Электронная техника в автоматике. Выпуск 1 - Конев Ю.И.

Author: Конев Ю.И.

Tags: электротехника инженерное дело техника в целом электроника автоматика

Year: 1969

Similar

Электронные устройства автоматики

Электронная техника

Обзоры по электронной технике. Выпуск 10

Приборы контроля и средства автоматики тепловых процессов

Text

ЭЛЕКТРОННАЯ Ц
ТЕХНИКА
В АВТОМАТИКЕ J

ЭЛЕКТРОННАЯ ТЕХНИКА
В АВТОМАТИКЕ
СБОРНИК СТАТЕЙ
под редакцией
Ю. И. КОНЕВА
ВЫПУСК
ИЗДАТЕЛЬСТВО
«СОВЕТСКОЕ РАДИО»
МОСКВА - 1969
УДК 621.382.3+62.523.8
Электронная техника в автоматике. Сб. статей. Отв. ре-
дактор Конев Ю. И. Вып. 1. Изд-во «Советское радио», 1969.
232 стр'., т. 17 000 экз., ц. 61 к.
В сборнике публикуются статьи, посвященные различным
вопросам применения полупроводниковых приборов в устрой-
ствах автоматического управления и преобразователях элек-
трической энергии.
Излагаются результаты теоретических и эксперименталь-
ных исследований транзисторных и тиристорных схем и опи-
сываются практически выполненные схемы различного назна-
чения.
В сборник включены статьи цо следующей тематике: уси-
лители переменного тока с гальваническими связями; усили-
тели переменного тока с общей отрицательной обратной
связью; корректирующие цепи с полупроводниковыми прибо-
рами; импульсные усилители мощности; импульсные стабили-
заторы постоянного напряжения; переходные режимы и энер-
гетические соотношения в импульсных усилителях мощности;
преобразователи постоянного напряжения; усилители постоян-
ного тока; реле времени; аналого-цифровые преобразователи;
транзисторные модуляторы; транзисторные сглаживающие
фильтры; схемы управления электродвигателями и электро-
магнитными механизмами.
Редакционная коллегия:
Ю. И. Конев (отв. редактор), С. С. Букреев, Н. И. Бадаев,
Г. Н. Гулякович, Д. А. Лисичкин, В. А. Царьков, А. И. Щукин
3-3-12
41-69
ПРЕДИСЛОВИЕ
В декабре 1956 г. вышел первый сборник статей «По-
лупроводниковые приборы и их применение» под редак-
цией Я. А. Федотова. В нем излагались физические осно-
вы и принцип действия кристаллических триодов (так
тогда называли транзисторы), были описаны параметры
и характеристики первых отечественных транзисторов,
методика измерений параметров, усилители, генерато-
ры, импульсные схемы, радиоприемники, преобразовате-
ли напряжения и другие устройства на транзисторах.
Во введении к сборнику академик А. И. Берг писал,
что сборник «...является первым опытом обмена инфор-
мацией о результатах работ, проведенных в различных
научно-исследовательских учреждениях страны». Этот
опыт оказался весьма удачным и полезным. К настояще-
му времени вышел 21 сборник общим объемом 325 автор-
ских листов, в сборниках помещено 405 статей 400 авто-
ров.
Сборники «Полупроводниковые приборы и их приме-
нение» являются основным отечественным изданием, по-
священным изложению вопросов физики, технологии и
особенностей применения полупроводниковых приборов.
Неуклонное расширение областей и масштабов при-
менения 'полупроводниковых приборов сделало совре-
менную электронику в основном полупроводниковой.
Поэтому, наряду с изложением особенностей применения
полупроводниковых приборов, растет количество публи-
каций с описаниями схем, устройств и методов их рас-
чета. Количество ученых и инженеров, занятых приме-
нением полупроводниковых приборов, во много раз пре-
вышает количество физиков и технологов, занятых их
разработкой п производством. Техническая революция,
вызванная появлением транзисторов и тиристоров^ осо-
бенно ярко проявляется в области создания средств
автоматизации и преобразования, электрической энергии.
з
В этих областях до появления современных полупровод-
никовых приборов электронные методы усиления сигна-
лов и преобразования электрической энергии были раз-
виты слабо. Транзистор и тиристор позволили применить
электронные методы для решения таких задач, которые
при помощи электровакуумных и газонаполненных при-
боров технически рационально не решались.
Транзисторные и тиристорные усилители, преобразо-
ватели, переключатели успешно вытесняют контактные,
магнитные и электромашинные устройства. Для создания
систем автоматического управления и преобразования
электрической энергии применяется весь арсенал средств
современной полупроводниковой электроники от мини-
атюрных твердых схем до силовых полупроводниковых
приборов. Непрерывно увеличивается количество ориги-
нальных схемных решений, предлагаются новые режимы
и методы расчета схем. Необходимо улучшить обмен ин-
формацией о результатах работ по применению полу-
проводниковых приборов для создания средств автомати-
зации. В июне 1967 г. издательством «Советское радио»
совместно с редколлегией сборника «Полупроводниковые
приборы и их применение» было принято решение о вы-
делении публикаций по указанному направлению полу-
проводниковой электроники в отдельный сборник «Элек-
тронная техника в автоматике».
В сборнике предполагается публикация статей по
следующей тематике:
— усилители переменного тока низкой частоты;
— усилители постоянного тока;
— модуляторы и демодуляторы;
— электронные релейные схемы;
— аналого-цифровые преобразователи;
— усилители мощности в режиме переключения;
— устройства управления электрическими машинами
и электромагнитными механизмами;
— статические преобразователи электрической энер-
гии;
— стабилизаторы постоянного и переменного напря-
жения;
При непрерывно увеличивающемся количестве науч-
ной информации весьма важно, чтобы каждая публика-
ция имела вполне определенную цель. Поэтому в сборни-
ках будут публиковаться статьи, содержащие:
4
— теоретические исследования новых методов анали-
за и расчета схем;
— обобщение ранее известных результатов и их ме-
тодическая обработка для облегчения и ускорения обу-
чения и повышения квалификации;
— разработку методов расчета схем и описания за-
конченных устройств;
— обзорные работы, способствующие правильной
ориентировке читателей в определенной области.
Необходимо также, чтобы каждая статья по форме
и объему соответствовала ее содержанию и цели. Для
большинства читателей интересен- не путь исследования,
а его результат и область применимости; не методы ана-
лиза, а методы расчета; не объем статьи, а количество
полезных результатов в ней.
Весьма желательно, чтобы публикуемые результаты
научных исследований и инженерных разработок были
направлены на решение наиболее важных и перспектив-
ных задач.
Одной из важнейших задач современной электронной
техники является миниатюризация электронных
устройств. Для этого кроме применения известных тех-
нических приемов (интегральные гибридные и полупро-
водниковые схемы) необходимо предельное уменьшение
мощности, рассеиваемой на всех активных и пассивных
элементах схем. В силовых электронных устройствах по-
вышение коэффициента полезного действия требуется
и для уменьшения потребляемой энергии и для обеспе-
чения возможности уменьшения габаритов. В низкоча-
стотных устройствах весьма важны все способы умень-
шения количества конденсаторов большой емкости и
трансформаторов.
Особого внимания требуют методы повышения надеж-
ности электронных устройств. Поэтому необходимы
исследования влияния режимов полупроводниковых при-
боров и методов построения схем на надежность
устройств и их устойчивость к внешним воздействиям.
При современных масштабах производства и приме-
нения электронных- устройств большую роль играет их
технологичность и воспроизводимость. Предпочтение
следует отдавать схемам, не требующим сложных дово-
дочных работ и так называемого налаживания, что обыч-
но достигается увеличением количества полупроводнико-
5
вых приборов и применением общей отрицательной
обратной связи.
Следует обратить большое внимание на разработку
простых инженерных методов расчета наиболее распро-
страненных схем. Наряду с этим следует учитывать раз-
работку статистических методов расчета с использова-
нием ЦВМ.
Редколлегия с большим вниманием отнесется ко всем
предложениям, посвященным новым областям примене-
ния полупроводниковых приборов, а также к изложению
методов и особенностей применения новых типов полу-
проводниковых приборов и интегральных схем.
Новые сборники должны способствовать объединению
усилий разработчиков схем и концентрации этих работ
в одном издании, что облегчит обмен информацией и
сократит время, затрачиваемое читателями на ознаком-
ление с результатами работ в данной области науки и
техники.
Издательство и редколлегия сборника приглашают
работников научно-исследовательских учреждений, про-
мышленности и учебных заведений направлять материа-
лы для опубликования в сборниках «Электронная тех-
ника в автоматике». Сборник предполагается выпускать
два раза в год.
УДК 621.375.132:621.382
Ю. И. Конев
СРАВНИТЕЛЬНЫЙ АНАЛИЗ ЦЕПЕЙ ОБРАТНОЙ
СВЯЗИ В ТРАНЗИСТОРНЫХ КАСКАДАХ
И УСИЛИТЕЛЯХ ПЕРЕМЕННОГО ТОКА
Миниатюризация устройств автоматического управле-
ния, так же как и радиотехнических устройств, является
важнейшим условием создания сложных современных и
перспективных систем. Усиление сигналов переменного
тока низкой частоты является традиционной и весьма
распространенной задачей при создании самых различ-
ных электроавтоматических устройств. Однако трудности
миниатюризации усилителей возрастают с понижением
рабочей частоты из-за увеличения требуемой'" емкости
конденсаторов и индуктивности обмоток трансформато-
ров. Все электронные низкочастотные устройства созда-
ются из четырех типов элементов: электронных прибо-
ров, резисторов, конденсаторов, трансформаторов (дрос-
селей); габариты только электронных приборов и рези-
сторов не зависят от рабочей частоты и определяются
технологическими приемами' изготовления и. рассеивае-
мой мощностью.
Для усилителей низкой частоты следует считать про-
грессивными такие методы построения и проектирования
схем, которыми достигается уменьшение количества
трансформаторов и конденсаторов большой емкости за
счет увеличения количества транзисторов, диодов и ре-
зисторов. Такие методы не только необходимы для
уменьшения габаритов усилителей, но и вполне оправда-
ны экономически.
Однако некоторое количество конденсаторов и транс-
форматоров необходимо даже в усилителях переменного
тока с гальванической связью между каскадами. Поэто-
му необходимо исследовать возможности уменьшения ем-
кости конденсаторов и индуктивности обмоток трансфор-
маторов.
В настоящей статье излагаются некоторые результа-
ты анализа схем усилителей переменного тока, при этом
7
за основной критерий качества схем принимают мини-
мальную емкость конденсаторов в цепях комплексной об-
ратной связи.
1. Для стабилизации режима в транзисторных каска-
дах применяются различные схемы цепей смещения. Од-
ним из принципов стабилизации режима при изменении
параметров транзистора является создание отрицатель-
ной обратной связи по постоянному току. Широко рас-
Рис. 1. Схемы каскадов усиления переменного тока с отрицательной
обратной связью по току (а) и по напряжению (б).
пространены две основные схемы цепи обратной связи
по постоянному току, которые по их структуре обычно
называют схемой с обратной связью по току (рис. 1,а)
и по напряжению (рис. 1,6). При активной неизменной
нагрузке между свойствами этих схем нет различия. Од-
нако структура цепи, обратной связи по постоянному току
в значительной мере определяет структуру цепи обрат-
ной связи по переменному току. Поэтому при обратной
связи по току появляется комплексная цепь /?1СЭ в цепи
эмиттера, а при обратной связи по напряжению необ-
ходима Т-образная цепь R^Coc между коллектором и ба-
зой транзистора (рис. 1). Аналогичные реостатно-емко-
стные цепи необходимы в многокаскадных усилителях
переменного тока с гальваническими связями (УГС).
Миниатюризация маломощных транзисторных усили-
телей переменного тока низкой частоты осуществима
только при уменьшении количества и габаритов конден-
саторов и трансформаторов. Поэтому интересно сравнить
указанные схемы по необходимой емкости конденсаторов
в цепях обратной связи.
8
Рассмотрим две схемы в области низких частот, по-
лагая, что каскад рассчитывается на заданный малый
угол сдвига фаз <р при частоте (о без учета фильтрующих
свойств входной цепи.
Для схемы с параллельной обратной связью необхо-
димая емкость конденсатора определяется (3] следующим
выражением:
° ос ^ 2 — n2 ’ V
<^3
Для схемы с последовательной обратной связью не-
обходимая емкость конденсатора определяется выраже-
нием
Полагая Rc—>0 или р—>оо, получим приближенное
выражение, справедливое как для отдельных транзистор-
ных каскадов, так и для многокаскадных УГС:
q S ___К и rh л
3 (0?
Из (1) и (3) получим отношение емкостей
_____
Сое 4/?(рх/?ц
(3)
(4)
Очевидно, что емкости Со и Сос будут одинаковыми
при условии
/?3 = 2 (5)
В практических схемах R3 получается во много раз
больше величины 2 |77?н/?вх1. Поэтому емкость в цепи па-
раллельной обратной связи может быть во много раз
меньше емкости в цепи эмиттера.
Принципиальное значение имеет то обстоятельство,
что емкость в цепи эмиттера не зависит от параметров
транзистора, кроме крутизны S его характеристики. Ем-
кость в цепи параллельной обратной связи существенно
зависит от /?3, которое, в свою очередь, определяется до-
пустимым изменением напряжения коллектор — эмиттер
9
и током дрейфа Д/вх:
д/вх
ДУкэ
(6)
Здесь индекс 4 относится к транзистору 1-го каскада.
Очевидно, что при увеличении а и уменьшении Л/к
и /щ сопротивление 7?3 может быть увеличено, что позво-
лит уменьшить емкость конденсатора Сос. Поэтому по-
вышение качества транзисторов позволяет уменьшить
емкость и габариты конденсатора Сос, но практически
не влияет на емкость конденсатора Сэ, так как крутизна
5 = а/Ацб зависит практическй только от величины кол-
лекторного тока. ч
Из изложенного следует, что для уменьшения емко-
сти конденсатора в цепи обратной связи в отдельных
транзисторных каскадах и УГС не следует применять
цепи стабилизации режима с обратной связью по току;
значительно рациональнее применять схемы с обратной
связью ino напряжению. Особенно существенным являет-
ся различие емкости конденсаторов Сос и Сэ в схемах
с МДП транзисторами.
Для иллюстрации изложенного приводим результаты расчета
емкостей конденсаторов в цепях обратной связи усилителей с галь-
ваническими связями при следующих исходных данных: /?н=1 ком;
Ki = lQi; <о = 2500 \/сек; <р = 0,1 рад; мка; &иКэ=2 в; =
= 10 ком.
Из (3) определим емкость конденсатора в цепи общей после-
довательной обратной связи Сэ=4000 мкф. Из (6) определим со-
противление цепи общей параллельной обратной связи /?з = 2 Мом.
Из (1) определим емкость конденсатора Сос 5=0,04 мкф.
Очевидно, что различие емкостей конденсаторов и их габари-
тов настолько значительно, что вопрос о рациональном типе обрат-
ной связи дальнейших комментариев не требует.
2. В отдельных транзисторных каскадах и усилите-
лях переменного тока с гальваническими связями между
транзисторами (УГС) емкость конденсатора в цепи об-
ратной связи минимальна при параллельной обратной
связи. При заданном малом угле сдвига фаз ф на часто-
те со требуемая емкость конденсатора определяется вы-
ражением (1). Сопротивление обратной связи /?3 опре-
деляется выражением (6).
Коэффициент усиления каскада или УГС по перемен-
ному току при малых углах сдвига фазчопределяется
10
приближенным выражением
R„x '
Входное сопротивление транзистора (первого тран-
зистора УГС) при включении его по схеме с общим эмит-
тером определяется приближенным выражением
«„^,. = Tr4t=-0’037t <7>
Тогда
^~/'1“б7оз₽7“‘
Определим затрату емкости на единицу коэффициен-
та усиления:
/ ДаЛ
0,12 ( Д’/koi + /к> ~ )
2= \----- ----!_2_. (9)
Полагая, что р не зависит от /к, исследуем зависи-
мость X от /кь
д\ _ о,12р, Г,До,у /Д/коЛ2!
<?/ki <оуД1/к9 |А “i J \ i*i ) ]'
Легко убедиться в том, что при условии
Д^Д/км (Ю)
«I /ki V 7
величина X минимальна, т. е. при заданном коэффициен-
те усиления необходимая емкость Сос минимальна.
Выполнение условия (10) означает выбор вполне
определенной величины коллекторного тока транзистора
Г ----------------------------а1^^К<И /| п
7К1ОПТ • У 1
При оптимальном коллекторном токе можно опреде-
лить минимальную величину X:
о _____ £*ос мин . _ ОЛвД^Д/ко! /1ПУ
лмин —' к — ~ ; 7772 • \1 z /
(1—а)<оуДС7кэ
Полагая Да = 1 — а, получим в частном случае
j 0,48 Д/koi
хмин 7772
<о?ДС7кэ
11
ИЛИ р О,48Д/ко1
^ОС МИН Л[/ . ..о •
<°ТД^кэ
В качестве примера рассмотрим результаты расчета трехкас-
кадного УГС на транзисторах, обладающих следующими парамет-
рами: Д/к0 = 4 мка-, а=0,95; Да=0,04.
Для первого транзистора УГС согласно (11) определим опти-
мальную величину коллекторного тока /К1опт~100 мка. Входное
сопротивление этого транзистора согласно (7) равно приблизитель-
но 6 ком.
Полагая /?н = 1 ком, определим коэффициент усиления УГС при
минимальных значениях а. Согласно (8) получим Ku ~ I 300.
Из (6) при Д67кэз=2 в определим /?3=250 ком. Полагая (0 =
= 2 500 \/сек, ср=0,1 рад, из (1) получим СОс~2 мкф.
Результаты расчетного усилителя при трех различных величи-
нах коллекторного тока первого транзистора /К1 приведены
в табл. 1.
Таблица 1
/ь1, мка 20 100 1000
/?ВХ1, ком 30 6 0,6
«и 270 1300 13000
R3, ком 480 250 45
Сос> мкф 0,56 2 62
Сос Л = , мкф 2-10-3 1,5.10-* 4,8-Ю-3
Результаты расчета дифференциальных параметров
усилителя и цепи обратной связи при трех различных
режимах первого транзистора свидетельствуют о том, что
при уменьшении /К1 уменьшается коэффициент усиления
по напряжению, возрастает входное сопротивление и
уменьшается требуемая емкость конденсатора в цепи
обратной связи. Затрата емкости конденсатора на еди-
ницу коэффициента усиления по напряжению минималь-
на при оптимальном коллекторном токе первого транзи-
стора, равном в данном примере 100 мка. Поэтому к уже
известным сведениям о полезности микрорежима первого
транзистора УГС следует добавить вывод о существова-
нии оптимального режима первого транзистора, если
принимать во внимание не только емкость Сос, но и от-
ношение Сос/Ки-
12
3. В усилителе переменного тока с гальваническими
связями между транзисторами количество конденсато-
ров может быть минимальным и равным трем при лю-
бом количестве каскадов. Сравним емкость конденсато-
ра в цепи общей отрицательной обратной связи в УГС
с суммарной емкостью конденсаторов в цепях местной
обратной связи. Полагаем обратную связь параллельной.
Емкости конденсаторов определяем исходя из заданного
малого угла сдвига фаз <р, вносимого усилителем на ча-
стоте со только за счет цепей обратной связи.
Емкость конденсатора в цепи общей обратной связи
УГС определяется выражением
~ 4/^Л.ж,
С ос общ- .
(13)
где Ки, — коэффициент усиления одного каскада;
п — количество идентичных каскадов.
Суммарная емкость конденсаторов в цепях местной
обратной связи многокаскадного усилителя с реактив-
ными цепями связи определяется выражением
г _
с ос сум- ^2
Из (13) и (14) получим
г Кп~[
у _ ьос общ _
^ос сум Л
(14)
(15)
Анализ выражения (15) дает возможность опреде-
лить следующие основные закономерности изменения ве-
личины у. При п—>-оо величина у также стремится к бес-
конечности; величина у минимальна при условии п =
= 2/1п/С^. При п>1 минимум у возможен только при
условии <е2, т. е. при коэффициенте усиления одного
каскада меньше 7,4.
Зависимость у от коэффициента усиления одного кас-
када и количества каскадов усилителя представлена гра-
фически на рис. 2. Практическое значение для оценки за-
трат емкости имеют усилители с нечетным количеством
каскадов Результаты расчета величины у при раз-
личных п и Ки представлены в табл. 2.
Очевидно, что емкость одного конденсатора в цепи
общёй обратной связи УГС должна быть в сотни и ты-
13
Таблица 2
5 10 20 50
7 при п = 3 2,8 И 47 280
при п — 5 25 400 1,6-103 250-103
сячи раз большей по сравнению с суммарной емкостью
конденсаторов в цепях местной обратной связи отдель-
ных каскадов многокаскадного усилителя.
В усилителях с местной .параллельной обратной
Рис. 2. Зависимость отношения емкости конденсаторов
при общей и местной обратной связи от количества
каскадов и коэффициента усиления каскада.
ми. Поэтому суммарная емкость всех конденсаторов та-
кого усилителя будет больше емкости, определяемой вы-
ражением (14), и она может быть меньше, равна или
больше емкости конденсатора в цепи общей обратной
связи (13).
14
Из изложенного следует, что применение усилителей
переменного тока с гальваническими связями совершен-
но не гарантирует уменьшения суммарной емкости кон-
денсаторов; можно лишь утверждать, что гарантируется
уменьшение их количества.
Поэтому практическая ценность УГС с точки зрения
уменьшения габаритов усилителя полностью определяет-
ся зависимостью габаритов конденсаторов от их емко-
сти. Если габариты конденсаторов мало зависят от емко-
сти (например, конденсаторы типа ЭТО), применение
УГС (позволяет существенно уменьшить габариты усили-
теля за счет уменьшения количества конденсаторов.
Иное положение создается, например, при пленочном
исполнении конденсаторов, когда площадь, занимаемая
ими, почти пропорциональна емкости.
Все эти результаты имеют целью обратить внимание
разработчиков усилителей переменного тока низкой ча-
стоты на необходимость очень внймательного подхода
к проектированию и расчету таких усилителей. В этих
вопросах не следует поступать шаблонно, применяя толь-
ко УГС или только усилители с реактивными цепями
связи. Соотношение (15) справедливо только при одина-
ковых транзисторах во всех каскадах. Применение
в многокаскадном УГС лишь одного или двух транзисто-
ров с малым током дрейфа Д/вх~ДЛсо+/к — позволит
существенно уменьшить емкость конденсатора в цепи
общей обратной связи, т. е. уменьшить величину у.
Остальные транзисторы УГС могут обладать значитель-
но большим током дрейфа, что может быть экономиче-
ски целесообразным. Неоспоримы также преимущества
УГС по количеству резисторов и конденсаторов.
4. Улучшение качества транзисторов, т. е. в первую
очередь уменьшение /ко и повышение а, позволяет при-
менять усилители переменного тока с гальваническими
связями и общей резистивной обратной связью. При
этом исключается конденсатор большей емкости в цепи
обратной связи, но коэффициент усиления становится
одинаковым на нулевой частоте и на низких частотах,
/Отличных от нуля. Стабильность режима транзисторов и
коэффициент усиления оказываются однозначно связан-
ными, как в усилителе постоянного тока. Напомним, что
в каскаде без реактивных элементов /Q=<SX—1.
15
Простейшим и достаточно известным усилителем по-
добного типа является каскад на транзисторе, включен-
ном по схеме с общим эмиттером, гальванически свя-
занный с одним или двумя эмиттерными повторителями.
Повторители обеспечивают первому транзистору макси-
мально высокое сопротивление нагрузки, т. е. условия
получения большого коэффициента усиления по напря-
жению.
На рис. 3 изображена схема такого усилителя на
транзисторах МП101А и МП38А. Усилитель обладает
следующими дифференциальными параметрами: /?вх--
— 0,7 ком; ЯВЫ1 = 20 ом; = 110.
Рис. 3. Усилитель переменного тока с двумя эмиттерными повтори-
телями.
Рис. 4. Трехкаскадный усилитель переменного тока с гальванической
связью между каскадами. ,Все транзисторы типа КТ301А.
16
На рис. 4 изображена схема трехкаскадного усили-
теля на транзисторах типа КТ301А, включенных по схе-
ме с общим эмиттером. Первые два транзистора рабо-
тают в граничном режиме, т. е. при напряжении коллек-
тор— база, близком к нулю. Усилитель с цепью обрат-
ной связи, изображенный на рис. 4, обладает следующи-
ми параметрами: </?вх = 3 ком; /Qz= 17 000. При исключе-
нии из схемы конденсатора Сос и сопротивления R0G
входное сопротивление уменьшается до 50 ом, Ки~ 14 000.
В обоих случаях внутреннее сопротивление источника
сигнала 7?с = 20 ом, ивых Макс = 1,5 в, напряжение шумов,
приведенное по входу, не превышает 2 мкв.
Следует заметить, что в усилителях с резистивной об-
ратной связью нельзя не учитывать фильтрующих
свойств входной цепи, которые становятся все более
ощутимыми по мере уменьшения внутреннего сопротив-
ления источника сигнала. Такие усилители желательно
применять при низком сопротивлении источника сигнала.
ЛИТЕРАТУРА
1. Ши Р. Ф. Полупроводниковые триоды и их применение. Пер.
с англ., под ред. А. В. Красилова. Госэнергоиздат, 1957.
2. Прохоров И. С. Частотная характеристика усилителя пере-
менного тока с непосредственной связью транзисторов. «Радио-
техника», 1968, № 5.
3. «Транзисторные схемы автоматического управления». Проектиро-
вание и расчет. Под ред. Ю. И. Конева (гл. 1, 2). Изд-во «Со-
ветское радио», 1967.
2—2267
УДК 621.375.132:621.382
С. С. Букреев
СИНТЕЗ НИЗКОЧАСТОТНЫХ ЦЕПЕЙ КОРРЕКЦИИ
НА МИНИМУМ СУММАРНОЙ
ЕМКОСТИ
Введение . общей отрицательной обратной связи
(ООС) в многокаскадный транзисторный усилитель низ-
кой частоты практически всегда сопряжено с использо-
ванием крупногабаритных конденсаторов в цепях низ-
кочастотной коррекции. Поэтому если при проектирова-
нии транзисторного усилителя выдвигается требование
Рис. 1. Желаемая асимптотическая логарифмическая частотная
характеристика усилителя.
сведения к минимуму его габаритов и веса, то вопрос
о синтезе цепей коррекции, содержащих минимальную
суммарную емкость, становится одним из наиболее важ-
ных.
Известные ,из литературы методы синтеза пассивных
цепей не подчинены этому требованию, что вынуждает
многократным повторением расчетов выбирать оптималь-
ный вариант. Ниже рассматривается метод синтеза RC-
цепей обратной связи, содержащих минимальную сум-
марную емкость при заданной зоне коррекции.
Метод комплексного проектирования транзисторных
усилителей низкой частоты с общей ООС [2], направлен-
ный на формирование элементами усилителя- наперед
заданной желаемой частотной характеристики петлевого
18
усиления (рис. 1), обеспечивает абсолютную устойчи-
вость усилителя в замкнутом состоянии, наименьшие га-
бариты и вес емкостей и трансформаторов и близкий
к апериодическому переходный процесс. Но формирова-
ние желаемой характеристики только цепями связи тран-
зисторного усилителя практически невозможно. Для со-
вмещения частотной характеристики усилителя с желае-
мой характеристикой, как правило, необходима частот-
ная коррекция. Поэтому при проектировании транзистор-
ных усилителей с общей ООС одним из важнейших во-
просов является синтез цепи ОС. Эта задача особенно
усложняется при требовании минимальной суммарной
емкости в синтезируемой цепи при заданной зоне кор-
рекции.
Передаточная функция цепи коррекции W(р)к будет
Иметь вид
W(p)K
W{pU
W(p)yc ’
(1)
i—m
(2)
/=1
если передаточные функции усилителя №(р)ус в области
низких частот при известных допущениях [2, 3] и желае-
мой частотной характеристике петлевого усиления
№(р)ж записать соответственно
i=n i=k 1—п
^(Ае=По-Пг5тт-.П Шт’ <3>
/=1 /=2 /=/г — k
ц/ (п\ — q ( Т*Р \2 т*р +1 / т*Р \" /4)
Лр + 1 ) т,р+1 [т\р+1 ) ' w
Синтез цепи коррекции сводится к реализации соот-
ношения (2) в виде пассивного RL- или ^-четырехпо-
люсника (рис. 2), причем на практике предпочтение от-
дается последним. С точки зрения уменьшения габари-
тов и увеличения диапазона частотной коррекции (р)
наиболее приемлемой структурой является апериодиче-
ское звено. Излагаемый метод реализации передаточной
функции (2) цепи коррекции применен к этой структуре.
2* 19
Передаточная функция (2) может быть реализована,
так как она удовлетворяет следующим необходимым и
достаточным условиям реализации:
— все коэффициенты полиномов числителя и знаме-
нателя должны быть положительны;
— наибольшие степени р числителя и знаменателя не
могут отличаться более чем на единицу; то же и в отно-
шении минимальных степеней р;
— в правой полуплоскости нет полюсов; если на мни-
мой оси есть полюса, то они могут быть только простыми
(не кратными), с действительными положительными вы-
четами;
— нули лежат в левой полуплоскости; нули, распо-
ложенные на мнимой оси, могут быть только простыми;
— действительная'часть W(p)K на мнимой оси (при
p=j(i)) неотрицательна.
Рис. 2. Апериодическое звено коррекции.
В. многокаскадных усилителях низкой частоты цепь
коррекции в большинстве случаев состоит из т аперио-
дических звеньев (рис. 3), не разделенных однонаправ-
ленными элементами. Взаимное влияние звеньев можно
учесть, принимая для расчетов структуру, приведенную
на рис. 2,6. Передаточная функция этого звена имеет
вид
= <5>
где
G — R' G =---------------I------•
^0- Я, + Я, ’ аоо . , Яз, Яз. ’
1 + Я, я2
Л = ^С; Л=(«= + т^)С; р = £.
20
В многозвенной корректирующей цепи сопротивлени-
ем 7?1 является входное по отношению к рассматривае-
мому звену т сопротивление остальной цепи, состоящей
из fn—1 звеньев. В зависимости от места включения это-
го звена и от частотного диапазона коррекции последую-
щих звеньев это сопротивление может принимать значе-
i=tn— 1
НИЯ ОТ /?2т-1 до У R2i-
i=l
Для дальнейшего рассмотрения принят наиболее не-
желательный случай, когда сопротивление Ri минималь-
но, т. е. Этим учитывается воздействие после-
дующих звеньев на рассматриваемое.
Рис. 3. Многозвенная цепь коррекции.
Строго говоря, следовало бы учесть и воздействие
предыдущих т+1- звеньев на звено т, включив выход-
ное сопротивление этих звеньев по отношению к звену т
в сопротивление /?2т. Но если области коррекции между
звеньями распределить так, чтобы более высокочастот-
ные зоны соответствовали начальным звеньям (I, II
и т. д.), а наиболее низкочастотные — последним, то
можно считать, что /?Вых = Я1 ш+ь Обычно же R2m при-
мерно на порядок превышает1m+i, что позволяет в пер-
вом приближении сопротивлением /?Вых пренебречь.
Рассматриваемая цепь коррекции (рис. 3) имеет ко-
эффициент передачи на нулевой частоте Gos вида
*и
i — tn
1=1
Задачу распределения G0E между звеньями, а тем
самым, и выбор соотношения между сопротивлениями
21

Rim, Rim+l ПОСТЭВИМ ТЭК, Чтобы ДОСТИГНУТЬ МИНИ-
мальной величины емкости в каждом звене, а следова-
тельно, и минимума суммарной емкости во всей цепи.
Для решения этой задачи примем еще одно условие: бу-
дем искать минимум суммарной емкости (ЕС) в синте-
зируемой цепи при равенстве емкостей .или заранее вы-
бранном соотношении между ними во всех звеньях кор-
рекции. Это условие означает, что во сколько раз будут
отличаться зоны коррекции звеньев, а эту оценку можно
провести по отношению постоянных времени Тц из (2)>
во столько же раз должны отличаться сопротивления
Ri m, чтобы емкости звеньев были равными. Это условие
можно записать в виде
Связь между сопротивлениями Rim Rim через Go
определяется выражениями
П ___ 1—Go m П (ух
А2 m—' -------Ат-1 > \' /
с» о m .
Ri mF^ | --Go mRzm*
1 — Pm
где
p — Tirn-
rm — у 9
1 2 m
Rm-i = Ri m- i 4“ Rz m-v>
Rm-1 Rz m-!•
22
Для уменьшения суммарной ёмкости необходимо пре-
дельно увеличивать сопротивление 7?ц (2). С этой целью
первое звено корректирующей цепи выбрано резистив-
ным. Прямое увеличение Ri j, на котором выделяется сиг-
нал обратной связи, приводит к ухудшению стабильности
коэффициента передачи цепи ОС (р) вследствие шунти-
рования его входным сопротивлением йпб транзистора
первого каскада усилителя. Для сохранения малого со-
противления I и увеличения общего сопротивления,
шунтирующего звено II, введено сопротивление /?гг-
Расчетные выражения для этого звена имеют вид (Go—
= Goo, р=1):
<8>
. Я, = «„'+«2,.
Для нахождения расчетных выражений элементов
синтезируемой цепи будем считать,, что коэффициенты
Go т—1 звеньев связаны с G0)n последнего звена соот-
ношениями
Go т-1:= ^Go
Go 2 ^Go (9)
тогда '
= 0°)
1=1
ам=----------" ... (>»
1=2
Подставляя (9) в (7), получаем
<12>
i=m
П р<
^2ii= 1 _pjj р (1 nGOm R[V
23
Используя (6), определим коэффициенты т, ..п че-
рез известные k, ..., h:
k— f G°n ,
* 1-Gon
i—m
П Got
(13)
, п~~
П о - Go з)
/=з
где Рп
' 1 —Рп ’
Рш
S = —i----’
1 “ Рш
Емкость звена Ст для принятой структуры
определить из выражения
С — 1....
° т — S п •
W1 т
Тогда суммарная емкость запишется в виде
1=т
ЕС= V '
/=11
Выражение (14) связывает между собой 2С
•можно
(14)
И Go m,
поэтому условие
JSC Q
m
позволит определить то значение Gom, при котором SC
имеет минимум. По известной величине Gom из выра-
жений (5) — (8)' можно определить Goi для остальных
звеньев, а затем и все элементы цепи коррекции.
Изложенный метод синтеза пассивных цепей, содер-
жащих минимальную 2С,. пригоден для любого количе-
ства звеньев в цепи. Практически в усилителях низкой
частоты для систем автоматики необходимую коррекцию
можно выполнить цепью с 2—3 апериодическими звенья-
24
ми. Исходя из этого, ниже даны расчетные выражения
для определения элементов резистивного звена и цепей
с одним, двумя и тремя апериодическими звеньями. Рас-
чет каждой цепи иллюстрируется примером.
Резистивная цепь (рис. 4). Передаточная функция це-
пи имеет вид
Здесь и далее сопротивление /?, i считаем заданным. Это
сопротивление выбирается при проектировании транзи-
0(ш), дб к
Ъ
----1---1------ о--------------------------------►
I ы
*,П
У -20 ------------------------
а) П В)
Рис. 4. Резистивная цепь коррекции:
а — структурная схема; б — частотная характеристика.
сторных усилителей с общей ООС [2]. Поскольку цепь
резистивная,то
где р — модуль коэффициента передачи цепи ОС на ра-
бочей частоте.
Тогда
^2 1= [П
Пример. Заданы Р = 0,1; Ri i = 51 ом, определяем T?2i =
= 460 ом.
Цепь t одним апериодическим звеном (рис. 5). Изве-
стна передаточная функция цепи
7* 1 -tip 1
' 2 llP± 1
а также р и /?i i. Пользуясь изложенной выше методикой,
определяем, что минимум емкости наступает при GOn=
= 0,5, тогда:
г* __ р _________ р
иог~ рп » Л21 — 20
25
ft2
p ____ p p _________________p'1 p
^2 11- 20 *1 n—40(1 — Pn) A|l’
r —' 4^1~~t>n) 0
"-".„to, " Г>«
Пример. Известны f = 1 • IO-2; Ri i — 51 ом;
231 1
№(p) = 5.10-2 —----------.
46“P+ 1
(Определяем Goi=0,l; /?2i = 510 ом; T?2ii —510 ом; /?in =
=63,7 ом; Ch=68 мкф.
Для произвольных значений Gon = O,3 и Gon = O,7 Сп = 82 мкф.
Рис. 5. Цепь коррекции с одним апериодическим звеном:
а — структурная схема; б — заданная частотная характеристика.
X — результаты эксперимента.
Цепь с двумя апериодическими звеньями (рис. 6). Пе-
редаточная функция такой цепи имеет вид
w(n\-С (Ti nP+W' 1ИР+1)
(7’2Пр + 1)(Г2Шр+1)-
В соответствии с вышеизложенным зоны коррекции
между звеньями распределяем так, чтобы более высоко-
частотная область соответствовала II звену, а низкоча-
стотная — III звену.
Коэффициент Gom последнего звена цепи определя-
ется из выражения .
г b + УЬ‘ — 4ас
0оиг=-^-Та--------’
26
где
д = 3 —; £>= 2^2 — — I'i;
s’ \ s }
kt e , Pill . Pll
— J t '-------. > 5------ ,
s 1 — Pin 1— Pll
Для расчета принимаем 1>С?ош>О, поскольку синте-
зируемая цепь — пассивная:
' h
^0!I==n^0III=“(^ ^ош)’
01 GO lA) III Рп Pin
Элементы цепи определяются из выражений:
Рис. 6. Цепь коррекции с двумя апериодическими звеньями:
а — структурная схема; б — заданная частотная характеристика.
X — результаты эксперимента.
27
II— sGo lAir CII— coj hRj и’
D 1 111 D p __________ /П p
A2III = GonI A2II’ X1 HI III X2 HI’
Q1 III III
Пример. Известно Ri = 51 ом; (3 = 5 • 10-4;
(-23Т/’+1) ("553~^+1)
W (p) = 1,8-10-* —j------------------r-.
^~4б“ ^+1Д'73” /’+1J
Определяем a = 2,l; 6 = 0,8; C=0,3; 6 = 0,432; s = 0,1535; / = 0,25;
G'o ni = 0,615; G"q in = —0,233; принимая Go ni = 0,615, получим
n = 0,44; Go ii = 0,27; G0i = 0,109; fli = 467 ом; R, ц = 52,5 ом; R2ii =
= 1290 ом; Сц = 37 мкф; /?2iii = 880 ом; 7?iin=125 ом; Сщ =
= 34 мкф; SC = 68 мкф.
Для произвольных значений Goin = O,4 и Gon = O,5; Сц =
= 43 мкф, Сш = 54 мкф; ТС = §1 мкф; для Goni = 0,8 и Goii=O,5;
Сц = 21 мкф, Сш = 96 мкф; SC= 117 мкф.
Цепь с тремя апериодическими звеньями (рис. 7).
Передаточная функция такой цепи имеет вид
(Лп^ + П(7'1Ш^+1)(Л1У^+1)
[Р) 0 а2 п р + 1) (Г2 И1 р + 1) (Т2 iv р + 1)
Оптимальное значение GOiV определяется из выражения
*Go iv “Ь 6Go iv “Ь cGo IV + = °’
где
h2v2 .
kts ’
rto/1 _2to \ Л _ +hv_Xhvl
[_ S \ kt 1 1 s * s J kt
kt I h.V' \ / j о hv \ I f 1 \ hv 1 •
s s J kt у ' / s J ’
28
₽II . , Pin • „ Piv
1 — Pll 1 — Pm 1 — Piv
Для нахождения корней уравнения приводим его
к виду Кардана:
y3+py+q=Q,
где
__ Зас — Ь2
9а5 ’
__ b3 be i d л
У~~ ~27а3 'fa? •2а’’
Обозначим г = zt р | (знак г выбирается тот же, что
и у q). Корни определяются приближенным методом по
таблице.
6)
Рис. 7. Цепь коррекции с тремя апериодическими звеньями:
а — заданная частотная характеристика; б — структурная схема цепи.
X — результаты эксперимента.
29
р < 0 P > о
<?2 + р3 0 <?2 + р3 > 0
cos <р = — ch (р = ~- т гз sh<p = A-
У1 = — 2г cos ~ <5 Л в - 2г ch -2. Ф У1 = - 2r sh —
= 2r cos ^60 - j й=г ch •!£- +i /3rsh О о y3 = r sh ~~ +i /з r ch 0 0
у3 = 2r cos ^60 — j Уь=г ch ~ — i VTr sft 4" О О y3-r sh —i VTr ch у
Принимая для дальнейших расчетов значения 1>
>Goiv>0, коэффициенты Go остальных звеньев опреде-
ляем из выражений:
Gq in— kt П G0IV),
Go и = “О Go ш),
G =______________?________.
°,1 Go п -^о in Go iv Pii Pin Piv
Элементы синтезируемой цепи рассчитываются из сле-
дующих выражений:
п = sGq п/?2 п; Си и ;
О ___ 1 G0 III р , р ' _ /Л' Р • *
^2 III —’ (57^ П’ 1 ш “” П1 К2 IIP
р __ 1 р ______ 1 ^0 IV р
Щ —2IV" Coiv К2,п’
IV = uG0 IV^2 IV’ СIV = ®IIVRIIV'
Пример. Известно p = 5• 10~5 и /?п — 51 ом\
(~23Г />+ *) ("553" + (1000" J)
U7(p)=l,8.10-’-n------r-7-j---г-г-j-----г-
("46" р+ Ч ("73" р+ ЧГТбО" р+ Ч
30
Распределяем зоны коррекции:
150 1/сг/с-н 1000 1/сгк —II звено;
73 \/сек~ 553 \/сек—III звено;
46 1/с^/с<- 231 \/сск— IV звено.
Тогда рц = 0,15; рщ = 0,133; р^у = 0,2;
5 = 0,177; / = 0,1535; v = 0,25 k = 0,553;
/1 = 0,231; л = 0,892;' b = — 2,08; c = 0,4;
d = 0,271; ^ = —0,143; £ = —0,453; r = —0,683;
cos <p = 0,457; 9 = 63°; t/1 = l,26; t/2 == — 1,06;
^ = -0,214; G'0 IV = 2,04; G"o IV = - 0,285; G'"o IV= 0,561 ;
Gonl = O,333; Gon = O,32; Go/=O,21; /?! = 243 ojw;
/?2 ii = 495ом; /?! n = 28 ом; Cu == 35 мкф; R2 In = 990 ом;
/?1 hi = 51 ом; Сш = 35'мкф; R2IV = 880 ом; R} 1V = 125 ом;
CIV = 35 мкф; ЪС=\№мкф\
Для произвольно выбранных значений Go имеем Gon = Goni —
= Go iv =0,5; Сц = 22 мкф; Сш = 40 мкф; Civ = 96 мкф; SC=
= 158 мкф. При других значениях Go получим Gon = O,9; Сош =
= 0,8; Go iv = 0,3; Сц = 68 мкф; Сш = 600 мкф; Civ = 1000 мкф;
2С=1668 мкф.
Приведенные примеры свидетельствуют о том, что
предлагаемый* метод может обеспечить весьма сущест-
венную экономию суммарной емкости конденсаторов кор-
ректирующей цепи.
выводы
1. В низкочастотные цепи коррекции для уменьшения
суммарной емкости рационально вводить резистивное
звено.
2. При многозвенной цепи коррекции более высокоча-
стотные зоны коррекции следует относить к первым (по
принятой нумерации звеньев) апериодическим звеньям,
а наиболее низкочастотные — к последним.
3. Значительные габариты конденсаторов в низкоча-
стотных цепях коррекции оправдывают затраты на по-
иски цепи коррекции с минимальной суммарной емко-
стью даже методом последовательных приближений.
4. Рассмотренный метод синтеза низкочастотных це-
пей коррекции позволяет обеспечить необходимую кор-
рекцию при минимальной суммарной емкости в цепи,
исключая необходимость многократного повторения рас-
четов для поиска Ьптимального варианта.
31
ЛИТЕРАТУРА
1. Бронштейн И. Н. и Семендяев К. А. Справочник по ма-
тематике. Гостехиздат, 1953.
2. «Транзисторные схемы автоматического управления». Проектиро-
вание и расчет. Под ред. Ю. И. Конева. Изд-во «Советское ра-
дио», 1967, гл. 3, стр. 85—155.
3. Н а н а в а т и Р. П. Введение в транзисторную электронику.
Изд-во «Связь», 1965.
4. «Основы автоматического регулирования». Под. ред. В. В. Соло-
довникова. Машгиз, 1959.
УДК 621.375.024:621.382
В. И. Анисимов, Е. С. Екимов, М. В. Капитонов
К РАСЧЕТУ СОСТАВЛЯЮЩИХ ДРЕЙФА
ТРАНЗИСТОРНОГО
ПАРАЛЛЕЛЬНО БАЛАНСНОГО КАСКАДА
Анализу дрейфа параллельно-балансного каскада по-
священо большое количество работ в отечественной и
зарубежной литературе [1—4], где достаточно подробно
обсуждаются вопросы дрейфа, обусловленного неста-
бильностью параметров транзисторов при симметричном
выходе. Значительно меньше внимания уделено дрейфу,
вызванному нестабильностью источников питания и со-
противлений, а также влиянию асимметрии схемы на
дрейф как при симметричном, так и при несимметричном
Рис. 1. Обобщенная схема параллельно-балансного каскада.
выходе. Цель настоящей статьи — получить обобщенные
расчетные соотношения для определения дрейфа парал-
лельно-балансного каскада с симметричным и' несиммет-
ричным выходами при вариации параметров транзисто-
ров,. источников питания и сопротивлений схемы.
• Обобщенная схема балансного каскада приведена на
рис. 1, на котором пунктиром указаны возможные спосо-
бы подключения внешней нагрузки. При расчете дрейфя,
приведенного ко входу схемы, целесообразно предста-
3—2267 зз
вить его в виде двух составляющих — потенциальной ел
и токовой ja [5]. Такое представление позволяет опреде-
лить результирующий дрейф при любом сопротивлении
источника сигнала, если известны численные значения
составляющих дрейфа еа и ja. Кроме того, оценка дрей-
фа двумя составляющими позволяет легко рассчитывать
результирующий дрейф многокаскадного усилителя,
а также усилителей с типовыми обратными связями [5].
Полный дрейф, приведенный к задающему источнику
сигнала схемы рис. 1, определяется соотношением
u№=ea+jaRo (1)
. Если изменяется произвольное число параметров схе-
мы и эти изменения малы по величине и детерминиро-
ваны, то значения составляющих дрейфа определяются
очевидными соотношениями
где
(2)
(3)-
деа I
d\t р
I £ft=const, i^k
const, i*£k
Таким образом, для расчета дрейфа рассматриваемой
схемы достаточно знать коэффициенты чувствительности
dejd^i и д]а/д^,1 соответственно потенциальной и токовой
составляющих дрейфа к вариации произвольного пара-
метра &. Варьируемым параметром могут быть на-
пряжения источников питания Е] и Ё2, сопротивления
схемы RKh Rk2, R"et, R"e2, Re, Eo и автономные парамет-
ры транзистора е* и Д, отражающие температурное сме-
щение входной и выходной характеристик транзистора
в схеме с общей базой [6].
В результате анализа схемы рис. 1, после несложных,
но громоздких вычислений, можно получить формулы
для коэффициентов чувствительности составляющих
дрейфа, которые сведены в табл. 1—5.
34
Таблица 1
Выход с транзистора Т,
i ч
1 e'h —1 _ 1 RT -
2 e"h 1 1 Ro
3 i'h 2ft'a, 1 ^21
4 i"h 0 ‘ 0
5 Et 2ft, i . А'21/?К1 _j_ ( Rs /?б 1 h'z'Rx, J
6 Ег ft",, ' Ro h"w RoRo
7 Ro b|i° i: 1 h"uU<, RoRl
8 Rki - ' -R^K, ^21 ^k1
9 Rk2 0 0
10 R6 ' 0 Uo
Чтобы выявить влияние ^неравенства базовых сопро-
тивлений на дрейф, составляющие дрейфа удобно пред-
ставить в виде двух слагаемых:
(6)
Ш = . (7)
з*
35
Таблица 2
Выход с транзистора Гя
i
1 e'h —1 1 Re
2 e"h 1 1 . Re
3 i'h 0 —1
4 i"h 9 Jht. h"2t Rz Reh"2l
5 El h"2lRK2 1 / \ Re V A"2I7?K2 J
6 ^2 1 -+ ^6 (1 + ^Z21) $6^0
7 R„ h' 11 ft't,+Re(l + h'2l) Ut R« Rl
8 7?ki 0 0
9 Rk2 2 ^n^K2 *"^2 ^K2 7? 6^/Z21^r2
10 Re 0 Ue " r26
36
Таблица 3
Симметричный выход
1 е, де^/дЪ a *
1 е'ь 1 1 Re
2 e"h 1 1 Re
3 j'h ^21^K /?K1 — h"2xRvi2 2Л217?к
4 i"h ^ц/?К2 /z2i^k R^Rulz 'ihziRiuRb
5 0 1 Re
6 Ez 2/i21RkR0 A 2H21PkRo^6
7 R. - 2/z21/?k/?q AU» 2/z2i/?k^q^?6
8 ₽K1 _ hltUKl ^21^k/?K1 _ R*UK' 2Л21^к/?К1^6
9 Rk2 ^11^K2 ^21^k/?K2 Rr ^K2 2//2l^K^K2^6
10 Re 0 u6 ^6
где
eai = ^OIU"62=0: lai —/а* 1«"б2=0‘
Поэтому коэффициенты чувствительности составляю-
щих дрейфа приведены в табл. 1—5 с учетом соотноше-
ний (6), (7). Коэффициенты чувствительности деа/д& по-
тенциальных составляющих дрейфа, обусловленные сим-
метрированием балансного каскада по базовым сопро-
37
Таблица 4
l tl
Выход с транзистора 7\ Выход с транзистора Га
1 е'ь 0 0
2 e” 0 0
3 i'h h'2i 0
4 j"h Еб2 Кб2 Л"21
5 21 К 61 1 . Лв2 (яК2+ R"Bi )
6 E^ ^бгУ^г! 0
7 Ro /? 62^^21 d9 ^0 0
8 I D ^Z/21^K1 h’ R2 n2iKKi ,. 0
9 ' ^?K2 * 0 (/К2 R^f-^- r«2
10 Ro 0 0
11 R"<n /?б2 U''6l 6i Е"б1 x Ябг t/"61 R"6i R"Bt
12 Я"вг Еб2 Uf/62 R"6t R"^ ^62 U/f62 R"ot R"6t
38
Таблица 5
Симметричный выход
i de№ldtt
1 e'h 0
2 n 0
3 i'h 1 D ^ZZ21^K1 2 Кб2Т h2iRx
4 i"h 1 p h'ziRxi Rite 2 h2lRK
5 » R62 R"<n
6 e2 1 D ^Z21^Z*21^K1 2 ЪМ,
- 7 R, 1 h"MJ* 2 R^hi' httRtR20
8 Rkx 1 ^"21^1 2 Кбг h2lRKRKi
9 Rk2 1 4h"2tU*2 2 K®2 h2tRKRX2
10 o
11 R"n R&2 R"6l R"6i
12 R"et Re2 ^Z,62 R" 62 R"g2
тивлениям, представлены в табл. 4—5, причем форму-
лы для коэффициентов чувствительности токовых состав-
ляющих дрейфа определяются следующим выражением:
<>_ у
<Ki ~ 6 •
(8)
39
В табл. 6, 7 представлены a-параметры балансного
каскада для несимметричного и симметричного выходов,
с помощью которых можно пересчитать дрейф последую-
щих узлов схемы на вход данного каскада по известным
Таблицаб
Выход с транзисторов 1\ или Г2
#11 Н~ Ч~ ^62 О 4~ h"zi)
#12 + ft".. + Яб2 (1 + A%) a*21
#21 h*^RKiRe
#22 Д£+./?б2(1 + ^*21 ^6
формулам [5, 7]. Эти параметры позволяют также опре-
делить качественные показатели балансного каскада
(коэффициент передачи по току и напряжению, входное
сопротивление).
Таблица 7
aij Симметричный выход
#11 4~ /*"11 4" ^62 (1 ~H Z21) 2Л21/?л
#12 (#K1 4~ ^Кг) [/*'n 4~ /*"п 4~ Кбг (1 + ^ZZ21)1 2/^
#21 /?б2 (1 + ^ZZ21) 2^21
#22 (/?K1 + Rkz) [^s+ Яб2 (1 + ^ZZ21)] 2Zi2i/?k^6
40
В таблицах приняты следующие условные обозначе-
ния:
h'tj, h"a — A-параметры соответственно транзисторов
Т\ и Т2 для включения па схеме с общей базой;
е'н, e"h, j'h, j"h — автономные параметры соответствен-
но транзисторов и Т2 для включения по схеме с об-
щей базой в системе й-параметров;
/?£ = й'п + й"и + /?б(1+й"21);
JL п _ A'siRki + Й"217?К2 . < _.
^21^к —* 2 > — 2 ’
§1 (Й21,Йц,/?к) = ^21^11^К1 h 'zI^hRiM
Л = 8t (Л21,Лц,/?к) hlt21 ( 1 h 21) /?б^К2*1
у _ 1 Ч~ у ______ 1 р _ Р"б1К''б2
h'21 1 б~~ Re’ ^б2^/?"б1 + /?"б2 ’
С7кЬ ^к2, 1/"бь ^"б2, ^б, Uo — падения напряжений со-
ответственно на сопротивлениях 7?Ki, 7?К2, /?"бь ^"бг»
/?б» Ro}
h*2i = h'2i или —Л"2г, —или /?к2 в зависимо-
сти от того, какой из транзисторов, 1\ или Г2, является
выходным.
При выводе формул были сделаны следующие допу-
щения:
1) Сопротивление Ro велико и, следовательно, мож-
но считать, что эмиттерные цепи питаются от источника
тока;
2) Л7,12^1, h'22^ 1, ^22^^\
3) ^б^Й'ц+Й"!!.
Из рассмотрения соотношений (1) — (7) и данных
табл. 1—6 можно сделать важные выводы о свойствах
параллельно-балансного каскада при работе его в раз-
личных режимах.
1. Балансный каска д'при /?"б2 = 0.
Из формулы (1) следует, что при работе с низкоом-
ным или высокоомным источником сигнала дрейф уси-
лителя можно характеризовать только одной составляю-
щей — потенциальной или токовой.
Из сравнения табл. 1—3 вытекает, что:
а) несимметричные выходы с транзисторов Т\ или Т2
в отношении дрейфа равнозначны;
41
б) если каскад работает от высокоомного источника
сигнала, то симметричный и несимметричный выходы
в отношении дрейфа, вызываемого нестабильностью па-
раметров транзисторов, примерно равноценны, так как
в обоих случаях отсутствует компенсация автономных
параметров /'л и j"h;
в) при работе с низкоомным источником сигнала сим-
метричный выход обеспечивает меньший дрейф, чем не-
симметричный, так как в первом случае потенциальная
составляющая еа характеризуется компенсацией всех
автономных параметров транзисторов и Т2, а также
отсутствием влияния на дрейф нестабильности источни-
ков питания;
, г) на дрейф существенное влияние оказывает неста-
бильность источников писания и сопротивлений, особен-
но при несимметричном выходе. Наибольшая чувстви-
тельность балансного каскада к нестабильности источни-
ков питания наблюдается при работе с низкоомным ис-
точником сигнала.
2. Балансный каскад при R"^2=RC-
Из табл. 4—5 следует, что введение симметрии по ба-
зовым сопротивлениям транзисторов Тг и Т2 приводит
к следующим результатам:
а) появляется компенсация автономных параметров
j'h и j"h, причем полная компенсация получается только
при симметричном выходе. Условием полной компенса-
ции автономных параметров транзисторов прП несиммет-
ричном выходе является некоторый разбаланс базовых
сопротивлений;
б) обеспечивается компенсация нестабильности ис-
точников питания в случае симметричного выхода;
в) увеличивается дрейф в случае несимметричного
выхода из-за нестабильности источников питания, а так-
же сопротивлений Ro, Rui и RK2-
Формулы, приведенные в табл. 1—5, проиллюстрированы чис-
ловым примером, представленным в табл. 8. Расчет дрейфа баланс-
ного каскада проведен для выхода с коллектора транзистора h
(верхняя цифра каждой клетки таблицы) и симметричного выхода
(нижняя цифра).
Исходные данные расчета:
Л и Т2 — транзисторы типа П103А,
А'п = Л''п = 80 ом, й'21= | h"21 | — 0,97.
j'h = jf'h ==0,5 Mica на 10° C, e\ = e"h = 20 мв на IO*G,
42
Таблица 8
i e(!> eai • мв • at • на ДР ’ мв е<2Л ai * мв №. 1 at на “др- мв
1 / ch —20,0 -20,0 —22,0 0 0 —22,0
—20,0 -20,0 —22,0 0 0 —22,0
2 eh 20,0 20,0 22,0 0 0 22,0
20,0 20,0 22,0 0 0 22,0
3 i'h —0,1 —515,0 —51,6 —1,4 — 1,4 -53,1
0 —510,0 -51,0 —0,7 —0,7 —51,8
4" ih 0 0 0 45,5 45,5 50,1
0 9,0 0,9 46,3 46,3 51,8
5 Et 1,2 83,7 9,6 34,8 34,8 *47,9
0 150,0 z 15,0 —13,6 —13,6 0 '
6 Ег 0,8 0,8 0,9 27,4 27,4 31,0
0 * — 150,0 —15,0 '13,6 13,6. 0
7 Ro —0,8 —0,8 —0,9 —27,4 —27,4 —31,0
0 150,0 15,0 — 13,6 — 13,6 0
8 R„, 0,8 155,0 16,3 14,1 14,1 31,8
0,4 77,5 8,2 7,0 7,0 15,9
9 0 0 0 0 0 0
0,4 —77,5 —8,2 —7,0 —7,0 —15,9
10 Ke 0 —150,0 —15,0 0 0 —15,0
0 —150,0 —15,0 0 0 —15,0
И ^62 0 0 0 13,6 13,6 15,0
0 0 0 13,6 13,6 15,0
12 #62 0 • 0 0 0 0 0
0 0 0 0 0 0
43
= 15 в, Ё2 — 10 в, /ki = /кг = 0,5 мй,-
^КЭ1 = ^КЭ2 = 5 в, U б = 1/"б\ — 15 в,
*ki = Rkz — 20 ком, Rg = R'gi — 1 Мом,
Rc — ^"бг = ЮО*к0ж, Ro = 10 ком.
Изменения источников питания и сопротивлений приняты равными
1% от номинального значения, причем ДЕ1>0, АЕ2>0 и Л/?>0.
Величина ндр определяется по формуле (1).
Из табл. 8 видно, что дрейф, обусловленный измене-
нием источников питания и сопротивлений, может ^на-
много превышать дрейф, вызванный нестабильностью па-
раметров транзисторов. Последнее в свою очередь накла-
дывает определенные требования к выбору стабильности
источников питания и сопротивлений схемы.
ЛИТЕРАТУРА
1. Slaughter D. W. The emitter-coupled differential amplifier.
IRE Trans., 1956, v. CT-3, March.
2. Филиппов А. Г. Усилители постоянного тока на полупровод-
никовых триодах. В сб. «Исследование полупроводниковых при-
боров в узлах электронной аппаратуры», под ред. И. П. Степа-
ненко. Госэнергоиздат, 1958.
3. Анисимов В. И. К расчету нестабильности и дрейфа .нуля
усилительных каскадов на транзисторах. В сб. «Полупроводни-
ковые приборы и их применение», под ред. Я. > А. Федотова.
Вып. 8. Изд-во «Советское радио», 1962. ‘
4. Beneteau Р. J., Murari Е. D. С. amplifiers using transistors.
Electron. Eng., 1963, v. 35, April.
5. А н и с и м о в В. И. К расчету нестабильности (дрейфа) нулево-
го уровня усилителей постоянного тока. «Автоматика и телемеха-
ника», 1965, № 5.
6. Анисимов В. И. Нестабильность режима работы транзистор-
ных усилителей с глубокой обратной связью по постоянному то-
ку. «Электросвязь», 1965, № 5.
7. Зел я х Э. В. Основы общей теории линейных электрических
схем. Изд-во АН СССР, 1951.
УДК 621.375.147.1:621.382
В. М. Волков, А. И. Урсу, И. Д. Белова
ПРИМЕНЕНИЕ УПРАВЛЯЕМЫХ АТТЕНЮАТОРОВ
В ТРАНЗИСТОРНЫХ УСИЛИТЕЛЯХ
В электронных устройствах различного назначения
(измерительные приборы, радиолокационные приемни-
ки и т. д.) широко применяются усилители, в которых
коэффициент усиления должен автоматически изме-
няться по вполне определенному закону при изменении
входного сигнала в широком динамическом диапазоне
(ШДД).
Для реализации функциональной амплитудной ха-
рактеристики (ФАХ) в транзисторных усилителях наи-
более целесообразно применять управляемые аттенюа-
торы, с помощью которых можно осуществить автома-
тическую регулировку усиления (АРУ) в относительно
широком динамическом диапазоне входного сигнала при
неизменном режиме работы транзистора по постоянно-
му току.
ВЫВОД ОСНОВНЫХ СООТНОШЕНИЙ ДЛЯ УПРАВЛЯЕМЫХ
АТТЕНЮАТОРОВ
. Управляемые аттенюаторы (УА) могут быть шунти-
рующего (рис. 1,а) и последовательного (рис. 1,6) ти-
Рис. 1. Эквивалентные схемы шунтирующего (а) и последовательно-
го (б) управляемых аттенюаторов.
45
йов. Ё качестве управляемых нелинейных элементов ис-
пользуются полупроводниковые диоды или р-п переходы
транзисторов. Управляемые аттенюаторы могут быть
включены как на входе, так и на выходе усилительного
каскада иЛи в цепь обратной связи.
Для более эффективной регулировки усиления по-
следовательные УА необходимо включать между низко-
омным источником сигнала и .низкоомной нагрузкой
(входом усилителя), шунтирующий УА — между высо-
коомным источником сигнала и высокоомной нагрузкой.
Коэффициенты передачи шунтирующего (Каш) и по-
следовательного (Кап) аттенюаторов согласно эквива-
лентным схемам, приведенным на рис. 1, соответствен-
но равны • "
к - R'
ЯИел+Я'’
где
J___J______ 1 1.1 1
Гха ^?нел R'h 1 R' R Rfa
(2)
-1-=JL+_L
R'a Ri Ra ’
/?нел — сопротивление нелинейного элемента;
/?н — сопротивление нагрузки аттенюатора.
Найдем законы изменения регулирующего тока (на-
пряжения) /р=<р[&(£/вх, /)], необходимые для реализа-
ции заданных типов ФАХ-с помощью шунтирующего и
последовательного УА'. Для упрощения анализа будем
предполагать, что воздействующие на нелинейный эле-
мент сигналы достаточно малы, что практически всегда
реализуется. Это позволит использовать для анализа
дифференциальные параметры нелинейного элемента.
Наиболее простым .электрически управляемым нели-
нейным элементом является полупроводниковый диод,
вольтамперная характеристика которого описывается
следующим выражением:
-1\ (3)
v *Т /
где г — объемное сопротивление полупроводника;
[7нел— напряжение, приложенное к диоду;
/8= 10-5-IO"? а;
фт = 0,026 в.
46
Рассмотрим два случая:
1. Ток /нел достаточно мал, и выполняется неравен-
ство
Uнел>
тогда
U=/8(eXp^-f). (4)
Дифференциальное сопротивление
2. Ток /нел достаточно велик, и выполняется неравен-
ство ехр -неЛ ~ г<1|еЛ > 1.
fr
Тогда
/иел=>/зеХР{7яеЛГП'ИеЛ- (6)
“7*
Логарифмируя и разрешая уравнение (6) относительно
£7нел, получаем
* ^нсл:==:3 ^нел “ф" ^нел Is) Ур,
при этом дифференциальное сопротивление
> _<^нел ____ ।
нел--- --- • “1 ; ’
<2^неЛ ^неЛ
Рассмотрим каждый УА в отдельности.
Шунтирующий управляемый аттенюатор. Из рис. 1,а
следует, что гНел=7р- Тогда для случая малых токов
1.
/р + !'•
Отсюда RHen =
и коэффициент передачи УА
согласно (1)
А аш
/?'н
1 +
(7)

47
Для случая больших токов дифференциальное
тивление согласно (6) равно
^нел = "F ~Т~ ’
7Р
Тогда коэффициент передачи У А
сопро-
R'h
/Р(г + 7?'н) 1 •
Чт J
Отсюда выражения для регулирующего тока
ответственно для малых и больших значений равны
/р / r'b s
., ff (1 — Л"аш) — ^Л^аш]
R's
(8)
/р со-
(9)
(Ю)
® -J- R (г “р 7?'н) ^z,am — Rfrf
Определим максимальную глубину регулировки {/г),
которую можно осуществить при помощи шунтирующего
УА. Максимальный коэффициент передачи УА соглас-
но (7)
TS _______ R'u
Лаш макс — 7 р/ /
Rf /
так как для реальных схем —— < 1 (/s 10" 7а).
Чт
Минимальный коэффициент передачи УА равен
Ааш мин
при /р->оо
R'n
R'b + R ’
(П)
(12)
rR *
R'a
Тогда максимальная глубина регулировки
т. _______ башмаке R'h (f 4"Л)-|-г7?
'‘макс —‘ — г —/ о, i
Лаш мин |>а+дЛ+Ялй
Если предположить, что выполняется условие 7?'н—►
—>оо (т. е. /?'я>/?), то
h ~
'*макс г
(13)
(14)
48
Таким образом, для получения большого значения
коэффициента регулировки необходимо всемерно увели
чивать сопротивление R, однако с его увеличением
уменьшается максимальный коэффициент передачи де-
лителя и при R=R'B
Для получения Лаш макс =1 необходимо, чтобы вы-
полнялось условие R'n^R-, #н>Гамакс=
IS
Указанные условия могут быть выполнены, если на
выходе аттенюатора включен ламповый каскад, рабо-
тающий без сеточных токов (либо катодный повтори-
тель), или эммитерный повторитель. При конкретных
величинах R=5-t-10 ком и г=50 ом . Лмакс=|(1_=_2) • 103.
Последовательный УА. При последовательном вклю-
чении нелинейного элемента коэффициент передачи по-
следовательного УА максимален при больших токах ре-
гулировки. Тогда
R' —
Л ап Я' + Янел “ <fT ~~ , , /р (Г + Я') ’
* + '+77 1 + —S--------
соответственно при малых токах регулировки
(16)
Отсюда выражения для регулирующего тока /р со-
ответственно при больших и малых его значениях име-
ют следующий вид:
,,, —
₽_"Я'-Я,'ап(г + Я/)
7 __ Ут f К'ьп \ г
Р“ Я' kl-Я'ап J ‘
(17)
(18)
Коэффициент передачи УА максимален при /р—оо
_ Лап макс== г -{• R' 1 ’ (19)
так как R' > г.
4—2267 49
Коэффициент передачи УА минимален при /р —О
/у—
к
Лап мин—* 7 ~ ~
“т
R'l
так как для реальных схем —~ <1.
Максимальная глубина регулировки
_______ -Кп макс _ /ni\
п макс ’— “"Г “р77 * 1J
Дп мин . А /8
Как видно из выражения (21), для увеличения глу-
бины регулировки необходимо применять диоды с ма-
лыми обратными токами (малым параметром Л) и
включать УА на низкоомную нагрузку. Если нагрузкой
УА является входное сопротивление транзистора /?н=
= /?вх—Ю3 ом, то при Is= (10“7-^10~8) а имеем
ЛпмакС~2,5(105<-106).
Таким.образом, при низкоомной нагрузке с помощью
последовательного УА можно реализовать очень глубо-
кую регулировку коэффициента передачи. ' На радио-
частотах с ^повышением частоты колебаний глубина ре-
гулировки значительно снижается из-за влияния проход-
ной емкости нелинейного сопротивления и паразитных
емкостей.
ПРАКТИЧЕСКОЕ ПРИМЕНЕНИЕ УА
Схема шунтирующего УА была применена при разработке спе-
циального усилителя низкой частоты, коэффициент усиления кото-
рой изменяется от 20 до 86 дб по следующему закону:
(t \а
*7 ~ L’ Ю G — ^макс) +
‘макс ]
где Кмакс = 2- 104; Ло=Ю; a=l-s-5; 0=0,028; /Макс=20 сек.
Динамический диапазон изменения сигнала на входе усилителя
составляет 10 дб, на выходе усилителя 20 дб. Сигнал на входе
усилителя изменяется во времени по закону 1 IK(t).
Усилительный тракт собран на 5 каскадах с включением на
входе 1-го и 2-го каскадов усиления шунтирующих УА. Принци-
пиальная схема усилителя с шунтирующими УА приведена на рис. 2.
Теоретические и экспериментальные результаты ч изменения
коэффициента передачи усилителя во времени и величины регули-
рующего тока для параметров а=1 и а=5 в относительных еди-
ницах приведены на рис. 3.
50
Регулирующий ток, меняющийся во времени согласно кривым
рис» 3, подается на УА через составной согласующий каскад (Гг
и Г3) от специальной формирующей цепи (транзистор Г5 и кон-
денсатор С3).
Работа формирующей цепи основана на разряде предваритель-
но заряженного конденсатора через сопротивление' коллекторного
перехода транзистора Л. В исходном состоянии контакты пере-
ключателя (реле) В находятся в положении /, при этом конденса-
тор С4 заряжен до потенциала Е, конденсатор С3 разряжен до
О, транзистор Т5 заперт.
Рис. 2. Принципиальная схема УНЧ с шунтирующими УА на диодах
и каскадом формирования управляющего тока.
В момент времени / = 0 контакты переключателя В перебрасы-
ваются в положение //. Для параметра а=1 конденсатор С3 от-
сутствует, конденсатор С4 разряжается через резистор коллектор-
ного перехода открытого транзистора Т5 и резистор T?i4. Время раз-
ряда С4 определяется постоянной времени (гПср+/?14)С4.
Для параметра а=5 к базе транзистора Т5 подключается кон-
денсатор С3~0,5С4, который начинает заряжаться от источника
через резистор T?i5. Конденсатор С3 и резистор Rl5 образуют своего
рода делитель потенциала смещения на базу транзистора Ге, при
этом потенциал на конденсаторе Сз, а соответственно и потенциал
на базе Т$ меняется от 0 до потенциала отпирания транзистора Тб,
следовательно, разряд конденсатора С4 вначале будет замедленным,
а затем, по мере отпирания транзистора Тб, будет ускоряться. Вре-^
мя разряда С4 в этом случае определяется постоянной времени
(/?нел +/?14) С4.
4*
51
. Расхождение между расчетными и экспериментальными кривы-
ми объясняется наличием добавочного резистора Ru, который
включается для того, чтобы весь процесс изменения коэффициента
усиления K(t) усилителя от 20 до 86 дб происходил в течение
заданного времени /макс=20 сек.
Рис. 3. Расчетные (-----) и экспериментальные (------) зависи-
мости /р=Ф(/) и К=Ф</).
ЛИТЕРАТУРА
1. Волков В. М. Логарифмические усилители на транзисторах.
Изд-во «Техника», Киев, 1965.
2. «Кристаллические детекторы». Пер. с англ., под ред. Е. Я. Пум-'
пера. Изд-во «Советское радио», 1950.
3. В о w е г s L. С. Attenuator controls amplifier gain. Electronics,
1961, v. 34, № 39, p. 150.
4. К p ы л о в Г. M., Смирнов Г. А. Транзисторные усилители
с автоматической регулировкой усиления. Изд-во «Энергия», 1967.
5. Brows J. S. Improving gain control of transistor amplifiers. Elec-
tronics, 1961, v. 34, IV, № 17, p. 108—110.
УДК 621.375.024
Е. Г. Кригер
ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЙ УСИЛИТЕЛЬ
постоянного ТОКА С КРУГОВОЙ
КОМПЕНСАЦИЕЙ
В последнее время в связи с развитием автоматизи-
рованного контроля появился ряд работ [1, 2, 3, 4, 5] по
вопросам повышения стабильности широкополосных из-
мерительных усилителей постоянного тока (УПТ).
В работе [2] все известные схемы структурного
уменьшения дрейфа УПТ разделены на 2 группы. Для
первой группы характерно наличие комбинированной
системы передачи усиливаемого сигнала (два 'парал-
лельных канала, низкочастотный и высокочастотный,
с общей обратной связью) при отсутствии устройств для
коррекции дрейфа нуля. В схемах второй группы сигнал
проходит через один широкополосный УПТ, дополненный
тем или иным устройством для автоматической коррек-
ции дрейфа нуля. Там же приведены 2 схемы УПТ пер-
вой группы и 4 схемы УПТ второй группы. Следует от-
метить две характерные особенности УПТ, описанных-
В [2].
Во-первых, нестабильность коэффициента усиления
по постоянному току определяется суммарной неста-
бильностью коэффициентов усиления усилителя с непо-
средственной связью (УНС) и усилителя с преобразо-
ванием сигнала (МДМ) для УПТ первой группы, а для
УПТ второй группы нестабильность коэффициента уси-
ления определяется нестабильностью коэффициента уси-
ления УНС. Во-вторых, динамический диапазон выход-
ного напряжения определяется выходным каскадом
УНС, а выходная цепь канала МДМ подключена к про-
межуточному каскаду УНС и в нагрузку УПТ мощности
не отдает.
В дополнение к описанным в этих работах УПТ ука-
жем на один тип широкополосного стабильного УПТ,
53
предложенного автором [6]. На рисунке приведена струк-
турная схема УПТ с круговой компенсацией. УПТ
с круговой компенсацией состоит из двух каналов уси-
ления: усилителя У] с непосредственной связью каска-
дов и усилителя У2 с преобразованием входного
сигнала. Оба усилителя имеют дифференциаль-
ные входы, а выходные цепи усилителей соединены
между собой последовательно и согласно относительно
входного, сигнала.
Структурная схема УПТ с круговой компенсацией.
Усилитель У2 типа МДМ состоит из двух фильтров
низкой частоты ФНЧ во входных цепях, модулятора М,
переходных конденсаторов и С2, усилителя перемен-
ного тока Уз, выходного трансформатора Тр, демодуля-
тора ДМ и фильтрующего конденсатора Св на выходе де-
модулятора: Входное напряжение подается на неинвер-
тирующий вход усилителя У1 и на инвертирующий вход
усилителя У2. На инвертирующий вход усилителя У4
через делитель напряжения Дх подается выходное на-
пряжение усилителя Уг. На неинвертирующий вход уси-
лителя У2 через делитель напряжения Д2 подаётся на-
пряжение с выхода усилителя Уь Коэффициент усиле-
ния по напряжению всего усилителя с круговой компен-
сацией при условии ^выхусилС^н определяется следую-
щим выражением:
к . _ К, (1 + + КД1 - К.аг)
Аоб1Ц__ 1 +К,Кга,аг ' v)
54
Где Ki и К2 — коэффициенты усиления по напряжению
собственно усилителей У\ и У2', Щ и «2—коэффициенты
передачи делителей напряжения Д1 и Дг соответст-
венно.
При настройке усилителя должно быть соблюдено
следующее условие:
-^-=^=Ki = K2=Ko6ui.
tig
Рассмотрим принцип работы усилителя с круговой
компенсацией. Допустим, что на вход подано напряже-
ние постоянного тока положительной полярности по от-
ношению к общему проводу. По окончании переходного
процесса на обоих входах модулятора канала МДМ бу-
дут одинаковые по величине и знаку напряжения. Так,
на инвертирующем входе напряжение равно +t/Bx, на
неинвертирующем входе напряжение равно
т. е. также равно +UBX, поскольку по условиям
настройки /<102=1- Таким образом, канал МДМ
как бы отключен по входу, что будет до тех пор, пока
не изменятся под воздействием каких-либо факторов
условия настройки. Положим, что вдвое снизился коэф-
фициент усиления усилителя У1.
Тогда в первый момент на неинвертирующий вход канала
МДМ будет подано напряжение, равное-}- и на
(У-хК,
выходе этого канала появится напряжение, равное-
котЬрое, соответствуя по знаку входному напряжению,
во-первых, скомпенсирует потерю выходного напряже-
ния всего усилителя с круговой компенсацией, вызван-
ную снижением коэффициента усиления канала УНС,
поскольку относительно входа оба канала работают на
нагрузку согласно, а во-вторых, вызовет появление на
инвертирующем входе канала УНС напряжения
-----2—“и тем самым повысит выходное напряжение
канала УНС, что, в свою очередь, вызовет изменение
напряжения на неинвертирующем входе канала У2 и
снизит напряжение на его выходе и т. д. Таким обра-
зом, компенсация изменения выходного напряжения,
вызванного снижением коэффициента^ усиления УНС,
55
осуществляется по замкнутому контуру, включающему
оба канала. По окончании переходного процесса 2/3 вы-
ходного напряжения усилителя с круговой компенса-
цией, которое было до снижения коэффициента усиле-
ния усилителя Уъ будет выдавать канал УНС и 1/3 —
канал МДМ, что может быть определено из следующих
выражений для выходных напряжений первого и второ-
го каналов соответственно:
тг ____ (1 + !С)
; U™w------1+К^а,- ’
тг ______________________________ /9\
СУ1ЫЯ2-----1+^га,а2 • W
В случае изменения коэффициента усиления любого
из каналов нестабильность коэффициента усиления уси-
лителя с круговой компенсацией может быть определе-
на из выражения
5°бщ = 1 + (1+S,*) (1+S2)’
где Si и S2— нестабильность коэффициента усиления
усилителей первого и второго каналов соответственно.
Так, при изменении коэффициентов усиления (допу-
стим, уменьшении в результате снижения температуры
окружающей среды) усилителей обоих каналов на 1%',
т. е. при нестабильностях коэффициентов усиления уси-
лителей каналов Si = S2 =—0,01, расчетная нестабиль-
ность коэффициента усиления усилителя с круговой ком-
пенсацией согласно выражению (4) должна составить
•$o6n^= —0,00005.
Рассмотрим вопрос о дрейфе усилителя с круговой
компенсацией. Общее выражение для дрейфа выходно-
го напряжения усилителя с круговой компенсацией при
неизменных величинах tzi = tz2 имеет вид
TJ ______ UДР2 (2 + j) £/др1»$2 ^2 [t/oi "Ь ^02 (1 "П '^1)] /ГГ\
ДР Общ— 1+(1+S1)(1+52)
где {/дР1 и ^/др2 — дрейфы выходного напряжения уси-
лителей первого и второго каналов
соответственно;
Uqi и UQ2 — собственные начальные смещения
нуля выходного напряжения усилите-
лей первого и второго каналов.
56
Как видно из (5), дрейф усилителя с круговой ком-
пенсацией .при неизменных коэффициентах усиления
усилителей каналов, т. е. при 51 = 5г=0, равен по вели-
чине дрейфу канала МДМ и не зависит от величин ко-
эффициентов усиления усилителей каналов и дрейфа
канала с непосредственной связью.
Реализация вышеизложенного осуществляется сле-
дующим образом.
Допустим, что входной сигнал отсутствует, а на вы-
ходе капала УНС появилось напряжение дрейфа + {/дрь
Тогда в первый момент на неинвертирующий вход канала
МДМ будет подано напряжение + f/npifl2 и на его выхо-
де появится напряжение + U Kpia2K2= + Uяр1, так как
02^2=1, которое, во-первых стремится скомпенсировать
на выходе всего усилителя с круговой компенсацией
напряжение дрейфа канала УНС, а во-вторых, вызывает
появление на инвертирующем входе канала УНС напря-
жения и, тем самым, уменьшает выходное на-
пряжение канала УНС, что, в свою очередь, вызывает
изменение напряжения на неинвертирующем входе ка-
нала МДМ и т. д. По окончании переходного процесса
на выходе каждого канала установятся напряжения
{/Др1/2, а результирующее напряжение на выходе всего
усилителя будет равно нулю. Таким образом, компенса-
ция дрейфа канала УНС осуществляется путем регули-
рования по круговому контуру выходных напряжений
обоих каналов, работающих на нагрузку.
Испытанный образец усилителя с круговой компенсацией со-
стоял из усилителя УНС с коэффициентом усиления 1000, имев-
\ шего в качестве входного каскада дифференциальный микроэлек-
тронный усилитель, и усилителя типа МДМ с коэффициентом уси-
ления 1000, состоявшего из модулятора на интегральных переклю-
чателях (коэффициент передачи совместно с' ФНЧ составлял 0,5),
усилителя переменного тока с коэффициентом усиления 1000, вы-
ходного повышающего трансформатора с коэффициентом трансфор-
мации п=2, ключевого полупроводникового демодулятора на тран-
зисторах МП20 и делителей напряжения Д\ и Дг с коэффици-
ентом передачи 01 = 02=0,001.
В результате эксперимента по определению дрейфа выходного
напряжения усилителя с круговой компенсацией при изменении
температуры окружающей среды от +20 до —60° С были получены
следующие параметры:
при + 20° С при —60° С
1 — -J- 524 мв, ^д₽1 == “Ь 882 мв, Uдр2 = — 94 лп?,
[/о2 = —138,5 ли?, 5, = — 0,02, S2 = 4- 0,059,
С/Ообщ= — 136 мв\ Uдр общ == — 130 мв.
57
Расчетная величина дрейфа выходного Напряжения по (5) со-
ставляет Г7Дробщ=—130 мв, что дает хорошее совпадение с ре-
зультатами эксперимента. Величина приведенного ко входу дрейфа
усилителя с круговой компенсацией соответственно составляет
—1 130 мкв в указанном выше температурном диапазоне.
Что касается быстродействия УПТ с круговой компенсацией, то
предельная рабочая частота определяется каналом УНС и соста-
вила величину порядка 100 кгц.
Как видно из вышеизложенного, дрейф усилителя
с круговой компенсацией определяется каналом МДМ,
а полоса пропускания — каналом УНС. Отличием уси-
лителя от известных схем широкополосных УПТ явля-
ется следующее:
1. Нестабильность коэффициента усиления усилителя
примерно равна половине произведения нестабильно-
стей коэффициентов усиления каналов МДМ и УНС, что
позволяет реализовать повышенную стабильность ко-
эффициента усиления без значительных общих отрица-
тельных обратных связей и снижает требования к точ-
ности настройки каналов прецизионных УПТ.
2. В некоторых случаях (при 52=0) усилитель имеет
повышенный динамический диапазон выходного напря-
жения за счет активной работы .канала МДМ на на-
грузку, поскольку выходы обоих каналов включены по-
следовательно на нагрузку.
ЛИТЕРАТУРА
1. Харченко Р. Р? Аналоговые измерительные преобразователи.
«Автометрия», 1965, № 1.
2. Харченко Р. Р., С е м к о Ю. И. Измерительные усилители для
систем централизованного ’автоконтроля. «Электричество», 1961,
№ 8./
3. Кончаловский В. Ю., Харченко Р. Р. Измерительные
УПТ с коррекцией дрейфа нуля. «Приборостроение», 1962, № 1.
4. Landsberg S. J. Stabilized direct and alternating voltage.
Патент США. № 2935693.
5. Кончаловский В. Ю.^ Купершмидт Я. А., Сыропято-
в а Р. Я., Харченко Рг Р. Электрические измерительные пре-
образователи. Изд-во «Энергия», 1967.
6. К р и г е р Е. Г. Усилитель постоянного тока. Авторское свиде-
тельство № 240026. «Бюллетень изобретений», 1969, № 12.
УДК 621.372.552
Э. Т. Тер-Арутюнянц, А. И. Измаилович,
А. В. Буров
НЕЛИНЕЙНЫЕ КОРРЕКТИРУЮЩИЕ ЦЕПИ
С ПОЛУПРОВОДНИКОВЫМИ ДИОДАМИ
Улучшению динамических свойств следящих систем
способствует введение сигналов, пропорциональных ско-
рости рассогласования. В последнее время- для увели-
чения быстродействия часто используют нелинейный за-
кон регулирования с отключением .скоростного сигнала
при уменьшении рассогласования. Однако электриче-
ским корректирующим цепям для следящих систем пе-
ременного тока, позволяющим формировать сигнал,
пропорциональный производной от входного напряже-
ния только при увеличении рассогласования, в техни-
ческой литературе не уделено достаточно внимания.
Настоящая работа является попыткой восполнить
этот пробел: в ней дается анализ двух- и одноконтурной
схем нелинейных корректирующих устройств, а также
приводятся результаты их лабораторных исследований.
Специфика формирования сигналов, пропорциональ-
ных скорости рассогласования на переменном токе, за-
ключается в том, что если сигнал рассогласования (или
ошибки) «вх(/) равен uBX(t) = t7Bx(^)sincot, то сигнал
скорости изменения этой ошибки «вых(/) должен быть
равен
«вых (/) = Uвых (/) sin со/,
т. е. несущая частота должна сохранить свою началь-
ную фазу.
Здесь J7Bx(/) — огибающая входного напряжения;
Ивых(и —огибающая выходного напряжения;
|(о/2л — несущая частота.
Огибающая выходного напряжения £/ВЫх(/) должна
содержать составляющую, пропорциональную скорости
59
изменения огибающей входного напряжения £/вх(/),т.е.'
или быть пропорциональной скорости изменения оги-
бающей входного напряжения
где Т — постоянная времени;
k — коэффициент усиления.
Пусть напряжение «вх(0 представляет собой ампли-
тудно-модулированное напряжение П-образной формы,
огибающая которого в общем случае может быть лю-
бой функцией, однако для того чтобы проанализировать
работу ’ нелинейных корректирующих цепей, достаточно
представить, ее в виде ступенчатых функций
при t > О,
при /<0
(0 —
при />0,
при /<0.
(1)
(2)

О
U
На рис. l,tz показана электрическая схема нелиней-
ного корректирующего устройства с двумя контурами.
Будем считать вентили идеальными, т. е. прямое сопро-
тивление Гпр=0, а обратное г0бр = оо. Эквивалентная
схема этого устройства для положительного полупе-
риода показана на рис. 1,6.
На основании 2-го закона Кирхгофа, после неслож-
ного преобразования будем иметь следующие уравне-
ния, разрешенные относительно напряжений на конден-
саторах wCi(f) и
для
I контура
для
Ч —----bWCi—’
II контура
duc,
*2
(3)
-тт- + = О
at 1
60
для I контура
duc, । л
X2-dF"^Mc, —0
для II контура
т1^ + мса=/<ы^(0
(4)
Здесь приняты следующие условные обозначения:
7т&-с‘
(7вХ. при 0</<-^-,
Г 7 71 4. 2к
-и№ при—</<—.
«Вм(0 =
Будем считать, что до включения напряжения кон-
денсаторы не .были заряжены. Решение уравнений (3)
Рис. 1. Электрическая схема двухконтурного корректирующего
устройства (а) и его эквивалентная схема (б).'
и (4) может быть получено припасовыванием началь-
ных условий.
Пусть начальными условиями в n-м периоде для I кон-
тура будет uCi(0)== U'c , а для II контура «Са(0) = [/"с .
Решения уравнений (3) при принятых начальных
условиях будут иметь вид
/ __L\ _2.
uCi (7) = /Си, J 1 — е ’* ) + U'ce **
приО</<-^~. (5)
ыс,Ю = ^'Спе
61
В конце положительного полупериода, при /=л/ю,
получим начальные условия для отрицательного полупе-
риода. При этом решениями уравнений (4) будут:
Определим напряжения на коденсаторах Ct и С2 в
конце л-го периода, когда t——• Очевидно, что эти
напряжения являются начальными условиями
U'
U"c для(л-j-1 )-го периода;
cn+l
где
U'Cn = Ku№a-\-U'c^,
ГС ГС тс(Т1 + Та)
( (DTj \ wTpa
а = е ^1 — е у; р ==е
Мы получили простые рекуррентные уравнения, реше-
ния которых при нулевых начальных условиях в первом
периоде (U’c = 0; U’’c = 0) дают значение начальных
условий для любого л-го периода
п, _ Ки “О.
rj" —ки ТО—₽”_|)
и сп — ^и^ ПГр ’
(8)
где
И
62
Для определения выходного напряжения нас будут
интересовать напряжения ис* (t) при 0 < t < и uc*(t) при
те 2 тс
—— во всех периодах, так как в другие промежутки
времени эти напряжения будут вызывать ток лишь в замкну-
тых контурах /?ШС, не оказывая влияния. на ток во внешней
цепи. Подставляя значения начальных условий для п-го
цикла U' и U" в соответствующие выражения (5) и
'"'п
(6), получаем непрерывное решение для любого периода:
«Ci(0 = ^«BZ
при 0 < t <
“Ъ
Здесь учтено, что а=уе
Так как при открытых диодах их сопротивление гп
мало по сравнению с г, то можно составить уравнение
напряжений для обоих полупериодов.
Положим
«*с(0 =
«с, (О при
— и (/) при —,
С2 ' 1 г (0 (О
тогда
ит (О — (0 — и*с (О»
а так как
иБЫЛ (0---- иг (0 - r V Г1»
Г1 ~Г г2
63
то, подставляя значение uT(t) в последнее выражение,
определяем
«вЫх(0 = ^т--«*с(0- •
Если выбрать сопротивление rt и г2 таким образом,
чтобы —%— = Д', то после подстановки значений и„ U)
Г1 + гг С, ' '
и wCj(0 из выражений (9) и (10) получим
1 _J_
1-р Je
«вых 1 (0 —
[при (11)
"р- <12>
В выражении (12) учтено, что а=уе <">ъ. Огибаю-
щая выходного напряжения совпадает со значением на-
пряжения «вых('О [см. выражение (11)] в моменты времени
/ = 0 при дискретйых значениях п=1, 2, 3, ..оо, т. е.
W)= W»x [1 - -яг (1 - Г’1)]- (13)
Если ввести дискретное-время ^*=-^-(»— 1) и эквивалент-
ную постоянную времени t = —Y*-> то решение (13)
можно заменить более наглядным:
г / \ *1
= [1 1 —е ’ JJ. (14)
Огибающая выходного напряжения представляет со-
бой экспоненциальную функцию, убывающую с посто-
янной времени и от
С/вых(0)=ЛС/вх при л=1 (/* = 0) (15)
64
до- установившегося значения
^вых(о°) = ^^вх П — ПРИ п==о°- (16)
Для установившегося режима при п=оо рп-1=0, по-
этому мгновенные значения напряжений пВых(/) будут
равны
_t_
И вых i (0 = Wbx fl — । pj е
при 0 < t < ,
^1ЫХ 2 (0 KUвх [ 1
гс - , 2гс
при --------< I <----------.
Г (О (О
Первая гармоника выходного сигнала в рассматри-
ваемой схеме при установившемся значении содержит
квадратурную составляющую, амплитуда которой равна
т
А = у- иГ1Ь1Я (/) cos <4 dt =
о
(18)
т. е. схема оказывает нежелательное влияние на фазу
несущей выходного напряжения.
Это обстоятельство является существенным недо-
статком 'рассматриваемой схемы, который может при-
вести к значительному ухудшению характеристик следя-
щей системы в целом.
На рис. 2 показаны характерные напряжения в от-
дельных точках схемы, а на рис. 3,а— реакция схемы
на импульс огибающего напряжения с синусоидальной
несущей. На рис. 3,6 показана осциллограмма устано-
вившегося выходного напряжения при синусоидальном
напряжении на входе. Видно, что основная гармоника
выходного напряжения сдвинута по фазе относительно
входного.
5—2267
65
На рис. 4,а показана электрическая схема корректи-
рующего устройства с одним контуром; эквивалентная
схема этого устройства показана на рис. 4,6. Так же
как и в предыдущем случае, будем считать вентили
идеальными. Пусть огибающая входного П-образного
напряжения имеет вид (1).
Для удобства будем отсчитывать время от начала
первого периода входного напряжения. В первом полу-
Рис. 2. Характерные напряжения в отдельных точках двухконтурной
схемы.
66
периоде на основании 2-го закона Кирхгофа после не-
сложного преобразования получим
где
dur .
х “dP.H- ис = ^вх’
К=-тЛ-: х=^Сг.
Г Г Аш
(19)
Точное решение этого уравнения может быть полу-
чено методом припасовывания начальных условий. Бу-
дем считать, что конденсатор до включения не был за-
ряжен.
Решение уравнения
условии имеет вид
(19) при нулевом начальном
uc(t) 1 — е
при
Для второго полупериода уравнение относительно
«с(0 не изменится, только впоследствии необходимо
будет иметь в виду, что ток во внешней цепи изменит
направление на обратное. Хотя напряжение «Вх(0 во
втором полупериоде и изменит свой знак, напряжение
5* 67
KUBX знака не изменит, так как произошло переключе-
ние плечей моста. (Заметим, что авх(0 является оги-
бающей, которая здесь также знака не изменит.)
Начальное условие для второго полупериода можно
определить как конечное значение напряжения в первом
полупериоде:
U"C==KUBS\\ - е~
При этом начальном условии получим решение для вто-
рого полупериода
Рис. 4. Электрическая схема одноконтурного корректирующего
устройства (а) и его эквивалентная схема (б).
Совершенно очевидно, что начальным условием для
(2п—1)-го полупериода (это положительный полупе^-
риод n-го периода входного напряжения) будет
(2тс(/г—1)
1 —е *”
тогда решение для (2п — 1 )-го Ъолупериода несущей бу-
дет
__С
'^(0 = ^+^-^ \ (20)
Здесь B(2n-i) — произвольная постоянная, которая опре-
деляется по начальному условию.
_ /п . 2тс(п—1)
Так как в начале (2п— 1 )-го полупериода /=± ——-, а
ис^и'сп’ то
68
2тс(и—1)
\
2п(п—1)
-ДОи]е °" =-Жх.
Подставляя значения В{2П_1} в выражение (20), полу-
чаем
/2\ rzry I 1 х \ 2л (п — 1) (2п—1) тс
ис(О = ^вх (J - е J при < t <>
Таким образом, становится ясным, что если нас ин-
тересует, как изменяется напряжение на конденсаторе
. ,ч ___________ (2л — 1) к
uc(/) при 0^/^ --------— и нулевых начальных усло-
виях, то для всех полупериодов мы можем записать од-
но непрерывное решение
_±\
uc(t)=KUbJ 1-е J. (21)
вен-
(22)
(23)
В силу принятого нами допущения об идеальности
тилей можно написать уравнение напряжений
«г(0=ивя(/) —u*c(Z),
где
2л (л—1) (2л—1) л:
мс(0 при —L—!</<А—-1-,
Z9 П
/2\ (2л—1) тс 2пп
исМ при
Так как и1ыХ(/)= ur(t)—--1 то> подставляя зна-
чение ur(t) из уравнения (22) в последнее выражение,
получим
«Вых(0=^77--«*сЮ- ’
Для компенсации переменной составляющей основ-
ной гармоники в выходном сигналу при установив-
шемся режиме можно подобрать сопротивления и Гг
69
таким образом, чтобы —Q— = К; тогда, подставляя
ПТ'!
значение получаем
«выХ(0 = Жяе ’ При^Ц^</<(^=±К (24)
-Л
«вых (О=-Жхе ’ при
Огибающая выходного напряжения UEM(t) равна
t
Рис. 5. Характерные напряжения в отдельных точках одноконтурной
схемы.
70
и совпадает со значением uBX(f) в промежутки времени
— со—— и~ представляют собой экспонен-
циальную функцию, убывающую до нуля с постоянной
времени т. В установившемся режиме мгновенное зна-
чение напряжения ^вых(^) будет равно нулю. Квадра-
турная составляющая на выходе одноконтурной схемы
корректирующего устройства не возникает, т. е. началь-
ные фазы несущей на входе и выходе устройства совпа-
Рис. 6. Реакция цепи иа импульс
огибающей (а) и осциллограмма
установившегося выходного на-
* пряжения (б).
дают. На рис. 5 показаны характерные напряжения
в отдельных точках схемы. Осциллограмма реакции
схемы на импульс огибающего напряжения с синусои-
дальной несущей изображена на рис. 6,а. На рис. 6,6
показана осциллограмма установившегося выходного
напряжения на входе. Видно, что основная гармоника
в выходном сигнале при установившемся режиме от-
сутствует.
Если огибающая входного напряжения имеет вид
(2), то огибающая выходного напряжения будет равна
71
нулю. В этом проявляется нелинейность корректирую-
щей цепи. При проектировании таких цепей следует
иметь в виду, что к повторному включению схема бу-
'дет готова лишь через определенное время. Это вызва-
но тем, что два конденсатора в первой схеме и один
конденсатор во второй будут разряжаться с постоянной
и через шунтирующие сопротивления /?ш.
Сравнивая осциллограммы рис. 3,а и. рис. 6,а мож-
но заметить, что постоянная времени огибающей в пер-
вом случае несколько больше, чем во втором, хотя па-
раметры обеих схем одинаковы.
Действительно, постоянная времени в первом слу-
чае равна
__ 2т, Т2 2г/?щ ..
Т» . .—_ __ . С/ *
^14“^2 4" АШ
а во втором
__ Г
На рис. 7 показаны зависимости т=/(г) для обеих
схем при /?ш= const. Кривая 1 соответствует первому
случаю, а кривая 2 —второму.
Рис. 7. Зависимость постоянной времени от соотноше-
ния сопротивлений.
На этом графике видно,- что если положить = г,
то постоянная времени для двухконтурной схемы
(2
хт=— оказывается примерно в 1,3 раза большей,
чем в одноконтурной =
72
Сравнение осциллограмм рис. 3,6 и рис. 6,5 показы-
вает, что при синусоидальной несущей на входе в вы-
ходном сигнале двухконтурной схемы содержится не-
компенсируемая квадратурная составляющая. Ампли-
туда этой состав^ющей для П-образной несущей может
быть определена по формуле (18). На выходе однокон-
турной схемы при установившемся режиме основная
гармоника вообще отсутствует.
Рис. 8. Электрическая схема одноконтурного кор-
ректирующего устройства с двумя делителями.
На рис. 8 показана электрическая схема нелинейно-
го корректирующего устройства, которая по принципу
действия аналогична предыдущей. Это устройство со-
держит меньшее количество элементов и обладает пре-
имуществами одноконтурной схемы, однако наличие
двух делителей в цепи сигнала с энергетической точки
зрения может оказаться невыгодным.
На основании изложенного можно сделать вывод
о том, что наиболее целесообразной схемой нелинейно-
го корректирующего устройства является одноконтур-
ная схема, изображенная на рис. 4,а.
В технической литературе уделяется также внима-
ние линейным корректирующим устройствам, работаю-
щим на переменном токе. Основное схемное отличие
этих устройств от рассмотренных заключается в том,
что в них применяются фазочувствительные выпрями-
тели с опорным напряжением. Следует отметить, что
замечания относительно квадратурной составляющей
и постоянной времени могут быть распространены на
эти устройства.
73
По выбору параметров одноконтурного нелинейного
корректирующего устройства можно дать следующие
рекомендации:
1. Постоянная времени должна быть больше четы-
рех-пяти периодов несущей частоты, т. е.
г/?ш 8тс н- Юл
Г+₽Ш <0
2. Для обеспечения небольшой длительности последей-
ствия постоянная времени разряда т2 должна быть от-
носительно малой. Для этого следует выполнить усло-
вие г=2-ьЗ/?ш.
3. Входное сопротивление усилителя должно быть

Г "1
Г J
В противном случае это сопротивление необходимо учи-
тывать при определении постоянной времени т*.
4. Если
G г
Г1 + Г2 г+Яш ’
то в огибающей выходного
напряжения будут составляющие, пропорциональные оги-
бающей входного сигнала и его производной; при
гх _______
Г1 + Г2
корректирующее
= -т-р огибающая выходного сигнала содержит состав-
г “Т"Аш
ляющую, пропорциональную только производной от вход-
ного сигнала; если гп., то
Гх + г2^
устройство будет интегрирующим.
ЛИТЕРАТУРА
1. Конев Ю. И. Полупроводниковые триоды в автоматике. Изд-во
«Советское радио», 1960.
2. Г о с т е в В. И. К теории корректирующих четырехполюсников
я прерывателями. Изд-во. «Техника», Киев, 1965.
3. Г о с т е в В. И. Корректирующие четырехполюсники с прерыва-
телями. Изд-во «Техника», Киев, 1965.
4. Григорян Ф. А. Четырехполюсники с вентилями для получе-
ния производной огибающей переменного тока и регистрации ско-
рости вращения валов машин. Изд-во АН Арм. ССР, 1956,
т. IX, № 8.
5. Турченков В. И. Корректирующие звенья в следящих систе-
мах на полупроводниковых приборах. Изд-во «Энергия», 1966.
74
УДК 621.317.029.62:621.382
В. А. Царьков, Л. П. Д мит р а ко в,
В. А. Павленко
ПАРАЗИТНЫЕ ВЫБРОСЫ НАПРЯЖЕНИЯ
ТРАНЗИСТОРНЫХ КЛЮЧЕВЫХ МОДУЛЯТОРОВ
И СПОСОБЫ ИХ УМЕНЬШЕНИЯ
В настоящее время широкое распространение начи-
нают получать схемы транзисторных модуляторов, в ко-
торых компенсация остаточного напряжения осущест-
вляется путем раздельного управление режимами эмит-
терного и коллекторного переходов транзистора. К ним
относятся мостовая схема транзисторного ключа, изо-
браженная на рис. 1,а. Схема содержит транзистор Т и
два сопротивления. Переходы транзистора вместе с со-
противлениями и J?2 образуют мост, к одной диаго-
нали которого подводится управляющее напряжение,
а к другой — измеряемое напряжение источника^сигнала.
Преимуществом схемы является ее простота и возмож-
ность установки (изменением соотношения между со-
противлениями Ri и /?2) величины остаточного напря-
жения любого знака, в частности установки его равным
нулю.
Возможность установки нулевого остаточного напря-
жения в мостовой схеме модулятора позволяет исполь-
зовать ее для измерения и преобразования сигналов
низкого уровня порядка 0,1 — 1 мв. Основная трудность
при этом создается паразитными выбросами напряже-
ния, которые перегружают усилитель и вызывают до-
полнительный дрейф выходного сигнала измерительно-
го усилителя.
В настоящей статье дан анализ влияния изменения
режима транзистора на величину и характер выбросов
напряжения и рассмотрен ряд способов подавления
этих выбросов в усилительном тракте измерительного
усилителя.
75
При питании модулятора однополярными импульса-
ми его .эквивалентную схему можно представить в виде,
приведенном на рис. 1,6. Падение напряжения на пере-
ходах эмиттер—база и коллектор—база в эквивалент-
ной схеме учтено в виде источников напряжения С/Эб
и t/K6- В схеме' отсутствуют объемные сопротивления
эмиттерного и коллекторного электродов, поскольку
ими можно пренебречь ввиду их малости. Генератор
Рис. 1. Принципиальная (а) и эквивалентная (б) схе-
мы мостового транзисторного модулятора.
опорного напряжения на эквивалентной схеме представ-
лен в виде источника с внутренним сопротивлением
/?оп и э. д. с. £Оп. Сопротивления 7?э и /?к являются пле-
чами потенциометра 7?п.
. Остаточное напряжение на участке эмиттер-коллек-
тор равно
^зк=^зб-^кб. (1)
Изменяя токи IQ и /к, всегда можно добиться, чтобы
(/эк=0. Это можно показать аналитически, воспользо- •
76
вавшись уравнениями Эберса и Молла [1]. Для напря-
жения справедливо следующее выражение:
II • — — In (/э+ а1/к~~/а^ aN /9\
1>кэ— 1п(/к+аЛ/э_/К())а/ W
где До — ток насыщения эмиттерного перехода при ну-
левом значении тока коллектора;
До — ток насыщения ( коллекторного перехода при
нулевом значении тока эмиттера; f
un, cii — коэффициенты передачи тока в схеме с общей
базой при прямом и инверсном включении
транзистора соответственно;
q— заряд электрона;
6 —постоянная Больцмана;
Т — абсолютная температура.
После определения токов /э и /к из эквивалентной
схемы рис. 1,6 при выполнении условия баланса моста
/Л<б=//эб выражение для напряжения /7Кэ принимает
вид
- . kT‘ . | (1-ОП Уэб)
^К9 = ТЧП ( Rs (Eon-UK б) +«лА (£оп -Uss) — ”
— /во Р?оп (Rs 4- Rk) “Ь ЯэЛк] 1
“*- /к. [/?оп (Rs,+ Rt) + /?вЯк] j «/ • W
Формула (3) дает возможность определить условия
получения нулевого бстаточного напряжения UKg. При-
равнивая выражение, стоящее под знаком логарифма,
единице, получим
,4)
«э «лг(1—«/) • W
Следует учесть, что ai и нелинейно взаимосвяза-
ны с величиной тока базы, поэтому выражение (4),
а следовательно, и равновесие моста будут выполняться
только при определенном значении тока базы. Посколь-
ку мост удается уравновесить только для одного кон-
кретного значения тока базы /б (или опорного напря-
жения Еоп), то при удалении от точки статического рав-
новесия, т. е. при изменении тока базы, равновесие мо-
ста нарушается.
Это приводит к появлению дополнительных импуль-
сов напряжения в течение времени действия фронтов
77
коммутирующего импульса. Аналитическое определение
зависимости остаточного напряжения UK3 от величины
Еоп из выражения (3) не представляется возможным,
поскольку величины, входящие под' знак логарифма,
взаимосвязаны. Поэтому зависимость величины и фор-
мы выбросов, обусловленных статическим неравнове-
сием, от изменения режима транзистора исследовалась
экспериментально.
Рис. 2. Зависимость остаточного напряжения U кэ от величины тока
базы для германиевого транзистора П12.
Характеристики снимались для германиевых транзисторов ти-
па П12 (10 шт.), ПЗО (20 шт.), ГТ309Д (10 шт.), П505А (10 шт.).
На рис. 2 и 3 приведены типовые зависимости остаточного сигнала
для транзисторов типа П12 и КТЗО1Е, имеющих средние параметры
из партии. Экспериментальные исследования указанных типов тран-
зисторов показали, что для кремниевых транзисторов величина па-
разитных выбросов, вызванных статическим неравновесием, более
чем на порядок выше по сравнению с германиевыми. Так, если для
78
германиевых транзисторов П12 при равновесии моста, установлен-
ном для тока базы /б = 0,2 ма, величина паразитного выброса соста-
вила 25 мкв, то для кремниевого транзистора КТ301Е при тех же
условиях величина паразитного выброса составила 2 мв, т. е.
в 80 раз больше (см. рис. 2 и 3).
Из рис. 2 и 3 также видно, что для транзисторов (как герма-
ниевых, так и кремниевых) при однополярном управлении величина
паразитного выброса возрастает с увеличением равновесного тока
базы. Например, для транзистора П12 величина паразитного выбро-
са при токе базы /б = 0,2 ма составила 25 мкв, а для тока базы
ма—150 мкв, т. е. в 6 раз больше. Из исследуемых транзи-
сторов4 наименьшей величиной паразитного выброса обладают гер-
маниевые транзисторы типа ИЗО.
При исследовании паразитных выбросов на переменном токе
опорное напряжение к модулятору подавалось от звукового генера-
тора через ограничительные диоды, которые обеспечивали формиро-
вание трапецеидальных импульсов напряжения, что облегчало на-
блюдение выбросов на экране осциллографа в моменты действия
фронтов импульсов. Крутизна фронтов регулировалась изменением
амплитуды выходного напряжения генератора.
Результаты исследований представлены на рис. 4 и 5. Анализ
результатов показал, что на низких частотах питания модулятора
на транзисторах типа ПЗО при длительности фронтов более 50-—
79
100 мксек преобладающими являются паразитные выбросы, вызван-
ные статическим неравновесием схемы. Так, для транзистора ПЗО
амплитуда этих выбросов на частотах питания транзистора 50 гц
при длительности фронтов порядка 1—2 мсек составила 80 мкв.
При этом расхождение измерений амплитуды остаточного напряже-
ния на постоянном и переменном токе не превысило 10%.
На более высоких частотах питания модулятора при длитель-
ности фронтов коммутирующего напряжения менее 50 мксек начи-
нает сказываться влияние емкостей переходов транзистора. Как
Рис. 4. Паразитные выбросы напряжения, вызванные статическим
неравновесием в транзисторе:
а — статическая кривая зависимости остаточного напряжения от величины
тока базы; б —форма импульса напряжения коммутации модулятора; в — вы-
бросы напряжения на выходе мостового модулятора.
видно из рис. 5, при частоте ритания модулятора 3,5 кгц и длитель-
ности фронтов порядка 20 мксек преобладающими являются импуль-
сы, обусловленные наличием емкостей переходов транзистора.
Амплитуда выбросов при этом достигает величины порядка 0,5 в
для транзистора типа ПЗО.
Из изложенного следует, что, если модулятор управ-
ляется однополярными импульсами с длительностью
фронта более 50 мксек, целесообразно для уменьшения
амплитуды выбросов выбирать амплитуду тока базы
транзистора не более 200 мка.
Как показывает опыт применения рассмотренной
схемы модулятора, уменьшение тока базы транзистора
позволяет повысить одновременно стабильность нуля и
уменьшить дрейф модулятора.
Существует ряд способов борьбы с паразитными выбросами на-
пряжения в транзисторных модуляторах. Один из них заключается
в ограничении амплитуды паразитных выбросов с помощью различ-
ных диодных схем. Однако этот способ неэффективен.
$0
Другой способ заключается в применении избирательного уси-
лителя, настроенного на частоту генератора опорного напряжения
[2]. Однако при этом значительно усложняется конструкция измери-
тельного усилителя и его настройка в производственных условиях.
Более эффективным является способ «вырезания» паразитных
выбросов. Этот способ заключается в том, что для подавления па-
разитных выбросов в тракте усиления осуществляется дискретное
Рис. 5. Паразитные выбросы напряжения, вызванные
наличием емкостей переходов в транзисторе.
управление коэффициентом усиления разомкнутого тракта измери-
тельного усилителя. * На рис. 6 изображена блок-схема измеритель-
ного усилителя с обратной связью. В схеме напряжение постоянного
тока f/вх суммируется с противоположным по знаку напряжением
обратной связи (70с. Разностный сигнал Д(7 поступает на вход мо-
дулятора и преобразуется в амплитудно-модулированную последо-
вательность импульсов, которые несут полезную информацию и лож-
ный сигнал в виде выбросов напряжения на фронтах. Сигнал несу-
щей частоты усиливается усилителем переменного напряжения К
(каскады Ki, /G и Кз), после чего демодулятор ДМ преобразует
этот сигнал в сигнал постоянного тока /ВЫх, поступающий в на-
6-2267 81
грузку и в цепь обратной связи. При импульсном питании модуля-
тора паразитные выбросы занимают только определенную часть пе-
риода несущей частоты, поэтому для устранения влияния выбросов
на работу измерительного.усилителя следует на время прохождения
выбросов резко уменьшать коэффициент усиления блока К. Для
этого в блоке К предусмотрен каскад Кг с регулируемым коэффи-
циентом усиления.
Рис. 6: Блок-схема усилителя с подавлением паразитных выбросов
напряжения методом «вырезания».
Управление коэффициентом усиления осуществляется с по-
мощью фазового ключа ФК, который, в свою очередь, управляется
генератором несущей частоты Г. При этом возможно освободиться
от паразитных выбросов независимо от их полярности и конфигу-
рации. Недостаток этой схемы — повышенный уровень пульсаций
на выходе демодулятора, а также необходимость использования
транзистора в схеме фазового ключа, что несколько усложняет кон-^
струкцию измерительного усилителя. Кроме того, отсутствует воз-
можность осуществить «вырезание» в первых каскадах усилитель-
ного тракта из-за помех, вносимых транзистором фазового ключа.
На рис. 7 изображена схема подавления паразитных выбросов
напряжения, свободная от указанных выше недостатков. В этой
схеме устранение паразитных выбросов осуществляется не методом
их «вырезания», а методом компенсации. Принцип работы схемы
заключается в следующем: прямоугольные импульсы от генератора
поступают на дифференцирующие цепочки RiCi и КгСг- Продиффе-
ренцированные импульсы через диоды Д4 и Д2 подаются на потен-
циометры IJi и Пг и через конденсатор С3 и сопротивление /?3 на
вход одного из каскадов усилителя. В момент прохождения пара-
зитных выбросов с одной из дифференцирующих цепочек поступает
импульс обратной полярности. Длительность компенсирующих им-
пульсов путем подбора элементов дифференцирующих цепочек вы-
бирается равной длительности паразитных выбросов. Амплитуда
82
компенсирующих импульсов регулируется потенциометрами /74 и /?2.
Такая схема позволяет компенсировать выбросы на входе уси-
лителя, где они достаточно узки и имеют малую амплитуду. Кроме
того, в отличие от метода «вырезания» паразитных выбросов при
устранении их методом компенсации уменьшается уровень пульса-
ций па выходе измерительного усилителя. Это позволяет повысить
частоту генератора опорного напряжения, увеличивая тем самым
'быстродействие измерительного усилителя.
Рис. 7. Блок-схема усилителя с подавлением паразитных выбросов
методом компенсации.
ЛИТЕРАТУРА
1. Эбере Д., Молл Дж. Характеристики плоскостных полупро-
водниковых триодов при больших сигналах. «Вопросы радиолока-
ционной техники», 1956, № 5 (28).
2. Hook Е. Y. A transistor modulator for low-level signals. Control,
1962, VIII, p. 74—77.
3. Васильев E. Д., Синицкий Л. А. Быстродействие и поме-
хоустойчивость измерительных преобразователей постоянного то-
ка. В сб. «Расширение пределов измерения и повышение чувстви-
. тельности электроизмерительных приборов, устройств и систем
с использованием измерительных усилителей». Вып. 1. Изд-во
ОНТИприбор, 1966.
6*
УДК 621.372.542.2:621.382
Г. С. Векслер
О ПРИМЕНЕНИИ СОСТАВНЫХ ТРАНЗИСТОРОВ
В СГЛАЖИВАЮЩИХ ФИЛЬТРАХ
С ПАРАЛЛЕЛЬНЫМ ТРИОДОМ (ФШ)
Применение составных транзисторов в фильтрах
с последовательным триодом позволяет улучшить сгла-
живание пульсаций. В работах [1, ~2] рекомендуется
применять составные транзисторы также и в фильтрах
с параллельным триодом. Однако в этих работах пре-
имущества и особенности таких' схем не раскрываются.
Цель настоящей статьи—восполнить этот пробел.
Рис. 1. Сглаживающий фильтр ФШ-1 с состав-
ным транзистором.
Для фильтра ФШ-1 (рис. 1) (3] коэффициент филь-
трации и коэффициент сглаживания определяются вы-
ражениями
/СФ =
(1)
84
(2)
4 Выходное сопротивление при пренебрежении вну-
тренним сопротивлением выпрямителя равно
1 1
L+_L_f_L+_L^_L+JL'
R Т1-а^гк Т/?б1 ) ЯТЯ61
(3)
Применение составного транзистора эквивалентно
увеличению сопротивления коллектора гк и коэффици-
ента р. Так как значения и Лсгл согласно (1) и (2)
определяются главным образом тем, насколько точно
удовлетворяется приближенное равенство
(4)
то изменения величин гк и 0 практически не скажутся
на /(ф и К сгл«
В связи с тем, что' Гк^>|/?б1, то для одиночного и тем
более для составного транзистора выходное сопротивле-
ние согласно (3) и с учетом (4) будет равно
^вых^”* (5)
Однако схема ФШ-1С (с составным транзистором)
не отличаясь от схемы ФШ-1 величинами Кф, Ксгл и
$вых, но, обладая большей величиной р, позволяет удо-
влетворить (4) при меньшем значении отношения
7?//?бь Это возможно, если уменьшить R либо увели-
чить /?б1.
Уменьшение 7? приводит к желательному уменьше-
нию /?вых согласно (5), но вместе с тем и к увеличению
постоянной и переменной составляющих тока эмиттера
транзистора /эо и /ош. Последнее уменьшает к. п. д. филь-
тра т)ф, который определяется выражением
/qBWX / I 1ОЛЫХ j
Поэтому уменьшать R нецелесообразно.
85.
Увеличение Pgi позволяет уменьшить емкость конден-
сатора Сб в фильтре ФШ-1С, которая должна удовлет-
ворять неравенству [2]
/?б1-
(7)
Проведенные эксперименты подтверждают, высказан-
ные положения о том, что: 1) Дф, КСгл и т)ф для схем
ФШ-1 и ФШ-1С одинаковы, 2) в фильтре ФШ-1С йеце-
лесообразно уменьшать R и 3) возможно уменьшить
Рис. 2. Сглаживающий фильтр ФШ-2 с состав-
ным транзистором.
величину Сб в схеме ФШ-1С при возрастании /?б1 при-
мерно в 50 раз. Эксперименты показывают также, что
выбирать —>10 не следуе'т, так как ^гл при этом прак-
*'с6
тически не возрастает.
Помимо схемы ФШ-1 возможна схема ФШ-2, приве-
денная на рис. 2. В этой схеме управление транзистором
осуществляется с выхода фильтра, что исключает пере-
компенсацию и делает схему более устойчивой при зна-
чительно меньшем выходном сопротивлении.
Параметры фильтра ФШ-2 определяются следующи-
ми выражениями [4]:
86
2 вых—“j j ’ (Ю)
^"+ r6~ixcK
о
а к. п. д: фильтра может быть определен так же, как и
для ФШ-1, из (6).
Рассмотрим, как изменятся эти параметры при при-
менении вместо одиночного транзистора составного (схе-
ма ФШ-2С).
Подробный анализ показывает, что для составных
транзисторов [5]
ГЭ1 + гба Гк2 ^Э1 + г бг _. г 62 /<]\
• Э г р /~ч"у р R ’ \1А/
ПС1 ?2 ?2 г2
?1 +Гкг
Гб~Гб1
(12)
(здесь индекс 2 используется для более мощного, индекс
1 —для менее мощного транзистора).
Согласно (8) получим
<13>
Считая, что
Гб2^ 7Г’
получим из (13) при сдвоенном транзисторе
Принимая, что для одиночного транзистора
(15)
так же, как для составного транзистора, и учитывая, что
одиночный транзистор соответствует транзистору Тг
в схеме ФШ-2С, получим (8) в виде
(16)
87
Сравнивая (15) с (16), заключаем, что сглаживаю-
щие свойства у одиночного и у составного транзистора
примерно одинаковы, но Сб в схеме ФШ-2С может быть
в Pi раз меньше, чем в схеме ФШ-2.
Сравнение^экспериментальных данных, полученных для схем
ФШ-2 и ФШ-2С
Схема Тип транзи- - стора м № д £ во И 3 № Д £ о н о ю о 3? Л О О ю о ю и кф. ^СгЛ ' Чф
ФШ-2 П4Б 1400 23,5 1,1 330 5,2 100 60 21 0,19
ФШ-2С П4Б и П201 1400 26,5 90 330 0,1 2 53 19 0,19
9 Ббльиие величины емкостей не дали увеличения Кф.
В таблице приведены результаты экспериментального исследова-
ния схемы ФШ-2 на транзисторе П4Б и схемы ФШ-2С, в которой
к транзистору П4Б добавлен транзистор П201. В обеих схемах:
£/овых = 6 в, /овых=О>4 а, (оп=628 рад!сек, /?==.!5 ом.
Из результатов эксперимента следует, что величина КСгл для
схем ФШ-2 и ФШ-2С одного порядка, т)ф один и тот же, а преиму-
щество схемы с составным транзистором состоит в уменьшении
величины емкости Сб в данном эксперименте в 50 раз.
Что касается величины Zjfbix, то согласно (10) его значение
в схеме ФШ-2С возрастает несущественно.
Итак, применение составных транзисторов, не изме-
няя сглаживающих и энергетических свойств фильтров
ФШ-1 и ФШ-2, дает возможность уменьшить емкость
конденсатора фильтра примерно в 20—50 раз.
ЛИТЕРАТУРА
1. Новицкий П. В. и др. Измерительные усилители на полупро-
водниковых триодах. В сб. «Полупроводниковые приборы и их
применение», под ред. Я. А. Федотова. Вып. 3. Изд-во «Советское
радио», 1958.
2. Векслер Г. С., Мачинський В. К., Шпльман В. I.,
Транзисторп! згладжуюч! фьльтри. Изд-во «Техшка», г. Киев, 1964.
3. В е к с л е р Г. С. Исследование транзисторного сглаживающего
фильтра с параллельным триодом. В сб., «Полупроводниковые
приборы и их применение», под ред. Я. А. Федотова. Вып. 15.
Изд-во «Советское радио», 1966.
4. В е к с л е р Г. С. Сглаживающий фильтр с параллельным тран-
зистором, управляемым с выхода (ФШ-2). «Радиотехника», 1966,
№ 12.
5. Додик С. Д. Полупроводниковые стабилизаторы постоянного
напряжения и тока. Изд-во «Советское радио», 1962.
88
УДК 621.314.68:621.382
В. А. Голова цкий
СГЛАЖИВАЮЩИЙ ФИЛЬТР КАК НАГРУЗКА
ТРАНЗИСТОРА, РАБОТАЮЩЕГО В РЕЖИМЕ
ПЕРЕКЛЮЧЕНИЯ
Наиболее распространенной и наиболее исследован-
ной нагрузкой транзистора, работающего в режиме пе-
реключения, является индуктивно-активная нагрузка.
Несколько более сложной является индуктивно-активная
нагрузка с противо-э. д. с. [2, 4]. Примером такой нагруз-
ки может служить цепь якоря, электродвигателя постоян-
ного тока с независимым возбуждением. Эквивалентная
схема цепи якоря электродвигателя постоянного тока
*7 б)
Рис. 1. Эквивалентные схемы нагрузки импульсных усилителей или
стабилизаторов:
а — индуктивно-активная нагрузка с противо-э. д. с.; б — пндуктивно-емкост-
z ный однозвеиный сглаживающий фильтр.
(рис. 1,а) имеет одинаковую конфигурацию для всех
гармоник импульсного напряжения, поступающего с вы-
хода усилителя мощности. 3
В импульсном усилителе или стабилизаторе постоян-
ного напряжения нагрузка транзистора становится еще
более сложной. Для получения высокого к. п. д. в им-
пульсных усилителях и стабилизаторах постоянного на-
пряжения могут применяться только индуктивно-емкост-
ные сглаживающие фильтры. Поэтому нагрузкой тран-
зистора в общем случае является колебательный контур.
Наибольшее распространение в таких усилителях полу-
чили Г-образные сглаживающие фильтры (рис. 1,6).
89
В таком фильтре пути для протекания постоянной и пе-
ременных составляющих тока становятся различными.
Известно [1], что переходная составляющая iaep тока
дросселя фильтра изменяется по следующему закону:
^^e'^sin^, (1)
где р= у —волновое сопротивление контура;
6 == —декремент затухания контура;
= —частота свободных колебаний контура.
Дифференцируя (1) по t, получаем
(о0е”6* cos— be~btsin<%/).
При t = 0 получим
dinep ________________Un
dt — p 0
или в конечных приращениях
Д/пер Un ,
р °’
откуда
^DeP = ^^ = 2rt^^-, (2)
где То — период свободных колебаний.
На рис. 2 показаны изменения тока по синусоидаль-
ному и линейному законам. При длительности импульса
у _ Л
1 и— 4«
(3)
точное значение переходного тока отличается от его при-
ближенного значения менее чем на 4%.-
Между частотой коммутации транзистора коэф-
фициентом сглаживания фильтра q на частоте коммута-
ции и резонансной частотой фильтра ®о имеется следую-
щая зависимость:
= q
90
или
л-
? Т2 >
(4)
где Л —период коммутации транзисторов.
Известно [4], что наибольшая амплитуда пульсаций
тока в индуктивно-активной нагрузке получается при
Ти=0,5 Т[. При совместном решении (2) и (3) с учетом
(4) получим, что при коэффициенте сглаживания филь-
тра q^(2л)2 пульсации тока дросселя фильтра будут
отличаться от линейных менее чем на 4%.
Рис. 2. Изменение переходной составляющей входного
тока фильтра при скачке напряжения.
В работе [3] показано, *что сглаживающие фильтры
следует выполнять многозвенными. Определение выра-
жений для входного тока многозвенного фильтра пред-
ставляет собой трудоемкую задачу, в общем виде нераз-
решимую. Однако можно показать, что переходный ток
91
первого дросселя
времени
многозвенного фильтра в интервале
' Л
и 4
достаточно точно описывается уравнением, определяю-
щим переходный ток в однозвенном фильтре. На рис. 3
приведены осциллограммы переходных процессов в одно-
звенном, .двухзвенном и трехзвенном фильтрах, состоя-
щих из одинаковых звеньев. Эти осциллограммы под-
тверждают возможность считать изменения тока первого
•дросселя фильтра линейными при независимо
Рис. 3. Переходные составляющие входного тока фильтров при
скачке напряжения.
Из изложенного следует, что изменения тока дроссе-
ля, а следовательно, и коллекторного тока при импульс-
ном регулировании будут происходить практически ли-
нейно, несмотря на то, что переходный процесс в целом
является затухающим синусоидальным.
Линейный характер пульсаций тока коллектора при
Ш1»соо совпадает с известными результатами исследо-
ваний индуктивно-активной нагрузки в режиме переклю-
92
чения [4] при условии ЛСт, где т—постоянная времени
цепи нагрузки. Поэтому представляется возможным при
определении пульсаций тока представить входную цепь
фильтра в виде индуктивно-активной цепи с некоторой
эквивалентной постоянной времени.
На рис. 4 представлены эквивалентные схемы фильт-
ра как нагрузки транзистора для постоянной и пере-
менных составляющих тока. Входное сопротивление для
постоянного тока Ro=r№+Rn. 'Входное сопротивление
Рис. 4. Эквивалентные схемы однозвенного фильтра для постоянно-
го (а) и переменного (б) тока.
фильтра для переменных составляющих напряжения
можно найти из эквивалентной схемы фильтра как на-
грузки транзистора по переменному току:
^вх(/<о) =ГдР+/Хь—jXc. (5)
Так как в сглаживающих фильтрах всегда выполня-
ются условия Хь^>гДр, XC<^XL, Xc^Rh, то входное со-
противление однозвенного фильтра по переменному току
определяется следующим приближенным выражением:
Z^j(XL-Xc)=iXL^-^ = jXL(\-a), . (6)
где
При одинаковых звеньях входные сопротивления
двух- и трехзвенного фильтров по переменному току
определяются выражениями
(7)
93
Из формул (6), (7) и (8) следует, что входное со-
противление сглаживающих LC-фильтров с Г-образны-
ми звеньями является индуктивным, а наличие емкости
сказывается только на величине эквивалентной индук-
тивности.
Для более наглядного сравнения входных сопротив-
лений фильтров с различным количеством звеньев можно
представить ZBX в следующем виде:
^bx = /^l(1 Cl ) i
Z"B3 = ]XL (1 — а — а* — 2а3 — 4а4---),
Z"'M = jXL (1 — а — а2 — 2а3 — 5а4---).
Очевидно, что при рациональных значениях q =
=-^->10 входные сопротивления фильтров практически
не зависят от количества звеньев и могут определяться
формулой
ZB]t=jXL(l--L} = jXL(l-a).
Полученные результаты с учетом активного сопро-
тивления первого дросселя и сопротивления /?вых насы-
щенного транзистора выходного каскада дакгг возмож-
ность рассматривать фильтр как активно-индуктивную
нагрузку транзистора, не учитывая наличия второго ре-
активного элемента — емкости. Учитывая активные со-
противления обмотки первого дросселя фильтра, насы-
щенного транзистора и внутреннее сопротивление источ-
ника питания, можно определить эквивалентную посто-
янную времени входной цепи фильтра. Эквивалентная
постоянная времени такой индуктивно-активной цепи
где ГдР — сумма активных сопротивлений обмотки пер-
вого дросселя, насыщенного транзистора и источника пи-
тания.
Эквивалентная постоянная времени позволяет опре-
делить размах пульсаций тока в первом звене сглажива-
94
ющего фильтра по выражению, полученному [4] для ли-
нейных пульсаций тока в нагрузке:
ГДР
где
а= —
Тэкв
Тогда максимальный ток коллектора определится выра-
жением
/к макс = и± К* + аК3 (1 - К*),
Ло др
где Ro — сумма сопротивления нагрузки и гдр.
Выразим ток коллектора в относительных единицах:
^С=К„ 4--^- аК3 (1 -К8}= К3 +
7н ^'др
+4-Лк/Сз (1 — Дз),
где
(9)
(10)
(11)
тк"= —„кажущаяся” постоянная времени.
Ао
Дифференцируя (9) по К3, получаем
<^(/к маКс/^нмаКс)_1 I rt rz
дК~я 1ф ^--акДз.
Отсюда найдем экстремальную величину /С3:
V R __ 1 I 1 ^ЭКВ I 1
Лз.экстр— дк ~г 2 ~Яо7\ ’ 2 ’ '
Из (11) следует, что экстремальное значение /С3 ле-
жит в пределах от 0,5 до 1. Экстремум коллекторного
тока отсутствует, как следует из (11), при выполнении
условия
г —, /1П\
Ьэкв^—2 2f-
Изменение максимального тока коллектора в функ-
ции /<3 при линейных пульсациях и различных ак—Т/хЕ
95
представлено на рис. 5; Очевидно, что при выполнении
условия (12) максимальная величина коллекторного то-
ка не превышает максимального тока нагрузки.
Из выражения (11) следует наиболее существенное
отличие Л/?С-фильтра от индуктивно-активной неразветв-
ленной нагрузки: в индуктивно-активной нагрузке ампли-
туда пульсаций тока не может превысить величины
Un]2R0 и максимум тока коллектора не может быть боль-
ше Un/R0.
Рис. 5. Отношение максимума коллекторного тока к максимальному
току нагрузки в импульсном усилителе со сглаживающим фильтром.
96
В сглаживающем фильтре амплитуда пульсаций тока
и максимум тока могут как угодно превышать величину
LW).
Определение максимальной величины коллекторного
тока необходимо для правильного выбора режима тран-
зистора, т. е. для обеспечения его насыщенного состоя-
ния при любых значениях коэффициента заполнения.
Известно, что в импульсном усилительном каскаде
с замыкающим диодом при работе на индуктивно-актив-
ную нагрузку с противо-э. д. с. ток в нагрузке может
быть как безразрывным, так и разрывным. В каскаде
с нагрузкой в виде сглаживающего фильтра может на-
блюдаться аналогичное явление. Если ток дросселя
фильтра безразрывен, то ток нагрузки и напряжение на
нагрузке пропорциональны коэффициенту заполнения К3.
При возникновении разрывного тока линейная зависи-
мость между средним значением тока нагрузки и коэф-
фициентом заполнения нарушается.
Разрывный ток первого дросселя фильтра возникает
при среднем значении, тока нагрузки, меньшем чем
амплитуда пульсаций тока первого дросселя фильтра:
Ко др
Из этого неравенства можно определить величину /С3,
при которой возникает разрывный ток
iz 1 |]2£экв
Ла< 1 R0T ‘
Если известно минимальное значение К3, при котором
должен работать усилитель, то можно найти минималь-
ную величину индуктивности первого дросселя фильтра,
обеспечивающую безразрывность тока при заданном
Кз мин*
£8«вМИИ>^(1-^8')- (13)
Для того чтобы ток дросселя был безразрывным при
любом значении /С3, необходимо выполнить условие
(14)
7—2267
97
Условие безразрывности тока (14) полностью совпа-
дает с условием отсутствия максимума тока (12). По-
этому оба этих условия можно обобщить в условие моно-
тонности огибающих максимального и минимального то-
Рис. 6. Огибающие максимумов и минимумов коллекторного тока
в усилителе со сглаживающим фильтром.
Выполнение условия монотонности огибающих совер-
шенно необходимо в усилителях, силовые каскады кото-
рых имеют включающий транзистор и замыкающий диод.
Можно отказаться от выполнения условия монотонности,
98
но это потребует применения схемы с включающим и за-
мыкающим транзисторами.
В отличие от импульсного усилителя постоянного на-
пряжения, где [/п=const, в импульсном стабилизаторе
иСт = const и, следовательно, постоянная состав-
Рис. 7. Отношение максимума коллекторного тока к максимальному
току нагрузки в импульсном стабилизаторе со сглаживающим
фильтром.-
ляющая тока коллектора транзистора не будет зависеть
от изменения коэффициента заполнения /С3, а будет опре-
деляться только величиной стабилизированного напря-
жения UCT и входным сопротивлением сглаживающего
фильтра по постоянному току. Следовательно, макси-
мальный ток коллектора силового транзистора импульс-
7* 99
ного стабилизатора напряжения определяется выраже-
нием
/ --- ^СТ I _ ^ст п (\ __ ^ст \ /1С\
укмакс— п Г UI1----------нI. (1OJ
Ао ^'др у Мп у
Выразим ток коллектора транзистора в относитель-
ных единицах:
^Ж маЖс
Лигр
2гдр
a(|-TC-)=1+-r(,-w)- <16>
= 1 +
Как следует из выражения (16), максимальное зна-
чение относительного тока коллектора транзистора с рос-
том напряжения питания монотонно возрастает, стремясь
к пределу
lim
Un-o6
2гдр
#ж
2 ’
(17)
Изменение максимума тока коллектора в функции
K’3=-7tl при различных ак представлено на рис. 7.
п
Обычно в импульсных стабилизаторах напряжение
питания превышает напряжение стабилизации не более,
чем в 2—3 раза, и поэтому максимальный ток коллек-
тора не достигает своего возможного предела.
В силовом каскаде с замыкающим диодом импульс-
ного стабилизатора постоянного напряжения также воз-
можно возникновение разрывного тока первого дроссе-
ля сглаживающего фильтра. При возникновении разрыв-
ного тока нарушается линейная зависимость UCT—K3Un.
Разрывный ток возникает в том случае, если ампли-
туда пульсаций тока превышает среднее значение тока
нагрузки стабилизатора
Uст ^ст ( 1 ст \ /io\
/?0 2 Лэкв V Uu)' U '
Из неравенства (16) можно определить отношение
напряжения стабилизации к напряжению питания, при
котором возникает разрывный ток первого дросселя
фильтра
77Г<1-ХГ-'
100
Из неравенства (19) можно определить минимально
необходимую величину индуктивности первого дросселя
сглаживающего фильтра стабилизатора для получения
безразрывных токов в установившемся режиме:
(20)
Выполнение этого условия обеспечивает безразрыв-
ность тока в установившемся режиме. Для обеспечения
безразрывного тока дросселя в переходных режимах мо-
жет потребоваться применение схемы с включающим
и замыкающим транзисторами.
Анализ процессов в коллекторной цепи транзистора,
работающего в режиме переключения, с нагрузкой в ви-
де сглаживающего фильтра свидетельствует о качествен-
ных аналогиях и количественных различиях между этим
видом нагрузки и индуктивно-активной нагрузкой с про-
тиво-э. д. с.
Качественно напряжение на первом конденсаторе
сглаживающего фильтра аналогично противо-э. д. с., так
как тоже приводит к появлению режимов с разрывными
или знакопеременными токами.
Количественно максимальные токи в индуктивно-
активной нагрузке и фильтре сильно отличаются из-за
различия активных сопротивлений для постоянной и пе-
ременной составляющих тока.
Пример. Определим максимальное значение тока коллектора
силового транзистора стабилизатора при двух различных величинах
индуктивности дросселя сглаживающего фильтра.
Примем:
стабилизированное напряжение . . . С/,т = 25 в
напряжение питания.................. Un — 50 в
сопротивление нагрузки.............. /?о = 0,5 ом
период коммутации транзисторов . . 7\ — 1 мсек,
индуктивность дросселя фильтра . . . ЛЭкР = 8,3 мгн
Тогда исходя из формулы (15) получим
. __ст I 1 f 1 ^С7 25 I
/жмажс- -Г2Д„В V Un)
। 25.10-« Л 25 \ ое
+ ts,6'.10-‘~ 0 ~ '5о_)== 50,25 а-
101
Если применить многозвенный фильтр [3], то индуктивность пер*
вого дросселя фильтра может быть во много раз меньше. Пусть
£экв = 0,26 мгн, тогда из (15) получим
25
^КмаКс = Q 5
25-10-3 Л 25 \
2 0,26-Ю-3 50 J=74 а
Из этих примеров следует, что при применении многозвенных
фильтров необходимо рассчитывать силовой каскад, учитывая ма-
ксимальный входной ток фильтра, а не максимальный ток на-
грузки.
ЛИТЕРАТУРА
1. Векслер Г. С., Тетельбаум Я. И. Электропитание радио-
устройств. Изд-во «Техника», Киев, 1966.
2. Г л а з е н к о Т. А. Импульсные полупроводниковые усилители
в электроприводах. Изд-во «Энергия», 1965.
3. «Транзисторные схемы автоматического управления». Под. ред.
Ю. И. Конева. Изд-во «Советское радио», 1967, гл. 8, стр. 247—
262.
4. К о н е в Ю. И. Транзисторные импульсные устройства управле-
ния электродвигателями и электромагнитными механизмами.
Изд-во «Энергия», 1964.
УДК 621.316.722.1:621.382
С. Я.Борисов, В. А. Г оловацкий
СТАБИЛИЗАЦИЯ РАБОЧЕЙ ЧАСТОТЫ РЕЛЕЙНОГО
СТАБИЛИЗАТОРА НАПРЯЖЕНИЯ
Сглаживающий фильтр является неотъемлемой
частью стабилизатора постоянного напряжения с тран-
зисторами, работающими в режиме переключения. При
необходимости получить высокий коэффициент полез-
ного действия следует использовать только LC-фильтры.
Известно [1], что в импульсных стабилизаторах по-
стоянного напряжения целесообразно применять много-
звенные сглаживающие фильтры. Коэффициент сглажи-
вания многозвенных LC-фильтров с Г-образными звенья-
ми определяется выражением
Кф= (2nf)2w(LC)m,
(1)
где f — частота переключения транзисторов;
т — число звеньев фильтра;
L, С — соответственно индуктивность и емкость звена
фильтра.
В стабилизаторах с транзисторами, работающими
в режиме переключения, на вход сглаживающего фильт-
ра подается напряжение прямоугольной формы t/вых р
с амплитудой, равной напряжению питания [/п, и коэф-
фициентом заполнения
где [7Ст — выходное напряжение стабилизатора.
Амплитуда любой гармоники напряжения на входе
фильтра определяется выражением
Т7 ОТ I sin (лтг/Сз)
*Um п = ——jr
/27w\ з
(2)
Из выражения (2) следует, что при неограниченном
возрастании напряжения питания амплитуды всех гар-
моник стремятся к величине, равной 2 (7СТ.
юз
В зависимости от номера гармоники коэффициент
сглаживания фильтра определяется выражением
Кфп = КфП2™, (3)
где /Сф — коэффициент сглаживания фильтра для пер-
вой гармоники.
В результате гармонический состав напряжения на
выходе фильтра будет определяться так:
tj __9 £/ст sin (лгсКз) 1
Отвы»»—
Очевидно, что везде, кроме областей Лз~1 и К3~0,
при определении пульсаций на выходе можно учитывать
только первую гармонику и, следовательно, для анализа
работы релейного стабилизатора (РСН) с LC-фильтра-
ми может быть применен метод гармонической линеари-
зации.
Общий метод анализа РСН на основе метода гармо-
нической линеаризации описан в [2]. К сожалению, этот
метод не позволяет получить аналитической зависимости
рабочей частоты РСН общего вида от напряжения пита-
ния и сопротивления нагрузки.
В работе [2] показано, что с уменьшением напряже-
ний питания рабочая частота РСН общего вида монотон-
но уменьшается. Как следует из (4), при этом уменьшает-
ся и амплитуда первой гармоники напряжения на входе
фильтра. Однако поскольку с уменьшением рабочей ча-
стоты резко уменьшается коэффициент сглаживания
фильтра, то при уменьшении напряжения питания в РСН
общего вида возможно увеличение пульсаций выходного
напряжения. По данным [2] при изменении К3 от 0,625 до ’
0,8 в РСН с однозвениым LC-фильтром частота умень-
шается в 1,77 раза, а пульсации выходного напряжения
увеличиваются в 1,96 раза. Для стабилизатора с много-
звенным фильтром увеличение пульсаций выходного на-
пряжения при этих условиях было бы значительно боль-
шим.
Обычно в импульсных стабилизаторах напряжения
рабочая частота ограничивается сверху допустимыми по-
терями в транзисторе и фильтре. Однако, как следует из
сказанного выше, расчетной частотой для фильтра РСН
оказывается не максимальная, а минимальная рабочая
104
частота. Следовательно, изменение рабочей частоты РСН
приводит к завышению установленной реактивной мощ-
ности фильтра. Это завышение особенно заметно в РСН
с многозвенными фильтрами. Поэтому стабилизация ча-
стоты РСН в случае применения многозвенного фильтра
особенно необходима. Ниже рассмотрен один из способов
стабилизации рабочей частоты РСН.
Релейный стабилизатор напряжения с ЛС-фильтром
представляет собой замкнутую систему автоматического
регулирования с линейной частью (сглаживающим филь-
тром) и нелинейным элементом (измерительным реле).
Рабочим режимом РСН является устойчивый автоколе-
бательный процесс. Известно [3], что рабочая частота за
счет автовыравнивания устанавливается такой, чтобы
суммарный фазовый сдвиг в системе был равен 180°,
а коэффициент усиления — единице.
Поскольку в однозвенном LC-фильтре фазовый сдвиг
не превосходит 180°, то при нелинейностях, не вносящих
запаздывания, автоколебания в системах с такими филь-
трами невозможны. Поэтому РСН с такими фильтрами
принципиально должен иметь реле с гистерезисом.
В сглаживающих LC-фильтрах с т звеньями, фазо-
вый сдвиг может достигать т-180°, и в системе с такими
фильтрами автоколебания устанавливаются и с нелиней-
ностью без запаздывания (без гистерезиса).
Рассмотрим работу РСН с многозвенным сглаживаю-
щим фильтром и «безгистерезисным» реле. Релейный
стабилизатор может быть представлен в виде системы,
описываемой уравнением в соответствии с [3]:
Q(p)+/?(p)F(t7oc)=0, (5)
где F (t/Oc) — характеристика нелинейного элемента;
R(p)
Q(P)
=>W (р)—передаточная функция линейной части.
Считая, что напряжение на выходе фильтра содержит
только постоянную составляющую и первую гармонику,
будем искать решение уравнения (5) в виде
С^ос == ^ст “Ь sin (о/,
где С7ст— постоянная составляющая на входе измери-
тельного реле;
Umi — амплитуда первой гармоники на входе изме-
рительного реле.
105
Для реле справедливо соотношение
F(Uoc) =F0 + qUmi sin со/,
2тс
где Fo = А-|^([/ос)^ф — постоянная составляющая на
о
выходе реле, обусловленная несимметрией его характери-
стики;
2п
— коэффициент гармонической линеаризации;
t7cp — напряжение срабатывания реле.
При подстановке Fo и q в (5) оно разбивается на три
уравнения:
2arcsin U^-U^
U тп\
Л
(6)
%(<?, со)=0, (7)
Y(q, со)=0. (8)
В два последних уравнения входит рабочая частота
и не зависящий от нее коэффициент q. Исключая из этих
уравнений q, можно найти частоту автоколебаний. Обо-
значив
Q(<o)== Q* (<o)4-/Qy(a>),
R(<*)=RX +
после подстановки Q (<>) и R (<о) в (5) получим
Qx (ш) 4- jQy (со) + Rx (со) q (t/ocj + jR; (о) q (t70C) = 0
(®) + *x (®ЖсМ
Qr(®) + /?r(®)<7(t/oc)=0.
Исключив из последней системы ^(t/Oc), найдем усло-
вие для определения частоты автоколебаний РСН:
/?y(<o)Qx(®)-Qy(«)/?x(<») = 0. (9)
106
С другой стороны, фазовый сдвиг, вносимый линей-
ной частью на частоте со, равен
(<о) qy (to)
’>=аге,«тгй-аг<:18 57(37=
_ Ry(^Qx (“) — Rx (“)Qy (“)
— arCt£ Rx (<o) Qx (W)+/?r(a>)+Qr(W)'
(10)
Из изложенного следует, что рабочая частота РСН
зависит только от фазовой характеристики линейной ча-
сти (фильтра), причем рабочая частота равна такой ча-
стоте, на которой фазовый сдвиг фильтра равен 180°.
Таким образом, в РСН с «безгистерезисным» реле и
многозвенным сглаживающим фильтром частота автоко-
а) J. . б)
Рис. 1. Схема сглаживающих и корректирующих фильтров для
релейных стабилизаторов напряжения:
а — с корректирующим. /?С-фильтром; б — с корректирующим £С-фильтром.
лебаний определяется фазовой характеристикой фильт-
ра и не зависит от вида нелинейности.
Однако если напряжение обратной связи снимать
с выхода многозвенного сглаживающего фильтра, то ча-
стота автоколебаний, возникающих в стабилизаторе, бу-
дет ниже резонансных частот фильтра и амплитуда пуль-
саций выходного напряжения окажется недопустимо
большой. Это объясняется тем, что в многозвенном филь-
тре максимальный угол поворота фазы равен 180° т и
уже при низких частотах он может достигнуть 180°, т. е.
величины, необходимой для возникновения автоколеба-
ний.
Для повышения частоты автоколебаний в релейном
стабилизаторе необходимо напряжение обратной связи
снимать с выхода первого звена силового фильтра. На
107
Рис. 2. Схема релейного стабилизатора постоянного напряжения со
рабочей частоте РСН фазовый сдвиг первого звена филь-
тра приближается к 180°. Для того чтобы обеспечить
= 180°, необходимо в цепь ОС ввести дополнительный
фильтр нижних частот.
Можно предложить две простейшие схемы таких
фильтров. На рис. 1,а изображена схема /?С-фильтра,
введенного в цепь обратной связи. Рабочая частота ста-
билизатора с этим фильтром определяется выражением
RaRKCK +1
Как следует из (11), рабочая частота РСН с таким
фильтром зависит от сопротивления нагрузки. Для филь-
тра, показанного на рис. 1,6, рабочая частота определя-
ется формулой
и не зависит ни от напряжения питания, ни от сопротив-
ления нагрузки.
На рис. 2 представлена схема релейного стабилизатора напря-
жения со стабилизацией частоты переключения транзисторов. Сило-
вой каскад стабилизатора выполнен по схеме с включающим тран-
зистором 7\ и замыкающим диодом Д\. Предварительный усилитель
108
— Z7n 't-
стабилизацией частоты переключения транзисторов.
мощности выполнен на транзисторах Т2—Тт. Измерительное реле
выполнено на транзисторах Т8—Ло. Контур стабилизации частоты
L3C3 включен в цепь обратной связи. Стабилитроны Д3, Д4, Дъ
определяют выходное напряжение стабилизатора. Сглаживающий
фильтр с двумя звеньями LiCi и L2C2. Дроссели фильтра выполне-
ны на сердечнике ПЛ 32X16X80 и имеют по 42 витка медной
ленты 75x0,5 мм. Суммарный воздушный зазор равен 2 мм. Низко-
вольтные источники напряжения в цепях управления представляют
собой выпрямители, питаемые от автогенератора.
Стабилизатор имеет следующие параметры:
Стабилизированное напряжение........ 25+0,5 в
Напряжение питания.................. 28—50 в
Максимальный ток нагрузки................ 50 а
Максимальная амплитуда пульсаций Um] <30 мв
Коэффициент полезного действия тд . . . 93%
Длительность переходного процесса /пер
Величина напряжения перерегулирова-
ния {/пер........................... 1,3 в
Частота переключения транзисторов . . . 2 000—3 000 гц.
ЛИТЕРАТУРА
1. «Транзисторные схемы автоматического управления». Проектиро-
вание и расчет. Под ред. Ю. И. Конева. Изд-во «Советское ра-
дио», 1967, стр. 247—262.
2. Китаев В. Е., Б оку ня ев А. А. Ключевой стабилизатор по-
стоянного напряжения. Труды учебных институтов связи, 1968,
вып. 37.
3. П о п о в Е. П., П а л ь т о в И. П. Приближенные методы иссле-
дования нелинейных автоматических систем. Физматгиз, 1960.
109
УДК 6'21.374.3.001:621.382
М. Н. Фесенко
ПЕРЕХОДНЫЕ ПРОЦЕССЫ В ИМПУЛЬСНЫХ
ТРАНЗИСТОРНЫХ И ТИРИСТОРНЫХ СИСТЕМАХ
Применение мощных полупроводниковых переключа-
телей (транзисторов, тиристоров) значительно расшири-
ло области применения импульсных методов управления
и регулирования. В большинстве случаев нагрузкой им-
пульсного усилителя являются обмотки управления (воз-
буждения) электрических машин и электромагнитных
механизмов, представляющие собой активно-индуктив-
ную нагрузку или активно-индуктивную нагрузку с про-
тиво-э. д. с.
Рис. 1. Схема простейшего
импульсного усилителя с
индуктивно-активной на-
грузкой.
К рассматриваемым системам может быть отнесен
электропривод с импульсным регулированием скорости,
регулятор напряжения и более сложные системы.
Полагая, что на вход транзисторного (тиристорного)
усилителя (рис. 1) подается сигнал управления, обеспе-
чивающий переключение его с периодом повторения Т=
= const (намного большим, чем электрическая постоян-
ная времени транзистора или тиристора) и относитель-
ной длительностью импульса =const, дифферен-
110
циальные уравнения в общем случае могут быть записа-
ны следующим образом:
Uu = RHi+Ln^ при (1)
-Un = R'ni + L'„ при 0 < t < t2, (2)
где —длительность импульса;
/2— длительность паузы (или импульса другой по-
лярности) ;
ии, — обобщенные параметры, учитывающие напря-
жение источника, противо-э. д. с., падение на-
пряжения на полупроводниковых приборах
в течение импульса и паузы. Такими же обоб-
щенными параметрами являются /?н, и /?'н,
Л'н.
Как видно, рассматриваемые системы в общем слу-
чае имеют изменяющуюся структуру и изменяющиеся
параметры в течение периода повторения.
Мгновенные значения токов во время импульса и пау-
зы (или во время импульса другой полярности при раз-
нополярных импульсах) определяются следующими вы-
ражениями:
t
h (0 0\нач Лез) 6 —|— /Кз
при (3)
__t_
Л (0 — (Лнач + ЯЛез) е Сх —
при
(4)
гдет=тг—электромагнитная постоянная времени цепи
н нагрузки во время импульса;
/кз=^—ток короткого замыкания во время импульса;
U„Rn
U»R'H
^'н^н
^нЯ'н
к=
с =
— коэффициент, учитывающий степень измене-
ния структуры;
— коэффициент, учитывающий степень измене-
ния параметров нагрузки (цепи).
Введем сокращенные обозначения:
. -('~К°)ас
е
(5)
111
d = l—e (6)
T
где# — —--отношение длительности периода коммута-
ции к постоянной времени нагрузки.
Методом математической индукции (или применени-
ем исчисления конечных разностей) [2, 5] можно пока-
зать, что в п-м периоде за время t\ ток достигает зна-
чения
z’in — ^кз “h (1 — d)D (1 — d)2 bD -р... -|-
+ (1—(8)
а за время паузы /2 ток в нагрузке уменьшается до ве-
личины
/2п = /Кз [D + (1 - d) bD + ... + (1 - d)n - - lD]. (9)
Здесь
D = db + Kb—К,
но
(1— d)b = q. (10)
Учитывая соотношение (10), уравнения (8) и (9)
можно записать в следующем виде:
i\n — Дез [d 4- (1 — d) D 4“ (1 — d) Dq 4” • • • 4~
+ (1— d)Dqn~*], (11)
^=/K3[P4-^4-Dz724-...4-D^’1i. (12)
В этих уравнениях выражения в квадратных скобках
представляют собой убывающую геометрическую про-
грессию, а поэтому
.,„ = /„[4+ (13)
т = (14)
При п—>оо огибающие i\n и i2n стремятся к постоян-
ным значениям, которые соответствуют максимальному
П2
и минимальному значениям установившегося тока в на-
грузке и определяются выражениями
/макс = lira (/,„) = /Кз р + > (15)
л-+оо L L ч j
Длин '= lirn (Дп) = ^КЗ 1 а • (16)
п->оо 4
Уравнения огибающих i\n и i2n можно преобразовать
и представить в следующем виде:
i\n~Диаке(1 *), (17)
^2п = 7мин(1 Qn), (18)
где
Л - ^-d)D
Для определения величины тока в момент времени t
необходимо определить номер периода п= и время
в этом периоде t'=t—пТ.
Тогда для любого момента времени t ток в нагрузке
определяется уравнениями
t — nT
Чп(0 = 4з{1+ [P(1iZy~<)- 1] е '} (19)
при пТ < t < пТ tx,
t — nT—t
hn (О = /из {[(d + Ю + d) <?П~ ° ] e C' -*}
при пГ + /1</<(п+1)Г. (20)
Расчет переходного процесса по уравнениям (19) и
(20) связан с громоздкими вычислениями, что для инже-
нерной практики не всегда приемлемо.
Вторым существенным недостатком такого метода
расчета является то, что он не позволяет анализировать
переходный процесс в целом. Действительно, даже опре-
деление времени, при котором выходная величина до-
стигает заданного значения, возможно только численны-
ми методами. Полученные точные решения выражены
трансцендентными функциями, к тому же настолько гро-
моздкими, что возможность их практического применения
ограничена.
8—2267 113
Еще большие трудности возникают при анализе пере-
ходных процессов в более сложных системах, где им-
пульсный транзисторный или тиристорный преобразова-
тель (усилитель) является лишь элементом. Поэтому
представляет значительный интерес простое приближен-
ное решение этого вопроса.
Для решения этой задачи воспользуемся идеей, вы-
сказанной А. А. Булгаковым [1]. Суть этой идеи состоит
в следующем. Во всех случаях, когда полезный эффект
в интересующей нас выходной цепи импульсной системы
носит непрерывный характер (ток, протекающий по об-
мотке управления, скорость электродвигателя и т. д.),
в выходной величине нужно отделить непрерывную по-
лезную составляющую от импульсной составляющей, ко-
торая может быть отнесена к разряду внутреннего шума.
Очевидно, в этом случае выходная величина (ток)
в п-м периоде может быть представлена рядом Фурье:
оо
in (0 = ^срп + У (a*, cos bh sin
k=A
где icpn — полезная составляющая выходной величины
(среднее Значение тока), а второе слагаемое — гармони-
ческие составляющие внутреннего шума.
Значение icpn для n-го периода можно определить ин-
тегрированием мгновенных значений тока:
ИЛИ
^2п (О dt
(21)
^срл---
Lo
о
+ j [(/«- п + АДз) е с' — dt
О
(22)
Подставляя в уравнение (22) значения t2(n-п и
определяемые выражениями (13) и (14), и интегрируя,
получим
«срп = /кз Кз (1 + К) — К] |1 —
(23)
114
где
Д=(1 -C)d(l— q — D) = (\ — G)(l -|-/С)(1 -b)d;
£=D[(l-C)d + C(l-<7)].
Для квазиустановившегося режима среднее значение
тока в нагрузке может быть определено из уравнения
(23) в предположении п—>оо:
/ср = Лз ^3(1 4-Ю — К] 11 — a(\-q) [Кз (1 +*)-*] ) ’
(24)
Из уравнения (24) следует, что среднее значение тока
определяется не только величиной относительной дли-
тельности импульса Я3. При данной частоте переключе-
ний f= -уг-и данной относительной продолжительности
импульса К3 среднее значение тока зависит еще и от ко-
эффициентов К и С.
Решетчатую функцию (23) можно представить непре-
рывной функцией вида
^*ср (0-------1 6
(25)
где Лф — коэффициент форсировки переходного процес-
са, обусловленный импульсным характером питания на-
грузки.
Для выполнения условия эквивалентности необходи-
мо потребовать, чтобы
/ср(1 - Дфе“^з + ^й ('’_',)=Кф/Ср(1 -е-«(п-о.5)))
(26)
где
д _______D[(l-C)d+C(\-q)]__
а(\—(1—С)(1 +*) V~b)cT
Из уравнения (26) находим, что
1 —
С
/Сф =
1 — е~а (П-°Л)
(27)
8*
115
Очевидно, что коэффициент форсировки переходного
процесса, обусловленный импульсным характером пита-
ния нагрузки, является функцией времени. Следователь-
но, переходный процесс при импульсном регулировании
(управлении) протекает с переменным во времени коэф-
фициентом форсировки. При п—>оо коэффициент фор-
сировки стремится к единице, т. е. степень форсирования
во времени уменьшается.
зисторном усилителе:
1 — мгновенные значения тока нагрузки во время переходного процесса;
2 — средние значения тока, определяемые уравнением (23); 3 — средние зна-
чения тока без учета форсировки (полагая /<ф = 1).
Степень форсирования переходного процесса опреде-
ляется величинами а = Т1х, К3, К и С. Наибольшее влия-
ние на форсиров-ание переходного процесса оказывает
отношение длительности периода повторения импульсов
Т к постоянной времени нагрузки т.
На рис. 2 приведены осциллограммы переходного
процесса в импульсной транзисторной системе с /(=0
и С=1 при различных значениях а.
Другим параметром, определяющим степень форси-
рования переходного процесса, является /С3. С увеличе-
нием Кз коэффициент форсировки уменьшается.
116
На рис. 3 и 4 приведены зависимости коэффициента
форсировки от времени при различных значениях К3 и а.
Можно также показать, что увеличение коэффициента К
приводит к увеличению форсирования переходного про-
цесса, а увеличение коэффициента С — к уменьшению
степени форсирования переходного процесса.
Рис. 3. Зависимости коэффициента форсировки от вре-
мени при различных а=Т!х.
Рис. 4. Зависимости форсировки от времени при различ-
ных Кз.
117
Причина форсирования переходного процесса при им-
пульсном регулировании заключается в том, что во вре-
мя импульса нагрузка находится под напряжением,
большим среднего, определяющего среднее значение
тока.
Аналогичным образом решетчатую функцию (23)
можно представить в виде
__t_
*ср(0 = 4р(1-е (28)
где т* — эквивалентная постоянная времени.
Выполняя условия эквивалентности, можно показать,
что
а (п — 0,5)
7 1 — л?з \
(Яз+—Q—\а(п— 1) — 1пЛф
(29)
Как видно, эквивалентная постоянная времени т* так-
же является функцией времени и, кроме того, зависит
от параметров а, /С3, К и С.
На рис. 5 и 6 приведены зависимости эквивалентной
постоянной времени т* от времени при различных зна-
чениях Кз и а.
Проведенный количественный анализ переходных про-
цессов в рассматриваемых системах показал, что:
118
1. Для случаев, когда а<0,1 (при непрерывном ха-
рактере изменения тока в нагрузке), переходный процесс
можно описывать уравнениями (25) и (28), принимая
Кф=1 или т*=т. В этих случаях переходный процесс
протекает таким образом, как если бы к нагрузке с пара-
метрами /?н, LH было приложено постоянное напряжение,
равное
и = и„1К,(I + К) - Л] {1 - М,_„,|4 + Л)„К1-}.
Форсировка в этом случае минимальна и проявляется
она в основном на небольшом начальном участке пере-
ходного процесса.
2. Для случаев, когда 0,1 <а< 1, необходимо учиты-
вать элемент форсировки переходного процесса, обуслов-
ленный импульсным характером управления, с помощью
коэффициента форсировки Кф или эквивалентной‘посто-
янной времени т*. При определении коэффициента
или эквивалентной постоянной времени т* возможна ли-
неаризация их известными способами. В первом прибли-
жении эквивалентную постоянную времени т* можно
считать величиной постоянной и определять для времени
/=т. Это значит, что для а = 0,25 значение п должно
быть взято равным 4 и т. д.
119
3. Для случаев, когда а>1, переходный процесс
практически заканчивается в первом периоде, и его мож-
но описывать формулами для мгновенных значений.
'Простейшие импульсные транзисторные и тиристор-
ные системы, входящие в более сложные системы как
элементы, могут быть представлены в виде инерционных
звеньев I порядка с изменяющимся во времени коэффи-
циентом передачи (коэффициентом форсировки) или
с изменяющейся во времени электромагнитной постоян-
ной времени, т. е. их можно представить эквивалентными
непрерывными.
Степень упрощения расчетов в каждом конкретном
случае должна оправдываться требованиями, предъяв-
ляемыми к точности расчетов.
ПРИМЕР РАСЧЕТА ПЕРЕХОДНОГО ПРОЦЕССА
Рассчитать переходный процесс в системе, если в схеме исполь-
зован транзистор П210А, диод Д214 и заданы:
Оп = 25 в, Ку-5 ом, Ly —0,05 ен, Т-0,005 сек, А'3 = 0,5.
Решение. Полагаем, что внутреннее сопротивление транзистора
а1
в состоянии насыщения равно К,вых — = 0,05 ом [3] и вольтампер-
ная характеристика диода аппроксимирована выражением u = Uo +
+ г jui—0,6-Ь 0,02/.
Тогда уравнения динамики для этой системы можно записать
так:
flfl
+ #®ых) i + при 0
* 0 = 4~ (Ку + тд)i + £упри0^/^/2-
Определяем значения коэффициентов:
^ = £7Г?Й7Т- = 0-0242’ С = =1-01’
^п(Ку+^д) ^у(Ку-)-Гд)
и
тн = —j—й-----= 0,0099 ^0,01 сек,
Ку -f- Двых
Т
а — — = 0,5.
т
Принимаем К = 0, С = 1, я = 0,5. Определяем значения:
d = (1 — ) = 0,2212,
^ = е“"0(,""/<з) = 0,7788.
q = t~a = 0,60653.
120
По уравнению (23), которое для рассматриваемого случая бу-
дет иметь вид
Определяя переходный процесс непрерывной функцией вида (28)
и принимая T* = const, находим
а (п — 0,5)
т* — т------------= 0,0086 сек (берем п — 2).
а(/г-1)_1п—
Тогда переходный процесс можно описать уравнением
. -Т)
*ср(0- яУ + квЫ1 V-e J
т. е. система представлена инерционным звеном первого порядка
с эквивалентной постоянной времени т*. Передаточная функция
системы имеет следующий вид:
и»
Ry “Ь /?вых
W = т*р+1 ‘
Составим таблицу для зависимости icp(/) при одинаковых зна-
чениях п и /:
t, сек 0,0025 («=') 0,0085 <п=2) 0,0125 (п=3) 0,0175 (п=4)
гср (0> а 0,725 1,44 1,9 2,16
Продолжение
/, сек 0,0225 («=5) 0,0275 (п=6) 0,9325 (п=7) 0,0375 (и=8)
«ср (<). а 2,3 2,38 2,42‘ 2,45
121
Принятое упрощение, как видно, обеспечивает достаточную точ-
ность решения поставленной задачи.
ЛИТЕРАТУРА
1. Булгаков А. А. Основы динамики управляемых вентильных
систем. Изд-во АН СССР, 1963.
2. Гельфонд А. О. Исчисление конечных разностей. Гостехиздат,
1952.
3. Конев О. И. Транзисторные импульсные устройства управления
электродвигателями и электромагнитными механизмами. Изд-во
«Энергия», 1964.
4. Цыпкин Я. 3. Теория импульсных систем. Физматгиз, 1958.
5. Гинзбург С. Г. Методы решения задач по переходным про-
цессам в электрических цепях. Изд-во «Высшая школа», 1967.
УДК 621.375.446
В. А. Г о лъб е р г
ЭНЕРГЕТИЧЕСКИЕ СООТНОШЕНИЯ В МОСТОВОМ
ТРАНЗИСТОРНОМ РЕГУЛЯТОРЕ
ЭЛЕКТРОДВИГАТЕЛЯ ПОСТОЯННОГО ТОКА
ПРИ СИНУСОИДАЛЬНОМ УПРАВЛЯЮЩЕМ
СИГНАЛЕ
Энергетические соотношения в каскадах, работающих
в режиме переключения, нагрузкой которых является
якорь электродвигателя постоянного тока с независимым
возбуждением, подробно рассматриваются в ряде работ
[1, 2, 3]. В этих работах соотношения получены при не-
изменном во времени управляющем сигнале. В систе-
мах автоматического регулирования величина входного
сигнала непрерывно меняется во времени. В этом случае
при анализе энергетических соотношений необходимо
учитывать динамические свойства двигателя.
Рассмотрим двигатель постоянного тока с независи-
мым возбуждением, в котором за входную величину (при-
нято напряжение на якоре ({7ДВ), а за выходную — угло-
вая скорость вращения якоря со. Будем считать момент
сопротивления линейной функцией угловой скорости
Л4с — Кмсо.
При пренебрежении индуктивностью якоря двигатель
по своим динамическим свойствам в этом случае экви-
валентен инерционному звену, уравнение которого имеет
следующий вид:
(Гр +1) со = Кдв ^дв,
где
С£СМФ2 + /<м₽я ’
СМФ
АВ — СЕСн$>* •
123
Здесь СЕ, См — конструктивные постоянные двигателя;
Ф — магнитный поток возбуждения;
р — оператор.
Если подводимое к двигателю напряжение меняется
по синусоидальному закону
t/дв— Um sin Q/,
то скорость вращения определится следующим образом:
“° ^+'rVsin(Q/~arctgQn-
Противо-э. д. с. будет равна
Е = Св Ф<о = у. sin (Qi — arctg Q7),
где
Em == cU т
_ СЕСтФ
с~ СЕСтФ* + KMRn
Ток якоря определяется выражением
i„ = /я sin (£1/ —]— а),
где
/?я/1+22^2
гр J Rd
ТМе*= -----------электромеханическая постоянная вре-
Ь£СМФ
мени двигателя.
Рассмотрим энергетические соотношения в транзи-
сторном мостовом регуляторе в первом импульсном
режиме. Управление схемой осуществляется от широтно-
импульсного модулятора с линейным законом преобразо-
вания, на который поступает синусоидальный управляю-
щий сигнал, Если амплитуда сигнала находится в пре-
делах линейной части характеристики ШИМ, то коэффи-
циент заполнения определится следующим образом:
Л3 =/Са мако Sin Я/*
124
Среднее значение напряжения на якоре будет при
этом меняться по синусоидальному закону:
УпКз макс Sin QZ.
В большинстве случаев' период коммутации Т суще-
ственно меньше Гмвх и Тс, где = —период управ-
ляющего сигнала. Поэтому для данной импульсной
системы применимы методы анализа динамических
свойств непрерывных систем, и полученные вьГше соот-
ношения для угловой скорости, противо-э. д. с. и тока
будут справедливы в данном случае при замене Um на
Кз макс^п-
Отношение текущего значения тока якоря in к макси-
мальному значению тока /т« обозначим
А Я
/я sin «)
Энергетические соотношения рассматриваем в предполо-
жении, что пульсациями тока якоря можно пренебречь
(R \
а —Т —► 0 4 так как при практически легко ссуще-
£я /
ствляемых значениях а — 0,5-^-1,0 рассеиваемая мощ-
ность близка к теоретически минимальной при а—>0[1].
Мощность, рассеиваемая в режиме насыщения. Мгно-
венная мощность, рассеиваемая во всех транзисторах и
диодах каскада, определится следующим выражением:
2/^дых [(1 - с)а + аггмехсг]
1 +22^2
/С „ sin2 (О/ -4- а)-
'змаКс 4 1 7
Средняя за период управляющего сигнала мощность
будет равна
_ /,2Л»ь.хК32макс [(1-С)2 + а^ех^
( рн)ср 1 +2.r2ej[Cl
Мощность, рассеиваемая при переключении. Мощ-
ность, рассеиваемая при переключении, приближенно
можно определить при условии, что коллекторный ток
при включении и выключении транзистора изменяется
линейно, а сквозные токи отсутствуют. Длительность
125
фронтов коллекторного тока при включении и выключе-
нии транзистора определяется следующим образом:
Т ВКЛ
= Пкл
*3 макс / (Х-сУ + ФТ^С*
V1 + 22^е/2
sin (Q/-|~a)-
*змакс1<(1 - С)’+ 2^’
Гвыкл = Гвыкл----\ .....------sin (О/ + а),
К1*227^2
где Т'вкл — длительность фронта коллекторного тока при
изменении его от /ко до /т;
Г'выкл — длительность фронта коллекторного тока
при изменении его от Im до /ко-
Средняя за период управляющего сигнала мощность,
рассеиваемая при переключениях, будет равна
/р \ _ ^^зМакс[(1-0‘ + С!7,2мехС’]Гп.р
пе₽)с₽-----------4Г(1+а’г2ехС‘) ’
где
Т вклН" Т выкл-
Мощность, рассеиваемая в транзисторах за время их
закрытого состояния. Средняя за период управляющего
сигнала мощность, рассеиваемая во всех транзисторах
каскада, будет равна
(Рр отс) ср = 2/K0t/n. (3)
Полная мощность, рассеиваемая в полупроводнико-
вых приборах каскада, определяется следующим выра-
жением:
• Р _О/2р f макс[(1-с)2+22^ехс2] t
р - ьы3 - 2 (1 +22Г*ехс’) +
*3 маклер [(1 -cy + Q^T^] Rn /?„
8Г(1+а27’2ехс’) Явых”1-/», /?вых
Мощность, рассеиваемая в обмотке якоря двигателя,
будет
Р -Г2Р ^максК1-^ + а2Г2ехс2]
ря - я 2 (1 +^т2мпс^)
(5)
126
Если моментом сопротивления можно пренебречь
(Км—>"0 и с—Н), то мощность, рассеиваемая в полупро-
водниковых приборах, равна
(6)
№ Q2T2
хзмакс 1 мех
2(1+2-^ех)"
I ^з макс ^znepQ2^мех Rg | Лс0 Rg
87(1+22^ех) R^'Im Явых
а мощность, рассеиваемая в обмотке якоря, определится
следующим образом:
К2 Q2T2
р т2 р з макс л мех
₽ - яТ(Г+2772^-
(7)
Очевидно, что при определении нагрева полупровод-
никовых приборов и обмотки якоря средней мощностью
можно пользоваться только в случае, когда период
управляющего сигнала много меньше соответствующих
тепловых постоянных времени. В противном случае не-
обходимо определять мгновенную мощность.
Оценим энергетические соотношения в граничных ре-
жимах.
1. При Q=0 и Мс = Кы)(й
= 2Г R.™ [<(1 -£) Т^+
+ 1*0 R* _____njl n Zv2 I T^'nep Rn I /ко Rn \ zO\
im ф 4Г
(7’₽я)в=0=7^яТ2. О)
2. При О=0и 7ИС—>0 получим
(^р)я=о = (^ря)й=о =
Выражения (8) и (9) соответствуют аналогичным
формулам, приведенным в [1] для неизменного во време-
ни управляющего сигнала.
3. При О2^ ехс2 > 1 получим
1(2 К2 Т' D Т D
р ОТ2 D I Лз макс । Аз макс2 пеР Дя I /Ко Ra \
Гр « 2 f 87 /?вых“Г7Г Яеых/’
/2 п 1(2
Рря~ (10)
127
Выражение (10) совпадает с формулой для опреде-
ления мощности, рассеиваемой в полупроводниковых
приборах при коммутации индуктивно-активной нагрузки
без противо-э. д. с.
Из рассмотрения приведенных формул можно сде-
лать следующие выводы:
1. Наличие сдвига по фазе между напряжением на
якоре двигателя и прогиво-э. д. с. приводит к увеличе-
нию мощности, рассеиваемой в полупроводниковых при-
борах и обмотке якоря, по сравнению с мощйостью, рас-
сеиваемой в статическом режиме. Сравнение удобно про-
изводить при 7<3=0,707/<змакс, так как при этом будут
равны действующие значения напряжений, подводимых
к двигателю в динамическом и статическом режимах.
2. С увеличением частоты управляющего сигнала рас-
сеиваемая мощность монотонно возрастает, стремясь
к пределу, определяемому выражением (10).
Для примера рассмотрим энергетические соотношения в им-
пульсном регуляторе двигателя типа Д25-1 при трех значениях ча-
стоты управляющего сигнала: 2 гц, 10 гц, 30 гц. Данные для расче-
та: 7'мех = 35 мсек\ = ом\ /т = 9 ii; с=0,5; 7Сз мнкс = 0,5; /’Сз=
=== ул** = 0,355;- /?вых = 0,1 ом\ /ко = 5 mci\ Т пер=20 мксек\ Г —
V 2
= 1,25 мсек.
Из формул (4) и (5) получим:
Л гц 2, \/сек Рр, вш Рря, вш
0 0 0,81 6,9
2 12,6 0,89 7,8
10 62,8 1,74 18
30 188 2,2 23
Из рассмотренного примера видно, что при сравнительно низ-
ких частотах мощности, рассеиваемые в статическом и динамиче-
ских режимах, отличаются незначительно.
На высоких частотах различие становится весьма сущест-
венным.
ВЫВОДЫ
В результате анализа мостового транзисторного ре-
гулятора двигателя постоянного тока при сунисоидаль-
ном управляющем сигнале получены соотношения для
тока нагрузки (/я) и мощности, рассеиваемой в полу-
проводниковых приборах и нагрузке (Рр и Рря). Эти
соотношения позволяют при конструировании регулято-
128
ра выбрать тип транзисторов, оценить их тепловой ре-
жим и рассчитать необходимый теплоотвод.
Полученные формулы также позволяют оценить на-
грев двигателя.
ЛИТЕРАТУРА
1. Конев Ю. И. Транзисторные импульсные устройства управле-
ния электродвигателями и электромагнитными механизмами.
Изд-во «Энергия», 1964.
2. Г л а з е н к о Т. А. Импульсные полупроводниковые усилители
в электроприводах. Изд-во «Энергия», 1965.
3. К о с с о в О. А. Усилители мощности на транзисторах в режиме
переключений. Изд-во «Энергия», 1964.
9—2267
УДК 621.375.026:621.382
Г. И. Ч а пц ев
ИССЛЕДОВАНИЕ ТИРИСТОРНОГО РЕВЕРСИВНОГО
УСИЛИТЕЛЯ ПОСТОЯННОГО ТОКА
При создании современных импульсных систем авто-
матического управления особое внимание уделяется по-
вышению надежности и экономичности разрабатывае-
мых усилительных устройств, которые зависят в основ-
ном от теплового режима и структурной сложности сило-
вой части усилителя. Оптимальными во всех случаях
будут усилители, при проектировании которых уделяется
основное внимание уменьшению мощности, рассеиваемой
в силовых элементах усилителя.
В литературе, посвященной проектированию тиристор-
ных усилителей постоянного тока, энергетические соот-
ношения для силовых тиристоров усилителей с питанием
от источника постоянного тока еще не рассмотрены.
Цель настоящей работы — в какой-то мере воспол-
нить этот пробел и рассмотреть энергетические соотно-
шения для силовых тиристоров мостового усилителя, ра-
ботающего в несимметричном режиме, с точки зрения
выбора оптимальных режимов работы, обеспечивающих
минимальные потери в тиристорах при изменении в ши-
роких пределах постоянной времени активно-индуктив-
ной нагрузки, характерной для двигателей и электромаг-
нитных механизмов.
На рис. 1 представлена мостовая схема тиристорного
усилителя, работающая в несимметричном режиме, когда
нулевому сигналу на выходе соответствует коэффициент
заполнения, равный нулю, а нагрузка подключается
к источнику питания па время импульса и отключается
на время паузы. Несимметричный режим работы осу-
ществляется в любой схеме с емкостной коммутацией
для каждого силового тиристора 1\—Г4 [1]. Нагрузка
усилителя шунтируется конденсатором С5, который
исключает режим короткого замыкания схемы и являет-
130
ся источником реактивной мощности во время паузы,
т. е. отключенного состояния силовых тиристоров.
В исследуемом усилителе для отключения силовых тири-
сторов применены схемы коммутации с независимым
зарядом коммутирующего конденсатора [1], состоящие из
маломощных тиристоров Т5 — Та, дросселей Др1 — Дра,
конденсаторов Ci — С4 и диодов Д1 — Д4.
Рис. 1. Схема тиристорного реверсивного усилителя постоянного
тока.
Для исключения режима короткою замыкания при
реверсе тока в схему управления мостовым усилителем
вводится задержка времени между отключением одного
и включением другого плеча усилителя.
При анализе процессов в нагрузке и элементах схемы
и выводе основных расчетных соотношений сделаны сле-
дующие допущения:
— мостовая схема питается от источника постоянно-
го тока (Лп^0, /?п~0)—аккумулятора или выпрямите-
ля с шунтирующим конденсаторогл большой емкости, из-
менения напряжения на котором малы и не оказывают
существенного влияния на форму тока в нагрузке;
— вольтамперные характеристики тиристоров, рабо-
тающих в мостовой схеме, приняты идентичными;
— управляющее импульсное напряжение имеет пря-
моугольную форму, по длительности и амплитуде оно
достаточно для надежного включения тиристоров;
— прямое падение напряжения на открытом тири-
сторе и токи утечки (прямой и обратный) равны нулю
9* 131
при определении мгновенных, средних и действующих
значений токов в нагрузке и силовых тиристорах;
— напряжение на открытом тиристоре при кусочно-
линейной аппроксимации вольтамперной характеристики
можно представить следующим выражением:
U? = (Jq Н~1/?дт^т>
где UQ— пороговое напряжение, не зависящее от тока,
протекающего через структуру тиристора;
/?дт— дифференциальное сопротивление прямой вет-
ви вольтамперной характеристики тиристора;
/т — ток через тиристор;
— при определении потерь мощности в тиристорах не
будем учитывать потери на переключение и в цепях
управления, считая их минимальными при импульсном
управлении тиристорами на частотах коммутаций 50—
400 гц [2];
— мощность, рассеиваемая в тиристорах при проте-
кании токов прямой и обратной утечки, пренебрежимо
>„ X-------х.---------------------------
о Ги Т t
Рис. 2. Осциллограммы напряжений и токов в нагрузке
при работе одного плеча мостовой схемы (тиристоры
Л и Т4).
132
мала по сравнению с мощностью, рассеиваемой за время
включенного состояния тиристоров (импульса).
При импульсном управлении переключение тиристо-
ров происходит почти мгновенно (Г>/пер), поэтому ста-
ционарные процессы в интервалах включенного и отклю-
ченного состояния тиристоров описываются линейными
дифференциальными уравнениями. На рис. 2 представ-
лены осциллограммы изменения токов и напря-
жений в нагрузке при работе одного плеча мосто-
вой схемы (тиристоры Л и Т4). Стационарные про-
цессы в нагрузке характеризуются экспоненциальным
нарастанием тока в интервале импульса и колеба-
тельным разрядом конденсатора в интервале пау-
зы. Рассмотрим вывод формул для мгновенных, средних
и действующих значений токов в силовых элементах уси-
лителей и нагрузке.
Дифференциальные уравнения, описывающие процес-
сы в нагрузке и шунтирующем конденсаторе при работе
одного плеча усилителя, имеют следующий вид:
при Ги>/>0
RCd-^-\-uw = Un, (1)
= (2)
при ?>/>?'„
LHC d-^+RRC + ика = - Е,' (3)
/п(0 = С^. (4)
где in, in — мгновенные значения тока нагрузки в интер-
вале импульса и паузы;
ики, ^кп — мгновенные значения напряжения на шун-
тирующем конденсаторе в интервале
импульса и паузы;
Un — напряжение источника питания;
Е — противо-э. д. с. нагрузки;
Ги, Т — длительность импульса и периода комму-
тации;
133
La, /?н — индуктивность и активное сопротивление
нагрузки;
С — емкость шунтирующего конденсатора С5;
R — сопротивление в цепи шунтирующего кон-
денсатора.
Мгновенные значения напряжения на конденсаторе
можно определить из. решения дифференциальных урав-
нений (1) и (3) с учетом граничных условий
«КИ (0) :== ^КП (Т") == ^ко
и I при 7’и>Тс = /?С,
^ки (Ти) ==: ^кп (Ти) =3 WKB|
тогда
Uks Un, (5)
UK0=-f_-^^sin|x<»(/-7’H) + pje 2Ти +
‘-Тя
Н—sin к“ (* — Т’и) е 2Т” .
1 х(0С ' 7
где тн = ^—постоянная времени нагрузки;
и = ——отношение собственной частоты контура
° LH — С к частоте коммутации;
/j — мгновенное значение тока нагрузки в момент
отключения тиристоров 7\ и 7\;
P = arctg2rH(DH.
Мгновенные значения тока нагрузки в интервалах
импульса и паузы определяется из решения дифферен-
циальных уравнений (2) и (4) с учетом (5) и граничных
условий /и(0) =in(T) =io', М^и) =^*п(^и) = h при непре-
рывном токе нагрузки:
___t_
in = Im (1 е) Ле > (6)
iD = 'sinX" (^ — Т’и)е " —
134
-STsi"l*“(<--7'l,W|e \ (7)
r Un
где ----------амплитуда тока нагрузки при а -> со;
Т
а = -----отношение длительности периода коммута-
н ции к постоянной времени нагрузки;
Да Да
Лз-у—коэффициент заполнения импульсов напря-
жения на нагрузке;
Д '= iQ Im (1 fcs);
lm (1 — »)’(! — e аКз) + —- a’sin 2лх X
, sin[2TCx(l — K3) —p] x/ *
+ sin f *
--(i+K3)
Xе *
g(i-K,)
i0=/m 2ПГS' л sin2™ (1 — Кз) e 2
a (l-K3>
sin [2itz (1 — K3) — p] e
Среднее за период значение тока в нагрузке можно
определить после интегрирования выражения. (6)
в интервале импульса и выражения (7) в интервале пау-
зы, тогда
/срн = /т(1__еИз+4(1_е аК») + ..-г-Д—X
а (1 — к3)
2
X[2/W(l-«)(1 — q3-p-sin2itx(l —/С8)е
_ а (1-К3) \
— cos 2itx (1 — Кз) е 2 ) _|.
а ('-К»)
. 2 /sin2nx(l—Кз) — Р । cos2nx(l—^з) — Р
(ie __ ।
COS f
(8)
135
Анализируя выражение (3) при постоянной нагрузке
(a=const) и изменении емкости шунтирующего конден-
сатора, необходимо отметить, что с увеличением емко-
сти конденсатора (при уменьшении коэффициента х) ток
в нагрузке возрастает и становится практически нерегу-
лируемым при изменении коэффициента заполнения от
0,2 до 1,0 (при х=0,1 и изменении К3 от 0,2 до 1,0 ток
Рис. 3. Зависимость /Ср н=/(Хэ) для а=2,5 и x=const.
— теоретическая, рассчитанная по формуле (8); XXX эксперимен-
тальная.
= const, представленной на рис. 3. Поэтому при проекти-
ровании усилителей для увеличения плавности регули-
рования тока в нагрузке рекомендуется выбирать
емкость шунтирующего конденсатора таким образом,
чтобы величина коэффициента х находилась в пределах
0,4—0,6.
Пренебрегая током заряда конденсатора (Ги^>тс),
определим выражения для средних и действующих за пе-
риод значений тока через силовые тиристоры после
136
интегрирования выражения (6) и квадратичного значе-
ния тока (6) в интервале импульса:
= (9)
/дт=//1(1-еЖ + 2/т(-1-~е)-^(1-е~а^)+
(10)
в граничных режимах:
/срт = 2/т(1 — s)t-£V-, ZcpT = /m(l—е)/Сз.
ДР0 1 +Z<3
х ->0
/дт = 21т (1 е) у j_3'V—
а->0 1 -b Аз
х->0
Адт Ли ( 1 S)v^ К з> ^срт^^о^Сз»
а->оо я->0
х^О
/дт = «'о Г"^3.
а->0
x^feO
где
^Im (1 — е) "^2я7 S^n (1 — Кз) C0S
1 0 — Г(Г+Х^ +
1 — cos 2лх (1 — у) е 2
+ /,n(2r7e)a sin 2™ (1 - Ы
На рис. 4 представлено изменение действующих и
средних максимальных (е = 0) значений тока в тиристо-
рах одного плеча усилителя. Из рассмотрения представ-
ленных зависимостей следует, что результаты теорети-
ческого расчета по формулам (9) и (10), проведенного
на ЭЦВМ «Минск 22», и результаты экспериментов прак-
тически совпадают (отличие не превышает 5—ГО %) •
Учитывая принятые ранее допущения, можно запи-
сать формулу для определения мощности, рассеиваемой
в силовых тиристорах одного плеча усилителя, следую-
щим образом:
p=wCp»+M»)’ on
137
где /Срт и /дт — средние и действующие значения тока
через тиристоры, определяемые выражениями (9) и (10).
Соотношение"^ 1) проиллюстрировано кривыми р-117 •=
* рт макс
= /(/<8) при а = const, х = 0,5 и е = 0 на рис. 5 и
• п рт—= f (Кз) для а = 2,5, х = const и е^О на рис. 6,
^РтмаКс
где = Я}^12т)- Величина рассеиваемой
Рис. 4. Зависимости /срт=/(Кз) и /дт=/(Кз) для а=2,5 и 10,
и=0,5.
------ теоретическая, рассчитанная по формуле (10);---------теоретиче-
ская, рассчитанная по формуле (9); XXX экспериментальная.
мощности уменьшается с уменьшением коэффициента а
и увеличением противо-э. д. с. Наиболее рациональным
следует считать выбор а в пределах 1—2 при х=
= 0,4-4-0,6. Используя семейства характеристик, пред-
ставленных на рис. 5 и 6, методом выравнивания опреде-
лим эмпирические выражения для определения величи-
ны рассеиваемой мощности в силовых тиристорах;
138
при а > 40
-Ррт = Ppi макс ( Кз -} ДЛЯ 1>/Сз>0,1,
Ppi — Ppi макс ДЛЯ Кз :==z 1 >
при 40>л>5
Ppi — Ppi макс Г (Кз----(и — 0,5) Kt (1 —Кз)
L \ а J
для 0,6 /Гз >0,1,
Ррч = Ррп макс Я1 - (1 - Кз) (1,05 + 0,05 а-^) 1 -
U \ а ! J
— (х—’0,5)Кз(1 — К3)| для 1^Кз>0,6;
Рис. 5. Зависимость —5---------= f(/C8)
От макс '
теоретическая, рассчитанная по формуле (И); о о о теоретическая,
рассчитанная по формуле (12); XXX экспериментальная.
при 5>а> 1,25
Ppiz== Ppi макс [К, /Кз + 0,045 (а - 1,25) —
— (х —0,5)Кз(1 — Кз)1 для 0,6>К3>0,1,
139
^=Л>тмаке[1 -(1-Кз) (1,34-0,2^^)-
— (X - 0,5) /Сз (1 ~ Яз) I ДЛЯ 1 > > 0,6. (12)
Из зависимостей, представленных на рис. 5 и 6, сле-
дует, что результаты экспериментов и расчетов по фор-
мулам (11), (12) отличаются не более чем на 5—15%,
теоретическая, рассчитанная по формуле (11); ооо теоретическая,
рассчитанная по формуле (12); XXX экспериментальная.
т. е .эмпирические формулы (12) могут быть рекомен-
дованы в инженерной практике для определения мощ-
ности, рассеиваемой в тиристорах за время их включен-
ного состояния.
Экспериментальная проверка полученных соотношений своди-
лась к измерению токов в соответствующих цепях и мощности, рас-
сеиваемой в одном из тиристоров мостового усилителя, состоящего
из следующих элементов: тиристоров 7\—Т4 типа Д238Е, Г5—
типа КУ-201Л; диодов Дл—Д4 типа Д231А; конденсаторов Ci—
= 1 мкф; дросселей Дрз—Др*> (£ДР = 25 мгн, 7?др = 51 ом); дроссе-
лей Др1, Др2, Др7 и Др8 (£дР = 5 мгн, /?ДР = 70 ом).
140
Исследуемый усилитель использовался для управления двигате-
лями СЛ-161 (а~3), СЛ-261 (а = 6,8) аттенюатора мощности, а так-
же для управления обмотками реле и возбуждения различных ти-
пов двигателей на частотах коммутации 50 и 400 гц. Емкость кон-
денсатора С5 в зависимости от постоянной времени нагрузки изме-
нялась от 0,5 до 60 мкф. Напряжение питания усилителя составля-
ло 27 и ПО в постоянного тока.
Потери мощности в тиристорах и действующие значения тока
измерялись калориметрическим способом в сосуде Дьюара, напол-
ненном конденсаторным маслом и проградуированном эталонной
мощностью постоянного тока. Усилитель управлялся от широтно-
импульсных преобразователей [3] с дифференцирующими цепочками
на выходе и отрицательной обратной связью, обеспечивающей за-
держку импульсов управления при реверсе.
При расчете потерь мощности в формулах (И), (12) пороговое
напряжение Uo можно принимать равным напряжению на структуре
тиристора при токе через него, близком к току выключения, в этом
случае расчетные данные возрастают не более чем на 3—8%,
а определение основных параметров тиристора резко упрощается.
ВЫВОДЫ
1. Для уменьшения мощности, рассеиваемой в сило-
вых тиристорах мостового реверсивного усилителя, рабо-
тающего в несимметричном режиме, необходимо выби-
рать частоту коммутации или применять электромагнит-
ный механизм с такой постоянной времени, чтобы отно-
шение 7/тн не превышало 2.
2. С целью увеличения плавности регулирования тока
в нагрузке необходимо выбирать емкость шунтирующего
конденсатора таким образом, чтобы собственная частота
контура разряда конденсатора была бы равна 0,4—0,6
частоты коммутации.
ЛИТЕРАТУРА
1. Бунаков В. Л., Гаспаров Р. Г. Полупроводниковые усили-
тели напряжения и частоты электрических машин. Изд-во «Энер-
гия», 1966.
2. «Кремниевые управляемые вентили — тиристоры». Технический
справочник. Пер. с англ., под ред. В. А. Л а бу нцо в а и
А. Ф. Свиридова. Изд-во «Энергия», 1964.
3. Чапцев Г. И. Фазочувствительные широтно-импульсные преоб-
разования. В сб. «Полупроводниковые приборы и их примене-
ние», под ред. Я. А. Федотова. Вып. 16. Изд-во «Советское ра-
дио», 1966.
УДК 621.373.53
В. П. Климов
К РАСЧЕТУ ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ СХЕМ
ФОРМИРОВАНИЯ ПИЛООБРАЗНОГО
НАПРЯЖЕНИЯ В ФАЗОСДВИГАЮЩИХ
УСТРОЙСТВАХ ТИРИСТОРНЫХ
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ
Фазосдвигающие устройства, основанные на «верти-
кальном» принципе управления, получили широкое рас-
пространение в тиристорных преобразователях [1]. Такие
устройства управления отличаются практически безынер-
ционностью, высокой чувствительностью, линейностью
регулировочной характеристики, простотой регулирова-
ния коэффициента усиления. Одним из основных элемен-
тов фазосдвигающего устройства (ФСУ) является гене-
ратор пилообразного напряжения (ГПН). ГПИ предна-
значен для формирования напряжения пилообразной
формы с частотой анодного питания тиристорного преоб-
разователя или с удвоенной частотой.
ГПН с удвоенной частотой пилообразного напряже-
ния применяются в ФСУ для управления однофазными
двухполупериодными преобразователями. Чтобы полу-
чить полный диапазон изменения угла регулирования,
длительность переднего фронта (рабочей части) импуль-
са пилообразного напряжения должна быть близкой
к 180°. Выполнение этого требования возможно лишь при
достаточно высокой крутизне заднего фронта импульса
пилообразного напряжения.
Наиболее перспективными схемами формирования пи-
лообразного напряжения являются ГПН с полупровод-
никовыми коммутирующими элементами. В литературе
встречаются различные схемные решения ГПН [2, 3, 4],
однако отсутствует сравнительный анализ схем ГПН с по-
лупроводниковыми коммутаторами, позволяющий полу-
чить расчетные соотношения, необходимые при проекти-
142
ровании ФСУ. Настоящая работа ставит своей задачей
восполнить этот пробел.
В схемах ГПН с полупроводниковыми коммутирую-
щими элементами рабочая часть импульса пилообразного
напряжения представляет собой начальный участок
экспоненты заряда конденсатора от источника постоян-
ного напряжения. Заряд конденсатора происходит с по-
стоянной времени, большей периода переменного напря-
жения питания преобразователя, а заряд — практически
мгновенно через коммутирующий элемент. Схема ГПН
должна предусматривать фазовую синхронизацию пило-
образного напряжения с напряжением питания силовой
цепи тиристоров преобразователя, т. е. начало заряда и
разряда конденсатора должны совпадать с моментом
перехода через нуль анодного напряжения. Различают
диодные, транзисторные и тиристорные коммутаторы
ГПН.
ГПН С ДИОДНЫМ КОММУТАТОРОМ
Схема диодного ГПН, формирующего пилообразное
напряжение удвоенной частоты, содержит два зарядных
контура RC и источник постоянного напряжения со сред-
ней точкой (рис.1,а). Коммутация осуществляется при
отпирании и запирании диодов ДДДз) и Д2(А74) напря-
жением синхронизации со вторичных обмоток трансфор-
матора (Ш1, ш2).
ГПН работает следующим образом. Предположим,
что на интервале 0—/pi (рис. 1,в) напряжение синхрони-
зации на вторичной обмотке Wi имеет мгновенную поляр-
ность, указанную на схеме. Величина этого напряжения
превышает напряжение заряда конденсатора Диоды
Д1 и Д2 заперты и Ci заряжается через сопротивление
7?1 от источника постоянного напряжения [Д.
В момент /Р1, когда напряжение на (Д сравняется
с мгновенным значением напряжения на (рассматри-
вается случай синусоидального напряжения синхрониза-
ции), диод открывается, прекращается заряд
С этого момента времени начинается разряд конденса-
тора по контуру: обмотка трансформатора сопротив-
ление Т?2, диод Д\. Сопротивление выбирается доста-
точно малым, так что кривая разряда практически совпа-
дает с участком синусоидально изменяющегося напря-
жения синхронизации. В следующий полупериод ^синхр
143
диоды Д1 и Д2 открыты и напряжение на конденсаторе
Ci, зашунтированном диодами, остается близким к нулю
(без учета падения напряжения на открытых диодах).
Рис. 1. ГПН с диодным коммутатором:
а — схема ГПН с удвоенной частотой импульса пилообразного напряжения;
б —схема ГПН с длительностью рабочего участка импульса пилообразного
напряжения более 180е; в — диаграммы изменения напряжений.
144
Формирование импульса пилообразного напряжения
в этот полупериод происходит аналогичным образом во
второй половине схемы, где вторичная обмотка w2 вклю-
чена встречно по отношению Параметры элементов
обеих половин схемы подбираются одинаковыми, что по-
зволяет получить постоянный размах пилы. Следует от-
метить, что использование для синхронизации синусои-
дального напряжения не позволяет получить крутой зад-
ний фронт пилы. Это приводит к уменьшению диапазона
изменения угла регулирования преобразователя. Для
получения более крутого спада пилы следует использо-
вать для синхронизации напряжение прямоугольной
формы, которое часто применяется в ФСУ для питания
других цепей устройства.
Для получения длительности рабочего участка пилы
более 180° при трехфазном питании возможно применять
для каждой фазы схему ГПН, приведенную на рис. 1,6
[2]. Здесь в качестве синхронизирующего напряжения
используются сумма напряжений двух фаз еа и —ес.
Кривые напряжения синхронизации и пилообразного на-
пряжения изображены на рис. 1,в. Длительность рабочей
части импульса пилообразного напряжения в таких ГПН
может достигать 220—230°.
Схемы ГПН с диодными коммутаторами просты и на-
дежны. Применение кремниевых диодов позволяет полу-
чить высокую стабильность параметров пилообразного
напряжения в широком диапазоне температур. К недо-
статкам диодных ГПН следует отнести значительную
мощность, потребляемую из цепи сихронизации, так как
коммутирующие элементы (диоды) не обладают усили-
тельными свойствами.
При выводе основных расчетных соотношений для
ГПН с удвоенной частотой пилообразного напряжения
положим трансформатор синхронизирующего напряже-
ния и диоды идеальными. Рассмотрим процессы при
прямоугольном синхронизирующем напряжении. Заряд
и разряд конденсатора описываются следующими урав-
нениями:
__t_
u'c^Ua-(Ua-^Uco)e \ (1)
”. (2)
145
10-2267
где Un= Ui=U2 — напряжение источника постоянного
напряжения;
т, = R^ = R3C2-, x2^=R2C1 = R4C2.
Остаточное напряжение на конденсаторе
_2*'
U= UС макс (3)
На основании выражений (1) и (3) находим значе-
ние максимального напряжения на конденсаторе в мо-
мент t=Tj2\
_т_
vc,„„ = u.------' V' (4)
1 + е е 2X1
где
Т — период синхронизирующего напряжения;
/ф — время формирования заднего фронта импульса
пилообразого напряжения.
Полученное соотношение позволяет определить необ-
ходимое постоянное напряжение источника при задан-
ных величинах ti, Т2 и Тф. Максимальное напряжение на
конденсаторе должно удовлетворять условию
£/смакс= ^j/макс Н" ^С0> (5)
где t/^макс — максимальный сигнал управления на входе
ФСУ.
Величину /ф стремятся получить минимальной для
расширения диапазона управления. Из (3) следует, что
/Ф = ,21ПЛ^. (6)
исо
Снижение /ф за счет уменьшения постоянной времени
разряда Т2 ограничивается предельно допустимой вели-
чиной среднего значения тока коммутирующих диодов
(/доп). Ограничительное сопротивление /?2(#4) не может
быть меньше значения, определяемого выражением
R^U^fW, (7)
Я/доп
где £Лпсинхр — амплитуда синхронизирующего напряже-
ния.
146
Для нормальной работы схемы необходимо соблю-
дать условие {Лпспнхр> Un- Целесообразно принимать
амплитуду прямоугольного синхронизирующего напря-
жения равной
^Лпсинхр—i(l,l1,25) 1/п* (8)
При синусоидальном напряжении синхронизации
можно считать, что разряд конденсатора происходит по
кривой i/синхр* Тогда
U смаке — Um sin (о/ф. (9)
Так как /ф и sinw/ф то время формирова-
ния заднего фронта импульса пилообразного напряже-
ния может быть приближенно определено выраже-
нием
(’0)
Um сИнХр
Очевидно, что для получения той же крутизны зад-
него фронта импульса пилообразного напряжения ампли-
туда синусоидального синхронизирующего напряжения
должна быть значительно больше амплитуды прямо-
угольного напряжения.
ГПН С ТРАНЗИСТОРНЫМ коммутатором
В схеме ГПН с транзисторным коммутатором
(рис. 2,а) заряд конденсатора С происходит от источ-
ника постоянного напряжения Un через коллекторное со-
противление в период, когда транзистор заперт. Запи-
рающим напряжением в ГПН с удвоенной частотой
импульса пилообразного напряжения являются положи-
тельные полуволны выпрямленного (но не сглаженного)
синусоидального напряжения синхронизации. В момент,
когда напряжение синхронизации спадает до нуля, тран-
зистор отпирается по цепи смещения (сопротивление
/?2) и происходит разряд конденсатора С.
При необходимости расширения диапазона рабочего
участка импульса пилообразного напряжения до 330—
350° при трехфазном питании возможно применение схе-
мы ГПН, изображенной на рис. 2,6 [8]. Здесь в качестве
синхронизирующего напряжения используется сумма
двухполупериодного выпрямленного линейного напряже-
10* 147
ния еаъ и одного полупериода линейного напряжения еъс
(рис. 2,в).
ГПН на транзисторе отличается простотой схемы, не
требует прямоугольного синхронизирующего напряже-
ния, обеспечивает полную симметрию рабочих участков
Рис. 2. ГПН с транзисторным коммутатором:
а — схема ГПН с удвоенной частотой импульса пилообразного напряжения;
б — схема ГПН с длительностью рабочего участка импульса пилообразного
напряжения более 180°; в — диаграммы изменения напряжений.
пилообразного напряжения, так как формирование осу-
ществляется одними и теми же элементами в каждый
полупериод синхронизирующего напряжения.
Основные соотношения, необходимые для расчета схе-
мы, получены при следующих допущениях. Параметры
148
транзистора (коэффициент усиления по Току, крутизна)
не зависят от величины коллекторного тока. Диоды заме-
нены эквивалентными источниками напряжения без уче-
та их дифференциального сопротивления в прямом
направлении. Динамические свойства транзистора при
анализе схемы не учитываются, поскольку времена от-
пирания и запирания транзистора малы по сравнению
с периодом пилообразного напряжения.
Рис. 3. К анализу работы ГПН с транзисторным коммутатором:
а — выходные характеристики транзистора; б — диаграммы изменения напря-
жений и токов; в — схема замещения ГПН на интервале разряда С.
Величину напряжения питания можно определить на
основании следующего приближенного равенства:
Uс макс
_________Г
t/n(’-e 2Т‘
(Н)
149
Справедливого при условии /ф < — и UCd < £/Смакс
(рис. 3,6). Зарядный ток конденсатора определяется на-
грузочной линией, соответствующей сопротивлению Ri
(участок DA на рис. 3,а). Точка А соответствует моменту
отпирания транзистора (момент достижения на конден-
саторе напряжения Самаке). Ток разряда конденсатора
определяется горизонтальным участком выходной харак-
теристики транзистора. В процессе разряда конденсатора
транзистор можно представить генератором тока, обеспе-
чивающим практически неизменный ток разряда (при
неизменном базовом токе). В конце процесса разряда
конденсатора рабочая точка возвращается в исходное
положение — точку D по участку CD. Роль этой части
процесса во времени формирования пилообразного
импульса незначительна, так как крутизна линии ОС ве-
лика [5]. Полагая, что емкостный ток разряда много
больше коллекторного тока насыщения, т. е.
I Г'
КН С ’
можно принять, что коллекторный ток в период разряда
конденсатора представляет собой практически постоян-
ный емкостный ток
С макс
аир
= С -£-= const.
at
Тогда максимальное значение коллекторного тока
транзистора можно определить из следующего выраже-
ния:
Т ~ А макс (<Q4
1 к макс — Ь» 7 *
4 Ф
Для обеспечения полного разряда конденсатора С за
время /ф необходимо иметь некоторый избыточный базо-
вый ток
<|3>
где q= 1,5-=-2 — коэффициент насыщения.
Для определения величины сопротивления цепи сме-
щения воспользуемся схемой замещения транзистора
в открытом состоянии (рис. 3,в). Коллекторная цепь
транзистора представлена в виде генератора тока 1с™,
а базовая цепь — источником напряжения [7бэп, характе-
150
ризующим напряжение на переходе база — эмиттер на-
сыщенного транзистора. Падение напряжения на откры-
том диоде обозначено UA. Из схемы-замещения следует,
что
Uqqh = (/в+/б)/?2,
где /б — ток базы;
/в — ток выпрямительного моста;
J __ 4“ ^СИнХр 2(7д
При условии 2[/д>[/бэн и пСИНхр = 0 можно записать
/?2 = --п~^Эя (14)
i б макс
Максимальный ток выпрямительного моста равен
Г ______ + Ут ZUr /1С\
1 в макс —’ \1 °)
Значение напряжения синхронизации в момент отсеч-
ки транзистора находим из условия
2I7A-{/68H = t7msin-^.
Полагая sin^-. получим выражение для ампли-
туды синхронизирующего напряжения
(16)
Выбор типа диодов выпрямительного моста произ-
водится на основании следующих соотношений:
2 Uд^> Uбэн, /доп>/в макс» (17)
При выборе типа транзистора следует руководство-
ваться соотношениями
^кб доп >£/п+£Лп, /к доп>/кмакс* (18)
ГПН С ТИРИСТОРНЫМ КОММУТАТОРОМ
В схеме ГПН с тиристорным коммутатором разряд
конденсатора происходит через тиристор (рис. 4,а).
16!
Диаграммы изменения напряжений и токов в схеме при-
ведены на рис. 4,в. Тиристор отпирается в начале каж-
дого полупериода напряжения синхронизации, которое
должно быть прямоугольной формы. Положительные
импульсы управления иу, открывающие тиристор, фор-
мируются импульсным трансформатором, имеющим сер-
^синхр
Рис. 4. ГПН с тиристорным коммутатором:
а — схема ГПН с удвоенной чистотой импульса пилообразного напряжения;
б —схема ГПН с токостабилизирующим элементом; в —диаграммы измене-
ния напряжений и токов; г — вольтамперная характеристика тиристора.
дечник с прямоугольной петлей намагничивания. Пара-
метры схемы выбраны так, что перемагничивание ИТ
происходит за короткие промежутки времени, достаточ-
ные для отпирания тиристора (10—20 мксек) в начале
152
каждого полупериода прямоугольного напряжения син-
хронизации. При этом на вторичной обмотке ИТ возни-
кает короткий импульс, который поступает на управляю-
щий электрод тиристора. В остальную часть полупериода,
когда ИТ насыщен, ток в цепи Тр—ИТ ограничива-
ется балластным сопротивлением, /?о. Запирание тири-
стора после разряда конденсатора С происходит потому,
что анодный ток, определяемый сопротивлением Rlt ниже
значения тока выключения /ВЫкл (рис. 4,г):
т __и”
Использование тиристора в качестве коммутирующе-
го элемента в ГПН позволяет получить практически
мгновенный разряд емкости, т. е. сократить длительность
заднего фронта импульса пилообразного напряжения.
Это объясняется тем, что тиристор, в отличие от транзи-
Рис. 5. Осциллограммы напря-
жений в тиристорном ГПН:
а — синхронизирующее напряжение;
б — пилообразное напряжение (мас-
штаб: 1 клетка — 1 в).
сгора, являясь релейным элементом, после отпирания
обладает весьма малым дифференциальным сопротивле-
нием в контуре разряда С независимо от тока в управ-
ляющей цепи. Последнее обстоятельство позволяет так-
же иметь очень маломощный источник синхронизирую-
щего напряжения. В качестве коммутаторов в схемах
ГПН рационально использовать маломощные тиристоры
типа 2У101, Д235, КУ201.
На рис. 5 приведена осциллограмма пилообразного
напряжения с ГПН, выполненного на тиристоре Д235Г.
Параметры импульсов управления тиристором следую-
153
щие: амплитуда равна 3 в, длительность — 20 мксек при
частоте синхронизирующего напряжения 400 гц. В каче-
стве импульсного трансформатора использовался мало-
габаритный трансформатор с сердечником из оксифера
М2000.
Отметим недостатки схемы ГПН на тиристоре. Вели-
чины тока выключения тиристоров одного типа имеют
значительный разброс. Поэтому при проектировании
ГПН необходимо предварительно измерить величину
/выклмин для выбранного экземпляра тиристора при наи-
высшей рабочей температуре. Это объясняется сильной
зависимостью /Выкл от температуры. ГПН усложняется
наличием схемы формирования синхронизирующих
импульсов управления тиристором, от длительности ко-
торых зависят параметры пилообразного напряжения.
Для получения высокой линейности рабочего участ-
ка пилообразного напряжения в схему ГПН можно вво-
дить стабилизатор тока, который должен обеспечить по-
стоянство зарядного тока емкости. На рис. 4,6 приведена
схема тиристорного ГПН с токостабилизирующим эле-
ментом, выполненным на транзисторе Т2 и стабилитроне
Д. Как показал анализ, проведенный в работе [6], подоб-
ная схема ГПН обладает повышенным значением коэф-
фициента использования питающего напряжения (£=
_ ^смакс ) п0 сравнению со схемами ГПН без стаби-
лизации зарядного тока.
СОГЛАСОВАНИЕ ГПН СО ВХОДОМ ЧУВСТВИТЕЛЬНОГО
ЭЛЕМЕНТА ФСУ
При расчете ГПН выбор параметров интегрирую-
щей цепочки может быть проведен только после согла-
сования выхода генератора пилообразного напряжения
со входом чувствительного релейного элемента ФСУ,
на котором происходит сравнение пилообразного напря- -
жения и напряжения управления.
Принципиальная схема узла сравнения и схема за-
мещения его приведены на рис. 6,а, б. В качестве чувст-
вительного релейного элемента ФСУ используется полу-
проводниковое реле с эмиттерной обратной связью
(триггер Шмитта). Реальная входная характеристика
триггера обладает участком с отрицательным сопротив-
154
лением [7]. Для упрощения анализа работы схемы будем
использовать идеализированную характеристику без
учета гистерезиса. Это допущение справедливо, если
амплитуда импульса пилообразного напряжения значи-
тельно превышает зону гистерезиса триггера. Харак-
терной особенностью триггера является скачкообразное
изменение входного сопротивления схемы при срабаты-
вании и отпускании.
На рис. 6,в представлена идеализированная харак-
теристика (/), где вертикальный участок, соответствую-
Рис. 6. Согласование ГПН со входом РЭ ФСУ:
а •— принципиальная схема; б — схема замещения; в — идеализированная
характеристика триггера и временные диаграммы.
155
щий значению тока срабатывания (/Ср), смещен на вели-
чину напряжения срабатывания (£/ср) по оси входного
напряжения. Наклон входной характеристики после
скачка тока срабатывания определяется входным сопро-
тивлением триггера (гвх). С появлением сигнала управ-
ления характеристика смещается на величину Uy (2).
Точка А является критической и представляет собой
точку пересечения уровня тока срабатывания (/Ср) и
суммы напряжений срабатывания и максимального сиг-
нала управления ([/ср + Uy макс). Через эту точку про-
ходит граничная нагрузочная прямая (3), соответствую-
щая ^1макс. Если выбрано #1>^1макс, ТО При £7умакс
ГПН не будет обеспечивать ток, необходимый для сра-
батывания триггера. В интервале времени 0—h напря-
жение на выходе ГПН (напряжение на конденсаторе С)
нарастает по экспоненте с постоянной времени Ti = /?iC,
стремясь к установившемуся значению напряжения
[/уст1=[/п. В момент когда триггер сработает, кон-
денсатор будет зашунтирован входным сопротивлением
триггера и включенным последовательно с ним сопро-
тивлением источника управления (iRy). Нарастание на-
пряжения на конденсаторе С будет происходить далее
по другой, более пологой экспоненте с параметрами
* ___ (ГвХ +
Т2— £i + Ry + rjlX °’
t/yCT2 = U Ср + U у + Un
В это время формируется импульс базового тока
транзистора Т2, амплитуда которого зависит от величины
сигнала управления. Минимальное значение тока опре-
деляется из соотношения
j .. t/n - (t/cp + Uy маКс) j fl 9)
'бмин— /?1+/?7 + Г{вХ =-'ср.
На основании выражения (19) можно найти макси-
мально возможное сопротивление интегрирующей це-
почки ГПН (/?1макс), при котором триггер срабатывает
на всем диапазоне изменения Uy и обеспечивается мини-
мальная величина С для заданного Tf
п _______ Un (Ucp + Uy макс) ^ср (&y “I" гих)
Ахмакс —
156
При низкоомном источнике сигнала управления с уче-
том того, что входное сопротивление насыщенного тран-
зистора триггера мало по сравА*Аению с сопротивлением
интегрирующего контура полагаем Ri^>Ry+rBX.
Тогда выражение (20) упростится:
» ^СР Uy макс
1макс /
1 ср
(21)
ПРИМЕРЫ РАСЧЕТА ГПН
Расчет ГПН с диодным коммутатором при прямоугольном син-
хронизирующем напряжении.
Исходные данные:
частота синхронизирующего напряжения /“ = 400 гц,
максимальный сигнал управления (7умаКс = 5 в,
остаточное напряжение UC(} = 0,1 Uy макс»
постоянная времени заряда г1 = 2Т = 5-10-3 сек,
постоянная времени разряда т2=10~б сек,
напряжение срабатывания триггера Г7ср = 0,5 в,
ток срабатывания триггера /ср = 0,5 ма.
1. Определяем максимальную амплитуду пилообразного напря-
жения
UC макс = Г/у макс + £/(70 = 5,5 в.
2. Находим длительность заднего фронта импульса пилообраз-
ного напряжения из соотношения (6)
5 5
/ф = 10~ 5 In 'q' 5~ = 2,4-10-5 сек.
3. На основании соотношения (4) находим напряжение источника
4. Выполняя условие (8), амплитуду прямоугольного напряже-
ния синхронизации (на вторичных обмотках трансформатора) при-
нимаем равной
C/m = l,25t/n=30 в.
5. Определяем предельное значение сопротивления интегрирую-
щей цепочки на основами (21)
24 — 0,5 — 5
Ашакс — лк =37 КОМ»
Принимаем /?1 = 24 ком.
157
6. Находим емкость конденсатора по заданному значению Ti
С = -^г^0,2 мкф.
7. Определяем сопротивление резистора для получения задан
ной Тг
/?2=-^- = 5О ом.
8, Определяем среднее значение тока коммутации через диод (7)
/д = -^-=” 190 ма-
Выбираем диод кремниевый типа Д202 из условия /ДОп=400 ма.
Расчет ГПН с транзисторным коммутатором. Исходные данные
и выбор элементов интегрирующей цепочки остаются теми же, что
при расчете диодного ГПН.
1. Находим напряжения источника питания
иа= ^аксг - = 240.
2. Определяем максимальное значение емкост! ого тока (12)
5 5
/Смакс = 0>2‘10"’ 1,25-Ю-5 = 88 Ма’
задаваясь значением /ф = 5- 10~37'= 1,25 • 10-5 сек.
3. Выбираем транзистор типа П25 из условия /к макс>88 ма,
UK б макс>2С/п==48 в со следующими параметрами:
Ррасч — 20, Uбэн — 0,Зое (при /к — 2/Смакс).
4. Находим максимальное значение базового тока
^Смакс
/ б м аКс = 2
Ррасч
= 8,8 ма.
5. Определяем сопротивление резистора смещения на основа-
нии (14)
24 — 0,35
---g-g----'^2,7 ком.
/?2 =
6. Определяем амплитуду синхронизирующего напряжения из
уравнения (16), задаваясь £7д=0,4 в,
2.0,4 — 0,35
и™ — 22,5-10*. 1,25-Ю-6 * 8 ^29в*
158
7. Находим максимальный ток через диоды на основании вы-
ражения (15)
24 + 29-2-0,4
/ в М аК С = 27 =19 MU.
8. Выбираем на основании условия (17) кремниевый диод
типа Д208.
ЛИТЕРАТУРА
1. Шипилло В. П., Булатов О. Г. Расчет полупроводниковых
систем управления вентильными преобразователями. Изд-во
«Энергия», 1966.
2. Левин Г. М., ГольдентальМ. Э. Реверсивный ионный элек-
тропривод. Изд-во «Энергия», 1964.
3. «Полупроводниковые выпрямители». Под ред. Ф. И. Ковалева
и Г. П. Мостковой. Изд-во «Энергия», 1967.
4. Турченко в В. И. Генераторы напряжения пилообразной фор-
мы для схем управления тиристорами. «Передовой научно-техни-
ческий и производственный опыт», ГОСИНТИ, 1967, № 4-67-895/53.
5. Т и ш е н к о А. М. и др. Расчет и проектирование импульсных
устройств на транзисторах. Изд-во «Советское радио», 1964.
6. Динк ель А. Д., Петренко В. И. Генератор линейного пило-
образного напряжения для систем зажигания управляемых вен-
тилей. «Электротехника», 1968, № 11.
7. Липман Р. А. Полупроводниковые реле. Госэнергоиздат, 1963.
8. Громов В. И. и др. Устройство для фазового управления вен-
тилями. Авторское свидетельство № 214657. «Бюллетень изобре-
тений», 1968, № 12.
УЛК 621.314.14.62.382
В. В. Андреев
ВЛИЯНИЕ ИНДУКТИВНОСТЕЙ РАССЕЯНИЯ
ОБМОТОК ТРАНСФОРМАТОРА НА РАБОТУ
ПОЛУПРОВОДНИКОВОГО ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯ
НАПРЯЖЕНИЯ
В блоках питания автоматической аппаратуры широ-
ко применяются полупроводниковые преобразователи
постоянного напряжения в постоянное же напряжение
другой величины. Последние содержат автогенератор на
транзисторах, трансформатор, выпрямительный блок и
сглаживающий фильтр. В случаях, когда подобные пре-
образователи выполняются на высокое выходное напря-
жение (более 1 кв) или большую мощность, на их работе
начинают существенно сказываться индуктивности рас-
сеяния обмоток трансформатора. Под влиянием индук-
тивностей рассеяния ухудшается фронт нарастания вто-
ричного напряжения, увеличивается пульсация напря-
жения на выходе выпрямителя, снижается выходное на-
пряжение. Формулы для расчета индуктивностей рассея-
ния обмоток трансформатора приведены в работах
[1 и 2].
В настоящей работе предлагаются формулы для вы-
числения потери напряжения в преобразователе, обу-
словленной индуктивностями рассеяния обмоток транс-
форматора при прямоугольной форме кривой первичного
напряжения. Процессы в трансформаторе и выпрями-
теле зависят от характера нагрузки. Ниже рассматрива-
ются случаи работы преобразователя на активную на-
грузку и индуктивную нагрузку с постоянной времени,
значительно большей полупериода переменного напря-
жения.
Активная нагрузка. На рис. 1,а показана схема вы-
ходного каскада преобразователя при активной нагруз-
ке, а на рис. 1,6 — эквивалентная схема со всеми вели-
чинами, приведенными ко вторичной цепи (током намаг-
160
ничивания трансформатора, активными сопротивления-
ми обмоток и паразитными емкостями пренебрегаем).
Из представленных на рис. 1,в—ж графиков видно, что
кривые первичного и вторичного напряжений не иден-
тичны: первичное напряжение — прямоугольное, вторич-
ное напряжение изменяется экспоненциально. Вторичное
напряжение проходит через нулевое значение позже
первичного со сдвигом на время ti. Вентили коммути-
руют в моменты перехода вторичного напряжения через
Рис. 1. Процессы в преобразователе при активной нагрузке:
а — схема выходного каскада при активной нагрузке; б — эквивалентная схе-
ма; кривые в — первичного напряжения; г —> вторичного тока; д — э. д. с.
самоиндукции в обмотках трансформатора; е —вторичного напряжения;
ж — выпрямленного напряжения.
нуль. Кривая выпрямленного напряжения состоит также
из участков экспонент, причем в последней кривой име-
ются провалы, возрастающие с увеличением постоянной
времени контура «обмотка трансформатора — нагрузка»
11—2237
161
Математический анализ изложенной модели явлений
приводит к следующим зависимостям. Вторичное напря-
жение трансформатора в течение полупериода меняется
по экспоненте
Г/2Макс — максимальное значение вторичного напряжения:
1-е-^ '
^0=^1 (2)
1+е 2fT
Промежуток времени между моментами изменения
знака первичного напряжения и коммутации вентилей
выпрямителя определяется из уравнения
_L
т _ и\
+ ^гмакс
Учитывая (2), находим
(3)
1 + е 2fT
Среднее выпрямленное напряжение определяется
исходя нз*суммы площадей под двумя отрезками экспо-
нент, заштрихованных на рис. 1,ж:
М 7 ч
+ [ - (U\ + С7гмакс) е т ] !=(/', (1 - 4ttf). (4)
Г. '
Из формул (1), (3), (4) находим следующее выра-
жение для потери напряжения в преобразователе, обу-
словленной индуктивностями рассеяния обмоток транс-
форматора:
Д£7 = -Uu^ 4tJU\ = 4/Ls In--------------Ц-. (5)
* “ 1 + е 21Т
162
Учитывая, что постоянная времени Т всегда значи-
тельно меньше полупериода переменного прямоуголь-
ного напряжения
и что отношение U'JRn приблизительно равно току на-
грузки преобразователя, получим следующее выраже-
ние для составляющей внутреннего сопротивления пре-
образователя, обусловленной индуктивностями рассеяния
обмоток трансформатора:
rL=4f£sln2. (6)
При этом следует отметить, что потеря напряжения
в преобразователе па сопротивлении rL не сопровожда-
а)
Рис. 2. Процессы в преобразователе при реактивной нагрузке:
а — схема выходного каскада при реактивной нагрузке; б — эквивалентная
схема; кривые: в — первичного напряжения; г — вторичного тока; д — э д. с.
самоиндукции в обмотках трансформатора; е — вторичного напряжения;
ж — выпрямленного напряжения.
11* 163
ется потерей мощности в нем и, следовательно, непо-
средственно не снижает к. п. д. преобразователя.
Реактивная нагрузка. Включение значительной сгла-
живающей индуктивности в цепь нагрузки приводит
к тому, что ток нагрузки поддерживается практически'
неизменным. Ток же вторичной обмотки периодически
должен меняться от +/н до —/н, причем индуктивно-
сти рассеяния ограничивают скорость изменения вто-
ричного тока. Следовательно, в определенные моменты
времени вторичный ток бывает меньше тока нагрузки.
В эти моменты времени ток нагрузки течет под дейст-
вием э. д. с. сглаживающей индуктивности через после-
довательно включенные вентили выпрямителя, частично
минуя вторичную обмотку трансформатора. Вентили
при этом работают с перекрытием, т. е. вентиль закры-
вается несколько позже момента открытия другого,
смежного с ним. Во время перекрытия вентилей обмоТка
трансформатора оказывается короткозамкнутой и в ней
течет так называемый коммутационный ток. На рис. 2
аналогично предыдущему случаю показаны схема вы-
ходного каскада преобразователя со сглаживающей ин-
дуктивностью в цепи нагрузки, эквивалентная схема и
кривые напряжений и токов. Из кривых видно, что во
время перекрытия вентилей вторичное напряжение равно
нулю и, следовательно, с увеличением времени перекры-
тия увеличивается пульсация и снижается величина
выходного напряжения преобразователя. Можно считать,
что коммутационный ток в обмотке трансформатора
меняется по линейному закону. Тогда время перекрытия
вентилей определим по формуле
t —L —L —
Относя время перекрытия к длительности полуперио-
да прямоугольного переменного напряжения, найдем
потерю напряжения в преобразователе:
А(/=/22/£Л=4/£Л, _ (8Г
откуда для составляющей внутреннего сопротивления
преобразователя, обусловленной индуктивностями рас-
сеяния обмоток трансформатора, получаем следующую
формулу:
rL=4fL3.
(9)
164
Выше рассматривался преобразователь с мостовым
выпрямителем. Если же выходной выпрямитель выпол-
няется по схеме со средней точкой, то время коммутации
вентилей и сопротивление rL преобразователя зависят
также от коэффициента связи по потоку рассеяния
между двумя половинами вторичной обмотки транс- ч
форматора:
rL=2(l + ^)/Ls, ' (10)
где /Сс — коэффициент связи.
При коэффициенте связи, равном единице, формулы
(10) и (9) совпадают. Если же коэффициент связи ра-
вен нулю, то при выпрямителе, выполненном по схеме со
средней точкой, время коммутации вентилей и сопро- '
тивление rL преобразователя уменьшаются вдвое.
Сопоставляя формулы (6), (9) и (10), отмечаем, что
они отличаются только коэффициентом, учитывающим •
особенности выпрямителя, трансформатора и нагрузки.
ЛИТЕРАТУРА
1. Цыкин Г. С. ^Трансформаторы низкой частоты. Связьиздат,
1950. х
2. Ру син Ю. С. К вопросу теоретического определения паразит-
ных параметров4 трансформаторов. «Вопросы радиоэлектроники»,
сер. III, Детали и компоненты аппаратуры, 1966, вып. 2.
УДК 621.314.4
Г. М. Малышков
СПОСОБ СИНТЕЗА МНОГОСТУПЕНЧАТОЙ ФОРМЫ
ВЫХОДНОГО НАПРЯЖЕНИЯ ТРАНЗИСТОРНЫХ
ИНВЕРТОРОВ
Преимущество ключевого режима работы тран-
зисторов по сравнению с линейным определяется ступен-
чатым характером формы выходного напряжения транзи-
сторных инверторов, которое вступает в противоречие
с желанием иметь на выходе инвертора синусоидальную
форму выходного напряжения.
Для устранения этого противоречия на выходе инвер-
тора стремятся получить ступенчатое напряжение,
аппроксимирующее синусоиду по одному из следующих
признаков: коэффициенту амплитуды; коэффициенту
формы; коэффициенту нелинейных искажений; миниму-
му среднего значения величины ошибки аппроксимации;
минимуму среднеквадратичного ,значения величины
ошибки аппроксимации; первой низшей из высших гар-
монических составляющих.
В работах большинства авторов [1—9] показано, что
наиболее перспективным оказывается последний способ
аппроксимации. Там же описаны и схемные варианты
получения выходного напряжения ступенчатой . формы.
Здесь мы приводим только способ синтеза ступен-
чатой кривой, аппроксимируемой по первой низшей из
высших гармонических составляющих, т. е. в синтези-
руемой кривой после первой гармоники следующей будет
заданная. На рис. 1 показана исходная функция, раз-
ложение которой в ряд Фурье можно записать в виде
СО П
= -^^ncos^a„sin^, (1)
‘ ЛГ=1,3,5,...
где N — номер гармоники.
Условием отсутствия 3, 5, 7-й и т. д. гармоник явля-
ется равенство нулю коэффициентов при соответствую-
166
Рис. 1. Многоступенчатая форма выходного напряжения инвертора,
щих членах ряда Фурье. Исходя из этого можно со-
ставить соответствующую систему уравнений. Считая
Къ Къ, • • • неизвестными и накладывая определенные
условия на определитель системы, для определения ам-
плитуд ступенек получим две системы уравнений. При
этом под знаком -косинуса стоят соответствующие углы
1
1
1
% Л. cos
167
В этих двух системах считается, что задана первая
низшая гармоника из высших 'N, а р — число ступенек
за четверть периода.
Система (2) описывает функцию без области нуле-
вой ординаты (функция первого вида), а система (3)
описывает функцию с областью нулевой ординаты
(функция второго вида).
Так как рассматриваемые функции содержат высшие
гармоники, расположенные парами, что легко показать,
то' для коэффициента нелинейных искажений можно
записать следующее выражение [в системах (2) и (3)
амплитуда первой гармоники равна единице]:
__уГ 2пг , 2пг ______________
-~У 6 (N + 1)2 "г 90 (N + 1)4 “
-------71 i/* 1 _|_____1___ л- 1>818?. (4)
—УТ^+1) У 15(W4-1)2 У 4-1
Уравнение (4) связывает коэффициент нелинейных
искажений и амплитуду (номер) .первой высшей гармо-
ники функции и первого, и второго вида. При этом
одинаковое для обеих функций выражение получается
и для действующего значения напряжения „
U* ~ FT 6 (W + I)2 '
Коэффициенты амплитуды и формы для каждой
функции будут разные, но с увеличением N быстро при-
ближаются к соответствующим коэффициентам сину-
соиды.
Обозначим Д1=К1, a2=Ki+^2, аз—Кл +Кз+ •
Тогда можно показать, что с уменьшающейся от У
168
ошибкой амплитуды аь а2, ... будут соответствовать не-
которым значениям синуса с единичной амплитудой. Для
приближенного синтеза функции, не решая системы (2)
и (3), можно рекомендовать следующий порядок опре-
деления ее параметров. Если задан уи, из (4) опреде-
ляем N. После этого определяем количество ступенек
синтезируемой, функции за четверть периода, индекс
соответствует виду функции
N + 3 . ^У-4-5
-V» А< —
(6)
Затем определяем начало каждой ступеньки по форму-
лам
2/2—1 2 (/2—1) ч
ain~~^N+l а*п— JV+l
После этого определяем амплитуды alt a2i а3,... по
формулам
. 2 (/2 — 1) .2/2 — 1 /оч
ain^sm а2п=з1ПдГрТтг, (8)
где п <= 1, 2, 3,...
Для обеих функций п ограничивается условием апмакс<
< V’
Регулирование амплитуды первой гармоники может
осуществляться по первичной цепи или по вторичной.
В последнем случае целесообразно на выходе инвертора
суммировать два ступенчатых напряжения с одинако-
вым коэффициентом нелинейных искажений, но с раз-
ными фазами относительно первой гармоники. Если счи-
тать, что одно из напряжений по отношению к первой
гармонике отстает на угол <р, а другое опережает ее на
такой же угол, то результирующее напряжение, напри-
мер, для суммы двух функций первого вида после раз-
ложения в ряд Фурье можно записать следующим
образом:
00
F И) = COS ? siil Ы 4- w(^1)i7qz i cos (7V+ 1) =н
m=l
(9)
169
Аналогичное выражение можно получить и для суммы
двух функций второго вида. Для суммы функций оди-
накового вида коэффициент нелинейных искажений при-
близительно равен •
_ 1
"Iй (N 1) cos <р
[ 1 -ф-cos 2<р cos 2/n (2V —j- 1) <р] .
(Ю)
Рис. 2. Изменение коэффициента нелинейных искажений при сумми-
ровании двух однотипных функций в зависимости от угла сдвига фаз
между ними и изменение амплитуды первой гармоники в функции
того же угла сдвига фаз.
Формулы для дискретных экстремальных значений
соотношения (10) и график уи=/(ф) приведены. на
рис. 2. При суммированиидвух функций различного вида
кривая уи=/((р) меняет фазу.
ЛИТЕРАТУРА
1. Никитин В. Б. Исследование транзисторных преобразователей
постоянного напряжения в переменное синусоидальное. Канди-
датская диссертация, МАИ, 1966.
170
2. К у р ч и к Б. 3. Расчет ступенчатой формы кривой выходного на-
пряжения инвертора. «Вопросы радиоэлектроники», сер. XII, 1964,
вып. 26.
3. Л о в у ш к и н В. Н. Транзисторные преобразователи постоянного
напряжения. Изд-во «Энергия», 1967.
4. Шейна Г. П. Способы улучшения гармонического состава кри-
вой напряжения преобразователей частоты на транзисторах.
«Известия вузов», Энергетика, 1967, № 2.
5. Войтович И. А., X а с а е в О. Н. Транзисторные преобразова-
тели с многоступенчатой формой выходного напряжения. «Авто-
матика и телемеханика», 1967, № 8.
6. Булгаков К. В., Принц И. М. Методы аппроксимации сину-
соидального напряжения автономных инверторов. «Известия ву-
зов», Электромеханика, 1968, № 5.
7. К о н е в Ю. И. и др. Транзисторные переключающие реле. «Пере-
довой научно-технический и производственный опыт». ГОСИНТИ,
1964, № 4-64-1095/32.
8. Vergcz J., Vern G. J. Low-power* solid state inverters fbr spa-
ce applications. WESCON Techn. Papers, 1966, № 2, p. 20/4.
9. Leszczynski Z. Гармонический анализ транзисторного преоб-
разователя постоянною напряжения в ступенчатое, аппроксими-
рующее синусоиду. Archiwum Elektrotechniki (Polska), 1967, т. 16,
№ 4.
УДК 621.375.67:621.382
Г. М. Малышков
ПРОЕКТИРОВАНИЕ РЕЛЕЙНЫХ СХЕМ СПОСОБОМ
СИММЕТРИИ
Любая релейная схема может быть рассмотрена как
усилитель постоянного тока, охваченный положительной
обратной связыр. Поэтому проектирование релейных
схем сводилось к проектированию усилителя по задан-
ным выходным параметрам (здесь мы исключаем ре-
лейные схемы, предназначенные для фиксации уровня).
При этом уже двухкаскадная схема может быть триг-
гером (два равноценных входа и выхода) или реле
(неравноценные и входы и выходы).
По отношению к нагрузке (вид импульсного режи-
ма) релейные схемы делятся на два класса: 1) триггер
и реле; 2) переключающий триггер, переключающее реле
и мостовой триггер. Последний класс схем характери-
зуется тем, что один из выводов нагрузки должен'быть
подсоединен к общей точке двух транзисторов, после-
довательно соединенных с источником питания. Так
как при отключенной нагрузке каждый из транзисторов
оказывается нагрузкой другого, то такая пара тран-
зисторов не может быть охвачена положительной обрат-
ной связью. Следовательно, второй класс схем должен
быть Многокаскадным.
При проектирований многокаскадных релейных схем
с применением транзисторов двух типов проводимости
количество структурных схем (при заданной выходной
мощности и способе коммутации нагрузки) оказывается
неизвестным. Стремление выбрать наилучшую струк-
турную схему при перечисленных выше условиях заста-
вило искать надежный способ проектирования релейных
схем.
Все известные релейные схемы по внешнему начер-
танию имеют оси симметрии. Относительно шин источ-
ника питания одну из осей симметрии назовем верти-
172
О)
в)
Рис. 1. Пример проектирования транзисторного? переключающего
реле:
а — исходная схема реле на транзисторах одного типа проводимости и ее
зеркальное отображение относительно горизонтальной оси; б — второй этап
проектирования переключающего реле; в — окончательная схема переклю-
чающего реле при использовании источника питания без вывода от средней
точки.
173
кальной (проходит перпендикулярно к шинам источника
питания), а другую — горизонтальной (проходит парал-
лельно шинам источника питания). Относительно осей
симметрии можно различить следующие виды сим-
метрии:
— зеркальная симметрия (зеркальное отображение
части схемы относительно выбранной оси);
— зеркальная негативная симметрия (зеркальное
отображение части схемы относительно выбранной оси
симметрии с изменением полярности источника пита-
ния и типа проводимости транзисторов);
— симметрия сдвигом (двойная зеркальная или
двойная зеркальная негативная симметрия);
— симметрия искажением (любая из перечисленных
выше или их комбинация, но неравноценная по количе-
ству элементов относительно оси симметрии).
Особенно полезным способ симметрии оказывается
при проектировании переключающего триггера и реле.
Для' этого класса схем за исходную схему необходимо
принять усилитель, в котором возможно введение поло-
жительной обратной связи.
Покажем на примере один из приемов проектирова-
ния релейных схем способом симметрии. Пусть требуется
спроектировать транзисторное переключающее реле,
работающее на активную реверсивную нагрузку (вход
силового каскада). Будем считать, что возможно приме-
нение дополнительных источников питания, а транзисто-
ры должны быть одного типа проводимости. За исход-
ную схему выбираем двухкаскадный усилитель на .тран-
зисторах одного типа проводимости с дополнительными
источниками питания, охваченный положительной обрат-
ной связью по напряжению. Эта схема показана на
рис. 1,а сплошными линиями.
За исходную схему следует взять и другие варианты
аналогичного по назначению реле [1] (например, с со-
ставными транзисторами, с другим расположением до-
полнительных источников питания и т. п.), а затем
сравнить конечные схемы. При этом, чтобы не потерять
различные варианты схем, необходимо пользоваться по
очереди всеми видами симметрии. Цепь нагрузки
в исходной схеме желательно изображать отдельно
В рассматриваемом примере мы используем симметрию
сдвигом относительно горизонтальной оси. Ось симмет-
174
рии следует выбирать так, чтобы выходные транзисторы
и источники питания можно было соединить последо-
вательно между собой, причем они не должны оказаться
включенными встречно. Учитывая эти соображения,
получаем симметричную схему относительно исходной,
показанную на рис. 1,а пунктирными линиями.
Следующий этап проектирования реле и триггера
сводится к соединению исходной схемы с зеркальной.
На этом этапе необходимо учесть, что по условию
имеется одно сопротивление нагрузки. Поэтому выход-
ная цепь изображается независимо от вида применен-
ной симметрии. Второй этап показан на рис. 1,6, где
источник питания может быть со средней точкой, к кото-
рой будет присоединен свободный вывод нагрузки. На
третьем этапе проектирования один из входов схемы
рис. 1,6 необходимо сделать функционально зависимым
от состояния схемы. Например, транзистор Т\ должен
быть заперт, если транзисторы 1\ и Т'2 насыщены,
а транзистор Т'2 заперт. Для этого транзистор Т\ должен
управляться синхронно с транзистором Т2.
Переключающий триггер по определению должен
иметь два равноценных входа, один из которых должен
зависеть от состояния исходной схемы, а другой — от
состояния зеркальной схемы. Одновременно состояния
должны быть разными.
На третьем этапе и при необходимости на следую-
щих проводятся упрощения схемы. На рис. 1,в (если
исключить транзисторы Т3 и Г4) показана упрощенная
преобразованная схема [2]. Когда источник питания не
имеет вывода от средней точки, а необходим реверс,
то полученную схему можно симметрично отразить отно-
сительно вертикальной оси. На рис. 1,в справа от на-
грузки показаны только выходные транзисторы зеркаль-
ной схемы.
ЛИТЕРАТУРА
1. Липман Р. А. Полупроводниковые реле. Госэнергоиздат, 1963.
2. Конев Ю. И., Машуков Е. В., Малышков Г. М. Тран-
зисторное переключающее реле. Авторское свидетельство № 164465
«Бюллетень изобретений», 1964, № 1.
УДК 621.375.029:621.382
И. С. Прохоров
ИСПОЛЬЗОВАНИЕ ТРАНЗИСТОРОВ ПРИ НАПРЯЖЕНИИ
КОЛЛЕКТОР—БАЗА, БЛИЗКОМ К НУЛЮ
На возможность работы транзисторов при нулевых напряжени-
ях коллектор — база UK6 уже указывалось в литературе. В теории
транзисторе 1
Мол-ла, которые являются результатом анализа идеализированной
модели трг ]
идеальных :
ной схеме
Анализ
выходных J
[1]. Если и:
характеристики, то транзистор может работать при t/K6=0, если
в области
например, <
шается уж
также и другие малосигнальные параметры транзистора. Поэтому
пересечение характеристик должно произойти на рабочем участке
выходной
сыщения.
С учетом сделанных выше замечаний были проведены испыта-
ния статических и динамических параметров транзисторов, которые
.показали,
может применяться в германиевых транзисторах до температур не
выше +20° С. Кремниевые транзисторы (сплавные и диффузионные)
работают до температур +85° С. При превышении указанных тем-
ператур в транзисторном каскаде из-за возросшей роли внутренней
обратной; связи возможно уменьшение усилительных свойств, паде-
ние входного и выходного сопротивления. Появившиеся в последнее
время планарные транзисторы (которые при температуре +120° С
176 ’
в такая возможность вытекает из уравнений Эберса и
нзистора. Однако отличие реальных транзисторов от
не всегда позволяет реализовать такой режим в конкрет-
усилптеля.
этого режима удобно провести, совмещая семейство
характеристик и переходную характеристику (/к=/^бэ)
х пересечение происходит на рабочем участке выходной
насыщения — то не может. Однако легко заметить, что,
сопротивление коллектора транзистора постепенно умень-
е при приближении к области насыщения; изменяются
характеристики на некотором расстоянии от области на-
что для токов коллектора ZK^1 ма такой режим (С/Кб=О)
имеют обратный ток коллекторного перехода /К0^Ю на, что сви-
детельствует об их хорошем приближении к модели идеального
транзистора) показали, что их можно использовать при напряжении
^кб=0 до температур 4-120° С.
Из-за нестабильности рабочей точки реализовать такой режим
в одиночном транзисторном каскаде не удается, а в усилителе
с гальванической связью транзисторов такой режим создать сравни-
тельно просто.
Схема широкополосного усилителя на планарных тран-
зисторах.
Ниже рассмотрена практическая схема широкополосного усили-
теля на планарных транзисторах (/ко ^10 на), соединенных гальва-
нически и охваченных общей обратной связью по постоянному току
(рис. 1). Отличительной особенностью схемы является отсутствие
согласующих сопротивлений в цепях эмиттеров, поэтому коллектор-
ное напряжение предыдущего и базовое последующего транзисторов
одинаковы, что обусловливает работу при t/K6=0. Представленный
усилитель является схемой с неполным использованием транзисто-
ров, так как последний транзистор (Т4) не участвует в усилении
сигналов переменного тока. Сопротивление введено для стаби-
лизации дифференциальных параметров усилителя.
Представленная схема рассчитана для работы в диапазоне тем-
ператур —60 до 4-120° С и имеет коэффициент усиления по напря-
жению Ки=44-5 • 103 (при /?1 = 0). При холостом ходе усилитель
потребляет от источника питания мощность 5 мет, а так как раз-
вязывающая емкость включена в цепь коллектора транзистора
обратной связи, то его режим, а следовательно, и режим всего уси-
12—2267 177
ЛиТеля, зависят от величины сигнала Переменного тока. Поэтому
ток коллектора выходного транзистора автоматически увеличивает-
ся от 0,3 до 0,6 мр. при увеличении сигнала на выходе от 0 до 3 в.
При /?1=110 ом входное сопротивление 7?Вх = 50 ком и в диапазоне
частот от 50 до 10 000 гц Ки = 700 (на краях частотного диапазона
Ки увеличивается на 15%). В таблице показана зависимость от
температуры некоторых параметров схемы при внутреннем сопро-
тивлении генератора 2,2 ком.
Т, °C -60 —50 —40 4-20 +60 + 100 + 120
^кз, в 8,6 — 7,8 7,4 7,3 6,9 6,5
^Вых> в 0,8 — 2,8 3,2 3 2,8 2,7
«V 300 400 500 700 700 760 780
ы х» ш» Мв 3 3 — 7 8 12 14
Учитывая, что совершенствование технологии все более при-
ближает транзисторы к идеализированной модели, можно ожидать
появления все большего числа транзисторов, работоспособных
в широком диапазоне температур при (7Кб = 0. Преимущества схем
на транзисторах с (7Кб = 0— в их простоте, удобстве согласования
каскадов, малых шумах, малой требуемой мощности.
ЛИТЕРАТУРА
1. «Транзисторные схемы автоматического управления». Под ред.
Ю. И. Конева. Изд-во «Советское радио», 1967.
2. «Полупроводниковые диоды и триоды». Справочник под ред.
И.Ф. Николаевского. Связьиздат, 1961.
3. П р о х о р о в И. С. Точность стабилизации статического режима
транзисторного усилителя переменного тока с непосредственной
связью. «Приборостроение», 1966, № 6.
178
УДК 621.375.121:621.382
В. А. Ивашенцев
ШИРОКОПОЛОСНЫЙ ТРАНЗИСТОРНЫЙ РЕШАЮЩИЙ
УСИЛИТЕЛЬ
Решающие усилители (РУ) с расширенной полосой рабочих
частот находят применение в комбинированных аналоговых вычи-
слительных машинах (АВМ), работающих как в натуральном мас-
штабе времени, так и с быстрой периодизацией решения, в специа-
лизированных аналоговых устройствах, предназначенных для
коррекции характеристик датчиков, сигналы которых 'поступают
в систему автоматического управления, а также в ряде аналого-
цифровых устройств и приборов.
Рис. 1. Структурная схема транзисторного решающего
усилителя.
При построении приводимой ниже схемы широкополосного
транзисторного РУ использовано сочетание принципов последова-
тельного отключения каскадов (2] и разделения их постоянных
времени, что позволило, используя серийные отечественные тран-
зисторы, существенно расширить полосу рабочих частот РУ.
На рис. 1 приведена структурная схема усилителя, которая со-
держит предварительный усилитель-инвертор /, вход которого со*
единен с суммирующей точкой А через конденсатор С2, а выходы - -
через конденсаторы С4 и С3 с усилительными каскадами 3 и 4.
12* 179
С суммирующей точкой А соединен вход канала модуляции — де-
модуляции (МДМ) 2, выход которого подается на усилительный
каскад 3. Связь между каскадами 3 и 4, а также 4 и 5 — непосред-
ственная (гальваническая). Каскад 3 суммирует сигналы от кана-
ла МДМ (каскад 2) и одного из выходов предварительного
усилителя-инвертора 1, а каскад 4 суммирует сигналы от другого
выхода усилителя-инвертора 1 и от каскада 3.
Таким образом тракт усиления нижних частот образован кана-
лом МДМ (каскад 2) и соединенными непосредственно каскадами
3, 4 и 5. Тракт усиления средних частот содержит предварительный
усилитель-инвертор / и усилительные каскады 3, 4 и 5. Тракт уси-
ления верхних частот содержит предварительный усилитель-инвер-
тор 1 и усилительные каскады 4 и 5.
По мере повышения частоты происходит последовательное от-
ключение сначала канала МДМ (каскад 2), а затем каскада 3,
который, обеспечивая увеличение коэффициента усиления РУ на
средних частотах, не дает фазового сдвига на верхних частотах.
Реализация такой структуры имеет ряд особенностей, которые бу-
дут отражены ниже.
На рис. 2 приведена принципиальная схема транзисторного
решающего усилителя, построенная в соответствии со структурной
(рис. 1).
Канал МДМ (каскад 2 на рис. 1) состоит из входного фильтра
(Ri, Ci, Rs), модулятора на кремниевом транзисторе МП ЮЗА (7\),
усилителя переменного тока на транзисторах МП14 (Тв, Тт, Т8, 7\о),
диодного демодулятора (Дю, Ди, Rm, Rm) и выходного фильтра
(Rm, Сц и Я27), подсоединенного к базе транзистора Т5, являю-
щейся одним из входов усилительного каскада 3.
Модулятор собран по схеме с однополярным управлением
по эмиттерному и коллекторному переходам [4]. Усилитель собран
по схеме с непосредственной связью между каскадами и стабили-
зирован общей отрицательной обратной связью по постоянному
току (фильтр Rii, Сд, /?2з).
Предварительный усилитель-инвертор (каскад 1 на рис. 1) со-
бран на высокочастотном транзисторе П416 (7\) по схеме с при-
близительно равными нагрузками в цепях эмиттера и коллектора
RvA- Стабилитроны Д\ и Д2 (Д811) обеспечивают снижение
и стабилизацию напряжения питания каскада. База транзистора 7\
соединена с суммирующей точкой усилителя последовательной
/?С-цепочкой, образованной конденсатором С2 и сопротивлением Т?4,
что обеспечивает высокое входное сопротивление каскада по по-
стоянному току, отсутствие провала в амплитудной частотной ха-
рактеристике на частотах сопряжения канала МДМ и канала уси-
180
00
2267
Рис. 2. Принципиальная схема транзисторного решающего усилителя.
00
ления средних Частот, а также достаточный запас устойчивости по
низкой частоте. Собранный по указанной схеме усилитель-инвертор
обеспечивает: наличие достаточно высокого входного сопротивления
(порядка 50—60 ком) в диапазоне рабочих частот усилителя (до
500 кгц), согласование фаз суммирующих сигналов, при котором
на всех частотах коэффициент усиления усилителя в целом остает-
ся отрицательным, а также изолирует друг от друга цепи подачи
сигналов в каскады 3 и 4, что обеспечивает отсутствие паразитной
обратной связи по цепи Ra, Дгв, С3, С4.
Третий усилительный каскад собран на транзисторах МП101Б
(Г3 и Т5) и представляет собой разностную схему, позволяющую
суммировать выходное напряжение канала МДМ, поступающее на
базу транзистора Т5, с переменной составляющей, поступающей
с эмиттера транзистора 7\ через емкость С4 на базу транзистора Т3-
Применение в третьем каскаде разностной схемы усиления обес-
печивает возможность синфазной модуляции и детектирования
сигнала в канале МДМ, что улучшает его фазовую характеристи-
ку. Для снижения и стабилизации напряжения в цепи питания
коллекторов используется цепочка, состоящая из стабилитрона Д4
и сопротивления Т?22-
Стабилитрон Д5. обеспечивает дополнительное снижение кол-
лекторного напряжения транзистора Ti с целью уменьшения кол-
лекторных шумов.
Четвертый каскад усиления собран по схеме с общим эмит-
тером на высокочастотном транзисторе П416 (Тэ), в базе которого
суммируются сигналы от усилителя-инвертора 1 и каскада 3. Ста-
билитроны Дт, Дз и Д9 ограничивают коллекторное напряжение
транзистора Т9 и обеспечивают согласование выходного потенциала
четвертого каскада с входным потенциалом пятого каскада.
Пятый, выходной каскад собран на высоковольтных кремние-
вых транзисторах средней мощности типа П309 и состоит из пред-
варительного усилителя (транзистор Гц) и эмиттерного повторите-
ля на транзисторе Тц. Такой каскад имеет наименьшие нелинейные
искажения, что позволяет расширить полосу рабочих частот уси-
лителя, при которых рабочий диапазон напряжений составляет не
менее ±30 в. Стабилитрон Дю обеспечивает согласование потенциа-
лов четвертого и пятого усилительных каскадов.
Сопротивления Д44 и Т?46 ограничивают ток при коротком за-
мыкании на выходе. Цепочка, образованная стабилитроном Дъ
и сопротивлением R33, снижает рассеиваемую на нем мощность.
Цепочка Св/?2в используется для коррекции фазовой характери-
стики усилителя в области частот, на которых происходит отклю-
чение 3-го каскада (100—150 кгц). Фильтры С7/?36 и С8/?4о исполь-
182
зуются для коррекции частотной характеристики выходного каска
да и шунтируют транзистор Тц на высоких частотах.
Усилитель обладает следующими характеристиками:
Коэффициент усиления по по- стоянному току К (0) ЗЛО6
Коэффициент усиления /С на ча-
стотах
1 000 гц 104
50 кгц 103
200 кгц Шкала рабочих напряжений на НО
выходе до частот
100 кгц ±30 в
200 кгц ±20 в
1 Мгц 10 в
Ток нагрузки Допустимые емкостные нагрузки* в режиме инвертора при Zr=^ Zo = = 100 ком в суммирующей точке и 5 ма 300 и 1 200 пф
на выходе усилителя соответственно
Время нарастания переднего фрон-
та при подаче скачкообразного воз- действия' на вход не болеё 0,5 мксек
Фон усилителя (от пика к пику) не более 10 мв
Выбросы частотой 1 000 гц (от не более 50 мв
пика к пику)
Длительный дрейф за 7 час (пос- не более 200 мкв
ле часа работы)
Быстрый дрейф не более 50 мкв
Температурный дрейф в диапа- 42 мкв/ ° С
зоне (5—42° С)
Дрейф в режиме интегрирования
за 1 000 сек при постоянном времени 0,4 в
RC — 0,2 сек RC = 1,0 сек
0,16 в
Погрешность воспроизведения вы-
ходного сигнала в режиме инвертора Zj == Zo == 100 ком) на частоте 500 кгц не более 5%
Входное сопротивление усилителя 50 ком
на частоте 100 гц -
ЛИТЕРАТУРА
1. Ивашенцев В. А. Широкополосный транзисторный решающий
усилитель. Авторское свидетельство № 190092. «Бюллетень изо-
бретений», 1967, № 1.
2. Половников Д. Е. Широкополосные операционные усилители.
«Автоматика и телемеханика», 1960, т. XXI, № 12.
3. Степаненко И. П. Основы теории транзисторов и транзи-
сторных схем. Госэнергоиздат, 1963.
4. Ивашенцев В. А. Транзисторный модулятор с однополярным
управлением по эмиттерному и коллекторному переходам. Автор-
ское свидетельство № 177182. «Бюллетень изобретений», 1965,
№ 24.
13*
183
УДК 621.318.576.5:621.382
Н- И. В ал а ев, И. И. Л у щи к о в
ТРАНЗИСТОРНОЕ РЕЛЕ ВРЕМЕНИ
Во многих системах автоматики необходимы малогабаритные,
высокостабильные реле времени, способные работать в широком
интервале температур. Диапазон выдержек времени, в основном,
определяется 0,5—60 сск.
Для проектирования реле с таким диапазоном выдержек вре-
мени наиболее целесообразным является принцип, основанный на
использовании заряда или разряда конденсатора в цепи источника
напряжения или источника тока.
Практическая схема реле времени, построенная по данному
принципу, приведена на рисунке. Как видно из принципиальной
схемы, устройство представляет собой стабилизированный мост,
два плеча которого содержат времязавиеимые элементы (Сь C2f Re,
Rt), а в измерительную диагональ включена схема сравнения, вы-
полненная на транзисторах МП 104 и МП307.
В связи с тем, что для, уменьшения габаритов реле времени
в данном случае использованы электролитические конденсаторы,
приведенная схема имеет некоторые особенности. Для компенсации
влияния изменений токов утечки от условий внешней среды, а так-
же старения конденсаторов последние включены последовательно
по эффекту воздействия токов утечек, но параллельно по величине
емкости. Кроме того, для устранения влияния эффекта абсорбции
диэлектрика применена схема подпитки конденсаторов.
Схема работает следующим образом. При подаче напряжения
питания на клеммы 1 и 4 происходит заряд конденсаторов С4 и С2
до потенциалов, определяемых делителем напряжения R2—R^
Сигналом для начала отсчета времени является подача напряжения
—27 в на клемму 3.
Под временем выдержки понимается время между моментом
подачи сигнала для начала отсчета и моментом появления сигнала
на выходной клемме.2.
За счет ступенчатого изменения емкости (С4 и С2) и плавного
изменения сопротивления (/?6, Ri) можно обеспечить непрерывную
регулировку времени выдержки от 0,5 до 60 сск. Реле времени ука-
184
занного типа разделяется на 3 группы по предельным временным
параметрам.
I группа
Время выдержки, сек 0,5—10
Номинальные емкости
конденсаторов, мкф
G 10
С2 100
II группа III группа
5—40 Ю—60
15 20
300 400
Все резисторы, за исключением /?ц,— типа ОМЛТ-0,5. Конден-
саторы Ci, С2 — типа К-52, конденсатор С3 — типа МБМ-160 —
0,1 мкф. Термистор 7?ц — типа ММТ-4 12 ком.
>278Л—
Де - -
Д220 ±
2
0 ---
На реле
Ai
Д818Г
Дг
' Д818Г\
1
-27в^=У
510
3
---
-27 В (у.пр)
Схема реле времени.
Плавная регулировка времени выдержки в каждой группе
осуществляется резисторами /?6 и Ri, суммарное сопротивление
которых должно быть не менее 10 ком и не более 200 ком.
В качестве интегрирующих конденсаторов в данной схеме мо-
гут использоваться и конденсаторы типа ЭТО, после проверки на
соответствие ТУ их токов утечки при механических воздействиях.
После хранения более шести месяцев необходимо производить
формовку конденсаторов, для чего произвести 40—60 циклов вклю-
чения реле времени.
Как известно, изменение емкости танталовых конденсаторов
по техническим условиям равно —404-4-20% при изменении тем-
пературы от —60 до 4-100° С. Однако указанные значения неста-
185
бильности емкости справедливы 'при измерении емкости на часто-
те 50 гц. В данном случае работе конденсаторов Эквивалентна
воздействию частот ниже 1 гц.
Как показали специальные исследования, возможные измене-
ния емкости танталовых электролитических конденсаторов типа
К52-2, ЭТО-1, ЭТО-2, измеренные на частотах до 1 гц в том же
диапазоне температур, ‘составляют лишь —4-ь+6°/о, что и позво-
ляет получить приведенные технические характеристики реле.
Техническая характеристика
Напряжение питания постоянного
тока ................................. 27+10% в
Коэффициент пульсаций питаю-
щего напряжения......................... 10%
Диапазон изменения температур
окружающей среды
для III группы ............... —604-+ 70° С
для I—II групп................ —604- + 85° С
Время подготовки к работе .... не менее 60 сек,
Время подготовки к повторению
цикла
для I группы........................ 1 сек
для II группы....................... 3 сек
для III группы ..................... 4 сек
Точность времени выдержки во
всех условиях эксплуатации .... + 15%
Ток нагрузки.................... не более 50 ма
Выходное напряжение............. не менее 19 в
Режим работы ..................... длительный
Следует заметить, что величины, приведенные в технической
характеристике, получены при серийном производстве реле времени
без какого-либо отбора элементов. Применением специальных
резисторов и увеличением опорного напряжения на диоде
Д1 можно не только повысить гарантируемую точность времени
выдержки до ±5%, но и увеличить максимальное время выдержки.
Кроме того, при работе устройства в более узком интервале тем-
ператур, чем —60-ь+85° С, возможна замена кремниевых транзи-
сторов МП 104 и МП307 германиевыми эквивалентами, что позво-
лит повысить чувствительность схемы сравнения, а следовательно,
и максимальное время выдержки при тех же габаритах реле вре-
мени.
На данную схему реле времени получено авторское свидетель-
ство № 189488, опубликованное в «Бюллетене изобретений», 1966,
№ 24.
186
УДК 621.374.32:621.382
В. М. Поплавко, В, К. Баранов
АНАЛОГО-ЦИФРОВОЙ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ НАПРЯЖЕНИЯ
НА ТУННЕЛЬНЫХ ДИОДАХ И ТРАНЗИСТОРАХ
Преимущества туннельного диода, работающего в импульсном
режиме, не ограничиваются высоким быстродействием, экономично-
стью и простотой. Представляет интерес использование этого при-
бора в качестве высокочувствительного порогового или триггерного
устройства с хорошей температурной и радиационной стабильно-
сть^. Так как туннельный диод является прибором с отрицатель-
ным сопротивлением, то в схемах на этих приборах не требуется
внешней положительной обратной связи для обеспечения -пороговых
или триггерных свойств, что позволяет уменьшить количество эле-
ментов в устройстве.
В связи с тем, что изменение тока минимума туннельного
диода с температурой определяется концентрацией примесей, при
определенной степени легирования полупроводникового материала
удается существенно снизить температурную зависимость тока мак-
симума.
Проведенные исследования показывают, что стабильность тока
максимума возрастает с уменьшением абсолютного значения этого
тока. Наибольшую температурную и временную стабильность удает-
ся обеспечить в устройствах, использующих обращенные диоды.
В общем виде температурное приращение тока максимума тун-
нельного диода может быть определено следующим образом:
А/макс=ТК'1 ’7МаксАГ,
где ТКТ — температурный коэффициент тока максимума туннельно-
го диода, представляющий собой относительное изменение макси-
мального тока на единицу температуры;
тит — А^маКс Г 1 1
/максДТ' град J
Для отечественных диодов из арсенида галлия
ТКТ<3-10-4 ч-.
град
187
Разработанный аналого-цифровой преобразователь построен по*
методу время-импульсного кодирования, что позволило существен-
но упростить схему источника компенсирующего напряжения.
Преобразователь содержит * компаратор, осуществляющий:
сравнение измеряемого и компенсирующего напряжения и форми-
рующий импульс при превышении измеряемого напряжения компен-
сирующим; генератор линейно-меняющегося компенсирующего на-
пряжения, работающий в ждущем режиме; триггер, формирующий
временной интервал, пропорциональный преобразуемому напряже-
нию; ключ, коммутирующий счетные импульсы, поступающие с ге-
нератора импульсов на счетчик. Принципиальная схема аналого-циф-
рового преобразователя напряжения показана на рисунке.
Компаратор выполнен на обращенном диоде ГД1 и транзисто-
ре Ту. Сравнение входного напряжения l/Bxi или [/вх2 с компенси-
рующим напряжением осуществляется через резисторы Ry или R\
и R2 путем выделения разностного тока.
Исходное положение рабочей точки на характеристике туннель-
ного диода ТД1 вблизи точки максимума тока задается с помощью
резистора R3. Требуемый ключевой режим транзистора Ту обеспе-
чивается с помощью согласующего резистора Входная цепь
транзистора Ту не влияет на значение тока максимума туннельного
диода, ибо при напряжении на туннельном диоде, соответствующем
току максимума, базовый ток транзистора обращается практически
в ноль (t/макс— <100 мв). В связи с тем, что компаратор обладает
триггерными свойствами, вводится цепь установки нуля С2, Ду, Д2.
Триггер выполнен на туннельном диоде ТД2 и транзисторе Т2.
Режим работы туннельного диода с двумя устойчивыми состоя-
ниями обеспечивается с помощью сопротивления Re- Цепь запуска
триггера импульсом с выхода компаратора представляет собой
конденсатор Су и диоды Дз, Дь- Внешний запуск триггера осуще-
ствляется через конденсатор С3. Выходной ключ выполнен на тран-
зисторе Тз-
Генератор линейно-меняющсгося компенсирующего напряжения
содержит эталонную емкость С4 и источник тока компенсационного
типа. Регулирующим транзистором является Т5. Сигнал отрица-
тельной обратной связи усиливается транзистором Т ь. Источником
опорного напряжения является стабилизатор Ст3. Напряжение,
пропорциональное зарядному току конденсатора Сь, задается с по-
мощью резистора Ry^,
Согласование потенциальных уровней между транзисторами Т4
и Г5 осуществляется с помощью резистора Rye. Управление* генера-
тором линейного напряжения осуществляется с помощью ключе-
вого транзистора TG>
188
00
О
Рис. 1. Схема аналого-цифрового преобразователя напряжения.
Напряжение питания преобразователя стабилизируется стаби-
литронами CTi и Ст2.
Работа устройства осуществляется следующим образом. С по-
дачей импульса начала преобразования (ИНП) триггер меняет свое
состояние и, запирая транзистор Те, запускает генератор линейного
напряжения. Одновременно с этим запирается транзистор Т3 и им-
пульсы с генератора импульсов ГИ начинают поступать на счетчик
импульсов СИ.
Напряжение на емкости С4 линейно возрастает во времени.
Как только ток, создаваемый генератором линейного напряжения
во входной цепи компаратора, превысит ток, создаваемый входным
источником, туннельный диод ТД1 переключится в высоковольтное
состояние и транзистор откроется. Выходной положительный
импульс вернет триггер в исходное состояние, транзистор Т3 от-
кроется, счет прекратится, транзистор Те откроется и эталонный
конденсатор С4 разрядится. Число импульсов, зафиксированное
в счетчике, будет эквивалентно преобразуемому напряжению. Дан-
ный преобразователь предназначен для работы в системе автома-
тического контроля оборудования летательных аппаратов.
При использовании счетчика с индикацией в десятичном коде
преобразователь представляет собой портативный цифровой вольт-
метр, работающий в широком температурном диапазоне.
Техническая характеристика аналого-цифрового
преобразователя
Диапазон преобразуемых величин
Точность преобразования ....
Входное сопротивление
/?ВХ1..........................
/?ВХа..........................
Максимальное время преобразова-
ния ...............................
О -=- I в»
0-Н10 в
±0,1<»/о
5,1 /с,
5 Гк
5 мсек.
Частота генератора счетных им-
пульсов .............................. 200 кгц
Питание......................... 27 в +10%,
13 в ± 10%
Рабочий диапазон температур. . . —60 ч-4-60° С
Объем при навесном монтаже ... ,20 смг
190
УДК 621.375.446
в. А. Гольберг
СЛЕДЯЩАЯ СИСТЕМА С ТРАНЗИСТОРНЫМ ИМПУЛЬСНЫМ
УСИЛИТЕЛЕМ МОЩНОСТИ
В современных следящих системах для приведения в действие
исполнительных механизмов применяются электродвигатели как
постоянного, так и переменного тока. Однако когда требуется
обеспечить высокое быстродействие и высокий к. п. д., целесообраз-
но использовать электродвигатели постоянного тока с независимым
возбуждением. Для управления двигателями мощностью 20—30 вт
в ряде систем применяются электромеханические реле. Для исклю-
Рис. 1. Структурная схема следящей системы:
/-усилительно-преобразовательное устройство, состоящее из магнитного мо
дулятора, транзисторного усилителя переменного тока и демодулятора; 2 —
широтно-импульсный модулятор; 3, 4 — транзисторные переключающие реле;
5 — якорь двигателя исполнительного механизма; 6 — потенциометр позицион-
ной обратной связи; 7 — корректирующая обратная связь.
чения автоколебательного режима работы используется вибрационная
линеаризация. При этом частота вибрации составляет 10—15 гц,
что приводит к тяжелому тепловому режиму двигателя и быстро-
му износу контактов реле.
Существенно увеличить срок безотказной работы системы и
облегчить режим работы двигателя можно использованием транзи-
191
сторпых управляющих систем. Для этого целесообразно применить
силовое транзисторное переключающее реле (1].
Эта схема обеспечивает питание цепи якоря от источника
прямоугольного напряжения величиной 1/п или 0, т. е. обеспечи-
вает управление двигателем от источника эквивалентного напряже-
Т и
ния £/=[7пу = t/пКз. При этом жесткость механических характе-
ристик двигателя практически не уступает естественным, и при
отсутствии сигнала двигатель тормозится. Это обстоятельство со-
вершенно необходимо для обеспечения переходного процесса с ма-
лым перерегулированием. Два одинаковых переключающих реле
дают возможность построить мостовой регулятор, обеспечивающий
реверс и управление двигателем по цепи якоря. Структурная схема
разработанной следящей системы изображена на рис. 1. Система
работает от входных сигналов постоянного тока. Исполнительный
механизм приводится в действие двигателем типа Д25-1.
Рассмотрим отдельные элементы следящей системы. Принципи-
альная схема выходного каскада, образованного двумя переклю-
чающими реле, изображена на рис. 2. Транзисторы 7\ и Тi2 сходят
в сх'ему широтно-импульсного модулятора. При отсутствии на вхо-
де управляющего сигнала якорь двигателя закорочен через насы-
щенные Силовые транзисторы 7\ и Т7. Транзисторы 7\ и 7\2 также
насыщены. При появлении сигнала, запирающего, например, тран-
зистор ТI, транзистор Т запирается, а транзистор Те открывается
и двигатель вращается в сторону уменьшения появившегося рас-
согласования. При запирании транзистора Ti2 двигатель вращается
в противоположную сторону.
Так как система должна работать в температурном диапазоне
от —60 до 4-60° С, -при расчете элементов схемы были приняты
следующие минимальные коэффициенты усиления по току транзи-
сторов: для транзисторов Т4, Т6, Т7, Тд В=10; для транзисторов
Т3, Л, Т6, Т10 В=20.
Коэффициент насыщения форсирующих транзисторов Т2 и Гц
выбран равным 3. Дополнительные источники питания имеют сле-
дующие данные: С\ = 7 в, 1/2=1/3 = 4 в. Эти напряжения получены
от трех двухполупериодных выпрямителей, имеющих общий сило-
вой трансформатор. Трансформатор собран на сердечнике Ш12 X
X 12. Питание осуществляется от источника 36 в 400 гц.
Для управления выходным каскадом используется широтно-
импульсный модулятор, преобразующий входной сигнал в после-
довательность импульсов неизменной частоты, длительность кото-
рых приблизительно пропорциональна управляющему сигналу.
192
Рис. 2. Принципиальная схема выходного каскада усиления мощности.
Широтно-импульсный модулятор, принципиальная схема кото-
рого показана на рис. 3, образован двумя транзисторными реле
с параллельными обратными связями (резисторы /?2, К точкам
1 и 2 подводится пульсирующее синусоидальное напряжение смеще-
ния. При отсутствии сигнала с демодулятора транзисторы 1\ и Тз
закрыты, а Т2 и 7\ открыты. При появлении сигнала в полярности,
указанной на схеме, транзистор Л в те моменты времени, когда
-
Рис. 3. Принципиальная схема -.широтно-импульсного модулятора.
Точки а, а', Ъ соответствуют тем же точкам на схеме рис. 2.
сумма напряжения смещения и сигнала больше порога срабатыва-
ния реле, насыщается, а Т2 запирается. На выходе появляется
импульс отрицательной полярности, который управляет силовым
реле.
По мере увеличения входного сигнала длительность импульса
увеличивается и при определенном сигнале транзистор 7\ постоянно
насыщен, а Т2 заперт. Длительность выходного импульса в зависи-
мости от величины входного сигнала определяется формулой
т ис-иср\
Тп — — arcsin----77---- > •
те ит
где Uс — напряжение сигнала;
Um — амплитуда напряжения смещения;
Ucp — порог срабатывания реле. - I
194. I
Рис. 4. Амплитудная характеристика усилительной части следящей
Рис. 5. Характер переходного процесса в зависимости от сопротивле-
ния в цепи корректирующей обратной связи.
195
Для данной Схёмы амплитуда напряжения смещения выбрана
равной 1 в. Напряжение срабатывания реле порядка 0,5 в. Частота
повторения управляющих импульсов составляет 800 гц. Магнитный
модулятор, транзисторный усилитель переменного тока и ключевой
фазочувствительный выпрямитель собраны по обычным схемам.
Для улучшения стабильности характеристик весь усилительно-пре-
образовательный блок охвачен отрицательной обратной связью по
напряжению с выхода фазочувствительного выпрямителя на вход
магнитного модулятора. Использование в данной схеме магнитного
модулятора дает возможность суммировать сигналы, требующие
гальванической развязки один от другого.
Экспериментальное исследование следящей системы заключа-
лось в снятии амплитудной характеристики всего усилительного
тракта (от входа магнитного модулятора до якоря двигателя),
определении реакции замкнутой системы па скачок и возможности
регулирования переходного процесса, а также в сравнении дина-
мических характеристик данной системы с характеристиками систе-
мы, выполненной на электромеханических реле.
На рис. 4 приведена амплитудная характеристика усилительной
части следящей системы (нагрузка — двигатель Д25-1 без исполни-
тельного механизма). Характер переходного процесса зависит от
величины сопротивления /?к в цепи корректирующей обратной свя-
зи (рис. 4).
На рис. 5 показан характер переходного процесса при задании
на вход замкнутой системы скачка тока /=30 мка, /?вх=150 ком,
/?ос=П50 ком.
Испытания показали также, что динамические характеристики
разработанной следящей системы не уступают аналогичным ха-
рактеристикам контактной системы. По сроку же безотказной рабо-
ты данная система существенно превосходит систему с электроме-
ханическими реле.
ЛИТЕРАТУРА
1. Конев Ю. И. Транзисторные импульсные устройства управле-
ния электродвигателями и электромагнитными механизмами.
Изд-во «Энергия», 1964.
2. Л и п м а н Р. А. Полупроводниковые реле. Госэнергоиздат, 1963.
3. Красовский А. А. и Поспелов Г. С. Основы автоматики
и технической кибернетики. Госэнергоиздат, 1962.
196
УДК 621.316.722.1:621.382
Г. Н. Г у лякович
ТРАНЗИСТОРНЫЙ РЕЛЕЙНЫЙ СТАБИЛИЗАТОР
ПОСТОЯННОГО НАПРЯЖЕНИЯ
В последнее время ко вторичным источникам питания предъ-
являются все более жесткие требования с точки зрения потребляе-
мой мощности, веса и занимаемых объемов. Особенно это важно
в тех случаях, когда первичный источник питания обладает ограни-
ченным запасом мощности, а напряжение первичной сети меняется
в широких пределах.
“0 Un
Т, П217Г
Др
С2
15,0
Т2
П26Б
Ci
15,0
Ai
Д226
Т3 П26Б
Дз
1810
УДг
Д810
сз
5100
R*
4,7к
83 2,2 к
До
Д214
8!
100к
П308
Дб г ’ ^7
Д808
Сц.
200,0
-Общ,
7,5x1
0 ^вых
Рис. 1. Принципиальная электрическая схема стабилизатора.
Получившие широкое распространение в качестве вторичных
источников питания транзисторные стабилизаторы напряжения
197
с непрерывным режимом работы регулирующего элемента не могут
решить поставленной задачи, так как они обладают низкими зна-
чениями к. п. д.
В настоящее время разработана и испытана схема релейного
стабилизатора напряжения. Отличительной особенностью схемы
является отсутствие дополнительных источников, необходимых для
запирания силовых транзисторов, работающих в ключевом режиме.
Это дало возможность упростить схему стабилизатора, сохранив
ее основное достоинство — высокий к. п. д.
Стабилизатор компенсационного типа (рис. 1) выполнен на ос-
нове одноемкостного транзисторного мультивибратора.
Регулирующий элемент представлен составным транзистором
(Г1 и Т3), образующим одно из плеч мультивибратора; другое пле-
чо образует транзистор Т2. Однокаскадный усилитель постоянного
тока выполнен на транзисторе Т4. Схемой сравнения является
входная цепь транзистора Т4. К ней также относятся кремниевый
стабилитрон Д5 и резисторы R$, Re и Ri, причем два последних
резистора образуют делитель выходного напряжения, с помощью
которого можно устанавливать необходимую величину выходного
напряжения стабилизатора. Диод дроссель Др и конденсатор
С4 образуют сглаживающий фильтр стабилизатора. Цепочка из
параллельно соединенных резистора Ri и конденсатора С2 исполь-
зуется для запирания составного транзистора в один из полупсрио-
дов. Запирающее напряжение прикладывается к составному тран-
зистору через цепь коллектор — эмиттер насыщенного транзистора
Т2. С помощью резистора R2 устанавливается необходимая вели-
чина базового тока составного транзистора для обеспечения ему
режима насыщения при максимальном токе нагрузки.
Частота, на которой работает стабилизатор, определяется ем-
костью конденсатора С3 и сопротивлением участка /?3 коллектор —
эмиттер транзистора Т4. И так как выходное сопротивление тран-
зистора Т4 в процессе работы меняется, то меняется и рабочая
частота стабилизатора. Резистор /?4 позволяет корректировать
характеристику U3bix=f(U^).
Кремниевые стабилитроны Д2, Дз, включенные последовательно
с конденсатором Сз> снижая напряжение, прикладываемое к элек-
тродам коллектор — эмиттер транзистора Т4, повышают надежность
схемы.
Принцип стабилизации основан на регулировании времени про-
водимости составного транзистора в течение каждого периода ра-
бочей частоты. Работа схемы сводится к следующему.
В момент подачи входного напряжения через нормально насы-
щенные транзисторы Тх и Т3 происходит заряд конденсатора
193
фильтра С4. При Достижении на Нем напряжения определенной ве-
личины (устанавливается с помощью делителя выходного напряже-
ния Ri) отпирается транзистор Г4. Отрицательный потенциал
источника входного напряжения прикладывается к базе транзистора
Рис. 2. Зависимость выходного
сопротивления стабилизатора
от тока нагрузки.
Т2 и отпирает его. Это в свою очередь приводит к запиранию
транзисторов Л и Т3. Конденсатор С3 в этот момент заряжается
входным напряжением через эмиттер-базовый переход транзистора
Рис. 3. Зависимость к. п. д. стабилизатора от мощности
в нагрузке при различных значениях входного напря-
жения.
Т2, кремниевые стабилитроны Д2, Д3 и диод Д4 (диод Д4 в этот
период открыт за счет э. д. с. самоиндукции дросселя Др). В сле-
дующий полупериод, когда выходное напряжение уменьшится и
199
увеличится сопротивление коллектор — эмиттер транзистора Л, на-
пряжение на конденсаторе С3 будет поддерживать транзистор Л
в закрытом состоянии. Перезаряд конденсатора С3 происходит по
цепи: плюс источника входного напряжения — эмиттер — коллектор
транзистора Л, стабилитроны (Д2, Дз), резистор /?3, коллектор-
эмиттер Ли стабилитрон Д$. Благодаря действию положительной
обратной связи процессы смены состояний транзисторов Т2 и со-
ставного в схеме происходят лавинообразно. После опрокидывания
схемы в новое состояние снова начинается медленный процесс за-
ряда (перезаряда) конденсатора С3.
В тех случаях, когда входное напряжение ниже установлен-
ного выходного, состояние транзисторов не меняется: транзисторы
7\ и Т3 все время насыщены, транзистор Т2 закрыт. Выходное на-
пряжение стабилизатора изменяется так же, как и входное, за вы-
четом падения напряжения на насыщенном транзисторе 7\ и дрос-
селе Др.
На графиках (рис. 2 и 3) показаны экспериментально снятые
характеристики релейного стабилизатора.
Техническая характеристика
Напряжение входного источника, в . . 24—34
Выходное напряжение, в.............. 20
Ток нагрузки, а..................... 0,5—2,0
Рабочий интервал температур, °C . . . 0—40
Коэффициент стабилизации............ 50
Амплитуда пульсаций, мв.................. 300
Температурный коэффициент напряже-
ния, мв/°С................................. 2,5
Диапазон изменения рабочей частоты
при изменении входного напряжения, гц 500—1 500
Пульсации выходного напряжения могут быть уменьшены пу-
тем подключения на выходе еще одного звена LC-фильтра.
ЛИТЕРАТУРА
1. Куликов С. В. Управляемые мультивибраторы на транзисто-
рах. Изд-во «Энергия», 1966.
2. Кос со в О. А. Усилители мощности на транзисторах в режиме
переключения. Изд-во «Энергия», 1964.
3. Гулякович Г. Н., Москвитина В. Я. Импульсный стаби-
лизатор напряжения. Авторское свидетельство № 240760. «Бюл-
летень изобретений», 1969, № 13.
200
УДК 621.375.67:621.382
Л. И. Леоненко
СХЕМА ДЛЯ ФОРСИРОВАННОГО ВКЛЮЧЕНИЯ
И ОТКЛЮЧЕНИЯ ИНДУКТИВНО-АКТИВНОЙ НАГРУЗКИ
Для управления электромагнитными муфтами и механизмами
в последнее время разработаны электронные схемы, позволяющие
увеличивать напряжение на обмотке управления этих устройств
во время включения и отключения [1, 2, 3, 4]. Форсированное от-
ключение осуществляется сравнительно просто подключением при-
емника энергии параллельно обмотке или коммутирующему элек-
тронному прибору (транзистору, тиристору). Форсированное вклю-
чение предполагает использование источников номинального и по-
вышенного напряжения. Обычно эти источники с помощью комму-
тирующих электронных приборов включаются параллельно. Схема,
использующая последовательное включение источников, имеет пре-
имущества, если считать в обоих случаях главным параметром
схем суммарное время включения и отключения нагрузки при за-
данном допустимом напряжении электронного прибора.
На рис. 1 показана принципиальная схема, в которой силовые
цепи образованы источником номинального напряжения Еп, источ-
ником повышенного напряжения Ед, транзисторами Т\ и Т2 и дио-
дом Дь а цепи управления — двумя полупроводниковыми реле
flPi и ПР2. Чтобы уменьшать тепловые потери в сопротивлениях,
питание цепей управления осуществляется от источников понижен-
ного напряжения Ei—Еъ. Эти низковольтные (4—5 в) источники
могут быть получены, например, от автогенератора, собранного по
одной из известных схем.
Схема работает следующим образом. В исходном состоянии
£7вх=0 реле /7Р< Обеспечивает насыщение транзистора 7\, реле
ПР2 обеспечивает запертое состояние транзистора Т2, ток в на-
грузке La, Rb отсутствует. Транзисторы, насыщенные в этом со-
стоянии, на рисунке заштрихованы. При подаче входного напряже-
ния илх в указанной полярности переключается реле ПР2^ тран-
зистор Т2 насыщается и нагрузка оказывается подключенной к сум-
марному напряжению источников Еа и Ел через насыщенные тран-
зисторы Г1 и Т2. Ток нагрузки форсированно возрастает.
14—2267 4 201
При некотором значении тока нагрузки напряжение на рези-
сторе /?1з становится равным напряжению срабатывания реле /7Р1
и транзистор Л переходит в состояние отсечки. На этом процесс
форсированного включения нагрузки заканчивается. Ток нагрузки
под действием напряжения Еп протекает через диод до тех
пор, пока открыт транзистор Т2.
Релейная форсирующая схема с одним входом.
Еслй уменьшить t/Bx до величины, равной напряжению отпу-
скания реле /7Рг, то транзистор Т2 перейдет в состояние отсечки,
начнется процесс форсированного отключения нагрузки. При неко-
тором весьма малом токе нагрузки произойдет* отпускание реле
17Pi и транзистор 7\ возвратится в насыщенное (исходное) со-
202
стояние. Для обеспечения надежности отпускания реле /7Р1 диод
Д1 зашунтирован сопротивлением, с помощью которого падецие
напряжения на 7?i3 можно сделать не только равным нулю, но и
равным нескольким десятым вольта в противоположной полярно-
сти за счет разрядного тока конденсатора С.
Приведем основные результаты анализа данного способа фор-
сированного управления.
Полагая заданным допустимое напряжение коллектор — эмит-
тер икд2 транзистора Т2 как наиболее ответственного элемента
схемы, можно рассчитать время включения нагрузки Твкл» опре-
деляемое как время увеличения тока от нуля до Еп//?н при посто-
янной La:
- Ln - Г/кэ2
ГфКЛ=/?Н 1П £7кЭ2— Еп
Напряжение дополнительного источника при этом равно
Eji = Uh32—Ел. (1)
Максимальное напряжение коллектор — эмиттер первого тран-
зистора не превышает Ед. Суммарное время включения и отклю-
чения нагрузки составляет
Готд + Готкл = (1 + км) In yK9j ™Еп , (2)
где коэффициент /Свр зависит от способа форсированного отклю-
чения. При стабилитронном отключении ЛВр = 1, при реостатно-
емкостном (7?с, С на рисунке) Лвр~ 1,084, при емкостном (/?сж0)
Квр«1,57.
Для сравнения отметим, что в типовой схеме при параллель-
ном включении Еа и Ед (например, рис. 17 из [2]) наиболее от-
ветственным элементом схемы является транзистор Ti, коммути-
рующий цепь источника Ед. Суммарное время включения и от-
ключения нагрузки
Т IT I a- LH Ukm
7вКЛ +1отм = inЕд__Еи + *вр1п £/КЭ2-Еп
минимально при
Ед = Еп-f-[7К81 — [/К81, (4)
где
„„ tAtai
Е
+ Хвр-1
4-?Свя— А ‘
\ “ / __ Utlt (^КЭ1 + ^п)
4(К,р-1)2 J К,р-1 £2
14*
203
ИЛИ при Кър = 1
п ^КЭ1-+£п
С'кэг = й
Можно показать, что Твкл Ч-Тотил, определяемое (2), прибли-
зительно в два раза меньше Твкл + Тоткл из (3), если в обеих
схемах использованы транзисторы с одинаковым допустимым на-
пряжением, т. е. £/Кэ2 в (2) равно UK9l в (3). Это важное преиму-
щество схемы с последовательным включением источников.
Если ставится задача получения только минимального времени
включения нагрузки, то при одинаковом быстродействии схема
с последовательным' включением источников требует Ед, меньшего
на величину Еп.
Применение полупроводниковых реле позволило отказаться
от второго входа схемы (3] и исключить импульсный трансформа-
тор (2]. Схемы полупроводниковых реле ПР1 и ПР2 во многом
идентичны, “Что облегчает их выполнение в виде нормализованных
блоков.
Схема, показанная на рисунке, без изменения структуры может
применяться в диапазоне номинальных токов нагрузки Еп/Рн от
1 до 5 а, если ориентироваться- на высоковольтные транзисторы
типа КТ802А, КТ805А, КТ805Б. При токах, больших 5 а, необхо-
димо параллельное включение силовых транзисторов, что осуще-
ствляется хорошо известными способами. Конкретные данные схе-
мы приведены для диапазона токов нагрузки до 2—2,5 а..
Параметры приемника энергии Rc и С, определяемое обычно
графически, можно рассчитать по приближенным соотношениям
Лс^(0,75-т-0,85)7?н^, (5)
(6)
Если Rc и С выбраны в соответствии с (5) и (6), то время
включенного состояния транзистора Т2, необходимое для разряда
С, не превышает тн=^н/₽н. Реостатно-емкостные приемники энер-
гии в отличие от стабилитронных не имеют ограничений по току
и напряжению, что является их достоинством.
204
Схема была испытана с электромагнитным механизмом, имею-
щим следующие параметры: напряжение на обмотке 27 в, ток 1 а.
тн=37 мсек, коэффициент запаса по току срабатывания 3, по току
отпускания — 8, время срабатывания 33 мсек, из них время тро-
гания 13 мсек, максимальная частота 12 гц. При управлении от
форсирующей схемы с £д=80 в, в получено время сраба-
тывания 10 мсек, из них время трогания 1,5 мсек, максимальная
частота при стабилитронном отключении 40 гц. Все источники
были получены от одного автогенератора. Общий потребляемый
ток уменьшился до 250 ма на частоте 12 гц и 900 ма на частоте
40 гц, что в ряде случаев может играть решающую роль.
ЛИТЕРАТУРА
1. Липман Р. А. Полупроводниковые реле. Госэнергоиздат, 1963.
2. Ильичев Д. Д., Т а т у р О. Н., Ф л и д л и д е р Г. М. Системы
с электромагнитными муфтами. Изд-во «Энергия», 1965.
3. Попов А. П., Шарапов А. В. Схема управления быстродей-
ствующей^ электромагнитной муфтой. «Электротехника», 1968,
Xs 8.
4. «Транзисторные схемы автоматического управления». Проектиро-
вание и расчет. Под ред. Ю. И. Конева. Изд-во «Советское ра-
дио», 1967, гл. 9, стр. 264—277.
УДК 621.314.2:621.382
А. А. Дубенский
ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЙ КОММУТАТОР
ДЛЯ БЕСКОНТАКТНОГО ЭЛЕКТРОДВИГАТЕЛЯ
ПОСТОЯННОГО ТОКА
Прогресс в области полупроводниковых приборов позволил за-
менить механические коллекторы полупроводниковыми коммутато-
рами и разработать бесконтактные машины.
Под руководством автора разработаны стабилизированные
двухскоростные бесконтактные двигатели постоянного тока БД-04/08
и БД-5/10, основные данные которых приведены в таблице. * *
На рис. 1 показана схема коммутирующего устройства бескон-
тактного двигателя БД-5/10. Секции двигателя 1—6 коммутируют-
* В разработке двигателей принимали участие ст. инженер
В. Е. Евдокимов и студенты Ю. Б. Расцветалова, Т. Н. Санталрва
*и Н. И. Куликов.
205

Рис. 1. Схема коммутирующего устройства двигателя БД-5/10.
Основные данные двухскоростных бесконтактных двигателёй
постоянного тока
Тип двига- теля Мощ- ность, вт Напряже- ние, в Скорость вра- щения,' об!мин К. п. д. Размеры кор- пуса, мм
диа- метр длина
БД-04/08 0,4/0,8 9 \1500/3000 0,3/0,45 38 51
БД-5/10 5/10 27 250/500 . 0,42/0,56 120 146
ся силовыми транзисторами 7\—работающими в ключевом
режиме. В базовые цепи этих транзисторов включены тиристоры
Тт—Т12, которые во время пуска двигателя являются дополнитель-
ными каскадами усиления сигналов от датчиков положения ДП1—
ДП6, а при работе с синхронизацией от задающего генератора вы-
полняют еще и логические функции. Для запирания силовых
транзисторов предусмотрен специальный источник, имеющий напря-
жение 6 в. Запирающее напряжение подается на базы транзисто-
ров через сопротивления —Re. Токи через тиристоры и базы
силовых транзисторов ограничиваются сопротивлениями Ri—/?12-
Конденсаторы Ci—Сб, соединяющие попарно аноды тиристоров,
служат для их гашения. В цепях управления тиристоров включе-
ны диоды Д1—Де, которые пропускают сигналы датчиков поло-
жения только положительной полярности, что необходимо для нор-
мальной работы тиристоров. Датчики положения питаются от ге-
нератора повышенной частоты, собранного по схеме Роэра и со-
стоящего из трансформатора Тр, транзисторов Т19, Т20 и
сопротивлений Ri9, R20. В режиме синхронизации тиристоры
включаются импульсами от задающего генератора, которые посту-
пают на управляющие электроды через транзисторы 7\з—Лв. Дат-
чики положения при этом не работают,* так как их питание
отключается при помощи реле Р. Обмотка последнего' включена
в цепь коллектора составного транзистора T2i, Т22. Включение
реле происходит в момент достижения двигателем заданной скоро-
сти. Контроль скорости вращения производится измерительным
мостом, выполненным на сопротивлениях Д21, Rw, R23', R'23 и ста-
билитроне Д15. Настройка моста на соответствующую скорость вра-
щения осуществляется переменными сопротивлениями R23, R'23.
Напряжение на измерительный мост подается через диоды Д»—Ди
с секцией якоря. Для получения двух скоростей вращения секции
выполняются из двух частей, которые могут включаться последо-
208
вательно или параллельно переключателем П. Для защиты секций
и силовых транзисторов от перенапряжений служат диоды Д18—Дгз-
Схема работает следующим образом. При включении двигате-
ля начинает работать генератор повышенной частоты, и на первич-
ные обмотки датчиков положения поступает напряжение с часто-
той 20—50 кгц. Магнитная система датчиков положения выполнена
так, что в любом положении ротора два датчика выдают сигналы,
открывающие соответствующие тиристоры, например, Т7 и Т8.
Последние включают транзисторы Л и Т2. По секциям обмотки
якоря протекают токи, которые, взаимодействуя с магнитным По-
током индуктора, создадут вращающий момент, и ротор двигателя
начнет поворачиваться. При, повороте ротора на некоторый угол
первый датчик положения перестанет выдавать сигнал, а вступит
в работу третий датчик, который включит тиристор Т9 и транзи-.
стор Т3. При этом конденсатор который во время работы Л
зарядился до напряжения, близкого к напряжению питания, пога-
сит Т7. При дальнейшем повороте ротора датчик ДГТ2 выключится,
а включится датчик ДП^, откроет Тю, и последний включит тран-
зистор Т4. Конденсатор С2 погасит Т8 и т. д. Двигатель будет уве-
личивать скорость вращения. Когда она достигнет заданной, вклю-
чится реле Р и своими контактами отключит питание датчиков
положения и включит задающий генератор.
Пусть в момент включения реле Р открыты Т7 и Т6/ а напря-
жение задающего генератора имеет полярность, указанную на схе-
ме. Тогда положительный импульс через диод Дз пройдет на
эмиттеры транзисторов Т\3/ Ti5 и Та, базы которых через сопро-
тивления Ri3, Rib и T?i7 соединены с анодами Ts, Ti0 и Т12. Так как
Т10 и'Т12 закрыты, то к базам транзисторов Т13 и Ti7 будут прило-
жены положительные потенциалы, равные напряжению питания, и
управляющий импульс, величина, которого выбирается меньше ве-
личины напряжения питания, не сможет пройти через эти транзи-
сторы. База транзистора Ti5 находится под низкие потенциалом,
так как тиристор Т8 открыт, поэтому управляющий сигнал от за-
дающего генератора пройдет через транзистор Т13 и включит Т9,
при этом конденсатор Ci погасит Т7.
Следующий импульс oj задающего генератора поступит через
диод Д1 на эмиттеры транзисторов Tie и Ti8, но импульс
пройдет только через транзистор Tie и включит Тю. Дальнейшая
работа схемы будет проходить в описанном выше порядке. Управ-
ляющие импульсы будут включать тиристоры В" заданной последо-
вательности, которая будет определять направление вращения
двигателя, а частота управляющих импульсов будет задавать ско-
рость вращения двигателя.
209
Для двигателя БД-5/10 при частоте задающего генератора
50 гц скорость вращения будет 250 об)мин, а при 100 гц —
500 об/мин.
Механические характеристики бесконтактного двигателя
БД-5/10 для различных частот задающего генератора и напряже-
ний питания показаны на рис. 2. Как следует из рис. 2, разра-
Рис. 2. Механические характеристики двигателя БД-5/10 при
включении полусекций:
1 — последовательно; 2 — параллельно.
----27 в;------25 в; • • • 22 е---20 в.
ботанная схема управления обеспечивает хорошие пусковые свой-
ства и высокую стабильность вращения двигателя в установив-
шемся режиме. Схема позволяет получить несколько стабильных
скоростей путем изменения частоты задающего генератора.
ЛИТЕРАТУРА
1. Дубенский А. А. Бесконтактные двигатели постоянного тока.
Изд-во «Энергия», 1967.
2. Дубенский А. А. Способ управления бесконтактным электро-
- двигателем постоянного тока. Авторское свидетельство № 221803.
«Бюллетень изобретений», 1968, № 22.
3. К о н е в Ю. И. Полупроводниковые триоды в автоматике. Изд-вр
«Советское радио», 1960.
4. Овчинников И. Е., Лебедев Н. И., Бесконтактные двига-
тели постоянного тока автоматических устройств. Изд-во «Нау-
ка», 1966.
21Q
УДК 621.375.145:621.382
Е. В. Машуков, Г. М. Малышков,
В. М. Ермошин, И. М. Леоненко
ТРАНЗИСТОРНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ В РЕЖИМЕ ПЕРЕКЛЮЧЕНИЯ
С МАКСИМАЛЬНОЙ ВЫХОДНОЙГ МОЩНОСТЬЮ 15 кет
В статье описано усилительно-преобразовательное устройство
для управления по цепи якоря электродвигателем постоянного тока.
Усилитель спроектирован в соответствии со следующими техниче-
скими требованиями:
Номинальный ток якоря............... 70—80 а\
Максимальный ток якоря при Ua = 50 в 300 а\
Диапазон изменения напряжения питания 28—50 в;
Температурные условия работы........ 30—50° С
Регулятор электродвигателя выполнен ^а основе многокаскад-
ного транзисторного импульсного усилителя среднего значения тока.
Принцип действия регулятора и функциональные связи между его
каскадами поясняются блок-схемой рис. 1.
Основной усилительный тракт регулятора содержит: широтно-
импульсный модулятор, каскады предварительного усиления, пред-
оконечный каскад, выходной каскад. Вспомогательными' блоками
регулятора являются стабилизатор постоянного напряжения и ге-
нератор прямоугольного напряжения с выпрямителями.
- Сигналы постоянного тока, поступающие по нескольким кана-
лам от потенциометрических датчиков, суммируются на входе
с токами от источника опорного напряжения и от источника кор-
рекции (коррекция предусматривает стабилизацию рабочей точки
на характеристике вход — выход при изменении напряжения пита-
ния). Широтно-импульсный модулятор выполнен на основе тран-
зисторного реле с параллельной обратной связью. Опорное напря-
жение пилообразной формы получено от транзисторного генератора
мультивибраторного типа с параметрическим стабилизатором тока
и буферным каскадом. Выходное напряжение ШИМ имеет вид
однополярных прямоугольных импульсов переменной длительности.
Импульсный стабилизатор постоянного напряжения совместно
211
to
to
7 b SO 6
Ьяок
коррекции
^14-33
П16Б
2Л
I Выходной и
I предоконечный
каскады
г 40
^злп2 5В
Датчики
V
I
Генератор-
прямо-
угольного
напряжения
+
Tl-10
П16Ь
Т//-Г5
П210А
Импульсный
стабилизатор
Un 28 -50 6
А 3-28
А 305
5,0
^HdC'
36
. 'ЗЧ-Ч1
П210А
Umj"
66
* >
Un 28-505
Рис. 1. Блок-схема усилителя.
Д^Д215А
---М-
10 ДР'

Wp
с генератором прямоугольного напряжения и выпрямителями обра-
зуют блок стабилизированных источников, питающий потенциомет-
рические датчики, каскады предварительного усиления и предоко-
нечный каскад. Выходная мощность стабилизатора позволяет ис-
пользовать его для питания обмоткй возбуждения двигателя на-
пряжением £/Ст=25 в.
' Поясним основные принципы, определяющие схемные и кон-
структивные особенности регулятора. Малый монтажный объем
и достаточно жесткие температурные условия совместимы \лишь
в случае высокой экономичности устройства, когда тепловые поте-
ри при данном конструктивном объеме не приводят к недопусти-
мым перегревам полупроводниковых приборов. Для уменьшения
тепловых потерь в активных и пассивных элементах схемы были
применены следующие схемные и конструктивные методы.
1. В предоконечном и оконечном каскадах многократно ис-
пользуется схема составного транзистора. Применяется питание
управляющих цепей от источников с пониженным напряжением.
Тем самым' уменьшаются тепловые потери в резисторах связи
предоконечного каскада.
2. Для увеличения экономичности регулятора в номинальном
режиме работы двигателя и режимах малой нагрузки выходной
каскад связан с предоконечным каскадом по схеме составного
транзистора с автоматическим изменением базового тока. Схема
допускает форсирование включающего базового тока выходных
транзисторов в переходном режиме, но исключает их статическое
перенасыщение.
3. Для уменьшения динамических потерь в выходных тран-
зисторах приняты меры по сокращению времени Переходных процес-
сов. В предоконечном каскаде широко применяется параллельное
включение маломощных сплавных транзисторов с хорошими частот-
ными свойствами. Запирание выходных транзисторов осуществляет-
ся от источника с достаточно высоким напряжением (£/зап1=Л)-7-8 в)
с целью эффективного уменьшения времени выключения. Увели-
чение напряжения по сравнению с рекомендуемыми обычно значе-
ниями 3—4 в необходимо ввиду того, что процессам выключения
мощных сплавных транзисторов сопутствует увеличение их входных
сопротивлений, связанное с особенностями внутренней геометрии
этих транзисторов.
Источник запирающего напряжения коммутируется отдельным
транзистором что предотвращает взаимодействие этого ис-
точника с остальными низковольтными источниками каскада.
4. Для облегчения теплового режима выходных транзисторов
и предельного уменьшения теплоотводящих радиаторов применены
213
дополнительные способы уменьшения динамических потерь, основан-
ные на изменении переходных кривых iK\t) и UKa(t) с помощью
реактивных элементов в выходной цепи регулятора [1]. Динами-
ческие потери за время включения устраняются с помощью дрос-
селя с линейной индуктивностью, включенного в цепь источника
Рис. 2. Результаты испытаний усилителя:
а — характеристика «вход—выход»; б — зависимость к. п. д. от
среднего значения выходного напряжения.
питания схемы. Энергия, запасенная магнитным полем дросселя,
выделяется в течение паузы в резисторе /?Д1. Динамические потери
за время выключения уменьшаются с помощью конденсатора,
включенного параллельно коллекторному переходу выходного
транзистора. Большая часть энергии динамических потерь, запа-
214
сенная электрическим полем конденсатора, выделяется в течение
импульса в резисторе /?Д2.
Недостаток примененного способа — потеря эффективности
в режиме К3~1 -при малом времени паузы. Для исключения этого
режима, опасного из-за тепловых перегрузок, усилительный тракт
регулятора снабжен блоком временной задержки, создающим на
характеристике вход —выход небольшой вертикальный участок
в конце диапазона регулирования.
Приведем некоторые технические характеристики регулятора.
На рис. 2 изображены кривые т^Д^вых) и £/Вых=/(£/ вх)> ПО*
строенные по результатам испытаний регулятора. Во время испы-
таний- регулятор работал на индуктивно-активную нагрузку без
противо-э. д. с. При /н=200 а (режим К3~1) коэффициент полез-
ного действия регулятора составил 94%. В режиме К3=1— соот-
ветственно 96%). Время включения выходных транзисторов до тока
200 а составляет 15 мксек, время выключения — 7 мксек. Макси-
мальная мощность, потребляемая регулятором в режиме холостого
хода, составляет 30 вт.
Конструктивно регулятор оформлен в виде двух отдельных
блоков: силового блока и блока управления. Силовой блок содер-
жит выходные транзисторы, закрепленные на теплоотводящих
радиаторах, блокирующие диоды на отдельном теплоотводящем ра-
диаторе, предоконечные транзисторы Т34-41, закрепленные на об-
щем теплоотводящем радиаторе вместе с выходными транзистора-
ми. Кроме того, в силовом блоке размещены резисторы и /?Д2,
диоды Д1—Дг, конденсатор Ci и дроссель Др^. Дроссель намотан
на тороидальном альсиферовом сердечнике ТЧК-55 44-28-1,25. Ра-
бочая обмотка имеет 10 витков. Суммарное сечение меди 10 мм*.
Вторичная обмотка имеет 50 витков. Сечение меди 2 мм*. Для
улучшения потокосцепления обмотки выполнены секционированны-
ми и многослойными. Суммарный объем блоков (по габаритным
размерам) равен 10,8 дм\ Вес регулятора 9,5 кг.
X
ЛИТЕРАТУРА
1. Конев Ю. И., Машуков Е. В., Мелешин В. И. Уменьше-
ние мощности, рассеиваемой за время (переключения, -в транзисто-
рах с индуктивно-активной нагрузкой. В. сб. «Полупроводнико-
вые приборы и их применение», под ред. Я. А. Федотова.
Вып. 18. Изд-во «Советское радио», 1967.
215
УДК 621.375.42:621.382
В. И. Мелешин.
УСИЛИТЕЛЬ КЛАССА Д ДЛЯ УПРАВЛЕНИЯ ДВУХФАЗНЫМ
ИНДУКЦИОННЫМ ДВИГАТЕЛЕМ
Многочисленные схемы транзисторных усилителей для управ-
ления двухфазными индукционными двигателями (ДИД) можно
разделить на две группы: схемы, в которых транзисторы выход-
ного каскада работают в активной области, и схемы с использо-
ванием транзисторов выходного каскада в режиме переключения.
Последняя группа схем представляется более перспективной. Из-
вестные импульсные методы управления ДИД [1, 2, 3] наряду
с очевидными достоинствами (высокий коэффициент использования
транзисторов, возможность получения малых габаритов и веса
всего устройства) обладают и рядом недостатков. К ним следует
отнести отсутствие линейной зависимости момента двигателя от
сигнала й увеличение нагрева двигателя от действия высших гар-
моник напряжения. При разрывном токе в обмотке управления
[3] ухудшаются механические характеристики двигателя, снижается
его быстродействие.'
Можно устранить указанные недостатки, применив импульсное'
управление при частоте коммутации, во много раз превышающей
номинальную (класс Д). В настоящей статье показан пример реа-
лизации импульсного метода управления двигателем при двуполяр-
ных импульсах напряжения в выходной цепи усилителя. Применение
данного метода для управления двухфазными .асинхронными двига-
телями имеет свои особенности. При .управлении двигателем с по-
лым ротором, имеющим определенные параметры схемы замещения
обмотки управления, даже значительное превышение частоты пе-
реключения транзисторов над номинальной частотой не дает рез-
кого снижения мощности, потребляемой двигателем при отсутствии
сигнала.
* Это характерно для двигателей с малым отношением парамет-
ров схемы замещения цепи управления x8ylrRy и объясняется
большими пульсациями тока. Для снижения потерь в двигателе и
тока, потребляемого от усилителя, необходимо в этом случае по-
следовательно с обмоткой управления включать дроссель. Это
216
приводит к возможности шунтирования обмотки управления кон-
денсатором. Емкость конденсатора выбирается из условия устра-
нения реактивного тока в нагрузке в пусковом режиме. Резкие
броски тока через транзисторы выходного каскада, вызываемые
емкостью, будут ограничиваться дросселем. Включение дросселя и
конденсатора целесообразно также для двигателей с большим зна-
чением отношения xSylrRy (например, двигатели серии ДИД), так
как происходит уменьшение тока, отдаваемого усилителем, а следо-
вательно, и потерь в полупроводниковых приборах выходного кас-
када. 1
Помимо уменьшения тока в пусковом режиме двигателя шун-
тирующая емкость полезна и при отработке двигателем сигнала,
так как резко снижает величину тока, отдаваемого усилителем
при увеличении цкорости вращения ротора. Снижение тока будет
происходить только при условии малой величины выходного со-
противления усилителя, что всегда выполняется при использовании
усилителя класса Д.
Индуктивность дросселя выходного каскада может быть опре-
делена по формуле
_ гу к + ху к /"'JUh-----„1 п
£др“ 2^номгу к у Мп др J ’ (О
где Мп — пусковой момент двигателя;
Мц Др — пусковой момент двигателя с дросселем в цепи управ-
ления.
Частота переключения транзисторов выбирается на основании
формулы
7 г2 -4-х2
• &
На рисунке представлена принципиальная схема усилителя для
управления двухфазным двигателем с полым ротором типа
АДП-362. Мощность двигателя на валу 19 вт. Номинальная часто-
та 50 гц. Усилитель включает в себя широтно-импульсный модуля-
тор, выполненный на основе управляемого мультивибратора
(Транзисторы Т1—Те), промежуточный каскад усиления (Т7, Те)
и выходной каскад, собранный на составных транзисторах по мо-
стовой схеме (Т9—Tie).
Чтобы снизить требуемую величину индуктивности, в цепь пер-
вичной обмотки выходного трансформатора включен сглаживаю-
щий дроссель. Кривая напряжения на обмотке управления прак/
15—2267 217
Принципиальная
тически синусоидальна,
определяется только первой гармоникой напряжения.
Входное напряже
форматора Tpi. Конденсатор Сз обеспечивает надежный запуск
мультивибратора. Частота следования импульсов мультивибратора
при отсутствии сигнала равна 1000 гц, причем с ростом входного
сигнала происходит Снижение’* частоты, что является благоприят-
ным для транзисторов выходного каскада.
Характеристика вход — выхо'д усилителя является линейной.
При максимальном н
обеспечивает мощность 50 вт (при кажущейся мощности 75 вт).
Максимальное входное напряжение составляет 40 мв, входное
сопротивление 200 ом.
лителе при максима^
12 вт.
Данные деталей усилителя:'
Tpi сердечник Ш12Х 12, wi = w2 = w3=2000 вит\ ПЭВ-2-0,12.
Тр2 сердечник 0.1-20/32-10, материал 50 НП; Wi=w2^=^3^=
=хе>4 = аР5=440 вит, ПЭВ-0,15.
т.
е. мощность, выделяемая в двигателе,
ние поступает на первичную обмотку транс-
сапряжении на обмотке управления усилитель
. Наибольшая мощность рассеивается в уси-
льном входном напряжении и составляет
218 •
- LIO
схема усилителя.
7>з сердечник Ш-26Х40, 0^ = 87 вит, ПЭВ-2-0,96; иу2 = 650 вит,
ПЭВ-2-0,44.
Др сердечник альсифер А-67-Ф 28/44-14, о>=150 вит, ПЭВ-2-0,96.
ЛИТЕРАТУРА
1. Конев Ю. И. Транзисторные импульсные устройства управле-
ния электродвигателями и электромагнитными механизмами.
Изд-во «Энергия», 1964.
2. К о с с о в О. А. Усилители мощности на транзисторах в режиме
переключения. Изд-во «Энергйя», 1964.
3. Панкратьев Л. Д., Паппе В. П., Паппе Н. П., Пет-
ров’ Б. И. Следящий привод переменного тока с полупроводнико-
выми усилителями. Изд-во «Энергия», 1966.
15
УДК 621.375.132:621.382
Сравнительный анализ цепей обратной связи в транзисторных
каскадах и усилителях переменного тока. - К о н е в Ю. И. В сб.
«Электронная техника в автоматике», под ред. 10. И. Конева.
Вып. 1, стр. 7—17. Изд-во «Советское радио», 1969.
Рассматриваются методы уменьшения емкости конденсаторов
в цепях комплексной обратной, связи транзисторных каскадов и
усилителей переменного тока низкой частоты. Показано, что ем-
кость в цепи параллельной обратной связи может быть во много
раз меньше емкости в цепи эмиттера при одинаковых частотных
свойствах каскада или усилителя. При параллельной обратной
связи можно определить оптимальный режим транзистора, в ко-
тором отношение емкости к коэффициенту усиления минимально.
Емкость конденсатора в цепи общей обратной связи усилителя
с гальванической связью во много раз больше суммарной емкости
конденсаторов в цепях местной параллельной обратней связи всех
каскадов. Полученные результаты полезны при проектировании
усилителей с учетом их миниатюризации.
4 рис., 2 табл., библ. 3 назв.
УДК 621.375.132:621.382
Синтез низкочастотных цепей коррекции на минимум суммар-
ной мощности. Букреев С. С. В сб. «Электронная техника в ав-
томатике», под ред. ЧЮ. И. Конева. Вып. 1, стр. 18—32. Изд-во
«Советское радио», 1969.
Введение общей отрицательной обратной связи в многокас-
кадные усилители вынуждает прибегать к низкочастотной коррек-
ции. Синтез корректирующих цепей становится одним из основных
вопросов при проектировании таких усилителей, поскольку от его
рационального решения во многом1 зависят конструктивные пара-
метры усилителя. Излагается метод синтеза низкочастотных RC-
цепей коорекции на минимум суммарной емкости в них. В его ос-
нову положено соблюдение определенных условий при распределе-
нии зон коррекции между звеньями и сведение к минимуму взаим-
ного влияния звеньев. Подробно рассмотрен предложенный метод
применительно к структурам, наиболее часто встречающимся при
проектировании усилителей низкой частоты с общей отрицательной
обратной связью.
7 рис., библ. 4 назв.'
УДК 621.375.0.24:621.382
К расчету составляющих дрейфа транзисторного параллельно-
балансного каскада. Анисимов В. И., Екимов Е. С., Капи-
тонов М. В. В сб. «Электронная техника в автоматике», под ред.
Ю. И. Конева. Вып. 1, стр. 33—44. Изд-во «Советское радио», 1969.
Приводятся расчетные соотношения для определения дрейфа
параллельно-балансного каскада/ обусловленного нестабильностью
220
параметров транзисторов, источников питания и сопротивлений
схемы; дается сравнительная оценка различных .составляющих дрей-
фа. Потенциальная и токовая составляющие дрейфа анализируют-
ся раздельно/ Определена зависимость этих двух составляющих
дрейфа от изменения внутреннего сопротивления источника сигнала
при симметричном и несимметричном выходе.
1 рис., 8 табл., библ. 7 назв.
УДК 621.375.147.1:621.382
Применение управляемых аттенюаторов в транзисторных уси-
лителях. Волков В. М., Урсу А. И., Б е л о в а Н. Д. В сб.
«Электронная техника в автоматике», под ред. Ю. И. Конева,
Вып. 1, стр. 45—52. Изд-во «Советское радио», 1969.
Получены основные расчетные соотношения для управляемых
аттенюаторов, в которых в качестве нелинейных управляемых
элементов применены полупроводниковые диоды. Приведена прак-
тическая схема усилителя на транзисторах, в которой с помощью
управляемых диодных аттенюаторов реализован требуемый дина-
мический диапазон регулирования с заданным законом изменения
коэффициента усиления. Коэффициент усиления усилителя изме-
няется от 10 до 2*104. В пятикаскадном усилителе применены
два диодных управляемых аттенюатора.
3 рис., библ. 5 назв.
УДК 621.375.024-
Полупроводниковый усилитель постоянного <тока с круговой
компенсацией. Кригер Е. Г. В сб. «Электронная техника в авто-
матике», под ред. Ю. И. Конева. Вып. 1, стр. 53—58. Изд-во «Со-
ветское радио», 1969.
Описан широкополосный усилитель постоянного тока с повы-
шенной стабильностью коэффициента усиления % и малым уровнем
дрейфа, состоящий из двух каналов усиления/ в котором отсут-
ствуют общие отрицательные обратные связи, охватывающие весь
усилитель; улучшение характеристик достигнуто подачей выходного
напряжения канала с непосредственной связью на неинвертирую-
щий вход канала МДМ, а выходного напряжения канала МДМ —
на инвертирующий вход канала с непосредственной связью. Выход-
ные цепи каналов ’включены на нагрузку последовательно. Рас-
смотрены отличительные особенности усилителя и приводятся ос-
новные расчетные соотношения.
1 рис., библ. 6 назв.
УДК 621.372.552
Нелинейные корректирующие цепи с полупроводниковыми дио-
дами. Тер-Арутюн;Гнц Э. Т., Измайлович А. И., Бу-
ров А. В; В сб. «Электронная техника в автоматике», под ред.
Ю. И. Конева. Вып. 1, стр. .59—74. Изд-во «Советское радио», 1969.
221
Излагается сравнительный анализ и приводятся результаты
исследования нелинейных корректирующих цепей, работающих на
переменном токе и содержащих в качестве переключающих
устройств полупроводниковые диоды.
Показано, что выходной сигнал двухконтурной корректирую*
щей цепи содержит квадратурную составляющую. Это является
существенным недостатком таких цепей и может привести к зна-
чительному ухудшении} характеристик следящей системы в целом.
Сравнительный анализ показал, что предлагаемая в статье
одноконтурная корректирующая цепь свободна от указанного не-
достатка и является наиболее целесообразной для применения.
Приводятся также основные рекомендации по проектированию
таких цепей.
8 рис., библ. 6 назв.
УДК 621.317.029:621.382
Паразитные выбросы' напряжения транзисторных ключевых
модуляторов и способы их уменьшения. Царьков В. А., Д м и т -
раков Л. П., П а в л е н к о В. А. В сб. «Электронная техника
в автоматике», под ред. Ю. И. Конева. Вып. 1, стр. 75—83. Изд-во
«Советское радио», 1969.
Рассмотрена схема мостового транзисторного модулятора, на
основе которой проведен анализ процессов, протекающих при ком-
мутации транзистора, и получены условия, при которых остаточные
параметры модулятора равны нулю. Показано, что в транзистор-
ном модуляторе наряду с паразитными выбросами, обусловленны-
ми наличием емкостей переходов, большую величину имеют выбро-
сы напряжения за счет статического неравновесия в транзисторе.
Рассмотрены эффективные способы подавления паразитных выбро-
сов в измерительных усилителях постоянного тока с прямым и
обратным преобразованием постоянного тока в переменный. Для
уменьшения выбросов напряжения на выходе модулятора рекомен-
дуется амплитуду тока базы выбирать не более 200 мка, а длитель-
ность фронтов импульсов коммутирующего напряжения — не менее
50 мксек.
7 рис., библ. 5 назв.
УДК 621.372.542:621.382
О применении составных транзисторов в сглаживающих фильт-
рах с параллельным триодом (ФШ). Векслер Г. С. В сб. «Элек-
тронная техника в автоматике», под ред. Ю. И. Конева. Вып. 1,
стр. 84—88. Изд-во «Советское радио», 1969.
Рассмотрены параметры транзисторных сглаживающих фильт-
ров с последовательным и параллельным транзистс пом. Дано
сравнение параметров сглаживающих фильтров при замене одного
транзистора составным, состоящим из двух транзисторов. Получе-
ны формулы для расчета сглаживающих фильтров с составными
транзисторами. Экспериментально подтверждено, что применение
составных транзисторов, заметно не изменяя сглаживающих
222
свойств и энергетических соотношений в фильтрах, позволяет«
уменьшить емкость конденсатора приблизительно в 20—50 раз.
2 рис., 1 табл., библ. 5 назв.
УДК 621.314.68:621.382
Сглаживающий фильтр как нагрузка транзистора, работающего
в режиме переключения. Г о л о в а ц к и й В. А. В сб. «Электронная
техника в автоматике», под ред. Ю. И. Конева. Вып. 1, стр. 89—
102. Изд-во «Советское радио», 1969.
Достаточно исследованными нагрузками транзистора, работаю-
щего в режиме переключения, являются индуктивно-активная на-
грузка и индуктивно-активная нагрузка с противо-э. д. с. Значи-
тельйЪ менее изученной нагрузкой является сглаживающий
LC-фильтр, особенно многозвенный. В статье дается анализ рабо-
ты транзистора в режиме переключения с нагрузкой в виде сгла-
живающего фильтра.' Показано, что сглаживающий фильтр можно
рассматривать как эквивалентную индуктивно-активную нагрузку.
Приводятся выражения, позволяющие определить максимальный и
минимальный токи коллектора транзистора, минимальную величину
индуктивности первого дросселя фильтра для получения безразрыв-
ных токов. Приведен пример определения максимального тока
коллектора силового транзистора импульсного стабилизатора по-
стоянного напряжения.
7 рис., библ. 4 назв.
УДК 621.316.722.1:621.382
Стабилизация рабочей частоты релейного стабилизаторов на-
пряжения. Борисов С. Я, Г словацкий В. А. В сб. «Элек-
тронная техника в автоматике», под ред. Ю. И. Конева. Вып. 1,
стр. 103—109. Изд-во «Советское радио», 1969.
Известно, что в стабилизаторах напряжения с транзисторами,
работающими в режиме переключения, целесообразно применять
многозвенные сглаживающие фильтры. Полностью достоинства
многозвенных фильтров проявляются только при постоянной часто-
те переключения транзисторов. В релейных стабилизаторах напря-
жения частота переключения зависит от напряжения питания и
от тока нагрузки. В статье описывается один из возможных спо-
собов стабилизации рабочей частоты релейного стабилизатора.
Дается описание схемы релейного стабилизатора со стабилизирован-
ной х?астотой переключения транзисторов на максимальный ток
нагрузки в 50 а.
2 рис., библ. 4 назв.
УДК 621.374.3.001:621.382
Переходные процессы в импульсных транзисторных и тири-
сторных системах. Фесенко М. Н. В' сб. «Электронная техника
в автоматике», под ред. Ю. И. Конева. Вып. 1, стр. НО—122.
Изд-во «Советское радио», 1969,
223
Рассматриваются разомкнутые импульсные транзисторные и
^тиристорные системы с активно-индуктивной нагрузкой или с ак-
^тивно-индуктивной нагрузкой и противо-э. д. с.
В общем виде их можно представить как системы с изменяю-
щейся структурой Ik изменяющимися параметрами, степень изме-
нения которых учитывается соответствующими коэффициентами.
Введение коэффициентов, учитывающих степень изменения
структуры и параметров, позволило достаточно просто, в виде гео-
метрической прогрессии, отыскать начальные условия для опреде-
ления мгновенных значений токов.
Переходный процесс в рассматриваемых системах анализирует-
ся в средних значениях выходной величины. Показана физическая
сущность форсирования переходного процесса в импульсных си-
стемах и способы преобразования импульсной системы в непрерыв-
ную. Для этого введены коэффициент форсировки переходного про-
цесса и эквивалентная постоянная времени нагрузки. Приведен
пример расчета переходного процесса в простейшей транзисторной
системе.
6 рис., библ. 6 назв.
УДК 621.375.446
Энергетические соотношения в мостовом транзисторном регу-
ляторе электродвигателя постоянного тока при синусоидальном
управляющем сигнале. Г о л ь б е р г В. А. В сб. «Электронная тех-
ника в автоматике», под ред. Ю. И. Конева. Вып. 1, стр. 123—129.
Изд-во «Советское радио», 1969.
В статье рассматриваются энергетические соотношения в мо-
стовом транзисторном регуляторе электродвигателя постоянного то-
ка при синусоидальном управляющем сигнале и нагрузке на валу
типа вязкого трения. Энергетические соотношения рассматриваются
в предположении, что пульсациями тока якоря можно пренебречь.
Получены выражения для мощности, рассеиваемой в режиме насы-
щения, при переключениях и за время закрытого состояния тран-
зисторов. Приводятся выражения для полной мощности, рассеи-
ваемой во всех полупроводниковых приборах и в обмотке якоря
двигателя. Дается пример расчета рассеиваемой мощности при
нескольких значениях частоты управляющего сигнала. Полученные
соотношения дают возможность при конструировании регулятора
выбрать тип транзисторов и рассчитать необходимый теплоотвод.
Библ. 3 назв.
УДК 621.375.026:621.382
Исследование тиристорного реверсивного усилителя постоян-
ного тока. Ч а п ц е в Г. И. В сб. «Электронная техника в авто-
матике», под ред. Ю. И. Конева. Вып. 1, стр. 130—141. Изд-во
«Советское радио», 1969.
Рассмотрены процессы в активно-индуктивной нагрузке с про-
тиво-э. д. с., шунтированной емкостью, и в силовых тиристорах
реверсивного мостового усилителя с питанием от источника посто-
224
янного тока. Выведены расчетные сортношения для определения
мощности, рассеиваемой в силовых тиристорах за время' их вклю-
ченного состояния при изменении постоянной времени нагрузки
в'широких пределах.
Даны рекомендации для определения емкости конденсатора,
шунтирующего нагрузку. Практические схемы исследованы при пи-
тании от сети постоянного напряжения 27 и ПО в с двигателями
СЛ161 и С Л 261 при частотах коммутации 50 и 400 гц.
6 рис., библ. 5 назв.
।
УДК 621.373.53
К расчету полупроводниковых схем формирования пилообраз-
ного напряжения в фазосдвигающйх устройствах тиристорных пре-
образователей. Климов В. Пг В сб. «Электронная техника в авто-
матике», под ред. Ю. И. Конева. Вып. 1, стр. 142—159. Изд-во
«Советское радио», 1969.
Приводится описание и сравнительный анализ полупроводни-
ковых схем формирования пилообразного напряжения в фазосдви-
гающих устройствах тиристорного преобразователя. Рассматрива-
ются схемы генераторов пилообразного напряжения с диодными,
транзисторными и тиристорными коммутирующими элементами.
Получены основные расчетные соотношения, обеспечивающие ин-
женерную методику расчета ГПН с полупроводниковыми комму-
таторами. Даны примеры расчета ГПН с диодным и транзистор-
ным коммутатором.
6 рис., библ. 8 назв.
УДК 621.314.14:621.382
ч. I
Влияние индуктивностей рассеяния обмоток трансформатора на
работу полупроводникового преобразователя напряжения. Андре-
ев В. В. В сб. «Электронная техника в, автоматике», под ред.
Ю. И. Конева. Вып. 1, стр. 160—165. Изд-во «Советское радио»,
1969.
Рассматриваются процессы в трансформаторе и выходном вы-
прямителе полупроводникового преобразователя напряжения.
В этом случае к первичной обмотке трансформатора подводится
прямоугольное переменное напряжение и возникает задача расчет-
ного определения потери . напряжения в самом трансформаторе и
смежном с ним выпрямителе, причем возможность расчета по
^обычным формулам, справедливым для синусоидальных токов и
напряжений, не очевидна. Прежде всего это относится к расчету
потери напряжения в индуктивном сопротивлении рассеяния обмо-
ток трансформатора. Как результат проделанного анализа предла-
гаются формулы для расчета этой величины при активной и ин-
дуктивной нагрузках преобразователя.
2 рис., библ. 2 назв.
225
УДК 621.314.14
Способ синтеза многоступенчатой формы выходного напряже-
ния транзисторных инверторов. Малышков Г. М. В сб. «Элек-
тронная техника в автоматике», под ред. Ю. И. Конава. Вып. 1,
стр. 166—171. Изд-во «Советское радио», 1969.
Предлагается способ синтеза многоступенчатой формы выход-
ного напряжения транзисторного инвертора, аппроксимирующей
синусоидальное напряжение по первой низшей из высших гармони-
ческих составляющих.
Приводится соотношение между коэффициентом нелинейных
искажений и номером первой высшей гармонической составляющей,
а также формула для расчета коэффициента нелинейных искаже-
ний при суммировании двух напряжений многоступенчатой формы.
2 рис., библ. 9 назв.
УДК 621.375.67:621.382
Проектирование релейных схем способом симметрии. Малыш-
ков Г. М. В сб. «Электронная техника в автоматике», под ред.
Ю. И. Конева. Вып. 1, стр. 172—175. Изд-во «Советское радио»,
1969.
При проектировании многокаскадных релейных схем с приме-
нением транзисторов разного типа проводимости количество струк-
турных схем (при заданной выходной мощности и способе комму-
тации нагрузки) оказывается величиной неизвестной. Предложен-
ный способ проектирования релейных схем позволяет исключить
эту неопределенность. Дан пример проектирования переключающего
реле с дополнительными источниками питания.
1 рис., библ. 2 назв.
УДК 621.375.024:621.382
Использование транзисторов при напряжении коллектор —- база
близком к нулю. Прохоров И. С. В сб. «Электронная техника
в автоматике под ред. Ю. И. Конева. Вып. 1, стр. 176—178.
Изд-во «Советское радио», 1969.
На основании исследования работы транзистора в статическом
режиме приводятся области, в которых могут работать транзисто-
ры1 без потери усилительных свойств при напряжении коллектор —
база, близком к нулю.
Приведены схема и характеристики усилителя, транзисторы ко-
торого работают в широком диапазоне температур при напряже-
нии коллектор — база, равном нулю.
1 рис., 1 табл., библ. 3 назв.
УДК 621.121:621.382
Широкополосный транзисторный решающий усилитель. И в а -
шенцев В. А. В сб. «Электронная техника в автоматике», под
ред. Ю. И. Конева. Вып. 1, стр. 179—Г83. Изд-во «Советское ра-
дио», 1969.
226
Описывается схема й результаты экспериментальных испыта-
ний широкополосного транзисторного решающего усилителя (РУ),
при построении которого использовано сочетание принципов после-
довательного отключения каскадов и разделения их постоянных
времени.
Схема содержит канал МДМ, а предусилитель-фазоинвертор;
дифференциальный каскад, суммирующий сигналы от предусилите-
ля и канала ^1ДМ; каскад, суммирующий сигналы от дифферен-
циального каскада и предусилителя, и’ выходной каскад на двух
транзисторах типа П309.
Такое построение схемы позволило расширить диапазон рабо-
чих частот РУ (при полной шкале ±30 в) до 150 кгц и получить
скорость отработки скачкообразного входного сигнала 40 в!мксек.
Усилитель предназначен для использования в аналоговых и
аналого-цифровых вычислительных устройствах.
2 рис., библ. 4 назв.
УДК 621.318.576.5:621.382
Транзисторное реле времени. В а л а ев Н. И., Л у щ и к о в И. И.
В сб. «Электронная техника в автоматике», под ред. Ю. И. Коне-
ва. Вып. 1, стр. 184—186. Изд-во «Советское радио», 1969.
Приведена принципиальная схема электронного реле времени.
Особенностью данной схемы является использование во времяза-
висимой цепи электролитического конденсатора. Оригинальное по-
строение схемы позволяет получить достаточно низкую гарантиро-
ванную погрешность выдержки времени (до ±15%) при тяжелых
условиях эксплуатации.
Приведены параметры входящих элементов и технические дан-
ные реле времени/
1 рис., 1 табл.
УДК 621.374.32:621.382
Аналого-цифровой преобразователь напряжения иа туннельных
диодах и транзисторах. Поплавко В. М., Баранов В. К.
В сб. «Электронная техника в автоматике», под ред. Ю. И. Ко-
нева. Вып. 1, стр. 187—190. Изд-во «Советское радио», 1969.
Показана возможность построения малоэлементных цифровых
измерительных устройств на туннельных диодах и транзисторах.
Разработанный аналого-цифровой преобразователь напряжения
построен по методу время-импульсного кодирования. Для повыше-
ния чувствительности и стабильности компаратора преобразовате-
ля используется обращенный диод, работающий в режиме пере-
ключения. Триггер выполнен на базе гибридной схемы на туннель-
ном диоде и транзисторе, включенном по схеме с общим эмитте-
ром. Генератор линейного напряжения содержит эталонную емкость,
заряжаемую от компенсационного источника тока. Преобразователь
предназначен для работы в системе автоматического контроля.
1 рис.
227
УДК 621.375.446
Следящая система с транзисторным импульсным усилителем
мощности. Г о л ь б е р г В. А. В сб. «Электронная техника в авто-
матике», под ред. Ю. И. Конева. Вып. 1, стр. 191—196. Изд-Bd
«Советское радио», 1969.
Существенно увеличить срок безотказной работы системы и
облегчить режим работы двигателя можно использованием тран-
зисторных управляющих схем вместо электромагнитных реле.
В статье приводится структурная схема следящей системы. Дается
описание отдельных элементов следящей системы: силового тран-
зисторного переключающего реле и широтно-импульсного модуля-
тора. Приводятся принципиальные схемы и данные по эксперимен-
тальному исследованию разработанной следящей системы.
4 рис., библ. 3 назв.
' УДК 621.316.722.1:621.382
Транзисторный релейный стабилизатор постоянного напряже-
ния. Г у л я к о в и ч Г. Н. В сб. «Электронная техника в автомати-
ке», под ред. Ю. И. Конева. Вып. 1, стр. 197—200. Изд-во «Со-
ветское радио». 1969.
Рассматривается схема транзисторного релейного стабилиза-
тора напряжения, выполненного на основе одноемкостного муль-
тивибратора. Применение в схеме цепочки динамического запира-
ния'* силового транзистора позволило исключить дополнительный
источник смещения и тем самым упростить схему стабилизатора.
Обладая высоким к. п. д., относительной простотой схемы, рас-
смотренный стабилизатор может найти применение в качестве
вторичного источника питания различных электронных устройств.
3 рис., библ, 3 назв.
УДК 621.375.67:621.382
Схема для форсированного включения и отключения индуктив-
но-активной нагрузки. Леоненко Л. И. В сб. «Электронная тех-
ника в автоматике», под ред. Ю. И. Конева. Вып. 1, стр. 201—
205. Изд-во «Советское радио», 1969.
Рассматривается работа транзисторной схемы, обеспечивающей
форсированное включение тока индуктивно-активной нагрузки.
Показано, что наименьшее суммарное время включения и отклю-
чения получается при последовательном включении основного и
дополнительного источников питания, если считать заданным до-
пустимое напряжение коллектор — эмиттер транзистора. Использо-
вание в управляющих цепях транзисторных реле в сочетании с об-
ратной связью по току нагрузки позволяет иметь один вход. При-
менение рассмотренной схемы дает возможность увеличить
в 4—6 раз рабочую частоту электромагнитных механизмов с но-
минальным напряжением 25—30 в.
1 рис., библ. 4 назв.
228
УДК 621.314.2:621.382
Полупроводниковый коммутатор для бесконтактного электро-
двигателя постоянного тока. Дубенский А. А. В сб. «Элек-
тронная техника в автоматике», под ред. Ю. И. Конева, Вып. 1,
стр. 205—210. Изд-во «Советское радио», 1969.
Кратко излагается новый способ пуска и регулирования ско-
рости вращения бесконтактных двигателей постоянного тока. При-
водятся данные двухскоростных двигателей и описывается схема
коммутатора двухскоростного двигателя со стабилизацией скоро-
сти вращения с высокой точностью.
Статья предназначена для инженерно-технических работников,
проектирующих устройства магнитной зациси, быстроходные при-
воды постоянного тока и специальные ' устройства для работы
в условиях глубокого вакуума, повышенных температур в агрессив-
ных средах.
,2 рис., 1 табл., библ. 5 назв.
УДК 621.375.145:621.382
Транзисторный усилитёль в режиме переключения с максималь-
ной выходной мощностью 15 /Сет. Машуков Е. В., Малыш-
ков Г. М., Ермошин В. М., Леоненко И. М. В сб. «Элек-
тронная техника в автоматике», под ред. Ю. И. Конева. Вып. 1,
стр. 211—215. Изд-во «Советское радио», 1969.
Разработан транзисторный импульсный усилитель для управле-
ния электродвигателем постоянного тока по цепи якоря. Предель-
но уменьшена мощность, рассеиваемая в пассивных элементах вы-
ходного и предоконечного каскадов регулятора. Реализованы спо-
собы уменьшения динамических потерь в выходных транзисторах,
основанные на оптимизации процессов их переключения с помощью
реактивных элементов в силовой цепи. Приведены результаты ис-
пытаний, свидетельствующие о высокой экономичности усилителя.
Максимальный выходной ток усилителя 300—350 а; коэффициент
полезного действия 94—96%. '
2 рис., библ. 1 назв.
А УДК 621.375.42:621.382 ,
Усилитель класса Д для управления двухфазным индукцион-
ным двигателем. Meлешин В. И. В сб. «Электронная техника
в автоматике», под ред. Ю. И. Конева. Вып. 1, стр. 216—219.
Изд-во ^Советское радио», 1969.
Рассматривается схема транзисторного ’импульсного усилителя
класса Д для управления двухфазным асинхронным двигателем
АДП-362. В выходной цепи усилителя формируются двуполярные
импульсы с частотой 1000 гц, длительность которых модулируется
сигналом частотой 50 гц, поступающим на вход управляемого
мультивибратора. Выходной каскад собран на составных транзи-
сторах по мостовой схеме. ж
229
Помимо обычных преимуществ, свойственных импульсным уси-
лителям, данная схема обеспечивает практически синусоидальное
напряжение на обмотке управления и линейность момента двига-
теля от сигнала.
Для снижения мощности потерь в двигателе и полупроводни-
ковых приборах выходного каскада последовательно с нагрузкой
вводится дроссель, а обмотка управления шунтируется конденса-
тором.
1 рис., библ. 3 назв.
К СВЕДЕНИЮ АВТОРОВ
Для сокращения сроков издания и расширения тематики
сборников редакционная коллегия будет принимать к опуб-
ликованию рукописи статей объемом не более 12 стр. маши-
нописного текста, отпечатанного через два интервала, и крат-
кие сообщения объемом не более 5 стр. Количество рисунков
к статье не должно превышать 4—5, а к краткому сооб-
щению—!—2.
Превышение указанного объема статей возможно только
после предварительной рекомендации редакционной коллегии.
К каждой статье или сообщению должен быть представ-
лен реферат объемом до 1 стр. машинописного текста и
указан индекс УДК. Текст и рисунки представляются в двух
экземплярах. Формулы должны быть вписаны четко с боль-
шим интервалом и с разметкой прописных и строчных букв и
индексов. К статье прилагается список подписей к рисун-
кам. Типы полупроводниковых приборов, сопротивления рези-
сторов, емкости конденсаторов должны быть обозначены на
рисунках (схемах). Данные намоточных.» специальных де-
талей приводятся в подписи к рисунку или в тексте.
СОДЕРЖАНИЕ
Предисловие :.............................................. 3
К о и е в Ю. И. Сравнительный анализ цепей обратной
связи в транзисторных каскадах и усилителях переменного тока 7
Букреев С. С. Синтез- низкочастотных цепей коррекции
на минимум суммарной емкости .. ...................18
Анисимов В. И., Екимов Е. С., Капитонов М. В.
К расчету составляющих дрейфа транзисторного параллельно-
балансного каскада.........................................33
Волков В. М., Урсу А. И., Белова Н. Д. Примене-
ние управляемых аттенюаторов в транзисторных усилителях 45
Кригер Е. Г. Полупроводниковый усилитель постоянно-
го тока с круговой компенсацией '..........................53
Тер-Арутюнянц Э. Т.. Измаилович А. И., Бу-/
ров А. В. Нелинейные корректирующие цепи с полупровод-
никовыми диодами...........................* . . . . 59
Царьков В. А., Дмитраков Л. П., Павлен-
ко В. А. Паразитные выбросы напряжения транзисторных
ключевых модуляторов и способы их уменьшения .... 75
Векслер Г. С. О применении составных транзисторов ,
в сглаживающих фильтрах с параллельным триодом ... 84
Головацкий В. А. Сглаживающий фильтр как нагруз-
ка транзистора, работающего в режиме переключения ... 87
Борисов С. Я., Головацкий В. А. Стабилизация
рабочей частоты релейного стабилизатора напряжения . . 103
Фесенко М. Н. Переходные процессы в импульсных
транзисторных и тиристорных системах.......................НО
Гольберг В. А. Энергетические соотношения в мосто-
вом транзисторном регуляторе электродвигателя постоянного
тока при синусоидальном управляющем сигнале .... 123
Ч а п ц е в Г. И. Исследование тиристорного реверсивного
усилителя постоянного тока................................130
Климов В. П. К расчету полупроводниковых схем фор-
мирования пилообразного напряжения в фазосдвигающих
устройствах тиристорных преобразователей..................142
Андреев В. В. Влияние индуктивностей рассеяния об-
моток трансформатора на работу полупроводникового пре-
образователя напряжения...................................160
Малышков Г. М. Способ синтеза многоступенчатой
формы выходного напряжения транзисторных инверторов . . 166
231
Малышков Г. М,- Проектирование релейных схем спо-
собом симметрии...............................' ... 172
Прохоров И. С. Использование транзисторов при на-
пряжений коллектор—база, близком к нулю...................176
Ивашенцев В. А. Широкополосный транзисторный ре-
шающий усилитель . . . . . '......................179
Валаев Н. И., Лущиков И. И. Транзисторное реле
времени ................................................ 184
Поплавко В. М.» Баранов В. К. Аналого-цифровой
преобразователь напряжения на туннельных диодах и транзи-
сторах ............................................ • i 187
Гольберг В. А. Следящая система' с транзисторным
импульсным усилителем мощности............................191
Гулякович Г. Н. Транзисторный релейный стабилиза-
тор постоянного напряжения................................197
Леоненко Л. И. Схема для форсированного включения
и отключения индуктивно-активной нагрузки .... 201
Дубенский А. А. Полупроводниковый коммутатор для
бесконтактного электродвигателя постоянного тока . . . 205
Машуков Е. В., Малышков Г. М., Е р м о ш ’ т~ В. М.,
Леоненко И. М. Транзисторный усилитель в реж?
ключения с максимальной выходной мощностью .15 г . . 211
Мелешин В. И. Усилитель класса Д для } равления
двухфазным индукционным-.двигателем.......................216
ЭЛЕКТРОННАЯ ТЕХНИКА В АВТОМАТИКЕ
Сборник статей под редакцией Ю. И. Конева-
Редактор И. М. Волкова
Художественный редактор В. Т. Сидоренко
Обложка художника Л. Г. Ларского
Технический редактор А. А. Белоус
Корректоры Т. Л. Князева, Г. М. Денисова
Сдано в набор 19/V 1969 г.
Подписано в печать 19/VIII 1969 г. Т-12416
Формат 84Х 108ta Бумага типографская № 3
Объем 12,18 усл. п. л. Уч.-из/р л: 12,1
Тираж 17 000 экз. Зак. 2267
Издательство .Советское радио*, Москва, Главпочтамт, \п/я 693.
Цена 61 коп.
Московская типография № 10 Главполиграфпрома
Комитета по печати при Совете Министров СССР.
Москва, Шлюзовая^ наб., 10.