Это делается для того, чтобы студенты понимали место рассматриваемых узлов
в составе аппаратуры.
В третьей главе особый упор делается на схемотехническую реализацию
генераторов, так как в современных телекоммуникационных устройствах именно они обеспечивают заданные параметры аппаратуры. Особенно это касается
устройств, использующих цифровую обработку сигналов.
В четвертой главе рассматриваются различные виды частотных фильтров и
показываются особенности их применения. Знание принципов работы современных видов частотных фильтров очень важно для специалистов, как разрабатывающих, так и эксплуатирующих современные телекоммуникационные
5
устройства. Особое внимание уделено фильтрам на поверхностных акустических волнах и фильтрам на переключаемых конденсаторах. Этим фильтрам
уделяется незаслуженно малое внимание при обучении специалистов связи.
В пятой главе рассматриваются усилители и усилительные каскады, применяемые в современной аппаратуре, и особенности их применения. В очередной раз подчеркивается взаимное влияние видов модуляции и схемотехнических решений усилительных каскадов. Подробно рассматриваются особенности
применения усилителей в виде готовых микросхем и в виде блоков, входящих в
состав больших интегральных микросхем.
Шестая глава посвящена устройствам переноса сигнала по частоте (вверх
или вниз), рассматриваются транзисторные и диодные кольцевые смесители.
Описываются схемотехнические решения, позволяющие сформировать и демодулировать квадратурные сигналы, снизить требования к частотным фильтрам
телекоммуникационных устройств.
Седьмая глава посвящена особенностям обеспечения питания узлов телекоммуникационной аппаратуры, методам увеличения КПД преобразователей
напряжения и уменьшения уровня помех на её плате.
Изучение дисциплины ориентировано на достижение следующих целей:
формирование представлений о принципах построения и функционирования цифровых устройств, о методиках проведения экспериментов с цифровыми устройствами;
развитие исследовательских и практических навыков, необходимых в
будущей профессиональной деятельности при проведении ремонтных работ на объектах сетевой инфраструктуры и рабочих станциях;
овладение теоретическими знаниями и умениями, необходимыми для
решения профессиональных задач в условиях смены технологий;
воспитание понимания значимости поиска, получения и накопления
новых знаний в постоянно изменяющихся условиях внешней среды,
планирование повышения квалификации, профессионального и личностного развития.
В результате изучения данной дисциплины обучающийся должен:
уметь:
использовать математические и экспериментальные методы анализа,
синтеза и исследования цифровых устройств;
применять методы проектирования при разработке цифровых
устройств;
сопоставлять различные способы построения устройств;
идентифицировать основные узлы персонального компьютера;
проводить монтаж электронных компонентов при практической работе с микросхемами;
эксплуатировать технические средства вычислительной техники;
6
знать:
виды и формы представления двоичной информации;
схемотехнику цифровых устройств;
принципы кодирования и декодирования информации;
назначение и характеристики логических и запоминающих
устройств;
организацию вычислительного процесса.
7
Виды модуляции, применяемые
в телекоммуникационных устройствах
Телекоммуникационные устройства в настоящее время в основном предназначены для передачи данных. Поэтому модуляция в основном предназначена
для передачи по радиоканалам цифровой информации. К передаваемым сигналам предъявляются противоречивые требования. С одной стороны, нужно получить наибольшую скорость передачи, с другой — полоса частот должна быть
ограничена.
Схемотехнические решения жестко связаны с требованиями, предъявляемыми к блокам радиоэлектронной аппаратуры. Эти требования, в свою очередь,
определяются видами сигналов, используемых в телекоммуникационных
устройствах. Поэтому в ряде случаев применяется модуляция, менее эффективная с точки зрения скорости передачи информации, но позволяющая при этом
получать максимально дешевые, малогабаритные и низкопотребляющие электроэнергию устройства.
В зависимости от требуемой скорости передачи, помехоустойчивости, ширины канала связи, а также требований к экономичности оконечной аппаратуры, такой как носимые радиостанции (рации), сотовые телефоны, применяются
различные виды модуляции. Для обеспечения экономичности оконечной аппаратуры в основном применяются виды модуляции с постоянной амплитудой
сигнала. В качестве примера подобных видов модуляции можно назвать частотную модуляцию (FM), GMSK, GFSK.
Частотная модуляция давно применяется для передачи речевых сигналов в
УКВ-диапазоне частот. Она позволяет реализовать наибольшую помехоустойчивость речевого радиоканала. Кроме того, при этом виде модуляции можно
применить наиболее эффективные по энергопотреблению усилители радиочастоты классов C и E. Временная диаграмма сигнала с частотной модуляцией
синусоидальным сигналом приведена на рисунке 1.
Рис. 1
Временная диаграмма сигнала, модулированного по частоте
синусоидальным колебанием
Цифровой модулятор GMSK-сигнала формирует сигнал с подобной временной диаграммой. Отличие заключается в том, что на вход частотного моду8
лятора вместо звукового поступает цифровой сигнал, прошедший через фильтр
Гаусса. Пример подобного сигнала приведен на рисунке 2.
Рис. 2
Временная диаграмма цифрового сигнала на выходе фильтра Гаусса
Спектр GMSK-сигнала приведен на рисунке 3. На этом же рисунке для
сравнения приведен спектр частотно-модулированного сигнала (MSK), не обработанного фильтром Найквиста.
Рис. 3
Спектр GMSK-сигнала
9
На данном рисунке видно, что на соседних каналах, отстроенных от рабочей частоты на 30 кГц, уровень помехи от нашего GMSK-сигнала не превышает
−80 дБ.
Постоянство амплитуды выходного сигнала обеспечивает простоту реализации тракта передачи и приема телекоммуникационной аппаратуры. Однако
если в той же полосе частот оптического, кабельного или радиоканала требуется обеспечить большую скорость передачи данных, то приходится применять
другие виды модуляции. Это такие виды цифровой модуляции, как BPSK,
DQPSK или QAM. Все они применяют фильтр Найквиста. В результате в выходном сигнале кроме частотной модуляции появляется паразитная амплитудная модуляция. Пример внешнего вида радиосигнала с приведенными видами
модуляции показан на рисунке 4.
Рис. 4
Осциллограмма BPSK-сигнала на выходе передатчика
Как видно из данного рисунка, сигнал обладает 100%-ной амплитудной
модуляцией, поэтому для его усиления высокоэкономичные классы усилителей
радиочастоты не подходят, и приходится использовать усилители, способные
работать с амплитудной модуляцией, такие как усилитель класса B и усилитель
класса F. Рассмотрим подробнее некоторые из видов цифровой модуляции.
Очень важной характеристикой модуляции является ее спектральная эффективность. Спектральная эффективность цифровой модуляции определяется
как отношение количества переданных бит в единицу времени к полосе частот,
занимаемой каналом связи.
Наиболее известные виды цифровой модуляции приведены в таблице 1.
10
Таблица 1
Виды цифровой модуляции
Вид модуляции
Частотная модуляция
Многопозиционная частотная модуляция
Частотная модуляция с непрерывной фазой
Модуляция с минимальным сдвигом (быстрая частотная
модуляция)
Гауссовская модуляция с минимальным сдвигом
Частотная модуляция со сглаживанием
Двухпозиционная фазовая манипуляция
Квадратурная фазовая модуляция
Квадратурная фазовая модуляция со смещением квадратур
Дифференциальная квадратурная фазовая модуляция
Квадратурная амплитудная модуляция
Общепринятое
сокращение
FSK
MFSK
CPFSK
MSK (FFSK)
GMSK
TFM
BPSK
QPSK
OQPSK
DQPSK
QAM
Каждый из видов модуляции, приведённых в таблице 1, подходит для своего особого применения. Обычно виды модуляции с передачей двух или более
бит в одном символе требуют большего отношения «сигнал/шум» для одной и
той же вероятности ошибки по сравнению с двоичными видами модуляции.
Кроме того, при применении в системе мобильной радиосвязи недвоичные виды модуляции обычно требуют применения усилителя мощности с большей
линейностью.
Большинство видов модуляции, приведённых в таблице 1, являются синхронными. При скорости передачи данных больше 1200 бит/с или при подверженности среды передачи сигнала воздействию замираний синхронные методы
передачи данных получают преимущество перед асинхронными методами передачи данных. Синхронная передача данных характеризуется присутствием
сигнала синхронизации данных, который можно выделить непосредственно из
передаваемого сигнала.
Ещё одной важной характеристикой канала передачи данных является его
полоса частот. Цифровые модулированные данные с резкими переходами из
нуля в единицу и из единицы в ноль приводят к спектру с богатым содержанием гармоник, что неприемлемо для радиосигнала. Следовательно, предпочтительны виды цифровой модуляции, которые занимают минимальную полосу
частот.
Как подразумевалось ранее, процесс цифровой модуляции преобразует изменение состояния данных в изменение фазы, частоты, амплитуды или изменение всех трёх параметров несущего колебания.
После сглаживания переходов (неоднородностей) фазы, частоты или амплитуды, проведя частотный анализ полученного несущего колебания, мы можем увидеть, что полоса частот, занимаемая им в эфире, сокращается.
Целое семейство видов модуляции, называемое сигналами с непрерывной
фазой (CPM), минимизирует спектр передаваемого сигнала за счет исключения
11
разрыва фазы. Изменение состояния сигналов с непрерывной фазой характеризуется плавным изменением фазы и частоты, в то время как амплитуда несущей
остаётся постоянной (т. е. это фазовая или частотная модуляция).
Для сравнения эффективности разных типов цифровой модуляции необходимо четко определить разницу между понятиями битовой и символьной скорости. Ширина полосы частот, занимаемой сигналом в канале связи, зависит от
символьной, а не от битовой скорости. В то же время битовая скорость связана
с символьной следующим выражением:
Символьная скорость
Битовая скорость
. (1)
Количество бит, передаваемых в одном символе
Битовая скорость совпадает с частотой тактовой синхронизации битового
потока системы. Символьная скорость меньше битовой скорости на количество
бит, которые могут быть переданы одним символом. Символьную скорость передачи данных измеряют в бодах, поэтому иногда символьную скорость называют также бодовой скоростью. Битовую скорость измеряют в бит/с. Достаточно часто этот параметр заменяют бодами, однако это справедливо только для
двоичных видов модуляции.
Частотная модуляция
Простейшим видом модуляции с постоянной амплитудой является двоичная частотная модуляция FSK. При этом типе модуляции полезный сигнал
формируется из отрезков двух синусоид:
s1(t ) cos(ω1 t )
(2)
s2 (t ) cos(ω2 t ),
(3)
и
где сигнал s1 используется для передачи логического нуля, а сигнал s2 — для
передачи логической единицы.
Структурная схема модулятора, реализующая такой вид частотной модуляции, приведена на рисунке 5.
cos(1t)
Выход FSK
cos(1t)
Вход двоичных данных
Рис. 5
Частотный модулятор с разрывной фазой
12
Так как начальная фаза генераторов никак не связана друг с другом, то этот
вид модуляции получил название модуляции с разрывной фазой. Кроме того, в
этом виде модуляции начальные фазы частот 1 и 2 некогерентны по отношению к модулирующему сигналу, поэтому такой вид модуляции часто называют
некогерентной ЧМ. Однако справедливости ради следует отметить, что некогерентной может быть и частотная модуляция с непрерывной фазой.
В качестве примера использования некогерентной частотной модуляции
можно привести стандарт CCITT V.21 (скорость передачи данных 300 бод).
В стандарте CCITT V.21 используются частоты f1 = 1080 Гц и f2 = 1750 Гц. Некогерентная модуляция применяется и для других низкоскоростных систем передачи данных, где полоса пропускания канала не является проблемой.
Многопозиционная частотная модуляция (MFSK)
В приведённой на рисунке 5 схеме для реализации двухпозиционной цифровой модуляции использован двухвходовый коммутатор. Точно таким же образом можно построить и модулятор многопозиционной частотной модуляции.
В этом случае будет использовано большее количество синусоидальных генераторов, а для управления коммутатором потребуется многоразрядное двоичное число.
Сигналы в многопозиционной частотной модуляции могут быть описаны в
соответствии со следующим выражением:
s1(t ) cos(ω1 t ), s2 (t ) cos(ω2 t ), ..., sN (t ) cos(ω N t ),
(4)
где s1 используется для передачи первого состояния символа;
s2 — для передачи второго состояния символа;
sN — для передачи N-го состояния символа.
Использование многопозиционной частотной модуляции позволяет реализовать высокочастотный сигнал с постоянной амплитудой. Такой сигнал позволяет строить радиопередатчики с максимальным КПД, так как при использовании сигнала с постоянной амплитудой усилитель мощности радиопередатчика
работает в оптимальном режиме.
На практике получила распространение двойная частотная модуляция —
ДЧТ (C4FM), использующаяся в режиме с непрерывным изменением фазы сигнала. В этом виде модуляции используется четыре значения частоты несущего
колебания. Таким количеством частот можно передать два символа в течение
длительности одного символа.
Дальнейшее увеличение количества частот в радиоканале не имеет смысла,
так как это приводит к неоправданному расширению спектра сигнала. Ширина
спектра сигнала расширяется пропорционально количеству частот, а количество одновременно передаваемых бит растет пропорционально двоичному логарифму от количества использованных частот.
13
Частотная модуляция с непрерывной фазой (CPFSK)
Описанные модуляторы с разрывной фазой приводят к расширению занимаемого сигналом частотного спектра за счёт резкого изменения фазы передаваемого сигнала в момент переключения генераторов.
Метод формирования сигнала с частотной модуляцией, альтернативный
показанному на рисунке 5, использует для формирования частотной (FSK) модуляции генератор, управляемый напряжением (ГУН), или частотный модулятор. Ключевой особенностью ГУН является мгновенное изменение частоты,
пропорциональное модулирующему сигналу m(t), при этом фаза должна быть
пропорциональна интегралу модулирующего сигнала. В математической форме
передаваемый сигнал можно записать в виде следующего выражения:
e(t ) Re Ac exp jφ(t ) ,
(5)
где φ(t ) ωct fc ψ(t );
e(t) — модулированное несущее колебание;
Ac — амплитуда немодулированного сигнала;
с — циклическая частота немодулированной несущей;
с — начальная фаза несущей;
(t) — мгновенная фаза, зависящая от модулирующего сигнала m(t).
Применив уравнение Эйлера для комплексной экспоненты, перепишем
уравнение (5) в следующем виде:
e(t ) Ac cos[ωct φc ψ(t )],
(6)
где
t
ψ(t ) K
m(τ)dτ.
(7)
Здесь m(t) — это модулирующий сигнал, а K — коэффициент пропорциональности. Подставляя уравнение, описывающее изменение фазы (7), в уравнение несущего колебания (6), получим выражение для несущего колебания с частотной модуляцией с непрерывной фазой (CPFSK):
t
e(t ) A c cos[ωct φc K
m(τ)dτ].
(8)
В случае, когда модулирующий сигнал m(t) является биполярным сигналом, при этом логическая единица представляется напряжением +U, а логический ноль — напряжением –U, этот сигнал может быть записан в виде следующего выражения:
14
m(t )
n
S n r (t nT ) ,
(9)
где Sn = ±1 — соответствует полярности входных двоичных данных;
r(t) — прямоугольный импульс длительностью T и амплитудой 1/2T.
Пример временной диаграммы и спектра модулирующего сигнала приведен на рисунке 6. Такой сигнал обычно называется двоичным сигналом без возврата к нулевому потенциалу (NRZ).
Рис. 6
Временная диаграмма и спектр модулирующего сигнала (NRZ)
Подставив выражение модулирующего сигнала (9) в уравнение изменения
фазы несущего колебания (8), получим выражение для фазы генерируемого колебания:
t
ψ(t ) K
n
15
S n r ( nT )dτ.
(10)
Перепишем это выражение в следующем виде:
ψ(t ) K
t
n
Sn
r (τ nT )dτ.
(11)
Для интервала передачи одного символа 0 ≤ t < T выражение (11) можно
упростить:
ψ(t ) K
n
ψ(t ) K
t
Sn
1
dτ;
2T
(12)
t
.
2T
(13)
n
Sn
Используя результирующее выражение (13), выражение частотномодулированного сигнала с непрерывной фазой (8) может быть записано в следующем виде:
e(t ) A
t
cos ωct φc KSn 2T .
(14)
c
Схема модулятора частотной модуляции с непрерывной фазой (CPFSK)
приведена на рисунке 7. Это просто генератор, управляемый напряжением. Подавая на вход этого генератора двоичные данные в коде NRZ, на выходе можно
получить частотную модуляцию с непрерывной фазой. Необходимо отметить,
что для реализации четырёхпозиционной ДЧТ на вход этой схемы достаточно
подавать четырёхуровневый цифровой сигнал.
Вход двоичных данных
NRZ
m(t)
cos((t))
e(t)
Выход
FSK
ГУН
Рис. 7
Частотный модулятор с непрерывной фазой
Заметим, что передаваемый сигнал с непрерывной фазой можно одновременно рассматривать и как частотную, и как фазовую модуляцию несущего колебания с частотой с. Это определяется выражением (14). Временная диаграмма изменения частоты несущего сигнала для случая модуляции несущей
частоты двоичным сигналом приведена на рисунке 8.
16
Рис. 8
Временная диаграмма изменения частоты в зависимости от модулирующего сигнала
при частотной модуляции (FSK)
Соответствующее данному модулирующему колебанию изменение фазы
несущего колебания приведено на рисунке 9. На этом рисунке видно, что при
положительной девиации частоты фаза несущего колебания растет с постоянной скоростью, а при отрицательной девиации частоты фаза несущего колебания с той же скоростью уменьшается. Скорость изменения фазы несущего колебания определяется выражением
KSn
t
.
2T
Рис. 9
График изменения фазы несущего колебания в зависимости
от модулирующего сигнала при частотной модуляции (FSK)
17
(15)
При этом в отсчетных точках значение фазы принимает противоположное
значение. В результате при определенных условиях приемник цифрового сигнала CPFSK можно строить либо как приемник ортогональных сигналов (частотная модуляция), либо как приемник противоположных сигналов (фазовая
модуляция). Наибольшее распространение при построении цифровых радиоканалов получил один из подвидов CPFSK — модуляция с минимальным разносом частот (MSK).
Модуляция с минимальным разносом частот MSK
Для решения проблемы частотного ресурса требуется использовать сигналы с минимальной полосой, поэтому требуется обеспечить минимальный разнос частот при использовании несущего колебания с частотной модуляцией.
При реализации цифрового радиоканала для повышения помехоустойчивости
приема ЧМ-сигнала необходимо, чтобы отрезки синусоид, соответствующие
разным символам, были некоррелированы между собой. Отсутствие корреляции между сигналами x(t) и y(t) определяется следующим выражением:
T
x(t ) y(t )dt 0.
(16)
0
Записав сигналы посылок для сигнала с частотной модуляцией в соответствии с выражениями (2) и (3), можно выразить их взаимную корреляционную
функцию в виде следующего выражения:
T
cos(ω1 t ) cos(ω2 t )dt 0.
(17)
0
Выполнив интегрирование выражения (17), получим следующую формулу
для частотно-модулированных сигналов с нулевой взаимной корреляцией:
sin(ω1 ω2 ) T sin(ω1 ω2 ) T
0.
2 (ω1 ω2 )
2 (ω1 ω2 )
(18)
Проанализировав полученное выражение, можно сделать вывод, что если
частоты передачи нуля и единицы выбрать таким образом, чтобы разнос частот
fd был равен k/(2T), то взаимная корреляция этих сигналов будет равна нулю.
Минимальный разнос частот при этом будет 1/2T. Модуляция именно с таким
разносом частот передачи нуля и единицы получила название MSK. Описанная
ситуация иллюстрируется рисунке 10.
Теперь вернемся к анализу выражения (14). В нем пиковая девиация частоты генератора, управляемого напряжением, определяется коэффициентом пропорциональности K. Определим связь между этим коэффициентом пропорциональности и разносом частот передачи нуля и единицы. Для этого запишем коэффициент пропорциональности в следующем виде:
18
K 2π f d T ,
(19)
где fd = |f2 – f1| — разность частот передачи нуля и единицы;
T — длительность передачи одного символа.
Произведение fdT обычно называется индексом модуляции h. Подставив
коэффициент пропорциональности K = 2h в уравнение (14), получим следующее выражение для сигнала с частотной модуляцией:
e(t ) A
cos 2πfct φc
c
πhSn
t .
T
(20)
В случае формирования сигнала с MSK индекс модуляции оказывается
равным h = 0,5. В результате выражение (20) можно переписать в следующем
виде:
e(t ) A
S
cos 2π fct 4Tn t φc .
(21)
c
Отсюда можно определить частоту передачи единицы (Sn = +1). При этом
несущее колебание сдвигается вверх по частоте на величину 1/4T:
f 2 fc
1
.
4T
(22)
Точно так же определяется частота передачи нуля (Sn = –1). В этом случае
несущее колебание сдвигается вниз по частоте на величину 1/4T:
f1 fc
1
.
4T
(23)
Выражения (22) и (23) обращают в ноль первую составляющую уравнения (19), так как
π
1
π
sin(ω1 ω2 ) T sin T T
f 2 f1
ω2 ω1
0.
π
2T
T
2 (ω1 ω2 )
2
T
(24)
Теперь определим, каково должно быть значение несущей частоты для получения нулевого значения взаимной корреляции между сигналами. Для этого
запишем выражение для несущей частоты MSK-сигнала:
ωc
ω1 ω2
.
2
19
(25)
Подставив выражения (24) и (25) в уравнение (18), получим следующее
выражение:
sin(2 ωc T ) 0.
(26)
Решив это уравнение, получим выражение для несущей частоты MSKсигнала:
ωc
k π
,
2 T
(27)
где k — целое число.
Выражение (27) означает, что модуляция MSK является синхронным форматом передачи данных. Это обусловлено тем, что несущая частота MSKсигнала жестко синхронизирована с модулирующим сигналом. В результате на
приемном конце можно из несущего колебания выделить частоту синхронизации передаваемых символов.
Теперь рассмотрим спектральные характеристики MSK-сигнала. Частотная
зависимость спектра сигнала описывается выражением (24). Благодаря тому,
что боковые лепестки спектров сигналов нуля и единицы при разносе частот,
π
равному , противофазны друг другу, они вычитаются.
T
Описанная ситуация формирования спектра из двух спектров амплитудномодулированных прямоугольных импульсов поясняется рисунком 10.
Рис. 10
Формирование спектра MSK-сигнала из двух спектров
амплитудно-модулированных прямоугольных импульсов
20
На этом рисунке приведены зависимости, описываемые уравнением (24).
Рисунок позволяет оценить процесс суммирования энергии в основном спектральном лепестке и вычитание энергии в боковых лепестках спектра полезного сигнала. Спектр мы обычно оцениваем без учета фазы спектральных составляющих, по модулю. Поэтому суммарную энергию, показанную на рисунке 10,
следует отразить относительно нуля по оси абсцисс.
В инженерных расчетах для оценки спектра сигнала или амплитудночастотных характеристик фильтров обычно применяется логарифмический
масштаб. Он позволяет анализировать слабые спектральные составляющие на
фоне мощного полезного сигнала. Спектр MSK-сигнала, выраженный в децибелах, приведен на рисунке 11. Обратите внимание на скорость спада амплитуды боковых лепестков спектра MSK. Она в два раза больше скорости спада боковых лепестков спектра амплитудно-модулированных прямоугольных импульсов и составляет 24 дБ/окт.
Рис. 11
Спектр MSK-сигнала
Фаза несущего колебания в MSK-сигнале при передаче двоичной информации изменяется точно так же, как это показано на рисунке 9. Отличаться будет только абсолютное значение набега фазы за длительность символа модулирующего колебания. При индексе модуляции m = 0,5 за время передачи одного
символа фаза несущего колебания успевает измениться на угол 90. Решетка
переходов фазы в MSK-сигнале на протяжении двух символьных периодов
приведена на рисунке 12.
Обратите внимание, что два возможных значения фазы несущего колебания в отсчетной точке на одном временном интервале отличаются от двух возможных значений фазы несущего колебания в отсчетной точке на соседнем ин21
тервале на 90. Рассмотренная ситуация может быть проиллюстрирована на
векторной диаграмме, приведенной на рисунке 13.
Рис. 12
Решетка переходов фазы в MSK-сигнале
Q
Q
передача 1
передача 1
I
передача 0
I
передача 0
Рис. 13
Векторная диаграмма сигнала MSK
Конец вектора, отражающий амплитуду несущего колебания на рисунке 13, в сигнале частотной модуляции может двигаться строго по окружности.
Это обеспечивает постоянство амплитуды радиосигнала. На этом рисунке пара
состояний сигнала четных символов показана пустыми кружочками, а пара состояний сигнала на нечетных символах — заполненными. На левой части рисунка показан переход от нечетного символа к четному, а на правой части —
переход от четного символа к нечетному.
22
Рассмотренные на рисунках 11–13 графики показывают, что при разработке радиоприемного устройства, предназначенного для приема MSK-сигнала,
можно применить как широко известную схему частотного детектора, так и фазового детектора. Принимаемые двоичные символы в отсчетных точках будут
отличаться друг от друга по фазе на 180. Применение схемы фазового детектора позволяет увеличить помехоустойчивость канала связи на 3 дБ.
Быстрая частотная модуляция FFSK
В конце 1990-х — начале 2000-х гг. возникла проблема, связанная с необходимостью передачи огромного потока данных по радиоканалу и отсутствием
специализированной аппаратуры передачи данных. В то время уже имелся
огромный парк радиостанций, предназначенных для передачи звуковых сигналов в канале тональной частоты 0,3–3,4 кГц.
Решением проблемы стало применение цифровых модемов, работающих
на поднесущей частоте. Основным требованием к таким радиомодемам стало
условие формирования цифрового сигнала со спектром, лежащим в диапазоне
звуковых частот от 300 до 3400 Гц. Это привело к созданию двух стандартов
модуляции поднесущей MSK для каналов тональной частоты, которые получили отдельное название — быстрая частотная манипуляция FFSK.
Модуляция FFSK-1200
Для скорости передачи 1200 бит/с частота передачи нуля выбрана 1200 Гц,
частота передачи единицы выбрана 1800 Гц. Временные диаграммы модулирующего цифрового NRZ-сигнала и соответствующего ему сигнала FFSK приведены на рисунке 14.
Рис. 14
Временные диаграммы сигнала FFSK 1200 бит/с
23
Как было определено в предыдущем разделе, это эквивалентно модуляции
поднесущей частоты 1500 Гц по частоте с девиацией 300 Гц. Для определения
спектра данного сигнала можно представить его как сумму двух амплитудномодулированных сигналов с центральными частотами 1200 и 1800 Гц. Как известно, спектр таких колебаний описывается формулой sin(x)/x. Спектры АМсигналов с центральными частотами 1200 и 1800 Гц со скоростью передачи
1200 бит/с, а также сумма этих спектров в линейном масштабе приведены на
рисунке 15. На этом же рисунке штриховой линией показан график суммы данных сигналов.
Рис. 15
Формирование спектра FFSK-1200
Как видно из рисунка, спектры суммируются в диапазоне частот от 1200 до
1800 Гц, достигая максимума на центральной частоте 1500 Гц. В остальном
диапазоне частот спектральные составляющие вычитаются. Это обеспечивает
большую скорость спада боковых лепестков спектра (12 дБ/окт). Результирующий энергетический спектр сигнала FFSK-1200 в логарифмическом масштабе
приведен на рисунке 16.
Как видно из рисунка 16, основная энергия сигнала (98%) сосредоточена в
полосе частот 900–2100 Гц, что уже полосы частот канала в полосе частот канала тональной частоты 0,3–3,4 кГц. Поэтому сигнал FFSK-1200 проходит через радиотракты обычных аналоговых радиостанций практически без искажений. В качестве примера принимаемого сигнала на рисунке 17 приведена глазковая диаграмма на выходе приемника при отношении «сигнал/шум» 12 дБ.
24
Рис. 16
Спектр сигнала FFSK-1200 в логарифмическом масштабе
Рис. 17
Глазковая диаграмма сигнала FFSK-1200 на выходе приемника
при отношении «сигнал/шум» 12 дБ
25
Как видно из рисунка 17, даже при таком отношении «сигнал/шум», соответствующем предельному расстоянию передачи ЧМ-радиостанций, остается
достаточный раскрыв глазковой диаграммы на расстоянии 1/6 и 5/6 времени
передачи символа. При стробировании сигнала на этом временном отрезке
можно добиться вероятности ошибки приема бита BER = 10−4.
Модуляция FFSK-2400
Для скорости передачи 2400 бит/с частота передачи нуля выбрана 1200 Гц,
а частота передачи единицы — 2400 Гц. Как было определено в предыдущем
разделе, это эквивалентно частотной модуляции поднесущей частоты 1800 Гц с
девиацией 600 Гц. Временные диаграммы модулирующего цифрового сигнала
и соответствующего ему сигнала FFSK-2400 приведены на рисунке 18.
Рис. 18
Временные диаграммы сигнала FFSK 2400 бит/с
Спектры АМ-сигналов с центральными частотами 1200 и 2400 Гц со скоростью передачи 2400 бит/с, а также сумма этих спектров в линейном масштабе
приведены на рисунке 19. Спектр сигнала FFSK-2400 в линейном масштабе показан на этом рисунке пунктиром.
Результирующий энергетический спектр сигнала FFSK-2400 в логарифмическом масштабе, как обычно, несет больше информации. Он приведен на рисунке 20.
Как видно из рисунка 20, основная энергия сигнала (95%) сосредоточена в
полосе частот канала тональной частоты 0,3–3,4 кГц. Поэтому сигнал FFSK2400 проходит через радиотракты обычных аналоговых радиостанций практически без искажений. В качестве примера принимаемого сигнала на рисунке 21
26
приведена глазковая диаграмма на выходе приемника при отношении «сигнал/шум» SNR = 12 дБ.
Рис. 19
Формирование спектра FFSK-2400
Рис. 20
Спектр сигнала FFSK-2400 в логарифмическом масштабе
27
Рис. 21
Глазковая диаграмма сигнала FFSK-2400 на выходе приемника
при отношении «сигнал/шум» 12 дБ
Конкретный выбор частот, кратных скорости передачи данных, позволил
осуществлять формирование отрезков синусоид с непрерывной фазой просто из
табличных значений. Для этого не требуется большая производительность процессора, поэтому не обязательно в качестве FFSK-модуляторов и демодуляторов использовать сигнальные процессоры. В радиотехнических устройствах с
FFSK-сигнализацией часто для этой цели используются платы с применением
маломощных 8-разрядных микроконтроллеров.
Модуляция GMSK
Частотная модуляция с минимальным разносом частот MSK позволяет
уменьшить ширину полосы частот, занимаемых цифровым радиосигналом в
эфире. Однако даже этот вид модуляции не удовлетворяет всем требованиям,
предъявляемым к современным радиосистемам мобильной связи. Обычно сигнал MSK в радиопередатчике дофильтровывают обычным фильтром, что приводит к возникновению межсимвольных искажений. Именно поэтому появился
еще один вид модуляции с еще более узким спектром радиочастот в эфире.
Сужения полосы занимаемых частот удалось достигнуть за счет предварительной фильтрации модулирующего сигнала фильтром низкой частоты с гауссовской импульсной и частотной характеристиками. Ширина спектра сигнала
GMSK определяется произведением длительности передаваемого символа на
полосу пропускания фильтра Гаусса BT. Именно полосой пропускания B и отличаются различные виды GMSK друг от друга.
Импульсная характеристика фильтра Гаусса описывается следующей формулой:
28
2π
h(t ) B
e
ln(2)
( Btπ)2
ln(2)
,
(28)
где h(t) — импульсная характеристика фильтра;
B — полоса пропускания фильтра по уровню 3 дБ.
График импульсной характеристики фильтра Гаусса с BT = 0,7, рассчитанного для скорости модуляции 19,2 кбод, приведен на рисунке 22.
Рис. 22
График импульсной характеристики фильтра Гаусса
Временная задержка по оси на этом графике отложена в секундах. Графики амплитудно-частотных характеристик фильтров Гаусса для различных
полос пропускания B приведены на рисунке 23.
Рис. 23
Графики амплитудно-частотных характеристик фильтров Гаусса для разных параметров BT
29
Проведя на этом графике линию по уровню 3 дБ, мы получим полосы пропускания, равные 0,3, 0,5 и 0,7 от единичной полосы пропускания 19,2 кГц, соответствующей скорости передачи 19,2 кбод. График девиации частотномодулированного сигнала с BT = 0,7, совпадающий с временной диаграммой
модулирующего сигнала, приведен на рисунке 24.
Рис. 24
Девиация частоты сигнала GMSK c BT = 0,7
Форма этого сигнала определяется напряжением на выходе фильтра Гаусса, а значение девиации — индексом модуляции m. Для GMSK индекс модуляции m = 0,5. Соответственно, для выбранной в качестве примера скорости передачи 19,2 кбод девиация частоты будет равна 4,8 кГц. Частота передачи нуля в
этом сигнале будет отличаться от частоты передачи единицы на 9,6 кГц —
в два раза меньше скорости передачи символов.
Чем меньше полоса пропускания фильтра Гаусса, тем уже полоса радиосигнала (или больше скорость передачи в заданном частотном канале), но при
этом возрастают межсимвольные искажения в GMSK-радиосигнале. Пример
такого GMSK-сигнала с произведением полосы пропускания фильтра на длительность передаваемого символа BT = 0,3 приведен на рисунке 25.
На рисунке отчетливо видно, что девиации 4,8 кГц сигнал GMSK достигает
только при передаче не менее трех одинаковых символов. При передаче последовательности нулей и единиц девиация сигнала не успевает достигнуть номинального значения. На приведенном графике видно, что девиация в этом случае
получается чуть больше 2 кГц. При передаче двух нулей или двух единиц девиация только немного не достигает значения 4,8 кГц.
Не менее важную информацию предоставляет диаграмма изменения фазы в
GMSK-сигнале. На этой диаграмме видно, что двоичный сигнал после обработки фильтром Гаусса не успевает достигнуть нужного значения фазы. В качестве
примера на рисунке 26 приведена диаграмма изменения фазы (trellis diagram)
30
для BT = 0,7. При такой полосе пропускания фильтра диаграмма почти не искажается. При BT = 0,3 искажения решетки были бы больше.
Рис. 25
Девиация частоты сигнала GMSK c BT = 0,3
Это хорошо видно на рисунке 27, на котором изображена векторная диаграмма сигнала GMSK при BT = 0,3. Отчетливо видно, что в точке принятия
решения за счет межсимвольных искажений сигнал расщепляется на пять значений, что затрудняет прием передаваемой информации без ошибок.
Рис. 26
Решетка переходов фазы в GMSK-сигнале
31
Межсимвольные искажения зависят от предыдущих символов, следовательно, известны на приемном конце радиотракта. Они обычно устраняются эквалайзером или сверточным декодером Витерби.
Q
передача 1
I
передача 0
Рис. 27
Векторная диаграмма сигнала GMSK при BT = 0,3
Преимуществом использования GMSK-модуляции является постоянный
уровень радиосигнала (на рис. 27 вектор сигнала движется по окружности), что
позволяет использовать в радиопередатчике нелинейный усилитель мощности.
Это позволяет увеличить КПД передатчика, а значит, его мощность и уменьшить размеры телекоммуникационных устройств. В конечном итоге это приводит к увеличению дальности линии связи.
При восстановлении исходного сигнала важно производить отсчеты сигнала в заданных точках. Это осуществляется синхронизационной последовательностью импульсов. Что немаловажно, сигнал GMSK позволяет выделить ее
непосредственно из принимаемого сигнала. Для этого принимаемый сигнал
возводится в квадрат. Пример результирующего напряжения приведен на рисунке 28.
Из этого напряжения с помощью узкополосного фильтра или цепи фазовой
автоподстройки частоты PLL можно легко выделить частоту синхронизации
(в данном примере 19,2 кГц) и воспользоваться ею для определения моментов
стробирования принятого сигнала.
Спектры сигналов GMSK для различных параметров произведения полосы
пропускания на длительность передачи символа BT приведены на рисунке 29.
Для сравнения на этом же рисунке приведен спектр сигнала частотной модуляции с минимальным разносом частот MSK.
К сожалению, в точках взятия отсчетов сигнал GMSK зависит от предыдущих значений передаваемого сигнала. Это вызвано действием фильтра Гаусса,
формирующего спектр сигнала GMSK. В результате помехоустойчивость сигнала GMSK ниже по сравнению даже с помехоустойчивостью сигнала MSK.
32
Конкретное значение помехоустойчивости сигналов GMSK сильно зависит от
произведения BT.
Рис. 28
Квадрат напряжения на выходе частотного детектора при приеме сигнала GMSK c BT = 0,7
Рис. 29
Спектр модуляции GMSK в сравнении со спектром частотной модуляции
с минимальным сдвигом частот MSK
33
График вероятности ошибки приема сигнала GMSK в зависимости от отношения «сигнал/шум» на входе решающего устройства приведен на рисунке 30.
Рис. 30
График зависимости вероятности ошибки GMSK в зависимости
от отношения «сигнал/шум» на входе решающего устройства
Двухпозиционная фазовая модуляция (BPSK)
Одна из простейших разновидностей цифровой модуляции — двухпозиционная или двоичная фазовая модуляция (BPSK). Этот вид модуляции применяется, например, в области телеметрии дальнего космоса. Значения фазы несущего колебания принимают значение 0 и 180.
Запишем модулированный сигнал в соответствии с выражением (6):
𝑒(𝑡) = 𝐴c × cos[c 𝑡 + (𝑡)],
где (t) — мгновенная фаза, зависящая от модулирующего сигнала m(t);
Ac — амплитуда сигнала.
34
(29)
Обратите внимание, что с использованием выражения (29) фазовую модуляцию можно осуществить двумя различными способами. Как уже упоминалось выше, начальное значение фазы (t) может принимать два значения: 0 и
180. В этом случае для реализации фазовой модуляции, как и в частотном модуляторе, потребуются два генератора. Оба генератора должны формировать
одну и ту же частоту, но с различной начальной фазой.
При втором способе фазовая модуляция рассматриваться как вариант амплитудной модуляции с активной паузой, где сигнал амплитуды Ac принимает
два значения: –1 и +1. Такое изменение значения амплитуды эквивалентно изменению фазы на 180.
Так как значения амплитуды сигнала –1 и +1 можно рассматривать как
особый вариант логического нуля и единицы, то с использованием бинарной
фазовой модуляции BPSK можно передавать обычный двоичный сигнал. Символьная скорость этого вида модуляции составляет 1 бит на символ — один
бод.
Возможность применения в качестве фазового модулятора обычного
умножителя иллюстрируется рисунком 31, на котором на комплексной плоскости показано, что при формировании сигнала двухпозиционной фазовой модуляции квадратурная компонента комплексного сигнала I принимает два значения: –1 и +1.
Q
–1
+1 I
Рис. 31
Векторная диаграмма сигнала двоичной фазовой модуляции
Обратите внимание, что, в отличие от частотно-манипулированных сигналов MSK и GMSK, переход от одного передаваемого символа к другому производится по кратчайшему пути через точку с нулевой амплитудой сигнала.
Временная диаграмма фазомодулированного сигнала приведена на рисунке 32. На этом рисунке показан сигнал достаточно низкой промежуточной частоты для того, чтобы были отчетливо видны моменты изменения фазы этого
сигнала.
35
Рис. 32
Временная диаграмма сигнала двоичной фазовой модуляции
Спектр полученного сигнала приведен на рисунке 33. На этом рисунке
видно, что спектр выходного сигнала ничем не ограничен. При применении
двоичной фазовой модуляции в реальных радиоканалах спектр сигнала приходится ограничивать тем или иным способом.
Рис. 33
Спектр сигнала двоичной фазовой модуляции
Первоначально ограничение спектра сигнала производилось при помощи
полосового фильтра, включенного на выходе модулятора, однако это приводит
36
к возникновению межсимвольной интерференции. Спектр ограниченного по
полосе сигнала с двоичной фазовой модуляцией и временная диаграмма сигнала, полученного на приемном конце с выхода фазового демодулятора, приведены на рисунках 34 и 35 соответственно.
Рис. 34
Спектр сигнала двоичной фазовой модуляции, ограниченного по спектру
фильтром Баттерворта восьмого порядка
Рис. 35
Временная диаграмма изменения амплитуды сигнала I при ограничении
спектра радиочастотного сигнала
На рисунках 34 и 35 приведена предельная ситуация, когда межсимвольные искажения, возникающие на передающем конце радиолинии, еще не приводят к снижению помехоустойчивости сигнала. В результате ограничения
37
спектра высокочастотное колебание, кроме фазовой модуляции, приобретает
амплитудную составляющую модуляции. Эта ситуация иллюстрируется рисунком 36.
Рис. 36
Временная диаграмма сигнала двоичной фазовой модуляции при ограничении
спектра радиочастотного сигнала
Описанная проблема долгое время ограничивала скорость передачи данных по радиоканалу, так как полосу пропускания фильтра определяли исходя
из условия, что переходный процесс фильтра должен был закончиться до момента принятия решения о переданном сигнале в отсчетной точке. Затем Найквист предложил вариант, когда переходный процесс фильтра продолжается в
течение времени передачи нескольких последующих передаваемых символов.
Единственное условие, которое он наложил на переходную характеристику такого фильтра, — это то, что она должна обращаться в ноль в моменты принятия
решения (отсчетные точки). На поведение сигнала во всех остальных точках мы
не обращаем внимания.
Фильтры, обладающие такой переходной характеристикой, получили
название фильтров Найквиста. Подобной характеристикой обладает идеальный
фильтр низкой частоты. Частотная характеристика этого фильтра приведена на
рисунке 37.
Импульсная характеристика данного фильтра описывается функцией
sin(x)/x, которая обращается в ноль с периодом передачи символов Tс. Известно,
что подобный фильтр нереализуем, но можно задаться задержкой сигнала в
данном фильтре и ограничить его импульсную характеристику по времени. Подобная импульсная характеристика фильтра приведена на рисунке 38.
38
K
1
1/Tc
f
Рис. 37
Частотная характеристика идеального фильтра низких частот
Рис. 38
Импульсная характеристика идеального фильтра низких частот, ограниченная по времени
В результате ограничения импульсной характеристики по времени в частотной характеристике фильтра появляются всплески в полосе задерживания.
Известно, что эти всплески могут быть значительно уменьшены при умножении импульсной характеристики на весовое окно, однако наибольшее распространение в системах передачи данных получил фильтр Найквиста, частотная
характеристика которого описывается следующей формулой:
H( f ) 1
1
(2 f T 1) π
H ( f ) 1 sin
2
2α
H( f ) 0
39
0 f
1 α
2T
1 α
1 α
f
,
2T
2T
1 α
f
2T
(30)
где называется коэффициентом скругления частотной характеристики фильтра Найквиста. График данной частотной характеристики при = 0,3 приведен
на рисунке 39.
Рис. 39
Частотная характеристика фильтра Найквиста
Импульсная характеристика данного фильтра, как и у идеального фильтра,
обращается в ноль в моменты принятия решения (в отсчетных точках). Импульсная характеристика фильтра Найквиста при коэффициенте скругления
= 0,3 приведена на рисунке 40.
Рис. 40
Импульсная характеристика фильтра Найквиста
40
На рисунке 41 приведены импульсные и частотные характеристики фильтра Найквиста в зависимости от коэффициента скругления. Видно, что при
большем коэффициенте скругления меньше уровень неосновных лепестков
импульсной характеристики, но при этом будет шире спектр радиосигнала.
Рис. 41
Импульсные и частотные характеристики фильтра Найквиста в зависимости
от коэффициента скругления
За счет воздействия характеристики фильтра Найквиста на исходный цифровой сигнал появляется паразитная амплитудная модуляция высокочастотного
сигнала, однако при попытке ограничить этот сигнал по амплитуде его спектр
немедленно расширится. Пример временной диаграммы BPSK-сигнала приведен на рисунке 42.
Рис. 42
Временная диаграмма BPSK-сигнала c α = 0,6
41
В результате появления дополнительной амплитудной модуляции усилитель мощности радиосигнала требуется проектировать с более жесткими требованиями по нелинейным искажениям по сравнению с усилителем сигналов с
постоянной амплитудой. Это, в свою очередь, ведет к уменьшению КПД усилителя мощности и увеличению массогабаритных параметров всего устройства в
целом. Однако за счет большей помехоустойчивости фазомодулированного
сигнала возрастает дальность связи.
Четырехпозиционная фазовая модуляция (QPSK)
Из теории связи известно, что наивысшей помехоустойчивостью обладает
двоичная фазовая модуляция BPSK. Однако в ряде случаев за счет уменьшения
помехоустойчивости канала связи можно увеличить его пропускную способность. Более того, при применении помехоустойчивого кодирования можно более точно планировать зону, охватываемую системой мобильной связи.
В четырехпозиционной фазовой модуляции используются четыре значения
фазы несущего колебания. В этом случае фаза (t) сигнала, описываемого выражением (29), должна принимать четыре значения: 0, 90, 180 и 270. Однако
чаще используются другие значения фаз: 45, 135, 225 и 315.
Такой вид представления квадратурной фазовой модуляции приведен на
рисунке 43.
Q
1,–1
1,1
I
–1,–1
–1,1
Рис. 43
Полярная диаграмма сигнала четырехпозиционной фазовой модуляции QPSK
На этом же рисунке представлены значения бит, передаваемых каждым состоянием фазы несущего колебания. Каждое состояние осуществляет передачу
сразу 2 бит полезной информации. При этом содержимое бит выбрано таким
образом, чтобы переход к соседнему состоянию фазы несущего колебания за
счет ошибки приема приводил не более чем к одиночной битовой ошибке.
Обычно для формирования сигнала QPSK-модуляции используется квадратурный модулятор. Для реализации квадратурного модулятора потребуется
42
два умножителя и сумматор. На входы умножителей можно подавать входные
битовые потоки непосредственно в коде NRZ. Структурная схема такого модулятора приведена на рисунке 44.
I
MUL
Кодер
+
ПФ
Q
MUL
cos
sin
ФВ
Ген
Рис. 44
Структурная схема модулятора QPSK–NRZ
При такой реализации спектр сигнала на выходе модулятора получается не
ограниченным по частоте. Его форма похожа на форму спектра сигнала BPSK,
и примерный вид спектра сигнала QPSK приведен на рисунке 45.
Рис. 45
Спектр сигнала четырехпозиционной фазовой модуляции QPSK,
модулированного сигналом NRZ
43
Так как при QPSK в течение одного символьного интервала передается
сразу 2 бита входного битового потока, то символьная скорость этого вида модуляции составляет 2 бита на символ. Синхронизацию последующих блоков
следует вести с символьной скоростью. Поэтому ширина спектра сигнала QPSK
оказывается в два раза уже полосы сигнала BPSK и в полтора раза уже сигнала
MSK. Сравнительная ширина спектров сигналов BPSK, QPSK и MSK приведена на рисунке 46.
Рис. 46
Сравнительная ширина спектров сигналов BPSK, QPSK и MSK
Естественно, этот сигнал можно ограничить по спектру при помощи полосового фильтра, включенного на выходе модулятора, однако так никогда не делают. Намного эффективнее работает фильтр Найквиста. Структурная схема
квадратурного модулятора сигнала QPSK, построенная с использованием фильтра Найквиста, приведена на рисунке 47.
Фильтр Найквиста можно реализовать только в цифровом виде, поэтому в
схеме, приведенной на рисунке 47, перед квадратурным модулятором предусмотрен цифроаналоговый преобразователь (ЦАП).
Особенностью работы фильтра Найквиста является то, что в промежутках
между отсчетными точками сигнал на его входе должен отсутствовать, поэтому
на его входе стоит формирователь импульсов, выдающий сигнал на свой выход
только в момент отсчетных точек. Все остальное время на его выходе присутствует нулевой сигнал.
Пример формы передаваемого цифрового сигнала на выходе фильтра Найквиста приведен на рисунке 48.
44
ДМ
I
ФН
ЦАП
MUL
Кодер
Q
+
ДМ
ФН
ЦАП
ПФ
MUL
cos
sin
ФВ
Ген
Рис. 47
Структурная схема модулятора QPSK с использованием фильтра Найквиста
Рис. 48
Пример временной диаграммы сигнала Q
при четырехпозиционной фазовой модуляции QPSK
Так как для сужения спектра радиосигнала в передающем устройстве используется фильтр Найквиста, то межсимвольные искажения в сигнале отсутствуют только в сигнальных точках. Это отчетливо видно по глазковой диаграмме сигнала Q, приведенной на рисунке 49.
Кроме сужения спектра сигнала применение фильтра Найквиста приводит
к изменению амплитуды формируемого сигнала. В промежутках между отсчетными точками сигнала амплитуда может как возрастать по отношению к номинальному значению, так и уменьшаться почти до нулевого значения.
45
Рис. 49
Глазковая диаграмма сигнала на входе Q-модулятора
Для того чтобы отследить изменения как амплитуды сигнала QPSK, так и
его фазы, лучше воспользоваться векторной диаграммой. Векторная диаграмма
сигнала, показанного на рисунках 48 и 49, приведена на рисунке 50.
Изменение амплитуды сигнала QPSK видно и на осциллограмме сигнала
QPSK на выходе модулятора. Наиболее характерный участок временной диаграммы сигнала, приведенного на рисунках 48–50, показан на рисунке 51. На
этом рисунке отчетливо видны как провалы амплитуды несущей модулированного сигнала, так и увеличение ее значения относительно номинального уровня.
Рис. 50
Пути переходов сигнала c модуляцией QPSK после обработки двоичных сигналов фильтром
Найквиста с коэффициентом скругления α = 0,6
46
Рис. 51
Временная диаграмма QPSK-сигнала с α = 0,6
Сигналы на рисунках 48–51 приведены для случая использования фильтра
Найквиста с коэффициентом скругления = 0,6. При использовании фильтра
Найквиста с меньшим значением этого коэффициента влияние боковых лепестков импульсной характеристики фильтра Найквиста будет сказываться сильнее
и явно прослеживающиеся на рисунках 49 и 50 четыре пути прохождения сигналов сольются в одну непрерывную зону. Кроме того, возрастут выбросы амплитуды сигнала относительно номинального значения.
Присутствие амплитудной модуляции сигнала приводит к тому, что в системах связи, использующих этот вид модуляции, как и для BPSK-сигнала,
приходится использовать усилитель мощности с высокой линейностью. К сожалению, обычно такие усилители мощности обладают низким КПД.
Пример спектра на выходе передатчика QPSK-сигнала, смоделированный в
среде программирования MATHLAB, приведен на рисунке 52.
Рис. 52
Спектрограмма QPSK-сигнала с α = 0,6
47
Четырехпозиционная фазовая модуляция со сдвигом квадратур
(OQPSK)
В QPSK биты в потоках, подаваемых на модуляторы квадратур I и Q, переключаются в один и тот же момент времени. Сигнал символьной синхронизации и синхросигналы битовых потоков, подаваемых на модуляторы I и Q, синхронизированы. Это приводит к тому, что в диаграмме переходов сигнала четырехпозиционной фазовой модуляции, приведенной на рисунке 50, встречаются переходы через точку с нулевой амплитудой сигнала.
Подобное поведение амплитуды сигнала приведено на рисунке 51. Как уже
упоминалось ранее, такой характер сигнала приводит к тому, что усилитель
мощности требуется делать линейным, а КПД такого усилителя будет небольшим.
В четырехпозиционной фазовой модуляции со сдвигом квадратур (OQPSK)
битовые потоки, подаваемые на модуляторы квадратур I и Q, сдвинуты относительно друг друга на длительность одного бита (половина символьного интервала), как это показано на временных диаграммах, приведенных на рисунке 53.
Рис. 53
Временные диаграммы входного битового потока и сигналов квадратур I и Q
Так как переходы по квадратурам I и Q сдвинуты на половину символьного
интервала, то в конкретно взятый момент времени только один из квадратурных битовых потоков может изменять свое значение. Это создает диаграмму
переходов состояний, существенно отличающуюся от диаграммы переходов состояний модуляции QPSK. Диаграмма переходов состояний сигнала OQPSK
приведена на рисунке 54.
В OQPSK сигнальные траектории не проходят рядом с началом координат
квадратурной плоскости. В результате максимальное изменение амплитуды передаваемого сигнала достигает 3 дБ. Это существенно меньше изменения амплитуды в сигналах двоичной и квадратурной модуляции. В результате удается
получить существенный выигрыш по коэффициенту полезного действия усилителя мощности радиопередатчика.
Временная диаграмма радиосигнала OQPSK на выходе радиопередатчика
четырехпозиционной фазовой модуляции со смещением квадратур приведена
на рисунке 55.
48
Q
1,–1
1,1
I
–1,–1
–1,1
Рис. 54
Диаграмма переходов состояний сигнала четырехпозиционной фазовой модуляции
со смещением квадратур OQPSK
Рис. 55
Временная диаграмма OQPSK-сигнала
Как видно из данного рисунка, выходной усилитель мощности в радиопередатчиках с этим видом модуляции можно проектировать с менее жесткими требованиями по сравнению с модуляцией QPSK. В принципе можно использовать
усилители, разработанные для систем речевой связи с амплитудной модуляцией.
Спектральная эффективность модуляции OQPSK точно такая же, как и у
обычной квадратурной модуляции QPSK. Это означает, что для применения
49
этого вида модуляции в радиоканале требуется обработать исходные NRZсигналы фильтром Найквиста. Только после подобной обработки спектр радиосигнала становится достаточно узким для использования в системах современных телекоммуникационных устройств.
Схема модулятора OQPSK с формированием сигналов I и Q фильтром
Найквиста осуществляется так же, как и в модуляторе QPSK. Отличие заключается в задержке одного из сигналов на половину периода передачи символа. Эта
схема приведена на рисунке 56.
ДМ
I
ФН
ЦАП
MUL
Кодер
Q
задерж.
+
ДМ
ФН
ЦАП
ПФ
MUL
cos
sin
ФВ
Ген
Рис. 56
Структурная схема модулятора OQPSK с использованием фильтра Найквиста
Диаграмма переходов состояний сигнала с OQPSK-модуляцией после обработки исходных сигналов фильтром Найквиста приведена на рисунке 57.
Рис. 57
Пути переходов сигнала c OQPSK-модуляцией после обработки
двоичных сигналов фильтром Найквиста
50
Пример спектра сигнала на выходе модулятора передатчика OQPSK, смоделированный в среде программирования MATHLAB, представлен на рисунке 58.
Рис. 58
Спектр OQPSK-сигнала на выходе модулятора
Дифференциальная квадратурная фазовая модуляция (DQPSK)
Еще одним методом уменьшения глубины паразитной амплитудной модуляции в QPSK-сигнале является DQPSK-модуляция. Этот вид модуляции применяется в системе цифровой радиосвязи TETRA или IS-54.
В методе дифференциальной квадратурной фазовой модуляции (Differential
Quadrature Phase Shift Keying, DQPSK) все биты входной информационной последовательности разбиваются на пары — на 2-битовые символы, которые часто называют дибиты. При переходе от одного 2-битового символа к другому
2-битовому символу начальная фаза радиосигнала изменяется на величину ∆φ,
которая определяется в соответствии с таблицей 2.
Таблица 2
Закон изменения фазы в модуляции DQPSK
Биты входной последовательности
Нечетные (первые биты)
Четные (вторые биты)
1
1
0
1
0
0
1
0
51
Изменение фазы
φk φ k ( xk yk )
–3/4
3/4
/4
–/4
Как видно из этой таблицы, кодирование бит соответствует коду Грея,
обеспечивающему максимальную помехоустойчивость системы связи. Диаграмма переходов состояний квадратурных компонент I и Q сигналов, соответствующая этому виду модуляции, представлена на рисунке 59.
Рис. 59
Фазовая диаграмма, соответствующая методу модуляции DQPSK
Кружочками обозначены дискретные значения, которые может принимать
фаза несущей частоты, отсчитываемая от некоторого начального значения.
Стрелками указаны возможные переходы между разрешенными значениями
фазы. Оси координат соответствуют синфазной (Inphase — I) и квадратурной
(Quadrature — Q) составляющим сигнала.
Эта фазовая диаграмма состоит фактически из двух диаграмм обычной
квадратурной фазовой манипуляции QPSK: фазовые состояния одной из них
помечены значком «+», а другой — значком «», и диаграммы сдвинуты относительно одна другой на угол π/4. При переходе от одного символа к другому
происходит изменение фазы от одного из состояний первой диаграммы к одному из состояний второй, а при переходе к следующему символу — возврат к
предыдущей диаграмме, хотя, скорее всего, не к прежнему фазовому состоянию.
Как видно из этой фазовой диаграммы, пути перехода амплитудного вектора при смене символов в сигнале DQPSK нигде не проходят через начало координат, т. е. амплитуда сигнала на выходе модулятора никогда не становится
нулевой, что значительно облегчает разработку усилителя мощности в радиопередающем устройстве.
Для формирования сигнала DQPSK можно воспользоваться модулятором,
приведенным на рисунке 47. После прохождения исходного модулирующего
52
сигнала через фильтр Найквиста фазовая диаграмма приобретает вид, показанный на рисунке 60.
Рис. 60
Пути переходов сигнала c DQPSK-модуляцией после обработки двоичных сигналов
фильтром Найквиста
Следует отметить, что сигналы I и Q в OQPSK будут выглядеть так же, как
и сигналы I и Q в QPSK, приведенные на рисунке 48, а глазковые диаграммы
DQPSK на входе модуляторов почти не отличаются от глазковой диаграммы
обычного сигнала QPSK, приведенной на рисунке 49. На рисунке 61 приведена
глазковая диаграмма сигнала QPSK. Обратите внимание, что на четных символах наблюдаются три уровня сигнала, а на нечетных символах — только два
уровня.
Спектр DQPSK по форме соответствует спектрам QPSK и OQPSK, приведенным на рисунках 46 и 52 соответственно, что позволяет использовать те же
самые схемотехнические решения в радиоаппаратуре, что удешевляет ее производство.
Реально достижимая помехоустойчивость в зависимости от отношения
«сигнал/шум» на выходе радиоприемного устройства приведена на рисунке 62.
Как видно из этого рисунка, при применении помехоустойчивого кодирования
можно обеспечить достаточно протяженные радиолинии передачи цифровых
данных.
53
Рис. 61
Глазковая диаграмма сигнала на входе Q-модулятора DQPSK-сигнала после обработки
исходных сигналов фильтром Найквиста
Рис. 62
Помехоустойчивость сигнала DQPSK в зависимости от отношения «сигнал/шум»
Восьмипозиционная фазовая модуляция (8-PSK)
Восьмипозиционная фазовая модуляция позволяет еще больше увеличить
скорость передачи цифровой информации по каналу с заданной полосой частот.
Этот вид модуляции применяется в авиационной связи в системах VDL-2 и передаче данных в системах сотовой связи EDGE.
54
В этом виде фазовой модуляции существуют восемь значений фазы несущего колебания. Так как 23 = 8, то каждым символом одновременно передается
сразу 3 бита. Это означает, что битовая скорость при этом виде модуляции в
три раза выше символьной скорости передачи данных.
Диаграмма переходов состояний сигнала при восьмипозиционной фазовой
модуляции приведена на рисунке 63.
Q
011
010
001
000 I
110
111
100
101
Рис. 63
Диаграмма переходов состояний сигнала восьмипозиционной фазовой модуляции 8-PSK
На этой же диаграмме приведены значения трибитов, передаваемых каждым состоянием символа. Как видно из рисунка 63, фазовые состояния закодированы кодом Грея, который позволяет минимизировать количество битовых
ошибок при неправильном приеме символьной комбинации на приемном конце
радиоканала. Соседние фазовые состояния символа отличаются друг от друга
не более чем на один бит.
Спектр радиосигнала восьмипозиционной фазовой модуляции не отличается от спектра квадратурной фазовой модуляции. Это означает, что перед передачей данного сигнала в радиоканал следует сформировать траектории переходов квадратур I и Q с помощью фильтра Найквиста и тем самым ограничить
спектр результирующего сигнала в полосе радиочастот.
Осциллограммы одной из реализаций сигналов I и Q, обработанных с помощью фильтра Найквиста, приведены на рисунке 64.
Следует заметить, что на приемном конце для увеличения расстояния между принимаемыми уровнями сигналов I и Q предпочитают диаграмму, показанную на рисунке 63, поворачивать на 22,5. Видоизмененное сигнальное созвездие сигнала восьмипозиционной фазовой модуляции 8-PSK приведено на рисунке 65.
Тогда глазковая диаграмма сигналов I и Q для восьмипозиционной фазовой
модуляции 8-PSK будет выглядеть так, как показано на рисунке 66.
55
Рис. 64
Осциллограммы сигналов I и Q, снятых с выхода фильтра Найквиста
Q
010
011
110
001
I
111
000
100
101
Рис. 65
Видоизмененное сигнальное созвездие сигнала
восьмипозиционной фазовой модуляции 8-PSK
56
Рис. 66
Глазковая диаграмма сигналов I и Q сигнала
восьмипозиционной фазовой модуляции 8-PSK
Что же касается требований к схемотехнической реализации аппаратуры,
работающей с этим видом модуляции, то радиосигнал 8-PSK будет выглядеть
подобно сигналу BPSK так, как показано на рисунке 51. Это означает, что приемный тракт следует разрабатывать подобно приемнику амплитудной модуляции (усиление/ограничение недопустимо), а в усилителе мощности радиопередатчика нельзя будет использовать усилители классов C, D или E.
Квадратурная модуляция (QAM)
Для увеличения скорости передачи данных используют так называемую
квадратурную амплитудную модуляцию QAM, которая является амплитуднофазовым видом модуляции. QAM применяется в кабельных модемах, в стандарте цифрового телевидения DVB-C, а также в цифровом радиовещании СВЧдиапазона.
С точки зрения скорости передачи этот вид модуляции намного эффективнее по сравнению с двоичной (BPSK), четырехпозиционной (QPSK) или восьмипозиционной (8-PSK) фазовой модуляцией. Следует сразу оговориться, что
QPSK и 4-QAM на самом деле один и тот же вид модуляции.
В 16-позиционной QAM (16-QAM) существует по четыре сигнальных значения для каждой из квадратурных компонент I и Q. Этим достигаются шестнадцать значений суммарного сигнала.
Зная, что 16 = 24, получаем, что в 16-QAM одним символом могут быть переданы 4 бита. Это означает, что символьная скорость в таком виде модуляции
получается в четыре раза меньше битовой, т. е. равна 1/4 от битовой скорости.
Таким образом, данный тип модуляции позволяет организовать спектрально
57
более эффективную передачу данных. Векторная диаграмма сигнала 16-QAM
приведена на рисунке 67.
Рис. 67
Векторная диаграмма сигнала 16-QAM
Точно так же, как и в других системах модуляции, в 16-QAM применяется
кодирование Грея. Соответствие сигнальных созвездий, кода Грея и цифровых
значений сигналов I и Q для 16-QAM приведено на рисунке 68.
Рис. 68
Соответствие сигнальных созвездий, кода Грея и цифровых значений
сигналов I и Q для 16-QAM
Глазковая диаграмма сигналов I и Q для 16-позиционной квадратурной модуляции 16-QAM приведена на рисунке 69.
58
Рис. 69
Глазковая диаграмма сигналов I и Q 16-позиционной квадратурной модуляции 16-QAM
Для иллюстрации на рисунке 70 приведена фотография экрана измерительного прибора — векторного анализатора. На этом рисунке видны векторная, глазковая диаграмма и основные характеристики сигнала 16-QAM на частоте 450 МГц.
Рис. 70
Экран векторного анализатора, на котором видны векторная, глазковая диаграмма
и основные характеристики сигнала 16-QAM на частоте 450 МГц
59
Еще одна разновидность QAM ― это 32-QAM. Ее характеристики таковы:
по шесть сигнальных значений для I и для Q, что в итоге дает 6 6 = 36 точек
созвездия для суммарного сигнала. Сигнальное созвездие сигнала 32-QAM
приведено на рисунке 71.
Рис. 71
Сигнальное созвездие сигнала 32-QAM
Этот тип модуляции наделен особенностью. В итоге количество значений 36 не соответствует исходным данным, так как слишком велико (36 > 32).
Поэтому четыре «угловых» сигнальных значения (на которые приходится
большинство мощности передатчика) опущены. Этим уменьшается значение
выходной мощности, которую должен генерировать передатчик. Исходя из того, что 32 = 25, получаем битовую скорость, равную 5 бит/с, и символьную скорость, равную 1/5.
Особенность сигналов QAM — это возможность увеличивать количество
сигнальных точек в обмен на помехоустойчивость. В результате в одной и той
же полосе сигналов есть возможность увеличивать скорость передачи цифровой информации. Ограничение на увеличение пропускной способности канала
накладывает только сложность реализации аппаратуры телекоммуникационных
устройств.
Вопросы для самоконтроля
1. Как образуется глазковая диаграмма?
2. Какие виды модуляции обладают паразитной АМ?
3. Какой из видов модуляции обладает минимальной шириной спектра
при одинаковых скоростях передачи?
4. Назовите цифровые виды частотной модуляции.
5. Какие усилители мощности подходят для усиления 8PSK?
6. Какие усилители мощности подходят для усиления BPSK?
7. Какие усилители мощности подходят для усиления QAM?
8. Какие усилители мощности подходят для усиления QPSK?
9. Какие виды усилителей мощности можно применять для усиления
GMSK?
10. Из-за чего возникают межсимвольные искажения?
60
Виды приемопередатчиков
Приемопередатчики телекоммуникационной аппаратуры
Любая телекоммуникационная аппаратура содержит в своем составе приемопередатчики. Это сотовые телефоны, системы космической связи, радиорелейные, кабельные или оптические линии связи. Как частный случай телекоммуникационное устройство может состоять только из приемника (радиовещательный приемник или устройство оповещения) или передатчика (телевизионный передатчик или устройство) сбора информации.
В простейшем случае приемопередатчик может состоять из механического
объединения приемника и передатчика в одной конструкции. Этот вариант
приведен на рисунке 72.
Рис. 72
Структурная схема приемопередатчика
Такой вариант построения радиоканала применяется на коротковолновых
линиях связи. Однако сложность заключается в том, что антенны не должны
влиять друг на друга. Это достигается пространственным разнесением антенн
на расстояние в десятки километров. Этой меры недостаточно, поэтому антенны должны быть направленными с минимумом диаграммы направленности в
сторону передатчика для приемной антенны и с минимумом диаграммы
направленности передающей антенны в сторону приемника.
Во всех других видах телекоммуникационной аппаратуры подобное решение невозможно. На ограниченном пространстве можно разместить только одну
антенну. Поэтому приходится применять другие решения для развязки приемного и передающего каналов. Наиболее известные из них — это применение
дуплексного фильтра и антенного коммутатора. Структурная схема приемопередатчика с антенным коммутатором приведена на рисунке 73.
Антенный коммутатор позволяет отключить вход приемника, когда к антенне подключен передатчик. Таким образом, в данной системе радиосвязи невозможно одновременно говорить и слушать. Для перевода радиостанции в режим передачи нужно нажать на особую кнопку — тангенту. Радиоканал, в котором проводится подобный обмен голосовыми сообщениями, называется симплексным, а радиостанции — симплексными приемопередатчиками. Мобильные симплексные радиостанции часто называют рациями.
61
Рис. 73
Структурная схема симплексного приемопередатчика
Следует заметить, что в 1990-е гг. появились системы радиосвязи, где в
одном радиоканале (на одной несущей частоте) стала возможной передача речевой и дискретной информации сразу в двух направлениях. Такой канал называется дуплексным. При этом антенный коммутатор переключается из режима
передачи в режим приема с большой скоростью. При этом время слота передачи или приема составляет около 20 мс.
Более известным вариантом реализации дуплексного радиоканала является
использование двух частот: одной для передачи, другой для приема голосового
сообщения. Разделение частотных каналов с выхода антенны (или фидера)
осуществляется дуплексерным фильтром, его чаще называют дуплексером.
Упрощенная схема дуплексного приемопередатчика приведена на рисунке 74.
Рис. 74
Структурная схема дуплексного приемопередатчика
Учитывая, что на высоких частотах очень сложно реализовать узкополосные фильтры, разнос частот приема и передачи в дуплексных каналах делают
значительным (от 10 до 40 МГц). Только в этом случае размеры дуплексеров
будут приемлемыми. По этой же причине в сложных системах связи на входе
дуплексеров часто размещают сразу несколько приемников и передатчиков, как
это показано на рисунке 75.
В схеме, приведенной на рисунке 75, сигналы с выходов передатчиков объединяются при помощи комбайнеров. Они позволяют избежать негативного
влияния передатчиков друг на друга. Точно так же сигнал с выхода дуплексера
распределяется на входы приемников при помощи сплиттера.
62
Рис. 75
Структурная схема базовой станции сотовой связи
Еще одним распространенным вариантом приемопередатчиков в телекоммуникационных устройствах является многодиапазонный приемопередатчик.
Такой вид приемопередатчиков применяется в сотовых телефонах. Его упрощенная схема приведена на рисунке 76.
Рис. 76
Структурная схема сотового телефона
В данной схеме влияние каналов друг на друга устраняется диплексером.
Диплексер представляет собой набор полосовых фильтров, настроенных на соответствующий частотный диапазон.
Как видно из приведенного далеко не полного списка примеров, требования к узлам телекоммуникационных устройств существенно различаются в зависимости от места в системе связи. Это означает, что схемотехнические решения для каждого конкретного случая будут сильно различаться. В ряде случаев
применяются цифровые узлы, в других аналоговые решения будут более эффективными или экономически оправданными.
Так как приемники и передатчики в рассмотренных структурных схемах —
это достаточно независимые устройства, то их можно изучать отдельно друг от
друга. Рассмотрим сначала наиболее распространенные схемы радиоприемных
устройств, входящих в состав телекоммуникационной аппаратуры.
63
Супергетеродинный приемник
с двойным преобразованием частоты
Приемники двойного преобразования широко используются в профессиональной телекоммуникационной аппаратуре метрового и дециметрового диапазонов радиоволн. Именно такое схемное решение позволяет обеспечить выделение узкой полосы частот на достаточно высокой частоте несущего колебания.
Напомню, что наиболее распространенная ширина радиоканала в частотных
диапазонах, выделенных для наземной мобильной радиосвязи, — 12,5 кГц.
При двойном преобразовании частоты сначала переносят группу каналов
на первую промежуточную частоту, выделяют ее, а затем выделяют рабочий
канал на второй промежуточной частоте. Этот процесс иллюстрируется частотной диаграммой, приведенной на рисунке 77.
АЧХ ФОИ
АЧХ ФПЧ1
25 26 27 28 29 30
fр
f
25 26 27 28 29 30
fпч1
f
25 26 27 28 29 30
fпч2
f
Рис. 77
Перенос спектра рабочего канала при двойном преобразовании частоты
На приведенном рисунке полезный сигнал с частотой fр, занимающий 27-й
рабочий канал, сначала переносится на первую промежуточную частоту fпч1.
Значение первой промежуточной частоты в супергетеродинном приемнике выбирается достаточно большим для того, чтобы облегчить подавление зеркального канала fзк1 фильтром преселектора.
Именно поэтому выделить одиночный частотный канал на такой высокой
частоте не представляется возможным. Основная задача тракта первой промежуточной частоты — подавить зеркальный канал fзк2, который образуется во втором смесителе. Основная фильтрация (выделение рабочего частотного канала) производится в тракте второй промежуточной частоты.
Структурная схема супергетеродинного радиоприемника с двойным преобразованием частоты приведена на рисунке 78.
В схеме электрической структурной удобно сразу внутри блока или над
ним размещать основные параметры, которые будут определять параметры всего приемника в целом. Эти параметры подставляются из справочных данных
(data sheets) конкретных микросхем, которые предполагается применить в радиоприемнике. Точно так же над проводником или линией связи принято размещать значения минимального и максимального уровня сигнала, волновое со64
противление и т. д. Подобный подход позволяет значительно сократить время
разработки аппаратуры.
K=+5дБ
fрк Ш=0,9дБ
fпч1
См IIP3=18Дбм –6дБ
–2дБ
еси
тел
ь УРЧ
Смеситель 1
K=+15дБ
Ш=1,9дБ
IIP3=0Дбм
Демодулированный
сигнал
ФОИ
ФПЧ УПЧ1
fг1
Гетеродин 1
–4дБ
+6дБ
K=+100дБ
Ш=0,9дБ
IIP3=–3Дбм
УПЧ2 ДемодуСмеситель 2 лятор
fг2
Гетеродин 2
Рис. 78
Структурная схема приемника двойного преобразования
Например, в схеме, приведенной на рисунке 78, усилитель первой промежуточной частоты обычно обладает меньшим динамическим диапазоном. Его
уровень шума может быть больше уровня шума усилителя радиочастоты, но
это не важно, так как шум радиоприемника в целом будет определяться шумом
УРЧ. Это обусловлено влиянием известного выражения:
K ш = K ш1 +
Kш2 −1
Kp1
+
Kш3 −1
Kp1 ×Kp2
+ …,
(31)
и если коэффициент усиления по мощности первого каскада (в данном случае
усилитель радиочастоты) будет достаточно большим, то шумом остальных
элементов схемы можно пренебречь. Обычно достаточно усиления 15–20 дБ.
То же самое можно сказать и про уровень продуктов нелинейности третьего порядка IIP3. На входе УПЧ1 количество помех и их уровень значительно
снижены фильтром промежуточной частоты ФПЧ и фильтрующими свойствами УРЧ. Если же в результате оценки параметров этого окажется недостаточно,
то возможны три пути преодоления проблемы:
ужесточение требований к ФПЧ;
введение цепи автоматической регулировки усиления в УРЧ;
выбор микросхемы УПЧ1 с лучшими параметрами.
В схеме супергетеродинного приемника с двойным преобразованием частоты (перестраиваемым) обычно выполняется только первый гетеродин. В качестве такого гетеродина, как правило, применяется синтезатор дискретной
сетки частот. Принципы его реализации и расчета параметров мы рассмотрим в
следующих главах.
Второй гетеродин может быть выполнен на фиксированную частоту. Это
позволяет фильтр первой промежуточной частоты ФПЧ1 разрабатывать на
фиксированную частоту, тем самым упростив его проектирование и реализацию.
Следует заметить, что на рисунке в статье или книге трудно разместить все
параметры исследуемых блоков, поэтому рассмотрим наиболее важный из
65
них — первый преобразователь частоты — подробнее. Участок структурной
схемы радиоприемника, показывающий первый преобразователь частоты, приведен на рисунке 79.
P = –4дБм … –120дБм
P = –8дБм … –118дБм
50 ом
50 ом
P = +7дБм … –103дБм
P = 0дБм … –110дБм
50 ом
50 ом
IIP3=+18дБм
f = 430 МГц
f = 45 МГц
IIP3=+18дБм
NF = 0,9дБ
∆f = 14 МГц
∆f = 10 кГц
IIP3 = +30 дБм
NF = 0,9дБ
К = 15дБ
К = –2 дБ
К = –4 дБ
К = –8 дБ
К = 15дБ
Фильтр
преселектора
ATF541M4
Фильтр
промежуточной
частоты
Смеситель
ADE-10H+
–39 дБ
50 ом
–30 дБ ATF541M4
+20 дБм
LTC6431-20
К = 20 дБ
S12 = –23 дБ
50 ом
0 дБм
Аттенюатор
50 ом
К = –10 дБ
+10 дБм
Рис. 79
Структурная схема первого преобразователя частоты
приемника двойного преобразования
На приведенной структурной схеме показано, как осуществляется борьба с
распространенным явлением — захватом частоты гетеродина сигналом мощной
помехи. Проблема заключается в двух факторах: первый — полоса пропускания фильтра преселектора достаточно широкая (на высоких частотах невозможно отфильтровать соседние каналы), поэтому на вход смесителя поступают
сигналы нескольких радиостанций; второй — сигнал с одного входа смесителя
проходит на его второй вход. При достаточно мощной помехе может произойти
захват частоты гетеродина этой помехой.
Для борьбы с этим явлением можно применить два метода: поставить аттенюатор (для этого должна быть увеличена выходная мощность гетеродина) и
применить дополнительный усилитель. В профессиональных приемниках телекоммуникационных устройств для достижения максимального эффекта могут
быть применены оба метода. Именно такой подход использован в структурной
схеме, приведенной на рисунке 79.
Как видно из приведенной структурной схемы, наибольшее дополнительное подавление помех (23 дБ) осуществляет усилитель. Он же доводит мощность сигнала гетеродина до уровня, обеспечивающего смесителю параметр
подавления продуктов третьего преобразования IIP3 = +30 дБм. Еще 10 дБ по66
давления помех на пути к первому гетеродину приемника добавляет аттенюатор.
Отдельный вопрос — это усилитель на выходе смесителя. Обычно на выходе смесителя ставится узкополосный фильтр. Это действительно оправдано,
так как фильтр промежуточной частоты значительно уменьшает количество и
мощность помех. Однако возможна ситуация (ее нужно отдельно прорабатывать в каждом конкретном случае), когда из-за частотной зависимости входного
сопротивления фильтра в смесителе возрастает уровень интермодуляционных
помех. Усилитель обладает сопротивлением, не зависящим от частоты, и может
устранить эту причину возникновения помех.
Еще одним фактором, который может потребовать введения данного усилительного каскада, является уровень шума. В приведенной на рисунке 79 схеме фильтр преселектора, смеситель и фильтр промежуточной частоты уменьшают уровень сигнала на 14 дБ. В результате при расчете шумов придется учитывать уровень шума усилителя, следующего за фильтром промежуточной частоты. Усилитель на выходе смесителя позволяет поднять мощность принимаемого сигнала и уменьшить общий уровень шума приемника.
Такой же эффект обеспечивает применение смесителя частот на активных
элементах. Поэтому выбор той или иной схемы преобразователя частот решается в каждом конкретном случае при разработке схемы радиоприемника телекоммуникационного устройства.
Приемники прямого преобразования
Первые приемники прямого преобразования появились на заре развития
радиотехники, когда ещё не было радиоламп, связь проводилась на длинных и
сверхдлинных волнах, передатчики были искровыми и дуговыми, а приёмники,
даже профессиональные, — детекторными. Было замечено, что чувствительность детекторного приемника существенно возрастает, если на детектор подать колебания маломощного генератора, работающего на частоте, близкой к
частоте принимаемого сигнала.
Избирательность супергетеродинного приемника по частоте обеспечивается полосовым фильтром промежуточной частоты, включенным на входе демодулятора. Ту же самую задачу можно решить, если перенести энергию принимаемого сигнала в область низких частот. В этом случае избирательность по
частоте можно будет осуществить фильтром низкой частоты, сложность которого при тех же характеристиках подавления соседнего канала будет в два раза
меньше.
Перенос спектра радиочастот в область низких частот в приемнике прямого преобразования осуществляется аналоговым умножителем при помощи следующего тригонометрического преобразования:
1
sin(α) × sin(β) = (1 + cos(2α)).
2
(32)
В качестве второго синусоидального сигнала с частотой, совпадающей с
частотой принимаемого радиосигнала, применяется сигнал местного генерато67
ра, называемого гетеродином. Напряжение на выходе умножителя, который в
данном случае называется синхронным детектором, будет записываться следующим образом:
1
𝑈д = 𝑈с × sin(ωс ∙ 𝑡) × 𝑈г × sin(ωг ∙ 𝑡) = (𝑈с × 𝑈г + cos(2ωс ∙ 𝑡)).
2
(33)
Напряжение удвоенной частоты радиосигнала легко может быть подавлено
фильтром низкой частоты. Процесс переноса модулирующих частот с частоты
рабочего канала на нулевую частоту поясняется на рисунке 80.
АЧХ входного
устройства
АЧХ ФНЧ
fрк=fг
0
f
Рис. 80
Процесс рабочего канала на нулевую частоту
Структурная схема приемника прямого преобразования, реализующая описанный выше принцип переноса спектра полезного сигнала в область низких
частот, приведена на рисунке 81.
Синхронный
детектор ФНЧ
УНЧ
К демодулятору
цифрового сигнала
Гетеродин
Рис. 81
Структурная схема приемника прямого преобразования
В этом приемнике полосовым фильтром выделяется группа частот, в которой присутствует входной сигнал, затем синхронным детектором осуществляется перенос спектра в область низких частот. Подавление частот соседних каналов в данной схеме может осуществить как полосовой фильтр на входе детектора, так и фильтр низкой частоты, расположенный на его выходе. Известно,
что сложность фильтра низкой частоты в два раза ниже сложности полосового
фильтра с той же самой избирательностью. Поэтому схема приемника прямого
преобразования выгоднее как с точки зрения надежности, так и с точки зрения
стоимости устройства.
68
Определим требования к фильтру низкой частоты (ФНЧ) приемника прямого преобразования. На рисунке 82 приведены спектры полезного сигнала и
сигнала соседнего канала. На этом же рисунке приведена амплитудночастотная характеристика фильтра нижних частот синхронного детектора, входящего в состав приемника прямого преобразования.
Скат АЧХ ФНЧ
0
f
fск = 3fв
Рис. 82
Требования к фильтру низкой частоты в приемнике прямого преобразования
Сложность фильтра низких частот зависит от его порядка. Требования к
порядку фильтра приемника прямого преобразования задаются крутизной ската
его амплитудно-частотной характеристики фильтра (АЧХ). В общем случае эти
требования зависят от конкретного вида сигнала, применяемого в данной системе связи.
Пусть частота соседнего канала будет в три раза больше верхней частоты
𝑓
полезного сигнала. Тогда отстройка по частоте 𝐹ск = ск будет равна 3, а фильтр
𝑓в
первого порядка обеспечит подавление этой частоты в три раза. Эта же цифра
может быть выражена в децибелах:
𝐴(дБ) = 20 lg(a) = 20 lg(3) = 9,5дБ.
(34)
Обычно требуется подавление соседнего канала не менее чем на 60 дБ. Тогда необходимый порядок фильтра нижней частоты можно определить при помощи следующей формулы:
𝑁=
Aск
A1пор
=
60
9,5
= 6,3 ⇒ 7.
(35)
Итак, в данном случае фильтра шестого порядка будет недостаточно и требуется применить фильтр Баттерворта седьмого порядка.
В современных вариантах приемника прямого преобразования на выходе
фильтра стоит аналого-цифровой преобразователь и схема цифровой обработки
сигналов. В этом случае задача подавления соседнего канала может осуществляться этой цифровой схемой, и тогда требования к фильтру, расположенному
на выходе умножителя, могут свестись к требованиям к фильтру первого порядка, а его задача будет заключаться в подавлении высокочастотных образов
полосы пропускания цифрового фильтра (антиалиасинговый фильтр).
69
Требования к усилителю низкой частоты определяются необходимым коэффициентом усиления полезного сигнала. Часто значение необходимого коэффициента усиления достигает нескольких тысяч. Тогда на первое место выходят шумовые характеристики усилителя. В этом случае желательно ограничить полосу сигнала и на выходе УНЧ для подавления его внеполосного шума.
Изменение уровня полезного сигнала в зависимости от условий распространения радиоволн может потребовать применения схемы автоматической
регулировки усиления (АРУ). Эта схема будет рассмотрена нами в последующих главах.
В рассмотренной на рисунке 81 схеме требуется обеспечить точную синхронизацию сигнала гетеродина и принимаемого сигнала. Это достаточно
сложно выполнить. Кроме того, следует учитывать тот факт, что исходный сигнал может содержать информацию, заложенную в фазе высокочастотного сигнала, поэтому для того, чтобы не потерять ее, необходимо в качестве сигнала
гетеродина формировать сигнал комплексной экспоненты, или, иначе говоря,
синусоидальный и косинусоидальный сигналы одновременно:
Ae jωt I cos(ωt ) jQ sin(ωt ).
(36)
Так как приращение фазы в сигнале может быть как положительным, так и
отрицательным, то в нем могут присутствовать как положительные, так и отрицательные частоты. Эта ситуация иллюстрируется на рисунке 83.
Q
Направление приращения фазы при отрицательной частоте
Направление приращения фазы при положительной частоте
I
Рис. 83
Направление вращения вектора фазы при положительной и отрицательной частоте
Для переноса спектра исходного сигнала в данном случае потребуются два
умножителя сигналов. В результате на выходе схемы будут сформированы два
квадратурных сигнала I и Q. Радиоприемник, построенный по такому принципу, называется приемником прямого преобразования. Его структурная схема
приведена на рисунке 84.
70
Смеситель ФНЧ
УНЧ
I
Демодулятор
(решающее
устройство)
Демодулированный
сигнал
Гетеродин.
Q
Рис. 84
Структурная схема приемника прямого преобразования
В этой схеме подавление частот соседнего канала осуществляется фильтрами низкой частоты, которые расположены сразу после частотных преобразователей (умножителей). После подавления помех осуществляется основное
усиление принимаемого сигнала. Окончательное демодулирование принятого
сигнала производится схемой цифровой обработки сигналов, которая может
быть выполнена либо на сигнальном процессоре (СП), либо на программируемой логической схеме (ПЛИС). Практическая структурная схема приемника
прямого преобразования на интегральных микросхемах фирмы Analog Devices
приведена на рисунке 85.
Рис. 85
Структурная схема приемника прямого преобразования на интегральных микросхемах
Для построения фильтра нижней частоты с той же крутизной ската частотной характеристики требуется в два раза меньше элементов по сравнению с полосовым фильтром, поэтому с математической точки зрения эта схема является
идеальной при построении радиоприемников.
Схема прямого преобразования позволяет легко строить многодиапазонные приемники. Для перехода с одного диапазона на другой достаточно сменить частоту гетеродина. Это очень удобно для реализации одновременно
GSM-, GPRS- и 3G-приемников.
71
К сожалению, в настоящее время очень трудно реализовать умножители с
достаточно большим динамическим диапазоном, и только по мере развития
цифровых технологий эта схема постепенно становится все более распространенной и с ее помощью удается реализовывать все более высококачественные
приемники. Тем не менее в широкополосных схемах передачи цифровых данных схема прямого преобразования получила широкое распространение, ведь
именно при большой полосе сигнала максимально реализуются преимущества
этой схемы.
Если бы в схеме приемника прямого преобразования удалось реализовать
идеальный умножитель, то никакого блока на входе синхронного детектора не
потребовалось бы. К сожалению, это не так. Поэтому на входе умножителя
приходится ставить полосовой фильтр, от которого требуется уменьшить количество мешающих сигналов, поступающих на вход синхронного детектора. Это
позволяет приблизить его свойства к свойствам идеального умножителя. Тем не
менее требования к полосовому фильтру получаются значительно ниже по
сравнению с требованиями, если бы полосовой фильтр должен был выполнять
подавление соседнего канала.
Радиопередатчики с формированием сигнала
на несущей частоте
В передатчике с прямой модуляцией (Direct modulation transmitter) модуляция и перенос информационного сигнала вверх по частоте происходят за один
шаг. Большинство производителей ИС предпочитают при возможности использовать в своих схемотехнических решениях архитектуру передатчиков с прямой
модуляцией на РЧ, так как при этом уменьшаются массогабаритные показатели
устройства.
В этом случае для формирования радиосигнала используется высокочастотный генератор, который часто называется задающим генератором. Наиболее широко в малогабаритных передатчиках применяются частотные виды модуляции (CPFSK, MSK, GMSK). Амплитудная модуляция практически не применяется, так как ее энергетические характеристики неудовлетворительны, а
характеристики генератора с амплитудной модуляцией оставляют желать лучшего. Это связано с тем, что при изменении амплитуды выходного колебания
для выхода генератора на новый рабочий режим требуется некоторое время, в
течение которого частота и амплитуда выходного колебания могут меняться в
значительных пределах. Что касается фазовой модуляции, то ее современные
виды, такие как BPSK, QPSK, DQPSK, 8-PSK, всегда содержат амплитудную
составляющую.
Для формирования радиосигнала с частотной модуляцией обычно применяются генераторы, управляемые напряжением (ГУН). Чаще всего для обеспечения требований по стабильности частоты несущего колебания в качестве
ГУН применяются кварцевые генераторы, управляемые напряжением (VCXO).
Структурная схема простейшего передатчика с прямой модуляцией приведена
на рисунке 86.
72
Передаваемые
данные
ГУН
Выход радиосигнала
Рис. 86
Структурная схема простейшего ЧМ-передатчика с прямой модуляцией
В данной схеме фильтр низких частот (НЧ-фильтр) формирует спектр сигнала на радиочастоте в области ближних частот. Фильтр радиочастоты (РЧфильтр) подавляет составляющие спектра сигнала, расположенные достаточно
далеко от несущей частоты, например гармоники задающего генератора.
Следует отметить, что ширина спектра сигнала в основном зависит от
уровня низкочастотного сигнала, подаваемого на вход варикапа ГУН, и коэффициента включения варикапа в контур высокочастотного генератора. Спектр
радиосигнала будет определяться спектром низкочастотного сигнала на выходе
фильтра низкой частоты только при соблюдении условия узкополосной частотной модуляции (индекс модуляции должен быть меньше 1). Для MSK- и
GMSK-модуляции девиация частоты Δf высокочастотного колебания должна
быть равна скорости передачи двоичных символов по радиоканалу.
Как правило, мощности генератора для формирования выходного сигнала
недостаточно, поэтому в состав схемы передатчика включают усилитель мощности. Такое решение позволяет применять в усилителе мощности режимы работы с повышенным КПД, что улучшает экономичность радиопередатчика в
целом. Задающий генератор в схеме усовершенствованного радиопередатчика
обычно называется возбудителем частоты. Структурная схема усовершенствованного радиопередатчика с прямой модуляцией приведена на рисунке 87.
Мгновенная
частота
Данные
Сигнальный
процессор
Усилитель
мощности
ГУН
Амплитуда
Выход радиосигнала
Рис. 87
Структурная схема усовершенствованного радиопередатчика с прямой модуляцией
Дополнительным преимуществом усовершенствованной схемы передатчика с прямой модуляцией является устранение влияния нагрузки (в данном случае антенно-фидерного тракта) на характеристики задающего генератора
(ГУН), поэтому подобная схема радиопередатчиков используется достаточно
часто в малогабаритных устройствах управления объектами на небольшом расстоянии. В качестве примеров подобных устройств можно назвать брелки автомобильной сигнализации или Bluetooth-устройства.
73
Радиопередатчики с переносом спектра
Передатчики с переносом спектра позволяют формировать модулированный сигнал на постоянной, достаточно низкой частоте. Это значительно упрощает процесс формирования радиосигнала и позволяет получить более высокие
значения параметров полезного сигнала. Затем сформированный сигнал переносится на требуемую частоту. Структурная схема радиопередатчика с переносом спектра приведена на рисунке 88.
Модулирующий
сигнал
Смеситель
частот
Модулятор
Усилитель
мощности
К антенне
Перестраиваемый генератор
Рис. 88
Схема передатчика с переносом спектра
В приведенной схеме генератор формирует промежуточную частоту, на
которой осуществляется модуляция высокочастотного сигнала. Модуляция
обычно производится в квадратурном модуляторе, который позволяет получить
практически любой вид модуляции радиосигнала. Смеситель частот переносит
этот сигнал на заданную несущую частоту при суммировании частоты перестраиваемого генератора и промежуточной частоты, поступающей с выхода
модулятора. Перестраиваемый генератор (гетеродин) позволяет изменять выходную частоту радиопередатчика.
Следует заметить, что разделение задач модуляции сигнала и перестройки
по частоте позволяет оптимизировать параметры узлов аппаратуры, сосредоточившись в модуляторе на качестве формируемого сигнала. В последнее время
наиболее распространенной схемой модулятора стал квадратурный модулятор.
Достаточно часто он выполняется в цифровом виде на сигнальном процессоре
или специализированной микросхеме. Упрощенная схема квадратурного модулятора приведена на рисунке 89.
I(t)
0
Г
S(t)
90
Q(t)
Рис. 89
Структурная схема квадратурного модулятора
74
При этом перестраиваемый генератор будет обеспечивать не только перестройку по частоте, но и её стабильность. В качестве подобных генераторов
обычно применяются синтезаторы частоты, хотя в последнее время может быть
оправданным применение схем прямого цифрового синтеза (DDS).
Смеситель частот, в качестве которого обычно применяется кольцевой
умножитель, может переносить сигнал с промежуточной частоты на частоту
рабочего канала в двух режимах. Они описываются следующими формулами:
𝑓рч = 𝑓г + 𝑓пч ;
(37)
𝑓рч = 𝑓г − 𝑓пч .
(38)
Процесс переноса частоты, описываемый формулой (37), показан на рисунке 90.
АЧХ
фильтра радиочастоты
fпч
fг
fрк=fг+ fпч
f
Рис. 90
Перенос спектра на несущую частоту радиоканала
Эти два режима переноса спектра практически идентичны для речевых радиоканалов. Однако при использовании цифровых методов модуляции перенос
частоты с применением формулы (2) может привести к искажениям радиосигнала. Это связано с изменением фазы сигнала при переходе с одного сигнального созвездия к другому.
Трансиверы
Схемы передатчиков и приемников часто содержат одинаковые блоки.
В симплексных приемопередатчиках можно использовать эти блоки как в приемнике, так и в передатчике в зависимости от режима работы. Приемопередатчик с совмещенными блоками получил название «трансивер». Схему
трансивера имеет смысл применять, если схемы коммутации по стоимости или
размерам не превосходят стоимость блока, применяемого как в приемнике, так
и в передатчике.
Следует заметить, что применение одних и тех же блоков в приемнике и в
передатчике может вызвать проблемы электромагнитной совместимости. Чаще
всего в трансиверах в качестве универсального блока применяется синтезатор
частот, который используется в преобразователях частоты (преобразователь частоты вверх в передатчике и преобразователь частоты вниз в приемнике).
Структурная схема подобного трансивера приведена на рисунке 91.
75
Рис. 91
Структурная схема трансивера
В приведенной схеме трансивера в качестве общего блока используется гетеродин. Так как основным параметром как передатчика, так и приемника радиосигнала является стабильность частоты, то этому уделяется значительное
внимание. Стабильность обеспечивается в основном первым гетеродином приемника и последним гетеродином передатчика
В настоящее время высокую стабильность получают в основном в синтезаторах дискретной сетки частот, реализованных на основе цепей фазовой автоподстройки частоты. До недавнего времени эти устройства представляли собой
достаточно объемную конструкцию и были дорогостоящими, поэтому в симплексной радиостанции (рации) имеет смысл использовать один и тот же блок и
в приемнике, и в передатчике трансивера.
В настоящее время цепь ФАПЧ выполняется в одной микросхеме, и даже в
одной микросхеме может быть несколько таких блоков. Однако если речь идет
о высококачественной профессиональной аппаратуре, то ГУН синтезатора частот должен быть отдельным блоком, запитанным от отдельных малошумящих
стабилизаторов напряжения.
Совмещение блоков приемника и передатчика в трансивере может быть и
более глубоким. Например, в структурной схеме трансивера, приведенной на
рисунке 92, единым как для приемника, так и для передатчика является уже
полностью тракт промежуточной частоты.
Рис. 92
Структурная схема трансивера с коммутацией тракта ПЧ
76
На этом рисунке путь распространения сигнала в тракте приема показан
синим цветом, а путь распространения сигнала в тракте передачи — красным.
Как видно из приведенных двух схем трансиверов, уровень интеграции
приемника и передатчика может существенно изменяться в зависимости от целей и задач телекоммуникационной аппаратуры. Тем не менее по мере развития
схемотехнических решений и снижения их стоимости всё чаще вместо трансиверов применяются отдельные приемопередатчики.
Вопросы для самоконтроля
1. В каких режимах работы может использоваться приемопередатчик с
антенным коммутатором?
2. Как организовать работу базовой станции?
3. Как реализовать дуплексный режим?
4. Какое устройство позволяет использовать одну и ту же антенну в разных диапазонах частот?
5. Как реализуются многодиапазонные системы?
6. Какие преимущества у передатчика с переносом частоты?
7. Каковы преимущества приемника прямого преобразования?
8. Зачем потребовалось создавать схему супергетеродина?
9. Какие преимущества у трансивера?
10. Почему нельзя соединять выход передатчика и вход приемника на одной антенне?
11. Можно ли размещать рядом антенны приемника и передатчика?
12. Приёмопередатчик.
13. Радиостанция.
77
Генераторы
Генераторы играют важную роль в реализации как приемников, так и передатчиков телекоммуникационных устройств. При этом они используются как в
качестве задающих генераторов в возбудителях передатчиков, так и в качестве
вспомогательных генераторов, нужных для переноса частоты как вверх, так и
вниз по диапазону частот, — гетеродинов. Не менее важна их роль в качестве
тактовых генераторов цифровых устройств, где они задают временные интервалы обработки сигналов. Рассмотрим основные параметры генераторов.
Параметры гетеродина
Как мы уже знаем, гетеродины в приемниках предназначены для применения в составе смесителей для переноса спектра входного сигнала на более низкую частоту. От параметров гетеродинов зависят качество преобразованного
сигнала и в общем случае параметры всего радиоприемного устройства в целом.
Основные параметры гетеродина:
1) частота или диапазон частот выходного сигнала;
2) шаг перестройки частоты гетеродина;
3) мощность выходного сигнала;
4) относительная нестабильность частоты:
o кратковременная;
o долговременная;
5) точность установки частоты;
6) относительный уровень гармоник на выходе;
7) спектральная плотность мощности фазовых шумов.
Рабочая частота или диапазон частот определяются исходя из полосы
частот принимаемого сигнала. Например, для стандарта сотовой связи GSM 900
диапазон принимаемых частот для мобильных аппаратов составляет 935–
960 МГц. При номинале промежуточной частоты 45 МГц диапазон рабочих частот гетеродина будет равен 980–1005 МГц.
Шаг перестройки гетеродина по частоте задается шириной радиоканала,
принятой в системе связи, в составе которой будет работать радиоприемник
или передатчик. Например, шаг перестройки гетеродина для стандарта сотовой
связи GSM будет составлять 200 кГц.
Мощность на выходе гетеродина (в дБм) определяется исходя из требуемой для работы смесителя мощности плюс запас в 2–4 дБ, необходимый на
компенсацию потерь в тракте «гетеродин — смеситель» и на рассогласование
по входу смесителя. Обычно уровень сигнала гетеродина составляет +16 дБм.
Относительная нестабильность частоты — характеристика, показывающая отклонение частоты генератора (уход частоты) от номинального значения. Эта величина определяется отношением
∆𝑓
𝑓0
,
где ∆𝑓 — уход частоты;
𝑓0 — номинальная частота.
78
(39)
Различают кратковременную (например, за 1 с) и долговременную (например, за 1 год) нестабильность частоты генератора.
Пусть за один год уход частоты гетеродина с номинальной частотой 10 ГГц
составляет 1 кГц. Тогда долговременная относительная нестабильность частоты
будет равна
103
1010
= 10−7 .
(40)
Существует еще один способ задания нестабильности частоты. Пусть в
диапазоне температур (–40…50С) температурная нестабильность задается следующим образом: +1 ppm/С, где ppm означает миллионную часть целого. Тогда температурный уход частоты для гетеродина с частотой 10 ГГц составит
+1 ppm/C × 1010 = +10−6 /°C × 1010 = 10кГц/°C,
(41)
при этом относительная нестабильность частоты будет равна
104/1010 = 10–6.
(42)
Уход частоты гетеродина при изменении напряжения питания (pushing)
может быть минимизирован применением малошумящих стабилизаторов
напряжения.
Для уменьшения относительной нестабильности частоты от изменения
нагрузки (pulling) на выходе гетеродина применяются развязывающие устройства (вентили) или буферные усилители, которые, кроме этого, обеспечивают
требуемую мощность гетеродина.
Точность установки частоты задается резонансной частотой резонатора в
цепи обратной связи генератора. В случае применения в качестве гетеродина
синтезатора частот точность установки частоты гетеродина определяется частотой опорного генератора (ОГ). Обычно это значение составляет 10–1000 Гц.
Относительный уровень гармоник на выходе зависит от схемы генератора и наличия фильтра на его выходе. Обычно на выходе гетеродина требуется, чтобы уровень гармоник не превышал −25 дБ.
Спектральная плотность мощности фазовых шумов характеризует
кратковременную фазовую нестабильность частоты гетеродина за счет шумовых свойств генератора.
Перечисленные выше факторы приводят к тому, что в спектре выходного
сигнала гетеродина мы видим не одиночную частотную составляющую, как
нам хотелось бы, а целый спектр. Пример спектра гетеродина в широком диапазоне частот приведен на рисунке 93.
Не следует при этом считать, что сигнал гетеродина во временной области
будет сильно искажен. На рисунке 94 приведена временная диаграмма сигнала,
спектр которого показан на рисунке 93.
79
Рис. 93
Типовой спектр выходного сигнала гетеродина в широком диапазоне частот
Рис. 94
Временная диаграмма выходного сигнала гетеродина
Как видно из этого рисунка, форма выходного колебания гетеродина практически не отличается от синусоидальной. На глаз очень трудно оценить искажения сигнала, поэтому при оценке качества выходного сигнала гетеродина
обычно рассматривается его спектр. И действительно при рассмотрении спектра сигнала, приведенного на рисунке 93, мы видим, что уровень второй гармоники гетеродина на 25 дБ ниже уровня основного тона его сигнала. Трудно
определить на глаз искажения сигнала на уровне 5%.
Как это уже обсуждалось при изучении особенностей работы смесителя,
гармоники гетеродина могут привести к образованию побочных каналов прие80
ма. Однако при правильно разработанной структурной схеме радиоприемного
устройства гармоники гетеродина обычно не оказывают влияния на перенос
спектра принимаемого сигнала на промежуточную частоту. Кроме того, они
могут быть легко отфильтрованы полосовым фильтром, включенным на выходе
гетеродина.
В самом преобразователе частоты вторая гармоника гетеродина может
быть подавлена при помощи балансной (или двойной балансной) схемы. Уровень третьей гармоники гетеродина меньше основного тона уже на 50 дБ, поэтому уровень интермодуляционного канала, формируемого этой гармоникой
гетеродина, значительно меньше уровня зеркального канала.
Важный механизм, который ограничивает динамический диапазон приемника, — это преобразование шумов гетеродина в тракт промежуточной частоты
(Reciprocal mixing). На рисунке 93 фазовые шумы показаны в линейном масштабе. Намного больше информации дает представление фазовых шумов в логарифмическом масштабе, как по оси энергии сигнала, так и по оси частот.
Пример распределения плотности фазовых шумов гетеродина в зависимости от
отстройки от генерируемой частоты приведен на рисунке 95.
Рис. 95
Зависимость уровня фазовых шумов гетеродина от отстройки от генерируемой частоты
для микросхемы ADF4360-7
На этом рисунке приведена зависимость, рассчитанная программой
ADIsimPLL для синтезатора частот ADF4360-7. По оси Y отложена плотность
шумов по отношению к основной гармонике гетеродина в логарифмическом
масштабе. Мощность фазовых шумов описывается следующим выражением:
∆𝑃𝑁 (
𝑑𝐵𝑐
𝐻𝑧
)=
∆𝑃𝑃𝑁
)
𝑃г
10lg(
∆𝑓
где PPN — мощность фазовых шумов гетеродина;
Pг — мощность сигнала на выходе гетеродина.
81
,
(43)
В реальной схеме за счет неидеальности конструкции и источников питания плотность шумов гетеродина в дальней зоне может оказаться еще хуже.
Фазовый шум гетеродина ничем не отличается от колебания на частоте
настройки синтезатора. При взаимодействии с ним сигнал помехи преобразуется в промежуточную частоту, но так как преобразование производится с шумовым сигналом, то результат воспринимается как шум.
Это явление приводит к ухудшению отношения «сигнал/шум» на выходе
приемника. Таким образом, используемые гетеродины должны иметь настолько
низкий фазовый шум, чтобы при наличии сильной внеполосной помехи они создавали шумы меньше уровня шума приемника.
Форма тока гетеродина существенно зависит от режима работы смесителя,
поэтому в дальнейшем мы будем в основном оценивать шумовые характеристики гетеродина и его нестабильность. Эти характеристики существенно зависят от принципиальной схемы гетеродина. Рассмотрим основные схемы гетеродинов.
Основные схемы LC-генераторов
Генератор может быть построен на любом усилительном элементе, охваченном положительной обратной связью. Обобщенная схема генератора незатухающих колебаний приведена на рисунке 96.
усилитель
U1
U2
K,
,
цепь обратной связи
Рис. 96
Обобщенная схема генератора
Для самовозбуждения колебаний в такой схеме необходимо выполнить два
условия:
баланс амплитуд;
баланс фаз.
Баланс амплитуд выполняется, если произведение коэффициента усиления
усилителя K и коэффициента передачи цепи обратной связи будет больше
единицы:
|𝐾| × |β| ≥ 1.
82
(44)
Баланс фаз выполняется, если сумма фазового сдвига усилителя α и фазового сдвига цепи обратной связи φ будет равна нулю или кратна 360° (2π):
(α + φ) = 2 ∙ π ∙ 𝑛,
(45)
где n — целое число.
В качестве усилительного элемента можно использовать любой активный
элемент, обладающий усилением. В случае проектирования гетеродина удобнее
всего применять транзистор. Известно, что для построения генератора на транзисторах применяются схемы индуктивных и емкостных трехточек, получившие общее название «осцилляторные схемы». В настоящее время схема индуктивной трехточки практически не применяется. Это обусловлено высокой стоимостью и низкой стабильностью параметров индуктивностей.
Емкостные трехточки тоже имеют три варианта включения колебательного
контура. Эти варианты в англоязычной литературе имеют свои названия. Их
схемы приведены на рисунках 97–99.
L1
K
C1
C2
Рис. 97
Схема Пирса
В схеме Пирса применяется инвертирующий усилитель, поэтому для создания положительной обратной связи на его вход должно поступать напряжение, противофазное напряжению на его выходе. Поворот фазы выходного колебания усилителя на 180 осуществляется контуром L1, C1, C2.
C1
K
L1
C2
Рис. 98
Схема Клаппа
В схеме Клаппа применяется неинвертирующий усилитель, поэтому для
создания положительной обратной связи на его вход должно поступать напряжение, синфазное с напряжением на его выходе. Контур L1, C1, C2 инвертиро83
вание фазы колебания высокой частоты не производит. Соотношение емкостей
конденсаторов C1, C2 определяет глубину обратной связи .
C1
K
C2
L1
Рис. 99
Схема Колпитца
Схема Колпитца практически совпадает со схемой Клаппа. Отличие заключается в том, что на вход усилителя в данной схеме поступает все напряжение с частотозадающего контура, а вот выходное напряжение подается только
на часть контура (конденсатор C1).
Любую из этих схем можно использовать для построения схемы гетеродина. На рисунке 100 в качестве примера приведена схема Колпитца, выполненная на биполярном транзисторе.
R1
C3
VT1
C1
L1
R2
C2
R3
Рис. 100
Схема Колпитца, выполненная на биполярном транзисторе
В этой схеме усилительный элемент (транзистор VT1) включен в схему
контура L1 C1 C2, резонансная частота которого и задаёт частоту генерации
схемы. Глубина обратной связи задаётся соотношением ёмкостей C1 и C2 контура и коэффициентом усиления транзистора на заданной частоте самовозбуждения. Настройка гетеродина на требуемую частоту производится выбором
элементов контура L1, C1, C2.
𝑓=
где 𝐶 =
𝐶1×𝐶2
1
2𝜋√𝐿𝐶
.
𝐶1+𝐶2
84
,
(46)
Развязывающий конденсатор C3 не дает индуктивности L1 закоротить базу
транзистора VT1 на корпус схемы по постоянному току, поэтому цепи стабилизации тока транзистора по постоянному току можно рассматривать независимо
от частотозадающих цепей.
В данной схеме применена схема эмиттерной стабилизации. Как известно,
в эмиттерной стабилизации ток через резисторный делитель напряжения R1, R2
выбирается больше тока базы транзистора VT1 (как минимум в 5 раз). В этом
случае напряжение на базе транзистора не будет зависеть от температуры. При
увеличении коллекторного, а значит, и эмиттерного, тока транзистора VT1
(например, из-за увеличения температуры) увеличивается падение напряжения
на резисторе R3. Это приводит к уменьшению напряжения Uкэ, так как по закону Кирхгофа напряжение на базе может быть описано следующим образом:
𝑈б = 𝑈кэ + 𝑈𝑅э ,
(47)
откуда можно выразить напряжение Uкэ:
𝑈кэ = 𝑈б − 𝑈𝑅э .
(48)
Уменьшение напряжения Uкэ приводит к уменьшению тока базы транзистора и в конечном итоге к стабилизации тока покоя транзистора VT1.
В качестве еще одного примера принципиальной схемы гетеродина на рисунке 101 приведена схема Клаппа, выполненная на биполярном транзисторе.
C4
+Uп
L1
C2
VT1
выход
C1
R3
R1
C3
R2
Рис. 101
Схема Клаппа, выполненная на биполярном транзисторе
В схеме гетеродина, приведенной на рисунке 101, как и в схеме, приведенной на рисунке 100, применена схема эмиттерной стабилизации по постоянно85
му току. В ней базовый делитель напряжения собран на резисторах R2 и R3, а
эмиттерный резистор — это R1. В остальном схема включения транзистора по
постоянному току не отличается от схемы включения транзистора, приведенной на рисунке 100.
В схеме гетеродина, приведенной на рисунке 101, транзистор включен по
схеме с общей базой. Это позволяет применять данную схему гетеродина на очень
высоких частотах. Как и в схеме включения транзистора с общим коллектором,
она не инвертирует входной сигнал, поэтому для самовозбуждения колебаний достаточно подать на вход часть энергии колебаний из выходного контура.
Частотозадающий параллельный контур в данной схеме гетеродина составляют элементы L1, C1, C2. Глубина обратной связи определяется соотношением емкостей конденсаторов C1 и C2. Развязывающий конденсатор большой емкости C4 обеспечивает заземление верхнего по схеме конца индуктивности L1 по переменному току. Конденсатор C3 обеспечивает заземление базы
транзистора VT1 по переменному току.
Для гетеродинов очень важно обеспечить стабильность генерируемой частоты. В этом случае воздействие мощной помехи, действующей на выход гетеродина, может привести к захвату его частоты или паразитной частотной модуляции помехой. Именно поэтому очень важно обеспечить минимальное влияние нагрузки на частоту колебания, генерируемого гетеродином приемника.
Особенно это требование касается первого гетеродина.
Развязку выходной и входной цепи обычно выполняют при помощи усилителя на транзисторе или интегральной микросхеме. Заодно и энергии от гетеродина
можно забирать поменьше, что уменьшит вносимые потери в частотозадающий
контур и в конечном итоге повысит стабильность частоты гетеродина.
В качестве развязывающего устройства может подойти любой усилитель,
однако чаще всего применяется транзисторный усилитель с общим коллектором (эмиттерный повторитель). Подобная схема гетеродина с развязкой от смесителя при помощи эмиттерного повторителя с гальванической связью между
усилительными каскадами приведена на рисунке 102.
+Uп
C3
R1
VT1
C1
VT2
L1
C2
выход
R2
R3
R4
Рис. 102
Гетеродин с развязкой от нагрузки при помощи эмиттерного повторителя
86
В настоящее время в качестве буферного усилителя применяются интегральные микросхемы, позволяющие получить нормированное усиление и развязку входа микросхемы от ее выхода во всем диапазоне рабочих частот. В качестве примера можно назвать буферизирующую микросхему MAX2470 фирмы MAXIM. Благодаря своим малым размерам эта микросхема занимает меньшую площадь, чем схема, собранная на отдельных элементах.
Существуют микросхемы, в которых для реализации гетеродина достаточно подключить только внешнюю индуктивность. В качестве подобной микросхемы можно назвать микросхему MAX2605. Тем не менее для получения качественных характеристик очень важна конструкция гетеродина, и ряд фирм,
таких как Mini-Circuits или Sirenza micro devices, выпускают готовые модули
гетеродинов, предназначенные для работы в определенном диапазоне частот.
Схема такого модуля, предназначенного для тестирования микросхемы
MAX2620, приведена на рисунке 103.
Рис. 103
Схема гетеродина, реализованная на специализированной микросхеме MAX2620
На стабильность частоты гетеродина большое влияние оказывают стабильность и шумовые параметры источника питания, поэтому при реализации гетеродинов большое внимание уделяется их схемам питания.
Первоначально для снижения уровня пульсаций напряжения, присутствующих на источнике питания радиоприемного устройства, по цепям питания гетеродина ставились фильтрующие RC-цепочки. Эти же цепочки снижают влияние остальных блоков приемника на частоту сигнала, вырабатываемого гетеродином.
По мере совершенствования интегральных микросхем в качестве активных
фильтров помех стали применять малошумящие стабилизаторы напряжения.
В качестве примера подобного стабилизатора можно назвать микросхемы
ADP3330, ADM7150, ADM7154, ADM7172 фирмы Analog Devices. Схема гете87
родина с применением в качестве фильтра питания малошумящего стабилизатора ADP3330 приведена на рисунке 104.
Рис. 104
Схема гетеродина с малошумящим стабилизатором напряжения
На этой схеме в качестве каскада, уменьшающего влияние смесителя на
выходную частоту гетеродина, применена буферизирующая микросхема
MAX2470. Цепочка R20, C57 предназначена для уменьшения шумов на выходе
микросхемы малошумящего стабилизатора напряжения ADP3330, примененной
в качестве фильтра питания гетеродина.
Кроме нестабильности питающих напряжений и нагрузки на значение генерируемой частоты влияет старение и зависимость от температуры частотозадающих элементов (индуктивности и емкостей, входящих в состав контура).
Для того чтобы обеспечить стабильность генерируемой частоты, применяют
индуктивности и емкости с малой зависимостью от температуры. В ряде случаев применяется несколько конденсаторов с противоположной зависимостью от
температуры.
Особенности кварцевой стабилизации частоты генераторов
Несмотря на все перечисленные в предыдущей главе меры увеличения стабильности гетеродинов, выполненных на LC-схемах, трудно получить относительную стабильность частоты выше значения 10–3–10–4. Эта нестабильность
приводит к уходу частоты настройки приемо-передающего устройства на частоте 100 МГц на 100–10 кГц. Это значение превышает ширину частотного канала современных систем мобильной связи. На более высоких частотах поло88
жение с абсолютным уходом частоты в зависимости от температуры и старения
элементов еще больше ухудшается.
Поэтому велись работы по увеличению стабильности частотозадающих
элементов. В результате удалось получить стабильность на два порядка выше
при применении в качестве частотозадающих элементов генераторов кварцевых
резонаторов. При этом можно обеспечить относительную стабильность частоты
генератора от 10–5 до 10–8.
Кварцевый резонатор применяется в гетеродинах радиоприемников в качестве частотозадающего колебательного резонансного LC-контура. Благодаря
малым потерям энергии в данном резонаторе удается достигнуть добротности
порядка нескольких тысяч.
В настоящее время распространено мнение, что для стабилизации частоты
достаточно подключить кварцевый резонатор, и проблемы стабилизации частоты решены. Однако это не так. Относительно легко получить стабильность частоты 10–5. А ряд кварцевых резонаторов принципиально не может превысить
стабильность 10–4.
Для современных систем мобильной связи этого значения недостаточно.
Для того чтобы можно было реализовать большую стабильность частоты задающих генераторов и гетеродинов, нужно достаточно глубоко понимать принцип работы кварцевых генераторов вообще и резонаторов в частности.
Рассмотрим, как устроены кварцевые резонаторы и на каких принципах
они работают. Почему же для стабилизации частоты получили распространение
именно кварцевые резонаторы?
Кварцевые кристаллы обладают пьезоэлектрическим эффектом (от греч.
пьезо — давить).
Существует срез с нулевым температурным коэффициентом.
Существует срез с нулевой чувствительностью к механическим воздействиям.
Низкие потери (высокая добротность Q).
Кварцевые кристаллы дешевы в производстве.
Обладают низкой растворимостью в нормальных условиях (кроме
фторсодержащих растворителей).
Кварцевые кристаллы твердые, но при этом не хрупкие.
Кварцевые кристаллы известны в природе как горный хрусталь, аметист
или раухтопаз. В качестве примера на рисунке 105 приведена фотография друзы кристаллов раухтопаза.
Добываются природные кристаллы кварца в основном на рудниках Бразилии. Природные кристаллы кварца содержат в себе большое число неоднородностей. Кроме того, они дороги, поэтому в настоящее время в основном применяются искусственно выращенные кристаллы кварца. Кварцевые кристаллы
выращиваются из щелочных растворов в автоклавах при температуре 400C и
давлении около 2000 атм. Процесс выращивания кристалла длится от 30 до
45 дней.
89
Рис. 105
Внешний вид кварцевых кристаллов
Особенностью кристалла кварца является то, что он обладает пьезоэффектом. Пьезоэффект обусловливается особым строением кристалла кварца. Он
представляет собой правильную шестиугольную призму. Схематически расположение ионов кислорода и кремния в кристалле кварца изображено на рисунке 106.
x
Si +
– O2
+ Si
O2 –
– O2
+ Si
y
Рис. 106
Расположение ионов кислорода и кремния в кристалле кварца
В кристалле явным образом наблюдается электрическая ось x и механическая ось y. При сжатии кристалла вдоль механической оси y отрицательные
ионы кислорода вытесняются с одной стороны, а положительные ионы крем90
ния — с другой. В результате возникает разность потенциалов. Сжатие или растяжение по оси Z не вызывает появления зарядов на гранях. Поэтому ось Z
называется оптической.
Благодаря симметричности кристалла кварца механическую и электрическую оси можно провести тремя разными способами. Эффект при этом не изменится. На рисунке 107 показаны кристаллографические оси относительно
кристалла кварца и изображено, как нужно вырезать пластинку из кристалла
кварца для того, чтобы на ее краях возникала разность потенциалов.
Рис. 107
Как вырезается пьезоэлектрическая пластинка из кварцевого кристалла
Срез, показанный на рисунке 107, получил название «XT-срез». Изменение
размеров XT-среза кварцевой пластинки при прикладывании разности потенциалов к ее поверхности приведено на рисунке 108.
Рис. 108
Изменение размеров XT-среза кварцевой пластинки
при прикладывании разности потенциалов к ее поверхности
XT-срез применяется для изготовления низкочастотных кварцевых резонаторов (3–85 кГц). Например, часовых резонаторов на частоту 32 768 кГц. Чертеж часового кварцевого резонатора приведен на рисунке 109. Он выполнен в
91
виде вилки камертона. Эта форма, как и в музыкальной технике, позволяет получить очень высокую добротность резонатора.
Z
Y
X
Рис. 109
Чертеж камертонной вилки часового кварцевого резонатора
Форма колебаний плеч камертона часового резонатора приведена на рисунке 110.
Рис. 110
Колебания плеч часового кварцевого резонатора
Фотография часового кварцевого резонатора со снятым защитным корпусом приведена на рисунке 111.
Рис. 111
Внешний вид часового кварцевого резонатора
92
Следует заметить, что подобный срез кварцевой пластинки, применяемый
в часовых кварцевых резонаторах, не позволяет получить высокую стабильность частоты колебаний. На рисунке 112 приведена типовая зависимость отклонения частоты кварцевого резонатора XT-среза от температуры окружающей среды.
Рис. 112
Типовая температурная зависимость ухода частоты XT-среза кварцевого резонатора
Как видно из этого графика, при изменении температуры от –25 до 75С
частота уходит на 80 миллионных (80 ppm). Это соответствует стабильности
частоты 10–4, что вполне достаточно для работы наручных часов, синхронизации микропроцессоров, но слишком мало для стабилизации несущей частоты
приемопередатчиков.
Намного лучшими характеристиками обладает AT-срез кристалла кварца.
В отличие от XT-среза, в AT-срезе пластинка вырезается под углом к механической оси Z. Его значение составляет 3515 (на частотах выше 10 МГц угол
среза будет уже 3518). Так как срез выполнен под углом, то в пластинке формируется сдвиг поверхности по толщине, как это показано на рисунке 113.
Рис. 113
Сдвиг поверхностей AT-среза кварцевой пластинки
при прикладывании к ним разности потенциалов
Расположение пластинки AT-среза относительно кристаллографических
осей кварцевого кристалла приведено на рисунке 114.
93
Z
Q=35°15'
Y
X
Рис. 114
Расположение пластинки AT-среза относительно кристаллографических осей
кварцевого кристалла
В AT-резонаторе его резонансная частота зависит от толщины пластинки.
Толщина кварцевой пластинки определяется как 1,661 мм/(частота в МГц).
Диапазон частот этих кварцевых резонаторов лежит в диапазоне от 0,5 до
300 МГц. Пластинку можно вырезать в виде полоски и разместить в таком же
корпусе, как и часовой кварц (рис. 115).
Рис. 115
Внешний вид кварцевого резонатора с AT-срезом
Однако для уменьшения потерь и исключения паразитных колебаний на
нежелательных частотах (а именно это и требуется в гетеродинах радиоприемников и возбудителях передатчиков) форму пластинки делают в виде диска или
линзы. Внешний вид и внутреннее устройство кварцевого резонатора с ATсрезом пластинки приведены на рисунке 116.
Рис. 116
Внешний вид кварцевого резонатора с AT-срезом
На рисунке 117 приведены типовые зависимости отклонения частоты
кварцевого резонатора AT-среза от температуры окружающей среды при различных отклонениях угла среза от оптимального значения 3515.
94
Рис. 117
Типовые температурные зависимости ухода частоты кварцевого резонатора AT-среза
Как видно из графика, при точном соблюдении угла среза кварцевого кристалла в том же диапазоне температур уход частоты не превышает ±10 ppm.
Это соответствует нестабильности частоты 10–5.
Эквивалентная схема кварцевого резонатора приведена на рисунке 118, а
характеристика зависимости его сопротивления от частоты — на рисунке 119.
Lm
Cm
L1
C1
Cp
Рис. 118
Эквивалентная схема кварцевого резонатора
Последовательные контуры в данной эквивалентной схеме отображают основную частоту колебания пластинки, третью и, если нужно, пятую гармоники
основного колебания. Конденсатор Cp отображает емкость кварцедержателя.
95
Рис. 119
Зависимость сопротивления кварцевого резонатора от частоты
В диапазоне частот от последовательного резонанса (минимум сопротивления) до параллельного резонанса (максимум сопротивления) кварцевый резонатор обладает индуктивным сопротивлением. Одна из наиболее распространенных схем кварцевых генераторов, выполненная на биполярном транзисторе,
приведена на рисунке 120.
+Uп
R1
C3
VT1
Выход
C1
Z1
R2
C2
R3
Рис. 120
Схема кварцевого генератора на биполярном транзисторе
Это типичная схема Колпитца, в которой кварцевый резонатор Z1 применяется вместо катушки индуктивности. Достаточно часто для реализации кварцевого генератора используется схема Пирса на КМОП-инверторе. Ее схема
приведена на рисунке 121.
R1
1
1
выход
Z1
C2
C1
Рис. 121
Схема кварцевого генератора на логическом элементе
96
Опорные генераторы
В синтезаторах частот удается совместить противоречивые требования
необходимости перестройки по частоте и обеспечения высокой стабильности
этой частоты. При этом перестройка по частоте осуществляется генератором
управляемым напряжением, а стабильность частоты обеспечивается генератором опорной частоты.
В простейшем случае в качестве опорного генератора может подойти
обычный кварцевый генератор с кварцевым резонатором AT-среза со схемой,
подобной приведенным на рисунках 120 и 121. Обычно в состав микросхемы
кварцевого генератора включается малошумящий стабилизатор напряжения.
Такие кварцевые генераторы обеспечивает стабильность частоты 210–5, или
20 ppm. Они получили название XO (crystal oscillator).
Как видно из схемы, подобный генератор достаточно легко реализовать на
дискретных элементах, но, учитывая, что размеры генераторов XO весьма малы, выгоднее купить готовую микросхему. В качестве примера на рисунке 122
приведен внешний вид микросхемы кварцевого генератора поверхностного
монтажа (SMD).
Рис. 122
Внешний вид SMD-микросхемы кварцевого генератора XO
Внутреннее устройство кварцевого генератора XO достаточно хорошо
видно на фотографии, приведенной на рисунке 123.
Рис. 123
Внутреннее устройство кварцевого генератора XO
97
На этой фотографии видны диск кварцевого резонатора с AT-срезом, керамическая плата с микросхемой генератора, конденсаторы поверхностного монтажа.
В настоящее время в состав генераторов XO включают цепь фазовой автоподстройки, как в синтезаторах частоты. Это позволяет значительно снизить
уровень фазовых шумов и джиттер выходного сигнала. Кроме того, таким образом расширяется диапазон возможных частот в сторону высоких частот.
В качестве отдельного варианта кварцевого генератора рассматривают генераторы с возможностью подстройки частоты. Их называют VCXO — кварцевые генераторы, управляемые напряжением. Одна из возможных схем подобного генератора приведена на рисунке 124.
+Uп
Подстройка
частоты C1
VD1 Z1
R6
VT1
Выход
C2
C3
R7
R8
Рис. 124
Кварцевый генератор с подстройкой частоты внешним напряжением (VCXO)
Опорные кварцевые генераторы с температурной компенсацией
ухода частоты TCXO
Кварцевые генераторы с температурной компенсацией ухода частоты позволяют значительно повысить стабильность частоты выходного колебания. Однако, как мы уже обсуждали ранее, для целей современных телекоммуникационных устройств стабильности частоты 10–5, которую обеспечивают обычные
кварцевые генераторы XO, недостаточно. В то же самое время температурная
зависимость AT-среза кварцевого кристалла хорошо известна. Поэтому в качестве опорных генераторов с повышенной стабильностью частоты были разработаны термокомпенсированные кварцевые генераторы TCXO.
Изменение частоты кварцевого генератора с кристаллом AT-среза и компенсирующее напряжение, подаваемое на варикап VCXO, в зависимости от
температуры окружающей среды приведено на рисунке 125. На этом же рисунке приведено результирующее изменение частоты термокомпенсированного
кварцевого генератора TCXO. Неполная компенсация ухода частоты в зависимости от окружающей температуры связана с неточностью формирования ком-
98
пенсирующего напряжения, которое подается на управляющий частотой VCXO
варикап.
Рис. 125
График изменения частоты кварцевого генератора и компенсирующего напряжения
Неточная компенсация частоты объясняется ошибками формирования
компенсирующего напряжения. Кроме того, уход частоты при росте температуры и понижении температуры несколько различается. Кривая обладает гистерезисом. График изменения частоты кварцевого генератора показан на рисунке 126.
Рис. 126
График изменения частоты кварцевого генератора
Простейшие версии TCXO выполняются с применением терморезисторов.
Одна из возможных схем кварцевого термокомпенсированного генератора приведена на рисунке 127.
99
+Uп
+Uп
R1
R2
R6
t R3
C3
R4
VD1
Z1
R5
C2
t
VT1
Выход
C1
R7
R8
Рис. 127
Схема кварцевого генератора с температурной компенсацией ухода частоты TCXO
В этой схеме на резисторе R1 и стабилитроне VD1 собран стабилизатор
напряжения. Терморезисторы R2 и R5 вместе с обычными резисторами R3 и R4
формируют зависимость напряжения от температуры, приведенную на рисунке 125. Это напряжение подается на варикап VD2 и подстраивает частоту кварцевого генератора под заданное значение. Сам генератор собран по схеме
Клаппа на транзисторе VT1. Внутреннее устройство одной из микросхем термокомпенсированного кварцевого генератора приведено на фотографии, показанной на рисунке 128.
Рис. 128
Внутреннее устройство одного из видов
кварцевого термокомпенсированного генератора
В современных версиях этих генераторов ставится датчик температуры и
микроконтроллер с таблицей зависимости напряжения, которое нужно выдать
на варикап VCXO от температуры. В результате можно получить нестабильность по частоте до 0,5×10–6, или 0,5 ppm. На рисунке 129 приведен примерный
вид температурной зависимости генератора TCXO.
100
Рис. 129
Типовая температурная зависимость ухода частоты при температурной компенсации
Подобные опорные генераторы немного дороже простых кварцевых генераторов, но при этом они размещаются в точно таких же корпусах микросхем,
как и обычные кварцевые генераторы XO.
Применение TCXO в качестве опорных генераторов позволяет значительно улучшить характеристики современных телекоммуникационных
устройств. А то обстоятельство, что опорный генератор в составе телекоммуникационного устройства используется только один вместо нескольких обычных, может даже в конечном итоге снизить стоимость аппаратуры.
TCXO широко применяются в сотовых телефонах и в аппаратуре программно реализованных раций (software radio). Внешний вид наиболее широко использующихся микросхем термокомпенсированных опорных кварцевых генераторов TCXO приведен на рисунке 130.
Рис. 130
Внешний вид опорных кварцевых генераторов с температурной компенсацией
Термокомпенсированные опорные кварцевые генераторы производятся рядом отечественных и иностранных фирм. В качестве примера можно назвать такие микросхемы, как ГК121-ТК–HR/5Е-7-А – 10,0 МГц ОАО «Морион», ГК321ТК-01-С открытого акционерного общества «Пьезо» или TE 300 40M000000 фирмы Racon.
В настоящее время термокомпенсированные кварцевые генераторы все
больше размещаются в корпусах поверхностного монтажа. Пример внешнего
вида подобного TCXO показан на рисунке 131.
101
Рис. 131
Внешний вид генератора TCXO в SMD-корпусе
Внутреннее устройство подобного вида термокомпенсированных кварцевых генераторов может выглядеть так, как показано на рисунке 132.
Рис. 132
SMD-термокомпенсированный генератор со снятой верхней крышкой
А его конструкторский чертеж и чертеж посадочного места на печатной
плате с указанием размеров в миллиметрах приведен на рисунке 133.
Рис. 133
Чертеж TCXO в SMD-корпусе
102
Опорные кварцевые генераторы с микроконтроллерной стабилизацией
частоты MCXO
Кварцевые генераторы с микроконтроллерной компенсацией температурного ухода частоты MCXO являются одним из подвидов опорных генераторов с
температурной компенсацией TCXO.
В кварцевых генераторах стабильность частоты зависит не только от температуры. Частота кварцевого резонатора меняется после удара, очередного
включения генератора, вибрации и т. д. Кроме того, в TCXO температурная зависимость резонансной частоты обладает гистерезисом. Все эти факторы не
позволяют получить нестабильность частоты лучше 0,5 ppm. Пример изменения частоты кварцевого генератора с течением времени приведен на рисунке 134.
Рис. 134
Изменение частоты кварцевого генератора при воздействии на него различных факторов
Микроконтроллер в процессе компенсации ухода частоты позволяет учесть
большинство из указанных факторов, влияющих на частоту кварцевого генератора.
Одним из факторов, которые не позволяют осуществить точную компенсацию ухода частоты, является то, что измеряется температура не кварцевого
кристалла, а объема внутри микросхемы кварцевого генератора. В 1982 г. был
открыт процесс, позволяющий измерять температуру непосредственно кварцевого кристалла. Выяснилось, что частота основного колебания кварцевого резонатора и частота его третьей гармоники при изменении температуры отлича103
ются. График изменения разностной частоты этих колебаний представлен на
рисунке 135.
Рис. 135
Температурная зависимость ухода разностной частоты кварцевого кристалла
Эту частоту можно измерить обычным цифровым счетчиком и использовать для коррекции частоты кварцевого генератора. Структурная схема кварцевого генератора с микроконтроллерной компенсацией частоты приведена на
рисунке 136.
3f
Двухрежимный
генератор f
DDS
ФАПЧ
f
/3
Микроконтроллер
Цифровой
счетчик
Рис. 136
Схема кварцевого генератора MCXO
На данной схеме разностная частота выделяется на выходе смесителя частот и поступает на цифровой счетчик, который определяет температуру кристалла. Микроконтроллер вычисляет необходимое смещение частоты и подает
104
на вход микросхемы прямого цифрового синтеза DDS необходимый код частоты.
Частоту с выхода DDS уже можно использовать в качестве выходной, однако для окончательной очистки выходного колебания от нежелательных спектральных компонент применяется схема фазовой автоподстройки частоты, в составе которой применяется кварцевый генератор с подстройкой напряжением
VCXO или высококачественный ГУН. Он подстраивается под частоту DDS.
Кварцевые опорные генераторы с микроконтроллерной компенсацией ухода частоты MCXO позволяют получить стабильность частоты до 2×10–8, что соизмеримо со стабильностью термостабилизированных опорных генераторов
OCXO. При этом стоимость, потребляемая энергия и габариты MCXO значительно меньше аналогичных параметров кварцевых термостатированных генераторов OCXO.
Термостатированные кварцевые опорные генераторы
Работа кварцевого кристалла при определенной температуре позволяет
практически исключить уход частоты генератора от температуры. Именно поэтому были разработаны термостабилизированные кварцевые генераторы
OCXO. Стабилизировать температуру генератора легче всего при повышенной
температуре. Тогда охлаждение будет происходить просто за счет передачи
тепла окружающей среде.
Рис. 137
Термоизоляция корпуса OCXO
Для стабилизации температуры используются схемы поддержания постоянной температуры. В них используется обратная связь с применением термодатчика и нагревателя. Один из вариантов подобной схемы приведен на рисунке 138.
105
Рис. 138
Схема стабилизации температуры
Конкретная температура, которую следует стабилизировать, определяется
углом среза кварцевого кристалла. Для AT-среза это 70C.
Однако специально для термостабилизированных кварцевых генераторов в
1976 г. был разработан особый срез кварцевого кристалла, обладающий улучшенными характеристиками. Он получил название «SC-срез» (stress compensated — срез с компенсацией напряжений в кристалле). Этот срез получается
двойным поворотом относительно кристаллографических осей, как это показано на рисунке 139.
Z
Q=34,11°
Q=34,11°
Y
=21,93°
X
Рис. 139
Расположение пластинки SC-среза относительно кристаллографических осей
кварцевого кристалла
Сравнение температурных характеристик этих срезов кристалла приведено
на рисунке 140.
106
Рис. 140
Температурные зависимости ухода частоты кварцевых резонаторов AT- и SC-срезов
На данном рисунке отчетливо видно, что AT-срез однозначно превосходит
в широком диапазоне температур SC-срез, однако в узком интервале температур в районе 92C уход частоты у CS-среза будет меньше, а именно это и требуется для термостабилизированных кварцевых генераторов OCXO. Более точные графики в диапазоне температур от 60 до 100C приведены на рисунках 141 и 142.
Рис. 141
Температурные зависимости ухода частоты кварцевых резонаторов AT-среза
107
Рис. 142
Температурные зависимости ухода частоты кварцевых резонаторов SC-среза
Как видно из графиков, приведенных на рисунках 141 и 142, применение
среза кварцевой пластинки с двойным поворотом относительно кристаллографических осей позволяет уменьшить зависимость от температуры на два порядка. Таким образом, данный тип генераторов (OCXO) позволяет достигнуть
стабильности частоты 10–13 (например, опорные генераторы HSO14 фирмы
RAKON).
Для этих опорных генераторов требуются уже корпуса больших размеров.
Это обусловлено необходимостью термоизоляции от окружающей среды.
Именно поэтому термостабилизированные генераторы часто называют термостатированными генераторами, от слова «термостат» (термос). Даже образцы,
предназначенные для монтажа на печатные платы, обладают размерами
36×27×18,8 мм. Внешний вид подобного отечественного опорного генератора
ГК193-ТС приведен на рисунке 143.
Рис. 143
Внешний вид термостабилизированного кварцевого генератора OCXO
108
Генераторы, управляемые напряжением (ГУН)
Преимуществом LC-генераторов является возможность их перестройки по
частоте. В настоящее время перестройка LC-генераторов по частоте обычно осуществляется емкостью варикапов. Это позволяет перестраивать генератор по частоте при помощи управляющего напряжения, поэтому подобные устройства
называются генераторами, управляемыми напряжением (ГУН). Иностранное
название — VCO. Пример принципиальной схемы ГУН приведен на рисунке 144.
+Uп
R1
Настройка
C1
C4
VT1
C2
VD1
выход
L1
C3
R2
R3
Рис. 144
Принципиальная схема LC-генератора, перестраиваемого напряжением (ГУН)
Приведенный на схеме генератор выполнен по схеме Клаппа. Для стабилизации режима работы в диапазоне температур применена схема эмиттерной стабилизации. Для того чтобы индуктивность L1 не замкнула базу транзистора VT1
на корпус, служит конденсатор C4. Перестройка по частоте осуществляется варикапом VD1. Диапазон перестройки генератора по частоте уменьшается конденсатором С1. Он же не допускает шунтирования управляющего напряжения
индуктивностью частотозадающего контура L1. Пример зависимости выходной
частоты генератора от управляющего напряжения приведен на рисунке 145.
Рис. 145
Типовая характеристика зависимости частоты выходного колебания
от управляющего напряжения
109
Обычно сигнал на выходе генератора в частотной области изображают в
виде дельта-функции. Однако в реальных генераторах это не так. Частотная зависимость напряжения на выходе генератора зависит от уровня шумов усилительного прибора и пульсаций и помех на напряжении питания. Кроме того, на
эту зависимость влияют параметры частотозадающего контура. Именно контур
приводит к резкому падению уровня шумов при удалении от частоты генерации.
То, что усилительный элемент генератора работает в режиме ограничения
напряжения, приводит к тому, что остается только фазовая составляющая шума, а амплитудная срезается. Типовая зависимость спектра сигнала на выходе
генератора синусоидального колебания приведена на рисунке 146.
Рис. 146
Спектр сигнала на выходе LC-генератора
Как видно из данного рисунка, спектральная линия сигнала на выходе генератора, в том числе и ГУН, симметрична. Поэтому на графиках обычно приводится только половина сигнала. Пример зависимости уровня фазовых шумов
от отстройки от несущего колебания приведен на рисунке 147.
Наличие этих шумов приводит к тому, что при применении генератора в
составе супергетеродина помехи, даже далеко отстоящие по частоте, преобразуются в полосу полезного сигнала. Они воспринимаются приемником как
дополнительный шум, а в передатчике повышают уровень шумов на соседних
частотных каналах, поэтому уровень фазовых шумов генераторов в составе современных телекоммуникационных устройств стараются снижать. Один из
способов понижения фазового шума приведен на рисунке 148.
110
Рис. 147
Зависимость уровня фазовых шумов от отстройки от основного колебания генератора
Рис. 148
Принципиальная схема ГУН JTOS-850VW+
111
Транзистор VT2 с конденсатором C4 подавляют фазовые шумы в зоне малых отстроек от частоты генерации. Перестраиваемый фильтр L2, C7, C8, VD3,
VD4 подавляет гармоники полезного сигнала.
Генераторы, управляемые напряжением, выполняют как в виде экранированных печатных плат на поликоровой или фторопластовой печатной плате, как
это приведено на рисунке 149, так и в виде интегральных микросхем.
Рис. 149
Внешний вид ГУН серии DCSR
Чертеж корпуса LFCSP интегральной микросхемы ГУН HMC1169 фирмы
Analog Devices приведен на рисунке 150. Он позволяет оценить габариты современного исполнения генераторов, управляемых напряжением.
Рис. 150
Чертеж корпуса микросхемы ГУН HMC1169 фирмы Analog Devices
Схемы высокостабильных перестраиваемых гетеродинов
К гетеродинам современных приемо-передающих устройств в настоящее
время предъявляются требования обеспечивать такую стабильность частоты,
какую могут обеспечить только кварцевые генераторы. При этом они должны
обеспечивать перестройку с одной частоты на другую.
112
Требования стабильности частоты и возможности перестройки по частоте
являются взаимоисключающими, поэтому не удается совместить их в одном
устройстве. Перестройка по частоте обычно реализуется в LC-генераторах. Такие генераторы получили название «генераторы, перестраиваемые напряжением» (ГУН). При этом высокими параметрами по стабильности частоты обладают различные классы кварцевых генераторов, такие как TCXO, MCXO или
OCXO, но они не могут перестраиваться по частоте в широком диапазоне частот.
Объединить преимущества LC и кварцевых генераторов позволяет схема
фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ). Рассмотрим основные блоки, входящие в структурную схему фазовой автоматической подстройки частоты.
Структурная схема ФАПЧ приведена на рисунке 151.
ОГ
ФД
ФНЧ
ГУН
f= fоп
Рис. 151
Структурная схема цепи фазовой автоподстройки частоты
В данной схеме ОГ — это высокостабильный опорный генератор частоты,
ФД — фазовый детектор, ГУН — LC-генератор, перестраиваемый по частоте,
ФНЧ — фильтр низкой частоты, выделяющий из сигнала на выходе фазового
детектора напряжение, настраивающее ГУН на частоту опорного генератора.
Схема, приведенная на рисунке 151, часто применяется для уменьшения фазовых шумов гетеродина или джиттера генератора тактовой синхронизации систем цифровой обработки сигналов.
На рисунке 152 приведен типовой спектр фазовых шумов опорного генератора.
Рис. 152
Типовой спектр фазовых шумов генератора ГК89-ТС частотой 10 МГц
113
Обратите внимание, что спектр фазовых шумов фиксируется на уровне
150 дБс/Гц и при дальнейшей отстройке от частоты генератора не снижается.
У LC-генераторов, которые обычно используются в качестве ГУН, фазовые
шумы при отстройке от частоты генератора уменьшаются. Пример их зависимости от частоты для генератора, управляемого напряжением, приведен на рисунке 153.
Рис. 153
Типовой спектр фазовых шумов ГУН
Фазовые шумы цепи ФАПЧ в ближней зоне будут повторять фазовые шумы опорного генератора, а в дальней зоне, где ФНЧ разорвет цепь автоподстройки частоты, — шумы ГУН. Общий уровень фазовых шумов будет значительно меньше, что приведет и к снижению джиттера (дрожание фронтов тактового генератора).
Однако мы собирались использовать схему ФАПЧ для генерации заданного набора частот. То есть нам требуется научиться изменять частоту генератора,
управляемого напряжением. Для этого включим в цепь обратной связи цифровой делитель частоты, как это показано на рисунке 154. Частота сигнала на выходе этого делителя уменьшится по сравнению с входным значением в коэффициент деления раз. Но ведь на входе фазового детектора частоты сравниваемых сигналов должны быть равными друг другу. Для этого мы увеличим среднюю частоту генерации ГУН в коэффициент деления раз.
При попытке частоты ГУН измениться относительно этого значения цепь
фазовой автоподстройки будет возвращать ее к номинальному значению.
114
fоп
ОГ
ФД
ФНЧ
fоп
ГУН
f= fоп×N
ДПКД
Рис. 154
Структурная схема цифрового синтезатора частот
В структурной схеме, приведенной на рисунке 154, использован делитель с
переменным коэффициентом деления (ДПКД). Изменяя коэффициент деления N делителя ДПКД, можно перестраивать выходную частоту генератора в
пределах, которые позволяет выбранный ГУН. В этой схеме в качестве фазового детектора может быть применен как цифровой фазовый детектор, так и фазовый компаратор. Применение фазового компаратора (частотно-фазового детектора) позволяет расширить частотный диапазон захвата петли фазовой автоматической подстройки частоты синтезатора частот.
Как мы уже знаем, коэффициент деления цифрового делителя частоты может достигать несколько тысяч. Выбрав достаточно низкую опорную частоту
fоп, можно получить шаг перестройки синтезатора, удовлетворяющий требованиям к перестраиваемому генератору частот. Шаг перестройки синтезатора в
схеме ФАПЧ получается равным частоте опорного генератора.
Обычно в радиотехнических схемах требуется малый шаг перестройки генератора. Величина этого шага составляет сотни герц или в крайнем случае
единицы килогерц. В системах мобильной радиосвязи шаг перестройки синтезатора частот должен быть равен ширине канала связи. В результате возникает
новая проблема. Мы не можем использовать для формирования такой частоты
кварцевый генератор, ведь приемлемые по габаритам и стоимости кварцевые
резонаторы могут работать только в диапазоне частот от 1 до 30 МГц.
Тем не менее для получения низкой частоты сравнения на входах фазового
детектора на выходе опорного генератора можно поставить еще один цифровой
делитель частоты с постоянным коэффициентом деления, как это выполнено в
схеме, приведенной на рисунке 155. В этой схеме мы можем выбирать значения
частот сравнения fср, опорной частоты fоп и выходного колебания f в достаточно
широком диапазоне.
ОГ
fоп
ПД
fср
f= fоп×N/K
ФД
ФНЧ
fср
ГУН
ДПКД
Рис. 155
Структурная схема цифрового синтезатора частот с малым шагом перестройки частоты
115
В качестве примера давайте определим требования к блокам, входящим в
структурную схему синтезатора, вырабатывающего частоты в диапазоне от 146
до 174 МГц. Пусть в схеме будет использован генератор опорной частоты
6,4 МГц. Такие высокостабильные генераторы предлагаются многими фирмами
в качестве готовых модулей, например модуль 6.4 MHz CFPT-9006-FC-1B фирмы C-MAC.
Шаг перестройки по частоте в заданном диапазоне частот определяется
разносом радиоканалов по частоте (шириной канала). В настоящее время в этом
диапазоне частот МККР рекомендует строить аппаратуру с шириной полосы
радиоканала 12,5 кГц. Пусть наш синтезатор частот будет обладать именно таким шагом настройки частоты. Тогда частота сравнения на входе фазового детектора тоже должна соответствовать этому значению. Отсюда можно определить коэффициент деления постоянного делителя ПД:
K ПД
f оп 6,4 106
512.
f ср 12,5 103
(49)
Теперь определим максимальное и минимальное значения коэффициентов
деления ДПКД:
K min
f min 146 106
11 680;
f ср 12,5 103
(50)
K max
f max 174 106
13 920.
fср 12,5 103
(51)
Все полученные коэффициенты деления легко реализуются одной из схем
делителей частоты (цифровых счетчиков), рассмотренных нами в предыдущих
главах. Теперь можно приступать к разработке принципиальной схемы синтезатора. Единственным блоком, не рассмотренным в предыдущих главах, остался
блок определения ошибки по частоте. Остановимся на этом блоке подробнее.
Фазовый компаратор
В современных микросхемах синтезаторов частот в качестве фазового детектора обычно применяется фазовый компаратор. Эта схема является частотно-фазовым детектором. Фазовый компаратор позволяет формировать напряжение, не пропорциональное фазе, а соответствующее знаку фазы, то есть на
его выходе может быть три значения напряжения: отставание по фазе, опережение по фазе и точное совпадение по фазе входных колебаний.
Если проинтегрировать такое напряжение на конденсаторе, то при отставании фазы колебания с выхода ГУН (частота на выходе ГУН меньше требующегося значения) напряжение на конденсаторе будет уменьшаться. При опережении фазы колебания с выхода ГУН фазы опорного колебания (частота на выходе ГУН больше требующегося значения) напряжение на конденсаторе будет
116
увеличиваться. Один из вариантов реализации схемы фазового компаратора
(частотно-фазового детектора) приведен на рисунке 156.
+Uп
fоп
D1.1
D TT Q
C
R
Q
+Uп
D2
VT1
&
fГУН
D1.2
D TT Q
C
R
К ГУН
VT2
Q
Рис. 156
Принципиальная схема фазового компаратора
Для построения фазового компаратора в этой схеме используются два
D-триггера. На тактовые входы этих триггеров подаются опорное и подстраиваемое колебания. При подаче на вход схемы высокого потенциала в триггер
записывается единичное значение. При записи единичных значений в оба триггера триггеры обнуляются сигналом, формируемым микросхемой D2. В результате в процессе работы схемы фазового компаратора при опережении фазы
опорного колебания импульсы будут формироваться на выходе триггера D1.1,
при опережении фазы подстраиваемого колебания импульсы появятся на выходе триггера D1.2. При точном совпадении фаз опорного и подстраиваемого колебаний импульсы на выходе обоих триггеров будут настолько короткими, что
ими можно пренебречь.
Импульсы с выходов триггера D1.1 подаются на заряжающий конденсатор C1 ключ, собранный на транзисторе VT1, а импульсы с выхода триггера D1.2
подаются на разряжающий конденсатор C1 ключ, собранный на транзисторе VT2.
В результате напряжение на конденсаторе C1 будет оставаться неизменным только при точном совпадении фазы опорного и подстраиваемого колебаний.
Временные диаграммы сигналов на входах и выходах фазового компаратора при различном соотношении фаз опорного и подстраиваемого колебаний
приведены на рисунке 157.
Обычно для управления варикапами, входящими в состав генератора,
управляемого напряжением (ГУН), требуются напряжения, большие напряжения питания цифровых микросхем (порядка 12–15 В). В таких случаях на выходе фазового компаратора, схема которого приведена на рисунке 156, требуется
усилитель. Обычно применяют активный фильтр, собранный на операционных
усилителях. В некоторых случаях можно обойтись без усилителя, если воспользоваться диодными ключами, как это показано на принципиальной схеме, приведённой на рисунке 158.
117
а
а
б
в
Рис. 157
Временные диаграммы сигналов на входах и выходах триггеров,
входящих в состав фазового компаратора:
а — опорное колебание опережает подстраиваемое по фазе; б — подстраиваемое колебание
опережает опорное по фазе; в — колебания совпадают по фазе.
+Uп
fоп
+Uп
D1.1
D TT Q
C
R
fГУН
R3
VD1 R4
+Uп
VD2
R5
VT2
C1
Q
D1.2
D TT Q
C
R
R1 VT1
К ГУН
D2
&
R2
Q
Рис. 158
Принципиальная схема фазового компаратора с диодными ключами
В приведённой на рисунке 158 схеме фазового компаратора заряд ёмкости
C1 производится через резистор R5, а разряд этой ёмкости — через резистор R4
и полностью открытый транзистор VT1. Использование различных резисторов
в цепи заряда и разряда конденсаторов позволяет независимо регулировать
время перестройки синтезатора вниз и вверх по частоте.
118
Схемотехническая реализация фильтров
Понятие ФНЧ-прототипа
Фильтрация сигналов производится с целью уменьшения уровня помех.
Фильтрация может производиться в частотной, временной и пространственной
областях. При этом фильтры называются соответственно — частотные, пространственные и пространственно-временные фильтры. Временная фильтрация
может осуществляться как простейшими схемами, такими как мультиплексор
или электронный ключ, так и с помощью кепстрального анализа. Чаще всего
под словом «фильтрация» подразумевают частотную фильтрацию, осуществляемую частотными фильтрами. В дальнейшем под словом «фильтр» мы будем
понимать именно частотный фильтр.
Фильтры предназначены для подавления определенных составляющих
спектра входного сигнала. Наиболее распространенными типами частотных
фильтров являются фильтры нижних частот (сокращенно ФНЧ), фильтры верхних частот (сокращенно ФВЧ) и полосовые фильтры. Несколько реже требуются заграждающие фильтры и решетчатые фильтры.
Фильтры нижних частот предназначены для пропускания сигнала в полосе
частот от нуля (постоянный ток) до определенной верхней частоты fв. Остальные составляющие входного спектра сигнала должны быть подавлены. Форма
требуемой (идеальной) амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) фильтра
нижних частот приведена на рисунке 159.
K(f)
Kмин
fв
f
Рис. 159
Амплитудно-частотная характеристика фильтра нижних частот
К сожалению, фильтры с такой АЧХ нереализуемы. Амплитудно-частотная характеристика фильтра имеет неравномерность в полосе пропускания (частоты от 0 до fв), ненулевой коэффициент передачи в полосе непропускания
(частоты от fз до ∞) и ненулевую переходную область между полосой пропускания и непропускания (частоты от fв до fз). Требования к коэффициенту передачи обычно достаточно жесткие, поэтому амплитудно-частотная характеристика задается в логарифмическом виде. Пример задания требований к фильтру
нижних частот приведен на рисунке 160.
119
K(f)
K
Kмин
fв
fз
f
Рис. 160
Требования к фильтру нижних частот
На этом же рисунке показан пример амплитудно-частотной характеристики фильтра, удовлетворяющей заданным параметрам. Таким образом, фильтр
нижних частот характеризуется:
1) верхней частотой пропускания (частота среза АЧХ) fв;
2) частотой задерживания fз;
3) коэффициентом передачи фильтра в полосе пропускания Kф;
4) минимальным коэффициентом подавления в полосе непропускания Kмин.
Следует отметить, что у фильтра одинакового порядка при разных частотах
среза форма кривой АЧХ не меняется. Поэтому расчет фильтра низких частот
удобно производить для нормированной амплитудно-частотной характеристики. Для нормализации АЧХ нужно все частоты разделить на fв. Тогда частота
среза ФНЧ будет соответствовать единице, а остальные частоты будут определяться через коэффициент отстройки:
𝑓
Ω= .
(52)
𝑓в
Фильтр, у которого частота среза (верхняя частота пропускания) равна 1,
получил название «ФНЧ-прототип». Обычно расчет фильтра начинают с расчета ФНЧ-прототипа, а затем пересчитывают его элементы к заданным. Пример
требований на амплитудно-частотную характеристику ФНЧ-прототипа приведен на рисунке 161.
K(Ω)
K
Kмин
1
1,44
Рис. 161
Амплитудно-частотная характеристика ФНЧ-прототипа
120
Ω
В приведенном примере частота задерживания соответствует коэффициенту отстройки, равному 1,44. Данный подход позволяет значительно упростить
расчет фильтра, сведя его к расчету ФНЧ-прототипа. Полученную амплитудночастотную характеристику затем можно будет сжимать и растягивать по оси
частот, умножая на необходимый коэффициент.
Аналогичным образом рассчитывается фильтр высоких частот. Он сначала
преобразуется к ФНЧ-прототипу, а затем его элементы пересчитываются в элементы фильтра высоких частот. Пример требований к фильтру высокой частоты приведен на рисунке 162.
Рис. 162
Требования к фильтру высоких частот
Для преобразования амплитудно-частотной характеристики фильтра высоких частот в АЧХ ФНЧ-прототипа частота fн делится на текущую частоту:
𝑓
Ω = н.
(53)
𝑓
Полосовой фильтр можно реализовать последовательно, пропуская сигнал
через ФНЧ и ФВЧ. Однако такой подход оправдан только в случае большого
отношения верхней частоты пропускания к нижней частоте пропускания полосового фильтра. Если требуется разработать узкополосный полосовой фильтр,
то выгоднее его разработать как самостоятельный фильтр.
K(f)
K
Kмин
fзн fн
fв fзв
Рис. 163
Требования к полосовому фильтру
121
f
Требования к полосовому фильтру преобразовывают в требования к ФНЧпрототипу точно так же, как это было в случае с фильтрами низкой и высокой частоты. Чаще всего требования к полосовому фильтру симметричны. Фильтр низкой
частоты тоже симметричен относительно нулевой частоты (если учитывать отрицательные частоты). Поэтому преобразование сводится к переносу частоты.
Для преобразования необходимо найти центральную частоту полосового
фильтра. Она находится как среднее геометрическое от верхней частоты среза и
нижней частоты среза. Такая формула обусловлена тем, что полосовой фильтр
в общем случае несимметричен, так как нулевая частота ПФ и частота ФНЧпрототипа, равная минус бесконечности, преобразуются друг к другу. Формула
вычисления центральной частоты будет выглядеть следующим образом:
𝑓ц = √𝑓н ∙ 𝑓в .
(54)
Частота среза ФНЧ-прототипа, как обычно, в этом случае равна единице, а
коэффициент отстройки можно определить как отношение полосы пропускания
полосового фильтра по уровню задерживания к полосе пропускания по уровню
неравномерности в полосе пропускания:
𝛺=
∆𝑓з
𝐵
=
𝑓зв −𝑓зн
𝑓в −𝑓н
.
(55)
После определения требований к ФНЧ-прототипу осуществляется выбор
аппроксимирующей функции (фильтр Баттерворта, фильтр Чебышева или
фильтр Золотарева — Кауэра) и требующийся порядок фильтра. После этого
выбирается конкретная схемотехническая реализация фильтра (RC-фильтр,
LC-фильтр, кварцевый фильтр или фильтр на отрезках длинных линий) и рассчитываются его параметры.
Аппроксимация АЧХ-фильтров
В фильтрах расчет обычно начинают с задания параметров фильтра, самым
главным из них является АЧХ. Как мы уже обсуждали в главе «Понятие ФНЧпрототипа», сначала осуществляется приведение требований заданного фильтра
к требованиям ФНЧ-прототипа. Пример требований к амплитудно-частотной характеристике ФНЧ-прототипа проектируемого фильтра приведен на рисунке 164.
Рис. 164
Пример нормированной амплитудно-частотной характеристики ФНЧ
122
На данном графике приведена зависимость коэффициента передачи фильтра к нормированной частоте ξ, где ξ = f/fв.
На приведенном на рисунке 164 графике видно, что в полосе пропускания
задается допустимая неравномерность коэффициента передачи. В полосе непропускания задается минимальный коэффициент подавления мешающего сигнала.
Реальная амплитудно-частотная характеристика фильтра может иметь любую
форму. Главное, чтобы она не пересекала границы заданных требований.
Достаточно длительное время расчет фильтра вели методом подбора амплитудно-частотной характеристики с помощью стандартных звеньев (m-звено
или k-звено). Подобный метод назывался методом аппликации. Он был достаточно сложен и не давал оптимального соотношения качества разработанного
фильтра и количества звеньев. Поэтому были разработаны математические методы аппроксимации амплитудно-частотной характеристики с заданными характеристиками.
Аппроксимацией в математике называют представление сложной зависимости некоторой известной функцией. Обычно эта функция достаточно проста.
В случае разработки фильтра важно, чтобы аппроксимирующая функция легко
могла быть реализована схемотехнически. Для этого функции реализуются при
помощи нулей и полюсов коэффициента передачи четырехполюсника, в данном
случае — фильтра. Они легко реализуются при помощи LC-контуров или активных RC-схем с обратными связями.
Наиболее распространенным видом аппроксимации АЧХ-фильтра является
аппроксимация по Баттерворту. Подобные фильтры получили название «фильтры Баттерворта».
Фильтры Баттерворта
Отличительной особенностью амплитудно-частотной характеристики
фильтра Баттерворта является отсутствие минимумов и максимумов в полосе
пропускания и задерживания. Спад АЧХ на границе полосы пропускания этих
фильтров равен 3 дБ. Если от фильтра требуется меньшее значение неравномерности в полосе пропускания, то верхняя частота фильтра fв выбирается выше заданной верхней частоты полосы пропускания. Функция аппроксимации
АЧХ для ФНЧ-прототипа фильтра Баттерворта выглядит следующим образом:
𝐻(ξ) =
1
√1+𝜉 2𝑛
,
(56)
где ξ — нормированная частота;
n — порядок фильтра.
При этом реальную амплитудно-частотную характеристику разрабатываемого фильтра можно получить, умножив нормированную частоту ξ на частоту
среза фильтра. Для фильтра Баттерворта нижних частот функция аппроксимации АЧХ будет выглядеть следующим образом:
𝐻(ξ) =
1
√1+ξ𝑓в2𝑛
123
.
(57)
Сейчас обратим внимание, что при расчете фильтров широко используется
понятие комплексной s-плоскости, на которой по оси ординат отложена круговая частота jω, а по оси абсцисс — величина, обратная добротности. Таким образом, можно определить основные параметры LC-контуров, которые входят в
состав схемы фильтра: частоту настройки (резонансную частоту) и добротность. Переход в s-плоскость осуществляется при помощи преобразования
Лапласа.
Подробный вывод положения полюсов фильтра Баттерворта на комплексной s-плоскости приведен в [2]. Для нас главное, что полюсы этого фильтра
расположены на единичной окружности на равном расстоянии друг от друга.
Количество полюсов определяется порядком фильтра.
На рисунке 165 приведено расположение полюсов на комплексной плоскости для фильтра Баттерворта первого порядка. Рядом показана амплитудночастотная характеристика, соответствующая данному расположению полюсов
на комплексной s-плоскости.
Рис. 165
Расположение полюса и АЧХ-фильтра Баттерворта первого порядка
На рисунке 165 видно, что для фильтра первого порядка полюс должен
быть настроен на нулевую частоту, а его добротность должна быть равна единице. На графике АЧХ видно, что частота настройки полюса действительно
равна нулю, а добротность полюса такова, что на частоте среза нормированного
фильтра Баттерворта, равной единице, его коэффициент передачи равен –3дБ.
Точно таким же образом определяются полюсы для фильтра Баттерворта
второго порядка. На этот раз частота настройки полюса выбирается на пересечении единичной окружности с прямой, проходящей через центр окружности
под углом 45°. Пример расположения полюсов на комплексной s-плоскости и
АЧХ-фильтра Баттерворта второго порядка приведен на рисунке 166.
В данном случае резонансная частота полюса расположена недалеко от частоты среза нормированного фильтра. Она равна 0,707. Добротность полюса по
графику расположения полюсов в корень из двух раз выше добротности полюса
фильтра Баттерворта первого порядка, поэтому крутизна спада амплитудно124
частотной характеристики получается больше. Обратите внимание на цифры в
правой части графика. При отстройке по частоте, равной 2, подавление равно
уже 13 дБ. Левая часть амплитудно-частотной характеристики полюса получается плоской. Это связано с влиянием полюса, расположенного в зоне отрицательных частот.
Рис. 166
Расположение полюсов и АЧХ-фильтра Баттерворта второго порядка
Расположение полюсов и амплитудно-частотная характеристика фильтра
Баттерворта третьего порядка показаны на рисунке 167.
Рис. 167
Расположение полюсов фильтра Баттерворта третьего порядка
Как видно из графиков, показанных на рисунках 165–167, при увеличении
порядка фильтра Баттерворта увеличивается крутизна спада амплитудночастотной характеристики и возрастает требующаяся добротность цепи второго
порядка (контура), реализующего полюс характеристики передачи фильтра.
Добротность определяется значением σ. Чем меньше это значение, тем большая
добротность требуется. Именно возрастанием требующейся добротности и
ограничивается максимальный порядок фильтра, который удается физически
125
реализовать. В настоящее время удается реализовать фильтры Баттерворта
вплоть до восьмого-десятого порядка.
Фильтры Чебышева
В фильтрах Чебышева аппроксимация амплитудно-частотной характеристики производится следующим образом:
𝐻(ξ) =
1
.
√1+ε2 ∙𝑇𝑁2 (ξ)
(58)
При этом амплитудно-частотную характеристику реального фильтра Чебышева точно так же, как и в фильтре Баттерворта, можно получить, умножив
нормированную частоту ξ на частоту среза разрабатываемого фильтра. Для
фильтра Чебышева нижних частот амплитудно-частотную характеристику
можно определить следующим образом:
𝐻(ξ) =
1
√1+ε2 ∙𝑇𝑁2 (𝑓)
.
(59)
Амплитудно-частотная характеристика фильтра Чебышева низких частот
характеризуется более крутым спадом в области частот выше верхней частоты
пропускания. Этот выигрыш достигается за счет появления неравномерности
АЧХ в полосе пропускания. Неравномерность функции аппроксимации АЧХ
фильтра Чебышева вызывается большей добротностью полюсов.
Подробный вывод положения полюсов аппроксимирующей функции фильтра Чебышева на s-плоскости приведен в [3]. Для нас важно то, что полюсы
фильтра Чебышева расположены на эллипсе, большая ось которого совпадает с
осью нормированных частот. На этой оси эллипс проходит через точку частоты
среза фильтра нижних частот.
В нормированном варианте эта точка равна единице. Вторая ось определяется неравномерностью функции аппроксимации АЧХ в полосе пропускания.
Чем больше допустимая неравномерность в полосе пропускания, тем меньше
эта ось. Происходит как бы «сплющивание» единичной окружности фильтра
Баттерворта. Полюсы как бы приближаются к оси частот. Это соответствует
возрастанию добротности полюсов фильтра. Чем больше неравномерность в
полосе пропускания, тем больше добротность полюсов, тем больше скорость
возрастания затухания в полосе непропускания фильтра Чебышева. Количество
полюсов функции аппроксимации АЧХ определяется порядком фильтра Чебышева.
На рисунке 168 приведен пример расположения полюсов для фильтра Чебышева первого порядка. Рядом показана амплитудно-частотная характеристика фильтра, соответствующая данному расположению полюсов на комплексной
s-плоскости.
126
Рис. 168
Расположение полюса фильтра Чебышева первого порядка
Точно таким же образом определяются полюсы для фильтра Чебышева
второго порядка. Расположение полюсов и АЧХ-фильтра Чебышева второго
порядка приведено на рисунке 169.
Рис. 169
Расположение полюсов фильтра Чебышева второго порядка
Расположение полюсов и амплитудно-частотная характеристика фильтра
Чебышева третьего порядка показаны на рисунке 170.
Рис. 170
Расположение полюсов фильтра Чебышева третьего порядка
127
Схемы пассивных фильтров
Наиболее известными пассивными фильтрами являются LC-фильтры,
названные так потому, что строятся они при помощи индуктивностей L и емкостей C. В настоящее время наиболее распространены сетевые фильтры или антенные фильтры.
Простейшей LC-схемой является колебательный контур, в котором могут
возникать затухающие колебания, но нас интересует то его свойство, что LCконтур обладает частотной зависимостью коэффициента передачи. Колебательный контур может быть использован для реализации полосового фильтра. На
рисунке 171 приведена схема параллельного колебательного контура, реализующая простейший пассивный фильтр.
Вход
R1
Выход
L1 C1
Рис. 171
Схема пассивного полосового фильтра
на параллельном колебательном контуре
Здесь очень важно наличие последовательного сопротивления, поэтому
оно показано на рисунке. Обычно в качестве сопротивления R1 используется
внутреннее сопротивление источника сигнала. Пример амплитудно-частотной
характеристики данной схемы фильтра приведен на рисунке 172.
Обратите внимание, что график амплитудно-частотной характеристики
приведен в достаточно большой полосе частот. Это сделано для того, чтобы показать её несимметричность. График АЧХ в узкой полосе частот в районе резонанса показан на рисунке 172б.
По графику амплитудно-частотной характеристики данного пассивного
фильтра можно определить, что схема обладает одним полюсом и двумя нулями коэффициента передачи. Один ноль АЧХ соответствует нулевой частоте
(постоянному току). Он определяется нулевым сопротивлением индуктивности
на нулевой частоте. Второй ноль АЧХ приходится на частоту, равную бесконечности. Этот ноль коэффициента передачи соответствует нулевому сопротивлению конденсатора на бесконечной частоте. Именно наличием нулей объясняется несимметричность амплитудно-частотной характеристики полосовых
фильтров. Во всех рассуждениях принимается, что конденсаторы и индуктивности идеальны, однако в реальных схемах придется учитывать паразитные составляющие элементов схемы.
На графике амплитудно-частотной характеристики пассивного фильтра,
приведенной на рисунке 172, отчетливо видна несимметричность, которую
приходится учитывать при переходе от полосового фильтра к ФНЧ-прототипу.
Еще одна особенность, которая бросается в глаза на данном графике, — это коэффициент передачи, больший единицы. В приведенном примере более 50 дБ.
128
Выходной сигнал больше входного почти в тысячу раз! Пассивный фильтр обладает усилением? Нет и еще раз нет! Увеличено выходное напряжение, но ток
при этом уменьшен. Просто этот фильтр трансформирует сопротивление. Его
входное сопротивление меньше выходного. Параллельный контур нельзя шунтировать малым сопротивлением. Фильтр, показанный на рисунке 171, работает
подобно обычному трансформатору напряжения.
a
б
Рис. 172
Амплитудно-частотная характеристика схемы пассивного фильтра
на параллельном контуре
Полюс в схеме пассивного фильтра, приведенной на рисунке 171, реализуется параллельным LC-контуром. Поэтому остановимся на свойствах параллельного контура подробнее. Известно, что в параллельном контуре возникает
резонанс на частоте, определяемой следующей формулой:
𝑓=
1
2π√𝐿𝐶
.
(60)
Именно эта резонансная частота LC-контура определяет частоту полюса
пассивного фильтра. Следующим важным параметром параллельного LC-кон129
тура (и полюса передачи разрабатываемого фильтра) является добротность.
Добротность параллельного LC-контура определяется как отношение резонансной частоты LC-контура к полосе пропускания амплитудно-частотной характеристики по уровню 3 дБ:
𝑄=
𝑓р
∆𝑓
.
(61)
В схеме пассивного LC-фильтра, приведенной на рисунке 171, добротность
контура определяет, насколько напряжение на выходе схемы будет больше
напряжения, поданного на его вход. Одновременно на выходе схемы уменьшится ток, отдаваемый в нагрузку. Иначе говоря, схема пассивного фильтра на
параллельном колебательном контуре работает подобно трансформатору.
Добротность параллельного LC-контура зависит от многих факторов. Различают конструктивную добротность контура и нагруженную добротность.
Конструктивная добротность зависит от качества исполнения элементов контура (индуктивностей и конденсаторов), а нагруженная добротность учитывает
влияние сопротивления нагрузки.
𝐶
𝑄 = 𝑅√ .
(62)
𝐿
Следует отметить, что схема пассивного LC-фильтра, приведенная на рисунке 171, реализует не только полюс амплитудно-частотной характеристики,
но и два нуля коэффициента передачи. Конденсатор C1 обеспечивает нулевой
коэффициент передачи на частоте, стремящейся к бесконечности. Индуктивность L1 обеспечивает нулевой коэффициент передачи фильтра на нулевой частоте (постоянном токе). Подобная схема пассивного фильтра подходит для реализации полосовых фильтров Баттерворта и фильтров Чебышева.
Подобным же образом в качестве полосового фильтра может работать и
последовательный LC-контур. Для этого он должен быть подключен между источником сигнала и нагрузкой. Пример включения последовательного LC-контура для реализации полюса передачи амплитудно-частотной характеристики
приведен на рисунке 173.
Вход
Rи
L1 C1
Выход
Rн
Рис. 173
Схема полосового фильтра на последовательном колебательном контуре
Особенность данной схемы пассивного фильтра заключается в том, что сопротивления источника сигнала R1 и нагрузки R2 должны быть как можно
меньше при реализации полюса большей добротности. Это связано с тем, что в
130
схеме полосового фильтра, реализованной на последовательном LC-контуре,
используется резонанс токов.
Амплитудно-частотная характеристика пассивного фильтра, реализованного на последовательном LC-контуре, ничем не отличается от АЧХ-фильтра, реализованного на параллельном LC-контуре. Амплитудно-частотная характеристика, приведенная на рисунке 172, может быть получена и схемой LC-фильтра,
приведенной на рисунке 173.
LC-контур в схеме пассивного фильтра можно включить немного подругому. Например, так, как показано на рисунке 174.
Вход
R1
L1
Выход
C1
Рис. 174
Схема пассивного фильтра на LC-контуре
В этом случае нули функции передачи, формируемые индуктивностью L1
и ёмкостью C1, совпадут и будут расположены на частоте, равной бесконечности. Амплитудно-частотная характеристика при этом преобразуется к виду,
приведенному на рисунке 175.
Рис. 175
Амплитудно-частотная характеристика схемы пассивного фильтра НЧ на LC-контуре
Подобная схема пассивного фильтра подходит для реализации фильтра
низких частот с аппроксимацией АЧХ по Баттерворту или Чебышеву. Естественно, при этом добротность контура нужно уменьшить по сравнению с той,
что приведена на рисунке 175.
131
Аналогичным образом может быть реализована схема фильтра высоких частот. Для фильтра высоких частот в схеме пассивного фильтра необходимо оба
нуля функции передачи передвинуть на нулевую частоту. Для этого схему LCконтура включают таким образом, как показано на рисунке 176.
Вход
C1
Выход
L1
Рис. 176
Схема пассивного фильтра высоких частот на LC-контуре
Амплитудно-частотная характеристика данной схемы пассивного фильтра
приобретает вид, показанный на рисунке 177. Естественно, для фильтра добротность контура уменьшается при помощи сопротивлений источника сигнала
и нагрузки. При этом неравномерность частотной характеристики будет меньше, и тогда она приобретает вид АЧХ-фильтра Чебышева или Баттерворта.
Рис. 177
Амплитудно-частотная характеристика схемы пассивного ВЧ-фильтра на LC-контуре
Наличия полюсов достаточно для реализации фильтров Чебышева, Баттерворта и Бесселя. Все рассмотренные выше схемы являются цепями второго порядка. Для реализации фильтров более высокого порядка их можно соединять
последовательно. В качестве примера на рисунке 178 приведены схемы пассивных LC-фильтров низкой частоты.
Точно так же реализуются и фильтры Чебышева, Баттерворта и Бесселя
высокой частоты. Отличие заключается в том, что индуктивность пересчитывается в емкость, а емкость пересчитывается в индуктивность. Полученные схемы
пассивных фильтров высокой частоты приведены на рисунке 179.
132
L1
Вход
Выход
C1
Вход
L1
L2
Выход
C1
L1
Вход
L2
Выход
C1
Вход
L1
C2
L2
L3
C1
Выход
C2
Рис. 178
Схемы пассивных LC-фильтров низкой частоты
Вход
C1
Выход
L1
Вход
C1 C2
Выход
L1
Вход
C1 C2
Выход
L1
Вход
L2
C1 C2 C3
Выход
L1
L2
Рис. 179
Схемы пассивных LC-фильтров высокой частоты
133
Применение расчета фильтров через ФНЧ-прототип позволяет рассчитать
и полосовые фильтры. Преобразование фильтра низких частот в полосовой
фильтр осуществляется заменой емкостей ФНЧ-прототипа параллельными контурами, а индуктивностей — последовательными. Пример полосовых фильтров
приведен на рисунке 180.
L1
C1
C2
L2
L2
Вход
L1
C2
C3
Выход
L3
C5
C4
C1
Рис. 180
Схемы пассивных полосовых LC-фильтров
В настоящее время пассивные LC-фильтры рассчитываются при помощи
специализированных программ, наиболее известные из которых входят в состав
программных пакетов Micro-CAP и AWR Office. Однако не утратили актуальности и справочники по расчету фильтров (Ханзел Г. Е. Справочник по расчету
фильтров. М.: Сов. радио, 1974; Зааль Р. Справочник по расчету фильтров. М.:
Радио и связь, 1983).
Следует отметить, что фильтры, рассчитываемые в программе Micro-CAP и
по справочнику Ханзела, имеют одинаковое входное и выходное сопротивления, а фильтры, рассчитываемые в программе AWR Office и по справочнику
Зааля, позволяют одновременно осуществлять трансформацию сопротивлений.
Это свойство пассивных LC-фильтров очень полезно при разработке высокочастотных усилителей (УВЧ).
Что касается полосовых LC-фильтров, то в настоящее время они практически вытеснены кварцевыми или ПАВ-фильтрами, а в области относительно
низких частот (сотни килогерц) — пьезокерамическими фильтрами.
Это связано с достаточно высокой стоимостью изготовления индуктивностей, которые наматываются на ферритовых сердечниках. В случае сетевых
фильтров, где широко применяются кольцевые ферритовые сердечники, стоимость дополнительно повышается из-за сложности намотки обмотки индуктивности.
Расчет LC-фильтров
Расчет LC-фильтров начинают с определения порядка и сопротивления
нагрузки, затем элементы LC-фильтра определяют умножением значений фильтра-прототипа на частоту среза. Элементы фильтров-прототипов рассчитаны
заранее и сведены в таблицы. Наиболее полные таблицы приведены в справочнике по расчету LC-фильтров Р. Зааля. В таблице 3 приведены элементы фильтра Баттерворта с частотой среза, равной 1 Гц, и сопротивлением 1 Ом.
134
Таблица 3
Элементы ФНЧ-прототипа фильтра Баттерворта
Порядок C1
L1
C2
L2
C3
L3
C4
L4
C5
L5
фильтра (мФ) (мГн) (мФ) (мГн) (мФ) (мГн) (мФ) (мГн) (мФ) (мГн)
—
—
—
—
—
—
—
—
—
—
—
—
—
—
—
—
—
—
—
—
—
—
—
—
—
—
—
—
—
—
—
—
—
—
—
2
225,08 225,08
3
159,15 318,31 159,15
4
121,81 294,08 294,08 121,81
5
98,363 257,52 318,31 257,52 98,363
6
82,385 225,08 307,46 307,46 225,08 82,385
7
70,831 198,46 286,79 318,31 286,79 198,46 70,831
8
62,099 176,84 264,67 312,19 312,19 264,67 176,84 62,099
9
55,274 159,15 243,84 299,11 318,31 299,11 243,84 159,15 55,274
10
49,795 144,51 225,08 283,62 314,39 314,39 283,62 225,08 144,51 49,795
—
Схемы LC-фильтров Баттерворта от второго до пятого порядка приведены
на рисунке 181. Номиналы их элементов соответствуют частоте 1 Гц.
Рис. 181
Схемы П-образных фильтров Баттерворта
После определения фильтра-прототипа производится преобразование
входного и выходного сопротивления фильтра. Для увеличения сопротивления
135
LC-фильтра значения индуктивностей увеличиваются, а значения емкостей
конденсаторов уменьшаются, как это показано в следующей формуле:
𝐿 = 𝐾𝑍 × 𝐿𝑝 ; 𝐶 =
𝐶𝑝
𝐾𝑧
,
(63)
где KZ — это отношение сопротивлений рассчитываемого LC-фильтра и фильтра-прототипа
И завершается расчет LC-фильтра увеличением частоты среза до требуемой величины. Для этого значения индуктивностей и конденсаторов уменьшаются на соответствующий коэффициент:
𝐿=
𝐿𝑝
𝐾𝑓
; 𝐶=
𝐶𝑝
𝐾𝑓
.
(64)
Точно таким же образом можно рассчитать и LC-фильтр Чебышева. Таблицы L и C элементов фильтров Чебышева с полосой пропускания 1 Гц и сопротивлением 1 Ом приведены далее (табл. 4–6).
Таблица 4
Элементы ФНЧ-прототипа фильтра Чебышева с неравномерностью 0,1 дБ
Порядок C1
L1
C2
L2
C3
L3
C4
L4
C5
фильтра (мФ) (мГн) (мФ) (мГн) (мФ) (мГн) (мФ) (мГн) (мФ)
—
—
—
—
—
—
—
—
—
—
—
—
3
164,18 182,61 164,18
5
182,52 218.23 314,33 218,23 182,52
7
187,99 226,45 333,70 250,41 333,70 226,45 187,99
9
190,30 229,60 339,73 257,31 351,00 257,31 339,73 229,60 190,30
Таблица 5
Элементы ФНЧ-прототипа фильтра Чебышева с неравномерностью 0,5 дБ
Порядок C1
L1
C2
L2
C3
L3
C4
L4
C5
фильтра (мФ) (мГн) (мФ) (мГн) (мФ) (мГн) (мФ) (мГн) (мФ)
—
—
—
—
—
—
—
—
—
—
—
—
3
254,06 174,54 254,06
5
271,50 195,70 404,39 195,70 271,50
7
276,51 200,25 419,91 213,95 419,91 200,25 276,51
9
278,60 201,97 424.60 217,61 433,53 217,61 424,60 201,97 278,60
Таблица 6
Элементы ФНЧ-прототипа фильтра Чебышева с неравномерностью 3 дБ
Порядок C1
L1
C2
L2
C3
L3
C4
L4
C5
фильтра (мФ) (мГн) (мФ) (мГн) (мФ) (мГн) (мФ) (мГн) (мФ)
—
—
—
—
—
—
—
—
—
—
—
—
3
533,00 113,27 533,00
5
554,10 121,26 722,21 121,26 554,10
7
560,02 122,89 738,35 127,92 738,35 122,89 560,02
9
562,48 123,50 743,14 129,20 752,37 129,20 743,14 123,50 562,48
136
В таблицах приведены только фильтры нечетных порядков. Это связано с
тем, что у LC-фильтров Чебышева четных порядков входное и выходное сопротивления не могут быть равны. Рассмотрим пример проектирования LCфильтра.
Пример 1. Расчет LC-фильтра низких частот
Задание. Спроектировать фильтр нижних частот, пропускающий сигнал с
частотами ниже 1 МГц и подавляющий помехи с частотами выше 2 МГц на
50 дБ. Неравномерность АЧХ в полосе пропускания 3 дБ. Входное и выходное
сопротивления фильтра должны быть равны 50 Ом. Подобные фильтры часто
применяются в качестве антиалиасинговых фильтров на входе аналогоцифровых преобразователей.
1. Рассчитаем отстройку по частоте на частоте подавления помех:
ξ=
𝑓з
𝑓з
=
2 МГц
1 МГц
= 2.
(65)
2. Определим порядок фильтра и тип аппроксимации АЧХ. Так как дополнительных требований к фильтру не задано, выберем фильтр с максимальной
крутизной АЧХ — фильтр Чебышева с неравномерностью 3 дБ. Фильтр Чебышева третьего порядка обеспечит при отстройке по частоте ξ = 2 подавление
сигнала на 28 дБ, что недостаточно (аппроксимация по Чебышеву, рис. 181).
Фильтр Чебышева пятого порядка обеспечит подавление помех на 51 дБ, поэтому именно его и выберем. Схема фильтра-прототипа Чебышева 5-го порядка
показана на рисунке 182.
Рис. 182
Схема фильтра-прототипа на LC-элементах
3. Согласуем вход и выход фильтра с волновым сопротивлением 50 Ом.
Для этого воспользуемся выражением (65). Новые значения емкостей уменьшатся в 50 раз, а значения индуктивностей увеличатся на это же значение. Преобразованная схема фильтра приведена на рисунке 183.
Рис. 183
Схема 50-омного фильтра низких частот с частотой среза 1 Гц
137
И наконец, уменьшим значения индуктивностей и емкостей в миллион раз,
чтобы частота среза фильтра стала равной 1 МГц. Окончательная схема разработанного фильтра низкой частоты, пропускающего сигналы в полосе 1 МГц и
подавляющего помехи в полосе непропускания на 50 дБ, приведена на рисунке 184.
Рис. 184
Схема рассчитанного LC-фильтра низких частот с частотой среза 1 МГц
После этого можно приступать к проектированию конструкции фильтра.
До недавнего времени при проектировании фильтра выбирались только конденсаторы, а индуктивности изготавливались самостоятельно. В последнее
время появилась возможность покупать не только конденсаторы, но и индуктивности. Ряд фирм предоставляет готовые индуктивности с заданными параметрами.
Схемы активных фильтров
Исторически первыми частотными фильтрами были пассивные LC-фильтры. Затем уже в 1930-х гг. было замечено, что обратная связь в усилительных
каскадах способна увеличивать добротность LC-контуров усилителей радиочастоты. Одна из наиболее распространенных схем увеличения добротности параллельного LC-контура приведена на рисунке 185.
Рис. 185
Схема увеличения добротности параллельного колебательного контура
138
Эта особенность в LC-схемах большого распространения не получила, так
как LC-схемы позволяют конструктивными методами обеспечить добротность,
необходимую для реализации большинства схем фильтров, работающих на высоких частотах. В то же самое время схемы с положительной обратной связью,
использующиеся для увеличения добротности контуров, обладают способностью к самовозбуждению и обычно ограничивают динамический диапазон выходного сигнала из-за влияния шумов усилительного каскада.
Совершенно другая ситуация сложилась в области низких частот. Это в основном частоты звукового диапазона (от 20 Гц до 20 кГц). В этом диапазоне частот габариты индуктивностей и конденсаторов становятся недопустимо большими. Кроме того, потери этих радиотехнических элементов тоже возрастают,
что в большинстве случаев не позволяет получить добротность полюсов фильтра, необходимую для реализации заданной амплитудно-частотной характеристики фильтра. Все это привело к необходимости применения в составе фильтров усилительных каскадов.
Активные RC-фильтры
Активные RC-фильтры применяются на частотах ниже 100 кГц. Применение положительной обратной связи позволяет увеличивать добротность
полюса фильтра. При этом полюс фильтра можно реализовать на RCэлементах, которые значительно дешевле и в данном диапазоне частот меньше
по габаритам. Кроме того, величина емкости конденсатора, входящего в состав
активного фильтра, может быть уменьшена, так как в ряде случаев усилительный элемент позволяет увеличивать ее значение. Применение конденсаторов с
малой емкостью позволяет выбирать их типы, обладающие малыми потерями и
высокой стабильностью параметров.
При проектировании активных фильтров фильтр заданного порядка разбивается на звенья первого и второго порядка. Результирующая амплитудночастотная характеристика получится умножением характеристик всех звеньев.
Применение активных элементов (транзисторов, операционных усилителей)
позволяет исключить влияние звеньев друг на друга и проектировать их независимо. Это обстоятельство значительно упрощает и удешевляет проектирование и настройку активных фильтров.
Активные фильтры НЧ первого порядка
На рисунке 186 приведена схема активного RC-фильтра нижних частот
первого порядка на операционном усилителе. Данная схема позволяет реализовать полюс коэффициента передачи на нулевой частоте. Величинами сопротивления резистора R1 и емкости конденсатора C1 можно задать частоту среза
фильтра низких частот. Именно значения емкости и сопротивления определят
полосу пропускания данной схемы активного фильтра.
В схеме, приведенной на рисунке 186, коэффициент усиления определяется
отношением резисторов R2 и R1:
𝐾=
𝑅2
,
𝑅1
139
(66)
а величина емкости конденсатора C1 увеличивается в коэффициент усиления
плюс единица раз за счет эффекта Миллера.
𝐶 = 𝐶1(1 + 𝐾𝑢 ).
(67)
С1
R2
Вход
R1
Выход
Uвх
Uвых
Рис. 186
Схема активного RC-фильтра нижних частот первого порядка
Следует отметить, что подобный способ увеличения значения емкости
приводит к уменьшению динамического диапазона схемы в целом. Поэтому к
данному способу увеличения емкости конденсатора прибегают в крайних случаях. Обычно обходятся интегрирующей RC-цепочкой, в которой уменьшение
частоты среза достигается увеличением сопротивления резистора при постоянном значении емкости конденсатора. Для того чтобы устранить влияние цепей
нагрузки, на выходе RC-цепочки обычно ставится буферный усилитель с единичным коэффициентом усиления по напряжению.
Выход
Вход
Uвх
R1
С1
Uвых
Рис. 187
Схема RC-фильтра нижних частот первого порядка (RC-цепочка)
Тем не менее при достаточно низкой частоте среза фильтра низких частот
может потребоваться большое значение емкости конденсатора. Электролитические конденсаторы, обладающие значительной емкостью, не подходят для создания фильтров из-за большого разброса параметров и низкой стабильности.
Конденсаторы, выполненные на основе керамики с большим значением электрической постоянной ε, тоже не отличаются стабильностью значения емкости.
140
Поэтому применяются высокостабильные конденсаторы малой емкости, и их
значение увеличивается в схеме активного фильтра, приведенной на рисунке 186.
Активные фильтры НЧ второго порядка
Еще больше распространены схемы активных фильтров второго порядка,
позволяющие реализовать большую крутизну спада АЧХ по сравнению со схемой первого порядка. Кроме того, эти звенья позволяют настраивать частоту
полюса на заданное значение, полученное при аппроксимации амплитудночастотной характеристики. Наибольшее распространение получила схема Саллена — Ки, приведенная на рисунке 188.
С2
Вход
Uвх
R1
R2
Выход
С1
R4
Uвых
R3
Рис. 188
Схема активного RC-фильтра нижних частот второго порядка
Амплитудно-частотная характеристика этой схемы подобна АЧХ звена
второго порядка пассивного LC-фильтра. Ее вид приведен на рисунке 189.
Рис. 189
Примерный вид амплитудно-частотной характеристики активного RC-фильтра
нижних частот второго порядка
141
Частота резонанса полюса при этом может быть определена по формуле
1
𝑓р =
√𝑅1𝑅2𝐶1𝐶2
,
(68)
𝑄𝑝 =
√𝑅1𝑅2𝐶1𝐶2
.
(𝑅1+𝑅2)𝐶2
(69)
а его добротность:
Частоты нулей в идеальном случае равны бесконечности. В реальной схеме
зависят от конструкции печатной платы и параметров использованных резисторов и конденсаторов.
Схема Саллена — Ки позволяет максимально упростить выбор элементов
схемы. Обычно конденсаторы C1 и C2 выбирают одинаковой емкости. Резисторы R1 и R2 выбирают одинакового сопротивления. Сначала задаются значением емкостей C1 и C2. Как уже обсуждалось выше, их емкости стараются выбрать минимальными. Именно такие конденсаторы обладают максимально стабильными характеристиками. Затем определяют значение сопротивления резисторов R1 и R2:
𝑅1 = 𝑅2 =
1
2𝜋𝑓р 𝐶
.
(70)
Резисторы R3 и R4 в схеме Саллена — Ки определяют коэффициент усиления по напряжению точно так же, как и в обычной схеме инвертирующего
усилителя. В схеме активного фильтра именно эти элементы будут определять
добротность полюса.
𝐾 =1+
𝑅4
𝑅3
=3−
1
𝑄р
.
(71)
Как рассчитать частоты полюса fp и его добротности Qp, мы рассматривали
в параграфе «Аппроксимация АХЧ-фильтров» (фильтры Бесселя, Баттерворта,
Чебышева, Золотарева — Кауэра).
В схеме активного RC-фильтра усилитель охвачен как отрицательной, так
и положительной обратной связью. Глубина положительной обратной связи
определяется соотношением резисторов R1–R2 или конденсаторов C1–C2. Если
добротность полюса задавать за счет этого соотношения (отказаться от равенства сопротивлений или конденсаторов), то операционный усилитель можно
охватить 100%-ной отрицательной обратной связью и обеспечить единичный
коэффициент усиления активного элемента. Это позволит упростить схему звена второго порядка. Упрощенная схема активного RC-фильтра второго порядка
показана на рисунке 190.
К сожалению, при единичном коэффициенте усиления можно задаваться
только одинаковыми значениями сопротивлений R1 и R2, а необходимую добротность получать соотношением емкостей. Поэтому расчет начинается с зада142
ния номинального значения резисторов R1 = R2 = R. Тогда емкости можно рассчитать следующим образом:
С2 =
𝐶1 =
2𝑄
2𝜋𝑓р 𝑅
;
1
4𝜋𝑓р 𝑅𝑄
(72)
.
(73)
С2
Вход
R1
R2
Выход
С1
Uвх
Uвых
Рис. 190
Упрощенная схема Саллена — Ки
Уже много лет все привыкли в качестве активного элемента использовать
операционный усилитель. Однако в ряде случаев может оказаться, что схема на
транзисторе будет или занимать меньшую площадь, или окажется более широкополосной. На рисунке 191 приведена схема активного ФНЧ, выполненного на
биполярном транзисторе.
+Uп
R3
Вход
R1
R2
С1
Uвх
Выход
С2
R4
R5
Uвых
Рис. 191
Схема активного RC-фильтра нижних частот на транзисторе
Расчет данной схемы (элементов R1, R2, C1, C2) не отличается от расчета
приведенной на рисунке 190. Расчет резисторов R3, R4, R5 не отличается от
расчета обычного каскада эмиттерной стабилизации.
Кварцевые фильтры
При реализации частотных фильтров необходимо учитывать особенности
их применения. Ранее мы уже рассмотрели, что активные фильтры (чаще всего
143
активные RC-фильтры) удобно применять для реализации относительно низкочастотных фильтров. Пассивные LC-фильтры удобно применять в диапазоне
частот от сотен килогерц до сотен мегагерц. Эти реализации фильтров достаточно удобны при изготовлении и в ряде случаев могут перестраиваться по частоте. Однако они обладают малой стабильностью параметров.
Значение сопротивления резисторов в фильтре не является постоянным.
Оно меняется в зависимости от температуры, влажности или при старении элементов. То же самое можно сказать и про значение емкости конденсатора. В результате меняются частоты настройки полюсов фильтра и их добротности. Если
есть нули коэффициента передачи фильтра, то их частоты настройки тоже меняются. В результате этих изменений фильтр меняет свою амплитудночастотную характеристику. Про такие фильтры говорят, что они «разваливаются».
Подобная ситуация происходит и с пассивными LC-фильтрами. Правда, в
LC-фильтрах зависимость частоты полюса или нуля меньше зависит от значения индуктивности и емкости. Эта зависимость пропорциональна корню квадратному, в отличие от линейной зависимости в активных RC-фильтрах. Поэтому LC-схемы обладают большей стабильностью параметров (приблизительно
10−3).
При применении некоторых мер, таких как использование конденсаторов с
положительным и отрицательным ТКЕ, стабилизация температуры устройства,
стабильность параметров описанных фильтров можно улучшить на порядок.
Тем не менее при создании современной аппаратуры этого недостаточно.
В процессе исследований выяснили, что механические колебания, особенно в вакууме, обладают меньшими потерями. Были разработаны фильтры на
музыкальных камертонах, струнах. Механические колебания возбуждались, а
затем снимались катушками индуктивности при помощи магнитного поля. Однако данные конструкции оказались дорогими и громоздкими.
Затем преобразование электрической энергии в механические колебания
стали осуществлять при помощи магнитострикционного или пьезоэлектрического эффекта. Это позволило снизить габариты и стоимость фильтров. В результате исследований выяснили, что наибольшей стабильностью частоты колебаний обладают пластинки кварцевых кристаллов. Кроме того, они обладают
пьезоэффектом. В результате к настоящему времени кварцевые фильтры являются самым распространенным видом высококачественных фильтров.
Внутреннюю конструкцию и внешний вид кварцевого резонатора мы уже
рассматривали ранее при обсуждении типов опорных генераторов. Они приведены на рисунке 116. Благодаря высокой добротности кварцевых фильтров удается получить узкополосные высокочастотные фильтры. Обычно их частота
настройки составляет десятки мегагерц.
В кварцевых фильтрах стараются разместить резонаторы так, чтобы занять
наименьший объём. Печатные платы кварцевых фильтров подобного типа приведены на рисунке 192, а пример схемы электрической принципиальной — на
рисунке 193.
144
Рис. 192
Кварцевые фильтры на одиночных резонаторах
Рис. 193
Схема кварцевого фильтра на восьми одиночных резонаторах
Одиночные кварцевые резонаторы редко используются в кварцевых фильтрах. Такое решение используется обычно радиолюбителями. В настоящее время намного выгоднее купить готовый кварцевый фильтр. Тем более что на
рынке обычно предлагаются фильтры на наиболее распространенные промежуточные частоты. Фирмы — производители кварцевых фильтров для сокращения габаритов используют другое решение. На одной кварцевой пластине
напыляются две пары электродов, которые образуют два резонатора, связанных
между собой акустически. Внешний вид кварцевой пластинки с подобной конструкцией и чертеж корпуса, где она размещается, приведены на рисунке 194.
Рис. 194
Внешний вид кварцевой пластинки с двумя резонаторами, чертеж корпуса и внешний вид
кварцевого фильтра
145
Подобное решение получило название кварцевой двойки. Простейший
кварцевый фильтр состоит из одной двойки. Её условно-графическое обозначение приведено на рисунке 195.
Рис. 195
Условно-графическое обозначение кварцевой двойки
Кварцевая двойка по своим электрическим параметрам эквивалентна схеме полосового LC-фильтра с двумя связанными контурами, приведенной на рисунке 196.
Рис. 196
Двухконтурная схема LC-фильтра, эквивалентная кварцевой двойке
Отличие заключается в достижимой добротности контуров и, следовательно, полосе пропускания фильтра. Выигрыш особенно заметен на высоких частотах (десятки мегагерц). Подобным образом некоторые фирмы иногда на одной кварцевой пластине выполняют три акустически связанных резонатора.
Кварцевые фильтры четвертого порядка выполняются на двух двойках,
связанных между собой при помощи конденсатора. Вход и выход этих двоек
уже не эквивалентен, поэтому обозначается точкой. Схема данного фильтра
приведена на рисунке 197.
Рис. 197
Схема кварцевого фильтра четвертого порядка
Фильтры L1C1 и L2C3 предназначены для трансформации входного и выходного сопротивления и приведения их к стандартному значению. Подобным
же образом строятся кварцевые фильтры восьмого порядка. Для их реализации
используют четыре кварцевых двойки, но, в отличие от предыдущего варианта,
фильтр выполняется в одном корпусе. Принципиальная схема подобного фильтра приведена на рисунке 198.
146
Рис. 198
Принципиальная схема кварцевого фильтра восьмого порядка
Внутреннюю конструкцию кварцевого фильтра восьмого порядка можно
изучить по фотографии фильтра со снятой крышкой, которая приведена на рисунке 199.
Рис. 199
Внутренняя конструкция кварцевого фильтра восьмого порядка
На фотографии четко просматриваются четыре кварцевых двойки и три
конденсатора поверхностного монтажа (SMD). Подобная конструкция используется во всех современных фильтрах как проникающего, так и поверхностного
монтажа. Ее применяют как отечественные, так и зарубежные производители
кварцевых фильтров. Из отечественных производителей можно назвать ОАО
«Морион», ООО НПП «Метеор-Курс» или группу предприятий «Пьезо». В
списке литературы приведены некоторые из зарубежных производителей кварцевых фильтров. Следует заметить, что приведенная на рисунке 128 конструкция легко реализуется и в корпусах поверхностного монтажа (SMD).
Как мы видим, сейчас нет проблем купить готовый кварцевый фильтр с
минимальными размерами и по минимальной цене. Их можно использовать для
проектирования высококачественных приемников, передатчиков трансиверов
или других видов радиооборудования. Для того чтобы легче ориентироваться в
типах предлагаемых на рынке кварцевых фильтров, приведем график типовых
зависимостей амплитудно-частотной характеристики от числа резонаторов (по147
люсов), приведенный
INDUSTRIAL.
фирмой
SHENZHEN
CRYSTAL
TECHNOLOGY
Рис. 200
Типовая форма АЧХ кварцевого фильтра
в зависимости от числа полюсов
Пьезокерамические фильтры
Пьезокерамические фильтры обычно используются для реализации полосовых фильтров промежуточной частоты 455 или 465 кГц. Эти частоты
наилучшим образом подходят для реализации супергетеродинных приемников.
Название «дискретные» означает, что эти фильтры составлены из отдельных
пьезокерамических резонаторов. Частоты 400–500 кГц оказались наиболее
удобными для изготовления дешёвых, технологичных пьезокерамических
фильтров. Их размеры оказались в десятки раз меньше, чем у LC-фильтров сосредоточенной избирательности, а процесс изготовления намного более технологичным. При этом стоимость пьезокерамического фильтра значительно ниже
стоимости кварцевого фильтра.
Пьезокерамические резонаторы, из которых строится фильтр, обычно выполняют в форме диска диаметром 5–6 мм или квадрата со стороной около
5 мм. Характеристики фильтра полностью определяются параметрами и количеством резонаторов. Внешний вид пьезоэлектрического резонатора не отличается от внешнего вида кварцевого резонатора, так как принцип их работы одинаков.
148
Рис. 201
Внешний вид пьезоэлектрических резонаторов
Пьезокерамические фильтры, выпускаемые промышленностью, обычно
выполняют по лестничной схеме. Эта схема наиболее просто и дёшево реализуется конструктивно. На рисунке 202 приведена схема двухзвенного лестничного пьезокерамического фильтра.
Rи
Z1
Z3
Z2
Z4
Rн
Рис. 202
Принципиальная схема лестничного фильтра
При этом у резонаторов Z1 и Z3 используется частота последовательного
резонанса, а у Z2 и Z4 — параллельного. Эквивалентная схема фильтра, приведенного на рисунке 202, показана на рисунке 203.
Z1
Z3
Z2
Z4
Рис. 203
Эквивалентная схема пьезокерамического фильтра
Таким образом, данная схема фильтра обеспечивает наличие четырех полюсов амплитудно-частотной характеристики. Параллельные резонансы у ре149
зонаторов Z1, Z3 и последовательные резонансы резонаторов Z2, Z4 будут
определять частоты нулей АЧХ. Степень связи между резонаторами будет
определять вид амплитудно-частотной характеристики (Чебышева второго рода
или Золотарева — Кауэра). Типовая амплитудно-частотная характеристика пьезокерамического фильтра приведена на рисунке 204.
Рис. 204
Амплитудно-частотная характеристика фильтра ФП1П1-61-04-Х
Внешний вид этого фильтра приведен на рисунке 205. При этом имейте в
виду, что на фотографии фильтры увеличены за счет макросъемки.
Рис. 205
Фотография фильтров ФП1П1-61-04-Х
Подобным образом выглядят и пьезокерамические фильтры иностранных
фирм. В некоторых образцах за счет применения квадратного резонатора,
упрощенный вид которого приведен на рисунке 201 (справа), реализуется конструкция поверхностного монтажа. В качестве примера на рисунке 206 приведен внешний вид пьезокерамических фильтров фирмы muRata.
150
Рис. 206
Внешний вид пьезокерамических фильтров фирмы muRata
Процесс сборки пьезокерамического фильтра проиллюстрируем на примере фильтра ФП1П1-60. Последовательность сборки показана на рисунке 207.
Рис. 207
Процесс сборки фильтра ФП1П1-60
Фильтр реализован на семи резонаторах, при этом четыре резонатора
включены параллельно, а три — последовательно. Принципиальная схема
фильтра ФП1П1-60 приведена на рисунке 208а, а ее конструктивная реализация — на рисунке 208б.
1
2
3
4
а
Рис. 208
Схема электрическая принципиальная фильтра ФП1П1-60 (а) и его сборка (б)
151
Однако не следует забывать, что резонансы в данном виде фильтра происходят за счет механических колебаний, а они могут возникнуть (и возникают) и
на более высоких частотах. Причем это не только гармоники основной частоты
настройки фильтра. Пример амплитудно-частотной характеристики пьезокерамического фильтра частоты 450 кГц в широком диапазоне частот, по данным
фирмы muRata, приведен на рисунке 209.
Рис. 209
Амплитудно-частотная характеристика пьезокерамического фильтра 450 кГц
В качестве мер борьбы с всплесками амплитудно-частотной характеристики (spur) применяются:
1) включение нескольких пьезокерамических фильтров друг за другом;
2) применение на входе и выходе согласующих ФНЧ LC-фильтров;
3) применение контура, настроенного на промежуточную частоту (например, 450 кГц). Его конструктивная добротность не должна превышать значения
Q = 40.
Третий вариант наиболее предпочтителен. Эта схема приведена на рисунке 210.
Рис. 210
Схема согласования пьезокерамического фильтра с выходом смесителя
при помощи контура
152
Фильтры на ПАВ
Благодаря использованию поверхностных акустических волн частотный
диапазон данного типа фильтров расширен в область высоких частот и может
достигать значений нескольких гигагерц. Для реализации фильтров на поверхностных волнах используются пьезоэлектрики, подобные кварцевой пластинке.
Однако кварц редко используется для изготовления широкополосных фильтров. Обычно применяется титанат бария или ниобат лития.
Отличие в работе ПАВ-фильтров от кварцевых или пьезокерамических заключается в том, что используется не объемное колебание пьезоэлектрика, а
волна, распространяющаяся по поверхности. Для того чтобы не возникало объемных волн, которые могут исказить АЧХ, принимаются специальные конструктивные меры.
ПАВ-фильтры с линейной фазовой характеристикой
Возбуждение поверхностной волны на поверхности пьезоэлектрической
пластинки обычно производится при помощи двух металлических полосок,
нанесенных на ее поверхность на расстоянии λ/2. Для увеличения эффективности преобразователя количество полосок увеличивают. На рисунке 211 приведена упрощенная конструкция фильтра на поверхностных акустических волнах.
Рис. 211
Упрощенная конструкция ПАВ-фильтра
На данном рисунке видно, как распространяется поверхностная волна и
снова преобразуется в электрические колебания при помощи преобразователя,
подобного входному. Обратите внимание, что на концах пьезоэлектрической
пластинки находятся поглотители акустических волн, которые исключают их
отражение.
То, что волна распространяется в обе стороны, означает, что ее энергия делится поровну и половина ее поглощается поглотителем. В результате потери
описываемого устройства не могут быть меньше 3 дБ. Еще одним принципиальным ограничением является то, что на выходе приемного преобразователя
должна оставаться часть энергии ПАВ. Иначе не удастся реализовать заданную
амплитудно-частотную характеристику. В результате потери в полосе пропускания для данного типа фильтров на поверхностных волнах достигают 15–
25 дБ.
153
Их принцип работы подобен принципу работы цифровых КИХ-фильтров.
Импульсная характеристика реализуется за счет длины металлических полосок
в выходном пьезопреобразователе. При расчете выбирается идеальная (прямоугольная) амплитудно-частотная характеристика. Пример задания требований к
АЧХ полосового фильтра приведен на рисунке 212.
Рис. 212
Форма идеализированной АЧХ полосового фильтра
Затем для того, чтобы получить импульсную характеристику, производится преобразование Фурье от идеальной АЧХ. Для уменьшения ее длины, а следовательно, и количества металлических полосок в приемном преобразователе
коэффициенты с малой энергией отбрасываются. Пример подобной импульсной характеристики приведен на рисунке 213.
Рис. 213
Форма дискретной импульсной характеристики ПАВ-фильтра
Внешний вид приёмного преобразователя трансверсального фильтра на
поверхностных акустических волнах приведен на рисунке 214. На нём отчётливо видна импульсная характеристика фильтра.
154
Рис. 214
Пьезоэлектрический преобразователь ПАВ-фильтра в виде импульсной характеристики
На этом рисунке видна активная часть преобразователя в виде более темного
цвета, где присутствуют встречные металлические полоски. Остальная часть преобразователя, где есть только металлические полоски, проводящие наведенное
напряжение к электродам, подключенным к внешним выводам, выглядит как серая площадь. Поглотитель поверхностной волны показан в виде зелёной полосы.
Однако при отбрасывании части коэффициентов форма амплитудночастотной характеристики искажается. В полосе непропускания появляются области с малым коэффициентом подавления нежелательных частотных компонент.
Для того чтобы уменьшить эти эффекты, полученная импульсная характеристика умножается на временное окно Хемминга или Блэкмана — Харриса.
Каждый коэффициент будет представлен своей парой электродов в приемном
преобразователе акустической волны в электрический сигнал.
Пример формы АЧХ фильтра после обработки его импульсной характеристики окном Блэкмана — Харриса приведен на рисунке 215. На этом же рисунке приведена АЧХ фильтра на поверхностных акустических волнах с учетом
неточности изготовления длины металлических полосок преобразователя.
Рис. 215
АЧХ ПАВ-фильтра с применением окна Блэкмана — Харриса
без учета и с учетом неточности изготовления
155
Несомненными преимуществами данного вида ПАВ-фильтров являются
отличная форма амплитудно-частотной характеристики и широкая полоса пропускания. Еще одним их преимуществом является линейная фазочастотная характеристика, что дает значительные преимущества при создании аппаратуры с
использованием цифровых видов модуляции.
Однако существенным недостатком является значительное вносимое затухание на центральной частоте полосы пропускания. Это не позволяет использовать данный тип полосовых фильтров в первых каскадах высокочувствительных приемников систем мобильной радиосвязи и сотовых телефонов. По этой
же причине нежелательно применение этих фильтров в выходных каскадах радиопередатчиков (выделение значительной части мощности выходного колебания на фильтре приводит к его разрушению).
ПАВ-фильтры с малыми потерями
Основой построения фильтров на поверхностных акустических волнах с
малыми потерями являются ПАВ-резонаторы. Принцип работы этих резонаторов основан на отражении поверхностной акустической волны отражательными
решетками. Расстояние между проводящими полосками (или канавками в пластинке пьезоэлектрика) равно половине длины волны. Расстояние между отражателями выбирают кратным длине акустической волны на частоте настройки
резонатора. В результате между отражателями возникает стоячая волна. Конструкция ПАВ-резонаторов этого вида приведена на рисунке 216.
Отражатели
Рис. 216
Конструкция резонатора на поверхностных акустических волнах
(SAW-резонатор)
Фотография участка поверхности подобного ПАВ-резонатора приведена на
рисунке 217. На этом рисунке участок поверхности выделен пунктиром и показан рядом в увеличенном виде. Для определенности на фотографии приведены
размеры.
156
Рис. 217
Фотография участка поверхности ПАВ-резонатора
Как вариант ПАВ-резонатор можно выполнить на длинном излучателе поверхностных акустических волн. В этом случае волна отражается от удаленных
элементов излучателя. Подобная конструкция приведена на рисунке 218.
Рис. 218
Еще один вариант ПАВ-резонатора
ПАВ-резонатор по своим характеристикам не отличается от обычного
кварцевого резонатора, который использует объемные акустические волны. Его
электрическая схема соответствует последовательному резонансному контуру.
Для обеспечения стабильности характеристик они изготавливаются на кварцевых пластинках. Типовая добротность этого контура составляет 12 000 [5]. Эквивалентная схема резонатора на поверхностных акустических волнах приведена на рисунке 219.
С применением ПАВ-резонаторов реализуются фильтры, подобные обычным кварцевым фильтрам. По такому принципу обычно реализуются узкополосные полосовые фильтры. Их принцип работы основан на хорошо известных
фильтрах Баттерворта и Чебышева. Потери в полосе пропускания при этом
157
определяются добротностью резонаторов и могут быть 2…3 дБ, что позволяет
использовать этот вид ПАВ-фильтров во входных каскадах приемников и выходных каскадах передатчиков.
Lm
Cm
L1
C1
Cp
Рис. 219
Эквивалентная схема резонатора
на поверхностных акустических волнах
Резонатор на поверхностных волнах можно выполнить с двумя преобразователями, конструкция его показана на рисунке 220. Использование двух преобразователей позволяет гальванически развязать вход и выход фильтра.
Рис. 220
Конструкция ПАВ-резонатора с двумя пьезопреобразователями
В данном варианте ПАВ-резонатора отражатели выполнены не в виде короткозамкнутых полосок металла, а в виде бороздок в пьезоэлектрике. Бороздки вызывают отражение точно так же, как и короткозамкнутые полоски металла. Эквивалентная схема этого резонатора приведена на рисунке 221. Подобное
схемное решение позволяет гальванически развязать вход и выход устройства.
Lm
Cm
Cp
Cp
Рис. 221
Эквивалентная схема резонатора с двумя пьезопреобразователями
158
На одной пластинке пьезоэлектрика можно реализовать сразу несколько
резонаторов. Они могут быть связаны между собой электрически или через
акустическую связь. Конструкция фильтра на поверхностных волнах с двумя
резонаторами, связанными между собой акустически, показана на рисунке 222.
Отражатели
Вход
Акустическая
связь
GND
GND
Rн
Выход
Рис. 222
Конструкция фильтра на поверхностных волнах с двумя резонаторами
Эквивалентная схема этого фильтра приведена на рисунке 223. В ней ПАВрезонаторы образуют два полюса, как в полосовом фильтре Чебышева или Баттерворта второго порядка. Акустическая связь отображена на эквивалентной
схеме конденсатором связи Cсв.
Rи
Z1
Kсв
Z2
Lm Cm Cm Lm
Cсв
Rн
Cр
а
Cсв
Cр Rн
б
Рис. 223
Эквивалентная схема фильтра на поверхностных волнах с двумя резонаторами
Реализуемая таким фильтром типовая амплитудно-частотная характеристика приведена на рисунке 224.
159
Рис. 224
Амплитудно-частотная характеристика фильтра с двумя резонаторами
Рассмотренная конструкция эквивалентна кварцевой двойке. Для связи
между двойками обычно применяется конденсатор связи. Подобная конструкция фильтра на поверхностных волнах приведена на рисунке 225.
Вход
Отражатели
Акустическая
связь
GND
Ёмкостная
связь
Акустическая
связь
GND
Rн
Выход
Рис. 225
Четырехрезонаторный ПАВ-фильтр
160
Емкость связи выполнена в виде металлизированной площадки между резонаторами. Второй обкладкой этого конденсатора служит металлизация нижней поверхности пьезоэлектрической пластинки. Эквивалентная электрическая
схема фильтра, конструкция которого приведена на рисунке 225, показана на
рисунке 226.
Rи
Z1
Z3
Z2
Cсв
Cсв
Z4
Cсв
Rн
а
Kсв
Kсв
Lm Cm Cm Lm
Lm Cm Cm Lm
Cр
Cсв1
Cсв2
Cсв1
Cр Rн
б
Рис. 226
Эквивалентная схема четырехрезонаторного ПАВ-фильтра
Фотография ПАВ-фильтра с открытой крышкой показана на рисунке 227.
Рядом для сравнения размеров расположена десятикопеечная монета.
Рис. 227
Внешний вид ПАВ-фильтра
Еще один вид полосовых фильтров на поверхностных волнах с малыми потерями строится по лестничной схеме. Принципиальная схема П-образного
лестничного фильтра на трех резонаторах приведена на рисунке 228.
161
Вход
Выход
Рис. 228
Схема лестничного фильтра на ПАВ-резонаторах
Эквивалентная схема этого фильтра показана на рисунке 229.
L2
Вход
L1
C3
Выход
L3
C2
C5
C4
C1
Рис. 229
Эквивалентная схема лестничного фильтра на ПАВ-резонаторах
Типовое расположение ПАВ-резонаторов в лестничном фильтре приведено
на рисунке 230.
Вход
Выход
Rн
Рис. 230
Конструкция лестничного фильтра на ПАВ-резонаторах
162
Внешний вид лестничного фильтра на поверхностных волнах с открытой
верхней крышкой показан на рисунке 231.
Рис. 231
Внешний вид лестничного ПАВ-фильтра и его центрального резонатора
В качестве наиболее известного отечественного производителя фильтров
на поверхностных акустических волнах можно назвать ООО «АЭК» (например,
фильтр A177-44.925M1). Для приведения его входного и выходного сопротивлений к стандартному значению 50 Ом производитель рекомендует использовать уже хорошо известное нам решение фильтра-трансформатора сопротивлений. А так как это фактически полосовой фильтр, то он одновременно избавит
от проблем неидеальности амплитудно-частотной характеристики в области
верхних частот, которые могут вызываться эффектом тройного эха или воздействием объемной волны.
Рис. 232
Схема согласования ПАВ-фильтра со стандартным значением сопротивления 50 Ом
163
Фильтры, производимые иностранной фирмой EPCOS, содержат все цепи
согласования внутри корпуса. Поэтому достаточно обеспечить сопротивление
источника сигнала и сопротивление нагрузки равным 50 Ом, и мы получим
АЧХ, приведенную в data sheets. Типовой пример амплитудно-частотной характеристики ПАВ-фильтра в ближней и дальней областях частот приведен на рисунке 233.
Рис. 233
Пример амплитудно-частотной характеристики ПАВ-фильтра B9909
фирмы EPCOS
164
Внешний вид ПАВ-фильтров, выполненных в SMD-корпусах, и их кварцевых пластинок приведен на рисунке 234.
Рис. 234
Внешний вид ПАВ-фильтров и их кварцевых пластинок
Керамические фильтры СВЧ
В диапазоне СВЧ широко применяются микрополосковые фильтры. Принцип работы этих фильтров заключается в том, что в качестве схемы второго порядка, формирующей полюс АЧХ, применяются четвертьволновые резонаторы.
Эти резонаторы связаны между собой электромагнитным полем. На рисунке 235 приведены фотографии печатных плат основных типов микрополосковых полосовых фильтров. В качестве материала подложек используется поликор ВК-100 (ε = 9,8).
Рис. 235
Топологии основных типов полосовых фильтров на керамической подложке
На фотографии отчетливо видны дополнительные области металлизации в
виде маленьких прямоугольников, которые применяются для подстройки пара165
метров фильтров. Соединяя эти области с основной металлизацией, можно добавлять дополнительную емкость или индуктивность к микрополосковой линии.
Основные электрические характеристики керамических фильтров СВЧ,
производимых НПФ «Микран», центральная частота настройки f0, ширина полосы пропускания Δf, затухание на центральной частоте a0 и коэффициент прямоугольности по уровню NдБ KП(NдБ), а также размеры подложек приведены в
таблице 7.
Таблица 7
Основные электрические характеристики микрополосковых фильтров
на керамической подложке
Тип фильтра
f0, ГГц Δf, ГГц a0, дБ
KП(NдБ)
Размер подложки, мм
MFPM-047050-01
4,85
0,3
1,5
3,5 (по уровню –20 дБ)
9×9
MFPM-047050-02
4,85
0,3
2,5
2,7 (по уровню –30 дБ)
13×9
MFPM-0812-01
10
4
1,5
2,0 (по уровню –40 дБ)
3,5×25
MFPM-362400-00
36,6
0,8
3,0
3,0 (по уровню –20 дБ)
2,5×13
В конструкции фильтра печатная плата, приведенная на рисунке 235, закрывается со всех сторон экраном. Это делается для борьбы с прямым прохождением сигнала на выход фильтра и для уменьшения влияния элементов конструкции на параметры фильтров. В качестве примера на рисунке 236 приведен
внешний вид керамических полосовых фильтров, предлагаемых в [2].
Рис. 236
Внешний вид керамических полосовых фильтров
Главный недостаток данного вида СВЧ-фильтров — относительно низкая
добротность резонаторных элементов (Q ~ 200–250), вследствие чего узкополосные микрополосковые фильтры имеют достаточно большие потери в полосе
пропускания.
Для снижения потерь и уменьшения габаритов используются керамические
фильтры на диэлектрических резонаторах. В них вместо микрополосковых линий применяются резонаторы. Уменьшение размеров резонаторов достигается
за счет уменьшения длины волны при ее распространении в среде с диэлектрической постоянной ε. Чем большим ε обладает диэлектрик, тем меньше будут
размеры четвертьволнового резонатора.
166
По совокупности массогабаритных параметров и электрических характеристик эти фильтры занимают промежуточное положение между устройствами на
полых металлических волноводах и на микрополосковых линиях. При этом керамические фильтры СВЧ на диэлектрических резонаторах имеют наименьший
габаритный индекс потерь [3].
Основными преимуществами этих фильтров являются: малые габариты
(~10×15×5 мм); небольшой вес (менее 5 г); широкий диапазон частот (от 0,8 до
10 ГГц); малые потери в полосе пропускания (от 0,1 до 4 дБ); механическая
прочность; широкий температурный диапазон (−60...85°С); высокая надежность; возможность поверхностного монтажа. Кроме перечисленного следует
отметить способность этих фильтров пропускать значительные мощности, что
позволяет применять их там, где амплитудно-частотные характеристики ПАВфильтров «разваливаются».
Полосовые керамические фильтры можно реализовать в виде комбинации
отдельных одиночных резонаторов, которые связаны между собой магнитной
связью витков проводников, присоединенных к соседним резонаторам. Общий
вид одиночного керамического резонатора показан на рисунке 237.
Рис. 237
Конструкция керамического резонатора
Резонатор представляет собой закороченную на конце экранированную
симметричную линию, длина которой близка к λ/4 (λ — длина волны). Торец
симметричной линии формирует емкость резонатора и является местом присоединения резонатора к фильтру. Керамический фильтр формируется из комбинации нескольких дискретных диэлектрических резонаторов с разной частотой,
добротностью и, соответственно, с разной длиной. Эквивалентная схема двухрезонаторного керамического фильтра приведена на рисунке 238.
Рис. 238
Эквивалентная схема двухрезонаторного фильтра
167
Конструкция малогабаритных керамических многорезонаторных полосовых фильтров поверхностного монтажа приведена на рисунке 239.
Рис. 239
Современная конструкция малогабаритного керамического фильтра на основе дискретных
резонаторов
Основные характеристики малогабаритных керамических фильтров на диэлектрических резонаторах различных фирм-производителей приведены в таблице 8.
Таблица 8
Основные электрические характеристики керамических фильтров
Название
фирмыпроизводителя
Наименование
фильтра
Средняя
частота
f0, МГц
Полоса про- Вносимые Габаритпускания
потери
ные размеΔf, МГц
aвн, дБ
ры, мм
На основе дискретных резонаторов
Murata
DFCH22G45HDHAA
2450
100
1,0
14×10×4
Spectrum Control INC
BPC3-2442-084SB
2442
82
2,4
10×8×3
Моноблочная конструкция
Murata
DFCB32G45LBJAA
2450
100
3,2
3,6×3×1,6
Murata
DFCB35G77LAHAA
5775
100
3,0
4,1×4,1×1,6
Spectrum Control INC
IBB2-2442-084SA
2442
82
2
3,7×4,25×2
Spectrum Control INC
IDD2-5800-150SA
5800
150
2
4,2×3,4×2
Epcos
B69812N2337B313
2338
150
2
3,6×3×1,6
Epcos
B69842N5807A150
5800
150
1,3
3×2×1,6
RETECKORUS Ltd
VF2450B2
2450
100
2
6,5×4,3×3
RETECKORUS Ltd
VF5735B20M
5735
60
3
5×4×2,5
Ферит-Домен
M448.803
1601
45
1,2
10×9×5
168
Фильтры на переключаемых конденсаторах
В главе «Понятие ФНЧ-прототипа» мы с вами для упрощения расчетов
применили метод растягивания амплитудно-частотной характеристики фильтра
по частоте. В реальных же фильтрах приходится вести проектирование на конкретную полосу частот. Это уменьшает серийность изготовления этих блоков, в
результате чего приходится для каждого конкретного устройства проектировать
фильтр заново, а завод — производитель микросхем не может освоить выпуск
универсальных фильтров, которые пользователь мог бы настроить под свои индивидуальные нужды.
Появление фильтров на переключаемых конденсаторах позволило устранить данную проблему. Мы покупаем универсальную микросхему фильтра заданного порядка и настраиваем его верхнюю частоту на нужную нам частоту
при помощи частоты тактового генератора. Типовая схема включения микросхемы — фильтра на переключаемых конденсаторах приведена на рисунке 240.
Рис. 240
Схема включения фильтра на переключаемых конденсаторах восьмого порядка
На данной схеме приведена схема включения микросхемы MAX7404ESA
американской фирмы MAXIM. Ее частота среза задается частотой тактовых
импульсов, подаваемых от кварцевого генератора на вход CLK. Частота среза
фильтра в 100 раз ниже частоты тактовых импульсов CLK. Пример амплитудно-частотной характеристики микросхемы MAX7404ESA при частоте среза,
равной 1 кГц, приведен на рисунке 241.
Рис. 241
Амплитудно-частотная характеристика микросхемы MAX7404ESA
169
Таким образом при минимальных затратах площади печатной платы можно получить прекрасные характеристики узла радиоэлектронной аппаратуры.
Данные микросхемы доступны в корпусах SO-8, которые занимают площадь
5×6 мм. Не менее знаменита фирма Linear Technology Corporation. Ее микросхема LTC1069 реализует эллиптический фильтр восьмого порядка. Частота
среза данного фильтра в 25 раз меньше частоты тактового генератора.
Примерно такие же параметры обеспечивают отечественные микросхемы
1478ФН1У Новосибирского завода НЗПП (аналог MAX297). В этих микросхемах, кроме фильтра на переключаемых конденсаторах, содержится операционный усилитель, на котором можно сделать входной антиалиасинговый фильтр.
Теперь рассмотрим принципы работы данных микросхем. Прежде всего
отметим, что фильтры на переключаемых конденсаторах — это дискретные
фильтры, поэтому для их правильной работы потребуются фильтры, ограничивающие спектр сигнала на входе. В качестве подобного устройства вполне подойдет простейшая RC-цепочка.
При реализации аналоговых фильтров на интегральных микросхемах основной проблемой является реализация сопротивлений большого номинала. Резисторы с большим сопротивлением занимают значительную площадь на кристалле микросхемы. Кроме того, резисторы удается изготовить с меньшей точностью по отношению к конденсаторам. У них большая зависимость от температуры.
Таблица 9
Сравнительные характеристики интегральных резисторов и МОП-конденсаторов
Элемент
Технология изготовления
Точность изготовления, %
Температурный
коэффициент
10−6K−1
Коэффициент
влияния напряжения 10−6В−1
Резистор
Ионная имплантация с шириной
40 мкм
±0,12
400
800
Конденсатор
МОП с толщиной
диэлектрика
0,1 мкм
±0,06
26
10
Поэтому в качестве сопротивления были предложены конденсаторы, которые быстро переключаются с входа на выход. Дополнительным преимуществом, как это будет показано далее, выступает то, что при изменении температуры значения емкости и сопротивления на переключаемом конденсаторе изменяются в противоположные стороны. В результате частота полюса фильтра
не изменяется.
На рисунке 242 приведены схемы фильтров первого порядка с использованием обычного резистора и «резистора» на переключаемом конденсаторе.
Временные диаграммы напряжений, переключающих МОП-транзисторы,
использующиеся в качестве электронных ключей, приведены на рисунке 243.
Они выбираются так, чтобы не перекрываться во времени.
170
Рис. 242
Схема фильтра первого порядка
Рис. 243
Схема фильтра первого порядка
В схеме на обычном резисторе (рис. 242а) входной ток будет зависеть от
номинала сопротивления резистора, а в схеме на переключаемом конденсаторе
(рис. 242б) — от номинала емкости конденсатора и частоты переключения. Чем
больше будет частота переключения, тем больше будет входной ток и тем
меньше будет эквивалентное сопротивление «резистора» на переключаемом
конденсаторе. Формулу для тока, протекающего через переключаемый конденсатор, можно записать следующим образом:
𝑖=
∆𝑞
𝑇
=
𝐶∆𝑈
𝑇
= 𝐶∆𝑈𝑓д .
(74)
При этом ток, протекающий через резистор, будет описываться законом
Ома:
𝑖=
∆𝑈
𝑅
= 𝐶∆𝑈𝑓д .
(75)
Отсюда сопротивление переключаемого конденсатора будет равно
𝑅=
𝑇
𝐶
=
1
𝐶𝑓д
.
(76)
Фильтры высокого порядка обычно получают последовательным включением звеньев второго порядка. В их качестве чаще всего применяют схему Сал171
лена — Ки. Для фильтров на переключаемых конденсаторах эта схема выглядит так, как показано на рисунке 244.
Рис. 244
Схема фильтра на переключаемых конденсаторах второго порядка
Теперь поставим четыре подобные схемы друг за другом, и мы получим
микросхему, подобную приведенной на рисунке 240.
Вывод: появление фильтров на переключаемых конденсаторах позволило
на низких частотах получить фильтры, соизмеримые по габаритам и стабильности с кварцевыми фильтрами. При этом настройка этого вида фильтров сводится просто к выбору тактовой частоты. Сравнивая данный вид фильтра с цифровыми фильтрами, мы выигрываем по энергопотреблению и габаритам. При
этом даже не рассматривается сложность проектирования цифрового фильтра,
здесь, как говорится, без комментариев. Если говорить о стабильности частотных характеристик, то при использовании особо стабильных опорных генераторов, таких как OVXO или рубидиевых стандартов частоты, фильтры на переключаемых конденсаторах превзойдут все известные типы фильтров.
172
Усилители и усилительные каскады
Режимы работы усилителей (классификация усилителей)
Современная классификация режимов работы усилителей достаточно запутанна. Традиционно классы усилителей различались по положению рабочей
точки на статических характеристиках усилительного прибора. Позднее добавили классификацию усилителей по режиму работы: ключевой и токовый режимы работы. Наиболее распространенная классификация усилителей приведена на рисунке 245.
Классификация
усилителей
По положению
рабочей точки
Класс A
Класс AB
Класс B
Класс C
По режиму работы
Ключевой
режим
Класс D
Класс E
Класс G
Класс H
Токовый
режим
Класс F
Класс 2 HT
Класс 3 HT
Рис. 245
Классификация усилителей
Режим работы усилителя определяется положением рабочей точки на характеристике прямой передачи по току усилительного прибора, такого как биполярный или полевой транзистор, электронная лампа. Достаточно часто режим работы усилителя называется классом работы. Выбор рабочей точки может значительно повлиять на основные характеристики усилителя, такие как
коэффициент усиления, нелинейные искажения и КПД.
При определении класса усилителя пользуются идеализированной статической характеристикой усилительного прибора. При этом реальная проходная
характеристика заменяется кусочно-линейной аппроксимацией, как это показано на рисунке 246.
В зависимости от положения рабочей точки на характеристике прямой передачи усилительного прибора и формирования тока коллектора (анода, стока)
различают следующие виды аналоговых (токовых) режимов:
1) усилитель класса A — рабочая точка выбирается в середине линейного
участка статической характеристики;
173
2) усилитель класса B — рабочая точка выбирается в начале линейного
участка статической характеристики;
3) усилитель класса C — рабочая точка выбирается ниже начала линейного
участка статической характеристики (усиление только ЧМ-сигналов).
Рис. 246
Идеализированная статическая характеристика усилительного прибора
Особенности усиления сигнала в усилителях этих классов иллюстрируются
на рисунке 247. На этом рисунке приведены временные диаграммы выходного
тока транзистора в зависимости от положения рабочей точки при поступлении
на вход синусоидального сигнала. Как видно из этих временных диаграмм, усилители классов B и C обладают значительной нелинейностью, и для ее устранения приходится применять специальные меры, такие как фильтрация выходного сигнала или применение двухтактных схем.
Работа усилителя в ключевом режиме значительно отличается при усилении низкочастотного сигнала и высокочастотного узкополосного сигнала.
В отечественной литературе эти режимы не различаются. Просто в литературе,
ориентированной на низкочастотную усилительную технику, и в литературе,
ориентированной на радиочастотное применение, ключевой режим описывается по-разному. В зарубежных изданиях в зависимости от частоты усиливаемого
сигнала различают следующие виды ключевых режимов.
1. Класс D — транзистор работает в ключевом режиме:
o звуковые усилители класса D — для сохранения формы звукового
сигнала используется ШИМ- или ΣΔ-модуляция;
o высокочастотные усилители мощности класса D — дополнительная
модуляция не требуется, она уже присутствует в усиливаемом сигнале. При этом амплитуда неизменна, информация содержится в частоте и фазе сигнала.
2. Усилитель класса E — это узкополосный усилитель, в котором при помощи
согласующих цепей добиваются, чтобы ток через усилительный прибор
протекал при нулевом напряжении. Переключение осуществляет высокочастотная несущая. Применим только для угловых видов модуляции.
174
3. Усилитель класса F — это узкополосный усилитель, в котором рабочая
точка выбирается в начале линейного участка, как для класса B, а в качестве нагрузки используется многоконтурный фильтр, формирующий
прямоугольное напряжение на коллекторе.
Рис. 247
Положение рабочей точки в усилителях класса A, B и C
175
При работе с высокочастотными узкополосными сигналами можно реализовать более высокий КПД по сравнению с классическим режимом работы
усилителя класса B. Это достигается подчеркиванием высокочастотных гармоник на коллекторе или стоке транзистора. Этот метод хорошо описан в
отечественной литературе, однако в зарубежной литературе он получил
название класса F.
Следует отметить, что усилители классов C, E, F предназначены для усиления узкополосных высокочастотных сигналов с высоким КПД. Усилители
классов A, B, D используются для усиления низкочастотных широкополосных
сигналов, таких как звуковые сигналы, телевизионные или цифровые сигналы в
Baseband-диапазоне. При этом класс B может быть использован только в двухтактных каскадах. Усилители класса A могут использоваться и для усиления
высокочастотных сигналов, если более важным параметром усилителя является
его линейность и коэффициент шума. Усилители класса B тоже могут использоваться для усиления высокочастотных сигналов.
Усилитель класса A
Подробное объяснение принципов работы данной схемы усилительного
каскада и расчета ее элементов рассмотрено в главе «Генераторы». В усилителях радиочастоты вместо сопротивления нагрузки R3 часто применяют высокочастотный дроссель, как на принципиальной схеме усилителя, приведенной на
рисунке 248.
+Uп С3
L2
R2
Вход С1
Uвх
L3
С5 Выход
VT1
L1
С4
С2
R1
Uвых
R3
Рис. 248
Схема малошумящего усилителя радиочастоты (LNA)
Выбор полевого транзистора обусловлен более низким значением шумов
полевых транзисторов на высоких частотах. При этом напряжение на затвор
формируется резистивным делителем R1R2, как и в предыдущей схеме. Подобное решение применяется в таких микросхемах, как RF2360 фирмы RF Micro
176
Devices, ADL5521 фирмы Analog Devices и др. На биполярных транзисторах так
выполнена микросхема GALI-74 фирмы Mini-Circuits.
В составе современных интегральных микросхем для уменьшения напряжения питания и снижения чувствительности усилителя и приемника в целом к
синфазным помехам часто применяется схема дифференциального усилителя.
Пример схемы дифференциального усилителя на биполярных транзисторах
приведен на рисунке 249.
+Uп
R1
С1
VT1
Вход +
Вход
R4
R3
R2
VT2
R5
Выход
Выход +
С2
Рис. 249
Схема дифференциального каскада усилителя
Подобное решение применяется в таких микросхемах, как AD8351 фирмы
Analog Devices.
Усилители класса A характеризуются высокой линейностью усиления,
причем чем меньше будет уровень сигнала на выходе усилителя, тем выше
его линейность. Именно этим обстоятельством объясняется сохраняющийся
до настоящего времени интерес к ламповым усилителям звуковой частоты.
(И чем не устраивают современные высоковольтные мощные полевые транзисторы?)
Как мы уже обсуждали, нелинейность для усилителей звуковой частоты
и для высокочастотных усилителей, в том числе и усилителей промежуточной частоты, существенно отличается. Тем не менее и для первых, и для вторых важно, чтобы ограничение полезного сигнала наступало при большем
его уровне. Это зависит от напряжения питания усилителя и от того,
насколько точно рабочая точка транзистора будет располагаться на середине
линейного участка передаточной характеристики.
При усилении достаточно мощных сигналов, как звукового, так и радиочастотного диапазона, очень важен такой параметр, как коэффициент полезного
действия. Этот коэффициент определяется как отношение полезной мощности
177
сигнала к мощности, потребляемой от источника питания. Определим максимальную мощность, отдаваемую в нагрузку:
𝑃~ = 𝐼 × 𝑈 =
𝐼𝑎
√2
×
𝑈𝑎
√2
=
𝐼𝑎 𝑈𝑎
2
.
(77)
При этом мощность, потребляемая от источника питания, составляет
𝑃0 = 𝐼п × 𝑈п .
(78)
По рисунку 247 видно, что максимальное значение амплитуды синусоидального тока Ia может быть равно току, потребляемому от источника питания Iп, а максимальное значение амплитуды напряжения — половине напряжения питания (для схемы, приведенной на рис. 248). Тогда максимальный КПД
для усилителя класса A будет равен
𝜂=
𝑃~
𝑃0
=
1
𝐼𝑎 𝑈п
2
2
𝐼п ×𝑈п
1
= .
4
(79)
Иначе говоря, максимальный КПД усилителя класса A составляет 25%.
В схеме дифференциального каскада, приведенной на рисунке 248, или в схеме,
приведенной на рисунке 247, можно получить максимальную амплитуду сигнала (между выходом − и выходом +), равную напряжению питания. Следовательно, КПД будет равен 50%, а на практике удается получить 20–30%. Поэтому усилители, работающие в классе A, обычно применяются в маломощных
каскадах усиления.
Исключение составляет высококачественная звукоусилительная техника.
В этом случае ни о какой экономичности и речи не идет! Все слышали о «ламповом звуке» или «транзисторном звучании». При этом при сравнении качества
звучания все почему-то забывают, что выходной каскад ламповых усилителей
звуковой частоты всегда работает в классе A, а выходные каскады транзисторных усилителей — в классе B. При реализации современных транзисторных
усилителей с выходными каскадами класса A отличить звучание транзисторного усилителя от лампового невозможно.
Понятие угла отсечки. Коэффициенты Берга
В усилителях мощности одним из основных параметров является коэффициент полезного действия (КПД). В рассмотренном выше усилителе класса A
через усилительный каскад постоянно протекает ток. В мощных усилителях он
достигает значительной величины. Первоначально для увеличения экономичности усилителей вводили автоматическую регулировку положения рабочей
точки в зависимости от уровня сигнала. Затем заметили, что в ряде случаев
усиление возможно при ограничении сигнала снизу (отсечке).
После этого была выполнена исследовательская работа зависимости параметров синусоидального сигнала от угла отсечки. Понятие угла отсечки сигнала проще всего пояснить по рисунку 250.
178
Рис. 250
Выбор рабочей точки на передаточной характеристике транзистора
в режиме работы B
На данном рисунке часть синусоиды, показанная серым цветом, на выходе
транзистора отсутствует (отсекается). Угол отсечки определяется как половина
фазового угла прохождения тока через транзистор или электронную лампу за
период синусоидального колебания. Так как ток на выходе усилительного прибора уже не соответствует входному сигналу, то при поступлении на вход синусоидального сигнала на его выходе образуется ряд гармонических составляющих. Их можно определить при помощи преобразования Фурье:
1
θ
𝐼𝑎0 = ∫0 𝑖𝑎 𝑑(ω𝑡);
𝜋
2
θ
𝐼𝑎1 = ∫0 𝑖𝑎 cos(ω𝑡) 𝑑(ω𝑡);
𝜋
2
θ
2
θ
𝐼𝑎2 = ∫0 𝑖𝑎 cos(2ω𝑡) 𝑑(ω𝑡);
𝜋
𝐼𝑎𝑛 = ∫0 𝑖𝑎 cos(𝑛ω𝑡) 𝑑(ω𝑡).
𝜋
(80)
(81)
(82)
(83)
Функции зависимости амплитуды гармоники от угла отсечки получили
название функций Берга. По этим графикам можно определить уровень гармоники в выходном сигнале и коэффициент полезного действия. Функции Берга
для первых трех гармоник приведены на рисунке 251.
На данных графиках угол отсечки, равный 180°, соответствует усилителю
класса A. Для этого усилителя гармоники входного сигнала отсутствуют, а
уровни тока потребления 0 и полезного сигнала α1 совпадают. Это соответствует коэффициенту полезного действия 50%. Угол отсечки, равный 120°, соответствует усилителю класса AB. В данном случае максимальный КПД можно
179
ожидать в районе 65%, уровень второй гармоники — 18%, уровень третьей
гармоники — 6%. Причем третья гармоника находится в противофазе с полезным сигналом.
Рис. 251
Графики коэффициентов Берга
Усилитель класса B работает при угле отсечки, равном 90°. По графику,
α
приведенному на рисунке 250, определяем отношение 1 = 1,56. Отсюда макα0
симально достижимый КПД такого усилителя будет равен 78%. При необходимости можно определить угол отсечки, при котором максимума достигнет вторая или третья гармоника входного сигнала.
В качестве еще одного примера применения коэффициентов Берга определим максимально достижимый КПД усилителя класса C, работающего при угле
α
отсечки тока, равном 30°: 1 = 1,91. Отсюда максимально достижимый КПД
α0
такого усилителя будет равен 95%.
Следует отметить, что коэффициент усиления тоже зависит от угла отсечки
выходного тока. При уменьшении Θ он уменьшается. Это следует учитывать
при проектировании усилителя мощности. График зависимости коэффициента
усиления от угла отсечки приведен на рисунке 252.
Максимальная достижимая выходная мощность на выходе транзистора или
электронной лампы тоже зависит от угла отсечки. График этой зависимости
приведен на рисунке 253.
180
Рис. 252
График зависимости коэффициента усиления по мощности от угла отсечки
Рис. 253
График зависимости выходной мощности от угла отсечки
Усилитель класса B
Для увеличения коэффициента полезного действия выходной каскад усилителя переводят в режим работы B. Режим работы усилителя класса B — это
когда рабочая точка транзистора выбирается таким образом, чтобы транзистор
усиливал ровно половину синусоидального напряжения. Положение рабочей
точки на передаточной характеристике транзистора в режиме работы B и ос181
циллограммы напряжения на базе транзистора и тока на его коллекторе показаны на рисунке 254.
Рис. 254
Выбор рабочей точки на передаточной характеристике транзистора
в режиме работы B
На данном рисунке использована идеализированная характеристика. Точка
перелома b для кремниевого биполярного транзистора соответствует напряжению 0,7 В. Для других типов транзисторов, таких как полевые транзисторы с p–
n-переходами, или МОП-транзисторов, как со встроенным, так и с индуцированным каналом, тем более для электронных ламп, напряжение, соответствующее точке b, может значительно отличаться. Это напряжение может быть как
положительным, так и отрицательным.
При работе усилителя класса B ток через транзистор протекает только половину периода, в результате форма тока на коллекторе транзистора искажается
по сравнению со входной. Иначе говоря, усилитель, работающий в режиме
класса B, изначально вызывает нелинейные искажения выходного сигнала. Однако в ряде случаев эти искажения можно убрать. В случае усиления узкополосного сигнала, такого как радиосигнал или сигнал промежуточной частоты,
восстановление формы исходного входного сигнала может осуществить полосовой фильтр. Как это делается, было показано при обсуждении нелинейных
параметров узлов РЭА.
В усилителе класса B, к сожалению, невозможно воспользоваться схемами
коллекторной или эмиттерной стабилизации, так как коллекторный (или стоковый) ток транзистора мал, а в идеальном случае должен быть равен нулю. Поэтому при проектировании усилительных каскадов класса B в основном используются схемы с фиксированным напряжением на базе. Благодаря малому
току покоя транзистора, работающего в режиме B, температурный уход рабо182
чей точки практически не происходит. Схема однотактного усилительного каскада класса B приведена на рисунке 255.
VD1
Вход С1
R1
+Uп
L2
VT1
С3
L3
L4
С5 Выход
L1
С4
С2
Uвх
Uвых
Рис. 255
Схема высокочастотного транзисторного каскада класса B
В данной схеме напряжение смещения на базе транзистора, равное 0,7 В,
формируется при помощи цепочки VD1R1. Диод VD1 имеет температурную
зависимость, идентичную температурной зависимости транзистора VT1. Таким
образом, осуществляется температурная стабилизация режима работы данного
усилителя. Дроссели L2 и L3 обеспечивают высокоомную развязку высокочастотных колебаний от источника питания. Фильтры низкой частоты L1C2 и
C4L4 обеспечивают приведение входного и выходного сопротивления усилительного каскада к стандартному значению 50 Ом и подавление гармоник
входного сигнала. Тем самым обеспечивается восстановление исходной формы
усиливаемого сигнала и уменьшение нелинейных искажений усилителя класса B до допустимой нормы.
Еще одним способом восстановления формы исходного сигнала является
применение двухтактного усилителя, где верхняя и нижняя полуволны входного сигнала усиливаются разными плечами усилителя, а затем суммируются в
нагрузке. Данный процесс иллюстрируется рисунком 256.
На рисунке 256 изображены две передаточные характеристики: верхнего и
нижнего плеча двухтактного усилителя. Так как они усиливают верхнюю и
нижнюю полуволны входного сигнала, то изображены в разных направлениях.
Суммарная характеристика всего двухтактного усилителя в целом показана
штрихпунктирной линией. Она получается достаточно линейной при напряжениях, близких к нулевому потенциалу (или половине питания при однополярном напряжении питания). Подобный способ восстановления входного сигнала
подходит не только для узкополосных сигналов, но и для широкополосных, таких как звуковые сигналы и телевизионные сигналы. На рисунке 257 в качестве
примера приведена схема простейшего двухтактного усилителя звуковой частоты.
183
Рис. 256
Передаточная характеристика двухтактного усилителя класса B
+Uп
R2
VT2
С2 Выход
R1
VT3
Вход С1
Uвых
VT1
Рис. 257
Схема двухтактного усилителя класса B
В этой схеме разделение входного сигнала на верхнюю и нижнюю полуволны осуществляется за счет разных проводимостей биполярных транзисторов. Подробное объяснение принципов работы схемы двухтактного усилителя и
расчета ее элементов рассмотрено в главе «Двухтактные усилители».
КПД усилителя класса B, как это было показано в статье «Понятие угла отсечки. Коэффициенты Берга», может достигнуть значения 78%, поэтому он широко применяется в оконечных каскадах усилителей звуковой частоты, операционных усилителях и в усилителях мощности высокой частоты.
184
Усилитель класса C
Работа усилителя класса C определяется выбором рабочей точки на характеристике прямой передачи таким образом, чтобы транзистор был заперт, а для
его отпирания сигнал на входе должен превысить определенный уровень. В результате на выходе усилительного элемента протекает ток ограниченной снизу
синусоиды с углом отсечки меньше 90°. Особенности выбора рабочей точки на
характеристике прямой передачи транзистора или электронной лампы, работающей в усилителе класса C, показаны на рисунке 258.
Рис. 258
Выбор рабочей точки на характеристике прямой передачи транзистора
в усилителе класса C
Как видно из рисунка 258, в данном классе усиливается только часть периода синусоиды, что приводит к значительным нелинейным искажениям, и поэтому такой режим работы транзистора подходит для усиления не всех видов
сигнала. Усилитель класса C однозначно не подходит для усиления звука.
Из узкополосных радиосигналов точно так же он не подходит для усиления
амплитудно-модулированных сигналов, в том числе и высокоскоростных
сигналов передачи данных, содержащих амплитудную модуляцию, таких
как BPSK, QPSK, DQPSK, QAM. В качестве примера на рисунке 259 приведена осциллограмма двоичной фазовой модуляции BPSK.
На этом рисунке подобран участок сигнала с переходом сигнала через
начало координат. Как видно из приведенной на рисунке 259 осциллограммы,
глубина паразитной амплитудной модуляции в BPSK превышает глубину модуляции речевого АМ-сигнала. Тем не менее работа усилителя класса C оказывается очень эффективной для сигналов, в которых информация заключена в
изменении фазы несущего колебания. Это такие сигналы, как частотная модуляция (ЧМ или FM), фазовая модуляция (ФМ), в том числе такие виды цифровой модуляции, как GMSK (используется в GSM), GFSK (используется в цифровых системах связи DECT и VDL3). В этих видах модуляции амплитуда не185
сущей остается постоянной в течение сеанса связи, поэтому можно применить
для усиления усилитель класса C.
Рис. 259
Осциллограмма сигнала двоичной фазовой модуляции BPSK
Теперь рассмотрим основные схемотехнические особенности данного вида
усилителей. Начнем с каскадов на биполярных транзисторах. Если используются кремниевые транзисторы, то точка b на рисунке 258 соответствует 0,7 В. Это
означает, что если базу транзистора соединить с нулевым проводом по постоянному току, то мы автоматически получим усилительный каскад класса C. Подобная схема приведена на рисунке 260.
+Uп
L3
L2
Вход С1
С3
L4
L1
VT1
С2
Uвх
С4
С5 Выход
Uвых
Рис. 260
Схема усилительного каскада класса C
Угол отсечки в данной схеме будет зависеть от амплитуды входного сигнала.
Например, при амплитуде входного сигнала, равной 1,4 В, входное колебание будет обрезано на половине амплитуды, что соответствует углу отсечки 60°.
Приведение входного и выходного сопротивлений к стандартному значению 50 Ом осуществляется при помощи согласующих цепей L1C2 и L4C4. Они
работают как трансформаторы сопротивлений. Конденсаторы C1 и C5 предназначены для развязки усилительного каскада по постоянному току, а дроссели
L2 и L3 обеспечивают режим по постоянному току.
Зависимость угла отсечки выходного тока от уровня входного сигнала является недостатком приведенной на рисунке 260 схемы усилителя. Уменьшения
186
угла отсечки и, следовательно, увеличения КПД можно добиться подачей на
базу транзистора отрицательного напряжения. В радиопередатчиках, работающих с частотной и фазовой модуляцией, для данной задачи использовали часть
энергии входного сигнала. Его выпрямляли на p–n-переходе базы транзистора и
заряжали конденсатор. Подобная схема приведена на рисунке 261.
С2
+Uп
С4
R1
L3
Вход С1
L2
L4
С6 Выход
L1
VT1
С3
С5
Uвых
Uвх
Рис. 261
Схема усилителя с автоматическим смещением
В современных схемах усилителей мощности для цепей смещения часто
используют отдельные микросхемы стабилизаторов напряжения. Их цена упала
до приемлемых значений, и часто дешевле поставить отдельный стабилизатор
напряжения, чем делитель напряжения и RC-цепочку. Подобная схема приведена на рисунке 262.
С2 Uсм
+Uп
С4
L3
L2 VT1
Вход С1
L4
С6 Выход
L1
С5
Uвх
С3
Uвых
Рис. 262
Схема усилителя с внешним смещением
Применение двухтактных схем в усилителях класса C позволяет уменьшить уровень четных гармоник. Это актуально для относительно широкополосных схем. Кроме того, двухтактные схемы позволяют уменьшить напряжение питания и использовать более маломощные транзисторы. С точки зрения
продуктов нелинейности третьего, пятого и седьмого порядков, определяющих
уровень излучения на соседнем канале, двухтактные схемы выигрыша не дают.
187
Рис. 263
Спектр узкополосного сигнала на выходе усилителя мощности
Усилители мощности радиосигнала класса C получили распространение в
радиостанциях наземной радиосвязи с частотной модуляцией. В усилителях
мощности сотовых телефонов, предназначенных для работы в сетях GSM,
большее распространение получили схемы класса E.
Усилитель класса D
Коэффициент полезного действия является основным параметром для усилителей мощности звуковой частоты. Особенно это важно для портативной аппаратуры, такой как радиоприемники или сотовые телефоны. Усилители с высоким
КПД применяются и в стационарных устройствах, таких как компьютеры или телевизоры. Усилители класса C позволяют получить достаточно большие значения
КПД, но их невозможно использовать для усиления звуковых сигналов.
Основным параметром, определяющим потребление энергии выходным
усилительным каскадом, является мощность, рассеиваемая на его транзисторах.
При этом мощность не будет рассеиваться в двух случаях:
1) ток через транзистор при ненулевом напряжении равен нулю;
2) напряжение на транзисторе при ненулевом токе равно нулю.
Эти условия выполняются при работе транзистора в ключевом режиме.
Первое условие будет выполнено, если транзистор полностью закрыть (режим
отсечки). Второе условие будет выполнено, если транзистор полностью открыть (режим насыщения). Так работают транзисторы в цифровых микросхемах, например, КМОП-логики.
Но ведь в этом случае амплитуда сигнала на выходе будет иметь только
два уровня. Для того чтобы можно было получить амплитуду сигнала, соответствующую входной, на выходе усилителя звука в ключевом режиме используется широтно-импульсная модуляция (ШИМ).
Широтно-импульсная модуляция реализуется при помощи компаратора, на
входы которого подаются полезный сигнал и пилообразное напряжение. В результате ширина импульса на его выходе будет пропорциональна амплитуде
полезного сигнала. Данный процесс иллюстрируется на рисунке 264.
188
Рис. 264
Процесс формирования ШИМ
Как видно из графика, приведенного на рисунке 264, средний уровень сигнала зависит от ширины импульсов. Чем она меньше, тем меньше будет средний уровень сигнала, чем больше — тем больше. В спектре широтноимпульсной модуляции присутствует исходный низкочастотный звуковой сигнал, поэтому обратное преобразование ШИМ в аналоговый сигнал осуществляется любым фильтром низкой частоты. Достаточно отфильтровать высокочастотные составляющие двухуровневого сигнала, и усиленный первоначальный
сигнал можно подавать на громкоговоритель. Спектр широтно-импульсной модуляции синусоидального сигнала приведен на рисунке 265.
Рис. 265
Спектр сигнала ШИМ
Так как мощность на выходе усилителя мощности обычно составляет значение от единиц до сотен ватт, то обычно применяются LC-фильтры. Задача фильтра заключается в подавлении частоты пилообразного сигнала, модулированного
полезным сигналом, и его гармоник. Для того чтобы можно было применить простейший фильтр второго порядка, частоту пилообразного сигнала выбирают в
пределах 2 МГц. Так как частота модулирующего сигнала превышает верхнюю
частоту звукового спектра в 100 раз, то фильтр второго порядка, состоящий из ин189
дуктивности и конденсатора, способен подавить мешающие сигналы на 80 дБ
(при соответствующем конструктивном исполнении).
ℎ𝜈𝑛1𝑛12 = 𝑊𝑛1 − 𝑊𝑛2 .
(84)
Структурная схема усилителя низкой частоты, работающего в режиме
класса D, приведена на рисунке 266.
Рис. 266
Типовая структурная схема усилителя класса D
Данная схема состоит из входного усилителя, обеспечивающего требуемое
входное сопротивление, компаратора напряжения, на второй вход которого подается пилообразное напряжение, и выходного каскада, собранного на комплементарных полевых транзисторах. Именно эти транзисторы и обеспечивают
необходимую выходную мощность. Их быстродействие определяет КПД усилителя. Для оценки коэффициента полезного действия можно воспользоваться
зависимостью рассеиваемой мощности от выходной мощности. На рисунке 267
приведены характеристики микросхем усилителя класса D фирмы Texas Instruments TPA2012D2.
Рис. 267
Сравнение рассеиваемой мощности усилителей
классов AB и D
190
Из графика четко видно, что микросхемы, работающие в классе D, значительно превосходят усилители класса AB. Микросхемы класса D предназначены в основном для применения в портативной аппаратуре. Использование усилителей класса D позволяет обойтись без радиаторов, которые занимают в аппаратуре значительный объем и обладают достаточно большой массой.
В таблице 10 приведены некоторые из таких микросхем.
Таблица 10
Микросхемы класса D для портативной аппаратуры
Напряжение
питания, B
Наименование
Описание
Нелин.
Коэф.
искаж.
подавл.
на
СтеRнагр.
помех
Pвых,
мощн.
рео/мо(min),
по цеВт
P/2
но
Ом (min) (max)
пям пиTHD+N*
тания
(%),
дБ
f = 1 кГц
Корпус
Smart
Gain,
TPA2017D2 AGC/DRC, Стерео
GPIO-интерфейс
2,8
4
2,5
5,5
0,2
80
QFN-20
Усилитель
средней Стерео
мощности
2,5
3
4,5
5,5
0,05
77
TSSOP-24
Усилитель
для стеTPA2000D4
Стерео
реотелефонов
2,5
4
3,7
5,5
0,1
70
TSSOP-32
Усилитель
в корпусе
TPA2012D2
Стерео
WCSP
2×2 мм
2,1
4
2,5
5,5
0,2
75
WCSP-16,
QFN-20
Smart
Gain,
TPA2016D2 AGC/DRC, Стерео
I2C-интерфейс
1,7
8
2,5
5,5
0,2
80
WCSP-16
Усилитель
низкой
Стерео 1,25
мощности
8
4,5
5,5
0,08
77
TSSOP-24
1,5
мкФ
(пьезо)
2,5
5,5
0,2
90
WCSP-16
4
2,5
5,5
0,2
75
WCSP-9
TPA2000D2
TPA2001D2
Для пьезоTPA2100P1 керам. излучателя
TPA2035D1
Дифф.
вход,
1,5×1,5 мм
Моно 19Vpp
Моно
2,75
191
Обратите внимание на уровень нелинейных искажений, который обеспечивают микросхемы, приведенные в этой таблице. В предыдущие годы подобный
уровень нелинейных искажений был с трудом достижим даже для усилителей
класса AB. Особенно выделяется микросхема TPA2000D2. THD + N = 0,05%.
Это уровень нелинейных искажений, характерный для усилителей класса A.
Несколько другой подход для построения усилителей класса D использует
фирма Analog Devices. В ее микросхемах вместо ШИМ-модулятора используется сигма-дельта-модулятор. Это позволяет поднять внутреннюю частоту до такого значения, что внешний фильтр низкой частоты не требуется. Его функции
выполняет динамик. Внутренняя схема и схема включения подобной микросхемы приведены на рисунке 268.
Рис. 268
Внутренняя схема микросхемы SSM2317
Обратите внимание на простоту включения и малые габариты (см. Data
Sheet) этой микросхемы. Резисторы REXT обычно не ставятся.
В настоящее время выпускается достаточно большое количество микросхем усилителей класса D большой мощности. В качестве примера можно
назвать разработки фирм MPS (Monolithic Power Systems) и Texas Instruments.
Примеры таких микросхем приведены в таблице 11.
Следует отметить, что подобные схемы практически не требуют громоздких радиаторов, рассеивающих избыточное тепло. На рисунке 269 приведена
типовая принципиальная схема усилителя звуковых частот класса D.
В данной схеме резисторы R4 и R1 определяют глубину отрицательной обратной связи, которая влияет на коэффициент усиления усилителя и его нелинейные искажения. Резисторы R3 и R2 задают режим работы дифференциального усилителя на входе микросхемы по постоянному току (половина питания).
Диоды D1 и D2 защищают выходной каскад от перенапряжения. Фильтр, выделяющий из ШИМ звуковой сигнал, собран на индуктивности L1 и конденсаторе
C8. Емкости C1 и C9 являются разделительными.
192
Таблица 11
Микросхемы класса D большой мощности
Напряжение Нелинейные
питания, B искажения Коэффициент
Rнагр.
на половин- подавления
НаименоваP ,
Описание вых (min),
ной мощно- помех по це- Корпус
ние
Вт
Ом (min) (max) сти THD+N* пям питания
(%),
дБ
f = 1 кГц
300 Вт
усилитель
TAS5630B
400
(стерео)
с ОС
2
25
52,5
0,03
80
QFP-64,
PSOP-44
160 Вт
усилитель
TAS5615A
300
(стерео)
с ОС
2
18
38
0,03
80
QFP-64,
PSOP-44
MP7720
20 Вт
усилитель
(моно)
20
4
9,5
24
0,04
60
SOIC-8
MP7781
80 Вт
усилитель
80
4
18
38
0,1
60
SOIC-24
Рис. 269
Принципиальная схема звукового усилителя мощности
класса D на микросхеме МР7720
Усилитель класса E
Усилитель класса E представляет собой усилитель, работающий в ключевом режиме. В отечественной литературе не производится разделения ключе193
вого режима на различные классы, однако, учитывая существенные различия
работы транзистора в ключевом режиме на низких и высоких частотах, мы будем придерживаться зарубежной классификации. Один из вариантов классификации усилителей мощности в зарубежной литературе приведен на рисунке 270.
Рис. 270
Классы усилителей
На вход транзистора, работающего в ключевом режиме, подается высокочастотный сигнал, полезная информация в котором содержится в его частоте и
фазе. Амплитудная модуляция в нем отсутствует, поэтому усилители класса E в
основном подходят только для усиления сигналов с угловой модуляцией, таких
как F3E, G3E для аналоговых сигналов или F1D, G1D (виды модуляции GMSK,
MSK, FFSK) для цифровых видов модуляции. Ввести амплитудную составляющую модуляции можно, изменяя напряжение питания этих усилителей в
DC/DC-преобразователях.
Основным недостатком усилителя класса D, работающего на высоких частотах, является снижение КПД из-за влияния выходной емкости транзистора и
паразитных емкостей печатной платы. В усилителях класса E эти емкости
включаются в состав схемы усилителя. Упрощенная схема усилительного каскада, работающего по данному принципу, приведена на рисунке 271.
В данной схеме транзистор VT1 работает в качестве электронного ключа.
При достаточно большой амплитуде входного напряжения транзистор будет
работать в двух режимах: отсечки и насыщения. В приведенной на рисунке 271
схеме конденсатор C0 предотвращает протекание постоянного тока по сопротивлению нагрузки Rн. Для упрощения понимания основных принципов работы
усилителя класса E воспользуемся эквивалентной схемой выходной цепи, приведенной на рисунке 272.
194
+Uп
L
С0
VT1
С
Rн
Рис. 271
Усилитель класса E
Рис. 272
Эквивалентная схема усилителя класса E
При замыкании ключа S ток, протекающий по индуктивности L, начинает
возрастать по экспоненциальному закону. Так как сопротивление открытого
ключа равно нулю, то и напряжение на нем в этот момент равно нулю. Соответственно, в это время мощность на транзисторе не рассеивается.
При размыкании ключа S ток индуктивности I0 начинает заряжать конденсатор C, в состав которого входят и все паразитные емкости схемы. Ток через
ключ в это время равен нулю. Соответственно, в этот момент времени мощность на транзисторе тоже не будет рассеиваться. Временные диаграммы
напряжения и тока в эквивалентной схеме, приведенной на рисунке 272, показаны на рисунке 273.
Как видно из этих временных диаграмм, если напряжение на конденсаторе
в момент времени T будет равно нулю, то КПД усилителя можно получить равным 100%. К сожалению, напряжение и ток на выходе усилителя, изображенного на рисунке 271, существенно отличаются от синусоидальных. Такой сигнал подавать в антенну нельзя. Поэтому для того, чтобы пропустить на выход
схемы только сигнал основной частоты, между сопротивлением нагрузки и выходом усилителя ставят LC-контур. Подобная принципиальная схема усилителя
класса E приведена на рисунке 274.
195
Рис. 273
Временные диаграммы напряжения и тока в идеализированном усилителе класса E
+Uп
С0
L
VT1
С
Rн
Рис. 274
Принципиальная схема усилителя класса E
Для понимания принципов работы удобнее пользоваться упрощенной схемой, поэтому, так же как и в предыдущем случае, составим функциональную
схему. Она приведена на рисунке 275.
Собственно, усилитель образуется электронным ключом S, индуктивностью L и конденсатором CP. При этом элементы L0 и C0 образуют колебательный контур, который настроен на первую гармонику полезного сигнала. Он
пропускает на выход синусоидальный ток, который протекает по сопротивлению нагрузки RL. Временная диаграмма этого тока приведена на рисунке 276.
196
Рис. 275
Функциональная схема идеализированного усилителя класса E
Рис. 276
Временная диаграмма тока, протекающего
через последовательный контур и нагрузку RН
При работе ключа S часть периода ток будет протекать через ключ, а
часть — через конденсатор CP. В схеме токи, показанные на рисунках 277 и
278, суммируются. Ток, протекающий через ключ S, будет выглядеть так, как
показано на рисунке 277.
Рис. 277
Временная диаграмма тока, протекающего через ключ S
Ток, протекающий при этом через конденсатор CP, будет выглядеть так,
как показано на рисунке 278.
197
Рис. 278
Временная диаграмма тока, протекающего через конденсатор CP
Реактивный компонент jX вносит необходимый фазовый сдвиг между выходным напряжением U0(t) и напряжением на ключе US(t).
Усилитель класса F
Работа усилителя класса F во многом подобна работе усилителя класса B. Ток
в рабочем режиме через транзистор протекает ровно половину периода (угол отсечки равен 90°). Поэтому усилители класса F подходят для усиления сигналов с видами модуляции, содержащими амплитудную составляющую. Отличие рассматриваемых схем от усилителей класса B заключается в схеме нагрузки.
За счет этой схемы в данных высокочастотных усилителях мощности обеспечивают в момент протекания тока напряжение на транзисторе, близкое к нулю. Поэтому в усилителях класса F теоретически достижим КПД, близкий к 100%.
Для выполнения поставленного условия напряжение на стоке транзистора
необходимо максимально приблизить к прямоугольной форме. В простейшем
случае достаточно к синусоидальному напряжению полезного сигнала добавить
третью гармонику, как это показано на рисунке 279.
Рис. 279
Суммирование нечетных гармоник напряжения на стоке полевого транзистора
198
Учитывая, что в спектре тока транзистора, работающего при угле отсечки 90°, присутствует третья гармоника входного сигнала, достаточно просто
выделить ее. Обычно третья гармоника выделяется при помощи параллельного
контура, работающего как заграждающий фильтр (фильтр-пробка). Типовая
принципиальная схема усилителя класса F приведена на рисунке 280.
+Uп
С3
+Uсм
L2
Вход С1
L3
С4
L4
L1
Выход
L5
С5
С6
С2
VT1
Uвых
Uвх
Рис. 280
Принципиальная схема усилителя класса F
В приведенной на рисунке 280 схеме индуктивность L1 и конденсатор C2
образуют схему согласования сопротивления. Напряжение смещения, необходимое для реализации угла отсечки 90°, подается на затвор транзистора через
дроссель L2. Напряжение питания на сток полевого транзистора подается через
дроссель L3. Усилитель класса F реализуется за счет настройки контура L4C5
на третью гармонику усиливаемого сигнала. Параллельный контур L5C6
настроен на частоту усиливаемого сигнала.
В области высоких частот вместо параллельного контура в усилителях
класса F применяются четвертьволновые полосковые линии передачи, настроенные на третью гармонику полезного сигнала. Они обеспечивают параллельный резонанс не только на третьей гармонике, но и на пятой, седьмой
и так далее гармониках. В результате форма напряжения на стоке транзистора
становится почти прямоугольной. Упрощенная схема такого усилителя мощности приведена на рисунке 281.
Рис. 281
Упрощенная схема усилителя мощности класса F
с последовательной четвертьволновой линией передачи
199
Временные диаграммы напряжения и тока на стоке транзистора в усилителе класса F приведены на рисунке 282.
Рис. 282
Временные диаграммы тока и напряжения на стоке полевого транзистора
Как видно из этих графиков, напряжение и ток практически не пересекаются. В результате при максимальном значении мощности выходного сигнала,
когда напряжение на стоке транзистора практически равно нулю, мощность
практически не рассеивается и почти полностью преобразуется в полезный сигнал.
В усилителях класса F, так же как и в усилителях класса B, коэффициент
полезного действия сильно зависит от уровня выходного (а значит, и входного)
сигнала. Максимальное значение получается при предельных уровнях мощности. Типовые зависимости КПД и коэффициента усиления показаны на графиках, приведенных на рисунке 283.
Рис. 283
Типовая зависимость КПД усилителя класса F и его коэффициента усиления
от уровня входного сигнала
200
Усилительные каскады
Усилительные каскады применяются в различных блоках телекоммуникационных устройств, таких как малошумящий усилитель радиочастоты LNA,
усилитель мощности, усилитель звукового сигнала. В зависимости от предназначения изменяются требования к этому узлу и, соответственно, схемотехническое решение.
Для определения линейности устройств и микросхем в настоящее время
широко применяются такие параметры, как точки пересечения продуктов второго IP2 и третьего порядка IP3. Очень важным параметром является точка 1 дБ
компрессии.
Однодецибельная точка компрессии CP1 (1-dB compression point) определяется как точка на амплитудной характеристике, в которой коэффициент усиления по мощности уменьшается на 1 дБ по сравнению с идеальным. Иллюстрация определения однодецибельной точки компрессии радиоприемного
устройства приведена на рисунке 284.
Pвых
1 дБ
0
Идеальная
характеристика
-10
-20
-30
Реальная
характеристика
-40
-50
-110
-90
-70
-50
-30
-10
10
Pвх
Рис. 284
Иллюстрация определения однодецибельной точки компрессии
Точки пересечения продуктов второго IP2 и третьего порядка IP3. Точкой
пересечения продуктов n-го порядка называется такая мощность входного сигнала, при которой аппроксимированные линии зависимости уровня выходного
сигнала и нелинейных искажений от уровня входного сигнала пересекаются.
Для оценки коэффициентов интермодуляционных искажений IMD2 и
IMD3 строится график зависимости уровня выходного сигнала и нелинейных
искажений от уровня входного сигнала. Так как уровень продуктов нелинейности второго порядка меняется в квадратичной зависимости, а уровень продуктов нелинейности третьего порядка изменяется в кубической зависимости от
уровня входного сигнала, то график удобно построить в логарифмическом
масштабе. В этом случае нелинейные зависимости уровня продуктов нелиней201
ности на выходе устройства превращаются в прямые линии с разным наклоном,
зависящим от степени полинома. Это определяется следующим соотношением:
log y log x a a log x.
Пример подобной зависимости уровня продуктов нелинейности от уровня
входного сигнала приведен на рисунке 285.
Рис. 285
Зависимость уровня продуктов нелинейности от уровня входного сигнала
На этом рисунке отображены зависимости выходной мощности входного
сигнала (частоты f 1 и f 2 ), продукты нелинейности второго порядка IM2 (частоты f 2 f1 ) и продукты нелинейности третьего порядка IM3 (частоты 2 f 2 f1 и
2 f1 f 2 ). Наклон зависимости усиленного сигнала — 1:1, продуктов нелинейности второго порядка — 2:1, продуктов нелинейности третьего порядка — 3:1.
Это означает, что при снижении уровня входного сигнала на 10 дБ уровень
продуктов нелинейности второго порядка IM2 уменьшается на 20 дБ, а следовательно, коэффициент интермодуляционных искажений второго порядка
IMD2 уменьшается на 10 дБ. Уровень продуктов нелинейности третьего порядка IM3 при этом уменьшается на 30 дБ, а следовательно, коэффициент интермодуляционных искажений третьего порядка IMD3 уменьшается на 20 дБ.
Малошумящий усилитель радиочастоты LNA
Так как усилитель радиочастоты находится на входе радиоприемного
устройства, то его шумовые характеристики и динамический диапазон в основном определяют характеристики всего устройства в целом.
В связи с микроминиатюризацией современной элементной базы и связанной с ней миниатюризацией узлов радиоприемного устройства сейчас на СВЧ
возможно применение схемотехнических решений, которые ранее применялись
на значительно более низких частотах. Это связано с тем, что размеры блока
относительно длины волны рабочего колебания становятся меньше одной десятой длины волны, и в результате при разработке этого блока можно пренебречь
волновыми эффектами при распространении колебаний.
На высоких частотах наилучшими характеристиками обладает схема включения транзистора с общей базой. В этой схеме транзистор обладает лучшей
линейностью за счет внутренней обратной связи. Кроме того, расширяется его
202
частотная характеристика. Малая проходная емкость «коллектор — эмиттер»
не создает условия для паразитного самовозбуждения схемы усилителя.
Для приведения входного и выходного сопротивления транзистора к стандартному волновому сопротивлению линий передачи 50 Ом обычно используются LC-фильтры. При индуктивном сопротивлении базы и коллектора транзистора в рабочем диапазоне частот усилителя эти реактивности могут быть
включены в состав индуктивности фильтра, как это показано на рисунке 286.
С3
R2
+Uп
L2
Вход С1
VT1
С4 Выход
R1
Uвых
L1
Uвх
С2
Рис. 286
Принципиальная схема усилительного каскада с транзистором с общей базой
(коллекторная стабилизация)
В схеме усилителя, изображенной на рисунке 286, индуктивность L1 служит для обеспечения пути протекания эмиттерного тока и является частью
входного согласующего фильтра. Индуктивность L2 служит для обеспечения
пути протекания коллекторного тока и является частью выходного согласующего фильтра. Резисторы R1 и R2 образуют схему коллекторной стабилизации
режима работы. Еще один вариант высокочастотного усилителя, выполненного
по схеме с общей базой, приведен на рисунке 287.
С4
R4
+Uп
Входной
согласующий
фильтр
Вход
L1
L2
Усилитель
С2
L3
С6
VT1
Выход
R2
С1
Uвх
С5
R1
С3
R3
Выходной
согласующий Uвых
фильтр
Рис. 287
Принципиальная схема усилительного каскада с транзистором
с общей базой (эмиттерная стабилизация)
203
В этой схеме входное и выходное сопротивление транзистора на заданной
частоте получилось емкостного характера, поэтому используется немного другая схема согласующего фильтра. Она позволяет включить входную и выходную емкость транзистора в состав LC-фильтров. В этой схеме применена комплексная стабилизация режима транзистора по постоянному току. Напряжение
на базе транзистора задается делителем напряжения, собранного на резисторах
R2 и R3. Напряжение эмиттерной стабилизации выделяется на резисторе R1, а
напряжение коллекторной стабилизации — на резисторе R4.
В настоящее время в СВЧ-усилителях в основном используются SiGe,
GaAs, GaN MESFET-транзисторы, однако их схемы включения практически
совпадают со схемами включения биполярных транзисторов. Схеме включения
транзистора с общей базой соответствует схема усилительного каскада с общим
затвором. В этих схемах для стабилизации режима работы транзистора применяется схема истоковой стабилизации (аналог эмиттерной стабилизации). Схема усилительного каскада с общим затвором приведена на рисунке 288.
С4
R4
+Uп
Входной
согласующий
фильтр
Вход
L1
L2
С2
R2
R1 С3
L3
С6
VT1
С1
Uвх
С5
Усилитель
Выход
Выходной
согласующий Uвых
фильтр
R3
Рис. 288
Принципиальная схема усилительного каскада с транзистором
с общим затвором (истоковая стабилизация)
По подобным схемам ряд зарубежных фирм выпускает готовые СВЧусилители. Границы микросхем показаны на рисунках 287 и 288 пунктирной
линией. В качестве примера можно назвать такие микросхемы, как RF3827,
RF2360 фирмы RFMD, ADL5521 фирмы Analog Devices, MAALSS0038, AM500015 фирмы M/A-COM. В данных микросхемах применяются арсенидгаллиевые полевые транзисторы. Верхняя усиливаемая частота может достигать значения 3 ГГц. При этом коэффициент шума колеблется в пределах от 1,2
до 1,5 дБ. Пример принципиальной схемы усилителя радиочастоты с применением интегральной микросхемы MAALSS0038 фирмы M/A-COM приведен на
рисунке 289.
204
+Uп
C4
L2
Вход
L1
C2
1 GND OUT/Vdd 6
5
2 GND
GND
3 IN
4
GND
L3
Выход
C3
C1
Рис. 289
Принципиальная схема усилителя радиочастоты
с применением интегральной микросхемы MAALSS0038
Еще одним примером может служить микросхема HMC454ST89. Эта микросхема не обладает малым уровнем шумов, однако работает в очень широкой
полосе частот. На некоторых частотах входной и выходной импеданс имеет индуктивный характер, поэтому входная и выходная согласующие цепи подключаются к микросхеме индуктивной частью, как это показано на рисунке 290.
Рис. 290
Принципиальная схема усилителя радиочастоты с применением
интегральной микросхемы HMC454ST89 для частоты 900 МГц
Для того чтобы определить входной и выходной импеданс микросхем малошумящих усилителей, по s-параметрам строится диаграмма Смита. Пример
такой диаграммы для HMC454ST89 на разных частотах приведен на рисунке 291.
Обратите внимание, что входной импеданс существенно зависит от уровня
входного сигнала. Поэтому требуется тщательная проработка конструкции печатной платы. Именно поэтому все фирмы — производители усилителей радиочастот приводят примеры печатных плат, которые позволяют получить
205
наилучшие параметры усилителей. Это значительно облегчает процесс проектирования узлов телекоммуникационной аппаратуры. В качестве примера на
рисунке 292 приведена фотография отладочной платы фирмы Analog Devices
для микросхемы HMC454ST89.
Рис. 291
Диаграмма Смита для HMC454ST89 на наиболее часто применяющихся частотах
Рис. 292
Конструкция усилителя радиочастоты с применением интегральной микросхемы
HMC454ST89 для частоты 900 МГц
206
Пример конструкции печатной платы усилителя радиочастоты, собранной
на микросхеме ADL5521 фирмы Analog Devices, приведен на рисунке 293.
Рис. 293
Конструкция печатной платы усилителя радиочастоты
на микросхеме ADL5521
Дифференциальный усилитель
Тенденцией современной схемотехники является постоянное уменьшение
напряжения питания. Это связано с уменьшением проектных норм на транзисторы в современной технике производства микросхем. При уменьшении питания возникают неизбежные проблемы с уменьшением помехоустойчивости и
динамического диапазона усилителей. Улучшить помехоустойчивость линий
связи между каскадами позволяет применение парафазных соединительных линий.
В таких линиях помеха наводится сразу на два провода одновременно, а
сигнал передается как разность потенциалов между этими проводами. Поэтому
помеха компенсируется на входе устройства с симметричным входом.
Дифференциальный усилитель позволяет усиливать парафазный сигнал,
передаваемый по двум соединительным линиям. Кроме того, он позволяет переходить от несимметричного представления сигнала (относительно корпуса
устройства или потенциала земли) к симметричному (парафазному) и наоборот.
Именно поэтому дифференциальные усилители получили широкое распространение в современных аналоговых интегральных микросхемах. Схема простейшего дифференциального усилителя приведена на рисунке 294.
В этой схеме эмиттеры двух транзисторов соединены между собой, образуя
дифференциальную пару. Подобное схемное решение позволяет сохранять постоянный суммарный ток этой пары транзисторов благодаря тому, что на их базы подается противофазный сигнал (парафазный или симметричный). При увеличении тока эмиттера транзистора VT1 ток транзистора VT2 уменьшается на
точно такую же величину. Благодаря постоянному току через резистор R3 падение напряжения на его сопротивлении тоже оказывается постоянным, и поэтому можно считать, что точка соединения эмиттеров транзисторов диффе207
ренциального усилителя по переменному току эквивалентна нулевому потенциалу.
+Uп
R1
С1
Вход +
R4
R2
С3
VT2
VT1
С4
Выход
Выход +
С2
Вход
R3
Рис. 294
Схема простейшего дифференциального усилителя
Так как точка соединения эмиттеров транзисторов дифференциального
усилителя эквивалентна нулевому потенциалу, то его коэффициент усиления
равен коэффициенту усиления транзистора, включенному по схеме с общим
эмиттером. Коэффициент усиления дифференциального усилителя по напряжению можно найти по формуле
𝐾𝑢 = 𝑆 × 𝑅к =
𝑖э
26мВ
× 𝑅к ,
(85)
где Ku — коэффициент усиления по напряжению;
1
𝑖
𝑆 = = э — крутизна усиления транзистора;
𝑟э
26мВ
Rк = R2 = R4 — сопротивление нагрузки транзистора.
Не менее важным параметром дифференциального усилителя является подавление синфазного сигнала. Этот параметр можно выразить через усиление
синфазного сигнала. В случае синфазного сигнала напряжение подается на обе
базы одновременно. Поэтому ток, протекающий по резистору R3, суммируется.
На этот раз напряжение сигнала в точке соединения эмиттеров не равно нулю, а
определяется протекающим через резистор R3 током. Если выходное напряжение определять между корпусом и одним из выходов, то усиление синфазного
сигнала дифференциальным усилителем можно определить следующим образом:
𝐾сс =
𝑅к
2𝑅3+𝑟э
208
.
(86)
При равенстве сопротивлений в цепи эмиттера R3 и в цепи коллектора R2
коэффициент передачи синфазного сигнала будет равен 0,5. Коэффициент
ослабления синфазного сигнала можно определить как
𝐾осс =
𝐾𝑢
𝐾сс
≈
𝑅3
𝑟э
.
(87)
При токе каскада 1 мА и сопротивлении R3 = 7,5 кОм ослабление составит
300 раз. Если учесть, что сигнал на выходе схемы, приведенной на рисунке 293,
снимается между резисторами R2 и R4, то коэффициент ослабления синфазного
сигнала возрастет на коэффициент, зависящий от точности изготовления резисторов и транзисторов. На высоких частотах этот коэффициент будет зависеть
еще и от фазового сдвига, вносимого транзисторами.
Следует отметить, что в интегральных микросхемах сложно получить
большие значения сопротивлений. Вместо такого сопротивления намного выгоднее применить генератор тока на транзисторе, который обладает выходным
сопротивлением сотни килоом.
Если учесть, что на одном кристалле можно получить достаточно близкие
значения коллекторных сопротивлений, а в качестве эмиттерного резистора R3
применить генератор тока, обладающего большим сопротивлением на переменном токе, то коэффициент подавления синфазной помехи получается
настолько большим, что можно отказаться от применения разделительных конденсаторов между дифференциальными каскадами. Схема дифференциального
усилителя с генератором тока в качестве эмиттерного резистора приведена на
рисунке 295.
+Uп
R1
Вход +
VT1
R3
R2
VT3
Вход
VT2
Выход
Выход +
VT4
–Uп
Рис. 295
Схема дифференциального каскада с генератором тока в цепи эмиттера
Для того чтобы дифференциальный усилитель усиливал несимметричный
сигнал, достаточно соединить один из его входов с общей точкой или корпусом
схемы. При этом следует иметь в виду, что его коэффициент усиления умень209
шится вдвое, так как мы будем использовать напряжение только с одного из его
выходов. Схема включения дифференциального каскада для усиления несимметричного сигнала приведена на рисунке 296.
+Uп
R1
Вход С1
Uвх
R4
R2
С3
Выход
VT2
VT1
С2
Uвых
R3
Рис. 296
Схема включения дифференциального усилителя
для усиления несимметричного сигнала
Благодаря своим замечательным качествам дифференциальный усилитель
получил широкое распространение в современных микросхемах. Использование парафазного сигнала на его входе и выходе позволяет уменьшить напряжение питания схемы. В качестве примера можно привести микросхему широкополосного дифференциального усилителя THS770006 фирмы Texas Instruments
Incorporated, применяемого на входе высокоскоростных АЦП.
Широко применяются дифференциальные усилители в составе усилителей
промежуточной частоты. Это отечественные микросхемы 174-й серии, иностранные MC3361, SA616 и подобные им. Высококачественные усилители звуковой частоты тоже строятся на основе дифференциальных каскадов. И, конечно же, входные каскады операционных усилителей, где они вместе с двухтактным каскадом на выходе образуют универсальную микросхему, пригодную для
реализации практически всех узлов радиоэлектронной аппаратуры.
В качестве примера на рисунке 297 приведена внутренняя схема микросхемы цифрового приемника MC3361. На ней отчетливо прослеживается последовательное соединение каскадов усилителя промежуточной частоты на
дифференциальных усилителях Q55–Q72. Эти усилители обеспечивают основное усиление этой микросхемы. При этом благодаря подавлению синфазной
помехи между каскадами не требуется разделительных конденсаторов.
Еще одним классическим примером применения дифференциальных усилителей является схема аналого-цифрового преобразователя. На рисунке 298
приведена схема АЦП, где на входе микросхемы AD7768 используется дифференциальный усилитель ADA4945.
210
Рис. 297
Внутренняя схема микросхемы MC3361
211
Рис. 298
Применение дифференциального усилителя на входе АЦП
Двухтактные усилители
При работе транзистора в режиме A невозможно реализовать высокий
КПД усилителя. В качестве альтернативы может подойти режим работы B, но
он приводит к значительным нелинейным искажениям. Однако если реализовать два усилителя, работающих в режиме B, и заставить их усиливать положительную и отрицательную полуволны синусоиды отдельно, а затем соединить
эти полуволны вместе, то получится усилитель, работающий почти без искажений. Подобный усилитель получил название двухтактного усилителя. В иностранной (и переводной) литературе сохраняется старое название этой схемы — push-pull (тяни-толкай).
Схема двухтактного каскада усилителя, реализованного на n–p–n- и p–n–pтранзисторах, приведена на рисунке 299.
Применение двух транзисторов позволяет им помогать друг другу. Положительная полуволна синусоидального напряжения открывает транзистор VT1
и закрывает VT2. Отрицательная полуволна запирает транзистор VT1 и открывает VT2. Таким образом, каждый из транзисторов усиливает только половину
входного напряжения, однако на выходе на сопротивлении нагрузки (в звуковых усилителях на динамике) эти половинки суммируются и форма входного
напряжения восстанавливается. Временные диаграммы напряжений и токов в
двухтактном каскаде приведены на рисунке 300.
212
Рис. 299
Схема двухтактного каскада на n–p–n- и p–n–p-транзисторах
Рис. 300
Временные диаграммы напряжений и токов в двухтактном каскаде
В приведенной схеме транзисторы включены по схеме с общим коллектором, поэтому коэффициент усиления двухтактного каскада по напряжению
приблизительно равен единице. Такой каскад обычно используется совместно с
каскадом предварительного усиления, собранного по схеме с общим эмиттером. Для упрощения схемы между каскадами применяется непосредственная
связь (без разделительной емкости). В результате становится возможным для
формирования напряжения на базах транзисторов VT1 и VT2 воспользоваться
213
коллекторным напряжением предыдущего каскада. Схема подобного усилителя
с двухтактным каскадом на выходе приведена на рисунке 301.
Рис. 301
Схема усилителя с двухтактным каскадом на выходе
и непосредственной связью между каскадами
Следует отметить, что в схеме двухтактного усилителя, приведенной на
рисунке 301, строго говоря, используется не класс B, а C! Это вызвано тем, что
точка перегиба входной характеристики кремниевого транзистора не соответствует нулю, а отстоит от него на 0,7 В. Для обеспечения режима B в двухтактном усилителе на базы транзисторов необходимо подать напряжение 0,7 В. Это
можно сделать при помощи резистора, зашунтированного по переменному току
конденсатором, однако для устранения влияния температурного ухода входной
характеристики транзистора в качестве источника напряжения 0,7 В применяются кремниевые диоды (тем более что их сопротивление переменному току
при протекании постоянного тока близко к нулю). Схема двухтактного усилителя, в котором режим работы B обеспечивается кремниевыми диодами, приведена на рисунке 302.
Рис. 302
Схема двухтактного усилителя
с формированием смещения на диодах
214
Устройства математической обработки сигналов
Сумматоры напряжений и токов
При работе с аналоговыми сигналами часто требуется просуммировать
сигналы с нескольких источников. Это требуется в режиссерских пультах, при
работе нескольких передатчиков на одну антенну, при формировании полного
сигнала из квадратурных составляющих. Сумматор — это устройство, формирующее на выходе напряжение или ток, пропорциональный сумме входных
напряжений или токов.
Проще всего осуществить суммирование токов согласно первому закону
Кирхгофа. Для этого в качестве источника входных сигналов следует применять
генераторы тока. Тогда достаточно соединить выходы этих генераторов тока параллельно, и мы осуществим суммирование аналоговых сигналов. Однако такое
решение встречается достаточно редко. Чаще нам доступны либо источники
напряжения, либо генераторы, обладающие фиксированным выходным сопротивлением, например 50 или 75 Ом. В этом случае преобразование «напряжение — ток» можно выполнить при помощи обыкновенных резисторов. Схема
сумматора аналоговых сигналов, собранная на резисторах, приведена на рисунке 303.
Рис. 303
Схема аналогового сумматора, собранная на резисторах
В данной схеме резисторы R1 и R2 служат для преобразования источника
напряжения в источник тока, поэтому чем больше сопротивления этих резисторов, тем лучше они будут справляться со своей задачей. Суммарный ток, вытекающий из точки соединения резисторов на общий провод, преобразуется в
напряжение на резисторе R3. Следует отметить, что сопротивление резистора R3
будет оказывать влияние на точность преобразования «напряжение — ток» на
резисторах R1 и R2. Чем меньше будет сопротивление резистора R3, тем меньше
будет это влияние. Однако малое значение сопротивления R3 приводит к малым
значениям суммарного напряжения на выходе схемы аналогового сумматора.
В схеме суммирования токов точность суммирования можно значительно
увеличить, применив трансформатор. При трансформировании напряжения одновременно производится преобразование сопротивления. Повышающий
трансформатор обладает малым входным сопротивлением и большим выходным сопротивлением. В результате можно значительно увеличить точность
суммирования аналоговых сигналов.
Обычный трансформатор редко используется в схеме сумматоров аналоговых
сигналов. Это связано с тем, что на низких частотах лучшими характеристиками
215
обладает схема сумматора, реализованная на операционном усилителе, а на высоких частотах трудно изготовить качественный широкополосный трансформатор.
Тем не менее схемы на высокочастотных трансформаторах широко используются
для реализации телевизионных сумматоров. В них трансформаторы на длинных
линиях обеспечивают достаточно высокую развязку между входами. Это позволяет обойтись без дополнительных аттенюаторов или усилителей. Пример принципиальной схемы сумматора ТВ-сигналов приведен на рисунке 304.
Рис. 304
Принципиальная схема двухканального телевизионного сумматора
В схеме ТВ-сумматора, приведенной на рисунке 304, резистор R1 обеспечивает входное сопротивление 75 Ом (между входами получается дифференциальное сопротивление 150 Ом). Обмотки трансформатора, входящего в схему
телевизионного сумматора, должны быть максимально идентичными. Конструктивное исполнение трансформатора приведено на рисунке 305.
Рис. 305
Конструктивное исполнение трансформатора
в сумматоре телевизионных сигналов
Для обеспечения волнового сопротивления 70–80 Ом диаметр провода выбирают 0,25–0,35 мм, длину трубок выбирают равной 20 мм.
Сумматоры телевизионных сигналов строят и на фильтрах. Классическим
примером является суммирование сигналов с антенн МВ- и ДМВ-диапазонов.
Подобным же образом выполняются схемы сумматоров радиосигнала в передатчиках различных диапазонов частот в схемах сотовых телефонов. Пример
принципиальной схемы сумматора ТВ-сигналов приведен на рисунке 306.
Рис. 306
Схема сумматора ТВ-сигналов с выхода антенн МВ- и ДМВ-диапазонов
216
В современных схемах все чаще в качестве трансформатора сопротивлений
применяется фильтр низких частот (или полосовой фильтр) с низким входным
и стандартным выходным сопротивлениями. В качестве генератора тока удобно
использовать коллекторную цепь биполярного транзистора или стоковую цепь
полевого транзистора. Этот вариант выходного каскада часто предлагается широкополосными интегральными микросхемами. В результате сумматор аналоговых сигналов образуется параллельным включением микросхем с токовым
выходом, нагруженных на фильтр с низким входным сопротивлением. Подобная схема приведена на рисунке 307.
Рис. 307
Схема широкополосного аналогового сумматора токов
Более известна схема сумматора аналоговых сигналов, построенная на
операционном усилителе. Усилитель, конечно, может быть любой. Но именно
операционный усилитель позволяет получить наилучшие качественные характеристики сумматора сигналов, амплитудно-частотная характеристика которого
может начинаться от нулевой частоты (постоянного тока). В данных схемах используется свойство параллельной обратной связи уменьшать входное сопротивление усилителя. За счет большого коэффициента усиления операционного
усилителя входное сопротивление практически равно нулю. Поэтому развязка
между каналами получается практически идеальной. Схема сумматора сигналов на операционном усилителе приведена на рисунке 308.
Рис. 308
Схема сумматора сигналов на операционном усилителе
В схеме сумматора, выполненного на операционном усилителе, так же как
и в схеме резистивного сумматора, весовые коэффициенты суммирования зависят от соотношения резисторов R1 и R2. При проектировании сумматора с оди217
наковыми весовыми коэффициентами по входам 1 и 2 номиналы сопротивления
резисторов R1 и R2 выбирают одинаковыми. Отношения сопротивлений резисторов R1 и R3 определяют абсолютное значение коэффициента передачи сумматора по входу 1. При этом коэффициент передачи может быть как больше
единицы (схема обладает усилением), так и меньше единицы (схема ослабляет
сигнал). При суммировании сигналов с очень низкой частотой, близкой к постоянному току, в схему может быть добавлено сопротивление между инвертирующим входом ОУ и общим проводом схемы. Оно предназначено для компенсирования влияния входного тока операционного усилителя на выходное
напряжение. Сопротивление этого резистора рассчитывается как параллельное
соединение резисторов R1, R2 и R3.
Аналоговые умножители сигналов
При создании схем различных радиоэлектронных устройств, таких как радиоприемники, передатчики, устройства охранной сигнализации, требуется
осуществлять умножение одного сигнала на другой, поэтому были разработаны
схемы аналоговых умножителей сигналов. Наиболее распространенной схемой
является схема кольцевого умножителя на биполярных транзисторах. Пример
подобной схемы приведен на рисунке 309.
Рис. 309
Схема аналогового умножителя сигналов
Наиболее часто аналоговый умножитель требуется в смесителях радиоприемника. В них при помощи операции умножения сигналов осуществляется перенос спектра принимаемого сигнала на более низкую частоту (осуществляется
преобразование частоты). Точно так же в приемниках аналоговые умножители
сигналов применяются для реализации синхронных амплитудных детекторов
218
при приеме амплитудно-модулированных сигналов (АМ) и частотных детекторов при приеме частотно-модулированного сигнала (ЧМ, FM).
В радиостанциях и сотовых аппаратах умножители применяются для переноса спектра полезного сигнала вверх по частоте. При этом они обычно входят
в состав квадратурных модуляторов, применяемых при формировании современных видов цифровой модуляции, таких как MSK, BPSK, DQPSK или QAM.
Еще одной областью применения аналоговых умножителей является электронное изменение уровня сигнала (регулировка громкости, яркости, контрастности, цветности). В этом случае регулируемый сигнал умножается на постоянное напряжение, в результате чего изменяется его амплитуда на выходе схемы умножителя, который в данном случае применяется в качестве регулятора
уровня. При использовании идеального умножителя не возникают нелинейные
искажения, влияющие на качество сигнала.
При реализации адаптивных фильтров, компенсаторов помех и шумов,
фильтров Калмана при регулировке сигнала важно обеспечить высокую линейность характеристик при работе с малыми уровнями выходных сигналов и возможность передачи на выход сигнала как с прямой, так и с обратной полярностью. Эту уникальную возможность обеспечивают аналоговые умножители
сигналов.
Принцип работы аналоговых умножителей, так же как и смесителей частоты, основан на нелинейности электронных приборов, обычно транзисторов.
Идеальной формой вольт-амперной характеристики для их построения является
квадратичная зависимость. Однако на выходе подобных электронных приборов
образуются токи не только с полезной составляющей тока, равной произведению входных напряжений, но и гармоники входных сигналов, в том числе и исходные входные сигналы.
Аналоговые умножители, в отличие от преобразователей частоты (смесителей), обычно работают с широкополосными сигналами. Поэтому в схемах
аналоговых умножителей часто нет возможности улучшить характеристики
умножения при помощи полосовых фильтров (или каких-либо других частотных фильтров). Именно по этой причине схемы аналоговых умножителей строятся по кольцевой схеме.
В приведенной на рисунке 309 схеме кольцевая схема образуется транзисторами VT1, VT3, VT4, VT6. На базы транзисторов VT1 и VT3 напряжение
подается в противофазе, поэтому напряжение выходного сигнала, формирующееся на резисторах R1 и R2, будет тоже противофазным. Точно такая же ситуация происходит и на транзисторах VT4 и VT6. В схеме транзистор VT6 подключен к резистору R2, поэтому напряжение, формируемое током транзистора
VT6, будет компенсировать напряжение от транзистора VT3. Точно так же будут компенсироваться и напряжения транзисторов VT1 и VT4 на резисторе R1.
В результате напряжение с входа X не сможет пройти на выход схемы аналогового умножителя.
Похожая ситуация создается и при поступлении сигнала на вход Y. На этот
раз увеличение тока транзистора VT2 будет компенсироваться уменьшением
тока транзистора VT5. Это происходит из-за того, что напряжения на входы
219
этих транзисторов подаются в противофазе. Суммарный ток на резисторах R1 и
R2 изменяться не будет, а следовательно, напряжение сигнала Y на выход аналогового умножителя не пройдет.
Совершенно другая ситуация создается с составляющей тока, пропорциональной произведению сигналов X×Y. В этом случае токи от транзисторов
VT1, VT4 будут суммироваться. То же самое произойдет и с токами транзисторов VT3, VT6. В результате на резисторах R1 и R2 выделится напряжение произведения сигналов X и Y.
Описанный принцип реализации аналоговых умножителей широко используется в интегральных микросхемах. В качестве примера можно привести
отечественные микросхемы К525ПС2 и К525ПС3. В настоящее время иностранные фирмы выпускают ряд интегральных аналоговых умножителей. На
рисунке 310 приведена схема включения микросхемы AD834.
Рис. 310
Схема аналогового умножителя сигналов на микросхеме AD834
Кольцевые смесители (преобразователи частоты)
Следует заметить, что в смесителях сигналов, особенно в высокочастотных
областях, до сих пор используются диодные смесители частоты. Это обусловлено прекрасными частотными свойствами диодов. Схема наиболее распространенного кольцевого смесителя частоты приведена на рисунке 311.
Подавление входного сигнала на выходе кольцевого смесителя (преобразователя частоты) производится за счет вычитания токов балансного смесителя,
собранного на диодах VD1, VD4, и токов балансного смесителя, собранного на
диодах VD2, VD3.
220
VD1 Ic
UC
Ic
VD2
Выход
Rн
VD3
VD4 Ic
+
Eсм
Ic U
Г
–
Рис. 311
Схема диодного кольцевого смесителя (преобразователя частоты)
Спектр сигнала на выходе кольцевого смесителя (преобразователя частоты) приведен на рисунке 312.
Uвых
fг + fс
2fс + fг
fпр = fг – fс
fс fг
2 fс
2 fг
3 fс
2fг + fс
3 fг
Рис. 312
Спектр сигнала на выходе кольцевого смесителя (преобразователя частоты)
Обратите внимание, что спектр сигнала на выходе кольцевого смесителя
(преобразователя частоты) уже похож на спектр идеального умножителя. Недостаточно подавленные компоненты спектра выходного сигнала должны быть
подавлены полосовыми фильтрами на входе и выходе смесителя.
На выходе схемы кольцевого смесителя (преобразователя частоты) подавляется не только сигнал, присутствующий на входе преобразователя частоты,
но и все компоненты, формируемые нечетными степенями полинома аппроксимации крутизны нелинейных элементов, примененных в смесителе. Процесс
подавления входного сигнала на выходе кольцевого смесителя (преобразователя частоты) иллюстрируется на рисунке 313.
Рис. 313
Временная диаграмма напряжения на выходе кольцевого смесителя
при подаче на его входы одинаковых частот
221
На этом рисунке рассмотрена ситуация, когда частоты принимаемого сигнала и гетеродина равны. Временная диаграмма выходного тока напоминает
временную диаграмму выпрямленного сигнала. В результате четные полуволны
принимаемого сигнала подавляют нечетные. Это приводит к тому, что все нечетные гармоники спектра выходного сигнала подавляются. В спектре выходного сигнала в основном присутствуют компоненты четных гармоник:
𝑖вых = 𝑖2 + 𝑖4 + 𝑖6 + ⋯
(88)
Если при этом вольт-амперная характеристика нелинейного элемента будет
аппроксимироваться квадратичной функцией (полином второго порядка), то мы
получим преобразователь, максимально приближенный к идеальному умножителю. Приближение формы вольт-амперной характеристики смесительных диодов к квадратичному полиному удается получить соответствующим подбором
объемного сопротивления полупроводника.
В настоящее время кольцевые диодные смесители (преобразователи частоты) выполняются в виде готовых интегральных микросхем. При этом входное и
выходное сопротивление выполняется равным 50 Ом. Входное сопротивление
входа гетеродина тоже делается равным 50 Ом. Интегральное исполнение
кольцевого смесителя (преобразователи частоты) позволяет добиться высокой
степени симметричности плеч смесителя, что позволяет получить достаточно
хорошие характеристики подавления сигналов гетеродина в цепях радио и промежуточной частоты. В качестве примера подобных кольцевых смесителей
(преобразователей частоты) можно привести смесители, выпускающиеся фирмой Mini-Circuits. Параметры некоторых из них приведены в таблице 12.
Таблица 12
Параметры кольцевых смесителей (преобразователей частоты)
Диапазон
Развязка
Точка одноДиапазон чачастот Потери между вхоУровень
Тип смедецибельной IP3 стот гетеродина промежу- преобра- дами радиогетеродина
сителя
компрессии (дБм) и радиочастоты точной зования частоты и
(дБм)
(дБм)
(МГц)
частоты
(дБ)
гетеродина
(МГц)
(дБ)
Развязка
между входами промежуточной частоты и гетеродина
(дБ)
ADE-1L
+3
0
+16
2–500
0–500
8,0
68–30
55–25
ADE-3L
+3
+3
+10
0,2–400
0–400
9,0
58–28
55–20
+3
0
+9
800–1000
0–200
9,5
20
15
+4
0
+10
1200–2400
0–600
8,5
27
20
+4
0
+10
2000–3000
0–600
8,6
28
15
+4
0
+9
3000–4000
0–700
8,5
26
17
MBA10L
MBA15L
MBA25L
MBA35L
222
Габариты данных смесителей выполняются достаточно малыми, пригодными для поверхностного монтажа. На рисунке 314 приведены вид и размеры
этих микросхем.
Рис. 314
Внешний вид и размеры смесителей ADE
Квадратурное представление сигналов
Как известно, в настоящее время для передачи сигналов на большие расстояния используется перенос этих сигналов по частоте. В результате образуются высокочастотные сигналы. Различные виды модуляции мы уже рассматривали в предыдущих главах.
Модулированные сигналы являются узкополосными сигналами в широком
смысле. Это означает, что в узкополосных сигналах отношение верхней частоты к нижней частоте близко к единице. Подобный сигнал можно представить в
виде синусоиды, модулированной низкочастотным сигналом. Узкополосный
сигнал можно записать в виде следующей формулы:
𝑆(𝑡) = 𝐴(𝑡)sin(2π𝑓𝑡 + φ(𝑡)),
(89)
где A — амплитуда сигнала;
f — частота;
φ — фаза.
Математически синусоидальный сигнал с произвольной фазой можно
представить в виде комплексной экспоненты. Этот же сигнал по формуле
Эйлера можно представить в декартовой системе координат. Узкополосный
сигнал в комплексной форме и разложение его на квадратурные компоненты
описывается следующей формулой:
𝑆(𝑡) = 𝐴(𝑡)ej2πft+φ(t) = 𝐼(𝑡)cos(2π𝑓𝑡) + 𝑗𝑄(𝑡)sin(2π𝑓𝑡).
(90)
Отображение комплексного экспоненциального сигнала на реальную и
мнимую ось получило название квадратур I и Q. Квадратурный сигнал I представляет собой проекцию на реальную (косинусоидальную) ось. Графическое
изображение сигнала в координатах I и Q приведено на рисунке 315.
Синусоидальный сигнал можно модулировать полезным низкочастотным
сигналом по амплитуде, частоте и фазе. На протяжении XX в. было разработано
огромное количество амплитудных, частотных и фазовых модуляторов, отличающихся друг от друга схемами и качественными характеристиками. Это раз223
нообразие не позволяет сравнивать данные модуляторы между собой, не позволяет улучшать характеристики всех модуляторов одновременно и, что самое
важное, трудно реализуется в цифровой форме. Представление сигнала в виде
двух квадратурных сигналов позволяет легко реализовать универсальный модулятор, который может быть одновременно и амплитудным, и частотным, и
фазовым модулятором в зависимости от взаимного соотношения низкочастотных квадратурных сигналов I и Q.
Q
Q(t)
I(t)
I
Рис. 315
Графическое представление квадратурного сигнала в осях I и Q
Схема модулятора, позволяющего получать узкополосный высокочастотный радиосигнал (или сигнал промежуточной частоты), получила название
квадратурного модулятора. Структурная схема квадратурного модулятора приведена на рисунке 316.
I(t)
0º
S(t)
Г
φ
90º
Q(t)
Рис. 316
Структурная схема квадратурного модулятора
В данной схеме главным узлом являются аналоговые умножители, которые
переносят квадратурный сигнал на высокую частоту. После суммирования результирующего сигнала в аналоговом сумматоре на выходе остается узкополосный высокочастотный процесс, промодулированный по заданному закону.
Генератор, использующийся в квадратурном модуляторе, обычно настраивается на промежуточную частоту и выполняется в виде синтезатора фиксированной частоты, который обладает стабильностью генератора опорной частоты,
и формирует при этом необходимую нам частоту.
224
Для улучшения характеристик выходного сигнала обычно на выходе квадратурного модулятора применяется узкополосный полосовой фильтр. Он убирает гармоники высокочастотного сигнала и уменьшает уровень шумов на выходе устройства. В качестве такого фильтра обычно используется кварцевый
фильтр или фильтр на поверхностных акустических волнах.
Сдвиг высокочастотного сигнала по фазе на 90° можно выполнить на индуктивности или конденсаторе. Но так как такой сдвиг теоретически можно получить только на бесконечной частоте, то обычно на индуктивности сигнал задерживают на 45°, а на конденсаторе одновременно получают опережение сигнала на 45°. Относительный сдвиг синусоидального напряжения между выходами схемы получается 90°. Принципиальная схема фазовращателя, на выходах
которого получается синусоидальный сигнал, сдвинутый относительно друг
друга на 90°, приведена на рисунке 317.
L1
+45º
Вход
C1
–45º
Рис. 317
Принципиальная схема фазовращателя на 90°
На верхнем выходе этой схемы получается синусоидальный сигнал, а на
нижнем — косинусоидальный. Подобное решение применяется на высоких частотах. В качестве примера можно назвать микросхему квадратурного модулятора фирмы Analog Devices LTC5589. Ее упрощенная схема включения приведена на рисунке 318.
Рис. 318
Упрощенная схема включения квадратурного модулятора LTC5589
225
Смесители с подавлением зеркального канала
В ряде случаев в схеме передатчика с переносом спектра или супергетеродинного приемника очень трудно обеспечить удовлетворение требований по подавлению частоты зеркального канала и соседнего канала одновременно. В этом
случае дополнительное подавление зеркального канала в смесителе может быть
выходом из положения. Для того чтобы понять, как работает смеситель с подавлением зеркального канала, вспомним ряд тригонометрических выражений:
cos(α − β) = cos(α) ∙ cos(β) + sin(α) ∙ sin(β);
cos(α + β) = cos(α) ∙ cos(β) − sin(α) ∙ sin(β).
(91)
Данные тригонометрические выражения позволяют выделять промежуточную частоту только от одного из каналов (выше или ниже частоты гетеродина).
Однако для реализации такого преобразователя частоты потребуются две кольцевые схемы смесителей (транзисторных или диодных). Кроме того, на входы
гетеродина сигнал требуется подавать со сдвигом по фазе на 90°. То есть гетеродин должен обеспечивать сигналы sin(ωt) и cos(ωt) одновременно.
Этот сдвиг фаз можно обеспечить при помощи фазовращателя, выполненного на LC-элементах, но в настоящее время чаще применяется поворот фазы
при помощи элементов цифровой техники. Если учесть, что на смеситель выгодно подавать прямоугольное напряжение, сдвиг фаз может быть обеспечен
подачей напряжения гетеродина на вход счетных триггеров в противофазе. Тогда один триггер будет переключаться по нарастающему фронту входного сигнала, а другой — по спадающему. Упрощенная принципиальная схема генератора прямоугольных колебаний, сдвинутых относительно друг друга
на 90°, приведена на рисунке 319.
Рис. 319
Схема формирования выходных сигналов, сдвинутых по фазе на 90°
В этой схеме напряжение гетеродина поступает на входы синхронизации
триггеров в противофазе. Поэтому сигналы на выходе этих триггеров будут задержаны относительно друг друга на время, равное половине периода входного
226
колебания. Если учесть, что на триггерах собраны схемы делителей частоты на
два, выходные колебания будут сдвинуты на четверть периода относительно
друг друга. Сдвиг периодического прямоугольного сигнала на четверть периода
соответствует фазовому сдвигу 90°.
Временные диаграммы входного сигнала цифрового фазовращателя и сигналов, вырабатывающихся на выходе триггеров D1 и D2, соответствующие
схеме, изображенной на рисунке 319, приведены на рисунке 320.
Рис. 320
Временные диаграммы исходного сигнала гетеродина
и сдвинутых по фазе относительно друг друга на 90° выходных сигналов
Как видно из данного рисунка, на выходе цифровой схемы из входного
сигнала гетеродина формируются два сигнала со сдвигом по фазе на 90°.
Микросхемы смесителей, реализованные по описанному принципу, выпускаются рядом фирм. В качестве примера можно привести такие микросхемы,
как RF2713 RF2483 фирмы RF Micro Devices, ADL5385 фирмы Analog Devices,
JCIQ-176D фирмы Mini-Circuits. В качестве примера на рисунке 321 приведена
структурная схема микросхемы ADL5385 фирмы Analog Devices.
Рис. 321
Схема квадратурного смесителя ADL5385
227
Следующим шагом является поворот входного сигнала на 90°. Это обычно
выполняется при помощи LC-схемы. Конечно, такой поворот фазы осуществляется только в определенном, достаточно узком диапазоне частот, тем не менее
расчет подобных устройств подробно описан в ряде источников [1]. Если
учесть, что диапазон принимаемых частот в системах мобильной радиосвязи
достаточно узок, схема фазовращателя, обеспечивающего точность поворота
фазы в заданном диапазоне порядка 1°, может быть достаточно простой. Подавление зеркального канала при этом может достигать значения 40 дБ. Пример
принципиальной схемы подобной схемы делителя мощности со сдвигом фаз
выходных сигналов на 90° приведен на рисунке 322.
Рис. 322
Принципиальная схема делителя мощности
со сдвигом фаз выходных сигналов на 90°
Пример принципиальной схемы смесителя с подавлением зеркального канала, собранного на микросхеме ADL5385, приведен на рисунке 323.
Рис. 323
Принципиальная схема смесителя с подавлением зеркального канала,
собранного на микросхеме ADL5385
228
На этой схеме на индуктивностях L1 и L2 собрана схема формирования
синусоидальной и косинусоидальной составляющих входного сигнала. Трансформаторы T1 и T2 обеспечивают симметрирование сигнала для подачи на
дифференциальные входы каналов I и Q квадратурного смесителя ADL5385. То
же самое делает трансформатор T3 для сигнала гетеродина Uг. Преобразованный выходной сигнал снимается с выхода VOUT.
229
Источники питания телекоммуникационных устройств
Гальванические элементы
Гальванический элемент — это химический источник электрического тока,
в котором происходит непосредственное преобразование химической энергии в
электрическую. Поэтому он является первичным источником питания. Существуют солевые (сухие), щелочные и литиевые элементы. Гальванические элементы часто называют батарейками, однако это название неверно, так как батареей является соединение нескольких одинаковых устройств. Например, при
последовательном соединении трех гальванических элементов образуется широко используемая 4,5-вольтовая батарея.
Принцип действия гальванического элемента основан на взаимодействии
двух металлов через электролит, приводящем к возникновению в замкнутой
цепи электрического тока. Напряжение зависит от использованных металлов.
Некоторые из этих химических источников тока приведены в таблице 13.
Таблица 13
Зависимость выходного напряжения от химического состава
гальванического элемента
Электролит Анод
Напряжение,
В
Тип источников тока
Катод
Марганцево-цинковый
MnO2
KOH
Zn
1,56
Марганцево-оловянный
MnO2
KOH
Sn
1,65
Марганцево-магниевый
MnO2
MgBr2
Mg
2,00
Свинцово-цинковый
PbO2
H2SO4
Zn
2,55
Свинцово-кадмиевый
PbO2
H2SO4
Cd
2,42
Свинцово-хлорный
PbO2
HClO4
Pb
1,92
Ртутно-цинковый
HgO
KOH
Zn
1,36
Ртутно-кадмиевый
HgO2
KOH
Cd
1,92
Окисно-ртутно-оловянный
HgO2
KOH
Sn
1,30
Хром-цинковый
K2Cr2O7
H2SO4
Zn
1,8–1,9
В продаже в основном представлены марганцево-цинковые элементы, которые называют солевыми. Производители батареек обычно не указывают их
химический состав. Это самые дешевые гальванические элементы, которые
можно применять только в устройствах с низким потреблением электрического
тока, таких как часы, электронные термометры или пульты дистанционного
управления. На рисунке 324 приведены внешний вид и внутреннее устройство
солевого элемента питания.
Не менее распространенным элементом питания являются щелочные марганцевые батарейки. В продаже их называют алкалиновыми, не утруждая себя
переводом названия на русский язык. Внутреннее устройство алкалинового
гальванического элемента показано на рисунке 325.
230
Рис. 324
Внешний вид и устройство «сухого» гальванического элемента
Рис. 325
Внутреннее устройство алкалинового гальванического элемента
Эти химические источники тока обладают большей емкостью (2–3 A/ч) и могут обеспечивать больший ток в течение длительного времени по сравнению с солевыми элементами. Больший ток стал возможным, так как цинк используется не
в виде стакана, но и в виде порошка, обладающего большей площадью соприкосновения с электролитом. В качестве электролита применяется гидроксид калия.
Именно благодаря способности данного вида гальванических элементов в течение
231
длительного времени отдавать значительный ток (до 1 A) щелочные марганцевые
батарейки наиболее распространены в настоящее время.
Еще одним достаточно распространенным видом гальванических элементов являются литиевые батарейки. Благодаря использованию щелочного металла они обладают высокой разностью потенциалов. Напряжение литиевых элементов равно 3 В. Однако на рынке представлены и литиевые батарейки 1,5 В.
Эти элементы питания обладают наивысшей емкостью на единицу массы и
длительным временем хранения. Применяются в основном для питания часов
на материнских платах компьютеров и в фототехнике. В качестве недостатка
литиевых элементов питания можно назвать их высокую стоимость. Внешний
вид литиевых батареек приведен на рисунке 326.
Рис. 326
Внешний вид литиевых элементов питания
Следует отметить, что практически все гальванические элементы способны
подзаряжаться от сетевых источников питания. Исключение составляют литиевые батарейки, которые при попытке подзаряда могут взорваться.
Наиболее распространенные виды корпусов гальванических элементов питания приведены в таблице 14.
Таблица 14
Наиболее распространенные виды корпусов гальванических элементов
Тип
Номенклатура
Советское Размеры, мм
IEC JIS
Напряжение,
В
Обиходное название
AAA
R03
286
44,5×Ø10,5
1,2–1,6
«Мизинчиковая», «микропальчиковая»
AA
R6
316
50,5×Ø14,5
1,2–1,6
«Пальчиковая»
С
R14
343
50,0×Ø26,2
1,2–1,6
«Средняя»
D
R20
373
61,5×Ø34,2
1,2–1,6
«Большая»
—
6F22
Крона
48,5×26,5×
17,5
9
«Крона»
—
3R12
3336
67×62×22
4,5
«Плоская»
232
Для крепления батареек внутри корпуса радиоэлектронных устройств в
настоящее время предлагаются готовые батарейные отсеки. Применение их
позволяет значительно упростить разработку корпуса радиоэлектронного
устройства и удешевить его производство. Внешний вид некоторых из них приведен на рисунке 327.
Рис. 327
Внешний вид отсеков для крепления гальванических элементов питания
График типовой зависимости выходного напряжения от технологии производства элемента питания приведен на рисунке 328.
Рис. 328
График времени работы элемента питания в зависимости от технологии
производства при токе разряда 1 А
233
Результаты тестов батареек различных фирм, проведенные на сайте
http://www.batteryshowdown.com/, приведены на рисунке 329.
Рис. 329
График времени работы батареек различных фирм при токе разряда 1 А
Аккумуляторы
Аккумулятор — это химический источник тока. Основным преимуществом
аккумуляторов является возможность заряжать их от электрической сети при
помощи зарядных устройств, поэтому в ряде случаев аккумуляторы изготавливаются в тех же корпусах, что и гальванические элементы, например AA, AAA,
«Крона». Однако в большинстве случаев они имеют оригинальные конструкции
корпусов. В качестве примера на рисунке 330 приведен внешний вид корпусов
аккумуляторов сотовых телефонов.
После разряда аккумулятор может быть снова заряжен, и чем больше циклов «заряд — разряд» он выдерживает — тем лучше. Ток, которым осуществляется заряд аккумулятора, определяется его емкостью C. Обычно он составляет Iз = 0,1×C.
В настоящее время для портативной аппаратуры, такой как рации, сотовые
телефоны, смартфоны, ноутбуки или планшеты, в основном применяются никель-металлогидридные (NiMH) и литий-ионные (Li-ion) аккумуляторы, так как
они обладают наибольшей емкостью при минимальных размерах.
234
Рис. 330
Внешний вид корпусов аккумуляторов сотовых телефонов
Для источников бесперебойного питания продолжают широко применяться
свинцово-кислотные аккумуляторы. В качестве примера на рисунке 331 приведен внешний вид аккумуляторной батареи для ИБП IPPON IP12-9 12В, 9Ач.
Рис. 331
Внешний вид аккумулятора источника бесперебойного питания
235
При всём удобстве работы с аккумуляторными батареями они обладают
особенностями в эксплуатации. С течением времени их ёмкость уменьшается, а
при неправильной эксплуатации время жизни аккумулятора значительно сокращается из-за эффекта памяти или перезаряда.
Эффект памяти аккумулятора проявляется в виде потери ёмкости аккумулятора. Эффект памяти проявляется в никель-кадмиевых и никель-металлогидридных аккумуляторах, в литий-полимерных и свинцово-кислотных аккумуляторах он отсутствует. Недавно было научно доказано, что один из
наиболее распространённых типов литий-ионных аккумуляторов с катодом из
литий-феррофосфата тоже обладает эффектом памяти.
Эффект памяти возникает при зарядке не полностью разряженного аккумулятора, поэтому перед началом эксплуатации аккумулятора нужно обязательно ознакомиться с особенностями его зарядки. Название эффекта памяти
связано с тем, что аккумуляторная батарея как будто «помнит», что в предыдущих циклах работы её ёмкость не использовалась полностью, и в последующих
циклах заряда — разряда будет отдавать свой заряд до этого значения.
Явление эффекта памяти возникает из-за формирования на поверхности
электродов аккумулятора кристаллов активного вещества, которые уменьшают
их активную площадь. В результате уменьшается максимальный ток разряда
аккумуляторной батареи. Это приводит к увеличению её внутреннего сопротивления и реальной емкости C.
Для того чтобы не допустить возникновения эффекта памяти в процессе
эксплуатации аккумулятора, необходимо его полностью разряжать и только после этого начинать процесс заряда. Иными словами, использовать аккумулятор
в глубоком цикле работы. Кроме того, аккумулятор может восстановить свою
первоначальную ёмкость после «тренировки».
«Тренировка» аккумулятора представляет собой несколько циклов разряда его до «нуля» и последующего заряда до максимальной ёмкости. Если
кристаллы внутри аккумулятора еще не дошли до необратимого состояния, то
процесс тренировки может восстановить ёмкость аккумулятора до исходного
значения. Поэтому в процессе эксплуатации аккумулятора важно регулярно
проводить такие «тренировки»:
для никель-кадмиевого аккумулятора — раз в месяц;
никель-металлогидридного — раз в два месяца.
Перезаряд аккумулятора тоже приводит к снижению его ёмкости. Это
явление называется «ложным» эффектом памяти. При перезаряде аккумулятора
происходит формирование крупных кристаллов в структуре его электродов.
Для того чтобы не допустить перезаряда аккумулятора, достаточно контролировать процесс его заряда. В некоторых типах зарядных устройств существует функция дозаряда аккумулятора, в процессе которой аккумулятор некоторое время дозаряжается пониженным током.
Теперь приведем краткий обзор наиболее распространённых видов аккумуляторных батарей.
236
Свинцово-кислотный аккумулятор
Принцип действия свинцово-кислотного аккумулятора основан на окислительно-восстановительной электрохимической реакции. В этом виде аккумуляторов это электрохимическая реакция свинца с диоксидом свинца, находящихся
в серной кислоте.
Окислительно-восстановительная химическая реакция, протекающая на
аноде, описывается электрохимической формулой:
+
−
PbO2 + SO2−
4 + 4H + 2e ↔ PbSO4 + 2H2 O.
(92)
Окислительно-восстановительная химическая реакция, протекающая на
катоде, протекает следующим образом:
−
Pb + SO2−
4 − 2e ↔ PbSO4 .
(93)
Во время разряда аккумулятора на аноде происходит восстановление диоксида свинца, а на катоде — окисление свинца. При этом в электролите
уменьшается концентрация серной кислоты и увеличивается содержание воды.
Во время заряда аккумулятора будут проходить обратные реакции, сопровождающиеся увеличением концентрации серной кислоты в электролите.
Следует учесть, что, когда аккумулятор почти заряжен, количество сульфата свинца на электродах снижается ниже некоторого критического значения
и начинает преобладать процесс электролиза воды с выделением кислорода на
положительном электроде и выделением водорода на отрицательном. Поэтому
следует избегать перезаряда аккумулятора. Особенно это касается аккумуляторов, предназначенных для работы в составе источников бесперебойного питания.
Свинцово-кислотный аккумулятор состоит из электродов, разделительных
сепараторов (ячеек, изоляторов), которые находятся в электролите. Электроды
представляют собой плоские решётки из металлического свинца. В ячейки этих
решёток запрессованы порошки диоксида свинца (PbO2) в анодных пластинах и
металлического свинца в катодных пластинах.
Применение порошков увеличивает поверхность раздела «электролит —
твердое вещество», тем самым увеличивается электрическая ёмкость аккумулятора.
В аккумуляторах, применяемых в бытовых ИБП, системах охранной сигнализации и др., жидкий электролит загущают водным щелочным раствором силикатов натрия (Na2Si2O4) до пастообразного состояния. Это так называемые гелевые аккумуляторы (GEL), имеющие длительный срок эксплуатации.
Для иллюстрации рассмотренных принципов работы на рисунке 332 показано внутреннее устройство типовой свинцово-кислотной аккумуляторной батареи.
237
Рис. 332
Внутреннее устройство свинцово-кислотного аккумулятора
На рисунке 333 детально показано внутреннее устройство отдельной ячейки этого аккумулятора.
Рис. 333
Внутреннее устройство одиночной ячейки
свинцово-кислотного аккумулятора
238
В отличие от других типов, свинцово-кислотные аккумуляторы более
устойчивы к отрицательным температурам. Свинцово-кислотный аккумулятор
теряет 1% своей ёмкости на каждый градус понижения температуры по сравнению с 20°C. То есть при 0°C ёмкость свинцово-кислотного аккумулятора будет
составлять лишь 80% его номинальной ёмкости, а при температуре –30°C свинцово-кислотный аккумулятор покажет примерно 50% от его номинальной ёмкости. Это обусловлено увеличением вязкости электролита при низких температурах, из-за чего он не может поступать в нормальной степени к электродам.
Зарядка свинцово-кислотного аккумулятора производится 10%-ным током
от его ёмкости, на протяжении 10 ч. Максимальное напряжение при зарядке не
должно превышать 2,3±0,023 В на каждый из элементов аккумулятора. Таким
образом, для свинцового аккумулятора с напряжением в 12 В напряжение полностью заряженного аккумулятора не должно превышать 13,8±0,15 В.
Свинцово-кислотные аккумуляторы следует хранить только в заряженном
состоянии. При температуре ниже –20°C подзаряд аккумуляторов должен проводиться постоянным напряжением 2,45 В/элемент 1 раз в год в течение 48 ч.
При комнатной температуре — 1 раз в 8 месяцев постоянным напряжением
2,35 В/элемент в течение 6–12 ч. Хранение аккумуляторов при температуре
выше 30°C не рекомендуется.
Никель-металлогидридные аккумуляторы
Никель-металлогидридные аккумуляторы представляют собой источник тока, анод которого выполнен в виде гидрида никель-лантана или никельлития, катод — оксид никеля, а в качестве электролита используется гидроксид
калия. Химическая реакция, протекающая в Ni-MH-аккумуляторе, в процессе
заряда — разряда описывается следующей формулой:
Ni(OH)2 + M NiOH + MH.
(94)
В качестве преимуществ никель-металлогидридных аккумуляторов следует
отметить повышенную на 20% ёмкость при тех же размерах и меньший эффект памяти по сравнению с NiCd-аккумуляторами. В качестве недостатков — малое время жизни, определяемое примерно в 500–1000 циклов полного разряда — заряда,
плохо переносят высокие температуры и перезаряд, обладают в два раза большим
по сравнению с NiCd-аккумуляторами током саморазряда. После трех лет использования (в том числе хранения) Ni-MH-аккумуляторы теряют свою ёмкость.
Однако число циклов заряда — разряда и срок службы Ni-MH-аккумулятора зависят от его режима эксплуатации. Срок службы этого типа аккумулятора
уменьшается при увеличении глубины разряда и тока потребления (скорость
разряда). В зависимости от конкретного типа Ni-MH-аккумулятора при глубине
разряда до 80% может быть обеспечено от 500 до 1000 циклов заряда — разряда. При таком режиме эксплуатации срок службы аккумулятора составляет
обычно 3–5 лет.
Для увеличения срока эксплуатации Ni-MH-аккумуляторов наибольшее
внимание следует уделить температурному режиму, избегать уменьшения
239
напряжения ниже 1 В и коротких замыканий. Рекомендуется использовать
Ni-MH-аккумуляторы по назначению, избегать сочетания бывших в употреблении и неиспользованных аккумуляторов, не припаивать непосредственно к выводам аккумулятора провода.
Ni-MH-аккумуляторы более чувствительны к перезаряду, чем Ni-Cd. Перезаряд может привести к тепловому разгону. Зарядка, как правило, производится
током Iз = 0,1×С на протяжении 15 ч. Компенсационный подзаряд производят
током Iз = 0,01–0,03×С на протяжении 30 ч и более.
Хранить Ni-MH-аккумуляторы необходимо обязательно в заряженном состоянии и желательно в холодильнике при температуре не ниже 0C. Оптимальная для хранения степень заряда аккумуляторной батареи — 40%.
Литий-ионные аккумуляторы
Современный вариант литий-ионного аккумулятора с анодом из графита и
катодом из кобальтита лития изобрёл в 1991 г. Акира Ёсино. Первый литийионный аккумулятор по его патенту выпустила корпорация Sony в 1991 г.
В настоящее время ведутся исследования по поиску материалов на основе
кремния и фосфора, обеспечивающих повышенную ёмкость интеркалирования
ионов лития, и по замене ионов лития на ионы натрия.
Литий-ионные аккумуляторы применяются вместе с системой контроля и
управления — BMS (СКУ), которая входит в комплект любого литий-ионного
аккумулятора. Эта система применяется для того, чтобы обеспечить максимальный срок жизни этих батарей, ограничивая ток заряда сверху на уровне
95%, а разряда — на уровне 15–20%, так как если литий-ионный аккумулятор
будет полностью разряжен, то он потеряет возможность опять зарядиться при
подключении номинального зарядного напряжения.
Эту проблему можно решить подачей более высокого, по сравнению с номинальным, импульса напряжения. Но этот метод очень сильно сказывается на
дальнейших характеристиках литий-ионных батарей.
Характеристики литий-ионных аккумуляторов.
Литий-ионные аккумуляторы имеют рабочее напряжение, равное 3,5–
3,7 В. Рабочие температуры могут варьироваться от –20 до 60°С, хотя стоит заметить, что в настоящее время разработали аккумуляторы, которые могут работать и при –40°С.
Саморазряд данного типа аккумуляторов составляет 4–6% в первый месяц,
затем уменьшается. За год аккумулятор теряет 10–20% емкости. Также можно
смело сказать, что литий-ионные аккумуляторы имеют потери емкости намного
меньше, чем потери у никель-кадмиевых аккумуляторов.
Ресурс работы составляет 500–1000 циклов.
Сетевые блоки питания (AC/DC-преобразователи)
Портативная аппаратура питается обычно от гальванических элементов
или аккумуляторов. Для питания стационарной аппаратуры применяются сетевые блоки питания. Они позволяют сформировать все необходимые для питания микросхем и транзисторов напряжения из напряжения переменного тока
240
220 В. Это напряжение присутствует практически везде, а там, где его нет, легко получить при помощи бензогенератора. Напряжение 220 В подводится ко
всем блокам в 25- или 19-дюймовых стойках аппаратуры.
Переменное напряжение удобно тем, что его легко изменять при помощи
трансформатора. Переменное напряжение также легко преобразовать в постоянное при помощи диодного моста и сетевого фильтра, в качестве которого в
простейшем случае используются электролитические конденсаторы. Схема подобного сетевого блока питания приведена на рисунке 334.
Рис. 334
Схема простейшего сетевого блока питания
Переменное напряжение понижается при помощи трансформатора T1. Диоды D1–D4, на которых собран двухтактный выпрямительный мост, преобразуют его в пульсирующее напряжение. Следует обратить внимание, что амплитуда больше действующего значения переменного тока в 1,4 раза, поэтому на
конденсаторе C1 в режиме холостого хода вольтметр покажет напряжение
больше напряжения на вторичной обмотке трансформатора.
Долгое время в блоках питания применяли трансформаторы, рассчитанные
на частоту 50 Гц. Однако эти трансформаторы имеют достаточно большие габариты. Поэтому в конце XX в. были разработаны блоки питания с частотой
преобразования в десятки и сотни килогерц. Трансформаторы, работающие на
такой частоте, выполняются на ферритовых сердечниках и занимают достаточно малый объем. В настоящее время подобные блоки питания обычно называются AC/DC-адаптерами и предлагаются на рынке в виде готовых блоков или
модулей. Сейчас выгоднее купить готовый AC/DC-преобразователь, чем разрабатывать его самостоятельно. Внешний вид некоторых AC/DC-адаптеров приведен на рисунке 335.
Рис. 335
Внешний вид сетевых блоков питания
241
Достаточно часто сетевой блок питания выполняется не в виде конструктивно законченного устройства (адаптера), а в виде модуля, который можно
просто впаять в разработанную нами печатную плату. Это позволяет значительно уменьшить стоимость разработки своего устройства, повысить надежность и уменьшить габариты. В качестве примера можно назвать AC/DCпреобразователь PM-05-12 фирмы MEAN WELL. Его внешний вид приведен на
рисунке 336.
Рис. 336
Внешний вид модуля сетевого блока питания
Для подключения напряжения 220 В удобно использовать клеммные колодки, например Eurostyle™ Terminal Blocks фирмы Molex. На рисунке 337
приведен пример конструктивного выполнения печатной платы с AC/DCмодулями.
Рис. 337
Пример печатной платы с впаянным модулем
сетевого адаптера
Описанный подход к разработке блоков питания позволяет значительно
сократить время проектирования и стоимость аппаратуры. Блоки питания в
этом случае рассматриваются как покупные изделия (когда-то и конденсаторы
приходилось изготавливать самим). Разработка в данном случае сводится к
подбору блока с приемлемой ценой, габаритами и необходимому нам выходному напряжению и току. Схема блока питания представлена на рисунке 338.
242
Рис. 338
Пример схемы сетевого блока питания с AC/DC-адаптером
При этом следует учесть, что в состав AC/DC-адаптера обычно входит и
сетевой фильтр помех, и выходной фильтр, и стабилизатор выходного напряжения.
DC/DC-преобразователи напряжения
DC/DC-преобразователи — это преобразователи постоянного тока. Они
позволяют изменять постоянное напряжение. В телекоммуникационной аппаратуре они применяются для повышения напряжения гальванических элементов, аккумуляторных батарей или солнечных панелей. В качестве DC/DCпреобразователей используются импульсные стабилизаторы или конвертеры
напряжения.
При относительно небольшом изменении напряжения в качестве DC/DCпреобразователя обычно применяются импульсные стабилизаторы. Следует
отметить, что, в отличие от компенсационных стабилизаторов, импульсные
стабилизаторы могут как понижать, так и повышать входное напряжение. Схема понижающего DC/DC-преобразователя приведена на рисунке 339.
VT1
iVT1
iL
L1
+Uп
iVD1
Схема
управления
UVD1
VD1
Uн
Rн
Рис. 339
Упрощенная схема понижающего DC/DC-преобразователя напряжения
В этой схеме понижение напряжения происходит за счет замыкания и размыкания ключа, в качестве которого обычно выступает полевой транзистор.
Из-за того, что в момент протекания тока сопротивление ключа практически
равно нулю, а в остальное время ключ заперт, теоретически КПД DC/DCпреобразователя может достигать 100%.
243
Рассмотрим принцип работы понижающего DC/DC-преобразователя. В первый момент времени силовой транзистор VT1 замыкается и ток начинает поступать на выход устройства. Так как в цепи протекания тока включен дроссель
L1, то ток не может мгновенно нарасти до максимального значения, определяемого законом Ома. Ток постепенно нарастает, как это показано на рисунке 340,
и напряжение на нагрузке стабилизатора Rн тоже нарастает. Как только оно достигает максимального заданного значения, схема управления закрывает ключ
VT1. Но ток в индуктивности не может измениться мгновенно! Поэтому в схеме предусмотрен диод VD1, через который продолжает протекать ток. В результате дроссель L1 продолжает подавать ток в нагрузку, но он постепенно
уменьшается, а значит, уменьшается и напряжение на выходе преобразователя.
Как только оно достигнет минимального заданного значения, схема управления
снова замкнет транзистор VT1, и процесс снова повторится.
UVT1
Uп
Uн
iVT1
t
iVD
t
1
t
iL1
t
Рис. 340
Временные диаграммы понижающего DC/DC-преобразователя
Как видно из временных диаграмм, напряжение на выходе зависит от
скважности импульсов тока, формируемых полевым транзистором VT1. Частота повторения импульсов зависит от внутреннего генератора и потребляемого
тока. Зависимость выходного напряжения от скважности импульсов, формируемых схемой управления, приведена на рисунке 341.
244
Рис. 341
Зависимость выходного напряжения от скважности импульсов тока
На этом рисунке SW обозначено напряжение на выходе ключа VT1, Vout —
напряжение на выходе преобразователя. Чем выше будет минимальная частота,
тем меньшие габариты будет занимать LC-фильтр на выходе DC/DCпреобразователя, но при этом будет труднее обеспечить устойчивость цепи обратной связи. Частота среза LC-фильтра определяется по классической формуле:
𝑓𝐿𝐶 =
1
2∙π∙√𝐿∙𝐶OUT
.
(95)
Для уверенного подавления пульсаций выходного напряжения рекомендуют выбирать частоту коммутации ключа на полевом транзисторе 𝑓𝑆𝑊 ≈ 50 ×
× 𝑓𝐿𝐶 . Зависимость уровня пульсаций от частоты следования импульсов тока
иллюстрирует рисунок 342.
245
Рис. 342
Зависимость уровня пульсаций выходного напряжения
от частоты следования импульсов тока
Как видно из этого рисунка, в последнем случае пульсации практически не
видны на осциллографе.
Следует заметить, что в ряде случаев вместо диода VD1 используется второй полевой транзистор. Это может быть оправдано как с точки зрения технологии, так и с точки зрения более гибкой схемы управления коммутирующими
ток ключами. Быстродействие современных МОП-транзисторов соизмеримо с
быстродействием p–i–n-диодов. Функциональная схема подобного понижающего DC/DC-преобразователя приведена на рисунке 343.
VT1 iVT1
+Uп
iL
L1
C1
iVT2
VIN_A
VT2
Схема
управления
GND
Uн
Rн
FB
Рис. 343
Схема понижающего DC/DC-преобразователя напряжения на полевых транзисторах
246
Сейчас для многих применений существуют микросхемы, в которых и силовой ключ, и транзистор, выполняющий роль диода VD1, размещены в самой
микросхеме. В результате принципиальная схема DC/DC-преобразователя значительно упрощается. Одновременно уменьшаются габариты устройства. В качестве примера можно назвать микросхему ST1S06 фирмы ST Microelectronics,
позволяющую получить ток на выходе до 1,5 А. При этом размеры самой микросхемы составляют 3×3 мм. Схема DC/DC-преобразователя на этой микросхеме приведена на рисунке 344.
Рис. 344
Схема понижающего DC/DC-преобразователя напряжения на ST1S06
В приведенной схеме приведено распространенное напряжение питания
ядра цифровых микросхем. В ней напряжение на выходе задается соотношением резисторов R1 и R2. Вход Vinh позволяет выключить DC/DC-преобразователь
при необходимости (например, для экономии энергии устройства).
Для отладки преобразователя обычно используется отладочная плата. После получения необходимых параметров телекоммуникационного устройства
участок печатной платы переносится на печатную плату разрабатываемого блока. Внешний вид отладочной платы DC/DC-преобразователя на микросхеме
ST1S06 приведен на рисунке 345.
Рис. 345
Внешний вид отладочной платы DC/DC-преобразователя на ST1S06
247
Сейчас широко распространены стандартные напряжения питания, такие
как +5 или +3,3 В, поэтому многие фирмы предлагают готовые модули, формирующие эти напряжения. Разработчику аппаратуры достаточно разместить подобный модуль на своей плате. В качестве примера можно показать модуль
DC/DC-преобразователя на рисунке 346.
Рис. 346
Внешний вид понижающего DC/DC-преобразователя напряжения на +5 В
Существуют решения, которые позволяют просто заменить самые распространенные компенсационные стабилизаторы, такие как 7805. На рисунке 347
показан DC/DC-преобразователь на +5 В с КПД, достигающим 90%.
Рис. 347
Внешний вид понижающего DC/DC-преобразователя на +5 В
Подобные стабилизаторы напряжения можно использовать в телекоммуникационных устройствах, не изменяя разводку печатной платы. Это во многих
случаях может быть решающим фактором.
248
Список литературы
1. Титце, У. Полупроводниковая схемотехника / У. Титце, К. Шенк ; пер.
Г. С. Карабашева. — Саратов : Профобразование, 2019. — Т. I. — 826 c.
2. Титце, У. Полупроводниковая схемотехника / У. Титце, К. Шенк ; пер.
Г. С. Карабашева. — Саратов : Профобразование, 2019. — Т. II. —
940 c.
3. Дингес, С. И. Схемотехника РЧ-блоков систем связи с подвижными объектами : учебное пособие. — М. : Моск. техн. ун-т связи и информатики, 2014. — 36 c.
4. Учебно-методическое пособие по дисциплине «Схемотехника телекоммуникационных устройств» / сост. В. В. Логвинов, О. В. Матвеева. —
М. : Моск. техн. ун-т связи и информатики, 2016. — 46 c.
5. Лоскутов, Е. Д. Схемотехника аналоговых электронных устройств :
учебное пособие. — Саратов : Вузовское образование, 2016. — 264 c.
6. Михеенко, А. М. Устройства генерирования и формирования сигналов :
учебное пособие. — Новосибирск : СибГУТИ, 2011. — 211 с. — URL:
http://ellib.sibsutis.ru/ellib/2022/Mixeenko.rar.
7. Шахгильдян, В. В. Проектирование устройств генерирования и формирования сигналов в системах подвижной радиосвязи : учебное пособие /
В. В. Шахгильдян, В. Л. Карякин ; под ред. В. В. Шахгильдяна. — М. :
СОЛОН-ПРЕСС, 2011. — 264 c. — URL: rusneb.ru/catalog/000199_
000009_007565729/.
8. Широкополосные радиопередающие устройства (радиочастотные тракты на полупроводниковых приборах) / под ред. О. В. Алексеева. — М. :
Связь, 1978 — 304 с.
9. Радиопередающие устройства : учебник для вузов / под ред. В. В. Шахгильдяна — М. : Радио и связь, 2003. — 560 с.
10. Микушин, А. В. Программирование микропроцессорных систем на языке
С-51 / А. В. Микушин, В. И. Сединин. — М. : Горячая линия — Телеком, 2009. — 213 с.
11. Микушин, А. В. Цифровая схемотехника / А. В. Микушин, В. И. Сединин. — Красноярск : Поликом, 2008. — 328 с.
12. Микушин, А. В. Цифровые устройства и микропроцессоры : учебное пособие / В. И. Микушин, В. И. Сажнев, В. И. Сединин. — СПб. : БХВПетербург, 2010. — 832 c.
13. Проектирование радиоприемных устройств : учебное пособие для вузов / под ред. А. П. Сиверса. — М. : Сов. радио, 1976.
14. Радиоприемные устройства / под ред. А. П. Жуковского. — М. : Высш.
шк., 1989.
15. Радиоприемные устройства : учебник для вузов / Н. Н. Фомин, Н. Н. Буга, О. В. Головин [и др.]. — М. : Горячая линия — Телеком, 2007. —
520 с.
249
16. Фалько, А. И. Расчет преселекторов радиоприемных устройств микроволнового диапазона : учебное пособие для вузов. — Новосибирск :
Изд-во СибГУТИ, 2008. — 50 с.
17. Фалько, А. И. Основы радиоприема : учебное пособие для вузов. — Новосибирск : Изд-во СибГУТИ, 2004. — 235 с.
18. Проектирование радиоприемных устройств / под ред. А. П. Сиверса. —
М. : Высш. шк., 1976.
19. Палшков, В. В. Радиоприемные устройства. — М. : Радио и связь, 1984.
20. Радиоприемные устройства / Ю. Т. Давыдов, Ю. С. Данич, А. П. Жуковский [и др.] ; под ред. А. П. Жуковского. — М. : Сов. радио, 1989. —
341 с.
21. Рэд, Э. Т. Справочное пособие по высокочастотной схемотехнике. Схемы, блоки, 50-омная техника / пер. с нем. С. Н. Шибалова ; под ред.
Ю. А. Лурье. — М. : Мир, 1990.
22. Банков, В. Н. Радиоприемные устройства / В. Н. Банков, Л. Г. Барулин,
М. И. Жодзишский ; под ред. Л. Г. Барулина. — М. : Радио и связь,
1984.
23. Поляков, В. Т Радиолюбителям о технике прямого преобразования. —
М. : Патриот, 1990.
24. Системы авиационной радиосвязи / В. А. Анисимов, В. Е. Зазнов
[и др.]. — М. : Транспорт, 1981.
25. Прокис, Дж. Цифровая связь. — М. : Радио и связь, 2000.
26. Феер, К. Беспроводная цифровая связь. Методы модуляции и расширения спектра. — М. : Радио и связь, 2000.
27. Brannon, B. Designing a Super-Heterodyne Multi-Channel Digital Receiver. — Greensboro : Analog Devices, Inc., 2008.
28. Brannon, В. Multicarrier CDMA2000 Feasibility. Application Note AN-808 /
В. Brannon, B. Schofield. — 2006.
29. Banerjee, D. PLL performance, simulation and design. — 4th ed. — 2006.
30. Carlos, P. J. Intermodulation Distortion in Microwave and Wireless. — Circuits Boston ; London : Artech House, 2003.
31. Kubowicz, R. Class-E Power Amplifier. — Toronto, 2000.
32. Grebennikov, A. Load Network Design Techniques for Class E RF and Microwave Amplifiers // Summit Technical Media, LLC. — 2004.
33. Vuolevi, J. Distortion in RF Power Amplifiers / J. Vuolevi, T. Rahkonen. —
Artech House, 2003.
34. Cripps, S. Advanced Techniques in RF Power Amplifier Design. — Artech
House, 2002.
35. Katz, A. The Linearized Microwave Power Module / A. Katz, R. Gray //
MTT-S International Microwave Symposium Digest, June, 2003.
36. Rahkonen, T. Power amplifiers. — Oulu, 2005.
37. Couch, L. W. Digital and Analog Communications Systems. — New York :
Macmillan Publishing Company, 1990.
38. Daly, B. Comparing Integer-N And Fractional-N Synthesizers // Microwaves & RF, September, 2001.
250
39. Kester, W. Analog-digital conversion. — Analog Devices, Inc. — 2004.
40. Gu, Q. RF system of transceivers for wireless communication. — Springer
science + Business media, LLC., 2005.
41. Brannon, B. Basics of Designing a Digital Radio Receiver. — Greensboro,
Analog Devices, Inc.
42. Brannon, B. Designing a Super-Heterodyne Multi-Channel Digital Receiver. — Greensboro : Analog Devices, Inc.
43. Схемо- и системотехника электронных средств. — URL: http://digteh.ru/
Sxemoteh/.
44. Цифровой радиоприем. — URL: http://www.insys.ru/ddc/index.htm.
45. MathWorks. — URL: http://www.mathworks.com/products/filterdesign/
demos.html?file=/products/demos/shipping/filterdesign/ddcfilterchaindemo.
html.
46. IP Cores & Software Tools. — URL: http://www.4dsp.com/ddc.php.
47. Методика измерения IP2 и IP3. — URL: http://advantex.ru/joom/content/
view/65/56/.
48. Измерение параметров средств цифровой радиосвязи. — URL: http://
www.tssonline.ru/articles2/podv/izmeren_param_sredstv_cifr_radiosvyazi.
49. Система радиосвязи, в которой программное обеспечение используется
для модуляции и демодуляции радиосигналов. — URL: http://www.radio
scanner.ru/info/article197/.
50. Mikushin_A.V._Skhemotekhnika_mobilnykh_radiostantsij. — URL: http://
sezador.radioscanner.ru/pages/articles/sources/linamix1.htm.
51. Фазофильтровый DRM-приемник. — URL: http://www.radiostation.ru/
drm/phasefilter.html.
52. http://www.rfdesign.ru/components/index.htm.
53. http://www.rfdesign.ru/components/mixers/mix-fet.htm.
54. http://chegdomyn.narod.ru/meny/radio/pr-cifra.html.
55. http://rw3ps.ucoz.ru/publ/2-1-0-3
56. http://radioxpress.wz.cz/rxp_radio/rxp_tun/index.html?/rxp_radio/rxp_tun/dat
a/tuneor.html
57. Зао, Д. Цифровые приемники узкополосных сигналов на ПЛИС. —
URL: http://www.chipinfo.ru/literature/chipnews/199908/25.html.
58. Конвей, Д. Мощные высокочастотные смесители. — URL: http://www.
chipnews.ru/html.cgi/arhiv_i/99_02/stat-23.htm.
59. Цифовой радиоприем. — URL: http://www.insys.ru/ddc/index.htm.
60. Расчет приемника. — URL: http://www.radioland.net.ua/contentid-245page1.html.
61. PicoCell. Разработка и производство усилителей сотовой связи. — URL:
http://www.picocell.ru/folder35.html.
62. Делители мощности. — URL: http://www.comtech.ru/dividers.html.
63. Установка репитеров (ретрансляторов, усилителей сотового сигнала).
Делители мощности. — URL: http://www.best-gsm.ru/catal.php?page=
delitel.
64. http://video.yandex.ru/users/sales-chip-dip-ru/view/910/.
251
65. http://allphones.narod.ru/yph.htm.
66. http://www.rit.informost.ru/rit/1-2007/rit-1-2007-14-17.pdf.
67. Глава 1.5. Широкополосные диодные смесители. — URL: http://qrx.
narod.ru/book/red2/1.5.htm.
68. Секреты преобразования частоты, или Как работает ключевой смеситель. — URL: http://www.cqham.ru/trx62_03.htm.
69. Ключевой диодный смеситель гетеродинного приемника. — URL:
http://www.cqham.ru/kds.htm.
70. http://www.engineer.bmstu.ru/res/RL6/book2/book/microel-ka/smesdiod.htm.
71. Смеситель в супергетеродинном приемнике. — URL: http://wanech.
narod.ru/Alex/ARCHIVE/5SEMESTR/INF/Rukalex/#Glava1.
72. Фазовый шум в анализаторе спектра: как спуститься ниже –120 дБн/Гц
на отстройке 10 кГц в диапазоне частот до 14 ГГц, или Борьба за децибелы. — URL: http://www.kit-e.ru/articles/measure/2009_05_139.php.
73. http://www.roks.com.ua/ru/faq/television/page548.
74. http://www.maxim-ic.com/quick_view2.cfm/qv_pk/1762/t/al.
75. The Signal Source Noise Control & Signal Processing Experts. — URL:
http://www.synergymwave.com/.
76. Analog Devices. Ahead of Whatʼs PossibleTM. — URL: http://www.analog.
com/library/analogDialogue/archives/33-03/phase/phase_locked.pdf.
77. http://forms.analog.com/form_pages/rfcomms/adisimpll.asp.
78. C-MAC. Electronics Solutions. — URL: http://www.cmac.com/.
79. Генераторы ОСХО в обычном исполнении фирмы С-МАС MicroTechnology.
—
URL:
http://www.gaw.ru/html.cgi/txt/el_mech/C-MAC/
oscillators/leaded/ocxo/ocxo.htm.
252
Предметный указатель
АЧХ Гаусса, 29
Баланс амплитуд, 82
Баланс фаз, 83
Батарейный отсек, 233
Битовая скорость, 12
Битовые потоки, 43
Векторная диаграмма, 22
Векторная диаграмма 16-QAM, 58
Векторная диаграмма GMSK, 31
Гальваническая связь, 86
Гальванический элемент, 230, 232
Генератор опорной частоты, 97, 116
Генератор с температурной
компенсацией, 100
Генератор, управляемый
напряжением, 72, 109
Гетеродин, 65, 71, 74, 78
Глазковая диаграмма 16-QAM, 58
Глазковая диаграмма 8-PSK, 55
Глазковая диаграмма DQPSK, 53
Глазковая диаграмма FFSK, 24, 27
Глазковая диаграмма QPSK, 45
ГУН, 72, 109
Двухтактный усилитель, 183
Девиация частоты, 30
Делитель с переменным коэффициентом
деления, 115
Джиттер, 98, 113
Диаграмма переходов OQPSK, 50
Диплексер, 63
Дискретный фильтр, 170
Дифференциальная квадратурная фазовая
модуляция, 11
Добротность LC-контура, 130
ДПКД, 115
Дуплекс, 62
Дуплексер, 62
Дуплексный радиоканал, 62
Дуплексный фильтр, 61
ДЧТ, 13
Ёмкость аккумулятора, 234
Захват частоты гетеродина, 66
Зеркальный канал, 64
Индекс модуляции, 19, 21
Квадратурная амплитудная
модуляция, 11, 57
Квадратурная фазовая модуляция, 11
Квадратурный модулятор, 42, 224
Кварцевая двойка, 146
Кварцевый резонатор, 89
8-PSK, 54
AC/DC-адаптер, 243
AC/DC-преобразователь, 241
AT-срез, 93
BPSK, 10, 34
BT, 29
C4FM, 13
CCITT V.21, 13
CPFSK, 14, 16
CS-срез, 107
DC/DC-преобразователь, 243, 245
DQPSK, 10, 51
DVB-C, 57
D-триггер, 117
EDGE, 54
FFSK, 23
FFSK-1200, 23, 24
FFSK-2400, 26
FM, 8
FSK, 12, 14
GFSK, 8
GMSK, 8, 28
IIP3, 65
LC-фильтр, 128, 245
LNA, 201
MCXO, 103
MFSK, 13
MSK, 9, 18
NRZ, 15, 23
OCXO, 105, 107
OQPSK, 48
QAM, 10, 57
QPSK, 42
SMD, 97
s-плоскость, 124
TCXO, 98
VCXO, 98
VDL-2, 54
XO, 97
XT-срез, 93
Аккумулятор, 234
Активный фильтр, 139
Алкалиновый гальванический элемент, 230
Амплитудно-частотная
характеристика, 119
Аналоговый умножитель сигналов, 218
Антенный коммутатор, 61
АРУ, 70
Аттенюатор, 66
АЧХ, 119
253
Решетка переходов фазы, 21
Решетка переходов фазы GMSK, 31
Свинцово-кислотный аккумулятор, 237
Сигнал GMSK, 30
Сигнал с непрерывной фазой, 11
Сигнальное созвездие 16-QAM, 58
Сигнальное созвездие 8-PSK, 55
Символьная скорость, 12
Симплексная радиостанция, 61
Симплексный приемопередатчик, 61
Синтезатор дискретной сетки частот, 65
Синхронный детектор, 68
Скорость передачи, 8
Слот передачи, 62
Смеситель частоты, 219
Солевой гальванический элемент, 230
Спектр DQPSK, 53
Спектр FFSK-2400, 26
Спектр GMSK, 32
Спектр GMSK, 9
Спектр MSK, 21
Спектр QPSK, 44
Спектральная эффективность, 10
Спектральная эффективность OQPSK, 49
Сплиттер, 62
Супергетеродин, 64
Супергетеродин с двойным
преобразованием, 64
Схема Клаппа, 83, 109
Схема Колпитца, 84, 96
Схема Пирса, 83
Схема с общей базой, 86
Схема Саллена — Ки, 141
Схема фазовой автоподстройки
частоты, 113
Термостабилизированный кварцевый
генератор, 105
Точность установки частоты
гетеродина, 79
Трансивер, 75
Тренировка аккумулятора, 236
Трибит, 55
Угол отсечки, 179
УКВ-диапазон частот, 8
Уровень гармоник гетеродина, 79
Уровень фазовых шумов, 98, 110
Усилитель класса AB, 179
Усилитель класса B, 180
Усилитель класса C, 180, 185
Фазовые шумы, 110, 113
Фазовый детектор, 113
Фазовый компаратор, 115, 116
Кварцевый фильтр, 144
Код Грея, 52, 55, 58
Колебательный контур, 128
Кольцевой умножитель на биполярных
транзисторах, 218
Компенсация частоты, 99
Конструктивная добротность, 130
Коэффициент отстройки, 120
Коэффициент скругления, 40
Лестничный фильтр, 149, 161
Литиевая батарейка, 232
Марганцево-цинковый элемент, 230
Метод аппликации, 123
Механическая ось, 90
Микрополосковые фильтры, 165
Многопозиционная частотная
модуляция, 11, 13
Модулятор OQPSK, 50
Модуляция, 8, 11
Модуляция с минимальным сдвигом, 11
Модуляция с постоянной амплитудой
сигнала, 8
Мультиплексор, 119
Некогерентная ЧМ, 13
Никель-металлогидридный аккумулятор,
239
Однодецибельная точка компрессии, 201
Опорный генератор, 101, 113
Относительная нестабильность частоты, 79
ПАВ-резонатор, 156
ПАВ-фильтр, 161
Паразитная амплитудная модуляция, 10
Параллельный колебательный контур, 128
Пассивный фильтр, 128
Передатчик с прямой модуляцией, 72
Переменное напряжение, 241
Подавление соседнего канала, 69
Полоса пропускания, 119
Полосовой фильтр, 119
Помехоустойчивость, 8
Помехоустойчивость DQPSK, 53
Преобразование шумов гетеродина, 81
Преселектор, 64
Приемник двойного преобразования, 64
Приемник прямого преобразования, 70
Приемопередатчик, 61, 77
Промежуточная частота, 64
Пространственно-временные фильтры, 119
Пьезокерамический фильтр, 148
Пьезопреобразователь, 154
Рация, 61
Речевой радиоканал, 8
254
ФАПЧ, 113
ФВЧ, 119
Фильтр Баттерворта, 123
Фильтр верхних частот, 119
Фильтр Гаусса, 28
Фильтр на переключаемых
конденсаторах, 169
Фильтр на поверхностных волнах, 153
Фильтр Найквиста, 10, 40
Фильтр нижних частот, 119
Фильтр низкой частоты, 113
Фильтр Чебышева, 126
Фильтры на диэлектрических
резонаторах, 166
ФНЧ, 119
ФНЧ-прототип, 120
Функции Берга, 179
Химический источник тока, 230
Цифровая модуляция, 11
Цифровой делитель частоты, 114
Часовой кварцевый резонатор, 92
Частотная модуляция, 8, 12
Частотная модуляция с непрерывной
фазой, 16
Частотно-фазовый детектор, 117
Шаг перестройки по частоте, 116
Шаг перестройки синтезатора частот, 115
Ширина канала связи, 8
Ширина радиоканала, 64
Шум усилителя радиочастоты, 65
Щелочная батарейка, 230
Электрическая ось, 90
Эффект памяти аккумулятора, 236
Эффективность цифровой модуляции, 12
255
Александр Владимирович МИКУШИН
СХЕМОТЕХНИКА СОВРЕМЕННЫХ
ТЕЛЕКОММУНИКАЦИОННЫХ УСТРОЙСТВ
УЧЕБНОЕ ПОСОБИЕ
Издание второе, стереотипное
Зав. редакцией литературы по информационным
технологиям и системам связи О. Е. Гайнутдинова
ЛР № 065466 от 21.10.97
Гигиенический сертификат 78.01.10.953.П.1028
от 14.04.2016 г., выдан ЦГСЭН в СПб
Издательство «ЛАНЬ»
lan@lanbook.ru; www.lanbook.com
196105, Санкт-Петербург, пр-кт Ю. Гагарина, д. 1, лит. А.
Тел./факс: (812) 336-25-09, 412-92-72.
Бесплатный звонок по России: 8-800-700-40-71
ГДЕ КУПИТЬ
ДЛЯ ОРГАНИЗАЦИЙ:
Для того, чтобы заказать необходимые Вам книги, достаточно обратиться
в любую из торговых компаний Издательского Дома «ЛАНЬ»:
по России и зарубежью
«ЛАНЬ-ТРЕЙД». 196105, Санкт-Петербург, пр-кт Ю. Гагарина, д. 1, лит. А.
тел.: (812) 412-85-78, 412-14-45, 412-85-82; тел./факс: (812) 412-54-93
e-mail: trade@lanbook.ru
www.lanbook.com
пункт меню «Где купить»
раздел «Прайс-листы, каталоги»
в Москве и в Московской области
«ЛАНЬ-ПРЕСС». 115432, Москва, пр-кт Андропова, д. 10
(БЦ Технопарк Плаза), этаж 6, оф. 6.006
тел.: (499) 350-62-10, (495) 252-79-20; e-mail: lanpress@lanbook.ru
в Краснодаре и в Краснодарском крае
«ЛАНЬ-ЮГ». 350010, Краснодар, ул. Зиповская, д. 9, литер Д, пом. 31;
тел.: (861) 274-10-35; e-mail: lankrd98@mail.ru
ДЛЯ РОЗНИЧНЫХ ПОКУПАТЕЛЕЙ:
интернет-магазин
Издательство «Лань»: http://www.lanbook.com
магазин электронных книг
Global F5: http://globalf5.com/
Подписано в печать 27.03.26.
Бумага офсетная. Гарнитура Школьная. Формат 70100 1/16.
Печать офсетная/цифровая. Усл. п. л. 20,80. Тираж 30 экз.
Отпечатано в полном соответствии
с качеством предоставленного оригинал-макета
в АО «Т8 Издательские Технологии».
109316, г. Москва, Волгоградский пр-кт, д. 42, к. 5.